JP2003169490A - 電動機制御システム、電動機制御装置、及び電動機駆動用インバータ制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電圧利用率がより高いインバータ制御技術を
提供する。 【解決手段】 本発明による電動機制御システムは、３
相電動機（１、１’）と、３相電動機（１、１’）に３
相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を供給するインバータ
（２）と、インバータ（２）を制御する制御装置（１
２）とを備えている。制御装置（１２）は、（ａ）非同
期ＰＷＭ（Pulse width modulation）制御により、矩形
パルスで構成された３相の第１出力波を生成し、３相電
圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）として出力するステップと、
（ｂ）前記矩形パルスのパルス間隔に応答して、前記３
相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を、半周期あたり単一の矩
形パルスを含んで構成される３相の第２出力波に切り替
えるステップとを実行するようにインバータ（２）を制
御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動機制御システ
ムに関する。本発明は、特に、インバータにより電動機
に電力を供給する電動機制御システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】永久磁石電動機や、誘導電動機のような
３相の交流電動機に電力を供給するインバータを適切に
制御するために、様々な制御方法が検討されている。例
えば、パルス幅が変調された矩形パルスからなる疑似正
弦波を生成するＰＷＭ（PulseWidth Modulation）制
御、半周期に単一の矩形パルスを含む出力波を生成する
同期１パルス制御などが知られている。更に、ＰＷＭ制
御は、変調波と搬送波とが同期されている同期ＰＷＭ制
御、同期されていない非同期ＰＷＭ制御に分類される。
このような様々な制御方法は、周波数、実効的な振幅
等、出力波に要求される特性に応じて切り替えて使用さ
れる。

【０００３】公開特許公報（特開平７−２２７０８５、
特開２０００−１５２６３９）は、電気車用２レベルイ
ンバータ装置において、磁気騒音の音色変化をなくすと
共に、出力電圧の全域をほぼ連続的に制御することを目
的とした技術を開示している。当該技術による電力変換
装置は、低出力電圧域ではバイポーラモードによる非同
期ＰＷＭ制御を行い、高出力電圧領域では過変調モード
による非同期ＰＷＭ制御を行い、最大出力電圧域では同
期１パルス制御を行う。過変調モードから同期１パルス
制御への移行の条件としては、出力電圧の大きさ、変調
率、又は出力電圧基本波周波数が予め定めた値になった
という条件が開示されている。過変調モードとは、変調
率が１を超えている状態をいうから、公開特許公報（特
開平７−２２７０８５、特開２０００−１５２６３９）
は、変調率が１を超えた非同期ＰＷＭ制御から、同期１
パルス制御による制御に切り替える制御方法を開示して
いる。

【０００４】公開特許公報（特開平６−１９７５５０）
は、非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御モードに切
り替える場合の電圧急変を軽減し、電動機の加速中の電
磁音変動を軽減することを目的とした技術を開示してい
る。当該公開特許公報（特開平６−１９７５５０）は、
非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御モードに切り替
える際に、搬送波周波数を連続的に漸減して同期１パル
ス制御モードに切り替える制御方法と、中間の搬送波周
波数の同期多パルス制御モードを数回段階的に経由した
のち、同期１パルス制御モードに切り替える制御方法と
を開示している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、電圧
利用率がより高いインバータ制御技術を提供することに
ある。

【０００６】本発明の他の目的は、バッテリーを直流電
源とする電動機制御システムに適したインバータ制御技
術を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】以下に、[発明の実施の
形態]で使用される番号・符号を用いて、課題を解決す
るための手段を説明する。これらの番号・符号は、[特
許請求の範囲]の記載と[発明の実施の形態]の記載との
対応関係を明らかにするために付加されている。但し、
付加された番号・符号は、[特許請求の範囲]に記載され
ている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。

【０００８】本発明による電動機制御システムは、３相
電動機（１、１’）と、３相電動機（１、１’）に３相
電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を供給するインバータ（２）
と、制御装置（１２）とを備えている。制御装置（１
２）は、（ａ）非同期ＰＷＭ（Pulse width modulatio
n）制御により、矩形パルスで構成された３相の第１出
力波を生成し、３相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）として出
力するステップと、（ｂ）前記矩形パルスのパルス間隔
に応答して、前記３相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を、半
周期あたり単一の矩形パルスを含んで構成される３相の
第２出力波に切り替えるステップとを実行するようにイ
ンバータ（２）を制御する。

【０００９】非同期ＰＷＭ制御の変調率は、１未満に定
められていることが好ましい。

【００１０】制御装置（１２）は、前記パルス間隔が、
減少して所定の値になったときに、前記（ｂ）ステップ
をインバータ（２）に実行させることが好ましい。

【００１１】制御装置（１２）は、前記パルス間隔が、
所定の間、所定の値に維持されたときに前記（ｂ）ステ
ップをインバータ（２）に実行させることが好ましい。

【００１２】前記所定の値は、インバータ（２）に含ま
れるスイッチング素子（８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９
ｖ、９ｗ）のスイッチング速度に応じて定められている
ことが好ましい。

【００１３】制御装置（１２）は、（ｃ）前記非同期Ｐ
ＷＭ制御において、３相電動機（１、１’）に供給され
た第１出力波の電圧ベクトルのうち、前記（ｂ）ステッ
プが行われる前の（０００）、（１１１）以外の最後の
電圧ベクトルである最終電圧ベクトルを判断するステッ
プと、（ｄ）前記最終電圧ベクトルと、１相のみの値が
異なる切替電圧ベクトルを定めるステップとを実行し、
且つ、（ｅ）前記切替電圧ベクトルに対応して前記第２
出力波を出力するステップとをインバータ（２）に実行
させることが好ましい。

【００１４】本発明による電動機駆動用インバータ制御
方法は、インバータ（２）により３相電動機（１、
１’）に３相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を供給するため
の電動機駆動用インバータ制御方法である。当該電動機
駆動用インバータ制御方法は、（ａ）非同期ＰＷＭ（Pu
lse width modulation）制御により、矩形パルスで構成
された３相の第１出力波を生成し、３相電圧（ｖ_ｕ、ｖ
_ｖ、ｖ_ｗ）として出力するステップと、（ｂ）前記矩形
パルスのパルス間隔に応答して、３相電圧（ｖ_ｕ、
ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を、半周期あたり単一の矩形パルスを含ん
で構成される３相の第２出力波に切り替えるステップと
を備えている。

【００１５】本発明によるコンピュータプログラムは、
３相電動機（１、１’）に３相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、
ｖ_ｗ）を供給するインバータ（２）を制御するためのコ
ンピュータプログラムである。当該コンピュータプログ
ラムは、（ａ）インバータ（２）に、非同期ＰＷＭ（Pu
lse width modulation）制御によって矩形パルスで構成
された３相の第１出力波を生成させ、３相電圧（ｖ_ｕ、
ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）として出力させるステップと、（ｂ）前記
矩形パルスのパルス間隔に応答して、インバータ（２）
に、半周期あたり単一の矩形パルスを含んで構成される
３相の第２出力波に３相電圧（ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗ）を切
り替えさせるステップとをコンピュータに実行させる。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明による電動機制御システムの実施の一形態を説明
する。

【００１７】本発明による電動機制御システムの実施の
一形態では、図１に示されているように、永久磁石電動
機１が、インバータ２とともに設けられている。永久磁
石電動機１の回転子には、界磁磁束を発生する永久磁石
が設けられている。永久磁石電動機１の電機子には、回
転磁界を生成するｕ相電機子コイル、ｖ相電機子コイ
ル、及びｗ相電機子コイル（図示されない）が設けられ
ている。

【００１８】インバータ２は、バッテリー３に接続さ
れ、バッテリー３から直流の電源電位が供給されてい
る。インバータ２は、バッテリー３から供給された直流
の電源電位Ｖ_ｄｃから、ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、
及びｗ相電圧ｖ_ｗを生成して、永久磁石電動機１のｕ相
電機子巻線、ｖ相電機子巻線、及びｗ相電機子巻線にそ
れぞれ供給する。ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、及びｗ
相電圧ｖ_ｗの供給は、それぞれ、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相
電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを介して行われる。

【００１９】より詳細には、インバータ２は、電源線
６、電源線７、スイッチングトランジスタ８ｕ、８ｖ、
８ｗ、及びスイッチングトランジスタ９ｕ、９ｖ、９
ｗ、平滑化コンデンサ１０を含む。電源線６及び電源線
７は、バッテリー３に接続され、電源線６は電源電位Ｖ
_ｄｃに、電源線７は０電圧に保持される。スイッチング
トランジスタ８ｕ、８ｖ、８ｗは、それぞれ、ｕ相電源
線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗと、電源
線６との間に介設され、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４
ｖ、及びｗ相電源線４ｗを電源電位Ｖ_ｄｃにプルアップ
する。スイッチングトランジスタ９ｕ、９ｖ、９ｗは、
それぞれ、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相
電源線４ｗと、電源線７との間に介設され、ｕ相電源線
４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗを０電位に
プルダウンする。平滑化コンデンサ１０は、スイッチン
グトランジスタ８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、９ｗの
オンオフによる電源電位Ｖ_ｄｃの変動を低減する。

【００２０】インバータ２から永久磁石電動機１に電力
を供給するｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相
電源線４ｗには、それぞれ、電流検出器５ｕ、５ｖ、及
び５ｗが設けられている。電流検出器５ｕは、永久磁石
電動機１のｕ相電機子巻線を流れるｕ相電流ｉ_ｕを測定
し、電流検出器５ｖは、ｖ相電機子巻線を流れるｖ相電
流ｉ_ｖを測定し、電流検出器５ｗは、ｗ相電機子巻線を
流れるｗ相電流ｉ_ｗを測定する。

【００２１】永久磁石電動機１は、エンコーダ１１に接
続されている。エンコーダ１１は、永久磁石電動機１の
回転子の位置θを検出する。

【００２２】電流検出器５ｕ、５ｖ、５ｗ、及びエンコ
ーダ１１は、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）１２に
接続されている。ＭＰＵ１２は、電流検出器５ｕ、５
ｖ、５ｗがそれぞれ測定したｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ
_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗ、エンコーダ１１が測定した永久
磁石電動機１の回転子の位置θ、ｄ軸電流指令（励磁電
流指令）ｉ_ｄ ^＊、並びにｑ軸電流指令（トルク指令）ｉ
_ｑ ^＊に基づいてインバータ２を制御する制御演算を行
う。ＭＰＵ１２には、クロック信号ＣＬＫが供給され、
インバータ２を制御する制御演算は、供給されたクロッ
ク信号ＣＬＫに同期して行われる。ＭＰＵ１２は、制御
演算の結果に応じてインバータ２に含まれるスイッチン
グトランジスタ８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、及び９
ｗのオンオフを指示するスイッチング指令Ｓを生成す
る。スイッチング指令Ｓは、スイッチング信号Ｓ^ｐｕ、
Ｓ^ｐｖ、Ｓ^ｐｗ、Ｓ^ｎｕ、Ｓ^ｎｖ、及びＳ^ｎｗを含み、
スイッチング信号Ｓ^ｐｕ、Ｓ^ｐｖ、Ｓ^ｐｗ、Ｓ^ｎｕ、Ｓ
^ｎｖ、及びＳ^ｎｗは、それぞれ、スイッチングトランジ
スタ８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、及び９ｗのオンオ
フを指示する。スイッチングトランジスタ８ｕ、８ｖ、
８ｗ、９ｕ、９ｖ、及び９ｗのオンオフに対応して、ｕ
相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、及びｗ相電圧ｖ_ｗとして矩
形パルスが出力される。

【００２３】図２は、ＭＰＵ１２が行う制御演算を等価
的に表すブロック図である。ＭＰＵ１２は、等価的に、
３相−２相変換器２１、減算器２２、ＰＩ制御器２３、
減算器２４、ＰＩ制御器２５、２相−３相変換器２６、
非同期ＰＷＭ演算器２７、同期１パルス制御演算器２
８、及び切替器２９を含む。非同期ＰＷＭ演算器２７
は、ｕ相デューティーレジスタ３０ｕ、ｖ相デューティ
ーレジスタ３０ｖ、ｗ相デューティーレジスタ３０ｗ、
ｕ相アッパータイマー３１ｕ、ｕ相ローワータイマー３
２ｕ、ｖ相アッパータイマー３１ｖ、ｖ相ローワータイ
マー３２ｖ、ｗ相アッパータイマー３１ｗ、ｗ相ローワ
ータイマー３２ｗを含む。３相−２相変換器２１、減算
器２２、ＰＩ制御器２３、減算器２４、ＰＩ制御器２
５、２相−３相変換器２６、非同期ＰＷＭ演算器２７、
同期１パルス制御演算器２８、及び切替器２９の機能
は、現実には、ＭＰＵ１２が制御用コンピュータプログ
ラムを実行することにより実現される。

【００２４】３相−２相変換器２１は、電流検出器５
ｕ、５ｖ、５ｗがそれぞれ測定したｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相
電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗから、ｄ軸電流ｉ_ｄ、及び
ｑ軸電流ｉ_ｑを算出する。ｄ軸電流ｉ_ｄ、及びｑ軸電流
ｉ_ｑの算出に必要な回転子の位置θは、エンコーダ１１
により与えられる。ｄ軸電流ｉ_ｄ、及びｑ軸電流ｉ_ｑの
算出のとき、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電
流ｉ_ｗの全てが測定される必要はなく、ｕ相電流ｉ_ｕ、
ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電流ｉ_ｗのうちの２つが測定さ
れ、他の１つは、 ｉ_ｕ＋ｉ_ｖ＋ｉ_ｗ＝０， …式（１） から算出されることも可能である。

【００２５】算出されたｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑ
とから、それぞれ、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指
令値ｖ_ｑ ^＊が算出される。ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊の算出
は、減算器２２とＰＩ制御器２３により行われ、ｄ軸電
圧指令値ｖ_ｄ ^＊は、下記式（２）：

【数１】 …式（２） により算出される。ここで、Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｄ、Ｖ_ｄ ^＊は、
それぞれ、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｄ軸電流ｉ_ｄ、及び
ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊のラプラス変換であり、Ｋ _Ｐｄ、
Ｋ_Ｉｄは、それぞれ、ＰＩ制御器２３の比例ゲイン、積
分ゲインである。同様に、ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊の算出
は、減算器２４とＰＩ制御器２５とにより行われ、ｑ軸
電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、下記式（３）：

【数２】 …式（３） により算出される。ここで、Ｉ_ｑ ^＊、Ｉ_ｑ、Ｖ_ｑ ^＊は、
それぞれ、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊、ｑ軸電流ｉ_ｑ、及び
ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊のラプラス変換であり、Ｋ _Ｐｑ、
Ｋ_Ｉｑは、それぞれ、ＰＩ制御器２５の比例ゲイン、積
分ゲインである。算出されたｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、及
びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊は、２相−３相変換器２６に供
給される。

【００２６】２相−３相変換器２６は、ｄ軸電圧指令値
ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊から、ｕ相電圧指令値
ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、及びｗ相電圧指令値ｖ
_ｗ ^＊を算出する。ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令
値ｖ_ｖ ^＊、及びｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊の算出に必要な回
転子の位置θは、エンコーダ１１から供給される。２相
−３相変換器２６は、算出したｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、
ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、及びｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊を、
非同期ＰＷＭ演算器２７と、同期１パルス制御演算器２
８とに供給する。

【００２７】非同期ＰＷＭ演算器２７と、同期１パルス
制御演算器２８とは、インバータ２を制御するスイッチ
ング指令を独立に生成する。非同期ＰＷＭ演算器２７
は、非同期ＰＷＭ制御により非同期ＰＷＭスイッチング
指令Ｓ_１を生成し、同期１パルス制御演算器２８は、同
期１パルス制御により同期１パルススイッチング指令Ｓ
_２を生成する。

【００２８】より詳細には、非同期ＰＷＭ演算器２７
は、インバータ２に対して非同期ＰＷＭ制御を行うため
の演算をｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値
ｖ_ｖ ^＊、及びｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に基づいて行い、非
同期ＰＷＭスイッチング指令Ｓ_１を生成する。非同期Ｐ
ＷＭスイッチング指令Ｓ_１は、スイッチングトランジス
タ８ｕ、９ｕ、８ｖ、９ｖ、８ｗ、及び９ｗのオンオフ
をそれぞれ指示するスイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１
^ｎｕ、Ｓ_１ ^ｐｖ、Ｓ_１ ^ｎｖ、Ｓ_１ ^ｐｗ、及びＳ_１ ^ｎｗか
ら構成される。

【００２９】図３は、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１
^ｎｕの生成方法を示す。スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ
_１ ^ｎｕの生成には、ｕ相デューティーレジスタ３０ｕ
と、ｕ相アッパータイマー３１ｕと、ｕ相ローワータイ
マー３２ｕとが使用される。

【００３０】ｕ相アッパータイマー３１ｕとｕ相ローワ
ータイマー３２ｕとは、いずれも、非同期ＰＷＭ制御で
使用される三角搬送波を模擬するアップダウンカウンタ
である。ｕ相アッパータイマー３１ｕとｕ相ローワータ
イマー３２ｕとは、それぞれ、ｕ相アッパーカウンタ値
Ｃ_ｕ ^Ｕとｕ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌとを保持する。
ｕ相アッパーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｕは、所定の搬送波周波数
ｆ_ｓｃで最大値Ｃ^Ｕ _{Ｍ ＡＸ}と最小値Ｃ^Ｕ _ＭＩＮとの間を
増減する。ｕ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌは、最大値Ｃ
^Ｌ _ＭＡＸと最小値Ｃ^Ｌ _ＭＩＮとの間を、ｕ相アッパーカ
ウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｕと同一の周波数ｆ_ｓｃ及び位相で増減す
る。ｕ相アッパーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｕは、常に、ｕ相ロー
ワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌよりも大きな値をとる。

【００３１】ｕ相デューティーレジスタ３０ｕは、非同
期ＰＷＭ制御で使用される変調波を模擬するレジスタで
あり、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕを格納する。ｕ相デュー
ティー値Ｄ_ｕは、ｕ相電圧ｖ_ｕの生成に使用される。ｕ
相デューティー値Ｄ_ｕは、ｕ相電圧ｖ_ｕのデューティー
に一対一に対応し、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕが大きくな
るほど、ｕ相電圧ｖ_ｕのデューティーのデューティーも
大きくなる。

【００３２】非同期ＰＷＭ演算器２７は、ｕ相電圧指令
値ｖ_ｕ ^＊に応答して、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕを増減す
る。ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊が大きいほど、ｕ相デューテ
ィー値Ｄ_ｕは増加される。

【００３３】スイッチングトランジスタ８ｕのオンオフ
をそれぞれ指示するスイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕは、上述
のｕ相デューティー値Ｄ_ｕとｕ相アッパーカウンタ値Ｃ
_ｕ ^Ｕの大小に基づいて生成され、ｕ相デューティー値Ｄ
_ｕがｕ相アッパーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｕ以上であるとき、ス
イッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕはスイッチングトランジスタ８
ｕにオンを指示するように生成され、ｕ相デューティー
値Ｄ_ｕがｕ相アッパーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｕ未満であると
き、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕはスイッチングトランジ
スタ８ｕのオフを指示するように生成される。

【００３４】同様に、スイッチングトランジスタ９ｕの
オンオフをそれぞれ指示するスイッチング信号Ｓ_１ ^ｎｕ
は、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕとｕ相ローワーカウンタ値
Ｃ_ｕ ^Ｌの大小に基づいて生成される。ｕ相デューティー
値Ｄ_ｕがｕ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌ以上であると
き、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｎｕはスイッチングトランジ
スタ９ｕにオフを指示するように生成され、ｕ相デュー
ティー値Ｄ_ｕがｕ相アッパーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｕ未満であ
るとき、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｎｕはスイッチングトラ
ンジスタ９ｕにオンを指示するように生成される。

【００３５】このようにして生成されたスイッチング信
号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｎｕに応じてスイッチングトランジス
タ８ｕ、９ｕがオンオフされると、矩形パルスからなる
ｕ相電圧ｖ_ｕが生成される。

【００３６】スイッチングトランジスタ８ｖ、９ｖのオ
ンオフをそれぞれ指示するスイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｖ及
びＳ_１ ^ｎｖは、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｎｕと
同様にして生成される。スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｖ、Ｓ
_１ ^ｎｖの生成には、３角搬送波を模擬するｖ相アッパー
タイマー３１ｖ及びｖ相ローワータイマー３２ｖと、変
調波を模擬するｖ相デューティーレジスタ３０ｖとが使
用される。ｖ相アッパータイマー３１ｖとｖ相ローワー
タイマー３２ｖとがそれぞれ保持する、ｖ相アッパーカ
ウンター値Ｃ_ｖ ^Ｕとｖ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｖ ^Ｌと
は、それぞれ、ｕ相アッパーカウンター値Ｃ_ｕ ^Ｕとｕ相
ローワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌとから位相が１２０°だけ遅
れた変化をする。ｖ相アッパーカウンター値Ｃ_ｖ ^Ｕとｖ
相ローワーカウンタ値Ｃ_ｖ ^Ｌの最大値及び最小値は、そ
れぞれ、ｕ相アッパーカウンター値Ｃ_ｕ ^Ｕとｕ相ローワ
ーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌとの最大値及び最小値と同一であ
る。ｖ相デューティーレジスタ３０ｖが保持するｖ相デ
ューティー値Ｄ_ｖは、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊に応答して
増減される。スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｖ及びＳ
_１ ^ｎｖは、それぞれ、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖとｖ相ア
ッパーカウンター値Ｃ_ｖ ^Ｕとの大小、ｖ相デューティー
値Ｄ_ｖとｖ相ローワーカウンター値Ｃ_ｖ ^Ｌとの大小に基
づいて生成される。このようにして生成されたスイッチ
ング信号Ｓ_１ ^ｐｖ、Ｓ_１ ^{ｎ ｖ}に応じてスイッチングトラ
ンジスタ８ｖ、９ｖがオンオフされると、矩形パルスか
らなるｖ相電圧ｖ_ｖが生成される。

【００３７】スイッチングトランジスタ８ｗ、９ｗのオ
ンオフをそれぞれ指示するスイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｗ及
びＳ_１ ^ｎｗも、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｎｕ、
及びＳ_１ ^ｐｖＳ_１ ^ｎｖと同様にして生成される。スイッ
チング信号Ｓ_１ ^ｐｗ、Ｓ_１ ^{ｎ ｗ}の生成には、３角搬送波
を模擬するｗ相アッパータイマー３１ｗ及びｗ相ローワ
ータイマー３２ｗと、変調波を模擬するｗ相デューティ
ーレジスタ３０ｗとが使用される。ｗ相アッパータイマ
ー３１ｗとｗ相ローワータイマー３２ｗとがそれぞれ保
持する、ｗ相アッパーカウンター値Ｃ_ｗ ^Ｕとｗ相ローワ
ーカウンタ値Ｃ _ｗ ^Ｌとは、それぞれ、ｕ相アッパーカウ
ンター値Ｃ_ｕ ^Ｕとｕ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌから位
相が２４０°だけ遅れた変化をする。ｗ相アッパーカウ
ンター値Ｃ_ｗ ^Ｕとｗ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｗ ^Ｌの最大
値及び最小値は、それぞれ、ｕ相アッパーカウンター値
Ｃ_ｕ ^Ｕとｕ相ローワーカウンタ値Ｃ_ｕ ^Ｌとの最大値及び
最小値と同一である。ｗ相デューティーレジスタ３０ｗ
が保持するｗ相デューティー値Ｄ_ｗは、ｗ相電圧指令値
ｖ_ｗ ^＊に応答して増減される。スイッチング信号Ｓ _１
^ｐｗ及びＳ_１ ^ｎｗは、それぞれ、ｗ相デューティー値Ｄ
_ｗとｗ相アッパーカウンター値Ｃ_ｗ ^Ｕとの大小、ｗ相デ
ューティー値Ｄ_ｖとｗ相ローワーカウンター値Ｃ_ｗ ^Ｌと
の大小に基づいて生成される。このようにして生成され
たスイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｗ、Ｓ_１ ^ｎｗに応じてスイッ
チングトランジスタ８ｗ、９ｗがオンオフされると、矩
形パルスからなるｗ相電圧ｖ_ｗが生成される。

【００３８】このようにして生成されたスイッチング信
号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｐｖ、Ｓ_１ ^ｐｗ、Ｓ_１ ^ｎｕ、
Ｓ_１ ^ｎｖ、及びＳ_１ ^ｎｗに応じて、ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相
電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗが永久磁石電動機１のｕ相電機
子コイル、ｖ相電機子コイル、及びｗ相電機子コイルに
出力されると、永久磁石電動機１の電機子の２相間の電
圧は、疑似正弦波となり、ｕ相電機子コイル、ｖ相電機
子コイル、及びｗ相電機子コイルには、概ね正弦波であ
る電機子電流が流れる。

【００３９】スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｎｕ、Ｓ
_１ ^ｐｖ、Ｓ_１ ^ｎｖ、Ｓ_１ ^ｐｗ、及びＳ_１ ^ｎｗの生成に使
用されるｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値
Ｄ_ｖ、ｗ相デューティー値Ｄ_ｗには、最小値Ｄ_ＭＩＮと
最大値Ｄ_ＭＡＸとが定められ、ｕ相デューティー値
Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー
値Ｄ_ｗは、いずれも、Ｄ_ＭＩＮ以上Ｄ_ＭＡＸ以下の値し
かとることができない。このとき、最小値Ｄ_ＭＩＮと最
大値Ｄ_ＭＡＸとは、 Ｃ^Ｕ _ＭＩＮ＜Ｄ_ＭＩＮ， Ｄ_ＭＡＸ＜Ｃ^Ｌ _ＭＡＸ， になるように定められ、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相
デューティー値Ｄ_ｖ、ｗ相デューティー値Ｄ_ｗは、Ｃ^Ｕ
_ＭＩＮとＣ^Ｌ _ＭＡＸとの間の値しか取ることができな
い。これは、非変調ＰＷＭ制御における変調率が、１未
満であることに相当する。

【００４０】このようにして生成されたスイッチング信
号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｎｕ、Ｓ_１ ^ｐｖ、Ｓ_１ ^ｎｖ、
Ｓ_１ ^ｐｗ、及びＳ_１ ^ｎｗから構成されるスイッチング指
令Ｓ_１は、切替器２９に供給される。

【００４１】一方、同期１パルス制御演算器２８は、イ
ンバータ２に対して同期１パルス制御を行うための演算
を、ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊、及
びｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に基づいて行い、同期１パルス
スイッチング指令Ｓ_２を生成する。同期１パルススイッ
チング指令Ｓ_２は、スイッチングトランジスタ８ｕ、９
ｕ、８ｖ、９ｖ、８ｗ、及び９ｗのオンオフをそれぞれ
指示するスイッチング信号Ｓ_２ ^ｐｕ、Ｓ_２ ^ｎｕ、Ｓ_２
^ｐｖ、Ｓ_２ ^ｎｖ、Ｓ_２ ^ｐｗ、及びＳ_２ ^ｎｗから構成され
る。

【００４２】より詳細には、同期１パルス演算器２８
は、ｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊に基づいてｕ相電圧線４ｕに
出力される矩形パルスの位相を定め、定められたその位
相で矩形パルスが出力されるようにスイッチングトラン
ジスタ８ｕ、及び８ｗそれぞれのオン／オフを指示する
スイッチング指令信号Ｓ_２ ^ｐｕ、Ｓ_２ ^ｎｕを出力する。
更に同期１パルス演算器２８は、ｖ相電圧指令値ｖ_ｖ ^＊
に基づいてｖ相電圧線４ｕに出力される矩形パルスの位
相を定め、定められたその位相で矩形パルスが出力され
るようにスイッチングトランジスタ８ｖ、及び９ｖそれ
ぞれのオン／オフを指示するスイッチング指令信号Ｓ_２
^ｐｖ、Ｓ_２ ^ｎｖを出力する。更に同様に、同期１パルス
演算器２８は、ｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に基づいてｗ相電
圧線４ｗに出力される矩形パルスの位相を定め、定めら
れたその位相で矩形パルスが出力されるようにスイッチ
ングトランジスタ８ｗ、及び９ｗそれぞれのオン／オフ
を指示するスイッチング指令信号Ｓ_２ ^ｐｗ、Ｓ_２ ^ｎｗを
出力する。

【００４３】このようにして生成されたスイッチング信
号Ｓ_２ ^ｐｕ、Ｓ_２ ^ｎｕ、Ｓ_２ ^ｐｖ、Ｓ_２ ^ｎｖ、
Ｓ_２ ^ｐｗ、及びＳ_２ ^ｎｗから構成される同期１パルスス
イッチング指令Ｓ_２は、切替器２９に供給される。

【００４４】切替器２９は、非同期ＰＷＭスイッチング
指令Ｓ_１と同期１パルススイッチング指令Ｓ_２とのうち
の一方を選択し、選択された方をスイッチング指令Ｓと
してインバータ２に供給する。インバータ２のスイッチ
ングトランジスタ８ｕ、９ｕ、８ｖ、９ｖ、８ｗ、及び
９ｗは、非同期ＰＷＭスイッチング指令Ｓ_１と同期１パ
ルススイッチング指令Ｓ_２とのうちの一方に従ってオン
オフされる。非同期ＰＷＭスイッチング指令Ｓ_１が選択
されたときは、インバータ２は非同期ＰＷＭ制御により
制御され、同期１パルススイッチング指令Ｓ_２が選択さ
れたときは、インバータ２は、同期１パルス制御により
制御される。即ち、非同期ＰＷＭ制御と同期１パルス制
御との切替えは、切替器２９により行われることにな
る。

【００４５】切替器２９による非同期ＰＷＭ制御と同期
１パルス制御との切替は、前述のｕ相デューティー値Ｄ
_ｕ、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、ｗ相デューティー値
Ｄ_ｗ、及び永久磁石電動機１の回転数ω_ｍに応じて行わ
れる。非同期ＰＷＭ制御が行われている間、切替器２９
は、非同期ＰＷＭ演算器２７で使用されるｕ相デューテ
ィー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デュー
ティー値Ｄ_ｗを監視し、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相
デューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗに応
じてインバータ２の制御を非同期ＰＷＭ制御から同期１
パルス制御に切り替える。一方、同期１パルス制御が行
われている間、切替器２９は、永久磁石電動機１の回転
数ω_ｍを監視し、回転数ω_ｍに応じてインバータ２の制
御を同期１パルス制御から非同期ＰＷＭ制御に切り替え
る。非同期ＰＷＭ制御と同期１パルス制御との切替の詳
細については後述され、これ以上の説明は行われない。

【００４６】上述された構成を有する当該電動機制御シ
ステムでは、永久磁石電動機１が低回転域にある場合、
非同期ＰＷＭ制御が行われ、永久磁石電動機１が高回転
域にある場合には、同期１パルス制御が行われる。

【００４７】より詳細には、永久磁石電動機１の回転数
ω_ｍが０である状態から、永久磁石電動機１が起動され
る場合、切替器２９は、無条件で、非同期ＰＷＭスイッ
チング指令Ｓ_１を選択し、インバータ２は、非同期ＰＷ
Ｍ制御により制御され、永久磁石電動機１には、疑似正
弦波が供給される。

【００４８】永久磁石電動機１の回転数ω_ｍを増加する
ためには、永久磁石電動機１に供給される疑似正弦波の
実効電圧を増加することが必要である。疑似正弦波の実
効電圧の増加は、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、ｗ
相電源線４ｗにそれぞれ出力されるｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相
電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗのデューティーの増加、即ち、
ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、及
びｗ相デューティー値Ｄ_ｗの増加により行われる。

【００４９】永久磁石電動機１の回転数ω_ｍが更に増加
すると、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値
Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗのうちの少なくとも
一つは、最大値Ｄ_ＭＡＸに到達する。

【００５０】切替器２９は、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、
ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗ
のいずれかが最大値Ｄ_ＭＡＸに到達したことを検知する
と、スイッチング指令Ｓを非同期ＰＷＭスイッチング指
令Ｓ_１から同期１パルススイッチング指令Ｓ_２に切り替
える。これにより、インバータ２の制御が非同期ＰＷＭ
制御から同期１パルス制御に切り替えられる。インバー
タ２の制御を非同期ＰＷＭ制御から直接に同期１パルス
制御に切り替えることは、永久磁石電動機１の電機子コ
イルのインダクタンスを設計上許される範囲で大きくと
ることにより、現実に可能である。

【００５１】ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティ
ー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗは、それぞれ、
ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、及びｗ相電圧ｖ_ｗのデュ
ーティーに一対一に対応しているから、他の見方をすれ
ば、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値
Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗは、それぞれ、ｕ相
電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗは、
それぞれ、ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、及びｗ相電圧
ｖ_ｗに含まれる矩形パルスのパルス間隔に一対一に対応
している。ここでパルス間隔とは、連続する２つの矩形
パルスの間の時間である。ｕ相デューティー値Ｄ_ｕが大
きいほど、ｕ相電圧ｖ_ｕのデューティーが大きくなり、
ｕ相電圧ｖ_ｕに含まれる矩形パルスのパルス間隔が小さ
くなる。同様に、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、ｗ相デュー
ティー値Ｄ_ｗが大きいほど、それぞれ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、
ｗ相電圧ｖ_ｗに含まれる矩形パルスのパルス間隔が小さ
くなる。

【００５２】従って、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デ
ューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗが最大
値Ｄ_ＭＡＸに到達したことを検知することは、ｕ相電圧
ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗのパルス間隔が所定
の最小値ｔ_ｄ ^ＭＩＮに到達したことを検出したことと等
価である。切替器２９は、ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧
ｖ _ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗのパルス間隔が所定の最小値ｔ_ｄ
^ＭＩＮに到達したことを検出して、インバータ２の制御
を非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御に切り替える
ことになる。

【００５３】このように、ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧
ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗのパルス間隔が所定の最小値ｔ_ｄ
^ＭＩＮに到達したことを検出して、インバータ２の制御
を非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御に切り替える
ことは、電圧利用率の向上に寄与する。ｕ相電圧ｖ_ｕ、
ｖ相電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗのパルス間隔が所定の最小
値ｔ _ｄ ^ＭＩＮに到達したということは、永久磁石電動機
１の電機子に供給される疑似正弦波の振幅が飽和し、正
弦波の波形を保ったまま疑似正弦波の実効電圧を増加す
ることができなくなったということを意味する。即ち、
非同期ＰＷＭ制御を保ったままでは、永久磁石電動機１
の電機子に供給される実効電圧は、それ以上増加しな
い。このような状態になったときに速やかに同期１パル
ス制御に切り替えることにより、電圧利用率を向上する
ことができる。

【００５４】このとき、疑似正弦波の実効電圧を増加す
るためには、従来技術にあるように過変調モードの非同
期ＰＷＭ制御を使用することも考えられる。しかし、過
変調モードの非同期ＰＷＭ制御よりも同期１パルス制御
の方が、電圧利用率が高い。本実施の形態では、変調度
が１未満である非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御
に切替えが行われることにより、電圧利用率の更なる向
上が図られている。

【００５５】非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御に
切り替えられる場合、ｕ相デューティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デ
ューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デューティー値Ｄ_ｗのいず
れかが所定の期間、最大値Ｄ_ＭＡＸに維持されたとき、
即ち、ｕ相電圧ｖ_ｕ、ｖ相電圧ｖ_ｖ、ｗ相電圧ｖ_ｗのパ
ルス間隔が、所定の期間、最小値ｔ_ｄ ^ＭＩＮに維持され
たとき、非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御への切
替えが実行されることが好ましい。これにより、ノイズ
などの原因により、誤って同期１パルス制御への切替え
が行われることが防がれる。切替器２９は、ｕ相デュー
ティー値Ｄ_ｕ、ｖ相デューティー値Ｄ_ｖ、及びｗ相デュ
ーティー値Ｄ_ｗのいずれかが最大値Ｄ_{Ｍ ＡＸ}に維持され
ている期間を、ＭＰＵ１２に入力されるクロック信号Ｃ
ＬＫのクロック数により検出する。

【００５６】また、パルス間隔の最小値ｔ_ｄ ^ＭＩＮは、
インバータ２に含まれるスイッチングトランジスタ８
ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、９ｗのスイッチング時間
に応じて定められ、スイッチングトランジスタ８ｕ、８
ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、９ｗのスイッチング時間の２倍
に定められることが好ましい。これにより、スイッチン
グトランジスタ８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、９ｗの
スイッチング能力で許容される最大の電圧利用率が達成
できる。

【００５７】非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御に
切り替えられる場合、同期１パルス制御演算器２８は、
同期１パルス制御に切り替えられた直後に永久磁石電動
機１の電機子に供給される３相電圧の電圧ベクトルを定
める必要がある。この電圧ベクトルは、下記のようにし
て定められることが好ましい。

【００５８】同期１パルス制御演算器２８は、非同期Ｐ
ＷＭ制御から同期１パルス制御に切り替えられる前にお
いて、永久磁石電動機１に供給された出力波の電圧ベク
トルのうち、（０００）、（１１１）以外の最後の電圧
ベクトル（以下、「最終電圧ベクトル」という。）が何
であるかを判断する。ここで、電圧ベクトル（ｘ_１ｘ _２
ｘ_３）は、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相
電源線４ｗの電位が電源電位Ｖ_ｄｃ、０電位のいずれで
あるかを示しており、ｘ_１＝０のとき、ｕ相電源線４ｕ
は０電位であり、ｘ_１＝１のとき、ｕ相電源線４ｕは電
源電位である。同様に、ｘ_２＝０のとき、ｖ相電源線４
ｖは０電位であり、ｘ_２＝１のとき、ｖ相電源線４ｖは
電源電位であり、ｘ_３＝０のとき、ｗ相電源線４ｗは０
電位でありｘ_３＝１のとき、ｗ相電源線４ｗは電源電位
である。例えば、非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制
御に切り替えられる直前に、ｕ相電源線４ｕ、ｖ相電源
線４ｖが、電源電位Ｖ_ｄｃであり、ｗ相電源線４ｗが０
電位であったときは、最終電圧ベクトルは、（１１０）
である。また、非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御
に切り替えられた時の電圧ベクトルが（０００）であ
り、その前の電圧ベクトルが（１１０）であったときに
は、最終電圧ベクトルは（１１０）である。同期１パル
ス制御演算器２８は、最終電圧ベクトルと、１相のみの
値が異なる切替電圧ベクトルを定め、ｕ相電源線４ｕ、
ｖ相電源線４ｖ、及びｗ相電源線４ｗの電位が、その切
替電圧ベクトルで指定された通りになるように、非同期
ＰＷＭ制御から同期１パルス制御に切り替えられた直後
のスイッチング信号Ｓ_２ ^ｐｕ、Ｓ_２ ^ｎｕ、Ｓ_２ ^ｐｖ、Ｓ
_２ ^ｎｖ、Ｓ_２ ^ｐｗ、及びＳ_２ ^ｎｗを生成する。このよう
にして、非同期ＰＷＭ制御から同期１パルス制御に切り
替えられることにより、永久磁石電動機１の回転をスム
ーズにしながら、制御の切替えが実行される。

【００５９】一方、同期１パルス制御から非同期ＰＷＭ
制御への切替えは、永久磁石電動機１の回転数ω_ｍに応
答して行われる。インバータ２が同期１パルス制御によ
り制御されている間、切替器２９は、永久磁石電動機１
の回転数ω_ｍを監視する。永久磁石電動機１の回転数ω
_ｍが減少して所定の回転数になったとき、切替器２９
は、スイッチング指令Ｓを同期１パルススイッチング指
令Ｓ_２から非同期ＰＷＭスイッチング指令Ｓ_１に切り替
える。これにより、インバータ２の制御が同期１パルス
制御から非同期ＰＷＭ制御に切り替えられる。

【００６０】なお、本実施の形態の電動機制御システム
では、図１に示されているように、インバータ２に直流
電圧を供給する電圧源としてバッテリー３が使用されて
いるが、他の直流電源が使用されることも可能である。
しかし、本実施の形態の電動機制御システムは、電圧利
用率を高くすることができるため、供給可能な最大電圧
に制約があるバッテリー３が直流電圧の供給に使用され
る電動機制御システムにおいて特に有用である。

【００６１】また、上述の電動機制御システムは、図４
に示されているように、誘導電動機１’の制御にも適用
可能である。この場合、回転子の位置θを測定するエン
コーダ１１は、誘導電動機１’の回転子の回転周波数ω
_ｍを計測するエンコーダ１１’に置換され、更に、ＭＰ
Ｕ１２の動作が変更される。ＭＰＵ１２の動作には、す
べり周波数演算器３３、加算器３４、回転磁束位置算出
器３５に相当する動作が追加される。

【００６２】すべり周波数演算器３３は、ｄ軸電流ｉ_ｄ
と、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊とからすべり周波数ω_ｓを算
出する。すべり周波数ω_ｓは、下記式：

【数３】 …式（４） により算出される。ここで、Ｒ_２は、誘導電動機１’の
２次巻線（回転子巻線）の抵抗、Ｌ_２は、誘導電動機
１’の２次巻線のインダクタンスである。すべり周波数
演算器３３は、算出したすべり周波数ω_ｓを加算器３４
に供給する。

【００６３】加算器３４は、回転周波数ω_ｍとすべり周
波数ω_ｓとの和ω_ｍ＋ω_ｓを回転磁界位置算出器３５に
供給する。

【００６４】回転磁界位置算出器３５は、和ω_ｍ＋ω_ｓ
を積分して、誘導電動機１’の回転磁界の位置θ’を算
出する。即ち、回転磁界位置算出器３５は、 θ’＝∫Ｃ（ω_ｍ＋ω_ｓ）ｄｔ， …式（５） により、回転磁界の位置θ’を算出する。回転磁界位置
算出器３５は、算出した回転磁界の位置θ’を３相−２
相変換器２１と２相−３相変換器２６とに供給する。３
相−２相変換器２１は、供給された回転磁界の位置θ’
を使用して、ｕ相電流ｉ_ｕ、ｖ相電流ｉ_ｖ、及びｗ相電
流ｉ_ｗをｄ軸電流ｉ_ｄ、及びｑ軸電流ｉ_ｑに変換する。
２相−３相変換器２６は、供給された回転磁界の位置
θ’を使用して、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、及びｑ軸電圧
指令値ｖ_ｑ ^＊をｕ相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ相電圧指令値
ｖ_ｖ ^＊、及びｗ相電圧指令値ｖ_ｗ ^＊に変換する。

【００６５】

【発明の効果】本発明により、電圧利用率がより高いイ
ンバータ制御技術が提供される。

【００６６】また、本発明により、バッテリーを直流電
源とする電動機制御システムに適したインバータ制御技
術が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、本発明による電動機制御システムの実
施の一形態を示す。

【図２】図２は、ＭＰＵ１２の動作を示すブロック図で
ある。

【図３】図３は、スイッチング信号Ｓ_１ ^ｐｕ、Ｓ_１ ^ｎｕ
の生成方法を示す。

【図４】図４は、本発明による電動機制御システムの実
施の一形態の変形例を示す。

【符号の説明】

１：永久磁石電動機 １’：誘導電動機 ２：インバータ ３：バッテリー ４ｕ：ｕ相電源線 ４ｖ：ｖ相電源線 ４ｗ：ｗ相電源線 ５ｕ、５ｖ、５ｗ：電流検出器 ６、７：電源線 ８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ、９ｗ：スイッチングト
ランジスタ １０：平滑化コンデンサ １１、１１’：エンコーダ １２：ＭＰＵ ２１：３相−２相変換器 ２２、２４：減算器 ２３、２５：ＰＩ制御器 ２４：減算器 ２７：非同期ＰＷＭ演算器 ２８：同期１パルス制御演算器 ２９：切替器 ３０ｕ：ｕ相デューティーレジスタ ３０ｖ：ｖ相デューティーレジスタ ３０ｗ：ｗ相デューティーレジスタ ３１ｕ：ｕ相アッパータイマー ３１ｖ：ｖ相アッパータイマー ３１ｗ：ｗ相アッパータイマー ３２ｕ：ｕ相ローワータイマー ３２ｖ：ｖ相ローワータイマー ３２ｗ：ｗ相ローワータイマー ３３：すべり周波数演算器 ３４：加算器 ３５：回転磁界位置算出器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 5/408 Ｃ 21/00 Ｈ 6/02 ３７１Ｗ Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CB02 CB04 CB05 CC03 CC23 DA03 DA06 DB07 DC02 DC04 EA02 EA10 5H560 BB04 BB12 DA07 DB07 DC01 DC12 EB01 EC02 RR05 SS02 TT01 TT02 TT11 UA02 XA02 XA12 XA13 5H576 CC04 DD02 DD04 DD07 EE01 EE12 EE14 FF08 GG04 HA02 HB02 JJ03 JJ12 JJ17 JJ18 JJ24 LL07 LL22 LL41

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相電動機と、 前記３相電動機に３相電圧を供給するインバータと、 制御装置とを備え、 前記制御装置は、下記ステップ群： （ａ）非同期ＰＷＭ（Pulse width modulation）制御に
   より、矩形パルスで構成された３相の第１出力波を生成
   し、前記３相電圧として出力するステップ （ｂ）前記矩形パルスのパルス間隔に応答して、前記３
   相電圧を、半周期あたり単一の矩形パルスを含んで構成
   される３相の第２出力波に切り替えるステップを前記イ
   ンバータが実行するように前記インバータを制御する電
   動機制御システム。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電動機制御システムに
   おいて、 前記非同期ＰＷＭ制御の変調率は、１未満に定められた
   電動機制御システム。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の電動機制御システムに
   おいて、 前記制御装置は、前記パルス間隔が、減少して所定の値
   になったときに、前記（ｂ）ステップを前記インバータ
   に実行させる電動機制御システム。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の電動機制御システムに
   おいて、 前記制御装置は、前記パルス間隔が、所定の間、所定の
   値に維持されたときに前記（ｂ）ステップを前記インバ
   ータに実行させる電動機制御システム。
5. 【請求項５】 請求項３又は請求項４に記載の電動機制
   御システムにおいて、 前記所定の値は、前記インバータに含まれるスイッチン
   グ素子のスイッチング速度に応じて定められた電動機制
   御システム。
6. 【請求項６】 請求項１に記載の電動機制御システムに
   おいて、 前記制御装置は、 （ｃ）前記非同期ＰＷＭ制御において、前記３相電動機
   に供給された第１出力波の電圧ベクトルのうち、前記
   （ｂ）ステップが行われる前の（０００）、（１１１）
   以外の最後の電圧ベクトルである最終電圧ベクトルを判
   断するステップと、 （ｄ）前記最終電圧ベクトルと、１相のみの値が異なる
   切替電圧ベクトルを定めるステップとを実行し、且つ、 （ｅ）前記切替電圧ベクトルに対応して前記第２出力波
   を出力するステップを前記インバータに実行させる電動
   機制御システム。
7. 【請求項７】 ３相電動機に３相電圧を供給するインバ
   ータと、 制御装置とを備え、 前記制御装置は、下記ステップ群： （ａ）非同期ＰＷＭ（Pulse width modulation）制御に
   より、矩形パルスで構成された３相の第１出力波を生成
   し、前記３相電圧として出力するステップ （ｂ）前記矩形パルスのパルス間隔に応答して、前記３
   相電圧を、半周期あたり単一の矩形パルスを含んで構成
   される３相の第２出力波に切り替えるステップを前記イ
   ンバータが実行するように前記インバータを制御する電
   動機制御装置。
8. 【請求項８】 インバータにより３相電動機に３相電圧
   を供給するための電動機駆動用インバータ制御方法であ
   って、 （ａ）非同期ＰＷＭ（Pulse width modulation）制御に
   より、矩形パルスで構成された３相の第１出力波を生成
   し、前記３相電圧として出力するステップと、 （ｂ）前記矩形パルスのパルス間隔に応答して、前記３
   相電圧を、半周期あたり単一の矩形パルスを含んで構成
   される３相の第２出力波に切り替えるステップとを備え
   た電動機駆動用インバータ制御方法。
9. 【請求項９】 ３相電動機に３相電圧を供給するインバ
   ータを制御するためのコンピュータプログラムであっ
   て、 （ａ）前記インバータに、非同期ＰＷＭ（Pulse width
   modulation）制御によって矩形パルスで構成された３相
   の第１出力波を生成させ、前記３相電圧として出力させ
   るステップと、 （ｂ）前記矩形パルスのパルス間隔に応答して、前記イ
   ンバータに、半周期あたり単一の矩形パルスを含んで構
   成される３相の第２出力波に前記３相電圧を切り替えさ
   せるステップとをコンピュータにより実行するためのコ
   ンピュータプログラム。