JP2003188847A - マルチキャリア復調方法及びマルチキャリア復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ガードインターバルを越える遅延波が到来して
も誤り率が大きく劣化しないマルチキャリア復調方法及
びマルチキャリア復調装置。 【解決手段】使用シンボル抽出部３１では、Ｎ＋（ＮＴ
_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号Ｉ及びＱから、有効シ
ンボルの末尾からＭ'点（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／
Ｔ））を抽出する。ここでＴ＋Ｔ_GI−（Ｍ'Ｔ／Ｎ）
は、最も遅い遅延波との時間差よりも大きい。行列演算
及び線形演算部３２では、Ｌ本のサブキャリアの番号の
集合｛k_p｝と、Ｍ'点のサンプリング番号の集合｛n_q｝
から、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)のＭ'行Ｌ列の行列
Ｙ（Ｌ≦Ｍ'）の一般逆行列（Ｌ行Ｍ'列）を計算する。
当該逆行列をＭ'個の複素数ｘ(n_q)のつくる列ベクトル
に乗じて、Ｌ本のサブキャリアの複素信号Ｘ(k_p)から成
る列ベクトルが得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はマルチキャリア復調
方法及びマルチキャリア復調装置に関する。本発明は遅
延波の影響の大きい場所でのＯＦＤＭ受信に特に有効で
ある。

【０００２】

【従来の技術】例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延
波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボ
ルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加し
ている。このガードインターバルは、例えば有効シンボ
ルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍とし
て、ガードインターバル長以下の遅延波に対しては復調
時に影響を受けないようにするものである。この際、有
効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効
シンボル長分の波形が復調に用いられる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしマルチパスの影
響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ
遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問
題がある。このような場合、ガードインターバル長を大
きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこと
となり、通信効率を落とす結果となる。

【０００４】ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本
のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等の
ヌルキャリアを多数有することが多い。そこで本発明
は、ヌルキャリアを有するマルチキャリア通信におい
て、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調で
きることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている
信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調すること
で、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延
波が到来するマルチバスの影響下でも誤り率が大きく劣
化しない復調方法及び復調装置を提供することを目的と
する。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決する
為、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボル長が
Ｔ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔ
で、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリア
であるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリ
アに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅
延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基
に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まない
ように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜
Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、サンプリング
間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、
前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリア
を分離復調することを特徴とする。

【０００６】また、請求項２に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガ
ードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り
合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブ
キャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号
を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリ
ア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推
定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生
じている部分を含まないように有効シンボル長とガード
インターバル長の和Ｔ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｌ≦
Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ _GI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定
したのち、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複
素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を
用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴と
する。

【０００７】また、請求項３に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波
数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリア
がヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信
し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調
方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定され
た遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じてい
る部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ
／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタ
ル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本の
サブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、Ｌ
本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定
し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタに
より分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる
他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フ
ィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサ
ブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高
いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉
成分除去工程を有することを特徴とする。

【０００８】また、請求項４に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガ
ードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り
合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブ
キャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号
を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリ
ア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推
定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生
じている部分を含まないように有効シンボル長とガード
インターバル長の和Ｔ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｍ'＜
Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定する工
程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素デ
ィジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用い
てＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工
程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを
仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィ
ルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含
まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記
整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ
本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼
度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数
の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。

【０００９】また、請求項５に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波
数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリア
がヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信
し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調
装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調され
たＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプ
リング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差
推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅
延波による波形歪みの生じている部分を含まないように
前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとし
てＭ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する
使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力
する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブ
キャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ
列の複素行列を計算する行列演算部と、行列演算部の求
めたＬ行Ｍ列の複素行列と前記Ｍ個の複素ディジタル信
号による長さＭの列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャ
リアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴と
する。

【００１０】また、請求項６に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガ
ードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り
合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブ
キャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号
を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリ
ア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復
調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を
得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間
差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定
部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じてい
る部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴ _GI／Ｔ）個の複
素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｌ
≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素ディジタル信号を
抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出
部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いて
Ｌ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式で
あるＬ行Ｍ'列の複素行列を計算する行列演算部と、行
列演算部の求めたＬ行Ｍ'列の複素行列と前記Ｍ'個の複
素ディジタル信号による長さＭ'の列ベクトルとを乗じ
てＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有
することを特徴とする。

【００１１】また、請求項７に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波
数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリア
がヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信
し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調
装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調され
たＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプ
リング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差
推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅
延波による波形歪みの生じている部分を含まないように
前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとし
てＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用
シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する
前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタに
よりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定
する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整
合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号
に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める
干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本
のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記
干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数
の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。

【００１２】また、請求項８に記載の手段によれば、有
効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガ
ードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサブキャリアの隣り
合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブ
キャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号
を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリ
ア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復
調されたＮ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を
得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間
差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定
部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じてい
る部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴ _GI／Ｔ）個の複
素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｍ'
＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出す
る使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出
力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いて整合フ
ィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィル
タ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボル
を仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルか
ら前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリア
の各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分
を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力
するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア
間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１
乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とす
る。

【００１３】また、請求項９に記載の手段によれば、請
求項３又は請求項４に記載のマルチキャリア復調方法に
おいて、１乃至複数の干渉成分除去工程の各々において
は、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮
判定することに替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号から
Ｌ個のシンボルを軟判定することを特徴とする。また、
請求項１０に記載の手段によれば、請求項３、請求項４
又は請求項９に記載のマルチキャリア復調方法におい
て、１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、
仮判定又は軟判定されたＬ個のシンボルの、誤り訂正を
した後に前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブ
キャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の
干渉成分を求めることを特徴とする。また、請求項１１
に記載の手段によれば、請求項１０に記載のマルチキャ
リア復調方法において、Ｌ個のシンボルの誤り訂正をす
ることに替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正
をすることを特徴とする。また、請求項１２に記載の手
段によれば、請求項３、請求項４、請求項９乃至請求項
１１のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調方法に
おいて、１乃至複数の干渉成分除去工程において、Ｌ個
のシンボルを仮判定又は軟判定、更には誤り訂正又は軟
出力誤り訂正したのち、Ｌ個のシンボルを更新する工程
を有し、当該各干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更
新する工程は、前段の干渉成分除去工程のＬ個のシンボ
ルを更新する工程の出力、ただし第１段の干渉成分除去
工程においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ
個のシンボルを更新するものであることを特徴とする。

【００１４】また、請求項１３に記載の手段によれば、
請求項７又は請求項８に記載のマルチキャリア復調装置
において、１乃至複数の干渉成分除去部の各々において
は、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮
判定する仮判定器に替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号
からＬ個のシンボルを軟判定する軟判定器を有すること
を特徴とする。また、請求項１４に記載の手段によれ
ば、請求項７、請求項８又は請求項１３に記載のマルチ
キャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去
部の各々においては、仮判定器又は軟判定器の出力であ
るＬ個のシンボルに対し、誤り訂正をする誤り訂正器を
有し、当該誤り訂正器の出力を前記干渉成分推定器に入
力することを特徴とする。尚、ここで誤り訂正器とは、
前段の出力するシンボル点又は軟判定出力を、２値デー
タを演算したのち、誤り訂正符号化とシンボル点マッピ
ングを行ってシンボル点を出力するものを言うものとす
る。また、請求項１５に記載の手段によれば、請求項１
４に記載のマルチキャリア復調装置において、誤り訂正
器に替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をす
る軟出力誤り訂正器を有することを特徴とする。尚、こ
こで軟出力誤り訂正器とは、前段の出力するシンボル点
又は又は軟判定出力を、軟出力復号を行って信頼度デー
タを演算すると共に誤り訂正符号化と信頼度に応じたシ
ンボル点マッピッングを行ってシンボル点を出力するも
のを言うものとする。また、請求項１６に記載の手段に
よれば、請求項７、請求項８、請求項１３乃至請求項１
５のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調装置にお
いて、１乃至複数の干渉成分除去部において、仮判定器
又は軟判定器、更には誤り訂正器又は軟出力誤り訂正器
の出力からＬ個のシンボルを更新するシンボル更新器を
有し、各干渉成分除去部のシンボル更新器は、前段の干
渉成分除去部の更新器の出力、ただし第１段の干渉成分
除去部においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いて
Ｌ個のシンボルを更新するものであることを特徴とす
る。

【００１５】

【作用及び発明の効果】ＯＦＤＭ変調されたＮ本のサブ
キャリアのうち、Ｌ本の有効キャリア（Ｌ＜Ｎ）を復調
するには、後述する一般逆行列が存在すれば良く、少な
くともＬ点以上のサンプリング点を必要としている。し
かし、必ずしもＮ点を用いる必要はない。すると、ガー
ドインターバルよりも大きい遅延波が到来した場合は、
その遅延時間による波形の歪みが生じることによる影響
が、例えば有効シンボル中末尾からＭ点（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）
のサンプリング点に及ばなければ当該Ｍ点のサンプリン
グ点を用いてＬ本の有効キャリア（Ｌ＜Ｎ）を復調する
ことが可能と言える。即ち、有効キャリアを分離復調す
る以前に、遅延波による波形歪みの影響を取り除くこと
も可能である。これはノイズの影響も受けるので、あく
までも理想である。こうして、ガードインターバルを越
える遅延波が到来した場合でも、誤り率が大きく劣化し
ない復調方法及び復調装置とすることができる（請求項
１、２、５、６）。また、ガードインターバルよりも小
さい遅延波しか到来しない場合は、有効シンボルのＮ点
のサンプリング点よりも多くのサンプリング点を用いる
ことで、ノイズの影響を抑えることも可能である（請求
項２、６）。

【００１６】また、次のような１乃至複数の干渉成分除
去工程を設けることで、より遅延による干渉波の影響を
抑えることも可能である。上記と同様に事前に遅延波に
よる波形歪みの影響を取り除いたのち、有効キャリアを
分離する為のＭ点のサンプリング点を取り出す。次に整
合フィルタによりノイズの影響を最小限にするようにＬ
本のサブキャリアを分離する。次に整合フィルタにより
分離したＬ本のサブキャリアの信号について、つぎのよ
うにしてキャリア間干渉成分を減じていく。まず、整合
フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号につい
て、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮
判定する。この際、伝搬路特性が考慮されるようにす
る。次に、仮判定されたＬ個のシンボルから伝搬路特性
及び使用するＭ点のシンボル部分を考慮して、整合フィ
ルタで分離したＬ本のサブキャリア信号に含まれるキャ
リア間干渉成分を演算する。このキャリア間干渉成分を
先の整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号
から減じればより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号
が得られる。

【００１７】複数段の干渉成分除去工程としては、前段
の干渉成分除去工程で求められた確度の高いＬ本のサブ
キャリアの信号から伝搬路特性を考慮してＬ個のシンボ
ル仮判定する。次に、仮判定されたＬ個のシンボルから
伝搬路特性及び使用するＭ点のシンボル部分を考慮し
て、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリア信号に
含まれるキャリア間干渉成分を演算する。このキャリア
間干渉成分を整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリ
アの信号から減じればより確度の高いＬ本のサブキャリ
アの信号が得られる（請求項３、４、７、８）。

【００１８】仮判定を軟判定に替えることで、仮判定の
誤りにより却ってＬ個のシンボルがＬ本のサブキャリア
の信号から遠ざかることを避けることも可能である（請
求項９、１３）。誤り訂正、軟出力誤り訂正を加えるこ
とで、誤り訂正をすることにより確度の高いＬ本のサブ
キャリアの信号が得られる（請求項１０、１１、１４、
１５）。シンボル更新工程又は更新器を設け、前段の干
渉成分除去工程又は干渉成分除去部のシンボル更新工程
又は更新器との出力をも取り入れてシンボル更新をすれ
ば、多段数の干渉成分除去により、更に確度の高いＬ本
のサブキャリアの信号が得られる（請求項１２、１
６）。

【００１９】

【発明の実施の形態】まず、請求項１、５における一般
逆行列について説明する。ＯＦＤＭ系のキャリアにおい
ては、第ｎ点（ｎは０からＮ−１までの整数）での波形
ｘ(n)が、次の式（１）を満たすものを考える。なお、
Ｘ(k)は第ｋ（ｋは０からＮ−１までの整数）のサブキ
ャリアが有するシンボルである。また、ｘ(n)、Ｘ(k)と
もに複素数である。

【数１】

【００２０】数１は、言わばＮ個の複素数ｘ(n)から成
る列ベクトルが、ｎ＋１行ｋ＋１列がＷ_N ^-knのＮ行Ｎ列
の行列とＮ個の複素数Ｘ(k)から成る列ベクトルの積で
あることを示す。数１の左辺をベクトル、右辺を行列と
ベクトルの積と考えて、ｎ＋１行ｋ＋１列がＷ_N ^-knのＮ
行Ｎ列の行列の逆行列、即ちｋ＋１行ｎ＋１列がＷ_N ^{k n}
のＮ行Ｎ列の行列を数１の両辺に左から乗ずれば、当該
行列とＮ個の複素数ｘ(n)から成る列ベクトルの積によ
りＮ個の複素数Ｘ(k)から成る列ベクトルが得られる。
これがＯＦＤＭで通常用いられている変調側のＮ点逆離
散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）と復調側のＮ点離散フーリ
エ変換（ＤＦＴ）の関係である。

【００２１】今、Ｎ個のサブキャリアのうちヌルシンボ
ル（Ｘ(k)＝０となるもの）がＮ−Ｌ個（Ｌ＜Ｎ）ある
とすると、数１の右辺はＮ行Ｌ列の行列と、Ｘ(k)が０
でないＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルの積とな
る。そこで更に、波形を示すｎ個の複素数ｘ(n)のう
ち、Ｍ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ、例えばＮ−ＭからＮ−１までの
整数n_q）についてのみ着目すると、Ｍ個の複素数ｘ(n_q)
から成る列ベクトルが、ｑ行ｐ列がＷ_N ^-kpnqのＭ行Ｌ列
の行列とＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルの積で
あることになる。即ち、次のとおりである。

【数２】

【００２２】当該ｑ行ｐ列がＷ_N ^-kpnqのＭ行Ｌ列の行列
Ａの階数(rank)がＬであればいわゆる一般逆行列が存在
する。それは、（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*として得られるＬ行Ｍ列
の行列である。ただしＡ^*はＡの共役転置行列であって
Ｌ行Ｍ列であり、Ａ^*ＡはＬ行Ｌ列の行列である。数２
の左辺をベクトル、右辺を行列とベクトルの積と考え
て、一般逆行列（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を数２の両辺に左から乗
ずれば、当該行列とＭ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベク
トルの積によりＬ個の複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトル
が得られる。これが本願発明で用いる復調側の線形演算
である。また、一般逆行列（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を求めること
が本願発明の行列演算である。即ち、本願の請求項５に
おける行列演算部で（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*を求め、線形演算部
でＭ個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルに（Ａ^*Ａ）
^-1Ａ^*を左から乗ずる。

【００２３】また、当該ｑ行ｐ列がＷ_N ^-kpnqのＭ行Ｌ列
の行列Ａの階数(rank)がＬより小さい場合でも、次のよ
うにして画一的にＬ行Ｍ列の行列を求め、当該行列とＭ
個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルの積によりＬ個の
複素数から成る列ベクトルが得られる。Ｍ行Ｌ列の行列
Ａの階数(rank)をｒ（ｒ≦Ｌ）とすると、行列Ａは適当
なユニタリ行列Ｕ（ただしＭ行Ｍ列）とＶ（ただしＬ行
Ｌ列）を用いて次のような「対角化」を行うことができ
る（特異値分解定理、又はAutonne-Eckart-Young定
理）。

【数３】

【００２４】ここでσ₁、σ₂、…、σ_rは正であってＭ
行Ｌ列の行列Ａの０でない特異値であり、Ｌ行Ｌ列の行
列Ａ^*Ａの０でない固有値はσ₁ ²、σ₂ ²、…、σ_r ²とな
る。そこで、一般逆行列Ａ⁺を次のように求める。Ａ⁺は
Ｌ行Ｍ列の行列である。

【数４】

【００２５】このように、数４の一般逆行列Ａ⁺を用い
れば、Ｍ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)ｒがＬに等しくな
い場合でも、一般逆行列Ａ⁺とＭ個の複素数ｘ(n_q)から
成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数から成る列ベク
トルが得られる。これは最小２乗法によりＬ個の複素数
Ｘ(k_p)の近似解を求めることと考えて良い。また、以上
の説明と全く同様にして、Ｎ個を越えるＭ'個の波形か
らＬ個の複素数Ｘ(k_p)を求める場合も、一般逆行列を求
めることができるのは同様である（請求項２、６）。

【００２６】また、請求項３、４、７、８における整合
フィルタは、遅延時間差の情報が必要である。使用シン
ボル部の各サブキャリアについて時間反転した波形を乗
ずることで整合フィルタを形成する。即ち、整合フィル
タにおける演算は次のとおりであり、Ｍ個の複素数ｘ(n
_q)から成る列ベクトル（太字のｘ）に、上述のＬ行Ｍ列
の行列Ａ^*を左から乗じたものである。出力であるＬ個
の複素数から成る列ベクトルの各成分が、分離された各
サブキャリアの信号である。

【数５】

【００２７】〔第１実施例〕図１は本願の具体的な第１
の実施例に係るマルチキャリア復調装置１００の構成を
示すブロック図である。マルチキャリア復調装置１００
は、直交復調及びサンプリング部１０、プリアンブル抽
出部２１、同期確立部２２、遅延時間差推定部２３、サ
ブキャリア位相・振幅推定部２４、使用シンボル抽出部
３１、行列演算及び線形演算部３２、伝搬路特性等化部
２５、シンボル判定部２６から成る。以下、本実施例で
はプリアンブル（パイロットシンボル）を有し、ガード
インターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調
する復調装置を示す。キャリア数はＮ本、うち有効キャ
リアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。本実施例は請求項１、
２、５、６の具体的な実施例に当たる。

【００２８】直交復調及びサンプリング部１０にて、い
わゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列が
形成される。即ち、有効シンボル長がＴ、有効シンボル
長の前に付加されたガードインターバル長がＴ_GIとし
て、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（Ｎ
Ｔ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号の実部と虚部であ
る。この出力のうち、プリアンブル（パイロット信号）
をプリアンブル抽出部２１で検出する。こうして、プリ
アンブル（パイロット信号）を有するシンボル区間の情
報から、同期確立部２２で復調装置全体の同期が計られ
る。また、遅延時間差推定部２２で最も遅い遅延波との
時間差が検出される。また、サブキャリア位相・振幅推
定部２４により各サブキャリアの位相・振幅情報が検出
され、等化のための情報が出力される。

【００２９】同期確立部２２の同期信号と、遅延時間差
推定部２３の最も遅い遅延波との時間差の情報により、
使用シンボル抽出部３１では、同相成分Ｉ及び直交成分
Ｑのディジタル信号列から、例えばつぎのように使用シ
ンボルを抽出する。即ち、Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素
ディジタル信号の実部と虚部から、有効シンボルの末尾
からＭ'点（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））を抽出す
る。ここでＴ＋Ｔ_GI−（Ｍ'Ｔ／Ｎ）は、最も遅い遅延
波との時間差よりも大きい。

【００３０】次に、使用シンボル抽出部３１のＭ'個の
複素数ｘ(n_q)と、遅延時間推定部２３の最も遅い遅延波
との時間差の情報が行列演算及び線形演算部３２に出力
される。行列演算及び線形演算部３２では、Ｌ本のサブ
キャリアの番号の集合｛k_p｝と、Ｍ'点のサンプリング
番号の集合｛n_q｝から、ｑ行ｐ列がexp(2πjk_pn_q／N)の
Ｍ'行Ｌ列の行列Ａ（Ｌ≦Ｍ'）の一般逆行列（Ｌ行Ｍ'
列）を計算する。Ｌ＝Ｍ'の場合は通常の逆行列Ａ^-1で
ある。Ｌ＜Ｍの場合はＡ^*をＡの共役転置行列として、
（Ａ^*Ａ）^-1Ａ^*として得られる。このように当該逆行列
をＭ'個の複素数ｘ(n_q)に乗じて、Ｌ本のサブキャリア
の複素信号Ｘ(k_p)が得られる。こうして、最も遅い遅延
波の影響をも受けない区間から、Ｌ本の有効キャリアを
復調することが可能となる。このＬ本のサブキャリアの
複素信号Ｘ(k_p)は、伝搬路特性等化部２５に出力され、
サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキ
ャリアの位相・振幅情報によって等化処理が行われたの
ち、シンボル判定器２６で復調データ信号列として出力
される。

【００３１】図２に、マルチキャリア復調装置１００の
作用を示す。（ａ）のように、先行波に対し、ガードイ
ンターバルを越える遅延波が到来した場合は、有効シン
ボル長より短い使用シンボルによりＬ本のサブキャリア
の復調が可能である。また、（ｂ）のように、先行波に
対し、ガードインターバルを越えない遅延波が到来した
場合は、有効シンボル長より長い使用シンボルにより、
よりＳ／Ｎ比を改善することが可能となる。

【００３２】図３に、マルチキャリア復調装置１００の
シミュレーションによる効果を示す。ＤＣキャリアをヌ
ルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、Ｔ_GI＝Ｔ／
４、サブキャリア変調をＱＰＳＫとして、遅延波と所望
波を等電力とし、ビット当り電力／雑音電力密度を30d
B、移動によるドップラー周波数とシンボル長の積を0.0
00032とした。図３から、本願発明によれば、ガードイ
ンターバルをＴ／１６程度越える遅延波が（合計５Ｔ／
１６）到来しても、誤り率が大きく劣化しない復調装置
とすることができることがわかる。

【００３３】〔第２実施例〕図４は本願の具体的な第２
の実施例に係るマルチキャリア復調装置２００の構成を
示すブロック図である。マルチキャリア復調装置２００
は、直交復調及びサンプリング部１０、プリアンブル抽
出部２１、同期確立部２２、遅延時間差推定部２３、サ
ブキャリア位相・振幅推定部２４、使用シンボル抽出部
３１、整合フィルタ部３３、キャリア間干渉除去部４
０、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６から成
る。キャリア間干渉除去部４０は、キャリア間干渉推定
部４１と減算器４２から成り、キャリア間干渉推定部４
１は、図５に示すとおり、伝搬路特性等化部４１１、サ
ブキャリアシンボル判定部４１２、伝搬路特性再現部４
１３、キャリア間干渉成分演算部４１４から成る。以
下、本実施例ではプリアンブル（パイロットシンボル）
を有し、ガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波か
らデータを復調する復調装置を示す。キャリア数はＮ
本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。本実施
例は請求項３、４、７、８の具体的な実施例に当り、伝
搬路特性等化部４１１及びサブキャリアシンボル判定部
４１２が仮判定器に、伝搬路特性再現部４１３及びキャ
リア間干渉成分演算部４１４が干渉成分推定器に、減算
器４２が干渉成分減算器に、キャリア間干渉除去部４０
が干渉成分除去部に当たる。

【００３４】マルチキャリア復調装置２００において、
直交復調及びサンプリング部１０にて、いわゆる同相成
分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列が形成されたの
ち、整合フィルタ部３３からＬ個の複素信号が算出され
る。ここで、マルチキャリア復調装置２００の整合フィ
ルタ部３３の出力であるＬ個の複素信号は各サブキャリ
アに整合したフィルタにより分離することで、ノイズの
影響を最小限に抑えるが、他のサブキャリアからの干渉
成分を含んでいるため、キャリア間干渉除去部４０にて
処理される。

【００３５】整合フィルタ部３３で分離された各サブキ
ャリアの信号は、伝搬路特性等化部４１１にて、サブキ
ャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリア
の位相・振幅情報によって等化処理が行われる。次に，
サブキャリアシンボル判定部４１２に出力され、仮判定
が行われる。次に、伝搬路特性再現部４１３に出力さ
れ、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サ
ブキャリアの位相・振幅情報によって伝搬路特性の影響
が再現される。次にキャリア間干渉成分演算部４１４に
出力され、遅延時間差推定部２３の出力する遅延波との
時間差から求められる使用シンボル長に基づきキャリア
間干渉が演算される。これを減算器４２にて整合フィル
タ部３３で分離された各サブキャリアの信号から減じれ
ば、より確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。

【００３６】確度の高くなった各サブキャリアの信号
は、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６にて順
に処理されても良いが、キャリア間干渉除去部４０を多
段に組んでより確度を高めることも可能である。図６は
キャリア間干渉除去部４０−１乃至４０−ｎの、ｎ段の
構成を示す。第１段のキャリア間干渉除去部４０−１の
作用は上述の通りである。第２段以降のキャリア間干渉
除去部４０−ｉ（２≦ｉ≦ｎ）においては前段のキャリ
ア間干渉除去部４０−（ｉ−１）の出力である確度の高
い各サブキャリアの信号を基に各シンボルを仮判定し、
キャリア間干渉を演算し、整合フィルタ部３３の出力で
ある整合フィルタで分離された各サブキャリアの信号か
ら減じて後段のキャリア間干渉除去部４０−（ｉ＋１）
又は伝搬路特性等化部２５に出力する。こうして各段の
キャリア間干渉除去部４０−ｉを通過する毎に、キャリ
ア間干渉がより正確に除去された確度の高い各サブキャ
リアの信号となっていく。

【００３７】この間の状況を式を用いて説明する。以
下、Ｍ'個の複素数ｘ(n_q)から成る列ベクトルとＬ個の
複素数Ｘ(k_p)から成る列ベクトルを単にｘ、Ｘと記す。
行列Ａ、Ａ^*の内容は今までの説明と同様である。整合
フィルタ部３３に入力される波形はｘ＝ＡＸであり、Ｌ
個の複素数Ｘ(k_p)を各々有する各サブキャリアの波形は
exp(2πjk_pn_q／N)である。整合フィルタ部３３の作用は
当該各サブキャリアの波形を時間反転して乗ずるもので
あるから、結局Ａ^*ｘ＝Ａ^*ＡＸで示されるＬ個の複素数
が出力される。即ち、Ｌ行Ｍ'列の行列Ａ^*のｐ行ｑ列の
成分はexp(-2πjk _pn_q／N)だからである。出力される列
ベクトルをＸ₀と置く。ここで、Ｌ行Ｌ列の行列Ａ^*Ａ
は、対角成分が全てＭ'であることに注意する。

【００３８】整合フィルタ部３３の出力する列ベクトル
Ｘ₀に対し、第１段の伝搬路特性等化部４１１−１及び
サブキャリアシンボル判定部４１２−１にて、等化処理
と仮判定が行われる。伝搬路特性等化部では、各サブキ
ャリア毎の信号を各サブキャリアに対応する伝搬路特性
係数で割り算を行う。次に、サブキャリアシンボル判定
部にて、仮判定が行われる。その後、伝搬路特性再現部
にて、各サブキャリアの仮判定結果に、各サブキャリア
対応する伝搬路特性係数が乗算される。その乗算結果を
列ベクトルＸ₁とする。次に、伝搬路特性再現部４１３
−１にて、伝搬路特性の影響が再現される。次にキャリ
ア間干渉成分演算部４１４−１にて、キャリア間干渉が
演算される。これはＡ^*ＡＸ₁−Ｍ'Ｘ₁＝（Ａ^*Ａ−Ｍ'
Ｅ）Ｘ₁を求めることである。ただし、ＥはＬ行Ｌ列の
単位行列であり、Ｌは今までと同じ整数である。減算器
４２にて整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリ
アの信号Ｘ₀から減じて得られる（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−
Ｘ₁)＋Ｍ'Ｘは、Ｘ₀より確度の高い各サブキャリアの信
号である。多段に組んだ場合は以下のとおりである。第
２段のキャリア間干渉除去部４０−２においては、第１
段のキャリア間干渉除去部４０−１の出力（Ａ^*Ａ−Ｍ'
Ｅ）(Ｘ−Ｘ₁)＋Ｍ'Ｘから等化処理と仮判定して列ベク
トルＸ₂を求め、（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ₂)＋Ｍ'Ｘを
出力する。以下同様に第ｎ段のキャリア間干渉除去部４
０−ｎでは（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ_n)＋Ｍ'Ｘを出力す
る。列ベクトルＸ₀から、Ｘ₁、Ｘ₂、…、Ｘ_nと行くに従
って、Ｌ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルに近づ
く。こうして、最終段のキャリア間干渉除去部４０−ｎ
の出力（Ａ^*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ_n)＋Ｍ'Ｘから、伝搬路
特性等化部２５とシンボル判定部２６からより確度の高
いＬ個の複素数が得られる。

【００３９】図７にｎ＝１乃至３におけるマルチキャリ
ア復調装置２００のシミュレーションを示す。シミュレ
ーション条件は図３のマルチキャリア復調装置１００の
それと同様である。本願発明によれば、ガードインター
バルをＴ／４程度近く越える遅延波が（合計Ｔ／２）到
来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とする
ことができることがわかる。

【００４０】〔第３実施例〕本実施例は第１実施例と第
２実施例を組み合わせたものである。図８に示すマルチ
キャリア復調装置３００は、第２実施例のマルチキャリ
ア復調装置２００に第１実施例の行列演算及び線形演算
部３２を組み入れ、その出力と整合フィルタ部３３の出
力からキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部
５０としたものである。マルチキャリア復調装置３００
の行列演算及び線形演算部３２の作用は第１実施例のそ
れと同様である。マルチキャリア復調装置３００のキャ
リア間干渉除去部５０は、第２実施例のマルチキャリア
復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０を構成する
キャリア間干渉推定部４１に替えて、入力を行列演算及
び線形演算部３２の出力であるＸ(k_p)としたキャリア間
干渉推定部５１とした他は、第２実施例のマルチキャリ
ア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０と全く同
様の作用を示す。

【００４１】〔第４実施例〕本実施例は第２実施例のマ
ルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４
０の構成のうち、サブキャリアシンボル判定部４１２を
キャリアシンボル軟判定部４４４に置き換えたものであ
る。キャリアシンボル軟判定部４４４の内容を図９に基
づいて説明する。

【００４２】例えばＱＰＳＫ変調により、１のサブキャ
リアにおいてシンボル００（Ｉ／Ｑ共に正で等しい）、
０１（Ｉが負、Ｑが正で絶対値が等しい）、１１（Ｉ／
Ｑ共に負で等しい）、１０（Ｉが正、Ｑが負で絶対値が
等しい）のいずれかが送信されたはずだが、図９の
（ａ）のように、そのいずれとも一致しない×点（Ｉ／
Ｑ共に正）に入力信号が有ったとする。通常の判定にお
いてはシンボル００、０１、１１、１０のうち最も近い
シンボルが選択され、出力される（図９の（ａ）ではシ
ンボル００）。

【００４３】これに対し、軟判定では例えば次のように
演算を行い、シンボル００、０１、１１、１０の中間の
シンボルを出力する。まずＩＱ平面上でシンボル００、
０１、１１、１０を複素数1+j, -1+j, -1-j, 1-jで、×
点をa+bjと表す（図９の（ａ）但し、jは虚数単位で、
a, bは実数）。次に、ｄ_x0、ｄ_x1、ｄ_0x、ｄ_1xを各々、
ｄ_x0＝1-a、ｄ_x1＝-1-a、ｄ_0x＝1-b、ｄ_1x＝-1-bとおく
（図９の（ｂ））。こうして、出力すべき点の座標とし
て、(ｄ_x1 ²−ｄ_x0 ²)／(ｄ_x1 ²＋ｄ_x0 ²)＋j(ｄ_1x ²−
ｄ_0x ²)／(ｄ_1x ²＋ｄ_0x ²)を出力する（図９の（ｃ））。

【００４４】図１０は、第４実施例のマルチキャリア復
調装置のキャリア間干渉除去部４４０の構成を示したも
のである。図５の第２実施例のマルチキャリア復調装置
２００のキャリア間干渉除去部４０との差はサブキャリ
アシンボル判定部４１２をキャリアシンボル軟判定部４
４４に置き換えたことである。図１０のキャリア間干渉
除去部４４０を多段に組んだ本実施例のマルチキャリア
復調装置の主要部を図１１に示す。

【００４５】多段構成を３段とした第４実施例のシミュ
レーションを、図７に示したシミュレーションと重ねて
図１２に示す。第４実施例の軟判定を用いた場合、同じ
段数のキャリア間干渉除去部で、より誤り率が向上する
ことがわかる。第４実施例の軟判定を用いた場合、ガー
ドインターバルを３Ｔ／８程度近く越える遅延波が（合
計５Ｔ／８）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない
復調装置とすることができることがわかる。

【００４６】〔第５実施例〕本実施例は第２実施例のマ
ルチキャリア復調装置２００の各キャリア間干渉除去部
４０−ｉの構成のうち、サブキャリアシンボル判定部４
１２−ｉと伝搬路特性再現部４１３−ｉの間にシンボル
更新器８２−ｉを設けたものである。これにより各キャ
リア間干渉除去部８０−ｉ、キャリア間干渉推定部８１
−ｉと符号を付した。各ｉ段のシンボル更新器８２−ｉ
の作用はサブキャリアシンボル判定部４１２−ｉの出力
である列ベクトルＸ_iと前段のｉ−１段のシンボル更新
器８２−（ｉ−１）の出力である列ベクトルＸ_i-1'とか
ら、Ｘ_i'＝（１−δ）Ｘ_i-1'＋δＸ_i、但しδは０＜δ
＜１の定数の演算により列ベクトルＸ_i'を算出して伝搬
路特性再現部４１３−ｉに出力する。

【００４７】これを図１３の３段のキャリア間干渉除去
部８０−１〜８０−３を有する本実施例で示す。第２実
施例と同様に、整合フィルタ部３３の出力Ｘ₀＝Ａ^*ｘ
が、第１段の伝搬路特性等化部４１１−１及びサブキャ
リアシンボル判定部４１２−１にて等化処理と仮判定が
行われ、列ベクトルＸ₁がシンボル更新器８２−１に出
力される。シンボル更新器８２−１においては、前段が
無いので、初期値Ｘ₀'を零ベクトルとして用いる。即
ち、シンボル更新器８２−１において、Ｘ₁'＝（１−
δ）Ｘ₀'＋δＸ₁＝δＸ₁が算出され、当該列ベクトルＸ
₁'が伝搬路特性再現部４１３−１に出力される。この
後、当該列ベクトルＸ₁'に対し第２実施例でのＸ ₁と同
様の処理が行われ、第１段のキャリア間干渉除去部８０
−１の出力が第２段のキャリア間干渉除去部８０−２に
入力される。第２段の伝搬路特性等化部４１１−２及び
サブキャリアシンボル判定部４１２−２にて等化処理と
仮判定が行われ、列ベクトルＸ₂がシンボル更新器８２
−２に出力される。シンボル更新器８２−２において
は、前段の第１段のキャリア間干渉除去部８０−１のシ
ンボル更新器８２−１の出力Ｘ₁'と併せて、Ｘ₂'＝（１
−δ）Ｘ₁'＋δＸ₂が算出され、当該列ベクトルＸ₂'が
伝搬路特性再現部４１３−２に出力される。全く同様
に、第３段のキャリア間干渉除去部８０−３において
は、第３段の伝搬路特性等化部４１１−３及びサブキャ
リアシンボル判定部４１２−３にて等化処理と仮判定が
行われ、列ベクトルＸ₃がシンボル更新器８２−３に出
力される。シンボル更新器８２−３においては、前段の
第２段のキャリア間干渉除去部８０−２のシンボル更新
器８２−２の出力Ｘ₂'と併せて、Ｘ₃'＝（１−δ）Ｘ₂'
＋δＸ₃が算出され、当該列ベクトルＸ₃'が伝搬路特性
再現部４１３−３に出力される。第３段のキャリア間干
渉除去部８０−３の出力は、伝搬路特性等化部２５、シ
ンボル判定部２６を通して最終的にシンボルが復調され
る。

【００４８】ｎ段の多段構成を変化させた場合の第５実
施例のシミュレーションを、図１４に示す。比較例とし
て第２実施例を示した。図１４より、δが0.3では10段
まで、δが0.5では5段までは、本実施例は第２実施例よ
りも誤り率が高いが、その段数を超えるとδがいずれの
場合も本実施例は第２実施例よりも誤り率を低減させる
ことができることがわかる。

【００４９】〔第６実施例〕本実施例は第４実施例のマ
ルチキャリア復調装置の各キャリア間干渉除去部４４０
−ｉの構成のうち、サブキャリアシンボル軟判定部４４
４−ｉと伝搬路特性再現部４１３−ｉの間にシンボル更
新器８７−ｉを設けたものである。これにより各キャリ
ア間干渉除去部８５−ｉ、キャリア間干渉推定部８６−
ｉと符号を付した。各ｉ段のシンボル更新器８７−ｉの
作用はサブキャリアシンボル軟判定部４４４−ｉの出力
である列ベクトルＸ_iと前段のｉ−１段のシンボル更新
器８７−（ｉ−１）の出力である列ベクトルＸ_i-1'とか
ら、Ｘ_i'＝（１−δ）Ｘ_i-1'＋δＸ_i、但しδは０＜δ
＜１の定数の演算により列ベクトルＸ_i'を算出して伝搬
路特性再現部４１３−ｉに出力するものであり、本実施
例と第４実施例の関係は第５実施例と第２実施例の関係
と同様である。図１５に３段のキャリア間干渉除去部８
５−１〜８５−３を有する本実施例を示す。キャリア間
干渉除去部８５−１〜８５−３のシンボル更新器８７−
１〜８７−３の作用は、図１３のキャリア間干渉除去部
８０−１〜８０−３のシンボル更新器８２−１〜８２−
３の作用と全く同様である。即ち、図１５のシンボル更
新器８７−１においては、サブキャリアシンボル軟判定
部４４４−１の出力Ｘ₁から初期値Ｘ₀'を零ベクトルと
してＸ₁'＝δＸ₁を算出し、伝搬路特性再現部４１３−
１に出力する。シンボル更新器８７−２（３）において
は、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−２（３）の
出力Ｘ₂（Ｘ₃）とシンボル更新器８７−１（２）の出力
Ｘ₁'（Ｘ₂'）からＸ₂'＝（１−δ）Ｘ₁'＋δＸ₂
（Ｘ₃'＝（１−δ）Ｘ₂'＋δＸ₃） を算出し、伝搬路
特性再現部４１３−２（３）に出力する。

【００５０】ｎ段の多段構成を変化させた場合の第６実
施例のシミュレーションを、図１６に示す。比較例とし
て第４実施例を示した。δが0.3では16段まで、δが0.5
では10段までは、本実施例は第４実施例よりも誤り率が
高いが、その段数を超えるとδがいずれの場合も本実施
例は第４実施例よりも誤り率を低減させることができる
ことがわかる。

【００５１】〔変形例〕図１７及び図１８に第２実施例
の変形例、図１９及び図２０に第４実施例の変形例を示
す。図１７及び図１９においては、図５のサブキャリア
シンボル判定部４１２と伝搬路特性再現部４１３の間、
及び図１０のサブキャリアシンボル軟判定部４４４と伝
搬路特性再現部４１３の間に誤り訂正器４３を設けたも
の、図１８及び図２０においては、図５のサブキャリア
シンボル判定部４１２と伝搬路特性再現部４１３の間、
及び図１０のサブキャリアシンボル軟判定部４４４と伝
搬路特性再現部４１３の間に、軟出力誤り訂正器４３４
を設けたものである。これにより図１７乃至図２０にお
いてはキャリア間干渉除去部を６０、６５、７０、７５
と、キャリア間干渉推定部を６１、６６、７１、７６と
符号を付した。このように誤り訂正器４３又は軟出力誤
り訂正器４３４を設けることで、誤り率が低減され、通
信品質をより向上させることができる。更には、第３実
施例が第１実施例と第２実施例を組み合わせたものであ
るように、第４乃至第６実施例、図１７乃至図２０の変
形例と第１実施例を組み合わせても良い。

【００５２】上述の各実施例では、最も早い到来波と最
も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到
来波により同期が確立することを前提としているが、遅
延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各
構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強
度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値
以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との
遅延時間差が挙げられる。

【００５３】上述の各実施例では、遅延波のガードイン
ターバル先頭から最も早い到来波の有効シンボル末尾ま
でを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区
間の内部で且つサンプル点がヌルキャリアでないサブキ
ャリアの本数のＬ個以上あれば良い。

【００５４】上述の第１、第３実施例においては、行列
演算及び線形演算部３２を設け、遅延時間差を推定の
後、必要な行列(Ａ^*Ａ)^-1Ａ^*を求める構成とし、また、
第２実施例においては、整合フィルタ３３を設け、遅延
時間差を推定の後、必要な行列Ａ^*を求める構成とした
が、予め想定された遅延時間差による行列(Ａ^*Ａ)^-1Ａ^*
又は行列Ａ^*を用意し、メモリに蓄えて呼び出す構成と
しても良い。それらは複数用意されていれば多様な遅延
時間差に対応できる。これにより実動作時の計算量を削
減することができる。或いは整合フィルタをＦＦＴで構
成し、Ｌ個の時間軸入力に加えてＮ−Ｌ個の０を入力す
ることで、上記整合フィルタの役割をさせても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】本願の第１の実施例に係るマルチキャリア復調
装置１００の構成を示すブロック図。

【図２】マルチキャリア復調装置１００の作用を示す概
念図、（ａ）はガードインターバルを越える遅延波が到
来した場合、（ｂ）はガードインターバルを越えない遅
延波が到来した場合。

【図３】マルチキャリア復調装置１００の、遅延波と誤
り率の関係を示すシミュレーションの結果図。

【図４】本願の第２の実施例に係るマルチキャリア復調
装置２００の構成を示すブロック図。

【図５】マルチキャリア復調装置２００の構成要素であ
るキャリア間干渉除去部４０の構成の細部を示すブロッ
ク図。

【図６】マルチキャリア復調装置２００の構成要素であ
るキャリア間干渉除去部４０の多段構成を示すブロック
図。

【図７】マルチキャリア復調装置２００の、遅延波と誤
り率の関係を示すシミュレーションの結果図。

【図８】本願の第３の実施例に係るマルチキャリア復調
装置３００の構成を示すブロック図。

【図９】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調
装置の特徴である軟判定器の作用を説明する説明図。

【図１０】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復
調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部４４０の
構成の細部を示すブロック図。

【図１１】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復
調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部４４０の
多段構成を示すブロック図。

【図１２】第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置
の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結
果図。

【図１３】本願の第５の実施例に係るマルチキャリア復
調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部８０−１
乃至８０−３による多段構成を示すブロック図。

【図１４】第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置
の、キャリア間干渉除去部の繰り返し回数（段数）ｎと
誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。

【図１５】本願の第６の実施例に係るマルチキャリア復
調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部８５−１
乃至８５−３による多段構成を示すブロック図。

【図１６】第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置
の、キャリア間干渉除去部の繰り返し回数（段数）ｎと
誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。

【図１７】第１の変形例に係るキャリア間干渉除去部６
０の構成の細部を示すブロック図。

【図１８】第２の変形例に係るキャリア間干渉除去部６
５の構成の細部を示すブロック図。

【図１９】第３の変形例に係るキャリア間干渉除去部７
０の構成の細部を示すブロック図。

【図２０】第４の変形例に係るキャリア間干渉除去部７
５の構成の細部を示すブロック図。

【符号の説明】

１０ 直交復調及びサンプリング部 ２１ プリアンブル抽出部 ２２ 同期確立部 ２３ 遅延時間差推定部 ２４ サブキャリア位相・振幅推定部 ２５ 伝搬路特性等化部 ２６ シンボル判定部 ３１ 使用シンボル抽出部 ３２ 行列演算及び線形演算部 ３３ 整合フィルタ部 ４０、４４０、５０、６０、６５、７０、７５ キャリ
ア間干渉除去部 ４１、５１、６１、６６、７１、７６ キャリア間干渉
推定部 ４２ 減算器 ４３ 誤り訂正器 ４３４ 軟出力誤り訂正器 ４１１、４４１ 伝搬路特性等化部 ４１２ サブキャリアシンボル判定部 ４１３ 伝搬路特性再現部 ４１４ キャリア間干渉成分演算部 ４４４ キャリアシンボル軟判定部 ４０−ｉ、４４０−ｉ、８０−ｉ、８５−ｉ（１≦ｉ≦
ｎ） ｎ段構成の各キャリア間干渉除去部 ８１−ｉ、８６−ｉ（１≦ｉ≦ｎ） キャリア間干渉推
定部 ８２−ｉ、８７−ｉ（１≦ｉ≦ｎ） シンボル更新器

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリ
   アの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜
   Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリ
   ア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマ
   ルチキャリア復調方法において、 遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を
   基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まな
   いように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜
   Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタ
   ル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本の
   サブキャリアを分離復調することを特徴とするマルチキ
   ャリア復調方法。
2. 【請求項２】 有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の
   前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサ
   ブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本
   （Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチ
   キャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調
   するマルチキャリア復調方法において、 遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を
   基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まな
   いように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ
   ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／
   Ｔ））の使用シンボル部分を決定したのち、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタ
   ル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本
   のサブキャリアを分離復調することを特徴とするマルチ
   キャリア復調方法。
3. 【請求項３】 有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリ
   アの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜
   Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリ
   ア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマ
   ルチキャリア復調方法において、 遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を
   基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まな
   いように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）
   の使用シンボル部分を決定する工程と、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタ
   ル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本の
   サブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、 Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定
   し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタに
   より分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる
   他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フ
   ィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサ
   ブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高
   いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉
   成分除去工程を有することを特徴とするマルチキャリア
   復調方法。
4. 【請求項４】 有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の
   前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサ
   ブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本
   （Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチ
   キャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調
   するマルチキャリア復調方法において、 遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を
   基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まな
   いように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ
   ＋Ｔ_GIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））
   の使用シンボル部分を決定する工程と、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタ
   ル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本
   のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、 Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定
   し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタに
   より分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる
   他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フ
   ィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサ
   ブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高
   いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉
   成分除去工程を有することを特徴とするマルチキャリア
   復調方法。
5. 【請求項５】 有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリ
   アの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜
   Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリ
   ア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマ
   ルチキャリア復調装置において、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素デ
   ィジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、 遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、 当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による
   波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の
   複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｌ
   ≦Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボ
   ル抽出部と、 当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディ
   ジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調する
   ための線形演算式であるＬ行Ｍ列の複素行列を計算する
   行列演算部と、 行列演算部の求めたＬ行Ｍ列の複素行列と前記Ｍ個の複
   素ディジタル信号による長さＭの列ベクトルとを乗じて
   Ｌ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有す
   ることを特徴とするマルチキャリア復調装置。
6. 【請求項６】 有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の
   前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサ
   ブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本
   （Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチ
   キャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調
   するマルチキャリア復調装置において、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI
   ／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサン
   プリング部と、 遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、 当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による
   波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋
   （ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シン
   ボルとしてＭ'個（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複
   素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、 当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素デ
   ィジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調す
   るための線形演算式であるＬ行Ｍ'列の複素行列を計算
   する行列演算部と、 行列演算部の求めたＬ行Ｍ'列の複素行列と前記Ｍ'個の
   複素ディジタル信号による長さＭ'の列ベクトルとを乗
   じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを
   有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
7. 【請求項７】 有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリ
   アの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜
   Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリ
   ア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマ
   ルチキャリア復調装置において、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素デ
   ィジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、 遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、 当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による
   波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の
   複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ
   ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽
   出部と、 当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディ
   ジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャ
   リアを分離する整合フィルタ部と、 Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定
   する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整
   合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号
   に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める
   干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本
   のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記
   干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数
   の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキ
   ャリア復調装置。
8. 【請求項８】 有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の
   前に付加されたガードインターバル長がＴ_GI、Ｎ本のサ
   ブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本
   （Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチ
   キャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調
   するマルチキャリア復調装置において、 サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴ_GI
   ／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサン
   プリング部と、 遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、 当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による
   波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋
   （ＮＴ_GI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シン
   ボルとしてＭ'個（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴ_GI／Ｔ））の複素デ
   ィジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、 当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素デ
   ィジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキ
   ャリアを分離する整合フィルタ部と、 Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定
   する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整
   合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号
   に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める
   干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本
   のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記
   干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数
   の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキ
   ャリア復調装置。
9. 【請求項９】 前記１乃至複数の干渉成分除去工程の各
   々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシ
   ンボルを仮判定することに替えて、Ｌ本のサブキャリア
   の信号からＬ個のシンボルを軟判定することを特徴とす
   る請求項３又は請求項４に記載のマルチキャリア復調方
   法。
10. 【請求項１０】 前記１乃至複数の干渉成分除去工程の
    各々においては、仮判定又は軟判定されたＬ個のシンボ
    ルの、誤り訂正をした後に前記整合フィルタにより分離
    されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブ
    キャリアとの間の干渉成分を求めることを特徴とする請
    求項３、請求項４又は請求項９に記載のマルチキャリア
    復調方法。
11. 【請求項１１】 前記Ｌ個のシンボルの誤り訂正をする
    ことに替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正を
    することを特徴とする請求項１０に記載のマルチキャリ
    ア復調方法。
12. 【請求項１２】 前記１乃至複数の干渉成分除去工程に
    おいては、Ｌ個のシンボルを仮判定又は軟判定、更には
    誤り訂正又は軟出力誤り訂正したのち、Ｌ個のシンボル
    を更新する工程を有し、当該各干渉成分除去工程のＬ個
    のシンボルを更新する工程は、前段の干渉成分除去工程
    のＬ個のシンボルを更新する工程の出力、ただし第１段
    の干渉成分除去工程においては前段に替えてＬ個の初期
    値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであること
    を特徴とする請求項３、請求項４、請求項９乃至請求項
    １１のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調方法。
13. 【請求項１３】 前記１乃至複数の干渉成分除去部の各
    々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシ
    ンボルを仮判定する仮判定器に替えて、Ｌ本のサブキャ
    リアの信号からＬ個のシンボルを軟判定する軟判定器を
    有することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載の
    マルチキャリア復調装置。
14. 【請求項１４】 前記１乃至複数の干渉成分除去部の各
    々において、仮判定器又は軟判定器の出力であるＬ個の
    シンボルに対し、誤り訂正をする誤り訂正器を有し、当
    該誤り訂正器の出力を前記干渉成分推定器に入力するこ
    とを特徴とする請求項７、請求項８又は請求項１３に記
    載のマルチキャリア復調装置。
15. 【請求項１５】 前記誤り訂正器に替えて、前記Ｌ個の
    シンボルの軟出力誤り訂正をする軟出力誤り訂正器を有
    することを特徴とする請求項１４に記載のマルチキャリ
    ア復調装置。
16. 【請求項１６】 前記１乃至複数の干渉成分除去部に
    おいて、仮判定器又は軟判定器、更には誤り訂正器又は
    軟出力誤り訂正器の出力からＬ個のシンボルを更新する
    シンボル更新器を有し、各干渉成分除去部のシンボル更
    新器は、前段の干渉成分除去部の更新器の出力、ただし
    第１段の干渉成分除去部においては前段に替えてＬ個の
    初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものである
    ことを特徴とする請求項７、請求項８、請求項１３乃至
    請求項１５のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調
    装置。