JP2003209463A - Frequency converter, frequency variable oscillator using the same, and electronic apparatus using such devices - Google Patents
Frequency converter, frequency variable oscillator using the same, and electronic apparatus using such devicesInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変換器およ
びそれを用いた周波数可変発振器およびそれらを用いた
電子装置、例えば携帯電話端末などに用いられる水晶振
動子を用いた基準信号源として用いられる周波数変換器
あるいは周波数可変発振器およびそれらを用いた電子装
置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention is used as a reference signal source using a frequency converter, a variable frequency oscillator using the same, and an electronic device using the same, for example, a quartz oscillator used in a mobile phone terminal or the like. The present invention relates to a frequency converter or a variable frequency oscillator and an electronic device using them.
【０００２】[0002]
【従来の技術】携帯電話端末などには基準信号源として
水晶発振器が用いられることが多い。このような水晶発
振器としては温度補償されている場合が多いが、通信シ
ステムによっては温度補償されていない水晶発振器が用
いられることがある。このような場合には、正確な周波
数になっている基地局からの電波を頼りに、水晶発振器
の周波数を修正する。このような技術は、例えば特許第
２５１７９６４号などに開示されている。2. Description of the Related Art A crystal oscillator is often used as a reference signal source in mobile phone terminals and the like. Although such a crystal oscillator is often temperature-compensated, a crystal oscillator that is not temperature-compensated may be used depending on the communication system. In such a case, the frequency of the crystal oscillator is corrected by relying on the radio wave from the base station having an accurate frequency. Such a technique is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 2517964.
【０００３】このような周波数の修正可能な水晶発振器
としては、外部電圧によって周波数制御される機能を持
つＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）が広く用いられてい
る。ＶＣＸＯとしては、可変容量ダイオードなどの可変
容量素子を共振回路に挿入したり水晶振動子の負荷容量
として用いたりする回路がよく採用される。その例とし
ては、特開平９−１８１５２６号公報や特開平６−３４
３００９号公報、特開平９−２０５３２６号公報などに
開示されたものがある。As such a crystal oscillator whose frequency can be corrected, a VCXO (voltage controlled crystal oscillator) having a function of being frequency controlled by an external voltage is widely used. As the VCXO, a circuit in which a variable capacitance element such as a variable capacitance diode is inserted in a resonance circuit or used as a load capacitance of a crystal resonator is often adopted. Examples thereof include Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 9-181526 and 6-34.
There are those disclosed in Japanese Patent No. 3009, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-205326, and the like.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、可変容
量素子を用いたＶＣＸＯにおいては、可変容量素子の静
電容量の可変範囲には限界があり、周波数可変範囲を十
分に広く取るのが難しいという問題がある。However, in the VCXO using the variable capacitance element, there is a limit to the variable range of the capacitance of the variable capacitance element, and it is difficult to set the frequency variable range sufficiently wide. There is.
【０００５】また、一般に可変容量素子のＱは水晶振動
子のＱに比べて遙かに低いため、可変容量素子を用いな
い場合と比較して共振回路全体のＱが低下して、ＶＣＸ
Ｏの発振信号の位相雑音特性の劣化を招くという問題も
ある。Further, since the Q of the variable capacitance element is generally much lower than the Q of the crystal resonator, the Q of the entire resonance circuit is lowered as compared with the case where the variable capacitance element is not used, and the VCX
There is also a problem that the phase noise characteristic of the O oscillation signal is deteriorated.
【０００６】さらに、可変容量ダイオードは、容量変化
を大きくするためにＰＮ接合部の不純物濃度を階段状に
変化させるなどの技術を用いているため、これを一般的
なシリコンバイポーラ技術やＣＭＯＳプロセス技術など
で実現するのは困難で、集積回路化には適さないという
問題もある。Further, since the varactor diode uses a technique such as changing the impurity concentration of the PN junction stepwise in order to increase the capacitance change, it is used as a general silicon bipolar technique or CMOS process technique. However, it is difficult to realize such a method, and there is a problem that it is not suitable for an integrated circuit.
【０００７】本発明は上記の問題点を解決することを目
的とするもので、周波数可変範囲を広く取ることができ
るにもかかわらず発振信号の位相雑音の劣化を招かない
周波数可変発振器およびそれに用いられる周波数変換器
およびそれらを用いた電子装置を提供する。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems, and a variable frequency oscillator which can prevent the deterioration of the phase noise of the oscillating signal even though the variable frequency range can be widened, and a use thereof Provided are frequency converters and electronic devices using them.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の周波数変換器は、入力信号を同じ周波数ま
で分周して互いに９０°の位相差を有する２つのベース
バンド信号を生成するベースバンド信号生成回路と、前
記入力信号を前記２つのベースバンド信号で直交変調す
る直交変調回路とを備えてなり、前記ベースバンド信号
生成回路が外部信号によって分周比を変更可能に構成さ
れていることを特徴とする。In order to achieve the above object, the frequency converter of the present invention divides an input signal to the same frequency to generate two baseband signals having a phase difference of 90 °. And a quadrature modulation circuit that quadrature-modulates the input signal with the two baseband signals. The baseband signal generation circuit is configured to be able to change the division ratio by an external signal. It is characterized by
【０００９】また、本発明の周波数変換器は、前記ベー
スバンド信号生成回路の２つのベースバンド信号の出力
端にローパスフィルタを設けたことを特徴とする。Further, the frequency converter of the present invention is characterized in that a low-pass filter is provided at the output ends of the two baseband signals of the baseband signal generation circuit.
【００１０】また、本発明の周波数可変発振器は、上記
の周波数変換器と、該周波数変換器の前記入力信号を発
生する基準信号源とを備えたことを特徴とする。A variable frequency oscillator according to the present invention is characterized by including the above frequency converter and a reference signal source for generating the input signal of the frequency converter.
【００１１】また、本発明の周波数可変発振器は、前記
基準信号源が水晶発振器であることを特徴とする。The variable frequency oscillator of the present invention is characterized in that the reference signal source is a crystal oscillator.
【００１２】また、本発明の電子装置は、上記の周波数
変換器または周波数可変発振器を用いたことを特徴とす
る。An electronic device of the present invention is characterized by using the above frequency converter or variable frequency oscillator.
【００１３】このように構成することにより、本発明の
周波数変換器においては、広い幅で周波数の切換を行う
ことができる。With such a structure, the frequency converter of the present invention can switch frequencies in a wide range.
【００１４】また、本発明の周波数可変発振器において
は、発振信号の位相雑音の劣化を招かずに周波数可変範
囲を広く取ることができる。Further, in the frequency variable oscillator of the present invention, the frequency variable range can be widened without deteriorating the phase noise of the oscillation signal.
【００１５】また、本発明の電子装置においては、高性
能化を図ることができる。Further, in the electronic device of the present invention, high performance can be achieved.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】図１に、本発明の周波数可変発振
器の一実施例のブロック図を示す。図１において、周波
数可変発振器１は、基準信号源２と、ベースバンド信号
生成回路３と、２つのローパスフィルタ６および７と、
直交変調回路８から構成されている。ベースバンド信号
生成回路３はさらにプログラマブル分周回路４と９０°
位相差信号作成回路５から構成されている。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of a variable frequency oscillator of the present invention. In FIG. 1, the variable frequency oscillator 1 includes a reference signal source 2, a baseband signal generation circuit 3, two low pass filters 6 and 7,
It is composed of a quadrature modulation circuit 8. The baseband signal generation circuit 3 further includes a programmable frequency dividing circuit 4 and 90 °.
It is composed of a phase difference signal generation circuit 5.
【００１７】このうち、基準信号源２は可変容量素子を
用いない周波数固定の水晶発振回路である。そのため、
可変容量素子を用いるＶＣＸＯに比べて共振回路のＱが
高く、位相雑音特性に優れている。Of these, the reference signal source 2 is a fixed frequency crystal oscillation circuit that does not use a variable capacitance element. for that reason,
The resonance circuit has a higher Q than that of a VCXO using a variable capacitance element, and is excellent in phase noise characteristics.
【００１８】なお、図１におけるＭＰＵ９は必ずしも周
波数可変発振器１には含まれない。The MPU 9 shown in FIG. 1 is not necessarily included in the variable frequency oscillator 1.
【００１９】ここで、図２に周波数可変発振器１の各部
の信号波形を示し、これを併用してその動作を説明す
る。Here, FIG. 2 shows the signal waveform of each part of the variable frequency oscillator 1, and the operation thereof will be explained together with this.
【００２０】まず、基準信号源２の周波数ｆｏの出力信
号ｓ１は、直交変調回路８の搬送波信号入力端子に入力
されるとともにプログラマブル分周回路４にも入力され
る。プログラマブル分周回路４は、ＭＰＵ９から入力さ
れる制御信号に基づいた分周比で出力信号ｓ１を分周
し、９０°位相差信号作成回路５に入力する。９０°位
相差信号作成回路５は、入力された信号に基づいて、周
波数ｆ１で互いに９０°の位相差を有する２つのベース
バンド信号ｓ２およびｓ３を出力する。その際、２つの
ベースバンド信号ｓ２およびｓ３の周波数ｆ１は、９０
°位相差信号作成回路５に入力される信号をさらに分周
した周波数になっていてもよい。図２に示した例におい
ては、２つのベースバンド信号ｓ２およびｓ３の周波数
ｆ１は、出力信号ｓ１の周波数ｆｏの１／１６になって
いる。そして、ベースバンド信号ｓ３はベースバンド信
号ｓ２に対して９０°進んだ信号になっている。First, the output signal s1 of the frequency fo of the reference signal source 2 is input to the carrier wave signal input terminal of the quadrature modulation circuit 8 and also to the programmable frequency dividing circuit 4. The programmable frequency dividing circuit 4 divides the frequency of the output signal s1 by a frequency dividing ratio based on the control signal input from the MPU 9, and inputs the frequency-divided signal to the 90 ° phase difference signal generating circuit 5. The 90 ° phase difference signal generating circuit 5 outputs two baseband signals s2 and s3 having a phase difference of 90 ° at the frequency f1 based on the input signal. At that time, the frequency f1 of the two baseband signals s2 and s3 is 90
The frequency input to the phase difference signal generation circuit 5 may be further divided in frequency. In the example shown in FIG. 2, the frequency f1 of the two baseband signals s2 and s3 is 1/16 of the frequency fo of the output signal s1. The baseband signal s3 is a signal advanced by 90 ° with respect to the baseband signal s2.
【００２１】なお、図２においては図示を容易にするた
めに周波数ｆ１を周波数ｆｏの１／１６にしているが、
実際にはもっと大きな分周比になる。In FIG. 2, the frequency f1 is set to 1/16 of the frequency fo to facilitate the illustration.
Actually, it becomes a larger division ratio.
【００２２】ここで、図３に、９０°位相差信号作成回
路５の具体的な構成の回路図を示す。また、図４に、そ
の各部の信号波形を示す。Here, FIG. 3 shows a circuit diagram of a specific configuration of the 90 ° phase difference signal generating circuit 5. Further, FIG. 4 shows the signal waveforms of the respective parts.
【００２３】図３において、９０°位相差信号作成回路
５は、インバータ１１と２つのＪＫフリップフロップ１
２および１３から構成されている。入力信号ｓ５はＪＫ
フリップフロップ１３のクロック端子ｃｋに入力される
とともに、インバータ１１で位相反転された上でＪＫフ
リップフロップ１２のクロック端子ｃｋに入力される。
そして、ＪＫフリップフロップ１２のＱ端子およびＪＫ
フリップフロップ１３のＱ端子からは、それぞれクロッ
ク端子ｃｋに入力される信号に同期して２分周された信
号ｓ７およびｓ８が出力される。In FIG. 3, the 90 ° phase difference signal generating circuit 5 includes an inverter 11 and two JK flip-flops 1.
It is composed of 2 and 13. Input signal s5 is JK
The clock signal is input to the clock terminal ck of the flip-flop 13, the phase of which is inverted by the inverter 11, and then input to the clock terminal ck of the JK flip-flop 12.
The Q terminal of the JK flip-flop 12 and the JK
From the Q terminal of the flip-flop 13, signals s7 and s8, which are frequency-divided by 2, are output in synchronization with the signal input to the clock terminal ck.
【００２４】ＪＫフリップフロップ１２のクロック端子
ｃｋに入力される信号とＪＫフリップフロップ１３のク
ロック端子ｃｋに入力される信号は、位相が反転してい
るために、その立ち上がりのタイミングは１８０°の位
相差を有する。そして、この位相差は、２分周された信
号ｓ７およびｓ８からみれば、半分の９０°の位相差と
なる。したがって、信号ｓ７およびｓ８は、信号ｓ８の
方が進んだ互いに９０°の位相差を有することになる。Since the signal input to the clock terminal ck of the JK flip-flop 12 and the signal input to the clock terminal ck of the JK flip-flop 13 are inverted in phase, the rising timing thereof is about 180 °. Have a phase difference. Then, this phase difference is a phase difference of 90 °, which is half that of the signals s7 and s8 that are divided by two. Therefore, the signals s7 and s8 will have a phase difference of 90 ° with respect to each other, which is ahead of the signal s8.
【００２５】なお、この９０°位相差信号作成回路５か
ら出力されるベースバンド信号は、入力された信号をさ
らに２分周した信号になっている。The baseband signal output from the 90 ° phase difference signal generating circuit 5 is a signal obtained by further dividing the input signal by two.
【００２６】図１に戻って、９０°位相差信号作成回路
５から出力された２つのベースバンド信号ｓ２およびｓ
３は、それぞれローパスフィルタ６および７を通ること
によって高調波が抑圧されてほぼ正弦波のベースバンド
信号ｓ２’およびｓ３’となって、それぞれ直交変調回
路８のベースバンド信号入力端子ＩおよびＱに入力され
る。直交変調回路８からは基準信号源２の出力信号ｓ１
を２つのベースバンド信号ｓ２’およびｓ３’で直交変
調した変調信号ｓ４が出力される。これが周波数可変発
振器１の出力信号になる。なお、ローパスフィルタ６お
よび７がないと変調信号のスプリアスが増える可能性が
あるが、必ずしも備えていなくても構わないものであ
る。Returning to FIG. 1, the two baseband signals s2 and s output from the 90 ° phase difference signal generating circuit 5 are output.
3, the harmonics are suppressed by passing through the low-pass filters 6 and 7, respectively, and become substantially sinusoidal baseband signals s2 ′ and s3 ′, which are respectively input to the baseband signal input terminals I and Q of the quadrature modulation circuit 8. Is entered. The output signal s1 of the reference signal source 2 is output from the quadrature modulation circuit 8.
Is modulated with two baseband signals s2 ′ and s3 ′ to output a modulated signal s4. This becomes the output signal of the variable frequency oscillator 1. It should be noted that spurious of the modulated signal may increase without the low-pass filters 6 and 7, but it does not have to be provided.
【００２７】ここで、図５に、変調信号ｓ４のスペクト
ル分布を表す特性図を示す。このように、変調信号ｓ４
においては、周波数ｆｏ＋ｆ１のレベルが最も高くな
り、周波数ｆｏ−ｆ１や周波数ｆｏのレベルは低くな
る。このように、周波数可変発振器１においては、直交
変調回路８は搬送波の周波数をベースバンド信号の周波
数分だけ高くするイメージリジェクトミキサとして動作
する。なお、変調信号ｓ４のうち、周波数ｆｏ−ｆ１の
信号成分をイメージリーク、周波数ｆｏの信号成分をキ
ャリアリークという。FIG. 5 is a characteristic diagram showing the spectral distribution of the modulated signal s4. Thus, the modulation signal s4
, The level of the frequency fo + f1 is the highest, and the levels of the frequency fo-f1 and the frequency fo are the lowest. Thus, in the variable frequency oscillator 1, the quadrature modulation circuit 8 operates as an image reject mixer that raises the frequency of the carrier wave by the frequency of the baseband signal. In the modulation signal s4, a signal component of frequency fo-f1 is called an image leak, and a signal component of frequency fo is called a carrier leak.
【００２８】このように、周波数可変発振器１において
は、基準信号源２の周波数ｆｏの出力信号ｓ１を、ベー
スバンド信号の周波数ｆ１だけ高い周波数ｆｏ＋ｆ１の
変調信号ｓ４に変換することができる。このうち、ベー
スバンド信号の周波数ｆ１は、ＭＰＵ９から入力される
制御信号でプログラマブル分周回路４の分周比を変える
ことによって、変化させることができる。これはすなわ
ち、ＭＰＵ９から入力される制御信号で変調信号ｓ４の
周波数を変化させられるということを意味している。こ
れより、周波数可変発振器１が周波数可変機能を有して
いることがわかる。そして、周波数可変発振器１から基
準信号源２を除いた部分に注目すれば、基準信号源２の
出力信号ｓ１を入力信号とし、変調信号ｓ４を出力信号
とする周波数変換器１０として動作していることがわか
る。As described above, in the variable frequency oscillator 1, the output signal s1 of the frequency fo of the reference signal source 2 can be converted into the modulation signal s4 of the frequency fo + f1 which is higher by the frequency f1 of the baseband signal. Of these, the frequency f1 of the baseband signal can be changed by changing the frequency division ratio of the programmable frequency dividing circuit 4 with a control signal input from the MPU 9. This means that the frequency of the modulation signal s4 can be changed by the control signal input from the MPU 9. From this, it is understood that the variable frequency oscillator 1 has a variable frequency function. Focusing on the part of the variable frequency oscillator 1 excluding the reference signal source 2, the output signal s1 of the reference signal source 2 serves as an input signal and the modulation signal s4 serves as an output signal, which operates as a frequency converter 10. I understand.
【００２９】また、ベースバンド信号ｓ２およびｓ３の
周波数ｆ１は、プログラマブル分周回路４の分周比を変
えるだけで比較的自由に設定できるため、周波数可変発
振器１の周波数可変範囲を広く取る、あるいは周波数変
換器１０の周波数切換幅を大きくすることができるとい
うメリットもある。Further, since the frequency f1 of the baseband signals s2 and s3 can be set relatively freely by changing the frequency division ratio of the programmable frequency dividing circuit 4, the frequency variable range of the frequency variable oscillator 1 can be widened, or There is also an advantage that the frequency switching width of the frequency converter 10 can be increased.
【００３０】また、周波数可変発振器１においては、周
波数変換器１０の部分で分周や直交変調などを行うこと
によって信号の位相雑音特性が劣化することはない。そ
のため、その出力信号である変調信号ｓ４は基準信号源
２の出力信号ｓ１が有している高い位相雑音特性をその
まま備えている。また、変調信号ｓ４の周波数安定度も
基準信号源２の出力信号ｓ１の周波数安定度と同様に保
たれる。Further, in the frequency variable oscillator 1, the phase noise characteristic of the signal is not deteriorated by performing frequency division or quadrature modulation in the frequency converter 10. Therefore, the modulated signal s4, which is the output signal thereof, has the high phase noise characteristic that the output signal s1 of the reference signal source 2 has. Further, the frequency stability of the modulation signal s4 is maintained similarly to the frequency stability of the output signal s1 of the reference signal source 2.
【００３１】さらに、基準信号源２に可変容量素子を用
いないために、周波数可変発振器１における基準信号源
２の水晶振動子以外の部分、あるいは周波数変換器１０
の全体を一般的なシリコンバイポーラ技術やＣＭＯＳプ
ロセス技術などで実現して、周波数可変発振器１や周波
数変換器１０の他の回路との集積回路化を図ることがで
きる。Further, since the variable capacitance element is not used for the reference signal source 2, the portion of the variable frequency oscillator 1 other than the crystal oscillator of the reference signal source 2 or the frequency converter 10 is used.
Can be realized by general silicon bipolar technology, CMOS process technology, etc., and integrated with other circuits of the frequency variable oscillator 1 and the frequency converter 10.
【００３２】このような周波数可変発振器１は、従来の
技術で説明したような外部信号によって温度補償される
ＶＣＸＯのより高性能な代替品として用いることができ
る。Such a variable frequency oscillator 1 can be used as a higher performance alternative to the VCXO which is temperature-compensated by an external signal as described in the prior art.
【００３３】また、プログラマブル分周回路４の分周比
を変える機能を使って、スペクトル拡散通信のための周
波数ホッピングをさせることもできる。なお、この際、
この周波数可変発振器１の出力に接続されるＰＬＬ回路
の分周比は固定したままでよい。Further, frequency hopping for spread spectrum communication can be performed by using the function of changing the frequency division ratio of the programmable frequency dividing circuit 4. At this time,
The frequency division ratio of the PLL circuit connected to the output of the variable frequency oscillator 1 may be fixed.
【００３４】また、周波数可変発振器１の水晶振動子以
外の部分の集積化が可能である点についてはすでに説明
したが、この水晶振動子以外の部分、あるいは基準信号
源２以外の周波数変換器１０の部分を集積化する際に、
例えばＰＬＬ回路を実現する集積回路と一体化すること
もできる。Although it has been described that the parts other than the crystal oscillator of the variable frequency oscillator 1 can be integrated, the parts other than the crystal oscillator or the frequency converter 10 other than the reference signal source 2 are integrated. When integrating the parts of
For example, it can be integrated with an integrated circuit that realizes a PLL circuit.
【００３５】なお、図１に示した周波数可変発振器１で
は、変調信号ｓ４の周波数は基準信号源２の出力信号ｓ
１の周波数ｆｏとベースバンド信号ｓ２およびｓ３の周
波数ｆ１の和になると説明した。しかしながら、周波数
可変発振器１の場合とは逆に、ベースバンド信号ｓ３を
ベースバンド信号ｓ２に対して９０°遅れた信号にする
と、直交変調回路８から出力される変調信号はｓ４’に
なる。図６に、変調信号ｓ４’のスペクトル分布を表す
特性図を示す。変調信号ｓ４’においては、周波数ｆｏ
−ｆ１のレベルが最も高くなり、周波数ｆｏ＋ｆ１や周
波数ｆｏのレベルは低くなる。このように、本発明の周
波数可変発振器においては、直交変調回路を搬送波の周
波数をベースバンド信号の周波数分だけ低くするイメー
ジリジェクトミキサとして動作させることもできる。In the frequency variable oscillator 1 shown in FIG. 1, the frequency of the modulation signal s4 is the output signal s of the reference signal source 2.
It has been described that the sum is the sum of the frequency fo of 1 and the frequency f1 of the baseband signals s2 and s3. However, contrary to the case of the variable frequency oscillator 1, when the baseband signal s3 is delayed by 90 ° with respect to the baseband signal s2, the modulation signal output from the quadrature modulation circuit 8 becomes s4 ′. FIG. 6 shows a characteristic diagram showing the spectral distribution of the modulated signal s4 ′. In the modulated signal s4 ′, the frequency fo
The level of −f1 is highest, and the levels of frequency fo + f1 and frequency fo are low. Thus, in the variable frequency oscillator of the present invention, the quadrature modulation circuit can also be operated as an image reject mixer that lowers the frequency of the carrier wave by the frequency of the baseband signal.
【００３６】この場合においても、周波数可変範囲が広
い点や位相雑音特性がよく周波数安定度の劣化も無い点
など、奏される効果は周波数可変発振器１の場合と全く
同様である。また、そのうちの基準信号源を除いた部分
が周波数変換器として動作するという点においても違い
はない。Also in this case, the effects to be achieved are the same as those of the frequency variable oscillator 1 in that the frequency variable range is wide, the phase noise characteristic is good, and the frequency stability is not deteriorated. Also, there is no difference in that the part excluding the reference signal source operates as a frequency converter.
【００３７】ここで、図７に、９０°位相差信号作成回
路の別の具体的な構成の回路図を示す。また、図８に、
その各部の信号波形を示す。Here, FIG. 7 shows a circuit diagram of another specific configuration of the 90 ° phase difference signal generating circuit. In addition, in FIG.
The signal waveform of each part is shown.
【００３８】図７において、９０°位相差信号作成回路
２０は、３つのＪＫフリップフロップ２１、２２および
２３から構成されている。入力信号ｓ９はＪＫフリップ
フロップ２１のクロック端子ｃｋに入力される。ＪＫフ
リップフロップ２１のＱ端子および反転Ｑ端子からは、
それぞれクロック端子ｃｋに入力される信号に同期して
２分周された信号ｓ１０およびｓ１１が出力される。信
号ｓ１０とｓ１１は位相が互いに反転している。信号ｓ
１１およびｓ１２は、ＪＫフリップフロップ２２および
２３のクロック端子ｃｋにそれぞれ入力される。そし
て、ＪＫフリップフロップ２２のＱ端子およびＪＫフリ
ップフロップ２３の反転Ｑ端子からは、それぞれクロッ
ク端子ｃｋに入力される信号に同期してさらに２分周さ
れた信号ｓ１２およびｓ１３が出力される。In FIG. 7, the 90 ° phase difference signal generating circuit 20 is composed of three JK flip-flops 21, 22 and 23. The input signal s9 is input to the clock terminal ck of the JK flip-flop 21. From the Q terminal and the inverted Q terminal of the JK flip-flop 21,
The signals s10 and s11 divided by two are output in synchronization with the signals input to the clock terminal ck. The signals s10 and s11 have opposite phases. Signal s
11 and s12 are input to the clock terminals ck of the JK flip-flops 22 and 23, respectively. Then, from the Q terminal of the JK flip-flop 22 and the inverted Q terminal of the JK flip-flop 23, signals s12 and s13 further divided by two are output in synchronization with the signal input to the clock terminal ck.
【００３９】ＪＫフリップフロップ２２のクロック端子
ｃｋに入力される信号とＪＫフリップフロップ２３のク
ロック端子ｃｋに入力される信号は、位相が反転してい
るために、その立ち上がりのタイミングは１８０°の位
相差を有する。そして、この位相差は、さらに２分周さ
れた信号ｓ１２およびｓ１３からみれば、半分の９０°
の位相差となる。したがって、信号ｓ１２およびｓ１３
は、信号ｓ１３の方が進んだ互いに９０°の位相差を有
することになる。Since the signal input to the clock terminal ck of the JK flip-flop 22 and the signal input to the clock terminal ck of the JK flip-flop 23 have inverted phases, their rising timing is about 180 °. Have a phase difference. This phase difference is 90 ° which is half that of the signals s12 and s13 that are further divided by two.
It becomes the phase difference of. Therefore, the signals s12 and s13
Have a phase difference of 90 ° with respect to each other by the signals s13.
【００４０】なお、この９０°位相差信号作成回路２０
から出力されるベースバンド信号は、入力された信号を
さらに４分周した信号になっている。The 90 ° phase difference signal generating circuit 20
The baseband signal output from is a signal obtained by further dividing the input signal by four.
【００４１】このような９０°位相差信号作成回路２０
を使う場合には、その前段のプログラマブル分周回路の
分周比を１段分だけ少なくする点以外には９０°位相差
信号作成回路５を使う場合との違いはなく、奏される作
用効果にも違いはない。Such a 90 ° phase difference signal generating circuit 20
When using, there is no difference from the case where the 90 ° phase difference signal generating circuit 5 is used, except that the frequency division ratio of the programmable frequency dividing circuit at the preceding stage is reduced by one stage. But there is no difference.
【００４２】図９に、本発明の電子装置の一実施例の斜
視図を示す。図９において、電子装置の１つである携帯
電話端末３０は、筐体３１と、その中に配置されたプリ
ント基板３２と、プリント基板３２上に実装された本発
明の周波数可変発振器１を備えている。FIG. 9 shows a perspective view of an embodiment of the electronic device of the present invention. In FIG. 9, a mobile phone terminal 30, which is one of the electronic devices, includes a housing 31, a printed circuit board 32 arranged therein, and the variable frequency oscillator 1 of the present invention mounted on the printed circuit board 32. ing.
【００４３】このように構成された携帯電話端末３０に
おいては、本発明の周波数可変発振器１を用いているた
め、局発信号の位相雑音特性と安定性がよくなり、通信
エラーが低減するなどの高性能化を図ることができる。Since the frequency variable oscillator 1 of the present invention is used in the portable telephone terminal 30 configured as described above, the phase noise characteristics and stability of the local oscillation signal are improved, and communication errors are reduced. Higher performance can be achieved.
【００４４】なお、図６においては電子装置として本発
明の周波数可変発振器を用いた携帯電話端末を示した
が、電子装置としては携帯電話端末に限るものではな
く、また本発明の周波数変換器を用いたものでも構わな
いものである。Although FIG. 6 shows a portable telephone terminal using the variable frequency oscillator of the present invention as an electronic device, the electronic device is not limited to the portable telephone terminal, and the frequency converter of the present invention is used. It does not matter what is used.
【００４５】[0045]
【発明の効果】本発明の周波数変換器によれば、入力信
号を同じ周波数まで分周して互いに９０°の位相差を有
する２つのベースバンド信号を生成するベースバンド信
号生成回路と、基準信号を２つのベースバンド信号で直
交変調することによって基準信号とベースバンド信号の
和もしくは差の周波数の信号を出力する直交変調回路と
を備えるとともに、ベースバンド信号生成回路が外部信
号によって分周比を変更可能に構成されていることによ
って、広い幅で周波数の切換を行うことができる。According to the frequency converter of the present invention, a baseband signal generation circuit for dividing an input signal to the same frequency to generate two baseband signals having a phase difference of 90 °, and a reference signal. And a quadrature modulation circuit that outputs a signal having a frequency of a sum or a difference between the reference signal and the baseband signal by quadrature-modulating the baseband signal with the baseband signal generation circuit. By being configured to be changeable, the frequency can be switched over a wide range.
【００４６】また、本発明の周波数可変発振器によれ
ば、本発明の周波数変換器と、その入力信号を発生する
基準信号源とを備えることによって、周波数可変範囲を
広く取れ、しかも優れた位相雑音特性や周波数安定度を
得ることができる。また、容易に集積回路化することが
できる。Further, according to the variable frequency oscillator of the present invention, by providing the frequency converter of the present invention and the reference signal source for generating the input signal thereof, the variable frequency range can be widened and excellent phase noise can be obtained. It is possible to obtain characteristics and frequency stability. Further, it can be easily integrated into an integrated circuit.
【００４７】また、本発明の電子装置によれば、本発明
の周波数変換器や周波数可変発振器を用いることによっ
て、高性能化を図ることができる。Further, according to the electronic device of the present invention, by using the frequency converter or variable frequency oscillator of the present invention, high performance can be achieved.
【図１】本発明の周波数可変発振器の一実施例を示すブ
ロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a frequency variable oscillator of the present invention.
【図２】図１の周波数可変発振器の各部の信号波形を示
す波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing a signal waveform of each part of the variable frequency oscillator shown in FIG.
【図３】図１の周波数可変発振器の９０°位相差信号作
成回路の具体的な構成を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration of a 90 ° phase difference signal generation circuit of the variable frequency oscillator shown in FIG.
【図４】図３の９０°位相差信号作成回路の各部の信号
波形を示す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing signal waveforms of respective parts of the 90 ° phase difference signal generation circuit of FIG.
【図５】図１の周波数可変発振器の出力信号のスペクト
ル分布を示す特性図である。5 is a characteristic diagram showing a spectral distribution of an output signal of the variable frequency oscillator of FIG.
【図６】別の周波数可変発振器の出力信号のスペクトル
分布を示す特性図である。FIG. 6 is a characteristic diagram showing a spectral distribution of an output signal of another variable frequency oscillator.
【図７】９０°位相差信号作成回路の別の具体的な構成
を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing another specific configuration of the 90 ° phase difference signal generation circuit.
【図８】図７の９０°位相差信号作成回路の各部の信号
波形を示す波形図である。8 is a waveform diagram showing signal waveforms of respective parts of the 90 ° phase difference signal generation circuit of FIG. 7.
【図９】本発明の電子装置の一実施例を示す斜視図であ
る。FIG. 9 is a perspective view showing an embodiment of the electronic device of the present invention.
１…周波数可変発振器 ２…基準信号源 ３…ベースバンド信号生成回路 ４…プログラマブル分周回路 ５、２０…９０°位相差信号作成回路 ６、７…ローパスフィルタ ８…直交変調回路 ９…ＭＰＵ １０…周波数変換器 １１…インバータ １２、１３、２１、２２、２３…ＪＫフリップフロップ ３０…携帯電話端末 1. Variable frequency oscillator 2 ... Reference signal source 3 ... Baseband signal generation circuit 4 Programmable frequency divider 5, 20 ... 90 ° phase difference signal generation circuit 6, 7 ... Low-pass filter 8 ... Quadrature modulation circuit 9 ... MPU 10 ... Frequency converter 11 ... Inverter 12, 13, 21, 22, 23 ... JK flip-flops 30 ... Mobile phone terminal
Claims (5)
に９０°の位相差を有する２つのベースバンド信号を生
成するベースバンド信号生成回路と、前記入力信号を前
記２つのベースバンド信号で直交変調する直交変調回路
とを備えてなり、 前記ベースバンド信号生成回路が外部信号によって分周
比を変更可能に構成されていることを特徴とする周波数
変換器。1. A baseband signal generation circuit that divides an input signal to the same frequency to generate two baseband signals having a phase difference of 90 °, and the input signal is orthogonal to the two baseband signals. A frequency converter comprising a quadrature modulation circuit for modulating, wherein the baseband signal generation circuit is configured to be able to change a frequency division ratio by an external signal.
ベースバンド信号の出力端にローパスフィルタを設けた
ことを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。2. The frequency converter according to claim 1, wherein a low-pass filter is provided at the output ends of the two baseband signals of the baseband signal generation circuit.
と、該周波数変換器の前記入力信号を発生する基準信号
源とを備えたことを特徴とする周波数可変発振器。3. A variable frequency oscillator comprising: the frequency converter according to claim 1 or 2; and a reference signal source for generating the input signal of the frequency converter.
を特徴とする、請求項３に記載の周波数可変発振器。4. The variable frequency oscillator according to claim 3, wherein the reference signal source is a crystal oscillator.
器、または請求項３または４に記載の周波数可変発振器
を用いたことを特徴とする電子装置。5. An electronic device using the frequency converter according to claim 1 or 2, or the frequency variable oscillator according to claim 3 or 4.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002006342A JP2003209463A (en) | 2002-01-15 | 2002-01-15 | Frequency converter, frequency variable oscillator using the same, and electronic apparatus using such devices |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002006342A JP2003209463A (en) | 2002-01-15 | 2002-01-15 | Frequency converter, frequency variable oscillator using the same, and electronic apparatus using such devices |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003209463A true JP2003209463A (en) | 2003-07-25 |
Family
ID=27645141
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002006342A Pending JP2003209463A (en) | 2002-01-15 | 2002-01-15 | Frequency converter, frequency variable oscillator using the same, and electronic apparatus using such devices |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003209463A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005261831A (en) * | 2004-03-22 | 2005-09-29 | Hitachi Ltd | Radio wave transmitting circuit using arbitrary waveform generator and nuclear magnetic resonance apparatus using it |
| WO2008116544A1 (en) * | 2007-03-28 | 2008-10-02 | Innovationszentrum für Telekommunikationstechnik GmbH IZT | Design for reducing a phase noise |
-
2002
- 2002-01-15 JP JP2002006342A patent/JP2003209463A/en active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005261831A (en) * | 2004-03-22 | 2005-09-29 | Hitachi Ltd | Radio wave transmitting circuit using arbitrary waveform generator and nuclear magnetic resonance apparatus using it |
| WO2008116544A1 (en) * | 2007-03-28 | 2008-10-02 | Innovationszentrum für Telekommunikationstechnik GmbH IZT | Design for reducing a phase noise |
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