JP2003164152A - Switching power unit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関し、さらに詳細には、複数のコンバータを直列
に用いたスイッチング電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to a switching power supply device using a plurality of converters in series.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置の１次側回
路としてバックコンバータ回路とハーフブリッジ回路の
直列回路を用い、バックコンバータ回路によって入力電
圧Ｖｉｎを降圧してこれをハーフブリッジ回路に供給
し、これを受けるハーフブリッジ回路によってトランス
の１次巻線を励磁する手法が提案されている（Buck + H
alf Bridge (d=50%) Topology Applied to very Low Vo
ltage Power Converters,IEEE APEC, 2001, Session 1
9.4）。2. Description of the Related Art In recent years, a series circuit of a buck converter circuit and a half bridge circuit is used as a primary side circuit of a switching power supply device, a buck converter circuit steps down an input voltage Vin, and this is supplied to a half bridge circuit. A method to excite the primary winding of a transformer by a half bridge circuit that receives (Buck + H
alf Bridge (d = 50%) Topology Applied to very Low Vo
ltage Power Converters, IEEE APEC, 2001, Session 1
9.4).
【０００３】スイッチング電源装置の１次側回路として
このような回路を用いた場合、ハーフブリッジ回路に含
まれるスイッチング素子のデューティはある決まった量
に固定される一方、バックコンバータ回路に含まれるス
イッチング素子のデューティは出力電圧Ｖｏに基づいて
所定量となるように制御される。これにより、出力電圧
Ｖｏとして比較的に低い電圧を高効率且つ安定的に得る
ことができるので、例えばコンピュータ用の電源として
最適に用いることができる。When such a circuit is used as the primary side circuit of the switching power supply device, the duty of the switching element included in the half bridge circuit is fixed to a fixed amount, while the switching element included in the buck converter circuit is fixed. The duty of is controlled to a predetermined amount based on the output voltage Vo. As a result, a relatively low voltage can be obtained as the output voltage Vo with high efficiency and stability, so that it can be optimally used, for example, as a power supply for a computer.
【０００４】図３は、このような１次側回路を有する従
来のスイッチング電源装置の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional switching power supply device having such a primary side circuit.
【０００５】図３に示されるように、従来のスイッチン
グ電源装置は、トランス１と、入力電源２に接続された
バックコンバータ回路３と、バックコンバータ回路３に
接続されトランス１の１次巻線を励磁するハーフブリッ
ジ回路４と、トランス１の２次側に設けられた整流回路
５と、整流回路５の後段に設けられ負荷６に接続された
平滑回路７と、絶縁回路８を介して出力電圧Ｖｏを監視
しこれに基づいてバックコンバータ回路３に含まれる第
１及び第２のメインスイッチ９、１０のオン／オフを制
御するとともに、ハーフブリッジ回路４に含まれる第３
及び第４のメインスイッチ１１、１２のオン／オフを制
御する制御回路１３とを備える。As shown in FIG. 3, the conventional switching power supply device includes a transformer 1, a buck converter circuit 3 connected to the input power supply 2, and a primary winding of the transformer 1 connected to the buck converter circuit 3. An output voltage via a half bridge circuit 4 for exciting, a rectifying circuit 5 provided on the secondary side of the transformer 1, a smoothing circuit 7 provided at a subsequent stage of the rectifying circuit 5 and connected to a load 6, and an insulating circuit 8. Vo is monitored and on / off of the first and second main switches 9 and 10 included in the buck converter circuit 3 is controlled based on the Vo, and the third voltage included in the half bridge circuit 4 is controlled.
And a control circuit 13 for controlling on / off of the fourth main switches 11 and 12.
【０００６】バックコンバータ回路３は、第１及び第２
のメインスイッチ９、１０の他にインダクタ１４を備え
ており、ハーフブリッジ回路４は、第３及び第４のメイ
ンスイッチ１１、１２の他に、バックコンバータ回路３
の出力端間に直列に接続された第１及び第２の入力コン
デンサ１５、１６を備え、第３及び第４のメインスイッ
チ１１、１２の節点と第１及び第２の入力コンデンサ１
５、１６の節点との間に、トランス１の１次巻線が接続
されている。また、整流回路５は、第１及び第２のダイ
オード１７、１８からなり、平滑回路７は、平滑用イン
ダクタ１９及び平滑用コンデンサ２０からなる。これら
整流回路５と平滑回路７は、出力回路を構成している。The buck converter circuit 3 includes first and second buck converter circuits.
In addition to the main switches 9 and 10, the inductor 14 is provided, and the half bridge circuit 4 includes the buck converter circuit 3 in addition to the third and fourth main switches 11 and 12.
Of the third and fourth main switches 11 and 12 and the first and second input capacitors 1 and 16 which are connected in series between the output terminals of the first and second main switches 11 and 12.
The primary winding of the transformer 1 is connected between the nodes 5 and 16. The rectifier circuit 5 is composed of first and second diodes 17 and 18, and the smoothing circuit 7 is composed of a smoothing inductor 19 and a smoothing capacitor 20. The rectifier circuit 5 and the smoothing circuit 7 form an output circuit.
【０００７】このような構成において、バックコンバー
タ回路３に含まれる第１及び第２のメインスイッチ９、
１０は、制御回路１３による制御のもと所定のデッドタ
イムをはさんで交互にオンし、これによって、バックコ
ンバータ回路３の出力端間には、入力電圧Ｖｉｎ１及び
第１及び第２のメインスイッチ９、１０のデューティに
より決まる一定の内部電圧Ｖｉｎ２が現れる。一方、ハ
ーフブリッジ回路４に含まれる第３及び第４のメインス
イッチ１１、１２は、制御回路１３による制御のもと、
いずれもある決まった量のデューティにて交互にオン／
オフする。これにより、負荷６の両端には、内部電圧Ｖ
ｉｎ２及びトランス１の巻数比により決まる一定の出力
電圧Ｖｏが与えられる。In such a configuration, the first and second main switches 9 included in the buck converter circuit 3,
Under the control of the control circuit 13, the switch 10 is alternately turned on with a predetermined dead time, whereby the input voltage Vin1 and the first and second main switches are provided between the output terminals of the buck converter circuit 3. A constant internal voltage Vin2 determined by the duty of 9, 10 appears. On the other hand, the third and fourth main switches 11 and 12 included in the half bridge circuit 4, under the control of the control circuit 13,
Both are alternately turned on / off with a fixed amount of duty
Turn off. As a result, the internal voltage V
A constant output voltage Vo determined by the turn ratio of in2 and the transformer 1 is applied.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一つの
スイッチング電源装置によって異なる種類の負荷を駆動
するために、ユーザによる出力電圧Ｖｏの値の切り替え
が可能であることが要求される場合がある。例えば、ユ
ーザによって、出力電圧Ｖｏを３．３Ｖまたは１．５Ｖ
のいずれかに切り替え可能とする場合、図３に示した従
来のスイッチング電源装置においては、１段目のコンバ
ータであるバックコンバータ回路３によって降圧すべき
範囲が大きくなり、出力電圧Ｖｏとしてより低い電圧
（例えば、１．５Ｖ）を要求された場合におけるバック
コンバータ回路３の負担が大きく、損失が増大するとい
う問題があった。However, in order to drive different types of loads by one switching power supply device, it is sometimes required that the user can switch the value of the output voltage Vo. For example, depending on the user, the output voltage Vo may be 3.3V or 1.5V.
In the conventional switching power supply device shown in FIG. 3, the range to be stepped down by the buck converter circuit 3 which is the first-stage converter becomes large and the output voltage Vo becomes lower than the output voltage Vo. There is a problem in that the load on the buck converter circuit 3 is large when (for example, 1.5 V) is required, and the loss increases.
【０００９】一方、出力電圧Ｖｏの値がユーザによって
より低く設定された場合、バックコンバータ回路３のデ
ューティのみならず、２段目のコンバータであるハーフ
ブリッジ回路４のデューティをも低下させることによっ
て、出力電圧Ｖｏを低下させることも可能である。しか
しながらこの場合、複数のコンバータが出力電圧Ｖｏの
安定化動作を行うことから、出力電圧Ｖｏの安定性が損
なわれるおそれがあり、これを防止するためには、これ
らコンバータ間における動作を適切に調整する必要があ
る。このため制御が複雑化してしまう。特に、整流回路
を構成する整流素子としてトランジスタを用い、トラン
ス１の２次側電圧を利用してオン／オフさせる場合、ハ
ーフブリッジ回路４のデューティが変動すると、これに
伴ってハーフブリッジ回路４のデッドタイムが変動する
ため、整流回路において発生する損失が増大してしま
う。すなわち、出力電圧Ｖｏとしてより低い電圧（例え
ば、１．５Ｖ）を要求されたことに応答してハーフブリ
ッジ回路４のデューティを低下させると、ハーフブリッ
ジ回路４のデッドタイムが増大するため、トランス１の
２次側に電圧が発生しない期間が長くなってしまう。こ
のため、整流回路を構成する整流トランジスタの導通期
間もこれに伴って短くなり、長い期間に亘ってボディダ
イオードに電流が流れてしまう。On the other hand, when the value of the output voltage Vo is set lower by the user, not only the duty of the buck converter circuit 3 but also the duty of the half bridge circuit 4 which is the second-stage converter is reduced, It is also possible to reduce the output voltage Vo. However, in this case, since the plurality of converters perform the stabilizing operation of the output voltage Vo, the stability of the output voltage Vo may be impaired. In order to prevent this, the operation between these converters is appropriately adjusted. There is a need to. Therefore, control becomes complicated. In particular, when a transistor is used as a rectifying element that constitutes a rectifying circuit and the secondary side voltage of the transformer 1 is used to turn on / off, if the duty of the half bridge circuit 4 changes, the half bridge circuit 4 changes accordingly. Since the dead time varies, the loss generated in the rectifier circuit increases. That is, when the duty of the half bridge circuit 4 is reduced in response to a request for a lower voltage (for example, 1.5 V) as the output voltage Vo, the dead time of the half bridge circuit 4 increases, so the transformer 1 Therefore, the period during which no voltage is generated on the secondary side becomes long. Therefore, the conduction period of the rectification transistor that constitutes the rectification circuit is shortened accordingly, and the current flows through the body diode for a long period.
【００１０】したがって、本発明の目的は、複数のコン
バータを直列に用いたスイッチング電源装置であって、
出力電圧Ｖｏの切り替えを適切に行うことが可能なスイ
ッチング電源装置を提供することである。Therefore, an object of the present invention is to provide a switching power supply device using a plurality of converters in series,
An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can appropriately switch the output voltage Vo.
【００１１】また、本発明の他の目的は、複数のコンバ
ータを直列に用いたスイッチング電源装置であって、簡
単な制御によって出力電圧Ｖｏの切り替えを行うことが
可能なスイッチング電源装置を提供することである。Another object of the present invention is to provide a switching power supply device using a plurality of converters in series, which is capable of switching the output voltage Vo by simple control. Is.
【００１２】また、本発明のさらに他の目的は、複数の
コンバータを直列に用いたスイッチング電源装置であっ
て、整流回路において発生する損失の増大を抑制しつ
つ、出力電圧Ｖｏの切り替えを行うことが可能なスイッ
チング電源装置を提供することである。Still another object of the present invention is a switching power supply device using a plurality of converters in series, and switching the output voltage Vo while suppressing an increase in loss generated in a rectifier circuit. It is to provide a switching power supply device capable of
【００１３】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明のかかる目的は、
トランスと、電源入力端と前記トランスの１次巻線との
間に直列に接続された第１及び第２のコンバータと、前
記トランスの２次巻線に接続された出力回路と、前記第
１及び第２のコンバータの動作を制御する制御回路とを
備え、前記制御回路は、前記第１のコンバータをデュー
ティ制御するとともに、前記第２のコンバータを周波数
制御することを特徴とするスイッチング電源装置によっ
て達成される。The object of the present invention is to:
A transformer; first and second converters connected in series between a power supply input terminal and a primary winding of the transformer; an output circuit connected to a secondary winding of the transformer; And a control circuit for controlling the operation of the second converter, wherein the control circuit duty-controls the first converter and frequency-controls the second converter. To be achieved.
【００１４】本発明によれば、第１のコンバータがデュ
ーティ制御される一方、第２のコンバータが周波数制御
されることから、ユーザより出力電圧の切り替えを要求
された場合であっても、これを簡単な制御によって行う
ことが可能となる。According to the present invention, while the duty of the first converter is controlled and the frequency of the second converter is frequency controlled, even if the user requests the switching of the output voltage, this is controlled. It can be performed by simple control.
【００１５】本発明の好ましい実施態様においては、前
記制御回路は、前記出力回路より出力される現在の出力
電圧に基づいて前記第１のコンバータのデューティを制
御する一方、現在の出力電圧に関わらず、その設定値に
基づいて前記第２のコンバータの動作周波数を制御す
る。In a preferred embodiment of the present invention, the control circuit controls the duty of the first converter on the basis of the current output voltage output from the output circuit, while irrespective of the current output voltage. , And controls the operating frequency of the second converter based on the set value.
【００１６】本発明の好ましい実施態様によれば、第１
のコンバータと第２のコンバータの役割分担がされてい
ることから、両者間の細かな調整をとる必要がなくな
る。According to a preferred embodiment of the present invention, the first
Since the converter and the second converter are assigned the roles, it is not necessary to make fine adjustments between them.
【００１７】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記制御回路は、動作周波数に関わらずデッドタイ
ムが一定になるように前記第２のコンバータを制御す
る。In a further preferred aspect of the present invention, the control circuit controls the second converter such that the dead time becomes constant regardless of the operating frequency.
【００１８】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記出力回路には整流トランジスタによって構成さ
れる自己ドライブ型の同期整流回路が含まれており、前
記デッドタイムが前記整流トランジスタの動作遅延時間
から前記トランスのトランスリーケージによる転流期間
を引いた期間と実質的に等しく設定されている。[0018] In a further preferred aspect of the present invention, the output circuit includes a self-drive type synchronous rectification circuit including a rectification transistor, wherein the dead time is calculated from an operation delay time of the rectification transistor. It is set to be substantially equal to the period obtained by subtracting the commutation period due to the transformer leakage.
【００１９】本発明のさらに好ましい実施態様によれ
ば、貫通電流の発生を防止しつつ、出力回路にて発生す
る損失を効果的に抑制することが可能となる。According to a further preferred embodiment of the present invention, it becomes possible to effectively suppress the loss generated in the output circuit while preventing the generation of the through current.
【００２０】本発明のさらに好ましい実施態様において
は、前記第１のコンバータがバックコンバータ回路であ
り、前記第２のコンバータがハーフブリッジ回路であ
る。In a further preferred aspect of the present invention, the first converter is a buck converter circuit and the second converter is a half-bridge circuit.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照しながら、
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Referring to the accompanying drawings,
A preferred embodiment of the present invention will be described in detail.
【００２２】図１は、本発明の好ましい実施態様にかか
るスイッチング電源装置３０の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 30 according to a preferred embodiment of the present invention.
【００２３】図１に示されるように、本実施態様にかか
るスイッチング電源装置３０は、従来のスイッチング電
源装置と同様、１次側回路としてバックコンバータ回路
とハーフブリッジ回路の直列回路を用いたスイッチング
電源装置であり、従来のスイッチング電源装置が備える
整流回路５が整流回路３１に置き換えられ、従来のスイ
ッチング電源装置が備える制御回路１３の代わりに制御
回路３２、３３が備えられている点において異なる。そ
の他の構成については従来のスイッチング電源装置と同
様であるので、従来のスイッチング電源装置と同じ構成
要素については、図３と同じ符号を付し、その説明を省
略する。As shown in FIG. 1, the switching power supply device 30 according to the present embodiment is similar to the conventional switching power supply device in that it uses a series circuit of a buck converter circuit and a half bridge circuit as a primary side circuit. The device is different in that the rectifier circuit 5 included in the conventional switching power supply device is replaced with the rectifier circuit 31 and control circuits 32 and 33 are included in place of the control circuit 13 included in the conventional switching power supply device. Since other configurations are similar to those of the conventional switching power supply device, the same components as those of the conventional switching power supply device are designated by the same reference numerals as those in FIG. 3, and the description thereof will be omitted.
【００２４】整流回路３１は、第１及び第２の整流トラ
ンジスタ４１及び４２からなり、それぞれのゲートは、
他方の整流トランジスタとトランス１の２次側巻線との
間に接続されている。これにより、トランス１の２次側
巻線に発生する電圧によって第１及び第２の整流トラン
ジスタ４１及び４２のオン／オフが自動的に制御される
ことになる。すなわち、整流回路３１は、自己ドライブ
型の同期整流回路である。The rectifying circuit 31 is composed of first and second rectifying transistors 41 and 42, the gates of which are:
It is connected between the other rectifying transistor and the secondary winding of the transformer 1. As a result, the ON / OFF of the first and second rectifying transistors 41 and 42 is automatically controlled by the voltage generated in the secondary winding of the transformer 1. That is, the rectifier circuit 31 is a self-drive type synchronous rectifier circuit.
【００２５】制御回路３２は、絶縁回路８を介して供給
される出力電圧Ｖｏの他に、ユーザにより与えられる制
御信号Ｓを受け、出力電圧Ｖｏが制御信号Ｓにより示さ
れる電圧値となるように、バックコンバータ回路３に含
まれる第１及び第２のメインスイッチ９、１０のゲート
電極に供給すべき制御パルスＶｇｓ９、Ｖｇｓ１０を生
成する。ここで、制御信号Ｓは、少なくとも２種類の出
力電圧Ｖｏを選択可能な信号であればよいが、本実施態
様においては、制御信号Ｓとして１ビットのデジタル信
号が用られ、これがハイレベルである場合には出力電圧
Ｖｏ（Ｖｏ１）を３．３Ｖとすべきことを示し、ローレ
ベルである場合には出力電圧Ｖｏ（Ｖｏ２）を１．５Ｖ
とすべきことを示す。但し、本発明がこれに限定される
ことはなく、例えば、制御信号Ｓとして２ビット以上の
デジタル信号を用いることによって、３種類以上の出力
電圧Ｖｏを選択可能としても構わない。さらに、制御信
号Ｓとしてアナログ信号を用い、その電圧値（または電
流値）に基づいて生成すべき出力電圧Ｖｏをリニアに示
すものであってもよい。The control circuit 32 receives a control signal S given by the user in addition to the output voltage Vo supplied through the insulating circuit 8 so that the output voltage Vo has a voltage value indicated by the control signal S. The control pulses Vgs9 and Vgs10 to be supplied to the gate electrodes of the first and second main switches 9 and 10 included in the buck converter circuit 3 are generated. Here, the control signal S may be any signal capable of selecting at least two types of output voltage Vo, but in the present embodiment, a 1-bit digital signal is used as the control signal S, and this is a high level. In this case, it is indicated that the output voltage Vo (Vo1) should be 3.3V, and when it is low level, the output voltage Vo (Vo2) should be 1.5V.
Indicates what to do. However, the present invention is not limited to this, and for example, by using a digital signal of 2 bits or more as the control signal S, three or more kinds of output voltages Vo may be selectable. Further, an analog signal may be used as the control signal S, and the output voltage Vo to be generated based on the voltage value (or current value) may be linearly indicated.
【００２６】また、制御回路３２による制御パルスＶｇ
ｓ９、Ｖｇｓ１０の制御はいわゆるデューティ制御であ
り、周波数を固定した状態でこれらの導通期間を調整す
ることによってバックコンバータ回路３の制御を行う。In addition, the control pulse Vg by the control circuit 32
The control of s9 and Vgs10 is so-called duty control, and the buck converter circuit 3 is controlled by adjusting the conduction period of these while the frequency is fixed.
【００２７】制御信号３３は、上記制御信号Ｓを受け、
これに基づいてハーフブリッジ回路４に含まれる第３及
び第４のメインスイッチ１１、１２のゲート電極に供給
すべき制御パルスＶｇｓ１１、Ｖｇｓ１２を生成する。
より具体的には、制御信号Ｓにより示される電圧値に基
づき、デッドタイムＤＴを固定した状態で、これらの周
波数を調整することによってハーフブリッジ回路４の制
御を行う。すなわち、制御回路３３は、ハーフブリッジ
回路４に対して周波数制御を行う。The control signal 33 receives the control signal S,
Based on this, the control pulses Vgs11 and Vgs12 to be supplied to the gate electrodes of the third and fourth main switches 11 and 12 included in the half bridge circuit 4 are generated.
More specifically, the half bridge circuit 4 is controlled by adjusting these frequencies with the dead time DT fixed based on the voltage value indicated by the control signal S. That is, the control circuit 33 controls the frequency of the half bridge circuit 4.
【００２８】図２は、制御回路３３の動作を説明するた
めのタイミング図である。FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the control circuit 33.
【００２９】図２に示されるように、制御信号Ｓがハイ
レベルである場合には制御パルスＶｇｓ１１、Ｖｇｓ１
２の周波数はｆ１に設定され、制御信号Ｓがローレベル
である場合には制御パルスＶｇｓ１１、Ｖｇｓ１２の周
波数はｆ２（＜ｆ１）に設定されるが、制御信号Ｓがい
ずれのレベルであっても、制御パルスＶｇｓ１１、Ｖｇ
ｓ１２がいずれもローレベルとなる期間、すなわちデッ
ドタイムＤＴは一定となるように制御される。これによ
り、制御信号Ｓがローレベルである場合におけるデュー
ティは、制御信号Ｓがハイレベルである場合におけるデ
ューティよりも低くなるので、制御信号Ｓがローレベル
になると、ハーフブリッジ回路４により降圧レベルが大
きくなる。As shown in FIG. 2, when the control signal S is at high level, the control pulses Vgs11 and Vgs1 are generated.
The frequency of 2 is set to f1, and when the control signal S is at a low level, the frequencies of the control pulses Vgs11 and Vgs12 are set to f2 (<f1). , Control pulses Vgs11, Vg
The period in which s12 is low level, that is, the dead time DT is controlled to be constant. As a result, the duty when the control signal S is low level is lower than the duty when the control signal S is high level. Therefore, when the control signal S becomes low level, the step-down level is reduced by the half bridge circuit 4. growing.
【００３０】ここで、制御信号Ｓがハイレベルである場
合の周波数ｆ１及び制御信号Ｓがローレベルである場合
の周波数ｆ２をどのように設定するかは、制御信号Ｓが
ハイレベルである場合に生成すべき出力電圧Ｖｏ１、制
御信号Ｓがローレベルである場合に生成すべき出力電圧
Ｖｏ２及び上記固定されるデッドタイムＤＴに基づいて
定められ、出力電圧Ｖｏ１とＶｏ２との比が、制御信号
Ｓがハイレベルである場合におけるデューティと、制御
信号Ｓがローレベルである場合におけるデューティとの
比に実質的に一致するように定めることが好ましい。周
波数ｆ１、ｆ２をこのように設定すれば、制御信号Ｓが
いずれのレベルである場合においても、バックコンバー
タ３による降圧レベルをほぼ一定とすることができる。Here, how to set the frequency f1 when the control signal S is at the high level and the frequency f2 when the control signal S is at the low level depends on whether the control signal S is at the high level. The output voltage Vo1 to be generated, the output voltage Vo2 to be generated when the control signal S is at a low level, and the fixed dead time DT are determined based on the ratio of the output voltage Vo1 and Vo2. Is preferably set to substantially match the ratio of the duty when the control signal S is at the low level and the duty when the control signal S is at the low level. By setting the frequencies f1 and f2 in this way, the step-down level by the buck converter 3 can be made substantially constant regardless of the level of the control signal S.
【００３１】さらに、デッドタイムＤＴは、第１及び第
２の整流トランジスタ４１及び４２の動作遅延時間に基
づいて定められ、第１及び第２の整流トランジスタ４１
及び４２の動作遅延時間から、トランス１のトランスリ
ーケージによる転流期間を引いた期間と実質的に一致す
るように定めることが好ましい。ここで、第１及び第２
の整流トランジスタ４１及び４２の動作遅延時間とは、
これら第１及び第２の整流トランジスタ４１及び４２の
ゲート−ソース間電圧がしきい値を下回ってから、実際
にオフ状態となるまでに必要な時間によって定義され
る。Further, the dead time DT is determined based on the operation delay times of the first and second rectifying transistors 41 and 42, and the first and second rectifying transistors 41 are set.
It is preferable to set it so that it substantially coincides with the period obtained by subtracting the commutation period due to the transleakage of the transformer 1 from the operation delay times of and 42. Where the first and second
The operation delay time of the rectifying transistors 41 and 42 of
It is defined by the time required from when the gate-source voltages of the first and second rectifying transistors 41 and 42 fall below the threshold value until when they are actually turned off.
【００３２】デッドタイムＤＴを、第１及び第２の整流
トランジスタ４１及び４２の動作遅延時間から、トラン
ス１のトランスリーケージによる転流期間を引いた期間
に実質的に一致するように設定すれば、第１及び第２の
整流トランジスタ４１、４２に貫通電流が流れることが
無く、且つ、第１及び第２の整流トランジスタ４１、４
２のボディーダイオードに流れる電流を極力減らすこと
が可能となる。If the dead time DT is set to substantially match the operation delay time of the first and second rectifying transistors 41 and 42 minus the commutation period due to the trans leakage of the transformer 1, Through current does not flow through the first and second rectifying transistors 41 and 42, and the first and second rectifying transistors 41 and 4 do not flow.
It is possible to reduce the current flowing through the second body diode as much as possible.
【００３３】このとき、デッドタイムＤＴを第１及び第
２の整流トランジスタ４１及び４２の動作遅延時間か
ら、トランス１のトランスリーケージによる転流期間を
引いた期間よりも実質的に長く設定し、マージンを持た
せても構わない。この場合、マージン分だけ整流トラン
ジスタ４１、４２のボディーダイオードに電流が流れる
ことになるため、かかるマージンは必要最小限に設定す
ることが好ましい。At this time, the dead time DT is set to be substantially longer than the operation delay time of the first and second rectifying transistors 41 and 42 minus the commutation period due to the trans leakage of the transformer 1, and the margin is set. You may give it. In this case, current flows through the body diodes of the rectifying transistors 41 and 42 by the margin, and therefore it is preferable to set the margin to the minimum necessary.
【００３４】以上のような構成により、本実施態様にか
かるスイッチング電源装置３０においては、動作電圧が
３．３Ｖである負荷を駆動する場合には制御信号Ｓをハ
イレベルとし、動作電圧が１．５Ｖである負荷を駆動す
る場合には制御信号Ｓをローレベルとすることによっ
て、いずれの負荷をも駆動させることが可能となる。こ
の場合、出力電圧Ｖｏの切り替え（３．３Ｖまたは１．
５Ｖ）はハーフブリッジ回路４における動作周波数の切
り替えによって達成されていることから、バックコンバ
ータ回路３は、要求される出力電圧Ｖｏが低く設定され
た場合（１．５Ｖ）であっても、実質的に降圧レベルを
増大させる必要がないので、その負担の増大を防止する
ことが可能となる。With the above configuration, in the switching power supply device 30 according to the present embodiment, when driving a load having an operating voltage of 3.3V, the control signal S is set to a high level and the operating voltage is 1. When driving a load of 5V, it is possible to drive any load by setting the control signal S to a low level. In this case, switching of the output voltage Vo (3.3 V or 1.
Since 5 V) is achieved by switching the operating frequency in the half bridge circuit 4, the buck converter circuit 3 is substantially effective even when the required output voltage Vo is set low (1.5 V). Since it is not necessary to increase the step-down level, it is possible to prevent the burden from increasing.
【００３５】また、本実施態様にかかるスイッチング電
源装置３０においては、出力電圧Ｖｏの切り替えはハー
フブリッジ回路４の動作の切り替えによって行われ、出
力電圧Ｖｏの安定化はバックコンバータ回路３の動作に
よって行われており、両者の間で役割分担がなされてい
ることから、これらバックコンバータ回路３の動作とハ
ーフブリッジ回路４の動作との細かな調整をとる必要が
なく、制御の複雑化を抑制することが可能となる。In the switching power supply device 30 according to this embodiment, the output voltage Vo is switched by switching the operation of the half bridge circuit 4, and the output voltage Vo is stabilized by the operation of the buck converter circuit 3. Since the roles are shared between the two, it is not necessary to finely adjust the operation of the buck converter circuit 3 and the operation of the half bridge circuit 4, and to suppress the complication of control. Is possible.
【００３６】しかも、本実施態様にかかるスイッチング
電源装置３０において、ハーフブリッジ回路４のデッド
タイムＤＴを第１及び第２の整流トランジスタ４１、４
２の動作遅延時間から、トランス１のトランスリーケー
ジによる転流期間を引いた期間と実質的に一致させれ
ば、貫通電流の発生を防止しつつ、整流トランジスタ４
１、４２のボディーダイオードに流れる電流を極力減ら
すことが可能となる。このため、整流回路３１にて発生
する損失を効果的に抑制することが可能となる。Moreover, in the switching power supply device 30 according to the present embodiment, the dead time DT of the half bridge circuit 4 is set to the first and second rectification transistors 41 and 4.
If the operation delay time of No. 2 is substantially equal to the period obtained by subtracting the commutation period due to the transformer leakage of the transformer 1, the rectification transistor 4 is prevented while the generation of the through current is prevented.
It is possible to reduce the current flowing through the body diodes 1 and 42 as much as possible. Therefore, the loss generated in the rectifier circuit 31 can be effectively suppressed.
【００３７】本発明は、以上の実施態様に限定されるこ
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。The present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made within the scope of the invention described in the claims, and these are also included in the scope of the present invention. It goes without saying that it is a thing.
【００３８】例えば、上記実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置３０おいては、トランス１の１次側回路とし
て、バックコンバータ回路３とハーフブリッジ回路４の
直列回路を用いているが、本発明に適用可能な１次側回
路としてはこれに限定されず、他のコンバータ回路を直
列に用いても構わない。例えば、バックコンバータ回路
３の代わりに、ブーストコンバータ回路やフォワードコ
ンバータ回路、フルブリッジ、プッシュプル等の別の回
路を用いても構わない。For example, in the switching power supply device 30 according to the above embodiment, the series circuit of the buck converter circuit 3 and the half bridge circuit 4 is used as the primary side circuit of the transformer 1, but it is applicable to the present invention. However, the primary side circuit is not limited to this, and other converter circuits may be used in series. For example, instead of the buck converter circuit 3, another circuit such as a boost converter circuit, a forward converter circuit, a full bridge, or a push pull circuit may be used.
【００３９】また、上記実施態様にかかるスイッチング
電源装置３０おいては、トランス１の２次側回路とし
て、第１及び第２の整流トランジスタ４１、４２からな
る整流回路３１を用いているが、本発明においてトラン
ス１の２次側回路には特に制限はなく、他の種類の回
路、例えば、ダイオードを用いた整流回路を用いても構
わない。Further, in the switching power supply device 30 according to the above-mentioned embodiment, the rectifier circuit 31 composed of the first and second rectifier transistors 41 and 42 is used as the secondary side circuit of the transformer 1. In the invention, the secondary side circuit of the transformer 1 is not particularly limited, and another type of circuit, for example, a rectifying circuit using a diode may be used.
【００４０】さらに、上記実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置３０おいては、制御信号Ｓとして１ビットの
デジタル信号を用い、これがハイレベルである場合には
制御信号Ｖｇｓ１１、Ｖｇｓ１２の周波数をｆ１とし、
ローレベルである場合にはこれをｆ２（＞ｆ１）として
いるが、制御信号Ｓとして２ビット以上のデジタル信号
が用いられ、例えば４種類の出力電圧Ｖｏを選択可能で
ある場合には、これに応じて制御信号Ｖｇｓ１１、Ｖｇ
ｓ１２の周波数を４段階に設定すればよい。また、制御
信号Ｓとしてアナログ信号が用られ、その電圧値（また
は電流値）に基づいて出力電圧Ｖｏをリニア選択可能で
ある場合には、これに応じて制御信号Ｖｇｓ１１、Ｖｇ
ｓ１２の周波数をリニアに設定すればよい。Further, in the switching power supply device 30 according to the above embodiment, a 1-bit digital signal is used as the control signal S, and when this is at a high level, the frequencies of the control signals Vgs11 and Vgs12 are set to f1,
When it is at a low level, it is set to f2 (> f1). However, when a digital signal of 2 bits or more is used as the control signal S, for example, when four kinds of output voltage Vo can be selected, Depending on the control signals Vgs11, Vg
The frequency of s12 may be set in four steps. When an analog signal is used as the control signal S and the output voltage Vo can be linearly selected based on the voltage value (or current value) of the analog signal, the control signals Vgs11 and Vg are correspondingly selected.
The frequency of s12 may be set linearly.
【００４１】[0041]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
簡単な制御によって出力電圧Ｖｏの切り替えを行うこと
が可能であるとともに、整流回路において発生する損失
の増大が抑制されたスイッチング電源装置を提供するこ
とが可能となる。As described above, according to the present invention,
It is possible to provide a switching power supply device that can switch the output voltage Vo by simple control and that suppresses an increase in loss that occurs in the rectifier circuit.
【図１】本発明の好ましい実施態様にかかるスイッチン
グ電源装置３０の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 30 according to a preferred embodiment of the present invention.
【図２】制御回路３３の動作を説明するためのタイミン
グ図である。FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the control circuit 33.
【図３】従来のスイッチング電源装置の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional switching power supply device.
１ トランス ２ 入力電源 ３ バックコンバータ回路 ４ ハーフブリッジ回路 ５ 整流回路 ６ 負荷 ７ 平滑回路 ８ 絶縁回路 ９ 第１のメインスイッチ １０ 第２のメインスイッチ １１ 第３のメインスイッチ １２ 第４のメインスイッチ １３ 制御回路 １４ インダクタ １５ 第１の入力コンデンサ １６ 第２の入力コンデンサ １７ 第１のダイオード １８ 第２のダイオード １９ 平滑用インダクタ ２０ 平滑用コンデンサ ３０ スイッチング電源装置 ３１ 整流回路 ３２，３３ 制御回路 ４１ 第１の整流トランジスタ ４２ 第２の整流トランジスタ 1 transformer 2 Input power 3 Buck converter circuit 4 Half bridge circuit 5 Rectifier circuit 6 load 7 Smoothing circuit 8 insulation circuit 9 First main switch 10 Second main switch 11 Third main switch 12 Fourth main switch 13 Control circuit 14 inductor 15 First input capacitor 16 Second input capacitor 17 First diode 18 Second diode 19 Smoothing inductor 20 Smoothing capacitor 30 switching power supply 31 Rectifier circuit 32, 33 control circuit 41 First Rectifying Transistor 42 Second rectifying transistor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 財津 俊行 東京都中央区日本橋一丁目13番１号 ティ ーディーケイ株式会社内 (72)発明者 清水 克彦 東京都中央区日本橋一丁目13番１号 ティ ーディーケイ株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA02 CB07 CC02 5H730 AA14 AS01 BB13 BB26 BB57 BB86 BB88 CC25 DD04 EE08 EE14 FD01 FG05 FG07 FG15 FV05 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page (72) Inventor Toshiyuki Zaitsu 1-13-1, Nihonbashi, Chuo-ku, Tokyo -In DC Inc. (72) Inventor Katsuhiko Shimizu 1-13-1, Nihonbashi, Chuo-ku, Tokyo -In DC Inc. F-term (reference) 5H006 AA02 CA02 CB07 CC02 5H730 AA14 AS01 BB13 BB26 BB57 BB86 BB88 CC25 DD04 EE08 EE14 FD01 FG05 FG07 FG15 FV05
Claims (5)
の１次巻線との間に直列に接続された第１及び第２のコ
ンバータと、前記トランスの２次巻線に接続された出力
回路と、前記第１及び第２のコンバータの動作を制御す
る制御回路とを備え、前記制御回路は、前記第１のコン
バータをデューティ制御するとともに、前記第２のコン
バータを周波数制御することを特徴とするスイッチング
電源装置。1. A transformer, first and second converters connected in series between a power supply input terminal and a primary winding of the transformer, and an output circuit connected to a secondary winding of the transformer. And a control circuit for controlling the operations of the first and second converters, wherein the control circuit duty-controls the first converter and frequency-controls the second converter. Switching power supply.
される現在の出力電圧に基づいて前記第１のコンバータ
のデューティを制御する一方、現在の出力電圧に関わら
ず、その設定値に基づいて前記第２のコンバータの動作
周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載のス
イッチング電源装置。2. The control circuit controls the duty of the first converter on the basis of the current output voltage output from the output circuit, while based on the set value regardless of the current output voltage. The switching power supply device according to claim 1, wherein the operating frequency of the second converter is controlled.
デッドタイムが一定になるように前記第２のコンバータ
を制御することを特徴とする請求項１または２に記載の
スイッチング電源装置。3. The switching power supply device according to claim 1, wherein the control circuit controls the second converter so that the dead time becomes constant regardless of the operating frequency.
って構成される自己ドライブ型の同期整流回路が含まれ
ており、前記デッドタイムが前記整流トランジスタの動
作遅延時間から前記トランスのトランスリーケージによ
る転流期間を引いた期間と実質的に等しく設定されてい
ることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源
装置。4. The output circuit includes a self-drive type synchronous rectification circuit composed of a rectification transistor, and the dead time is a commutation period due to a transleakage of the transformer from an operation delay time of the rectification transistor. 4. The switching power supply device according to claim 3, wherein the switching power supply device is set to be substantially equal to the period obtained by subtracting.
タ回路であり、前記第２のコンバータがハーフブリッジ
回路であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか
１項に記載のスイッチング電源装置。5. The switching power supply device according to claim 1, wherein the first converter is a buck converter circuit and the second converter is a half bridge circuit.
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|---|---|
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
2001
- 2001-11-26 JP JP2001358645A patent/JP2003164152A/en active Pending
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