JP2003210000A - Inverter control method and inverter controller - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the follow-up performance of stator flux in direct torque control and to enhance its response. <P>SOLUTION: The inverter controller comprises a torque component voltage operating section 4 for outputting a torque component voltage V<SB>τ</SB>by performing a specified operation on a torque command τ*, a calculated torque τ, the magnitude |λ| and speed ω<SB>e</SB>of a rotating field, a field component voltage operating section 6 for outputting a field component voltage VR with a flux command |λ|*and the magnitude |λ| of the rotating field as inputs, a section 7 for calculating μ with the torque component voltage V<SB>τ</SB>and the field component voltage VR as inputs, a speed operating section 10 for outputting a rotational angular speed ω<SB>e</SB>by performing phase αβ motor current i<SB>α</SB>, i<SB>β</SB>operation on αβ flux λ<SB>α</SB>, λ<SB>β</SB>and μ, and speed operation on αβ flux λ<SB>α</SB>, λ<SB>β</SB>, and a voltage vector output time operating section 12 for outputting a voltage vector output time by performing a specified operation on a DC voltage V<SB>dc</SB>, the torque component voltage V<SB>τ</SB>, the field component voltage VR, a phase angle ϕ<SB>0</SB>, and a region number. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、インバータによ
り駆動されるモータを直接トルク制御すべくインバータ
を制御する方法およびその装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method and an apparatus for controlling an inverter to directly torque control a motor driven by the inverter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】回転子に永久磁石を装着したブラシレス
ＤＣモータは誘導モータに比べ高効率で、省エネ運転が
第一に望まれる用途で広く用いられている。2. Description of the Related Art Brushless DC motors having permanent magnets mounted on a rotor have a higher efficiency than induction motors and are widely used in applications where energy-saving operation is desired first.

【０００３】このブラシレスＤＣモータは、トルクを制
御するために回転位置（回転子の磁極位置）に同期した
電圧、電流制御が必要である。しかしながら、モータに
回転位置センサを取り付け、その位置信号を用いた制御
システムには、センサによりシステムが高価格、大形に
なる。また、センサ信号線の断線などによる信頼性の低
下やモータとコントローラが離れて設置されるアプリケ
ーションでは、位置センサ情報をコントローラに正確に
伝送できないなどの問題があった。そこで、これら問題
点に対処するために位置センサレスブラシレスＤＣモー
タの研究が進められている。This brushless DC motor requires voltage and current control synchronized with the rotational position (rotor magnetic pole position) in order to control the torque. However, in a control system using a rotational position sensor mounted on a motor and using the position signal, the sensor makes the system expensive and large. In addition, there is a problem that reliability is deteriorated due to disconnection of the sensor signal line or the position sensor information cannot be accurately transmitted to the controller in an application in which the motor and the controller are installed separately. Therefore, in order to deal with these problems, research on a position sensorless brushless DC motor is under way.

【０００４】ブラシレスＤＣモータの位置センサレス制
御法は、１）逆起電圧ゼロクロス検出方式、２）モータ
モデル利用方式、および３）直接トルク制御方式に大別
される。Position sensorless control methods for brushless DC motors are roughly classified into 1) back electromotive force zero cross detection method, 2) motor model utilization method, and 3) direct torque control method.

【０００５】前記逆起電圧ゼロクロス検出方式は、モー
タ端子電圧から回転子磁石磁束が誘起する速度起電力を
検出し、位置信号を得て、電圧、電流と回転位置の同期
制御を行う方式である。具体的には、インバータを１２
０゜通電制御して、非励磁相の速度起電力のゼロクロス
を検出する方式、速度起電力に含まれる３次調波成分の
ゼロクロスを検出する方式等がある。検出分解能は何れ
も電気角６０゜である。The back electromotive force zero-cross detection method is a method of detecting a speed electromotive force induced by a rotor magnet magnetic flux from a motor terminal voltage, obtaining a position signal, and performing synchronous control of voltage, current and rotational position. . Specifically, the inverter
There are a method of detecting the zero cross of the speed electromotive force of the non-excited phase by controlling 0 ° energization, a method of detecting the zero cross of the third harmonic component contained in the speed electromotive force, and the like. The detection resolution is 60 electrical degrees.

【０００６】前記モータモデル利用方式は、モータ端子
電圧、電流を検出し、これら検出量とモータモデルから
位置推定器や検出器を構成し、位置信号を得て、電圧、
電流と回転位置の同期制御を行う方式である。具体的に
は、位置推定器を、オブザーバーやモデル規範適応シス
テムなど現代制御理論に基づいて構成する方式や、回転
子が埋込磁石構造の場合、回転位置によるインダクタン
ス変化を高周波リプルから検出するよう構成する方式等
がある。検出分解能は、電気角数゜以下と高分解能であ
る。In the motor model utilizing method, the motor terminal voltage and current are detected, a position estimator and a detector are constructed from these detected amounts and the motor model, a position signal is obtained, and a voltage,
This is a method of synchronously controlling the electric current and the rotational position. Specifically, the position estimator is configured based on modern control theory such as an observer or model reference adaptation system, and when the rotor has an embedded magnet structure, the inductance change due to the rotational position is detected from the high frequency ripple. There are methods to configure. The detection resolution is as high as a few electrical degrees or less.

【０００７】前記直接トルク制御方式は、モータ端子電
圧、電流を検出し、これら検出量からモータ１次磁束と
トルクを演算し、これが指令値に追従するように直接イ
ンバータをスイッチング制御する方式である。この方式
は、原理的にトルクを制御するために、位置検出過程を
伴わない。従って、位置や速度を検出するためには別
途、これらの検出、推定手段との組み合わせが必要であ
る。The direct torque control system is a system in which the motor terminal voltage and current are detected, the motor primary magnetic flux and torque are calculated from these detected amounts, and the inverter is directly switching-controlled so that they follow the command value. . This method does not involve a position detection process because the torque is controlled in principle. Therefore, in order to detect the position and speed, it is necessary to separately combine these with the detection and estimation means.

【０００８】前記方式１）を採用した場合には、インバ
ータ通電波形やモータ電磁構造に制約が伴うという不都
合、位置検出分解能が低いために、トルクの高速応答が
望めないという不都合がある。In the case of adopting the method 1), there are disadvantages that the inverter energization waveform and the electromagnetic structure of the motor are restricted, and that the high speed response of the torque cannot be expected due to the low position detection resolution.

【０００９】前記方式２）を採用した場合には、モータ
モデルに使うインダクタンス、起電力定数などの機器定
数が温度や磁気飽和等の影響で変化すると位置検出誤差
が発生し、最悪の場合にはモータの制御が不安定になる
という不都合、位置推定器の収束時間によりトルクの応
答速度が制約されるという不都合がある。When the method 2) is adopted, a position detection error occurs when the device constants such as the inductance and the electromotive force constant used in the motor model change due to the influence of temperature, magnetic saturation, etc. In the worst case, There are inconveniences that the control of the motor becomes unstable and that the response speed of the torque is restricted by the convergence time of the position estimator.

【００１０】これらに対して、前記方式３）はトルクを
演算し、これが指令値に追従するようにインバータを直
接制御するため、高速トルク応答が安定に得られるとい
う利点、および、演算に必要なモータパラメータが巻線
抵抗のみであるため、磁気飽和による制御性能劣化はな
いという利点を有する。また、パラメータ精度を向上さ
せるためには、巻線抵抗の温度検出もしくは推定器のみ
を追加すればよく、制御性改良を簡単に達成できる。On the other hand, the method 3) calculates the torque and directly controls the inverter so that the torque follows the command value. Therefore, the advantage that a high-speed torque response can be stably obtained and the calculation is required. Since the motor parameter is only the winding resistance, there is an advantage that control performance does not deteriorate due to magnetic saturation. Further, in order to improve the parameter accuracy, only the temperature detection or estimator of the winding resistance needs to be added, and the controllability can be easily improved.

【００１１】このような利点に着目して、前記方式３）
は位置センサレスにブラシレスＤＣモータを高速トルク
制御する最良の方法として注目されている。なお、この
方式３）はブラシレスＤＣモータの他に誘導モータやリ
ラクタンスモータの制御方式として採用することもでき
る。Focusing on these advantages, the above method 3)
Has been attracting attention as the best method for high-speed torque control of a brushless DC motor without a position sensor. The method 3) can also be adopted as a control method for an induction motor or a reluctance motor in addition to the brushless DC motor.

【００１２】この方式は例えば、特開２００１−８６７
９５号公報で開示されている。This method is disclosed in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 2001-867.
No. 95 publication.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
直接トルク制御方式はトルクと共に制御する固定子磁束
の制御応答性がトルクに比べて劣る問題があった。However, the conventional direct torque control system has a problem that the control response of the stator magnetic flux controlled together with the torque is inferior to that of the torque.

【００１４】以下、従来の直接トルク制御方式を詳述
し、これら問題点を明らかにする。Hereinafter, the conventional direct torque control system will be described in detail to clarify these problems.

【００１５】便宜上、数１により３相（ｕ−ｖ−ｗ）を
２相（α−β）に変換する。For convenience, the three-phase (u-v-w) is converted into the two-phase (α-β) by the equation 1.

【００１６】[0016]

【数１】 [Equation 1]

【００１７】数１の座標変換を行った場合、３相座標と
２相座標の位相関係と２相座標上で捉えたモータモデル
は図１のようになる。なお、図１中（ａ）は位相関係
を、（ｂ）は２相座標上のモータモデルを、それぞれ示
している。When the coordinate transformation of equation 1 is performed, the phase relationship between the three-phase coordinates and the two-phase coordinates and the motor model captured on the two-phase coordinates are as shown in FIG. In FIG. 1, (a) shows the phase relationship, and (b) shows the motor model on the two-phase coordinates.

【００１８】図１中ｉα、ｉβは２相に変換された巻線
電流、Ｉ_fは回転子に組み込んだ永久磁石を模擬する定
電流源、θ_mはモータ回転子の位置角（電気角）であ
る。In FIG. 1, iα and iβ are winding currents converted into two phases, I _f is a constant current source simulating a permanent magnet incorporated in the rotor, and θ _m is a position angle (electrical angle) of the motor rotor. Is.

【００１９】ここで、モータトルクτは固定子反力とし
て検出できるため、固定子磁束λα、λβと巻線電流ｉ
α、ｉβとの外積演算により求め、数２と記すことがで
きる。なお、ｐはモータ極対数である。Since the motor torque τ can be detected as a stator reaction force, the stator magnetic fluxes λα and λβ and the winding current i are detected.
It can be obtained by an outer product calculation with α and iβ, and can be expressed as Formula 2. Note that p is the number of motor pole pairs.

【００２０】[0020]

【数２】 [Equation 2]

【００２１】一方、固定子磁束は巻線抵抗Ｒでの電圧降
下を端子電圧から差し引いた電圧を積分すれば算出でき
る。すなわち、数３となる。On the other hand, the stator magnetic flux can be calculated by integrating the voltage obtained by subtracting the voltage drop at the winding resistance R from the terminal voltage. That is, Equation 3 is obtained.

【００２２】[0022]

【数３】 [Equation 3]

【００２３】また、α−β固定子磁束ベクトルの合成磁
束｜λ｜、すなわち回転磁界の大きさは、数４となる。Further, the synthetic magnetic flux | λ | of the α-β stator magnetic flux vector, that is, the magnitude of the rotating magnetic field is given by the equation 4.

【００２４】[0024]

【数４】 [Equation 4]

【００２５】次に、端子電圧、巻線電流の検出値から演
算したモータトルクτ、回転磁界の大きさ｜λ｜を指令
値に追従させるためのインバータスイッチング制御方法
について説明する。Next, an inverter switching control method for making the motor torque τ calculated from the detected values of the terminal voltage and the winding current and the magnitude | λ | of the rotating magnetic field follow the command value will be described.

【００２６】図２に電圧形インバータ回路を示す。直流
電源Ｖ_dcの正極側にコレクタを接続した３個の上アーム
トランジスタＴ_u ⁺、Ｔ_v ⁺、Ｔ_w ⁺、負極側にエミッタを接
続した３個の下アームトランジスタＴ_u ^-、Ｔ_v ^-、Ｔ_w ^-、
カソードとアノードがそれぞれトランジスタのコレクタ
とエミッタに接続された６個の環流ダイオードＤ_u ⁺〜Ｄ
_w ^-で構成されている。また、上アームトランジスタのエ
ミッタと下アームトランジスタのコレクタが接続され、
この接続点が３相負荷の端子に接続される。FIG. 2 shows a voltage type inverter circuit. DC power source V _dc on the positive electrode side 3 of the upper arm transistor having a collector connected to ^{_{T u +, T v +,}} T w +, 3 pieces of the lower arm connecting the emitter to the negative transistor T _u ^-, T _v ^- , T _w ^-,
Six freewheeling diodes D _u ^{+ to} D whose cathode and anode are connected to the collector and emitter of the transistor, respectively.
_w ^- are composed of. Also, the emitter of the upper arm transistor and the collector of the lower arm transistor are connected,
This connection point is connected to the terminals of the three-phase load.

【００２７】電圧形インバータは回路構成上、直流電源
Ｖ_dcの短絡が発生しない様に上下アームトランジスタを
排他的にオンオフするため、取りうるスイッチング状態
は表１に示す８通りになる。In the voltage source inverter, the upper and lower arm transistors are exclusively turned on and off so that the short circuit of the DC power supply V _dc does not occur in the circuit configuration, so that the switching states that can be taken are eight as shown in Table 1.

【００２８】[0028]

【表１】 [Table 1]

【００２９】表１中、Ｖ０〜Ｖ７は各相トランジスタの
オン状態を示すために定義した電圧ベクトルである。な
お、スイッチング状態“１”は上アームトランジスタの
オン状態を、スイッチング状態“０”は上アームトラン
ジスタのオフ状態を、それぞれ表している。In Table 1, V0 to V7 are voltage vectors defined to indicate the ON state of each phase transistor. The switching state "1" represents the on state of the upper arm transistor, and the switching state "0" represents the off state of the upper arm transistor.

【００３０】２相座標上で捉えた電圧ベクトルを図３に
示す。これら、２相電圧ｖα、ｖβが共に０の電圧ベク
トルＶ０、Ｖ７（これらを以降、零ベクトルと呼ぶ）と
電圧が０でない６種の電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を用い、
磁束とトルクを制御する方法について考察する。FIG. 3 shows the voltage vector captured on the two-phase coordinates. These two-phase voltages vα and vβ are both zero voltage vectors V0 and V7 (hereinafter referred to as zero vectors) and six non-zero voltage vectors V1 to V6,
Consider a method of controlling magnetic flux and torque.

【００３１】磁束は電圧の時間積で与えられるので、例
えば、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を所定時間出力した場
合、磁束は図４の電圧ベクトルの方向に変化する。そこ
で、図３の様にα−β座標上を６０゜毎に領域Ｉ〜ＶＩ
に分け、それぞれの領域で出力する電圧ベクトルを、例
えば、領域ＩではＶ４とＶ６に制約する。Since the magnetic flux is given by the time product of voltage, for example, when the voltage vectors V1 to V6 are output for a predetermined time, the magnetic flux changes in the direction of the voltage vector of FIG. Therefore, as shown in FIG. 3, the regions I to VI are every 60 ° on the α-β coordinate.
The voltage vector output in each region is restricted to V4 and V6 in the region I, for example.

【００３２】この領域で電圧ベクトルＶ４、Ｖ６を交互
に選択すれば回転磁界を時計方向に進ませ、回転磁界の
大きさを電圧ベクトルＶ４出力により増加せしめ、電圧
ベクトルＶ６出力により減少せしめることができる。By alternately selecting the voltage vectors V4 and V6 in this region, the rotating magnetic field can be advanced clockwise, and the magnitude of the rotating magnetic field can be increased by the output of the voltage vector V4 and decreased by the output of the voltage vector V6. .

【００３３】従って、数４により求めた回転磁界の大き
さと指令値を比較し、その大小により、各領域で適切な
電圧ベクトルに切り替えれば、回転磁界の大きさの制御
ができる。Therefore, the magnitude of the rotating magnetic field can be controlled by comparing the magnitude of the rotating magnetic field obtained by the equation 4 with the command value and switching to an appropriate voltage vector in each region depending on the magnitude.

【００３４】また、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の大きさは
直流電圧Ｖ_dc一定であるため、これらのベクトルを切り
替えるだけでは、回転磁界の回転速度を制御することが
できない。Since the magnitudes of the voltage vectors V1 to V6 are constant DC voltage _Vdc , the rotation speed of the rotating magnetic field cannot be controlled only by switching these vectors.

【００３５】この速度は、磁束変化がない、すなわち、
磁束の軌跡を停滞させることができる零ベクトルにより
行うことができる。具体的には、数２により算出したト
ルクとトルク指令を比較し、その大小により電圧ベクト
ルと零ベクトルを切り替えていけばよい。これにより、
回転磁界ベクトルと永久磁石磁束ベクトルとの間の位相
差を所望のトルクに対応した値に保ち、両ベクトルの回
転速度を等しくできる。This velocity has no magnetic flux change, that is,
This can be done by a zero vector that can stagnate the trajectory of the magnetic flux. Specifically, it suffices to compare the torque calculated by Equation 2 and the torque command, and switch the voltage vector and the zero vector depending on the magnitude. This allows
The phase difference between the rotating magnetic field vector and the permanent magnet magnetic flux vector can be maintained at a value corresponding to the desired torque, and the rotational speeds of both vectors can be made equal.

【００３６】図５は磁束、トルクをヒステリシスコンパ
レータにより比較し、その出力に応答してインバータを
スイッチング制御する時の状態を示している。なお、図
５中（ａ）が磁束軌跡を、（ｂ）が領域ＩＩの電圧ベク
トルおよびトルク変化を、それぞれ示している。FIG. 5 shows a state in which the magnetic flux and the torque are compared by a hysteresis comparator and the inverter is switching-controlled in response to the output thereof. 5A shows the magnetic flux locus, and FIG. 5B shows the voltage vector and torque change in the region II.

【００３７】図６は図５の制御性能を得る直接トルク制
御システムのブロック構成｛図６中（ａ）参照｝、磁束
並びにトルクを瞬時比較するヒステリシスコンパレータ
の特性｛図６中（ｂ）（ｃ）参照｝をそれぞれ示してい
る。FIG. 6 is a block diagram of a direct torque control system for obtaining the control performance of FIG. 5 (see (a) in FIG. 6) and characteristics of a hysteresis comparator for instantaneously comparing magnetic flux and torque {(b) (c in FIG. 6). ) Reference}.

【００３８】直接トルク制御システム中、磁束やトルク
はＯＰアンプを使った積分回路やアナログ乗算器で構成
した演算器により瞬時演算を行っている。In the direct torque control system, the magnetic flux and the torque are instantaneously calculated by an arithmetic unit composed of an integrating circuit using an OP amplifier and an analog multiplier.

【００３９】表２は磁束とトルクのコンパレータ出力に
応答して選択するスイッチングパターン（電圧ベクト
ル）テーブル、表３は領域Ｉ〜ＶＩを判定するためのα
β磁束と磁束の大きさの関係を示している。なお、表２
は通常ＲＯＭに記憶し、コンパレータ出力でルックアッ
プする。Table 2 is a switching pattern (voltage vector) table selected in response to the output of the magnetic flux and torque comparators, and Table 3 is a for determining the regions I to VI.
The relationship between the β magnetic flux and the magnitude of the magnetic flux is shown. Table 2
Is normally stored in ROM and is looked up by the output of the comparator.

【００４０】[0040]

【表２】 [Table 2]

【００４１】[0041]

【表３】 [Table 3]

【００４２】なお、これら一連の処理をマイコンにより
ソフトウェア処理することもできる。The series of processes may be processed by software by a microcomputer.

【００４３】ここで、領域ＩＩにおいて磁束指令を変化
させたときの様子を考察する。電圧ベクトルＶ６、Ｖ２
を選択した時のα固定子磁束ベクトルとβ固定子磁束ベ
クトルの合成ベクトルの方向（明細書中、この方向を法
線方向と称す。また、このベクトルに直交する方向を接
線方向と称す。）の磁束変化Δλ_R（Ｖ６）、Δλ_R（Ｖ
２）は、数５と記すことができる。なお、φは固定子磁
束ベクトルのα−β座標上の角度で、β軸方向をφ＝０
°としている。Now, let us consider how the magnetic flux command is changed in the area II. Voltage vector V6, V2
The direction of the combined vector of the α stator flux vector and the β stator flux vector when is selected (this direction is referred to as the normal direction in the specification, and the direction orthogonal to this vector is referred to as the tangential direction). Magnetic flux change Δλ _R (V6), Δλ _R (V
2) can be written as Formula 5. Note that φ is an angle on the α-β coordinate of the stator magnetic flux vector, and φ = 0 in the β-axis direction.
It is supposed to be °.

【００４４】[0044]

【数５】 [Equation 5]

【００４５】数５から、法線方向の磁束変化量Δλ_Rは
α−β座標上の角度φにより変化することがわかる。ま
た、各電圧ベクトルの出力時間ｔ６，ｔ２はトルク制御
により変化するため、Δλ_Rはトルクの指令値との偏差
によっても変化することがわかる。From Equation 5, it is understood that the magnetic flux change amount Δλ _{R in the} normal direction changes depending on the angle φ on the α-β coordinate. Further, since the output times t6 and t2 of each voltage vector change due to the torque control, it can be seen that Δλ _R also changes due to the deviation from the torque command value.

【００４６】例えば、φ０＝０°近傍では、実際の回転
磁界の大きさが指令値に比べ小さいことに応答してＶ６
を選択しても磁束を増加させることができないか、もし
くは、その増加量は極めて少なくなる。For example, in the vicinity of φ0 = 0 °, V6 responds to the fact that the magnitude of the actual rotating magnetic field is smaller than the command value.
Even if is selected, the magnetic flux cannot be increased, or the amount of increase is extremely small.

【００４７】これにより、従来の直接トルク制御では回
転磁界の大きさを変化させた場合、十分な追従性を得る
ことができなかった。また、「高入力力率のダイオード
整流回路を持つPMモータのインバータ制御法」、高橋、
電気学会全国大会、１５７、平成１２年で公表されたモ
ータ制御により整流回路の入力電流の通流幅を拡げ、電
源力率の向上を図る技術（具体的には、インバータの直
流電源を供給する整流回路の平滑用コンデンサ容量を従
来に比べ小さく（例えば、1/１００程度）設定し、直流
電源に入力電圧の２倍周波数の大振幅リプルを発生させ
るとともに、固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍周波
数で脈動制御）に直接トルク制御を適用した場合に低応
答な磁束制御性能が電源力率向上の妨げになっていた。As a result, in the conventional direct torque control, when the magnitude of the rotating magnetic field was changed, sufficient followability could not be obtained. In addition, "Inverter control method of PM motor with diode rectifier circuit with high input power factor", Takahashi,
Technology to expand the input current flow width of the rectifier circuit and improve the power factor of the power supply by the motor control announced at the Japan Society of Electrical Engineers National Convention, 157, 2000 (specifically, the DC power supply of the inverter is supplied. The smoothing capacitor capacity of the rectifier circuit is set smaller than that of the conventional one (for example, about 1/100) to generate large amplitude ripple at a frequency twice the input voltage in the DC power supply, and the magnitude of the stator flux is adjusted to the input voltage. When the torque control is directly applied to the pulsation control at twice the frequency, the low response magnetic flux control performance is an obstacle to the improvement of the power supply power factor.

【００４８】[0048]

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、直接トルク制御の固定子磁束の指令値に
対する追従性を改善し、その応答性を高めることができ
るインバータ制御方法およびその装置を提供することを
第１の目的としている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and an inverter control method capable of improving the followability of a stator magnetic flux in a direct torque control with respect to a command value and enhancing its responsiveness. The first object is to provide the device.

【００４９】また、固定子磁束の大きさを入力電圧の２
倍周波数で脈動制御することで整流回路の入力電流の通
流幅を拡げ、電源力率の向上を図るインバータ制御方法
およびその装置を提供することを第２の目的としてい
る。Further, the magnitude of the magnetic flux of the stator is set to 2 of the input voltage.
It is a second object of the present invention to provide an inverter control method and an apparatus thereof for expanding the flow width of the input current of the rectifier circuit by controlling the pulsation at the double frequency to improve the power factor of the power supply.

【００５０】[0050]

【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ制
御方法は、インバータに接続された交流モータの線電流
および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモータ
トルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これらの演
算結果と対応する指令値とにより前記インバータの出力
電圧を制御するに当たって、前記モータトルクと対応す
る指令値との偏差に基づき第１の電圧の大きさを演算
し、固定子磁束の大きさと対応する指令値との偏差に基
づき第２の電圧の大きさを演算し、第１の電圧と第２の
電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの出力電圧
の大きさもしくは位相を演算し、これらに基づいてイン
バータを制御する方法である。According to a first aspect of the present invention, there is provided an inverter control method, wherein a line current and a terminal voltage of an AC motor connected to an inverter are detected, and a motor torque and a magnitude of a stator magnetic flux are detected based on the detected values. And controlling the output voltage of the inverter by these calculation results and the corresponding command value, the magnitude of the first voltage is calculated based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value. The magnitude of the second voltage is calculated based on the deviation between the magnitude of the stator magnetic flux and the corresponding command value, and the magnitude of the output voltage of the inverter or the magnitude of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of each of the first voltage and the second voltage. This is a method of calculating the phase and controlling the inverter based on these.

【００５１】請求項２のインバータ制御方法は、前記線
電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の所定の
方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標系上の
値に変換し、変換された電流値および電圧値によりモー
タトルクおよび直交座標系上の固定子磁束ベクトルを演
算する方法である。The inverter control method according to a second aspect of the present invention converts the detected values of the line current and the terminal voltage into values on an orthogonal coordinate system in which two axes fixed in a predetermined direction of the motor stator are orthogonal to each other, This is a method of calculating a motor torque and a stator magnetic flux vector on a rectangular coordinate system based on the converted current value and voltage value.

【００５２】請求項３のインバータ制御方法は、前記直
交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベクトル
の方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそれぞれ
特定し、前記モータトルクと対応する指令値との偏差に
より前記合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の
電圧の大きさを演算し、前記合成ベクトルの大きさと対
応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの方向に
出力する第２の電圧の大きさを演算し、これら第１の電
圧の大きさと第２の電圧の大きさとに基づきインバータ
の出力電圧の大きさもしくは位相を演算する方法であ
る。According to another aspect of the present invention, an inverter control method specifies a direction of a composite vector of two stator magnetic flux vectors on the orthogonal coordinate system and a direction orthogonal to the composite vector, and specifies a command corresponding to the motor torque. A second voltage for calculating the magnitude of the first voltage output in the direction orthogonal to the combined vector based on the deviation from the value, and outputting in the direction of the combined vector based on the deviation between the magnitude of the combined vector and the corresponding command value. Is calculated, and the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of the first voltage and the magnitude of the second voltage.

【００５３】請求項４のインバータ制御方法は、回転子
の回転角速度ω_eを演算し、前記合成ベクトルの大きさ
｜λ｜を演算し、モータトルクと対応する指令値との偏
差Δτを演算し、所定の比例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
方法である。According to the fourth aspect of the inverter control method, the rotational angular velocity ω _{e of the} rotor is calculated, the magnitude | λ | of the composite vector is calculated, and the deviation Δτ between the motor torque and the corresponding command value is calculated. , Vτ = (2 ^1/2 · | λ | · ω _e + G · Δτ) is calculated by using a predetermined proportional gain G to calculate the first voltage magnitude Vτ.

【００５４】請求項５のインバータ制御方法は、前記合
成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ｜＊と
の偏差Δλ_Rを演算し、インバータのキャリア周期Ｔ_cを
用いて、 Ｖ_R＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔ_c＝Δλ_R／Ｔ_c の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶ_Rを算出する
方法である。According to a fifth aspect of the present invention, in the inverter control method, the deviation Δλ _R between the magnitude | λ | of the combined vector and the corresponding command value | λ | * is calculated and V is calculated using the carrier cycle T _{c of the} inverter. _{R = (| λ | * -} | λ |) / T c = performs calculation of [Delta] [lambda] _R / T _c is a method of calculating the magnitude V _R of the second voltage.

【００５５】請求項６のインバータ制御方法は、前記合
成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基準ライ
ンとのなす角φを演算し、前記合成ベクトルに直交する
方向に出力する第１の電圧と前記合成ベクトルの方向に
出力する第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成し、合
成電圧の前記合成ベクトルに直交する方向に設けた第２
の基準ラインとのなす角μを演算し、前記角φと角μと
に基づきインバータの出力電圧の位相を演算する方法で
ある。According to a sixth aspect of the inverter control method of the present invention, an angle φ formed by the combined vector with a first reference line provided on the orthogonal coordinate system is calculated and output in a direction orthogonal to the combined vector. Second voltage provided in a direction orthogonal to the combined vector of the combined voltage by combining these voltages based on the voltage of the combined voltage and the second voltage output in the direction of the combined vector.
Is calculated with respect to the reference line, and the phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the angles φ and μ.

【００５６】請求項７のインバータ制御方法は、前記第
１の電圧の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶ_Rとに基
づき、 Ｖ₁＝（Ｖτ²＋Ｖ_R ²）^1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ₁を算
出する方法である。According to the seventh aspect of the present invention, the inverter control method calculates V ₁ = (V τ ² + V _R ² ) ^1/2 based on the _first voltage magnitude V τ and the second voltage magnitude V _R. Is performed to calculate the magnitude V ₁ of the output voltage of the inverter.

【００５７】請求項８のインバータ制御方法は、入力電
圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する整流回
路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束の大き
さを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する方法であ
る。In the inverter control method according to the present invention, a rectifier circuit for outputting a rectified voltage pulsating at a frequency twice the input voltage is used as a DC power source for the inverter, and the magnitude of the stator magnetic flux is set to twice the input voltage. This is a method of controlling pulsation by frequency.

【００５８】請求項９のインバータ制御装置は、インバ
ータに接続された交流モータの線電流および端子電圧を
検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよび固定
子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対応する
指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御するも
のにおいて、前記モータトルクと対応する指令値との偏
差に基づき第１の電圧の大きさを演算する第１電圧演算
手段と、固定子磁束の大きさと対応する指令値との偏差
に基づき第２の電圧の大きさを演算する第２電圧演算手
段と、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの大きさに基
づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算
する出力演算手段と、これらに基づいてインバータを制
御するインバータ制御手段とを含むものである。An inverter control device according to a ninth aspect of the present invention detects a line current and a terminal voltage of an AC motor connected to the inverter, calculates a motor torque and a magnitude of a stator magnetic flux based on these detected values, and calculates these values. Which controls the output voltage of the inverter based on the calculation result and the corresponding command value, and a first voltage calculation means for calculating the magnitude of the first voltage based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value. A second voltage calculation means for calculating the magnitude of the second voltage based on the deviation between the magnitude of the stator magnetic flux and the corresponding command value, and an inverter based on the magnitude of each of the first voltage and the second voltage. The output calculation means for calculating the magnitude or phase of the output voltage and the inverter control means for controlling the inverter based on the output calculation means.

【００５９】請求項１０のインバータ制御装置は、前記
線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の所定
の方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標系上
の値に変換する座標変換手段と、変換された電流値およ
び電圧値によりモータトルクおよび直交座標系上の固定
子磁束ベクトルを演算するモータトルク、固定子磁束ベ
クトル演算手段とをさらに含むものである。The inverter controller according to claim 10 is a coordinate system for converting the detected values of the line current and the terminal voltage into values on an orthogonal coordinate system in which two axes fixed in a predetermined direction of the motor stator are orthogonal to each other. It further includes conversion means and motor torque / stator magnetic flux vector calculation means for calculating the motor torque and the stator magnetic flux vector on the rectangular coordinate system based on the converted current value and voltage value.

【００６０】請求項１１のインバータ制御装置は、前記
直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベクト
ルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそれぞ
れ特定する方向特定手段をさらに含み、前記第１電圧演
算手段として、前記モータトルクと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルに直交する第１の電圧の大
きさを演算するものを採用し、前記第２電圧演算手段と
して、前記合成ベクトルの大きさと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルの方向に出力する第２の電
圧の大きさを演算するものを採用し、前記出力演算手段
として、これら第１の電圧の大きさと第２の電圧の大き
さとに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位
相を演算するものを採用するものである。An inverter controller according to claim 11 further includes direction specifying means for specifying a direction of a combined vector of two stator magnetic flux vectors on the orthogonal coordinate system and a direction orthogonal to the combined vector, respectively. As the first voltage calculation means, a means for calculating the magnitude of the first voltage orthogonal to the combined vector based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value is adopted, and as the second voltage calculation means, the combined voltage is used. A means for calculating the magnitude of the second voltage output in the direction of the composite vector is employed based on the deviation between the magnitude of the vector and the corresponding command value, and the magnitude of the first voltage and the first voltage are used as the output computing means. In this method, the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of the voltage of 2.

【００６１】請求項１２のインバータ制御装置は、回転
子の回転角速度ω_eを演算する回転角速度演算手段と、
前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算する合成ベクト
ル演算手段と、モータトルクと対応する指令値との偏差
Δτを演算するトルク偏差演算手段とをさらに含み、前
記第１電圧演算手段として、所定の比例ゲインＧを用い
て、 Ｖτ＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものを採用するものである。According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided an inverter control device, wherein a rotational angular velocity calculating means for calculating a rotational angular velocity ω _{e of the} rotor,
The first voltage calculation means further includes a combination vector calculation means for calculating the magnitude | λ | of the combination vector and a torque deviation calculation means for calculating a deviation Δτ between the motor torque and the corresponding command value. Using the proportional gain G of Vτ = (2 ^1/2 · | λ | · ω _e + G · Δτ), the magnitude Vτ of the first voltage is calculated. .

【００６２】請求項１３のインバータ制御装置は、前記
合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ｜＊
との偏差Δλ_Rを演算する合成ベクトル偏差演算手段を
さらに含み、前記第２電圧演算手段として、インバータ
のキャリア周期Ｔ_cを用いて、 Ｖ_R＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔ_c＝Δλ_R／Ｔ_c の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶ_Rを算出する
ものを採用するものである。In the inverter controller of the thirteenth aspect, the command value | λ | * corresponding to the magnitude | λ | of the combined vector.
Further comprising a synthetic vector deviation calculating means for calculating a deviation [Delta] [lambda] _R and, as the second voltage calculating means by using the carrier period T _c of the _{inverter, V R = (| λ |} * - | λ |) / T The calculation of _c = Δλ _R / T _c to calculate the second voltage magnitude V _R is adopted.

【００６３】請求項１４のインバータ制御装置は、前記
合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基準ラ
インとのなす角φを演算する第１角度演算手段と、前記
合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の電圧と前
記合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧とに基づき
これら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベクトルに直
交する方向に設けた第２の基準ラインとのなす角μを演
算する第２角度演算手段とをさらに含み、前記出力演算
手段として、前記角φと角μとに基づきインバータの出
力電圧の位相を演算するものを採用するものである。An inverter control device according to a fourteenth aspect of the present invention includes a first angle calculating means for calculating an angle φ formed by the composite vector with a first reference line provided on the orthogonal coordinate system, and orthogonal to the composite vector. Direction and a second reference line provided in a direction orthogonal to the combined vector of the combined voltage. A second angle calculating means for calculating an angle μ formed is further included, and as the output calculating means, a means for calculating the phase of the output voltage of the inverter based on the angle φ and the angle μ is adopted.

【００６４】請求項１５のインバータ制御装置は、前記
出力演算手段として、前記第１の電圧の大きさＶτと第
２の電圧の大きさＶ_Rとに基づき、 Ｖ₁＝（Ｖτ²＋Ｖ_R ²）^1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ₁を算
出するものを採用するものである。[0064] The inverter control device according to claim 15, as the output calculation unit, based on the magnitude of V _R of size Vtau and second voltage of said first ^{_{voltage, V 1 = (Vτ 2 +}} V R 2 ) ^1/2 is calculated to calculate the magnitude V ₁ of the output voltage of the inverter.

【００６５】請求項１６のインバータ制御装置は、入力
電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する整流
回路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束の大
きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する脈動制御
手段をさらに含むものである。According to a sixteenth aspect of the present invention, in the inverter control device, a rectifier circuit for outputting a rectified voltage pulsating at a frequency twice the input voltage is used as the DC power source of the inverter, and the magnitude of the stator magnetic flux is twice the input voltage. It further includes pulsation control means for pulsating control at a frequency.

【００６６】[0066]

【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、イン
バータに接続された交流モータの線電流および端子電圧
を検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよび固
定子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対応す
る指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御する
に当たって、前記モータトルクと対応する指令値との偏
差に基づき第１の電圧の大きさを演算し、固定子磁束の
大きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電圧の
大きさを演算し、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの
大きさに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは
位相を演算し、これらに基づいてインバータを制御する
のであるから、指令トルクと実トルクとの偏差の大きさ
や固定子磁束ベクトルの座標系上の角度に拘わらず、そ
の大きさを確実に制御することができ、ひいては、直接
トルク制御の固定子磁束の追従性を向上させ、応答性を
高めることができる。According to the inverter control method of claim 1, the line current and the terminal voltage of the AC motor connected to the inverter are detected, and the motor torque and the magnitude of the stator magnetic flux are calculated based on these detected values. In controlling the output voltage of the inverter based on these calculation results and the corresponding command value, the magnitude of the first voltage is calculated based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value, and the stator magnetic flux The magnitude of the second voltage is calculated based on the deviation between the magnitude and the corresponding command value, and the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of each of the first voltage and the second voltage. Since the inverter is controlled based on these, the magnitude of the deviation can be ensured regardless of the magnitude of the deviation between the command torque and the actual torque and the angle of the stator magnetic flux vector on the coordinate system. Gosuru It can, therefore, to improve the capability of the stator flux of the direct torque control, it is possible to enhance the response.

【００６７】請求項２のインバータ制御方法であれば、
前記線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定子の
所定の方向に固定された２軸が互いに直交する直交座標
系上の値に変換し、変換された電流値および電圧値によ
りモータトルクおよび直交座標系上の固定子磁束ベクト
ルを演算するのであるから、演算を簡単化することがで
きるほか、請求項１と同様の作用を達成することができ
る。According to the inverter control method of claim 2,
The detected values of the line current and the terminal voltage are converted into values on an orthogonal coordinate system in which the two axes fixed in a predetermined direction of the motor stator are orthogonal to each other, and the converted current value and voltage value are used to convert the motor torque and the motor torque. Since the stator magnetic flux vector on the orthogonal coordinate system is calculated, the calculation can be simplified and the same operation as that of claim 1 can be achieved.

【００６８】請求項３のインバータ制御方法であれば、
前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合成ベ
クトルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向とをそ
れぞれ特定し、前記モータトルクと対応する指令値との
偏差により前記合成ベクトルに直交する方向に出力する
第１の電圧の大きさを演算し、前記合成ベクトルの大き
さと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧の大きさを演算し、これら第
１の電圧の大きさと第２の電圧の大きさとに基づきイン
バータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算するので
あるから、請求項２と同様の作用を達成することができ
る。According to the inverter control method of claim 3,
The direction of the composite vector of the two stator magnetic flux vectors on the orthogonal coordinate system and the direction orthogonal to the composite vector are respectively specified, and the direction orthogonal to the composite vector due to the deviation between the motor torque and the corresponding command value. To calculate the magnitude of the first voltage to be output to, and to calculate the magnitude of the second voltage to be output in the direction of the combined vector based on the deviation between the magnitude of the combined vector and the corresponding command value. Since the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of the voltage and the magnitude of the second voltage, it is possible to achieve the same effect as that of claim 2.

【００６９】請求項４のインバータ制御方法であれば、
回転子の回転角速度ω_eを演算し、前記合成ベクトルの
大きさ｜λ｜を演算し、モータトルクと対応する指令値
との偏差Δτを演算し、所定の比例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
のであるから、請求項３と同様の作用を達成することが
できる。According to the inverter control method of claim 4,
The rotational angular velocity ω _{e of the} rotor is calculated, the magnitude of the combined vector | λ | is calculated, the deviation Δτ between the motor torque and the corresponding command value is calculated, and Vτ = Since (2 ^1/2 · | λ | · ω _e + G · Δτ) is calculated to calculate the magnitude Vτ of the first voltage, the same effect as that of claim 3 can be achieved. .

【００７０】請求項５のインバータ制御方法であれば、
前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値｜λ
｜＊との偏差Δλ_Rを演算し、インバータのキャリア周
期Ｔ_cを用いて、 Ｖ_R＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔ_c＝Δλ_R／Ｔ_c の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶ_Rを算出する
のであるから、請求項３と同様の作用を達成することが
できる。According to the inverter control method of claim 5,
Command value | λ corresponding to the magnitude | λ | of the composite vector
| * Deviation [Delta] [lambda] _R and calculates, by using the carrier period T _c of the _{inverter, V R = (| λ |} * - | λ |) / T c = performs calculation of [Delta] [lambda] _R / T _c wherein the Since the magnitude V _R of the voltage of 2 is calculated, it is possible to achieve the same effect as that of claim 3.

【００７１】請求項６のインバータ制御方法であれば、
前記合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１の基
準ラインとのなす角φを演算し、前記合成ベクトルに直
交する方向に出力する第１の電圧と前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成
し、合成電圧の前記合成ベクトルに直交する方向に設け
た第２の基準ラインとのなす角μを演算し、前記角φと
角μとに基づきインバータの出力電圧の位相を演算する
のであるから、両角度に基づいて請求項３から請求項５
の何れかと同様の作用を達成することができる。According to the inverter control method of claim 6,
An angle φ formed by the composite vector and a first reference line provided on the orthogonal coordinate system is calculated, and a first voltage that is output in a direction orthogonal to the composite vector and an output that is output in the direction of the composite vector are calculated. These voltages are combined on the basis of the voltage of 2 and an angle μ formed by a second reference line provided in a direction orthogonal to the combined vector of the combined voltage is calculated, and the angle μ of the inverter is calculated based on the angle φ and the angle μ. Since the phase of the output voltage is calculated, claims 3 to 5 are based on both angles.
It is possible to achieve the same effect as any of the above.

【００７２】請求項７のインバータ制御方法であれば、
前記第１の電圧の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶ_R
とに基づき、 Ｖ₁＝（Ｖτ²＋Ｖ_R ²）^1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ₁を算
出するのであるから、請求項３から請求項５の何れかと
同様の作用を達成することができる。According to the inverter control method of claim 7,
Magnitude V _R of size Vτ and second voltage of said first voltage
Based on the above, the calculation of V ₁ = (Vτ ² + V _R ² ) ^1/2 is performed to calculate the magnitude V ₁ of the output voltage of the inverter. Therefore, the same as in any one of claims 3 to 5, The action can be achieved.

【００７３】請求項８のインバータ制御方法であれば、
入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力する
整流回路をインバータの直流電源とし、前記固定子磁束
の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御するので
あるから、高入力力率化を達成できるほか、請求項１か
ら請求項７の何れかと同様の作用を達成することができ
る。According to the inverter control method of claim 8,
A rectifier circuit that outputs a rectified voltage that pulsates at a frequency twice the input voltage is used as a DC power source for the inverter, and the magnitude of the stator magnetic flux is pulsatingly controlled at a frequency twice the input voltage. In addition to achieving rationalization, it is possible to achieve the same effect as that of any one of claims 1 to 7.

【００７４】請求項９のインバータ制御装置であれば、
インバータに接続された交流モータの線電流および端子
電圧を検出し、これらの検出値を基にモータトルクおよ
び固定子磁束の大きさを演算し、これらの演算結果と対
応する指令値とにより前記インバータの出力電圧を制御
するに当たって、第１電圧演算手段により前記モータト
ルクと対応する指令値との偏差に基づき第１の電圧の大
きさを演算し、第２電圧演算手段により固定子磁束の大
きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電圧の大
きさを演算し、出力演算手段により第１の電圧と第２の
電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの出力電圧
の大きさもしくは位相を演算し、インバータ制御手段に
よりこれらに基づいてインバータを制御することができ
る。According to the inverter control device of claim 9,
The line current and the terminal voltage of the AC motor connected to the inverter are detected, the motor torque and the magnitude of the stator magnetic flux are calculated based on these detected values, and the inverter is calculated based on these calculation results and the corresponding command value. In controlling the output voltage of the first voltage calculation means, the first voltage calculation means calculates the magnitude of the first voltage based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value, and the second voltage calculation means calculates the magnitude of the stator magnetic flux. The magnitude of the second voltage is calculated based on the deviation from the corresponding command value, and the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated by the output computing means based on the magnitude of each of the first voltage and the second voltage. The inverter can be calculated and the inverter can be controlled based on these by the inverter control means.

【００７５】したがって、指令トルクと実トルクとの偏
差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の角度に拘
わらず、その大きさを確実に制御することができ、ひい
ては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を向上さ
せ、応答性を高めることができる。Therefore, the magnitude can be surely controlled regardless of the magnitude of the deviation between the command torque and the actual torque and the angle of the stator magnetic flux vector on the coordinate system, and by extension, the stator for direct torque control. It is possible to improve the followability of the magnetic flux and enhance the responsiveness.

【００７６】請求項１０のインバータ制御装置であれ
ば、前記線電流および端子電圧の検出値を、モータ固定
子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する直交
座標系上の値に変換する座標変換手段と、変換された電
流値および電圧値によりモータトルクおよび直交座標系
上の固定子磁束ベクトルを演算するモータトルク、固定
子磁束ベクトル演算手段とをさらに含むのであるから、
演算を簡単化することができるほか、請求項９と同様の
作用を達成することができる。According to the inverter control device of the tenth aspect, the detected values of the line current and the terminal voltage are converted into values on an orthogonal coordinate system in which two axes fixed in a predetermined direction of the motor stator are orthogonal to each other. Since it further includes a coordinate conversion means for performing, a motor torque for calculating a motor torque and a stator magnetic flux vector on a rectangular coordinate system based on the converted current value and voltage value, and a stator magnetic flux vector calculation means.
The operation can be simplified and the same operation as that of claim 9 can be achieved.

【００７７】請求項１１のインバータ制御装置であれ
ば、前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベクトルの合
成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直交する方向と
をそれぞれ特定する方向特定手段をさらに含み、前記第
１電圧演算手段として、前記モータトルクと対応する指
令値との偏差により前記合成ベクトルに直交する方向に
出力する第１の電圧の大きさを演算するものを採用し、
前記第２電圧演算手段として、前記合成ベクトルの大き
さと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトルの
方向に出力する第２の電圧の大きさを演算するものを採
用し、前記出力演算手段として、これら第１の電圧の大
きさと第２の電圧の大きさとに基づきインバータの出力
電圧の大きさもしくは位相を演算するのであるから、請
求項１０と同様の作用を達成することができる。According to the eleventh aspect of the present invention, the inverter control device further includes direction specifying means for specifying a direction of a composite vector of the two stator magnetic flux vectors on the orthogonal coordinate system and a direction orthogonal to the composite vector. As the first voltage calculation unit, a unit that calculates the magnitude of the first voltage output in the direction orthogonal to the composite vector based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value is adopted.
As the second voltage calculating means, a means for calculating the magnitude of the second voltage output in the direction of the combined vector based on the deviation between the magnitude of the combined vector and the corresponding command value is adopted, and the output calculating means is used. Since the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of the first voltage and the magnitude of the second voltage, it is possible to achieve the same effect as that of claim 10.

【００７８】請求項１２のインバータ制御装置であれ
ば、回転子の回転角速度ω_eを演算する回転角速度演算
手段と、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算する合
成ベクトル演算手段と、モータトルクと対応する指令値
との偏差Δτを演算するトルク偏差演算手段とをさらに
含み、前記第１電圧演算手段として、所定の比例ゲイン
Ｇを用いて、 Ｖτ＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものを採用するのであるから、請求項１１と同様の作用
を達成することができる。According to the twelfth aspect of the present invention, in the inverter control device, the rotational angular velocity calculation means for calculating the rotational angular velocity ω _{e of the} rotor, the combined vector calculation means for calculating the magnitude | λ | of the combined vector, and the motor torque. And a torque deviation calculating means for calculating a deviation Δτ from the corresponding command value, and using a predetermined proportional gain G as the first voltage calculating means, Vτ = (2 ^1/2 · | λ | Since ω _e + G · Δτ) is calculated to calculate the magnitude Vτ of the first voltage, the same effect as that of claim 11 can be achieved.

【００７９】請求項１３のインバータ制御装置であれ
ば、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応する指令値
｜λ｜＊との偏差Δλ_Rを演算する合成ベクトル偏差演
算手段をさらに含み、前記第２電圧演算手段として、イ
ンバータのキャリア周期Ｔ_cを用いて、 Ｖ_R＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔ_c＝Δλ_R／Ｔ_c の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶ_Rを算出する
ものを採用するのであるから、請求項１１と同様の作用
を達成することができる。According to another aspect of the present invention, the inverter control device further includes a composite vector deviation calculating means for calculating a deviation Δλ _R between the magnitude | λ | of the composite vector and the corresponding command value | λ | *. a second voltage calculating means, by using the carrier period T _c of the _{inverter, V R = (| λ |} * - | λ |) / T c = Δλ performs an operation of _R / T _c of the second voltage since it is to adopt one that calculates the magnitude V _R, it is possible to achieve effects similar to those of claim 11.

【００８０】請求項１４のインバータ制御装置であれ
ば、前記合成ベクトルの前記直交座標系上に設けた第１
の基準ラインとのなす角φを演算する第１角度演算手段
と、前記合成ベクトルに直交する方向に出力する第１の
電圧と前記合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧と
に基づきこれら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベク
トルに直交する方向に設けた第２の基準ラインとのなす
角μを演算する第２角度演算手段とをさらに含み、前記
出力演算手段として、前記角φと角μとに基づきインバ
ータの出力電圧の位相を演算するものを採用するのであ
るから、両角度に基づいて請求項１１から請求項１３の
何れかと同様の作用を達成することができる。According to the inverter control device of the fourteenth aspect, the first vector provided on the orthogonal coordinate system of the combined vector is used.
Based on the first angle calculation means for calculating the angle φ formed by the reference line of the above, the first voltage output in the direction orthogonal to the combined vector, and the second voltage output in the direction of the combined vector. And a second angle calculating means for calculating an angle μ formed by a second reference line provided in a direction orthogonal to the combined vector of the combined voltage, and the angle φ and the angle φ are used as the output calculating means. Since the one that calculates the phase of the output voltage of the inverter based on the angle μ is adopted, the same operation as that of any one of claims 11 to 13 can be achieved based on both angles.

【００８１】請求項１５のインバータ制御装置であれ
ば、前記出力演算手段として、前記第１の電圧の大きさ
Ｖτと第２の電圧の大きさＶ_Rとに基づき、 Ｖ₁＝（Ｖτ²＋Ｖ_R ²）^1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ₁を算
出するものを採用するのであるから、請求項１１から請
求項１３の何れかと同様の作用を達成することができ
る。[0081] When the inverter controlling apparatus of claim 15, as the output calculation unit, based on the magnitude of V _R of size Vtau and second voltage of said first ^{_{voltage, V 1 = (Vτ 2 +}} V _{Since the one} that calculates the magnitude V ₁ of the output voltage of the inverter by performing the calculation of _R ² ) ^1/2 is adopted, it is possible to achieve the same operation as that of any one of claims 11 to 13. .

【００８２】請求項１６のインバータ制御装置であれ
ば、入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流電圧を出力
する整流回路をインバータの直流電源とし、前記固定子
磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈動制御する
脈動制御手段をさらに含むのであるから、高入力力率化
を達成できるほか、請求項９から請求項１５の何れかと
同様の作用を達成することができる。According to the sixteenth aspect of the inverter controller, the rectifier circuit that outputs the rectified voltage pulsating at twice the frequency of the input voltage is used as the DC power source of the inverter, and the magnitude of the stator magnetic flux is equal to the input voltage of two. Since the pulsation control means for pulsating control at the double frequency is further included, a high input power factor can be achieved and the same operation as that of any one of claims 9 to 15 can be achieved.

【００８３】[0083]

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明の実施態様を詳細に説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the accompanying drawings.

【００８４】図７はこの発明のインバータ制御方法また
は、インバータ制御装置により制御されるインバータを
用いて交流モータを駆動する交流モータ駆動システムの
構成を示す概略図である。FIG. 7 is a schematic diagram showing the configuration of an AC motor drive system for driving an AC motor using the inverter control method of the present invention or an inverter controlled by the inverter control device.

【００８５】この交流モータ駆動システムは、商用電源
（入力電圧）を整流回路と平滑用コンデンサを介し、直
流電源を３相インバータに供給することにより３相交流
電力に変換し、この３相交流電力を３相交流モータに供
給することにより3相交流モータを駆動するようにして
いる。そして、３相インバータを制御するためのマイコ
ンを設けている。ここで、３相交流モータとしては、ブ
ラシレスDCモータ、リラクタンスモータ、誘導モータな
どが例示できる。In this AC motor drive system, a commercial power supply (input voltage) is converted into a three-phase AC power by supplying the DC power supply to a three-phase inverter through a rectifier circuit and a smoothing capacitor, and this three-phase AC power is supplied. Is supplied to the three-phase AC motor to drive the three-phase AC motor. Then, a microcomputer for controlling the three-phase inverter is provided. Here, examples of the three-phase AC motor include a brushless DC motor, a reluctance motor, and an induction motor.

【００８６】また、前記平滑用コンデンサ容量を従来に
比べ小さく（例えば、１/１００程度）設定することに
より、直流電源に入力電圧の２倍周波数の大振幅リプル
を発生させるとともに、固定子磁束の大きさを入力電圧
の２倍周波数で脈動制御することで整流回路の入力電流
の通流幅を拡げ、電源力率の向上を図ることができる。Further, by setting the capacity of the smoothing capacitor smaller than that of the conventional one (for example, about 1/100), a large amplitude ripple having a frequency twice as high as the input voltage is generated in the DC power source, and the stator magnetic flux By pulsating the magnitude at twice the frequency of the input voltage, it is possible to widen the flow width of the input current of the rectifier circuit and improve the power supply power factor.

【００８７】ここで、任意の方向に磁束を変化させる電
圧ベクトルについて考察するに当たり、まず、回転磁界
の接線方向の磁束軌跡を得るための電圧ベクトルの決定
方法について説明する。Here, in considering the voltage vector that changes the magnetic flux in an arbitrary direction, first, a method for determining the voltage vector for obtaining the magnetic flux locus in the tangential direction of the rotating magnetic field will be described.

【００８８】図８は領域ＩＩについて３種の電圧ベクト
ルにより得られる磁束軌跡（電圧ベクトル時間積）を微
小区間で拡大して示す図である。FIG. 8 is an enlarged view showing a magnetic flux locus (voltage vector time product) obtained by three kinds of voltage vectors in the area II in a minute section.

【００８９】図８においては、仮に、電圧ベクトルＶ
６、Ｖ２並びにＶ７を適宜配置している。図中のＰ₀か
らＰ₁に至る時間をＴ_c（これをキャリア周期と呼
ぶ。）、適当な変数をＶ₁として、Ｐ₀Ｐ₁＝Ｖ₁・Ｔ_cの
近似式が成り立つ。そして、電圧ベクトルで構成した三
角形ΔＰ₀ｑＰ₁に着目し、正弦定理を適用すると、数６
の関係を得る。In FIG. 8, it is assumed that the voltage vector V
6, V2 and V7 are appropriately arranged. The time to reach the P ₀ in figure P ₁ T _c (this is referred to as a carrier period.), A suitable variable as V _1, the approximate expression of _{P 0 P 1 = V 1 ·} T c is satisfied. Then, paying attention to the triangle ΔP ₀ qP ₁ composed of voltage vectors and applying the sine theorem,
Get a relationship.

【００９０】[0090]

【数６】 [Equation 6]

【００９１】そして、Ｔ_c＝ｔ₀＋ｔ₆＋ｔ₂に留意すれ
ば、数６から数７の関係を得ることができ、Ｋ_Sの大き
さにより各電圧ベクトルの出力時間が決まる。When T _c = t ₀ + t ₆ + t _{2 is taken} into consideration, the relations of the equations 6 to 7 can be obtained, and the output time of each voltage vector is determined by the magnitude of K _S.

【００９２】[0092]

【数７】 [Equation 7]

【００９３】ここで、Ｋ_Sは数８の関係により定まり、
Ｖ₁ がインバータの出力電圧となる。Here, K _S is determined by the relation of Equation 8,
V ₁ becomes the output voltage of the inverter.

【００９４】[0094]

【数８】 [Equation 8]

【００９５】従って、数７により３種の電圧ベクトルの
時間配分を決定すれば、回転磁界の接線方向にＫ_S・Ｖ
_dcの電圧ベクトルを出力したのと等価な磁束軌跡を描く
ことができ、Ｋ_Sにより回転磁界の接線速度、換言すれ
ば磁界の回転角速度を制御できる。Therefore, if the time distribution of the three types of voltage vectors is determined by the equation 7, K _S · V in the tangential direction of the rotating magnetic field
A magnetic flux locus equivalent to the output of the _dc voltage vector can be drawn, and the tangential velocity of the rotating magnetic field, in other words, the rotational angular velocity of the magnetic field can be controlled by K _S.

【００９６】また、図８に示すパターンの他に電圧ベク
トルの出力順序を入れ替えた図9の様なパターンを採用
することができる。また、各パターンを組み合わせたパ
ターンを種々考えることができる。例えば、図９の
（ａ）と（ｃ）を組み合わせて図１０のパターンを得る
ことができる。In addition to the pattern shown in FIG. 8, a pattern as shown in FIG. 9 in which the output order of voltage vectors is changed can be adopted. Further, various patterns in which each pattern is combined can be considered. For example, the pattern of FIG. 10 can be obtained by combining (a) and (c) of FIG.

【００９７】他の領域では、表２の列毎に電圧ベクトル
を読み替え、それぞれの電圧ベクトル出力時間配分を数
７から算出すればよい。数７の出力時間に対応する各領
域の電圧ベクトルを表４に示す。ここで、各電圧ベクト
ルの出力順序は図９（ａ）のパターンとした。In other areas, the voltage vector may be read for each column of Table 2, and the respective voltage vector output time distributions may be calculated from Equation 7. Table 4 shows the voltage vector of each region corresponding to the output time of Expression 7. Here, the output order of each voltage vector is the pattern of FIG.

【００９８】[0098]

【表４】 [Table 4]

【００９９】また、表４に従った電圧ベクトル選択時、
α−β座標で捉えたインバータ出力電圧は、時間ｔ６だ
け出力する電圧ベクトルに対応するものをＶα_main、Ｖ
β_{ma in}、時間ｔ２だけ出力する電圧ベクトルに対応する
ものをＶα_SUb、Ｖβ_SUbとして表５の様になる。When the voltage vector is selected according to Table 4,
The inverter output voltage captured by the α-β coordinate is Vα _main , V corresponding to the voltage vector output only at time t6.
β _{ma in,} Vα those corresponding to the voltage vector output only time t2 _SUb, become as shown in Table 5 as Vβ _SUb.

【０１００】[0100]

【表５】 [Table 5]

【０１０１】位相角φ₀は固定子磁束λα、λβにより
表６の通り算出できる。なお、β軸方向をφ＝０°とし
ている。The phase angle φ ₀ can be calculated as shown in Table 6 by the stator magnetic fluxes λα and λβ. The β-axis direction is φ = 0 °.

【０１０２】[0102]

【表６】 [Table 6]

【０１０３】以上の方法では、３種の電圧ベクトルの合
成により得られる磁束ベクトルの方向を回転磁界の接線
方向としたため、法線方向、換言すれば磁束の大きさは
３種の電圧ベクトルの開始点と終了点とで殆ど変化しな
い。In the above method, since the direction of the magnetic flux vector obtained by combining the three types of voltage vectors is the tangential direction of the rotating magnetic field, the normal direction, in other words, the magnitude of the magnetic flux is the start of the three types of voltage vectors. The point and the end point hardly change.

【０１０４】そこで、実トルクと指令値の偏差に基づい
て決まる所望の接線方向の磁束変化量をΔλτ、実固定
子磁束と指令値の偏差に基づいて決まる所望の法線方向
の磁束変化量をΔλ_Rとした時、数９の演算によりφ′
を算出する。なお、μは具体的には表７の様に求めるこ
とができる。Therefore, the desired tangential direction magnetic flux change amount determined based on the deviation between the actual torque and the command value is Δλτ, and the desired normal direction magnetic flux change amount determined based on the actual stator magnetic flux and the command value deviation. When Δλ _R , φ ′ is calculated by the equation 9.
To calculate. Note that μ can be specifically obtained as shown in Table 7.

【０１０５】[0105]

【数９】 [Equation 9]

【０１０６】[0106]

【表７】 [Table 7]

【０１０７】そして、φ′を表８に適用して電圧ベクト
ル選択し、出力時間を算出するための領域番号、および
位相φ₀を求める。Then, φ ′ is applied to Table 8 to select the voltage vector, and the region number for calculating the output time and the phase φ ₀ are obtained.

【０１０８】[0108]

【表８】 [Table 8]

【０１０９】数９により電圧ベクトルを制御したときの
磁束軌跡を図１１に示す。本発明の方式によれば法線方
向の磁束変化量Δλ_Rの大きさを加味して、領域（選択
する電圧ベクトル）、および出力位相φ₀を制御するた
め、合成して得られる電圧ベクトル時間積の方向（図１
１の矢印ＡＢの角度）が変化する。すなわち、法線方向
の磁束変化量Δλ_Rは、トルクにより定まる接線方向の磁
束変化量Δλτに依存することなく制御でき、しかも、
電圧ベクトルの合成で得られる電圧ベクトル時間積の方
向、すなわち、磁束変化の方向（図１１中の矢印ＡＢの
角度）を所定の磁束変化量Δλτ、Δλ_Rが得られる様
に制御できる。FIG. 11 shows the magnetic flux locus when the voltage vector is controlled by the equation (9). According to the method of the present invention, in consideration of the magnitude of the magnetic flux change amount Δλ _{R in} the normal direction, the region (voltage vector to be selected) and the output phase φ ₀ are controlled. Product direction (Fig. 1
The angle AB indicated by 1) changes. That is, the amount of change in magnetic flux Δλ _R in the normal direction can be controlled without depending on the amount of change in magnetic flux Δλ τ in the tangential direction determined by the torque, and
The direction of the voltage vector time product obtained by synthesizing the voltage vectors, that is, the direction of the magnetic flux change (the angle of arrow AB in FIG. 11) can be controlled so that predetermined magnetic flux change amounts Δλτ and Δλ _R can be obtained.

【０１１０】これにより、法線方向の磁束の変化量がト
ルク、並びに固定子磁束ベクトルの角度によって変化し
ていた従来法に比べ、法線方向の磁束の追従性、応答性
が格段に高まることがわかる。As a result, compared with the conventional method in which the amount of change in the magnetic flux in the normal direction changes depending on the torque and the angle of the stator magnetic flux vector, the followability and response of the magnetic flux in the normal direction are significantly improved. I understand.

【０１１１】次に電圧ベクトルの出力時間を決めるＫ_S
の算出方法の実施例を説明する。Next, K _S that determines the output time of the voltage vector
An example of the calculation method of will be described.

【０１１２】法線方向の磁束変化量Δλ_Rは、回転磁界
の大きさの指令値｜λ｜^*、および実際値｜λ｜から、
数１０と記すことができる。[0112] flux variation [Delta] [lambda] _R in the normal direction, the magnitude of the command value of the rotating magnetic field | lambda | ^*, and the actual value | a, | lambda
It can be written as the number 10.

【０１１３】[0113]

【数１０】 [Equation 10]

【０１１４】従って、キャリア周期Ｔ_cの間に出力すべ
きΔλ_Rを得る電圧Ｖ_Rは、数１１となる。このＶ_Rを便
宜上、界磁分電圧と呼ぶ。Therefore, the voltage V _R for obtaining Δλ _R to be output during the carrier period T _c is given by the formula 11. This V _R for convenience, referred to as the field磁分voltage.

【０１１５】[0115]

【数１１】 [Equation 11]

【０１１６】一方、接線方向の磁束変化量Δλτに対応
した電圧はトルク指令値τ^*、および実際値τにより算
出できる。On the other hand, the voltage corresponding to the tangential magnetic flux change amount Δλτ can be calculated from the torque command value τ ^* and the actual value τ.

【０１１７】すなわち、モータ実トルクと指令値の偏差
が０の場合は、モータ回転角速度ωе（電気角）とイン
バータ出力電圧角速度、すなわち、回転磁界の角速度を
等しく保つような制御を行い、電圧波形と回転子の同期
状態を保持する。That is, when the deviation between the actual motor torque and the command value is 0, control is performed to keep the motor rotation angular velocity ωе (electrical angle) and the inverter output voltage angular velocity, that is, the angular velocity of the rotating magnetic field equal, and the voltage waveform And keep the rotor synchronized.

【０１１８】この時、回転磁界の大きさ｜λ｜とモータ
の回転角速度ωе（電気角）によりインバータ出力電圧
は、数１２と書き表すことができる。At this time, the inverter output voltage can be expressed by the following equation 12 by the magnitude of the rotating magnetic field | λ | and the rotational angular velocity ωе (electrical angle) of the motor.

【０１１９】[0119]

【数１２】 [Equation 12]

【０１２０】一方、モータ実トルクと指令値との間に偏
差がある場合には、Ｋ_Sを増減させ、すなわち、回転磁
界の角速度を加減速し、モータ回転角速度に追従させる
必要がある。On the other hand, when there is a deviation between the actual motor torque and the command value, it is necessary to increase or decrease K _S , that is, to accelerate or decelerate the angular velocity of the rotating magnetic field to follow the motor rotational angular velocity.

【０１２１】そのために、数１３のように、数１２にモ
ータ実トルクと指令値との偏差に比例した電圧を加算す
る。For that purpose, a voltage proportional to the deviation between the actual motor torque and the command value is added to Expression 12 as in Expression 13.

【０１２２】[0122]

【数１３】 [Equation 13]

【０１２３】ここで、Ｇは適当な比例ゲインである。ま
た、Ｖτを便宜上、トルク分電圧と呼ぶ。Here, G is an appropriate proportional gain. Further, Vτ is referred to as a torque component voltage for convenience.

【０１２４】数１３から接線方向の磁束変化量Δλτ
は、数１４となる。From Equation 13, the amount of change in magnetic flux in the tangential direction Δλτ
Becomes the number 14.

【０１２５】[0125]

【数１４】 [Equation 14]

【０１２６】インバータ出力電圧Ｖ₁は、数１５と記す
ことができる。The inverter output voltage V ₁ can be written as equation (15).

【０１２７】[0127]

【数１５】 [Equation 15]

【０１２８】数１１および数１３を数１５に与えればイ
ンバータ出力電圧Ｖ₁を求めることができ、数７、数８
および数１５により各電圧ベクトルの出力時間を演算で
きる。If the equations 11 and 13 are given to the equation 15, the inverter output voltage V ₁ can be obtained, and the equations 7 and 8 can be obtained.
And the output time of each voltage vector can be calculated by the equation (15).

【０１２９】以上の演算では回転角速度が必要になる。
定常状態の回転角速度ωеは、回転磁界の位相角φを時
間微分することで求めることができる。しかし、この方
法には、トルクを急変させた場合、回転磁界ベクトルと
永久磁石磁束ベクトルとの間に位相差が生じ、両ベクト
ルの回転速度は過渡的には等しくならない問題がある。The above calculation requires the rotational angular velocity.
The rotational angular velocity ωе in the steady state can be obtained by time-differentiating the phase angle φ of the rotating magnetic field. However, this method has a problem that when the torque is suddenly changed, a phase difference occurs between the rotating magnetic field vector and the permanent magnet magnetic flux vector, and the rotational speeds of both vectors are not transiently equal.

【０１３０】これを解決するには、従来公知の回転子位
置角推定法（「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレ
ス位置推定法と安定性の検討」、陳志謙他、平成１０年
電気学会産業応用部門全国大会、１７９−１８２頁、参
照）により位置角θ_eを演算し、これを時間微分するこ
とで、過渡状態を含め回転角速度を算出することができ
る。To solve this, a conventionally known rotor position angle estimation method ("Sensorless position estimation method and stability of salient pole type brushless DC motor", Ken Zhi et al., The Institute of Electrical Engineers of Japan, 1998 By calculating the position angle θ _{e according} to the national convention, pp. 179-182, and differentiating this time, the rotational angular velocity including the transient state can be calculated.

【０１３１】α−β固定子磁束は、ｄ−ｑ軸インダクタ
ンスＬ_d、Ｌ_q、および永久磁石の磁束Λにより、数１６
と書き表すことができる。The α-β stator magnetic flux is given by Equation 16 by the d-q axis inductances L _d and L _q and the magnetic flux Λ of the permanent magnet.
Can be written as

【０１３２】[0132]

【数１６】 [Equation 16]

【０１３３】数１６より数１７の関係を得る。From Equation 16, the relationship of Equation 17 is obtained.

【０１３４】[0134]

【数１７】 [Equation 17]

【０１３５】従って、表９により回転子位置角θ_eを演
算できる。Therefore, the rotor position angle θ _e can be calculated from Table 9.

【０１３６】[0136]

【表９】 [Table 9]

【０１３７】そして、得られた回転子位置角θ_eの時間
微分により回転子の回転角速度が得られる。Then, the rotational angular velocity of the rotor is obtained by the time differentiation of the obtained rotor position angle θ _e .

【０１３８】以上の制御をマイコンで行う場合の内部処
理構成を図１２に、処理のフローチャートを図１３に、
それぞれ示す。FIG. 12 shows the internal processing configuration when the above control is performed by the microcomputer, and FIG. 13 is a flowchart of the processing.
Shown respectively.

【０１３９】図１２に示す直接トルク制御システムは、
２相分のモータ電流および直流電圧ｉ_u、ｉ_W、Ｖ_dcを入
力として、制御処理のインターバルＴ_c（演算周期はキ
ャリア周期に準ずることが多いため、Ｔ_cを採用してい
る）に同期してデジタル化されたモータ電流ｉ
_u（ｎ）、ｉ_W（ｎ）および直流電圧Ｖ_dc（ｎ）を出力す
るＡＤ変換部１と、デジタル化されたモータ電流を入力
としてα−β座標系上でのαβモータ電流ｉα（ｎ）、
ｉβ（ｎ）を出力する３相２相変換部２と、αβモータ
電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）およびαβ磁束λα（ｎ＋
１）、λβ（ｎ＋１）を入力としてトルク演算を行い、
トルクτ（ｎ）を出力するトルク演算部３と、トルク指
令τ＊、算出されたトルクτ（ｎ）、回転磁界の大きさ
｜λ｜（ｎ＋１）および速度ω_e（ｎ）を入力として所
定の演算を行い、トルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を出力す
るトルク分電圧演算部４と、αβ磁束λα（ｎ＋１）、
λβ（ｎ＋１）を入力として回転磁界の大きさ｜λ｜
（ｎ＋１）を算出する回転磁界の大きさ演算部５と、磁
束指令｜λ｜＊および回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ＋
１）を入力として界磁分電圧Ｖ_R（ｎ＋１）を出力する
界磁分電圧演算部６と、トルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）お
よび界磁分電圧Ｖ_R（ｎ＋１）を入力としてμ（ｎ＋
１）を算出するμ演算部７と、αβ磁束λα（ｎ＋
１）、λβ（ｎ＋１）およびμ（ｎ＋１）を入力として
位相演算を行い、位相角φ₀（ｎ＋１）および領域番号
を出力する位相演算部８と、αβ磁束λα（ｎ＋１）、
λβ（ｎ＋１）を入力としてαβ磁束λα（ｎ）、λβ
（ｎ）を出力するｚ^-1部９と、αβモータ電流ｉα
（ｎ）、ｉβ（ｎ）およびαβ磁束λα（ｎ）、λβ
（ｎ）を入力として速度演算を行い、回転角速度ω
_e（ｎ）を出力する速度演算部１０と、直流電圧Ｖ
_dc（ｎ）、αβモータ電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）およ
び電圧ベクトル出力時間を入力として所定の演算を行
い、αβ磁束λα（ｎ＋１）、λβ（ｎ＋１）を出力す
るαβ磁束演算部１１と、直流電圧Ｖ_dc（ｎ）、トルク
分電圧Ｖτ（ｎ＋１）、界磁分電圧Ｖ_R（ｎ＋１）、位
相角φ₀（ｎ＋１）および領域番号を入力として所定の
演算を行い、電圧ベクトル出力時間を出力する電圧ベク
トル出力時間演算部１２と、電圧ベクトル出力時間を入
力としてインバータの各相のトランジスタをスイッチン
グさせるインバータ各相トランジスタスイッチング信号
を出力する３相ＰＷＭタイマ部１３とを有している。The direct torque control system shown in FIG.
Synchronized to the control processing interval T _c (the calculation cycle is often based on the carrier cycle, T _c is used) with the two-phase motor current and the DC voltages _iu , i _W , and V _dc as inputs. And digitized motor current i
AD converter 1 that outputs _u (n), i _W (n) and DC voltage V _dc (n), and αβ motor current iα (n on the α-β coordinate system with the digitized motor current as input ),
Three-phase / two-phase converter 2 that outputs iβ (n), αβ motor currents iα (n), iβ (n), and αβ magnetic flux λα (n +
1), λβ (n + 1) is input, torque calculation is performed,
A torque calculation unit 3 that outputs a torque τ (n), a torque command τ *, a calculated torque τ (n), a magnitude of the rotating magnetic field | λ | (n + 1), and a speed ω _e (n) as input. Of the torque component voltage Vτ (n + 1) and the αβ magnetic flux λα (n + 1),
Magnitude of rotating magnetic field | λ | with λβ (n + 1) as input
Rotating magnetic field magnitude calculator 5 for calculating (n + 1), magnetic flux command | λ | * and rotating magnetic field magnitude | λ | (n +
1) a field磁分voltage calculating unit 6 to output the field as the input磁分voltage V _R (n + 1) a, as input torque portion voltage Vτ (n + 1) and the field磁分voltage _{V R (n + 1) μ} (n +
1) for calculating the μ calculation unit 7 and the αβ magnetic flux λα (n +
1), λβ (n + 1) and μ (n + 1) are input to perform a phase calculation, and a phase calculation unit 8 that outputs a phase angle φ ₀ (n + 1) and a region number, and an αβ magnetic flux λα (n + 1),
With λβ (n + 1) as input, αβ magnetic flux λα (n), λβ
Z ⁻¹ unit 9 that outputs (n) and αβ motor current iα
(N), iβ (n) and αβ magnetic flux λα (n), λβ
Rotation angular velocity ω
_The speed calculation unit 10 that outputs _e (n) and the DC voltage V
An αβ magnetic flux calculation unit 11 that performs a predetermined calculation by inputting _dc (n), αβ motor currents iα (n), iβ (n) and the voltage vector output time, and outputs αβ magnetic flux λα (n + 1), λβ (n + 1). , DC voltage V _dc (n), torque component voltage V τ (n + 1), field component voltage V _R (n + 1), phase angle φ ₀ (n + 1) and region number are input as a predetermined calculation, and voltage vector output It has a voltage vector output time calculation unit 12 that outputs time, and a three-phase PWM timer unit 13 that outputs a transistor switching signal for each phase of the inverter that switches the transistor of each phase of the inverter by using the voltage vector output time as an input. .

【０１４０】なお、ｎはサンプル点を示す。In addition, n indicates a sampling point.

【０１４１】前記３相２相変換部２においては、数１と
ｉ_u＋ｉ_v＋ｉ_w＝０の関係を用いて、数１８によりαβ
モータ電流ｉα（ｎ）、ｉβ（ｎ）を算出する。In the three-phase / two-phase conversion section 2, αβ is calculated by the equation 18 using the relation of the equation 1 and i _u + i _v + i _w = 0.
The motor currents iα (n) and iβ (n) are calculated.

【０１４２】[0142]

【数１８】 [Equation 18]

【０１４３】前記αβ磁束演算部１１（数３の固定子磁
束演算）においては、サンプル点ｎで行われた演算結果
が次サンプル点ｎ＋１で電圧に反映されることを勘案
し、数１９の演算によりｎ＋１点での磁束を求める。こ
れにより演算無駄時間が制御へ与える影響を無くすこと
ができる。In the αβ magnetic flux calculation unit 11 (stator magnetic flux calculation of Formula 3), the calculation result of Formula 19 is taken into consideration considering that the calculation result performed at the sampling point n is reflected in the voltage at the next sampling point n + 1. The magnetic flux at the point n + 1 is calculated by As a result, the influence of the calculation dead time on the control can be eliminated.

【０１４４】[0144]

【数１９】 [Formula 19]

【０１４５】前記回転磁界の大きさ演算部５において
は、数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ
＋１）を算出するThe rotating magnetic field magnitude calculator 5 performs the operation of Equation 20 to calculate the rotating magnetic field magnitude | λ | (n
Calculate +1)

【０１４６】[0146]

【数２０】 [Equation 20]

【０１４７】前記トルク演算部３においては、数２１の
演算を行ってトルクτ（ｎ）を算出する。数２１では、
簡便に予測演算が可能な磁束量のみサンプル点ｎ＋１で
の値を用い、演算遅れの影響を軽減する。The torque calculation unit 3 calculates the torque τ (n) by performing the calculation of Expression 21. In number 21,
The value at the sampling point n + 1 is used only for the magnetic flux amount for which the predictive calculation can be easily performed, and the influence of the calculation delay is reduced.

【０１４８】[0148]

【数２１】 [Equation 21]

【０１４９】速度演算部１０においては、数２２により
回転子位置角の演算に必要な諸量を求め、数２３のよう
に位置角のサンプル点間の差分により回転子の回転角速
度ω _e（ｎ）を出力する。In the speed calculator 10,
Calculate the various quantities required to calculate the rotor position angle, and
The angular velocity of the rotor is determined by the difference between the position angle sample points.
Degree ω _e(N) is output.

【０１５０】[0150]

【数２２】 [Equation 22]

【０１５１】[0151]

【数２３】 [Equation 23]

【０１５２】なお、機械系の時定数は電気系に比べて十
分長いので、サンプル点ｎの情報を採用しても演算無駄
時間の影響はない。また、得られた速度情報を適当な数
にわたって移動平均処理などの処理をした値を回転速度
情報に用いることもできるし、速度の演算周期をインタ
ーバルＴ_c以上に設定することもできる。Since the time constant of the mechanical system is sufficiently longer than that of the electrical system, there is no influence of the calculation dead time even if the information of the sampling point n is adopted. Further, a value obtained by subjecting the obtained speed information to an appropriate number of processes such as a moving average process can be used as the rotation speed information, and the speed calculation cycle can be set to an interval T _c or more.

【０１５３】また、磁気飽和により位置角演算値θ
_e（ｎ）に誤差が発生しても、サンプル点近傍で誤差ε
（ｎ）がほぼ同じと仮定すれば、回転角速度ω_e（ｎ）
は数２４となる。Further, due to magnetic saturation, the calculated position angle θ
Even if an error occurs in _e (n), the error ε near the sampling point
Assuming that (n) is almost the same, the rotational angular velocity ω _e (n)
Is the number 24.

【０１５４】[0154]

【数２４】 [Equation 24]

【０１５５】従って、本発明は、回転子の回転角速度ω
_eを演算する過程に、磁気飽和により数２２のＬ_qが変化
し、位置角θ_e（ｎ）の演算誤差が発生する従来公知技
術を取り入れたにも拘わらず、本質的に磁気飽和の影響
を受けない。Therefore, according to the present invention, the rotational angular velocity ω of the rotor is
_In the process of calculating _e , the influence of magnetic saturation is essentially caused even though the conventionally known technique in which L _q of the equation (22) changes due to magnetic saturation and a calculation error of the position angle θ _e (n) occurs. Do not receive

【０１５６】前記界磁分電圧演算部５は、数２５の演算
を行って界磁分電圧Ｖ_R（ｎ＋１）を出力する。The field component voltage calculator 5 calculates the field component voltage V _R (n + 1) by performing the calculation of equation 25.

【０１５７】[0157]

【数２５】 [Equation 25]

【０１５８】前記トルク分電圧演算部４は、数２６の演
算を行ってトルク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を出力する。The torque component voltage calculator 4 calculates the equation 26 and outputs the torque component voltage Vτ (n + 1).

【０１５９】[0159]

【数２６】 [Equation 26]

【０１６０】前記μ演算部７は、数２７の演算を行って
μ（ｎ＋１）を出力する。The μ calculator 7 calculates μ (n + 1) by performing the calculation of Expression 27.

【０１６１】[0161]

【数２７】 [Equation 27]

【０１６２】前記電圧ベクトル出力時間演算部１２にお
いては、数２８の演算を行ってインバータ出力電圧Ｖ₁
（ｎ＋１）を算出し、数２９の演算を行ってＫ_s（ｎ＋
１）を算出し、数３０の演算を行って電圧ベクトル出力
時間を算出する。In the voltage vector output time calculation unit 12, the calculation of the equation (28) is performed and the inverter output voltage V ₁
(N + 1) is calculated, and the operation of Equation 29 is performed to obtain K _s (n +
1) is calculated, and the voltage vector output time is calculated by performing the operation of Equation 30.

【０１６３】[0163]

【数２８】 [Equation 28]

【０１６４】[0164]

【数２９】 [Equation 29]

【０１６５】[0165]

【数３０】 [Equation 30]

【０１６６】図１３から図１５のフローチャートを参照
して直接トルク制御システムの処理を説明する。なお、
この処理は、割り込みタイマから設定した時間毎に出力
される信号をトリガとして所定のインターバルＴ_cで行
われる。したがって、サンプル点から次のサンプル点ま
での経過時間はＴ_cである。The processing of the direct torque control system will be described with reference to the flowcharts of FIGS. 13 to 15. In addition,
This process is performed at a predetermined interval _Tc , triggered by a signal output from the interrupt timer at every set time. Therefore, the elapsed time from one sample point to the next is T _c .

【０１６７】ステップＳＰ１において、磁束指令｜λ｜
＊およびトルク指令τ＊を入力し、ステップＳＰ２にお
いて、ＡＤ変換部１によりデジタル化された直流電圧Ｖ
_dc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ３において、ＡＤ変換
部１によりデジタル化されたモータ電流ｉ_u（ｎ）、ｉ_w
（ｎ）を入力する。At step SP1, the magnetic flux command | λ |
* And the torque command τ * are input, and in step SP2, the DC voltage V digitized by the AD conversion unit 1 is input.
_dc (n) is input, and in step SP3, the motor currents i _u (n) and i _w digitized by the AD conversion unit 1 are input.
Enter (n).

【０１６８】そして、ステップＳＰ４において、３相２
相変換部２により数１８の演算を行ってαβモータ電流
ｉα（ｎ），ｉβ（ｎ）に変換し、ステップ５におい
て、表５により電圧ベクトルを２相電圧に変換する。Then, in step SP4, 3 phase 2
The phase conversion unit 2 performs the operation of Equation 18 to convert into αβ motor currents iα (n) and iβ (n), and in step 5, the voltage vector is converted into a two-phase voltage according to Table 5.

【０１６９】次いで、ステップＳＰ６において、αβ磁
束演算部１１により数１９の演算を行ってαβ磁束（固
定子磁束）λα（ｎ＋１）、λβ（ｎ＋１）を算出し、
ステップＳＰ７において、回転磁界の大きさ演算部５に
より数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ８において、トルク演算
部３により数２１の演算を行ってトルクτ（ｎ）を算出
し、ステップＳＰ９において、速度演算部１０により回
転角速度ω_e（ｎ）を算出する。Then, in step SP6, the αβ magnetic flux calculation unit 11 performs the calculation of Expression 19 to calculate αβ magnetic flux (stator magnetic flux) λα (n + 1), λβ (n + 1),
In step SP7, the rotating magnetic field magnitude calculator 5 performs the calculation of Expression 20 to calculate the rotating magnetic field magnitude | λ | (n
+1) is calculated, the torque calculation unit 3 calculates the torque τ (n) in step SP8, and the speed calculation unit 10 calculates the rotational angular velocity ω _e (n) in step SP9. .

【０１７０】そして、ステップＳＰ１０において、界磁
分電圧演算部６により数２５の演算を行って界磁分電圧
Ｖ_R（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１１において、
トルク分電圧演算部４により数２６の演算を行ってトル
ク分電圧Ｖτ（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１２に
おいて、μ演算部７により数２７の演算を行ってμ（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１３において、位相演算
部８により表６および表８を用いて位相角φ₀（ｎ＋
１）および領域番号を得て出力する。Then, in step SP10, the field component voltage calculator 6 calculates the field component voltage V _R (n + 1) by the equation 25, and in step SP11,
The torque component voltage calculation unit 4 performs the calculation of Formula 26 to calculate the torque component voltage Vτ (n + 1), and in step SP12, the μ calculation unit 7 performs the calculation of Formula 27 and μ (n
+1) is calculated, and in step SP13, the phase calculator 8 uses Table 6 and Table 8 to determine the phase angle φ ₀ (n +
1) and area number are obtained and output.

【０１７１】そして、電圧ベクトル出力時間演算部１２
により、ステップＳＰ１４において、数２８の演算を行
ってインバータ出力電圧Ｖ₁（ｎ＋１）を算出し、ステ
ップＳＰ１５において、数２９の演算を行ってＫ_s（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１６において、数３０の
演算を行ってパルス幅を算出し、ステップＳＰ１７にお
いて、表４に基づいて各相のパルス幅を３相ＰＷＭタイ
マ部１３にスケジューリングする。Then, the voltage vector output time calculation unit 12
Thus, in step SP14, the operation of equation 28 is performed to calculate the inverter output voltage V ₁ (n + 1), and in step SP15, the operation of equation 29 is performed to calculate K _s (n
+1) is calculated, the pulse width is calculated by performing the operation of Expression 30 in step SP16, and the pulse width of each phase is scheduled in the three-phase PWM timer unit 13 based on Table 4 in step SP17.

【０１７２】そして、そのまま元の処理に戻る。したが
って、３相ＰＷＭタイマ部１３にスケジューリングされ
た各相のパルス幅に基づいて次サンプルｎ＋１点からｎ
＋２点までの期間にインバータのトランジスタのオンオ
フ制御が行われる。Then, the process directly returns to the original processing. Therefore, based on the pulse width of each phase scheduled by the three-phase PWM timer unit 13, from the next sample n + 1 points to n
On / off control of the transistor of the inverter is performed during the period up to +2 points.

【０１７３】なお、ここで例示したPWM法以外を採用す
ることもできる。例えば、出力電圧V ₁と位相φ‘（＝φ
−μ）により３相信号波を生成し、これと三角波などの
搬送波を比較するPWM方式などがある。It should be noted that a method other than the PWM method exemplified here is adopted.
You can also do it. For example, output voltage V ₁And phase φ ′ (= φ
-Μ) generates a three-phase signal wave and
There is a PWM method that compares carrier waves.

【０１７４】また、速度演算部１０においては、前記ス
テップ９の処理を詳細に説明する図１５のフローチャー
トに示すように、ステップＳＰ１において、数２２の演
算を行って回転子位置角の演算に必要な諸量を算出し、
ステップＳＰ２において、表９に基づいて回転子の位置
角θ_e（ｎ）を算出し、ステップＳＰ３において、数２
３の演算を行って回転角速度ω_e（ｎ）を算出し、その
まま元の処理に戻る。Further, in the speed calculation section 10, as shown in the flowchart of FIG. 15 for explaining the processing of step 9 in detail, in step SP1, the calculation of equation 22 is necessary to calculate the rotor position angle. Various quantities,
In step SP2, the position angle θ _e (n) of the rotor is calculated based on Table 9, and in step SP3, Equation 2
The calculation of 3 is performed to calculate the rotational angular velocity ω _e (n), and the process directly returns to the original process.

【０１７５】ただし、速度演算部１０として従来公知の
他の回転位置角もしくは角速度演算方法を採用するもの
を用いることが可能である。However, it is possible to use, as the speed calculation unit 10, one which adopts another conventionally known rotational position angle or angular speed calculation method.

【０１７６】また、圧縮機やポンプなどのように急加減
速を繰り返さない用途においては、固定子磁束ベクトル
の位相φの差分演算により角速度を求め、この結果をロ
ーパスフィルタ処理し、回転角速度ω_e（ｎ）として採
用することができる。更には、回転位置センサもしく
は、速度センサをモータに取り付けることのできる用途
であれば、これらセンサにより回転角速度ω_e（ｎ）を
検出することもできる。In applications such as compressors and pumps where rapid acceleration / deceleration is not repeated, the angular velocity is obtained by calculating the difference in the phase φ of the stator magnetic flux vector, and this result is low-pass filtered to obtain the rotational angular velocity ω _e. It can be adopted as (n). Further, if the rotational position sensor or the speed sensor can be attached to the motor, the rotational angular speed ω _e (n) can be detected by these sensors.

【０１７７】[0177]

【発明の効果】請求項１の発明は、指令トルクと実トル
クとの偏差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の
角度に拘わらず、その大きさを確実に制御することがで
き、ひいては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を
向上させ、応答性を高めることができるという特有の効
果を奏する。According to the first aspect of the present invention, the magnitude can be surely controlled regardless of the magnitude of the deviation between the command torque and the actual torque and the angle of the stator magnetic flux vector on the coordinate system. The unique effect that the followability of the stator magnetic flux of the direct torque control can be improved and the responsiveness can be improved.

【０１７８】請求項２の発明は、演算を簡単化すること
ができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。The invention of claim 2 has the same effect as that of claim 1 in addition to simplifying the operation.

【０１７９】請求項３の発明は、請求項２と同様の効果
を奏する。The invention of claim 3 has the same effect as that of claim 2.

【０１８０】請求項４の発明は、請求項３と同様の効果
を奏する。The invention of claim 4 has the same effect as that of claim 3.

【０１８１】請求項５の発明は、請求項３と同様の効果
を奏する。The invention of claim 5 has the same effect as that of claim 3.

【０１８２】請求項６の発明は、両角度に基づいて請求
項３から請求項５の何れかと同様の効果を奏する。The invention of claim 6 has the same effect as that of any one of claims 3 to 5 based on both angles.

【０１８３】請求項７の発明は、請求項３から請求項５
の何れかと同様の効果を奏する。The invention of claim 7 is from claim 3 to claim 5.
The same effect as any of the above.

【０１８４】請求項８の発明は、高入力力率化を達成す
ることができるほか、請求項１から請求項７の何れかと
同様の効果を奏する。The invention of claim 8 can achieve a high input power factor, and has the same effect as that of any one of claims 1 to 7.

【０１８５】請求項９の発明は、指令トルクと実トルク
との偏差の大きさや固定子磁束ベクトルの座標系上の角
度に拘わらず、その大きさを確実に制御することがで
き、ひいては、直接トルク制御の固定子磁束の追従性を
向上させ、応答性を高めることができるという特有の効
果を奏する。According to the ninth aspect of the present invention, the magnitude can be surely controlled regardless of the magnitude of the deviation between the command torque and the actual torque and the angle of the stator magnetic flux vector on the coordinate system. It has a unique effect that the followability of the stator magnetic flux of the torque control can be improved and the response can be improved.

【０１８６】請求項１０の発明は、演算を簡単化するこ
とができるほか、請求項９と同様の効果を奏する。The invention according to claim 10 can simplify the calculation and has the same effect as that of claim 9.

【０１８７】請求項１１の発明は、請求項１０と同様の
効果を奏する。The eleventh aspect of the invention has the same effect as the tenth aspect.

【０１８８】請求項１２の発明は、請求項１１と同様の
効果を奏する。The invention of claim 12 has the same effect as that of claim 11.

【０１８９】請求項１３の発明は、請求項１１と同様の
効果を奏する。The thirteenth aspect of the invention has the same effect as the eleventh aspect.

【０１９０】請求項１４の発明は、両角度に基づいて請
求項１１から請求項１３の何れかと同様の効果を奏す
る。The invention of claim 14 has the same effect as that of any one of claims 11 to 13 based on both angles.

【０１９１】請求項１５の発明は、請求項１１から請求
項１３の何れかと同様の効果を奏する。The invention of claim 15 has the same effect as any one of claims 11 to 13.

【０１９２】請求項１６の発明は、高入力力率化を達成
することができるほか、請求項９から請求項１５の何れ
かと同様の効果を奏する。According to the sixteenth aspect of the present invention, a high input power factor can be achieved, and the same effect as that of any one of the ninth to fifteenth aspects can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】３相座標と２相座標との関係を説明する図であ
る。FIG. 1 is a diagram illustrating a relationship between three-phase coordinates and two-phase coordinates.

【図２】電圧形インバータの構成を示す電気回路図であ
る。FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a configuration of a voltage source inverter.

【図３】２相座標上の電圧ベクトルを示す図である。FIG. 3 is a diagram showing voltage vectors on two-phase coordinates.

【図４】各電圧ベクトルによる磁束変化方向を示す図で
ある。FIG. 4 is a diagram showing a magnetic flux change direction depending on each voltage vector.

【図５】磁束軌跡と、領域ＩＩの電圧ベクトルおよびト
ルク変化を示す図である。5 is a diagram showing a magnetic flux locus, voltage vector and torque change in a region II. FIG.

【図６】従来の直接トルク制御システムの構成を示すブ
ロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional direct torque control system.

【図７】交流モータ駆動システムの構成を示す概略図で
ある。FIG. 7 is a schematic diagram showing a configuration of an AC motor drive system.

【図８】回転磁界の接線方向の磁束軌跡を得る電圧ベク
トルを示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a voltage vector for obtaining a magnetic flux locus in a tangential direction of a rotating magnetic field.

【図９】電圧ベクトル出力のパターンを示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a pattern of voltage vector output.

【図１０】電圧ベクトル出力の他のパターンを示す図で
ある。FIG. 10 is a diagram showing another pattern of voltage vector output.

【図１１】この発明による磁束軌跡を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing a magnetic flux trajectory according to the present invention.

【図１２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様
を示すブロック図である。FIG. 12 is a block diagram showing an embodiment of an inverter control device of the present invention.

【図１３】この発明のインバータ制御方法の一実施態様
の一部を説明するフローチャートである。FIG. 13 is a flowchart illustrating a part of an embodiment of an inverter control method of the present invention.

【図１４】この発明のインバータ制御方法の一実施態様
の残部を説明するフローチャートである。FIG. 14 is a flowchart illustrating the remaining part of the embodiment of the inverter control method of the present invention.

【図１５】回転角速度演算処理を詳細に説明するフロー
チャートである。FIG. 15 is a flowchart illustrating a rotational angular velocity calculation process in detail.

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０３ Ｈ０２Ｐ 6/02 ３７１Ｓ 5/408 Ｃ (72)発明者 山井 広之 滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２ 株式会社ダイキン空調技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H560 AA02 AA10 BB04 BB12 DA12 DB20 DC13 EB01 GG04 RR10 SS07 TT07 TT15 UA02 XA01 XA12 XA13 5H576 AA05 AA10 BB09 CC05 DD02 DD04 DD07 DD09 EE01 EE16 FF03 GG10 HA02 HB02 JJ03 JJ04 JJ06 JJ16 JJ23 JJ26 KK06 LL13 LL14 LL22 LL24 LL38 LL41 Front page continuation (51) Int.Cl. ⁷ identification code FI theme code (reference) H02P 7/63 303 H02P 6/02 371S 5/408 C (72) Inventor Hiroyuki Yamai 1000 Otani Okamoto, Kusatsu, Shiga Prefecture Address 2 Daikin Air Conditioning Technology Laboratory F-term (reference) 5H560 AA02 AA10 BB04 BB12 DA12 DB20 DC13 EB01 GG04 RR10 SS07 TT07 TT15 UA02 XA01 XA12 XA13 5H576 AA05 AA10 BB09 CC05 DD02 DD04 DD07 DD09 H020302 JJ06 JJ16 JJ23 JJ26 KK06 LL13 LL14 LL22 LL24 LL38 LL41

Claims (16)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 インバータに接続された交流モータの線
電流および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモ
ータトルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これら
の演算結果と対応する指令値とにより前記インバータの
出力電圧を制御するインバータ制御方法において、 前記モータトルクと対応する指令値との偏差に基づき第
１の電圧の大きさを演算し、固定子磁束の大きさと対応
する指令値との偏差に基づき第２の電圧の大きさを演算
し、第１の電圧と第２の電圧のそれぞれの大きさに基づ
きインバータの出力電圧の大きさもしくは位相を演算
し、これらに基づいてインバータを制御することを特徴
とするインバータ制御方法。1. A line current and a terminal voltage of an AC motor connected to an inverter are detected, a motor torque and a magnitude of a stator magnetic flux are calculated based on these detected values, and a command corresponding to these calculation results is issued. In the inverter control method for controlling the output voltage of the inverter according to the value, the magnitude of the first voltage is calculated based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value, and the magnitude of the stator magnetic flux and the corresponding command value are calculated. The magnitude of the second voltage is calculated on the basis of the deviation between the first voltage and the second voltage, and the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the respective magnitudes of the first voltage and the second voltage. An inverter control method comprising: controlling an inverter. 【請求項２】 前記線電流および端子電圧の検出値を、
モータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直
交する直交座標系上の値に変換し、変換された電流値お
よび電圧値によりモータトルクおよび直交座標系上の固
定子磁束ベクトルを演算する請求項１に記載のインバー
タ制御方法。2. The detected values of the line current and the terminal voltage are:
The two axes fixed in a predetermined direction of the motor stator are converted into values on an orthogonal coordinate system in which the two axes are orthogonal to each other, and the motor current and the stator magnetic flux vector on the orthogonal coordinate system are calculated from the converted current value and voltage value. The inverter control method according to claim 1. 【請求項３】 前記直交座標系上の２つの固定子磁束ベ
クトルの合成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直交
する方向とをそれぞれ特定し、前記モータトルクと対応
する指令値との偏差により前記合成ベクトルに直交する
方向に出力する第１の電圧の大きさを演算し、前記合成
ベクトルの大きさと対応する指令値との偏差により前記
合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧の大きさを演
算し、これら第１の電圧の大きさと第２の電圧の大きさ
とに基づきインバータの出力電圧の大きさもしくは位相
を演算する請求項２に記載のインバータ制御方法。3. A combination vector direction of the two stator magnetic flux vectors on the orthogonal coordinate system and a direction orthogonal to the combination vector are respectively specified, and the combination is performed based on a deviation between the motor torque and a corresponding command value. The magnitude of the first voltage output in the direction orthogonal to the vector is calculated, and the magnitude of the second voltage output in the direction of the combined vector is calculated based on the deviation between the magnitude of the combined vector and the corresponding command value. The inverter control method according to claim 2, wherein the magnitude or phase of the output voltage of the inverter is calculated based on the magnitude of the first voltage and the magnitude of the second voltage. 【請求項４】 回転子の回転角速度ω_eを演算し、前記
合成ベクトルの大きさ｜λ｜を演算し、モータトルクと
対応する指令値との偏差Δτを演算し、所定の比例ゲイ
ンＧを用いて、 Ｖτ＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
請求項３に記載のインバータ制御方法。4. A rotational angular velocity ω _{e of a} rotor is calculated, a magnitude | λ | of the composite vector is calculated, a deviation Δτ between a motor torque and a corresponding command value is calculated, and a predetermined proportional gain G is obtained. The inverter control method according to claim 3, wherein the calculation of Vτ = (2 ^1/2 · | λ | · ω _e + G · Δτ) is performed to calculate the magnitude Vτ of the first voltage. 【請求項５】 前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対応
する指令値｜λ｜＊との偏差Δλ_Rを演算し、インバー
タのキャリア周期Ｔ_cを用いて、 Ｖ_R＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔ_c＝Δλ_R／Ｔ_c の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶ_Rを算出する
請求項３に記載のインバータ制御方法。5. A deviation Δλ _R between the magnitude | λ | of the combined vector and the corresponding command value | λ | * is calculated, and V _R = (| λ | * is calculated using the carrier cycle T _{c of the} inverter. The inverter control method according to claim 3, wherein the magnitude V _R of the second voltage is calculated by performing an operation of − | λ |) / T _c = Δλ _R / T _c . 【請求項６】 前記合成ベクトルの前記直交座標系上に
設けた第１の基準ラインとのなす角φを演算し、前記合
成ベクトルに直交する方向に出力する第１の電圧と前記
合成ベクトルの方向に出力する第２の電圧とに基づきこ
れら電圧を合成し、合成電圧の前記合成ベクトルに直交
する方向に設けた第２の基準ラインとのなす角μを演算
し、前記角φと角μとに基づきインバータの出力電圧の
位相を演算する請求項３から請求項５の何れかに記載の
インバータ制御方法。6. An angle φ between the composite vector and a first reference line provided on the orthogonal coordinate system is calculated, and a first voltage to be output in a direction orthogonal to the composite vector and the composite vector are output. These voltages are combined based on the second voltage output in the direction, and an angle μ formed by a second reference line provided in a direction orthogonal to the combined vector of the combined voltage is calculated, and the angle φ and the angle μ are calculated. The inverter control method according to claim 3, wherein the phase of the output voltage of the inverter is calculated based on 【請求項７】 前記第１の電圧の大きさＶτと第２の電
圧の大きさＶ_Rとに基づき、 Ｖ₁＝（Ｖτ²＋Ｖ_R ²）^1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ₁を算
出する請求項３から請求項５の何れかに記載のインバー
タ制御方法。Wherein said magnitude of the first voltage Vtau and based on the magnitude of V _R of the second ^{_{voltage, V 1 = (Vτ 2 +}} V R 2) 1/2 of the inverter output voltage by performing the operation The inverter control method according to any one of claims 3 to 5, wherein the magnitude V ₁ of the inverter is calculated. 【請求項８】 入力電圧の２倍の周波数で脈動する整流
電圧を出力する整流回路をインバータの直流電源とし、
前記固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数で脈
動制御する請求項１から請求項７の何れかに記載のイン
バータ制御方法。8. A rectifier circuit that outputs a rectified voltage pulsating at a frequency twice as high as the input voltage is used as a DC power source for the inverter,
8. The inverter control method according to claim 1, wherein the magnitude of the stator magnetic flux is pulsatingly controlled at a frequency twice the input voltage. 【請求項９】 インバータに接続された交流モータの線
電流および端子電圧を検出し、これらの検出値を基にモ
ータトルクおよび固定子磁束の大きさを演算し、これら
の演算結果と対応する指令値とにより前記インバータの
出力電圧を制御するインバータ制御装置において、前記
モータトルクと対応する指令値との偏差に基づき第１の
電圧の大きさを演算する第１電圧演算手段と、固定子磁
束の大きさと対応する指令値との偏差に基づき第２の電
圧の大きさを演算する第２電圧演算手段と、第１の電圧
と第２の電圧のそれぞれの大きさに基づきインバータの
出力電圧の大きさもしくは位相を演算する出力演算手段
と、これらに基づいてインバータを制御するインバータ
制御手段とを含むことを特徴とするインバータ制御装
置。9. A line current and a terminal voltage of an AC motor connected to an inverter are detected, the motor torque and the magnitude of the stator magnetic flux are calculated based on these detected values, and a command corresponding to these calculation results is issued. In the inverter control device for controlling the output voltage of the inverter based on the value and the first voltage calculation means for calculating the magnitude of the first voltage based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value, stator magnetic flux Second voltage calculation means for calculating the magnitude of the second voltage based on the deviation between the magnitude and the corresponding command value, and the magnitude of the output voltage of the inverter based on the magnitude of each of the first voltage and the second voltage. An inverter control device comprising: an output calculation means for calculating a phase or a phase; and an inverter control means for controlling an inverter based on the output calculation means. 【請求項１０】 前記線電流および端子電圧の検出値
を、モータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互い
に直交する直交座標系上の値に変換する座標変換手段
と、変換された電流値および電圧値によりモータトルク
および直交座標系上の固定子磁束ベクトルを演算するモ
ータトルク、固定子磁束ベクトル演算手段とをさらに含
む請求項９に記載のインバータ制御装置。10. Coordinate conversion means for converting the detected values of the line current and the terminal voltage into values on an orthogonal coordinate system in which two axes fixed in a predetermined direction of the motor stator are orthogonal to each other. The inverter control device according to claim 9, further comprising: a motor torque that calculates a motor torque and a stator magnetic flux vector on a rectangular coordinate system based on a current value and a voltage value, and a stator magnetic flux vector calculation means. 【請求項１１】 前記直交座標系上の２つの固定子磁束
ベクトルの合成ベクトルの方向とこの合成ベクトルに直
交する方向とをそれぞれ特定する方向特定手段をさらに
含み、前記第１電圧演算手段は、前記モータトルクと対
応する指令値との偏差により前記合成ベクトルに直交す
る方向に出力する第１の電圧の大きさを演算するもので
あり、前記第２電圧演算手段は、前記合成ベクトルの大
きさと対応する指令値との偏差により前記合成ベクトル
の方向に出力する第２の電圧の大きさを演算するもので
あり、前記出力演算手段は、これら第１の電圧の大きさ
と第２の電圧の大きさとに基づきインバータ（２）の出
力電圧の大きさもしくは位相を演算するものである請求
項１０に記載のインバータ制御装置。11. The first voltage calculation means further includes direction specifying means for specifying a direction of a combined vector of two stator magnetic flux vectors on the orthogonal coordinate system and a direction orthogonal to the combined vector, respectively. The magnitude of the first voltage output in the direction orthogonal to the combined vector is calculated based on the deviation between the motor torque and the corresponding command value, and the second voltage calculation means determines the magnitude of the combined vector. The magnitude of the second voltage output in the direction of the combined vector is calculated based on the deviation from the corresponding command value, and the output computing means is configured to calculate the magnitude of the first voltage and the magnitude of the second voltage. The inverter control device according to claim 10, wherein the magnitude or phase of the output voltage of the inverter (2) is calculated based on the above. 【請求項１２】 回転子の回転角速度ω_eを演算する回
転角速度演算手段と、前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜
を演算する合成ベクトル演算手段と、モータトルクと対
応する指令値との偏差Δτを演算するトルク偏差演算手
段とをさらに含み、前記第１電圧演算手段は、所定の比
例ゲインＧを用いて、 Ｖτ＝（２^1/2・｜λ｜・ω_e＋Ｇ・Δτ） の演算を行って前記第１の電圧の大きさＶτを算出する
ものである請求項１１に記載のインバータ制御装置。12. A rotation angular velocity calculation means for calculating a rotation angular velocity ω _{e of a} rotor, and a magnitude | λ | of the combined vector.
And a torque deviation calculation means for calculating a deviation Δτ between the motor torque and the corresponding command value. The first voltage calculation means uses a predetermined proportional gain G to obtain Vτ The inverter control device according to claim 11, wherein the magnitude Vτ of the first voltage is calculated by performing an operation of = (2 ^1/2 · | λ | · ω _e + G · Δτ). 【請求項１３】 前記合成ベクトルの大きさ｜λ｜と対
応する指令値｜λ｜＊との偏差Δλ_Rを演算する合成ベ
クトル偏差演算手段をさらに含み、前記第２電圧演算手
段は、インバータのキャリア周期Ｔ_cを用いて、 Ｖ_R＝（｜λ｜＊−｜λ｜）／Ｔ_c＝Δλ_R／Ｔ_c の演算を行って前記第２の電圧の大きさＶ_Rを算出する
ものである請求項１１に記載のインバータ制御装置。13. A combined vector deviation calculating means for calculating a deviation Δλ _R between the magnitude | λ | of the combined vector and a corresponding command value | λ | *, wherein the second voltage calculating means is Using the carrier period T _c , the following equation is used: V _R = (| λ | * − | λ |) / T _c = Δλ _R / T _c is calculated to calculate the second voltage magnitude V _R. The inverter control device according to claim 11. 【請求項１４】 前記合成ベクトルの前記直交座標系上
に設けた第１の基準ラインとのなす角φを演算する第１
角度演算手段と、前記合成ベクトルに直交する方向に出
力する第１の電圧と前記合成ベクトルの方向に出力する
第２の電圧とに基づきこれら電圧を合成し、合成電圧の
前記合成ベクトルに直交する方向に設けた第２の基準ラ
インとのなす角μを演算する第２角度演算手段とをさら
に含み、前記出力演算手段は、前記角φと角μとに基づ
きインバータの出力電圧の位相を演算するものである請
求項１１から請求項１３の何れかに記載のインバータ制
御装置。14. A first operation for calculating an angle φ between the composite vector and a first reference line provided on the orthogonal coordinate system.
These voltages are combined based on the angle calculation means, the first voltage output in the direction orthogonal to the composite vector and the second voltage output in the direction of the composite vector, and are orthogonal to the composite vector of the composite voltage. A second angle calculating means for calculating an angle μ formed by a second reference line provided in the direction, and the output calculating means calculates the phase of the output voltage of the inverter based on the angle φ and the angle μ. The inverter control device according to any one of claims 11 to 13, which is provided. 【請求項１５】 前記出力演算手段は、前記第１の電圧
の大きさＶτと第２の電圧の大きさＶ_Rとに基づき、 Ｖ₁＝（Ｖτ²＋Ｖ_R ²）^1/2 の演算を行ってインバータの出力電圧の大きさＶ₁を算
出するものである請求項１１から請求項１３の何れかに
記載のインバータ制御装置。15. The output calculating means calculates V ₁ = (V τ ² + V _R ² ) ^1/2 based on the magnitude V τ of the first voltage and the magnitude V _R of the second voltage. 14. The inverter control device according to claim 11, wherein the inverter control device calculates the magnitude V ₁ of the output voltage of the inverter. 【請求項１６】 入力電圧の２倍の周波数で脈動する整
流電圧を出力する整流回路をインバータの直流電源と
し、前記固定子磁束の大きさを入力電圧の２倍の周波数
で脈動制御する脈動制御手段をさらに含む請求項９から
請求項１５の何れかに記載のインバータ制御装置。16. A pulsation control for pulsating the magnitude of the stator magnetic flux with a rectification circuit that outputs a rectified voltage pulsating at a frequency twice the input voltage as a DC power source of an inverter. The inverter control device according to claim 9, further comprising means.