JP2003152673A - Orthogonal frequency multiplex modulated signal demodulating method - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To receive an orthogonal frequency multiplex modulated signal by compensating distortion caused by high-speed and frequency-selective phasing. SOLUTION: By paying attention to the feature of an orthogonal frequency multiplex modulation method, the orthogonal frequency multiplex modulated signal is divided into a plurality of frequency bands and by using a guard block waveform for each frequency band, the quantity of phase fluctuation caused by multi-path phasing is estimated and compensated.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
伝送における、直交周波数多重変調方法の復調方法に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a demodulation method of an orthogonal frequency multiplex modulation method in digital radio transmission.

【０００２】[0002]

【従来の技術】地上波ディジタル放送、高速ディジタル
移動無線伝送、あるいは、サブキャリア伝送において、
マルチパスひずみに強い直交周波数多重変調方法が検討
されている。直交周波数多重変調方法は、伝送ディジタ
ルデータをシンボル期間の逆数の周波数間隔で並ぶ複数
の搬送波を用いて周波数多重する方法である。2. Description of the Related Art In terrestrial digital broadcasting, high-speed digital mobile radio transmission, or subcarrier transmission,
An orthogonal frequency multiplex modulation method that is resistant to multipath distortion has been studied. The orthogonal frequency multiplex modulation method is a method of frequency-multiplexing transmission digital data by using a plurality of carriers arranged at frequency intervals which are the reciprocal of the symbol period.

【０００３】図８は、従来の直交周波数多重変調方法の
構成を示している。以下、従来の直交周波数多重変調方
法の動作について、図８を参照して説明する。FIG. 8 shows the configuration of a conventional orthogonal frequency multiplex modulation method. The operation of the conventional orthogonal frequency multiplex modulation method will be described below with reference to FIG.

【０００４】送信機１０における、入力端子１から入力
された２進ディジタル信号は、ディジタル変調器１１に
より位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ）または直交振幅変調（ＱＡＭ：Ｑｕａｄ
ｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ）信号の等価低域シンボルに変換される。A binary digital signal input from the input terminal 1 in the transmitter 10 is phase-modulated (PSK: Phase Shift) by a digital modulator 11.
Keying) or quadrature amplitude modulation (QAM: Quad)
Rature Amplitude Module
signal) into the equivalent low-pass symbol of the signal.

【０００５】変調シンボルは直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１
２に入力され、伝送速度が入力シンボル系列の伝送速度
の１／ＮであるＮ個のシンボル系列に変換される。この
系列は、逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒ
ｓｅｄ ＤｉｓｃｒｅｔｅＦｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａ
ｎｓｆｏｒｍｅｒ）１３により対応する周波数の副搬送
波を変調し、合成されて、出力される。The modulation symbol is a serial / parallel converter (S / P) 1
2 and is converted into N symbol sequences whose transmission rate is 1 / N of the transmission rate of the input symbol sequence. This series is an inverse discrete Fourier transformer (IDFT).
sed DiscreteFourier Tra
The subcarrier of the corresponding frequency is modulated by the nsformer 13), combined, and output.

【０００６】出力信号は、シンボル周期の逆数の周波数
間隔で並ぶ複数の変調信号の和の信号となっている。Ｉ
ＤＦＴ出力信号１３の出力は並列−直列変換器１４によ
りシリアルデータに変換される。変換されたデータはガ
ード区間挿入器１５によりガード区間が挿入される。The output signal is a sum signal of a plurality of modulation signals arranged at frequency intervals which are the reciprocal of the symbol period. I
The output of the DFT output signal 13 is converted into serial data by the parallel-serial converter 14. A guard interval is inserted into the converted data by the guard interval inserter 15.

【０００７】ガード区間が挿入された信号は直交変調器
１６により直交変調され、変調信号信号出力端子２より
出力され、送信される。The signal in which the guard section is inserted is quadrature-modulated by the quadrature modulator 16, output from the modulation signal signal output terminal 2 and transmitted.

【０００８】一方、受信機２０では、送信機１０と逆の
操作を行い、送信データ系列の推定を行う。まず、受信
信号は入力端子３より入力され、直交復調器２１により
直交復調される。直交復調された信号はシンボル同期信
号に基づいて、ガード区間除去器２２においてガード区
間信号が取り除かれる。On the other hand, the receiver 20 performs an operation reverse to that of the transmitter 10 to estimate the transmission data sequence. First, the received signal is input from the input terminal 3 and orthogonally demodulated by the orthogonal demodulator 21. The guard interval signal is removed from the orthogonally demodulated signal by the guard interval remover 22 based on the symbol synchronization signal.

【０００９】シンボル同期信号はシンボル同期信号生成
回路２７により生成される。ガード区間が取り除かれた
信号は直並列変換回路２３により並列データに変換され
る。変換されたデータは離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）
２４に入力される。ＤＦＴ回路２４では、受信信号が各
サブチャネルに対応する等価低域受信信号に分離され、
Ｎ個のシンボルからなる並列データとして出力される。The symbol synchronization signal is generated by the symbol synchronization signal generation circuit 27. The signal from which the guard section is removed is converted into parallel data by the serial-parallel conversion circuit 23. The transformed data is a discrete Fourier transformer (DFT)
24 is input. In the DFT circuit 24, the received signal is separated into equivalent low band received signals corresponding to the respective sub-channels,
It is output as parallel data composed of N symbols.

【００１０】このシンボルは並直列変換器（Ｐ／Ｓ）２
５により、もとの直列データに変換され、ディジタル復
調器２６により、ＰＳＫまたはＱＡＭ信号の判定が行わ
れる。この結果が受信データ出力端子より出力される。This symbol is a serial-to-serial converter (P / S) 2
5, the original serial data is converted, and the digital demodulator 26 determines the PSK or QAM signal. This result is output from the reception data output terminal.

【００１１】直交周波数多重変調方法では、各サブチャ
ネルの伝送速度が十分小さいため、マルチパス遅延波に
よる影響を受けにくい。また、遅延波による符号間干渉
を完全に取り除くため、ガード区間を設けている。図７
に直交周波数多重方法の変調信号波形の概形を示す。In the orthogonal frequency multiplex modulation method, since the transmission rate of each sub-channel is sufficiently low, it is less likely to be affected by the multipath delay wave. In addition, a guard section is provided in order to completely eliminate intersymbol interference due to delayed waves. Figure 7
Figure 2 shows the outline of the modulation signal waveform of the orthogonal frequency multiplexing method.

【００１２】図７からわかるように、ガード区間には観
測区間信号の末尾と同じ波形が挿入されている。このガ
ード区間を設けることにより、ガード区間長以内の遅延
時間の遅延波による干渉を防ぎ、伝送特性の劣化を抑え
ることができる。As can be seen from FIG. 7, the same waveform as the end of the observation interval signal is inserted in the guard interval. By providing this guard section, it is possible to prevent interference due to a delayed wave having a delay time within the guard section length and suppress deterioration of transmission characteristics.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】一方、直交周波数多重
変調信号は、送受信機間の周波数オフセットや、伝搬路
により受ける振幅及び位相の時間変動により伝送特性が
著しく劣化する。On the other hand, the transmission characteristic of the orthogonal frequency multiplex modulated signal is remarkably deteriorated due to the frequency offset between the transmitter and the receiver and the time variation of the amplitude and the phase received by the propagation path.

【００１４】周波数オフセットや、比較的低速の位相の
時間変動に対しては、様々な周波数同期方法が検討され
ており、その有効性が示されているが、従来の方法で
は、周波数同期の確立に非常に長い時間がかかるため、
高速の位相変動に対しては有効ではない。Various frequency synchronization methods have been studied for the frequency offset and the time variation of the phase at a relatively low speed, and their effectiveness has been shown. However, in the conventional method, the frequency synchronization is established. Takes a very long time,
It is not effective for fast phase fluctuations.

【００１５】また、マルチパスフェージング伝搬路にお
いて、コヒーレンス帯域幅を超える伝送を行うと、伝送
帯域内で受ける振幅及び位相の時間変動は周波数帯域ご
とに異なるため、従来の周波数同期方法ではその補償を
行うことは不可能である。Further, in the multipath fading propagation path, when transmission exceeding the coherence bandwidth is performed, the time variation of the amplitude and the phase received in the transmission band is different for each frequency band. It is impossible to do.

【００１６】従って、高速かつ周波数選択性を有するフ
ェージングを受けた直交周波数多重変調信号を受信する
場合、伝搬路により受けた振幅及び位相の時間変動を周
波数帯域ごとに補償し、復調を行う必要がある。Therefore, in the case of receiving a quadrature frequency multiplex modulated signal which is subjected to high speed and frequency selective fading, it is necessary to compensate for the time variation of the amplitude and the phase received by the propagation path for each frequency band and perform demodulation. is there.

【００１７】この発明は、高速かつ周波数選択性を有す
るフェージングによるひずみを補償し、直交周波数多重
変調信号の受信を可能にすることを目的とする。It is an object of the present invention to compensate for distortion due to fading that has high speed and frequency selectivity and enables reception of an orthogonal frequency multiplex modulated signal.

【００１８】[0018]

【課題を解決するための手段】直交周波数多重変調方法
では、ガード区間と観測区間の末尾で同一波形が送信さ
れるため、この部分の波形を比較することにより、振幅
及び位相の高速変動を推定することができる。In the orthogonal frequency multiplex modulation method, the same waveform is transmitted at the end of the guard interval and the end of the observation interval. Therefore, by comparing the waveforms of this part, the high-speed fluctuations of amplitude and phase are estimated. can do.

【００１９】また、直交周波数多重変調方法では、伝送
帯域を複数の周波数帯域に分割しても、分割された帯域
に属する副搬送波の変調信号だけを復調することが可能
である。Further, in the orthogonal frequency multiplex modulation method, even if the transmission band is divided into a plurality of frequency bands, it is possible to demodulate only the modulated signals of the subcarriers belonging to the divided bands.

【００２０】本発明では、直交周波数多重変調方法のこ
の特徴に着目し、直交周波数多重変調信号を複数の周波
数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとにガード区
間波形を用いて、マルチパスフェージングによる位相変
動量を推定し、補償を行うものである。In the present invention, paying attention to this feature of the orthogonal frequency multiplex modulation method, the orthogonal frequency multiplex modulated signal is divided into a plurality of frequency bands, and the guard interval waveform is used for each frequency band to perform multipath fading. The amount of phase fluctuation is estimated and compensation is performed.

【００２１】[0021]

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００２２】図１は、この発明の受信機のブロック図で
ある。図において入力端子３０より入力された受信信号
は、タイミング・周波数オフセット推定部３１および遅
延部３２に入力される。FIG. 1 is a block diagram of a receiver of the present invention. In the figure, the received signal input from the input terminal 30 is input to the timing / frequency offset estimation unit 31 and the delay unit 32.

【００２３】タイミング・周波数オフセット推定部３２
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。図１の遅延部３２では、受信信号を、タ
イミング・周波数オフセット推定に必要な時間だけ遅延
し、周波数補償器３３に入力される。Timing / frequency offset estimation unit 32
In, estimation of symbol timing and frequency offset is performed. The delay unit 32 of FIG. 1 delays the received signal by the time required for the timing / frequency offset estimation, and inputs the delayed signal to the frequency compensator 33.

【００２４】周波数補償器３３では、タイミング・周波
数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセット
の推定値により周波数オフセットの補償を行う。The frequency compensator 33 compensates the frequency offset based on the estimated value of the frequency offset estimated by the timing / frequency offset estimation unit 31.

【００２５】ここでの周波数オフセットの補償は、送信
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。The frequency offset compensation here only compensates for a fixed frequency offset between the transmitter and the receiver.

【００２６】周波数オフセット補償後の受信信号はｎ個
の帯域通過フィルタ４０、４１、４２に入力され、ｎ個
の帯域に分割される。各帯域通過フィルタの周波数特性
を図２に示す。The received signal after the frequency offset compensation is input to the n band pass filters 40, 41 and 42 and divided into n bands. The frequency characteristics of each bandpass filter are shown in FIG.

【００２７】各帯域通過フィルタの帯域は、伝搬路のコ
ヒーレンス帯域幅程度以下となるように設定する。分割
後の信号はそれぞれ変動推定器４３、４４、４５および
遅延部４６、４７、４８に入力される。変動推定器で
は、フェージング伝搬路の時間変動を推定する。The band of each band pass filter is set to be equal to or less than the coherence bandwidth of the propagation path. The divided signals are input to the fluctuation estimators 43, 44, 45 and the delay units 46, 47, 48, respectively. The fluctuation estimator estimates the temporal fluctuation of the fading channel.

【００２８】遅延部では、推定に要する時間だけ信号を
遅延させ変動補償器５１、５２、５３に入力する。変動
補償器５１、５２、５３では、推定して伝搬路変動に応
じて信号の時間変動を補償する。The delay section delays the signal by the time required for estimation and inputs it to the fluctuation compensators 51, 52 and 53. The fluctuation compensators 51, 52, 53 estimate and compensate the time fluctuation of the signal according to the propagation path fluctuation.

【００２９】補償後の信号は、離散フーリエ変換器６
１、６２、６３において各サブチャネル毎の信号に分割
し、並直列変換器６４、６５、６６で直列データに変換
し、マルチプレックス回路３７で多重化を行う。The signal after compensation is a discrete Fourier transformer 6
Signals for each sub-channel are divided at 1, 62 and 63, converted into serial data by parallel-to-serial converters 64, 65 and 66, and multiplexed by a multiplex circuit 37.

【００３０】マルチプレックス回路３７で多重化された
信号は復調器３８で判定を行い、送信データを再生す
る。データ系列は、出力端子３９から出力される。The signal multiplexed by the multiplex circuit 37 is judged by the demodulator 38 to reproduce the transmission data. The data series is output from the output terminal 39.

【００３１】次に、上記実施の形態において用いられて
いるタイミング・周波数オフセット推定部のブロック図
を図３に示す。図３において入力端子３０より入力され
た受信信号は、遅延器７０において観測時間ｔ_sだけ遅
延を加えられる。Next, FIG. 3 shows a block diagram of the timing / frequency offset estimating section used in the above-mentioned embodiment. In FIG. 3, the received signal input from the input terminal 30 is delayed by the delay device 70 for the observation time t _s .

【００３２】遅延器７０の出力信号は複素共役演算部７
１に入力されて複素共役信号が求められる。複素共役演
算部７１の出力信号は、入力端子３０から入力された受
信信号と共に複素乗算器７２に入力される。乗算器出力
信号は、幅Δの矩形インパルス応答を有する矩形窓フィ
ルタ７３に入力される。矩形窓フィルタ７３の出力は、
分配スイッチ７５に入力される。The output signal of the delay unit 70 is the complex conjugate operation unit 7
1 is input to obtain a complex conjugate signal. The output signal of the complex conjugate operation unit 71 is input to the complex multiplier 72 together with the reception signal input from the input terminal 30. The multiplier output signal is input to a rectangular window filter 73 having a rectangular impulse response of width Δ. The output of the rectangular window filter 73 is
It is input to the distribution switch 75.

【００３３】サンプリングクロック７４の出力信号は、
分配スイッチ７５に入力され、矩形窓フィルタ７３の出
力をこのクロックタイミングでｎ個の積分器７６、７
７、７８に分配する。各積分器では、入力された信号を
直交周波数多重信号のＭシンボル区間にわたって積分を
行う。これにより、数１で表される尤度関数が求められ
る。The output signal of the sampling clock 74 is
The output of the rectangular window filter 73 is input to the distribution switch 75, and the n integrators 76 and 7
Distribute to 7,78. In each integrator, the input signal is integrated over the M symbol section of the orthogonal frequency multiplex signal. As a result, the likelihood function represented by Equation 1 is obtained.

【００３４】[0034]

【数１】 [Equation 1]

【００３５】ここで、ｔ_sampは、サンプリング周期、ｔ
_sは観測区間長、Δはガード区間長、Ｔ_s＝ｔ_s＋Δはシ
ンボル長である。各積分器出力は、ピーク検出器８０に
入力され、いずれの積分器出力の振幅が最大であるかが
検出される。ピーク検出器８０の出力は、シンボルタイ
ミング信号出力端子８２より出力される。Where t _samp is the sampling period, t
_s is the observation section length, Δ is the guard section length, and T _s = t _s + Δ is the symbol length. Each integrator output is input to the peak detector 80, and it is detected which integrator output has the maximum amplitude. The output of the peak detector 80 is output from the symbol timing signal output terminal 82.

【００３６】また、同時にセレクタスイッチ７９に入力
されて、最大振幅を有する積分器７６、７７、７８の出
力が選択されて偏角計算部７９に入力される。偏角計算
部８１においては積分器７６、７７、７８の出力信号の
位相が計算される。偏角計算部８１の出力信号は周波数
オフセット推定値出力端子８３より出力される。At the same time, the selector switch 79 inputs the outputs of the integrators 76, 77, 78 having the maximum amplitude to the deflection angle calculator 79. In the declination calculator 81, the phases of the output signals of the integrators 76, 77 and 78 are calculated. The output signal of the declination calculator 81 is output from the frequency offset estimated value output terminal 83.

【００３７】図４にこの発明において用いられている周
波数オフセット補償器３３の構成を示す。図４では、周
波数オフセット推定値入力端子９０より入力された周波
数オフセット推定値を電圧制御発振器９１に入力し、周
波数オフセットに応じた周波数の正弦波信号を生成す
る。FIG. 4 shows the configuration of the frequency offset compensator 33 used in the present invention. In FIG. 4, the frequency offset estimated value input from the frequency offset estimated value input terminal 90 is input to the voltage controlled oscillator 91 to generate a sine wave signal having a frequency corresponding to the frequency offset.

【００３８】発振器出力信号は、受信信号入力端子９２
より入力された受信信号と共に乗算器９３に入力され
る。乗算器９３で複素乗算が行われ、周波数オフセット
の補償が行われる。乗算器９３の出力は周波数補償受信
信号出力端子９４より出力される。The oscillator output signal is received signal input terminal 92.
The received signal is input to the multiplier 93 together with the received signal. Complex multiplication is performed by the multiplier 93 to compensate for the frequency offset. The output of the multiplier 93 is output from the frequency compensation reception signal output terminal 94.

【００３９】図５にこの発明において用いられている伝
搬路変動推定器４３、４４、４５の構成を示す。図５で
は、受信信号入力端子１００より入力された受信信号
は、遅延器１０２に入力され、時間ｔ_sだけ遅延され
る。遅延器出力は複素共役演算部１０３に入力され、複
素共役信号が求められる。複素共役演算部１０３出力信
号は、受信信号入力端子１００より入力された信号と共
に乗算器１０４に入力され、複素乗算が行われる。FIG. 5 shows the configuration of the propagation path fluctuation estimators 43, 44 and 45 used in the present invention. In FIG. 5, the reception signal input from the reception signal input terminal 100 is input to the delay device 102 and delayed by the time t _s . The delay device output is input to the complex conjugate calculation unit 103, and the complex conjugate signal is obtained. The output signal of the complex conjugate calculation unit 103 is input to the multiplier 104 together with the signal input from the reception signal input terminal 100, and complex multiplication is performed.

【００４０】乗算器１０４出力は積分放電フィルタ１０
５に入力され、シンボルタイミング信号入力端子１０１
より入力されたシンボルタイミングにより積分が行われ
る。さらに、積分放電フィルタ出力信号は、偏角計算部
１０６に入力される。偏角計算部１０６の出力信号は数
２で示される１シンボル区間にわたる位相の変動であ
る。The output of the multiplier 104 is the integral discharge filter 10.
5 is input to the symbol timing signal input terminal 101
Integration is performed according to the symbol timing input from the above. Further, the integrated discharge filter output signal is input to the argument calculation unit 106. The output signal of the declination calculator 106 is the fluctuation of the phase over one symbol section shown in Equation 2.

【００４１】[0041]

【数２】 [Equation 2]

【００４２】受信信号入力端子１００より入力された受
信信号および、遅延器１０２の出力はまた、包絡線検波
器１０７および１０８にそれぞれ入力され、受信信号振
幅が計算される。The received signal input from the received signal input terminal 100 and the output of the delay device 102 are also input to the envelope detectors 107 and 108, and the received signal amplitude is calculated.

【００４３】包絡線検波器１０７および１０８の出力は
それぞれ積分放電フィルタ１０９および１１０に入力さ
れて、シンボルタイミング信号入力端子１０１より入力
されたシンボルタイミングにより積分が行われる。さら
に、積分放電フィルタ１１０の出力は逆数演算部１１１
に入力され、逆数が計算される。積分放電フィルタ１１
０の出力と逆数演算部１１１の出力は、乗算器１１２に
入力される。The outputs of envelope detectors 107 and 108 are input to integral discharge filters 109 and 110, respectively, and integration is performed at the symbol timing input from symbol timing signal input terminal 101. Further, the output of the integral discharge filter 110 is the reciprocal calculation unit 111.
And the reciprocal is calculated. Integral discharge filter 11
The output of 0 and the output of the reciprocal calculator 111 are input to the multiplier 112.

【００４４】乗算器１１２の出力は、数３により求める
ところの、振幅の１シンボル区間にわたる変動の割合の
推定値である。The output of the multiplier 112 is an estimated value of the rate of fluctuation of the amplitude over one symbol section, which is obtained by the equation 3.

【００４５】[0045]

【数３】 [Equation 3]

【００４６】この乗算器１１２の出力および、前記偏角
計算部１０６の出力信号は極座標直交座標変換部１１３
に入力され、振幅及び位相の変動量を表す複素数に変換
され推定値出力端子１１４から出力される。The output of the multiplier 112 and the output signal of the declination calculator 106 are polar coordinate orthogonal coordinate converter 113.
To the complex value representing the fluctuation amount of the amplitude and the phase and output from the estimated value output terminal 114.

【００４７】この発明において用いられる伝搬路変動補
償回路について図６に示す。シンボルタイミング信号入
力端子１２０から入力されたタイミング信号は、サンプ
リングクロック発振器１２４により生成されたクロック
パルス信号とともにカウンタ１２５に入力される。A propagation path fluctuation compensating circuit used in the present invention is shown in FIG. The timing signal input from the symbol timing signal input terminal 120 is input to the counter 125 together with the clock pulse signal generated by the sampling clock oscillator 124.

【００４８】カウンタ１２５では、シンボルタイミング
信号でリセットされる時刻信号が生成される。カウンタ
１２５の出力信号は内挿演算部１２６に入力される。伝
搬路変動推定信号入力端子１２１より入力された伝搬路
変動の区間ｔ_sにおける推定値は、内挿演算部１２６に
入力される。内挿演算部１２６においては、数４により
内挿演算が行われ、シンボル区間内での伝搬路による振
幅及び位相変動の推定値が求められる。The counter 125 generates a time signal which is reset by the symbol timing signal. The output signal of the counter 125 is input to the interpolation calculation unit 126. The estimated value in the section t _s of the channel fluctuation input from the channel fluctuation estimation signal input terminal 121 is input to the interpolation calculation unit 126. In the interpolation calculation unit 126, the interpolation calculation is performed according to Equation 4, and the estimated values of the amplitude and phase fluctuations due to the propagation path within the symbol section are obtained.

【００４９】[0049]

【数４】 [Equation 4]

【００５０】数３により求められた伝搬路変動の推定値
は逆数演算部１２７に入力されて逆数が求められる。逆
数演算部１２７の出力信号は受信信号入力端子１２２か
ら入力された受信信号とともに乗算器１２８に入力さ
れ、乗算演算が行われる。乗算器出力信号は、補償後信
号出力端子１２３より出力される。The estimated value of the propagation path fluctuation obtained by the equation 3 is input to the reciprocal calculation unit 127 to obtain the reciprocal. The output signal of the reciprocal calculation unit 127 is input to the multiplier 128 together with the reception signal input from the reception signal input terminal 122, and the multiplication operation is performed. The multiplier output signal is output from the post-compensation signal output terminal 123.

【００５１】図９は本発明の別の実施の形態を示してお
り、以下この図を用いて動作を説明する。図において入
力端子３０より入力された受信信号は、タイミング・周
波数オフセット推定部３１および遅延部３２に入力され
る。FIG. 9 shows another embodiment of the present invention, and the operation will be described below with reference to this figure. In the figure, the received signal input from the input terminal 30 is input to the timing / frequency offset estimation unit 31 and the delay unit 32.

【００５２】タイミング・周波数オフセット推定部３２
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。図９の遅延部３２では、受信信号を、タ
イミング・周波数オフセット推定に必要な時間だけ遅延
し、周波数補償器３３に入力される。周波数補償器３３
では、タイミング・周波数オフセット推定部３１で推定
された周波数オフセットの推定値により周波数オフセッ
トの補償を行う。Timing / frequency offset estimation unit 32
In, estimation of symbol timing and frequency offset is performed. The delay unit 32 in FIG. 9 delays the received signal by the time required for the timing / frequency offset estimation, and inputs it to the frequency compensator 33. Frequency compensator 33
Then, the frequency offset is compensated by the estimated value of the frequency offset estimated by the timing / frequency offset estimation unit 31.

【００５３】ここでの周波数オフセットの補償は、送信
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。周波数オフセット補償後の受信信号はＤＦＴ１
６７に入力され、ｎ個の帯域に分割される。ＤＦＴ１６
７により分割された信号はそれぞれ変動推定器４３、４
４、４５および遅延部４６、４７、４８に入力される。
変動推定器では、フェージング伝搬路の時間変動を推定
する。The frequency offset compensation here only compensates for a fixed frequency offset between the transmitter and the receiver. The received signal after frequency offset compensation is DFT1
It is input to 67 and divided into n bands. DFT16
The signals divided by 7 are the fluctuation estimators 43 and 4 respectively.
4, 45 and the delay units 46, 47, 48.
The fluctuation estimator estimates the temporal fluctuation of the fading channel.

【００５４】遅延部では、推定に要する時間だけ信号を
遅延させ変動補償器５１、５２、５３に入力する。変動
補償器５１、５２、５３では、推定して伝搬路変動に応
じて信号の時間変動を補償する。補償後の信号は、離散
フーリエ変換器６１、６２、６３において各サブチャネ
ル毎の信号に分割し、並直列変換器６４、６５、６６で
直列データに変換し、マルチプレックス回路３７で多重
化を行う。マルチプレックス回路３７で多重化された信
号は復調器３８で判定を行い、送信データを再生する。
データ系列は、出力端子３９から出力される。The delay section delays the signal by the time required for estimation and inputs it to the fluctuation compensators 51, 52 and 53. The fluctuation compensators 51, 52, 53 estimate and compensate the time fluctuation of the signal according to the propagation path fluctuation. The signal after compensation is divided into signals for each sub-channel in the discrete Fourier transformers 61, 62 and 63, converted into serial data in the parallel-serial converters 64, 65 and 66, and multiplexed in the multiplex circuit 37. To do. The signal multiplexed by the multiplex circuit 37 is judged by the demodulator 38 to reproduce the transmission data.
The data series is output from the output terminal 39.

【００５５】図１０は本発明の別の実施の形態を示す。
以下図１０を用いて動作説明をする。FIG. 10 shows another embodiment of the present invention.
The operation will be described below with reference to FIG.

【００５６】図において入力端子３０より入力された受
信信号は、周波数補償器３３に入力する。周波数補償器
３３の出力はタイミング・周波数オフセット推定部３１
および遅延部３２に入力される。In the figure, the received signal input from the input terminal 30 is input to the frequency compensator 33. The output of the frequency compensator 33 is the timing / frequency offset estimation unit 31.
And is input to the delay unit 32.

【００５７】タイミング・周波数オフセット推定部３２
では、シンボルタイミングおよび周波数オフセットの推
定が行われる。周波数補償器３３では、タイミング・周
波数オフセット推定部３１で推定された周波数オフセッ
トの推定値により周波数オフセットの補償を行う（フィ
ードバック方法）。Timing / frequency offset estimation unit 32
In, estimation of symbol timing and frequency offset is performed. The frequency compensator 33 compensates the frequency offset based on the estimated value of the frequency offset estimated by the timing / frequency offset estimation unit 31 (feedback method).

【００５８】ここでの周波数オフセットの補償は、送信
機と受信機の間の固定的な周波数のオフセットだけを補
償する。以降の動作は図１における実施の形態と同様で
ある。The frequency offset compensation here only compensates for a fixed frequency offset between the transmitter and the receiver. Subsequent operations are similar to those of the embodiment shown in FIG.

【００５９】以上説明したように、本発明では周波数オ
フセット部はフィードフォアード方法及びフィードバッ
ク方法のどちらでも可能である。As described above, in the present invention, the frequency offset section can be formed by either the feedforward method or the feedback method.

【００６０】また本発明は上記実施の形態に限定される
ものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限り、変形し
たり、組み合わせを変えたりして実施することが可能で
ある。Further, the present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, but can be modified or changed in combination without departing from the gist of the present invention.

【００６１】[0061]

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、直交
周波数多重変調信号がマルチパスフェージング伝搬路に
より振幅および位相が高速に変動しても、変動を補償す
ることが可能となり、その結果、伝搬路変動による伝送
特性の劣化を改善する効果がある。As described above, according to the present invention, even if the quadrature frequency multiplex modulated signal fluctuates in amplitude and phase at high speed due to the multipath fading propagation path, it is possible to compensate the fluctuation. The effect of improving the deterioration of the transmission characteristics due to the propagation path variation is obtained.

【００６２】特に、この発明は、一様フェージングによ
る振幅及び位相の時間変動だけではなく、周波数選択性
フェージングを受け、周波数毎に異なる振幅及び位相変
動を受けた場合においてもその補償を行うことができ
る。Particularly, according to the present invention, not only the time variation of the amplitude and the phase due to the uniform fading but also the frequency selective fading and the variation of the amplitude and the phase which are different for each frequency can be compensated. it can.

【００６３】これにより信号を移動しながら受信する場
合においても、良好に信号を再生することできる。As a result, even when a signal is received while moving, the signal can be reproduced well.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の実施の形態１における受信機の構成を
示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図１の２１〜２ｎの帯域通過フィルタの周波数
特性の概形を示す特性図である。FIG. 2 is a characteristic diagram showing an outline of frequency characteristics of band pass filters 21 to 2n of FIG.

【図３】この発明のシンボルタイミングおよび周波数オ
フセット推定器を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a symbol timing and frequency offset estimator of the present invention.

【図４】この発明の周波数オフセット補償器を示すブロ
ック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a frequency offset compensator of the present invention.

【図５】この発明の伝搬路変動推定器の構成を示すブロ
ック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a propagation path fluctuation estimator of the present invention.

【図６】この発明の伝搬路変動補償器の構成を示すブロ
ック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a propagation path fluctuation compensator of the present invention.

【図７】直交マルチキャリヤ変調信号の信号波形であ
る。FIG. 7 is a signal waveform of a quadrature multicarrier modulation signal.

【図８】従来の直交マルチキャリヤ変調方法の送信機お
よび受信機の構成を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a transmitter and a receiver of a conventional orthogonal multicarrier modulation method.

【図９】この発明の実施の形態２における受信機の構成
を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a receiver in the second embodiment of the present invention.

【図１０】この発明の実施の形態３における受信機の構
成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to a third embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 送信データ入力端子 ２ 送信信号 ３ 受信信号 ４ 受信データ出力端子 １０ 送信機 １１ ディジタル変調器 １２ 直並列変換器 １３ 離散逆フーリエ変換器 １４ 並列直列変換器 １５ ガード区間挿入部 １６ 直交変調 ２０ 受信機 ２１ 直交復調 ２２ ガード区間削除部 ２３ 直列並列変換 ２４ 離散フーリエ変換器 ２５ 並列−直列変換器 ２６ ディジタル復調器 ２７ シンボル同期回路 ３０ 受信信号入力端子 ３１ タイミング・周波数オフセット推定部 ３２ 遅延部 ３３ 周波数補償器 ３４、３５、３６ 帯域復調部 ３７ マルチプレックス ３８ ディジタル復調器 ３９ 受信データ出力端子 ４０、４１、４２ 帯域通過フィルタ ４３、４４、４５ 変動推定器 ４６、４７、４８ 遅延部 ５１、５２、５３ 変動補償器 ６１、６２、６３ 第２の離散フーリエ変換器 ６４、６５、６６ 並直列変換器 ６７ 第１の離散フーリエ変換器 1 Transmission data input terminal 2 Transmission signal 3 Received signal 4 Received data output terminal 10 transmitter 11 Digital modulator 12 Serial-parallel converter 13 Discrete inverse Fourier transformer 14 Parallel to serial converter 15 Guard section insertion part 16 Quadrature modulation 20 receiver 21 Quadrature demodulation 22 Guard section deletion section 23 Serial to parallel conversion 24 Discrete Fourier Transform 25 parallel-serial converter 26 Digital Demodulator 27 symbol synchronization circuit 30 Received signal input terminal 31 Timing / Frequency Offset Estimator 32 Delay unit 33 Frequency compensator 34, 35, 36 band demodulator 37 multiplex 38 Digital Demodulator 39 Received data output terminal 40, 41, 42 band pass filter 43,44,45 Fluctuation Estimator 46, 47, 48 Delay unit 51, 52, 53 fluctuation compensator 61, 62, 63 Second discrete Fourier transformer 64, 65, 66 Parallel-serial converter 67 First discrete Fourier transformer

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川辺 武司 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33   ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page    (72) Inventor Takeshi Kawabe             22-22 Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka             Inside the company F term (reference) 5K022 DD01 DD13 DD19 DD23 DD33

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 複数の周波数多重された信号を用いてデ
ータを伝送する方法において、直交周波数多重された変
調信号を入力し平均的な周波数偏移を推定する周波数偏
移推定手段と、前記周波数偏移推定手段により推定され
た周波数偏移量を入力し、前記直交周波数多重変更信号
の周波数偏移を補償する周波数偏移補償手段と前記周波
数偏移補償手段により周波数偏移を補償された周波数多
重変調信号をその周波数成分に応じて分割する帯域フィ
ルタ群と、前記帯域フィルタ群により分割された各変調
信号の伝搬路変動をそれぞれ推定する伝搬路変動推定手
段と、前記位相変動推定手段により推定された伝搬路変
動量を入力して、前記の分割された各変調信号の伝搬路
変動を補償する伝搬路変動補償手段と、前記伝搬路変動
補償手段の出力を入力して、周波数直交多重された変調
信号を復号する復号手段を備えたことを特徴とする直交
周波数多重変調信号復調方法。1. A method for transmitting data using a plurality of frequency-multiplexed signals, wherein a frequency deviation estimating means for inputting an orthogonal frequency-multiplexed modulated signal and estimating an average frequency deviation, and the frequency. A frequency deviation compensating means for inputting the amount of frequency deviation estimated by the deviation estimating means and compensating for the frequency deviation of the orthogonal frequency multiplex change signal, and a frequency for which the frequency deviation is compensated by the frequency deviation compensating means. A band filter group that divides a multiplex modulated signal according to its frequency component, a channel fluctuation estimating unit that estimates a channel fluctuation of each modulated signal that is divided by the band filter group, and a phase fluctuation estimating unit that estimates Input the input channel fluctuation amount, and input the channel fluctuation compensating means for compensating the channel fluctuation of each of the divided modulated signals, and the output of the channel fluctuation compensating means. A method for demodulating an orthogonal frequency-multiplexed modulation signal, comprising: decoding means for decoding a frequency-quadrature-multiplexed modulated signal. 【請求項２】 複数の周波数多重された信号を用いてデ
ータを伝送する方法において、直交周波数多重された変
調信号を入力とし、前記変調信号を遅延させる遅延手段
と、前記遅延手段出力信号と前記入力信号との除算を行
うことにより変調信号が通信路により受けた振幅及び位
相の時間変動を推定する除算手段と、前記除算手段出力
信号を平滑化する平滑化手段と、前記平滑化手段により
得られた推定出力信号を用いて受信信号の受けた振幅及
び位相の時間変動を補償する補償手段を備えたことを特
徴とする請求項１記載の直交周波数多重変調信号復調方
法。2. A method of transmitting data using a plurality of frequency-multiplexed signals, wherein a delay means for delaying the modulated signal by inputting an orthogonal frequency-multiplexed modulated signal, an output signal of the delay means and the A division means for estimating the time variation of the amplitude and phase of the modulated signal received by the communication path by performing division with the input signal, a smoothing means for smoothing the output signal of the division means, and a smoothing means 2. The orthogonal frequency multiplex modulation signal demodulation method according to claim 1, further comprising compensating means for compensating the time variation of the amplitude and phase of the received signal using the estimated output signal. 【請求項３】 複数の周波数多重された信号を用いてデ
ータを伝送する方法において、変調信号と変調信号が受
けた振幅及び位相の時間変動の推定値を入力し、内挿に
より、より短い区間での振幅及び位相の時間変動の推定
値を求める内挿手段と、内挿手段により求めた推定値で
変調信号を割ることにより時間変動による変調信号が受
けたひずみを補償する補償手段を有することを特徴する
とする請求項１記載の直交周波数多重変調信号復調方
法。3. A method of transmitting data using a plurality of frequency-multiplexed signals, wherein a modulated signal and an estimated value of time variation of amplitude and phase received by the modulated signal are input, and a shorter interval is obtained by interpolation. And an compensating means for compensating the distortion received by the time-varying modulated signal by dividing the modulated signal by the estimated value obtained by the interpolating means. The orthogonal frequency multiplex modulation signal demodulation method according to claim 1, wherein