JP2003143760A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JP2003143760A
JP2003143760A JP2001332143A JP2001332143A JP2003143760A JP 2003143760 A JP2003143760 A JP 2003143760A JP 2001332143 A JP2001332143 A JP 2001332143A JP 2001332143 A JP2001332143 A JP 2001332143A JP 2003143760 A JP2003143760 A JP 2003143760A
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triangular wave
waveform
power supply
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Application number
JP2001332143A
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Inventor
Someji Inoue
染治 井上
Mitsuo Dobashi
満男 土橋
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Daiichi Components Ltd
Original Assignee
Shinano Electric Co Ltd
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Publication date
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    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/30—Reactive power compensation

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のインバータでは、その出力電圧波形を
制御するものであったが、商用電源と負荷とが接続され
た回路にインバータを接続したとき、任意の波形の電流
制御を行うことができなかった。 【解決手段】 電流波形の半サイクルでは、同一の方向
の電流の流れで、インバータから交流電源側に電流が流
れるパターンと交流電源側からインバータ側に電流が流
れるパターンとを交互に繰り返して電流波形を生成する
ようにインバータのスイッチング素子を制御する。次の
電流波形の半サイクルでは、前の半サイクルの反対の電
流方向で同様にインバータ側から電流が流れるパターン
と交流電源側から電流が流れるパターンとを交互に繰り
返して電流波形を生成するようにスイッチング素子を制
御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流交流変換を行
うＤＣ−ＡＣ電源装置に関する。本発明は、商用電源と
負荷とに並列に介挿され、商用電源側の交流電圧波形に
同期した位相の電流波形を出力できる電源装置に関す
る。本発明は、商用電源に接続された負荷装置に接続し
て力率改善を行ったり、アクティブフィルタ機能付の無
停電電源装置（ＵＰＳ）として利用できる。
【０００２】
【従来技術】無停電電源装置のインバータ回路は、直流
電源を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）やＩＧＢＴ（ G
ate Insulated Bipolar Transistor ）などのパワー半
導体からなるスイッチング素子をパルス幅制御（ＰＷＭ
制御）を行って正弦波の交流電圧を作り、直流の電気エ
ネルギを交流電圧源に変換して負荷に電力を供給してい
る。このようなインバータ装置を電圧制御型インバータ
と呼んでいる。
【０００３】このような電圧制御型インバータの動作を
説明する。
【０００４】図７は、従来の直流−交流変換型のインバ
ータ装置を示している。インバータＩＮＶのスイッチン
グ素子として、ＦＥＴを用いたＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4
と、直流源であって蓄電素子として機能するコンデンサ
Ｃ1 と、交流側出力に接続されたリアクトルＬ1 、コン
デンサＣ2 とを備えている。なお、インバータ装置の出
力直後の電圧Ｖ1 、交流出力電圧Ｖ2 を検出する検出手
段については図示していない。また、図８は、このイン
バータ装置の制御部の構成を示すものである。
【０００５】この制御部は、出力する電圧の基本周波数
信号を生成出力する基本周波数信号発生回路２１と、こ
の基本周波数信号を入力して電圧波形の基準正弦波を生
成する基準電圧正弦波発生回路２２と、交流出力電圧Ｖ
2と前記基準電圧正弦波発生回路２２の出力との差分を
増幅してその振幅が後述の三角波と比較できるレベルの
差動信号を生成する差動増幅回路２３と、スイッチング
素子のスイッチング制御の基準となるキャリアと称され
る高周波（例えば数ｋＨｚから数十ｋＨｚ）の第一の三
角波１を発生する三角波発生回路２４と、この第一の三
角波とは逆相の第二の三角波２を発生する三角波発生回
路２５と、差動信号と第一の三角波とを比較する第一の
比較回路２６と、差動信号と第二の三角波とを比較する
第二の比較回路２７と、基本周波数信号と比較回路２
６、２７の比較出力を入力して、スイッチング素子Ｑ
1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 のパルス幅制御信号（具体的には
トランジスタのゲート信号）Ｑ1G 、Ｑ2G 、Ｑ3G 、Ｑ
4Gを出力するＰＷＭロジック回路２９とを備えている。
【０００６】電圧制御型インバータの動作を図９にその
波形を示して説明する。
【０００７】基本周波数信号発生回路２１の出力に基づ
いて基準電圧正弦波発生回路２２で、商用電源の交流電
圧波形と同一周波数の正弦波を生成する。交流出力電圧
Ｖ2の出力と基準電圧正弦波とを差動増幅する差動増幅
回路２３によって、差動信号を生成する。この差動信号
と第一の三角波１および第二の三角波２とを比較し、差
動信号と三角波との交差ポイントを抽出する。この様子
を図９の（１）の波形図に示す。そして、基本周波数信
号（図９（２））と比較１、比較２の出力をＰＷＭロジ
ック回路２９に入力してＰＷＭ制御信号を生成する。図
９（２）に示すように基本周波数信号は、交流電圧波形
がどの半サイクルであるかを示しており、この基本周波
数信号と二つの三角波と差動信号との交差ポイントのデ
ータを組み合わせることによってＰＷＭロジック回路２
９は４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4 のゲートのオン
オフを制御するＰＷＭ制御信号を生成する。このＰＷＭ
制御信号は図９（３）〜（６）に示すとおりであり、交
流電圧波形が図９の左側の半サイクル（正側）であると
き、三角波１と差動信号との交差ポイントのうち三角波
１＜差動信号の間は、スイッチング素子Ｑ1 はオンであ
り、スイッチング素子Ｑ2 はオフとし、その逆の期間は
スイッチング素子Ｑ1 はオフ、スイッチング素子Ｑ2 は
オンに制御する。また、三角波２と差動信号との交差ポ
イントについては、三角波２＞差動信号の間は、スイッ
チング素子Ｑ3 はオン、スイッチング素子Ｑ4 はオフ、
その逆の期間は、スイッチング素子Ｑ3 はオフ、スイッ
チング素子Ｑ4 はオンに制御する。
【０００８】このように制御したときの、インバータ直
後の電圧波形Ｖ1 は図９（７）に示すようなパルス幅の
ものとなり、これをリアトクトルＬ1とコンデンサＣ2
からなるフィルタ回路を通過させて波形整形することに
よって、図９（７）の交流出力電圧Ｖ2 に示される正弦
波波形の交流出力を得ることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】電圧制御型インバータ
は、図９（７）の出力電圧波形Ｖ2 にみられるようにイ
ンバータの交流出力電圧を正弦波の波形にすることはで
きるが、出力電流波形を任意の波形にして制御すること
はできない。
【００１０】例えば、商用電源に負荷が接続されたとこ
ろに、並列にこのインバータを接続する場合、図１０に
示すようにリアクトルＬ2 を介してインバータが接続さ
れる形態となる。商用電源からはＶ3 の交流電圧が、イ
ンバータからはＶ2 の交流電圧が負荷に供給されること
になる。二つの交流の電圧差および位相差によってリア
クトルＬ2 にはＶL2 の電圧が生じ、ＩL2の電流が生ず
ることになる。この電流ＩL2のベクトル方向は、二つの
電圧波形の差によって変化するが、その電流波形はきれ
いな正弦波にしかなり得ない。また、この方式では商用
入力電流の位相がずれて力率が極端に悪くなり、入力容
量が増える場合がある。このように、インバータの出力
に交流電源が接続された形態のときにインバータの出力
電流波形を制御することは難しい問題があった。
【００１１】また、家庭用太陽電池の普及や分散小型発
電装置の普及により、これらの発電装置の出力を売電す
ることが考えられる。この場合、ほとんどの家電品の入
力にはコンデンサインプット型の整流回路が使用されて
いて、その入力電流波形や入力効率が悪くなっている。
これらは家電品や他の機器の誤動作や異常発熱を引き起
こす要因になっており、それらの問題を解決できる安価
なアクティブフィルタ機能を備えた装置が求められてい
る。
【００１２】本発明は、このような問題を解決するもの
で、インバータから任意の波形の電流波形を出力するこ
とができる電源装置を提供することを目的とする。本発
明は、インバータに接続された商用電源の交流波形に同
期することができ、それによって双方向インバータとし
て機能して、アクティブフィルタ、力率改善、系統連係
が可能な電源装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、インバータの
出力電流波形を基準電流波形に対応する波形となるよう
にインバータのスイッチング素子のＰＷＭ制御信号（ゲ
ート信号）を制御する。このとき、電流波形の一つの半
サイクルで、インバータから交流電源側に電流が流れる
モード、同一の方向で今度はインバータ側（蓄電素子
側）に電流が流れるモードの二つの動作モードのスイッ
チングを組み合わせることによって任意の電流波形を生
成する。
【００１４】すなわち、本発明は、交流電源と負荷とに
並列に介挿され、蓄電素子と、直流を交流に変換して前
記負荷側に出力し、交流を直流に変換して前記蓄電素子
側に出力する直流交流変換手段としてのインバータと、
前記インバータのスイッチング素子のパルス幅制御信号
を出力する制御部とを備え、前記インバータのスイッチ
ング素子群と前記交流電源との間に、直列にリアクトル
が接続されるとともにコンデンサが並列に接続され、前
記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前
記交流電源の電圧波形を検出する電圧検出手段とが接続
され、前記制御部は、前記インバータのスイッチング素
子を電流波形の一方の極性の半サイクルでは、インバー
タの直流電圧とその時点での前記交流電源の電圧とを加
算して前記リアクトルに電気エネルギを蓄えるパターン
と、この前記リアクトルに蓄えられた電気エネルギをイ
ンバータの前記蓄電素子に流し込むパターンとを交互に
繰り返すスイッチング制御を行い、次の半サイクルで
は、前記半サイクルとは逆の電流方向で、インバータの
直流電流を前記リアクトルに蓄えるパターンとこの前記
リアクトルに蓄えられた電気エネルギを交流電源側に流
し込むパターンとを交互に繰り返すスイッチング制御を
行う手段を含むことを特徴とする。
【００１５】また、本発明の電源装置の制御部は、前記
交流電源の電圧波形に同期し設定された基準電流波形を
発生する基準電流波形発生回路と、互いに位相が反転し
た二つの三角波を発生する三角波発生回路と、前記電流
検出手段の出力と前記基準電流波形とを差動増幅した電
流差動信号を生成する手段と、この電流差動信号と前記
ふたつの三角波とをそれぞれ比較する比較手段と、前記
電流差動信号および前記三角波との比較出力とを入力
し、前記インバータのスイッチング素子にパルス幅制御
信号を出力する論理回路とを備え、前記論理回路は、前
記基準電流波形の第一の半サイクルでは、前記電流差動
信号が第一の三角波との比較出力または第二の三角波と
の比較出力に基づいて、電流差動信号が前記第一の三角
波または前記第二の三角波より低いレベルの場合は前記
蓄電素子から交流電源側に第一の方向で電流が流れるよ
うにスイッチング素子を導通させ、電流差動信号が前記
第一の三角波または第二の三角波より高いレベルの場合
は、交流電流側から前記蓄電素子側に第一の方向で電流
が流れ込むようにスイッチング素子を導通させ、前記基
準波の第二の半サイクルでは、前記電流差動信号が第一
の三角波または第二の三角波より高いレベルのときは、
前記第一の方向とは逆の第二の方向で前記蓄電素子の電
流が前記リアクトルに流れるようにスイッチング素子を
導通させ、前記電流差動信号が第一の三角波または第二
の三角波より低いレベルのときは、前記リアクトルの電
力が交流電源側に流れ込むようにスイッチング素子を導
通させるように前記ＰＷＭ制御信号を出力する手段を含
むことができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の実施
の形態を説明する。
【００１７】図１は本発明実施例の電源装置であるイン
バータの接続構成を示すものであり、図２は、インバー
タの制御部の構成を示す。すなわち、本発明の電源装置
は、商用電源ＣＳおよび負荷ＲＬに並列に介挿され、蓄
電素子としてのコンデンサＣ 1と、直流を交流に変換し
て前記負荷側に出力し、交流を直流に変換して前記蓄電
素子側に出力する直流交流変換手段としてのインバータ
ＩＮＶと、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ4のパルス幅制御信号を出力する図示されていない制
御部とを備えている。また、インバータＩＮＶのスイッ
チング素子群と前記交流電源との間に、出力交流を整形
するリアクトルＬ1およびコンデンサＣ2で構成されたフ
ィルタ回路および前記インバータの出力電流を検出する
電流検出手段として電流検出器ＣＴ1と、図示されてい
ない前記負荷に流れる電圧を検出する電圧検出手段とが
接続されている。
【００１８】前記制御部の構成は図２に示されており、
商用電源の交流電圧波形との同期をとる同期回路１１
と、この同期回路１１の出力に基づいて電圧波形に同期
し設定された任意の基準電流波形（例えば、基本周波数
の３倍周波の正弦波）を発生する基準電流波形発生回路
１２と、電流検出器ＣＴ1の検出した電流波形と基準電
流波形とを差動増幅してその振幅を調整した差動電流信
号を出力する差動増幅回路１３と、第一の三角波を発生
する三角波発生回路１４、この第一の三角波と位相とは
逆相の第二の三角波を発生する三角波発生回路１５と、
この二つの三角波発生回路の出力する三角波と電流差動
信号とを比較して、その交差ポイントの情報を出力する
比較回路１６、１７と、電圧波形の同期信号と、整形回
路１８により波形整形された電流差動信号と、比較回路
１６、１７の比較出力とを入力し、インバータのスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のＰＷＭ制御信号を出力するＰＷ
Ｍロジック回路１９とを備えている。
【００１９】図８の従来の電源装置の制御部の構成と
は、電流波形制御の点で相違するが、もっとも大きな相
違点は、インバータのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4の制
御を行うためのＰＷＭロジック回路１９が出力するスイ
ッチング素子のＰＷＭ制御信号である。
【００２０】図３ないし図６の動作波形図を参照して、
実施例の電源装置の動作を説明する。
【００２１】図３は、このインバータの各部および出力
の波形を示す図である。図４は、図３のＡ部（電流差動
信号が負側）を拡大した波形図であり、図５はＢ部（電
流差動信号が正側）を拡大した波形図であり、図６は図
４、図５に〜で示す時点での電流の流れる方向を示
すものである。
【００２２】図３は、インバータの制御信号と交流出力
電流の１サイクルの動作波形を示す。この図３に示す例
では、電流波形の周波数は商用交流電圧波形の３倍の周
波数としているが、これは本実施例装置では、外部電圧
源に対して自由な電流波形を出力できるということを示
している。
【００２３】同期回路１１は、図示されない電圧検出器
からの商用電源の電圧波形Ｖ2との同期をとり、その同
期結果を基本周波数信号（４）として基準電流波形発生
回路１２、ＰＷＭロジック回路１９に出力する。基準電
流波形発生回路１２は、基本周波数信号を入力しインバ
ータに発生させたい任意の電流波形を出力する。発生さ
せたい基本電流波形は基本電流発生回路に設定する。差
動増幅回路１３において電流検出器ＣＴ1が検出した交
流出力電流Ｉ１と基準電流波形発生回路１２で作られた
基本電流波形信号とが差動増幅され、三角波と比較する
ためのレベルに調整された電流差動信号を出力する。こ
の電流差動信号は図３の（２）、（３）に示される波形
である。この電流差動信号について整形回路１８によ
り、図３（５）に示される電流差動整形信号としてＰＷ
Ｍロジック回路１９に入力される。三角波発生回路１４
は、三角波１を発生し、三角波発生回路１５は、この三
角波１を入力してこれとは逆相の三角波２を発生する。
この三角波１、第二の三角波２とは図３の（２）、
（３）の波形図に示されているが、この周波数を１５ｋ
Ｈｚ〜２０ｋＨｚとすることで、出力電流Ｉ1 の波形の
ギザギザを小さくすることができ、基準電流波形にほと
んど一致するようにすることができる。三角波１は比較
回路１６で、三角波２は比較回路１７でそれぞれ電流差
動信号と比較され、三角波と電流差動信号との交差ポイ
ントが抽出され、この比較結果はＰＷＭロジック回路１
９に入力される。
【００２４】ＰＷＭロジック回路１９はこれら基本周波
数信号、電流差動信号の整形信号、比較回路１６、１７
の比較出力を入力して、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の
スイッチングのオンオフ制御を行うゲート信号を出力す
る。この動作を図４、図５、図６を参照して説明する。
【００２５】図４は、図３のＡ部を拡大した波形図であ
る。ここでは、電圧波形は正側、電流波形は負側である
とする。図４の波形図に示すように、この領域ではスイ
ッチング素子Ｑ1、Ｑ4は全てオフである。また、図４
（２）の電流差動信号＞三角波１（振幅の絶対値では電
流差動信号＜三角波１）、または図４（３）の電流差動
信号＞三角波２（振幅の絶対値では電流差動信号＜三角
波２）の間は、スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ3 がオフに制
御されるゲート信号が出力され、図６の方向で電流が
流れるように制御される。その以外の領域では、スイッ
チング素子Ｑ2 、Ｑ3がオンに制御されるゲート信号が
出力され、図６の方向で電流が流れるように制御され
る。
【００２６】まず、電流差動信号が三角波１と交差し、
電流差動信号＜三角波１となると、のパターンであ
り、ゲート信号Ｑ2G 、ゲート信号Ｑ3G が出力され、ス
イッチング素子Ｑ2 、Ｑ3が導通する。スイッチング素
子Ｑ1 、Ｑ4はオフである。こののパターンでは、コ
ンデンサＣ1の直流電圧と商用電源のその時点の電圧が
加算され、それがリアクトルＬ1 に流れ、リアクトルＬ
1に電気エネルギが蓄えられる。
【００２７】次に、電流差動信号が三角波２と交差し、
電流差動信号＞三角波２となると、ゲート信号Ｑ2 、Ｑ
3 は反転し、スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ3はオフにな
り、のパターンになる。こののパターンでは、すべ
てのスイッチング素子がオフとなるので、リアクトルＬ
1の電気エネルギは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ4のダイ
オード側を介して流れ、図６の矢印の方向に流れる。
これは、リアクトルＬ1の電気エネルギをコンデンサＣ
1 に充電することになるので、リアクトルＬ1 を流れる
電流は減少する。次に電流差動信号＜三角波２になる
と、ゲート信号Ｑ2G、Ｑ3G は反転し、スイッチング素
子Ｑ2 、Ｑ3 はオンとなり、図６のパターンの電流と
なり、次に電流差動信号が三角波１と交差するとのパ
ターンとなる。このように、ＰＷＭロジック回路１９か
らは、図６のパターンとのパターンとを交互に繰り
返すゲート信号が出力される。この結果、図４（１１）
に示す電流波形が得られる。
【００２８】このおよびのパターンでは、商用電源
側からみると、電圧と同相の電流を流し出しているの
で、商用電源はインバータに電力を与える動作となる。
この状態が続くと、コンデンサＣ1 の容量が小さい場
合、コンデンサＣ1 が過充電され、インバータが破損す
ることになるが、コンデンサＣ1 の直流電圧がある程度
上昇したら、保護のために基準電流波形を小さくなるよ
うに制御することで直流過電圧の発生を防止することが
できる。
【００２９】次に、電流波形が正側の半サイクルの場合
は、図５、図６、のパターンに示される通りの制御
がなされる。この場合は、商用電源電圧が正であり、電
流差動信号が正のレベルである。
【００３０】この領域では、スイッチング素子Ｑ1は全
てオン、スイッチング素子Ｑ2 、Q3はすべてオフであ
る。また、電流差動信号＞三角波１および電流差動信号
＞三角波２の間は、のパターンとなり、スイッチング
素子Ｑ1 、Ｑ4 はオン、スイッチング素子Ｑ2 、Ｑ3 は
オフに制御される。このときは、コンデンサＣ1 と商用
電源電圧との差分がリアクトルＬ1 に流れて、リアクト
ルＬ1 に電気エネルギが蓄積されている状態である。次
にインバータの電流差動信号＜三角波２の間は、スイッ
チング素子Ｑ4 がオフとなり、のパターンとなる。こ
のとき、スイッチング素子Ｑ1 はオンとなっているの
で、リアクトルＬ1 の電気エネルギは商用電源に戻るよ
うに流れ、その電気エネルギは減少する。そして、次に
は電流差動信号が三角波２と交差することで、スイッチ
ング素子Ｑ4 はオンとなり、スイッチング素子Ｑ1 はオ
ンのままでのパターンとなる。このように、のパ
ターンが交互に繰り返すゲート信号がＰＷＭロジック回
路１９から出力され、この結果、図５（１１）に示す電
流波形が得られる。
【００３１】電圧波形がマイナスの領域では、電圧波形
の正側の領域とはその動作が対称となる。また、インバ
ータの直流側に、コンデンサＣ1 と並列に蓄電装置、あ
るいは直流発電装置を接続することができる。
【００３２】なお、以上の説明は、商用電源が単相交流
の例で説明したが、３相交流の場合は、単相交流の電圧
波形の１２０°位相が相違する波形が重ね合わされたも
のであるので、上述の単相交流が１２０°位相が相違す
る動作がそれぞれ重ね合わされたものとすればよい。
【００３３】
【発明の効果】以上のように、本発明では、任意波形の
電流をインバータと別の交流電源との間に流すことがで
きる。このため、力率改善を行うことができ、アクティ
ブフィルタとして使用可能な電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明実施例の電源装置の接続を示す図。
【図２】本発明実施例のインバータの制御部の構成を示
す図。
【図３】本発明実施例のインバータの動作を示す動作波
形図。
【図４】図３のＡ部を拡大した状態を示す動作波形図。
【図５】図３のＢ部を拡大した状態を示す動作波形図。
【図６】図４、図５で〜で示される時点の電流の流
れを示す図。
【図７】従来の電圧制御型インバータの接続を示す図。
【図８】従来の電圧制御型インバータの制御部の構成を
示す図。
【図９】従来の電圧制御型インバータの動作を示す動作
波形図。
【図１０】従来の電圧制御型インバータの出力の状態を
示す図。
【符号の説明】
ＩＮＶ インバータ ＣＳ 商用電源 ＲＬ 負荷 Ｌ1 リアクトル Ｃ1 、Ｃ2 コンデンサ １１ 同期回路 １２ 基準電流波形発生回路 １３、２３ 差動増幅回路 １４、１５、２４、２５ 三角波発生回路 １６、１７、２６、２７ 比較回路 １８ 整形回路 １９、２９ ＰＷＭロジック回路 ２１ 基本周波数信号発生回路 ２２ 基準電圧正弦波発生回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G066 FA01 FB13 FC11 5H007 AA02 BB07 CA02 CB04 CB05 CC03 DA03 DA05 DA06 DC02 DC05 EA02 GA06

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流電源と負荷とに並列に介挿され、蓄
    電素子と、直流を交流に変換して前記負荷側に出力し、
    交流を直流に変換して前記蓄電素子側に出力する直流交
    流変換手段としてのインバータと、前記インバータのス
    イッチング素子のパルス幅制御信号を出力する制御部と
    を備え、 前記インバータのスイッチング素子群と前記交流電源と
    の間に、直列にリアクトルが接続されるとともにコンデ
    ンサが並列に接続され、前記インバータの出力電流を検
    出する電流検出手段と、前記交流電源の電圧波形を検出
    する電圧検出手段とが接続され、 前記制御部は、前記インバータのスイッチング素子を電
    流波形の一方の極性の半サイクルでは、インバータの直
    流電圧とその時点での前記交流電源の電圧とを加算して
    前記リアクトルに電気エネルギを蓄えるパターンと、こ
    の前記リアクトルに蓄えられた電気エネルギをインバー
    タの前記蓄電素子に流し込むパターンとを交互に繰り返
    すスイッチング制御を行い、次の半サイクルでは、前記
    半サイクルとは逆の電流方向で、インバータの直流電流
    を前記リアクトルに蓄えるパターンとこの前記リアクト
    ルに蓄えられた電気エネルギを交流電源側に流し込むパ
    ターンとを交互に繰り返すスイッチング制御を行う手段
    を含むことを特徴とする電源装置。
  2. 【請求項２】 交流電源と負荷とに並列に介挿され、蓄
    電素子と、直流を交流に変換して前記負荷側に出力し、
    交流を直流に変換して前記蓄電素子側に出力する直流交
    流変換手段としてのインバータと、前記インバータのス
    イッチング素子のパルス幅制御信号を出力する制御部と
    を備え、 前記インバータのスイッチング素子群と前記交流電源と
    の間に、出力交流を整形するフィルタ回路および前記イ
    ンバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記負
    荷に流れる電圧を検出する電圧検出手段とが接続され、 前記制御部は、 前記交流電源の電圧波形に同期し設定された基準電流波
    形を発生する基準電流波形発生回路と、互いに位相が反
    転した二つの三角波を発生する三角波発生回路と、前記
    電流検出手段の出力と前記基準電流波形とを差動増幅し
    た電流差動信号を生成する手段と、この電流差動信号と
    前記ふたつの三角波とをそれぞれ比較する比較手段と、
    前記電流差動信号および前記三角波との比較出力とを入
    力し、前記インバータのスイッチング素子にパルス幅制
    御信号を出力する論理回路とを備え、 前記論理回路は、前記基準電流波形の第一の半サイクル
    では、前記電流差動信号が第一の三角波との比較出力ま
    たは第二の三角波との比較出力に基づいて、電流差動信
    号が前記第一の三角波または前記第二の三角波より低い
    レベルの場合は前記蓄電素子から交流電源側に第一の方
    向で電流が流れるようにスイッチング素子を導通させ、
    電流差動信号が前記第一の三角波または第二の三角波よ
    り高いレベルの場合は、交流電流側から前記蓄電素子側
    に第一の方向で電流が流れ込むようにスイッチング素子
    を導通させ、前記基準電流波形の第二の半サイクルで
    は、前記電流差動信号が第一の三角波または第二の三角
    波より高いレベルのときは、前記第一の方向とは逆の第
    二の方向で前記蓄電素子の電流が前記リアクトルに流れ
    るようにスイッチング素子を導通させ、前記電流差動信
    号が第一の三角波または第二の三角波より低いレベルの
    ときは、前記リアクトルの電力が交流電源側に流れ込む
    ようにスイッチング素子を導通させるように前記パルス
    幅制御信号を出力する手段を含むことを特徴とする電源
    装置。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013518347A (ja) * 2010-01-25 2013-05-20 ジェネヴァ クリーンテック インコーポレイテッド 歪み低減装置
JP2015019583A (ja) * 2014-10-30 2015-01-29 日立アプライアンス株式会社 系統連系インバータ装置、および、それを備えた分散型電源システム
JP2017038435A (ja) * 2015-08-07 2017-02-16 シャープ株式会社 電力変換装置
CN113424427A (zh) * 2019-02-19 2021-09-21 三菱电机株式会社 功率转换装置及电动助力转向装置

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