JP2003088133A - Power converter - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a low cost and high efficiency power converter which enables power recovery and assures excellent overload resistance. SOLUTION: This power converter comprises a diode rectifier (REC) for power with its AC terminal connected to an AC power supply via an AC reactor (Ls), a voltage type self-excitation power converter (CNV) with its AC terminal connected to the AC terminal of the diode rectifier for power via the reactor (La) for recovery current control, and a DC smoothing capacitor (Cd) which is connected between the DC common terminals of the voltage type self- excitation power converter and the diode rectifier for power to connect in parallel a load device (LOAD).

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、電力用ダイオード
整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた高効率
で経済的な電力変換装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a highly efficient and economical power conversion device that combines a power diode rectifier and a voltage type self-excited power converter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】電気鉄道直流き電システムでは、３相ブ
リッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交
流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されてい
る。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストを安く
することができる利点を有する。しかし、電車が回生ブ
レーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生でき
ず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。
また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によ
って大きく変動する欠点があった。2. Description of the Related Art In an electric railway DC feeding system, a method of converting three-phase AC power into DC power by a power diode rectifier connected in a three-phase bridge is often adopted. This method has the advantages of excellent overload capability and low converter cost. However, there was a problem that when the train applied the regenerative brake, the electric power could not be regenerated to the AC power source side and the regeneration was often invalidated.
In addition, there is a defect that there is a load current dependency and that the DC feeding voltage greatly varies depending on the load.

【０００３】図２５は、従来の電力回生可能なＰＷＭコ
ンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）の回路構成を
示すものである。ＰＷＭコンバータＣＮＶは、交流端子
が交流リアクトルＬｓを介して３相交流電源ＳＵＰの端
子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、直流端子が直流平滑コンデン
サＣｄ、および３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波
数）インバータＩＮＶの直流端子に接続される。インバ
ータＩＮＶの交流端子は交流電動機Ｍに接続される。Ｐ
ＷＭコンバータＣＮＶは、３相ブリッジ結線された６ア
ーム６個の整流器用高速ダイオードＤ１〜Ｄ６と、各ダ
イオードに逆並列接続された回生インバータ用スイッチ
ング素子たる自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６とからなってい
る。ダイオードＤ１〜Ｄ３および自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ
３は正側に配置され、ダイオードＤ４〜Ｄ６および自己
消弧素子Ｓ４〜Ｓ６は負側に配置されている。インバー
タＩＮＶもコンバータＣＮＶと同様の回路構成を持って
いるが、ここでは詳細説明を省略する。FIG. 25 shows a circuit configuration of a conventional PWM converter (pulse width modulation control converter) capable of regenerating electric power. The PWM converter CNV has an AC terminal connected to terminals R, S, T of a three-phase AC power supply SUP via an AC reactor Ls, a DC terminal having a DC smoothing capacitor Cd, and a three-phase output VVVF (variable voltage variable frequency). It is connected to the DC terminal of the inverter INV. The AC terminal of the inverter INV is connected to the AC motor M. P
The WM converter CNV is composed of six-arm six rectifier high-speed diodes D1 to D6 connected in a three-phase bridge, and self-extinguishing elements S1 to S6 that are antiparallel connected to the respective diodes and are regenerative inverter switching elements. There is. Diodes D1 to D3 and self-extinguishing elements S1 to S
3 is arranged on the positive side, and the diodes D4 to D6 and the self-extinguishing elements S4 to S6 are arranged on the negative side. The inverter INV also has the same circuit configuration as the converter CNV, but detailed description thereof will be omitted here.

【０００４】ＰＷＭコンバータＣＮＶは、比較器Ｃ１，
Ｃ２、電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)、乗算器ＭＬ、電流制御
補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調制御回路PWMCから
なる制御装置を備えている。比較器Ｃ１および電圧制御
補償器Ｇｖ(Ｓ)は各相共通であるが、乗算器ＭＬ、比較
器Ｃ２、電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)、およびパルス幅変調
制御回路PWMCは各相毎に設けられる。ここにはＲ相の内
部回路構成のみを詳しく示しているが、Ｓ相およびＴ相
の制御回路も同様に構成されている。Ｒ相制御回路から
Ｒ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のためのゲート信号ｇ
１，ｇ４が出力され、Ｓ相制御回路からＳ相の自己消弧
素子Ｓ２，Ｓ５のためのゲート信号ｇ２，ｇ５が出力さ
れ、Ｔ相制御回路からＴ相の自己消弧素子Ｓ３，Ｓ６の
ためのゲート信号ｇ３，ｇ６が出力される。The PWM converter CNV includes comparators C1 and C1.
The control device includes a C2, a voltage control compensator Gv (S), a multiplier ML, a current control compensator Gi (S), and a pulse width modulation control circuit PWMC. The comparator C1 and the voltage control compensator Gv (S) are common to each phase, but the multiplier ML, the comparator C2, the current control compensator Gi (S), and the pulse width modulation control circuit PWMC are provided for each phase. To be Although only the R-phase internal circuit configuration is shown in detail here, the S-phase and T-phase control circuits are similarly configured. Gate signal g for R-phase self-extinguishing elements S1 and S4 from R-phase control circuit
1, g4 are output, the S-phase control circuit outputs gate signals g2 and g5 for the S-phase self-extinguishing elements S2 and S5, and the T-phase control circuit outputs T-phase self-extinguishing elements S3 and S6. Gate signals g3 and g6 are output.

【０００５】ＰＷＭコンバータＣＮＶは、以上のように
構成された制御装置により、直流平滑コンデンサＣｄに
印加される直流電圧Ｖｄが電圧指令値Ｖd*に一致するよ
うに入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。さらに具体
的には、電圧指令値Ｖd*と電圧検出値Ｖｄの偏差を比較
器Ｃ１で得て電圧制御補償器Ｇｖ(Ｓ)で増幅し、入力電
流の振幅指令値Ｉsmとする。乗算器ＭＬにおいてＲ相の
電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指
令値Ｉsmを掛け算し、その積をＲ相の電流指令値Ｉr*と
する。このＲ相電流指令値Ｉr*とＲ相電流検出値Ｉｒを
比較器Ｃ２で比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ
(Ｓ)で反転増幅する。ここで通常は比例増幅が使われ、
ゲインはＧｉ(Ｓ)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数であ
る。電流制御補償器Ｇｉ(Ｓ)の出力である電圧指令値ｅ
r*＝−Ｋｉ×(Ｉr*−Ｉｒ)をＰＷＭ制御回路PWMCに入力
し、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４
のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路PWMC
は、電圧指令値ｅr*とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨ
ｚの三角波）を比較し、ｅr*＞Ｘのときは、素子Ｓ１を
オンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅr*＜Ｘのときは、素子Ｓ４
をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータの
Ｒ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅr*に比例した電圧を発生す
る。The PWM converter CNV controls the input currents Ir, Is and It so that the DC voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd matches the voltage command value Vd * by the control device configured as described above. To do. More specifically, the deviation between the voltage command value Vd * and the voltage detection value Vd is obtained by the comparator C1 and amplified by the voltage control compensator Gv (S) to obtain the amplitude command value Ism of the input current. In the multiplier ML, the unit sine wave sinωt synchronized with the R-phase voltage is multiplied by the amplitude command value Ism of the input current, and the product is taken as the R-phase current command value Ir *. The R-phase current command value Ir * and the R-phase current detection value Ir are compared by the comparator C2, and the deviation is compared with the current control compensator Gi.
Invert and amplify with (S). Here usually proportional amplification is used,
The gain is Gi (S) =-Ki. Ki is a proportional constant. The voltage command value e which is the output of the current control compensator Gi (S)
r * = − Ki × (Ir * −Ir) is input to the PWM control circuit PWMC, and the R-phase self-extinguishing elements S1 and S4 of the converter CNV
Gate signals g1 and g4 are generated. PWM control circuit PWMC
Is the voltage command value er * and the carrier signal X (for example, 1 kHz).
z triangular wave), the element S1 is turned on when er *> X (S4 is off), and the element S4 is turned on when er * <X.
Is turned on (S1 is turned off). As a result, the R-phase voltage Vr of the converter generates a voltage proportional to the voltage command value er *.

【０００６】Ｒ相の入力電流Ｉｒに関して、Ｉr*＞Ｉｒ
の場合、電圧指令値ｅr*は負の値となり、Ｉｒを増加さ
せる。逆に、Ｉr*＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅr*は正の
値となり、Ｉｒを減少させる。このようにして、Ｉr*＝
Ｉｒとなるような制御が行われる。Ｓ相およびＴ相の電
流Ｉｓ，Ｉｔも同様に制御される。Regarding the R-phase input current Ir, Ir *> Ir
In the case of, the voltage command value er * becomes a negative value, and Ir is increased. Conversely, when Ir * <Ir, the voltage command value er * becomes a positive value, and Ir is decreased. In this way, Ir * =
The control is performed so that it becomes Ir. The currents Is and It of the S phase and the T phase are similarly controlled.

【０００７】直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧
Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、Ｖd*＞Ｖｄ
となった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmが増加する。
各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、電流Ｉsmに
比例した有効電力Ｐｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コ
ンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、電圧
Ｖｄが上昇し、Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。逆
に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉ
smは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。
故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少
し、電圧Ｖｄが低下して、やはり、Ｖd*＝Ｖｄとなるよ
うに制御される。The voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd is controlled as follows. That is, Vd *> Vd
If, the amplitude command value Ism of the input current increases.
The current command value of each phase has the same phase as the power supply voltage, and active power Ps proportional to the current Ism is supplied from the AC power supply SUP to the DC smoothing capacitor Cd. As a result, the voltage Vd rises and is controlled so that Vd * = Vd. On the contrary, when Vd * <Vd, the input current amplitude command value I
sm has a negative value and regenerates the power Ps to the AC power supply side.
Therefore, the stored energy of the DC smoothing capacitor Cd is reduced, the voltage Vd is reduced, and the control is performed so that Vd * = Vd also holds.

【０００８】ＶＶＶＦ（可変電圧・可変周波数）インバ
ータＩＮＶおよび交流電動機Ｍは直流平滑コンデンサＣ
ｄを電圧源とする負荷であり、力行運転時はコンデンサ
Ｃｄの蓄積エネルギーを消費し、電圧Ｖｄを低下させる
方向に作用する。また、回生運転時はその回生エネルギ
ーを平滑コンデンサＣｄに戻すため、電圧Ｖｄを上昇さ
せる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶ
によって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するた
め、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効
電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った
有効電力を交流電源側に回生することになる。The VVVF (variable voltage / variable frequency) inverter INV and the AC motor M are a DC smoothing capacitor C.
This is a load using d as a voltage source and consumes the energy stored in the capacitor Cd during the power running operation, and acts to reduce the voltage Vd. Further, during the regenerative operation, the regenerated energy is returned to the smoothing capacitor Cd, so that the voltage Vd is increased. As mentioned above, the PWM converter CNV
Since the DC voltage Vd is controlled to be constant by means of the AC power supply, active power corresponding to the AC power supply is automatically supplied during the power running operation, and active power corresponding to the regenerative energy is regenerated to the AC power supply side during the regenerative operation. It will be.

【０００９】このように、従来のＰＷＭコンバータによ
れば、直流電圧Ｖｄを安定化することができ、電力回生
が可能であり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失
効の問題も解決される。As described above, according to the conventional PWM converter, the DC voltage Vd can be stabilized, electric power can be regenerated, and the problem of regenerative invalidation in the DC feeding system of the electric railway can be solved. .

【００１０】しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でス
イッチングを行うためスイッチング素子のスイッチング
損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子
は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が
必要となる。したがって、短時間の過負荷（例えば、定
格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設
計しなければならず、電力変換器として大きなものが必
要となり、不経済なシステムとなってしまう問題があっ
た。However, the PWM converter has a drawback that switching loss of the switching element becomes large because it performs switching at a high frequency. Further, the switching element is required to have the ability to cut off the maximum value of the AC input current as the cutoff current. Therefore, it must be designed to withstand the breaking current even for a short time overload (for example, 300% of the rated current), and a large power converter is required, resulting in an uneconomical system. was there.

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】以上のように、電力回
生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による
自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、ダ
イオード整流器に比べるとコストが高く、過負荷耐量も
あまり大きくすることができないという難点がある。ま
た、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、
変換器効率が悪い等の問題があった。As described above, as a power converter capable of regenerating power, there is a self-exciting converter (called PWM converter) by pulse width modulation control, but the cost is higher than that of a diode rectifier. There is a drawback that it is high and the overload tolerance cannot be increased so much. In addition, switching loss due to PWM control increases,
There was a problem such as poor converter efficiency.

【００１２】そこで、本発明は、過負荷耐量に優れ、電
力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換
装置を提供することを目的とする。[0012] Therefore, an object of the present invention is to provide an electric power conversion device which is excellent in overload resistance, capable of regenerating electric power, has high converter efficiency, and is economical.

【００１３】[0013]

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明の電
力変換装置は、交流電源に交流リアクトルを介して交流
端子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力
用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リ
アクトルを介して交流端子が接続された電圧形自励式電
力変換器と、この電圧形自励式電力変換器および電力用
ダイオード整流器の直流共通端子間に接続され、負荷装
置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備する。According to a first aspect of the present invention, there is provided a power converter in which a power diode rectifier having an AC terminal connected to an AC power source via an AC reactor and an AC terminal of the power diode rectifier. Connected between the voltage type self-exciting power converter connected to the AC terminal via the recovery current suppressing reactor and the DC common terminal of this voltage type self-exciting power converter and the power diode rectifier, and connecting the load device in parallel. And a DC smoothing capacitor to be connected.

【００１４】この構成によれば、力行運転時は、大部分
の電流が電力用ダイオード整流器に流れるように制御す
ることにより、電圧形自励式電力変換器の遮断電流を小
さく抑える。電圧形自励式電力変換器は、電源電圧に同
期した一定のパルスパターン（１パルス、３パルス、５
パルス等）で電源電圧に対する位相角を制御することに
より、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付
近で運転される。故に、自励式電力変換器を構成する自
己消弧素子のスイッチングを、入力電流のゼロ点付近で
行うようにすることにより、素子の遮断電流を小さくす
ることができる。According to this configuration, during powering operation, most of the current is controlled to flow through the power diode rectifier, so that the breaking current of the voltage type self-exciting power converter is suppressed to a small value. The voltage-type self-excited power converter has a constant pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5
The input current is controlled by controlling the phase angle with respect to the power supply voltage with a pulse or the like), and the operation is always performed near the input power factor = 1. Therefore, by switching the self-extinguishing element forming the self-excited power converter near the zero point of the input current, the cutoff current of the element can be reduced.

【００１５】リカバリ電流抑制リアクトルは、電圧形自
励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用
ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリ電流
が流れ込むのを抑える役目をする。通常、このリアクト
ルは数十μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルと
比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。The recovery current suppressing reactor plays a role of suppressing an excessive recovery current from flowing into each diode of the power diode rectifier when the self-extinguishing element of the voltage type self-exciting power converter is turned on. Usually, this reactor has an inductance value of several tens of μH, which may be about two orders of magnitude smaller than the AC reactor.

【００１６】一方、回生運転時は、大部分の電流が電圧
形自励式電力変換器の自己消弧素子に流れる。本発明装
置は、例えば、力行運転は３００％の過負荷を許容し、
回生運転は１００％とするのが経済的な使い方となる。
電気鉄道では、１列車が回生ブレーキをかけても他の列
車は力行中の場合が多く、上記使い方は妥当なものとな
る。回生電力１００％で運転した場合、電流の大部分は
自己消弧素子に流れることは同じである。しかし、回生
運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子の
スイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることに
より、素子の遮断電流は小さく抑えることが可能とな
る。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電
流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器ＣＮＶを構
成することができるようになり、経済的な装置を提供す
ることができる。On the other hand, during regenerative operation, most of the current flows through the self-extinguishing element of the voltage type self-exciting power converter. The device of the present invention allows an overload of 300% during power running,
It is economical to use 100% regenerative operation.
In electric railways, even if one train applies regenerative braking, other trains are often in power running, and the above usage is appropriate. It is the same that most of the current flows to the self-extinguishing element when operated with 100% regenerative power. However, even during the regenerative operation, the power source power factor is controlled to be approximately 1, and by switching the self-extinguishing element near the current zero point, the cut-off current of the element can be suppressed to a small value. Therefore, the switching loss is greatly reduced, and the self-exciting power converter CNV can be configured with the self-extinguishing element having a small breaking current, and an economical device can be provided.

【００１７】請求項２に係る発明は、請求項１に記載の
電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リアクトル
を過飽和リアクトルで構成する。According to a second aspect of the present invention, in the power converter according to the first aspect, the recovery current suppressing reactor is a supersaturated reactor.

【００１８】自励式電力変換器は、各アームが自己消弧
素子と、逆並列接続の高速ダイオードで構成されてお
り、例えば、正側アームの自己消弧素子に電流が流れて
いるとき、当該素子をオフすると、負側アームの高速ダ
イオードに電流が移る。電力用ダイオードに比べて高速
ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、この電流は
徐々に電力用ダイオード整流器の対応する電力用ダイオ
ードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用
リアクトルのインダクタンス値に反比例する。リカバリ
電流抑制用リアクトルを過飽和リアクトルとすることに
より、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が
小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速
く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。In the self-excited power converter, each arm is composed of a self-extinguishing element and an antiparallel high-speed diode. For example, when a current flows in the self-extinguishing element of the positive arm, When the device is turned off, the current is transferred to the high speed diode in the negative arm. Due to the large forward voltage drop of the fast diode compared to the power diode, this current gradually moves to the corresponding power diode of the power diode rectifier. The commutation time is inversely proportional to the inductance value of the recovery current suppressing reactor. By making the recovery current suppressing reactor an oversaturation reactor, the inductance value becomes smaller at a large flowing current, the current flowing in the high speed diode moves to the power diode faster, and the loss is reduced.

【００１９】請求項３に係る発明は、請求項１または２
に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換
器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧
に対する位相角を調整することにより入力電流を制御す
ることを特徴とする。The invention according to claim 3 is the invention according to claim 1 or 2.
In the power conversion device described in (1), the voltage type self-exciting power converter operates in a constant pulse pattern and controls the input current by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power supply.

【００２０】電圧形自励式電力変換器は、一定のパルス
パターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを
行う。直流電圧が一定ならば、電圧の振幅値は一定にな
る。この状態で、電源電圧に対する出力電圧の位相角φ
を変えることにより、交流リアクトルに印加される電圧
が変化し、入力電流を調整することができる。The voltage type self-excited power converter performs switching in synchronization with the voltage of the AC power supply with a constant pulse pattern. If the DC voltage is constant, the amplitude value of the voltage is constant. In this state, the phase angle φ of the output voltage with respect to the power supply voltage
By changing, the voltage applied to the AC reactor changes, and the input current can be adjusted.

【００２１】電源電圧に対する出力電圧の位相角を遅れ
方向に増加させることにより、交流電源から供給される
有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向に増やす
と、有効電力が交流電源に回生される。ちなみに、位相
角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流の位相
角は、電源電圧に対し、φ／２または、π−φ／２とな
り、入力力率は、cos(φ／２)となる。また、入力電流
と自励式変換器の交流出力電圧との位相差は、−φ／２
または、π＋φ／２となり、変換器力率は、cos(φ／
２)となる。位相角φは、入力電流と交流リアクトルの
値に依存する。位相角θは、過負荷運転時でも高々φ＝
３０°程度で、力率はcos１５°＝０．９６６となる。By increasing the phase angle of the output voltage with respect to the power supply voltage in the delay direction, the effective power supplied from the AC power supply increases. On the contrary, if the phase angle is increased in the advancing direction, active power is regenerated to the AC power supply. By the way, when the phase angle φ = 0, there is no transfer of active power. The phase angle of the input current is φ / 2 or π−φ / 2 with respect to the power supply voltage, and the input power factor is cos (φ / 2). The phase difference between the input current and the AC output voltage of the self-excited converter is -φ / 2.
Or, π + φ / 2, and the converter power factor is cos (φ /
2). The phase angle φ depends on the input current and the value of the AC reactor. The phase angle θ is at most φ even during overload operation
At about 30 °, the power factor is cos15 ° = 0.966.

【００２２】自励式変換器を一定のパルスパターンで制
御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるように
スイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器
力率が１に近いため、電流のゼロ点付近でスイッチング
が行われ、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断
電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、
高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供する
ことができる。When controlling the self-excited converter with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current becomes small. However, since the converter power factor is close to 1 as described above, the current Since switching is performed near the zero point, the breaking current of the self-extinguishing element forming the self-excited converter can be small. This enables power regeneration,
It is possible to provide a low-cost power conversion device with high power factor and high efficiency.

【００２３】請求項４に係る発明は、請求項１または２
に記載の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換
器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動
作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することに
より入力電流を制御することを特徴とする。The invention according to claim 4 is the invention according to claim 1 or 2.
In the power converter described in paragraph 1, the voltage type self-exciting power converter operates in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power supply, and controls the input current by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power supply. Characterize.

【００２４】請求項４に記載の発明によれば、請求項３
に係る発明と同じく、自励式変換器を一定のパルスパタ
ーンで運転するものであるが、そのパルス数を１パルス
にしたものである。当然、直流電圧が一定ならば、自励
式変換器の交流側出力電圧の振幅値は、一定となる。電
源電圧に対する自励式変換器の交流側出力電圧の位相角
φを調整することにより、入力電流を制御するが、φ＝
０のとき、入力電流が０となるようにするには、電源電
圧の波高値と変換器出力電圧の基本波の波高値が同じに
なるようにする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等
により決まってしまうので、電源側に変圧器を入れて、
出力電圧の基本波成分の波高値と電源電圧の波高値が同
じになるように、変圧器の２次電圧を合わせる。According to the invention of claim 4, claim 3
Similarly to the invention according to, the self-exciting converter is operated with a constant pulse pattern, but the number of pulses is one pulse. Naturally, if the DC voltage is constant, the amplitude value of the AC side output voltage of the self-exciting converter will be constant. The input current is controlled by adjusting the phase angle φ of the AC side output voltage of the self-excited converter with respect to the power supply voltage.
When the input current is 0, the peak value of the power supply voltage and the peak value of the fundamental wave of the converter output voltage must be the same so that the input current becomes 0. Since the DC voltage is determined by the demand of the load side, etc., put a transformer on the power supply side,
Adjust the secondary voltage of the transformer so that the peak value of the fundamental wave component of the output voltage and the peak value of the power supply voltage are the same.

【００２５】自励式変換器を１パルスで運転することに
より、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさ
らに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大
きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。ま
た、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流の
ゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、
力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は
極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力
変換装置を提供することができる。また、大電流を遮断
しないということは、ソフトスイッチングに近くなると
いうことであり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にも
やさしい電力変換装置を提供することができる。By operating the self-excited converter with one pulse, the number of switching operations is minimized and the converter efficiency is further improved. Further, the fundamental wave component of the AC side output voltage becomes large, and the voltage utilization rate of the self-excited converter is improved. Moreover, since the converter power factor is operated at almost 1, it means that switching is performed only once near the zero point of the input current.
The breaking current of the self-extinguishing element becomes extremely small during both the power running operation and the regenerative operation. As a result, it is possible to provide a highly efficient and low cost power conversion device. In addition, not cutting off a large current means that the power conversion device is close to soft switching, EMI noise is reduced, and an environment-friendly power conversion device can be provided.

【００２６】請求項５に係る発明は、請求項１ないし４
のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧形
自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動した場合、
電源の電圧の変化に合わせて直流平滑コンデンサに印加
される電圧の指令値を変えて制御動作することを特徴と
する。The invention according to claim 5 relates to claims 1 to 4.
In the power converter according to any one of items 1 to 5, the voltage-type self-exciting power converter, when the voltage of the AC power supply fluctuates,
The control operation is performed by changing the command value of the voltage applied to the DC smoothing capacitor according to the change in the voltage of the power supply.

【００２７】電圧形自励式電力変換器を１パルスまたは
一定パルスパターンで運転した場合、電力変換器の交流
側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧が高くなる
と、変換器は遅れ力率運転となり、また、電源電圧が低
くなると、変換器は進み力率運転となってしまう。ま
た、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流側出力電
圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電力変換器
を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくなってしま
う。そこで、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄ
を電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整することによ
り、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御する。こ
れにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を
防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電流の増加
を防止することができる。When the voltage-type self-excited power converter is operated with one pulse or a constant pulse pattern, the amplitude value of the output voltage on the AC side of the power converter becomes constant, and when the power supply voltage increases, the converter operates in the delayed power factor mode. When the power supply voltage becomes low, the converter goes into advanced power factor operation. Further, as the power factor decreases, the phase difference between the AC side output voltage and the input current of the self-excited power converter increases, and the self-extinguishing element of the self-excited power converter has a large interruption current. Therefore, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor
Is adjusted according to the amplitude value of the power supply voltage Vs, so that | Vs | = | Vc | is always controlled. As a result, it is possible to prevent the power source power factor or the converter power factor from being extremely reduced, and it is possible to prevent an increase in the breaking current of the self-extinguishing element.

【００２８】請求項６に係る発明は、請求項１ないし５
のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧形
自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電
圧をＶs、入力電流をＩs、交流リアクトルのインダクタ
ンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コン
デンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする。The invention according to claim 6 relates to claims 1 to 5.
In the power conversion device described in any one of 1, the voltage source self-exciting power converter is configured such that the angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is, the inductance value of the AC reactor is Ls, and the proportional constant. Is defined as k, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled so that Vd = k · √ {Vs ² + (ω · Ls · Is) ² }.

【００２９】自励式電力変換器により、直流平滑コンデ
ンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように調整することにより、入力電流の位相を電
源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の
運転をすることができる。この効果は回生運転において
も同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コス
トで高力率の電力変換装置を提供することができる。By adjusting the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor by the self-exciting power converter so that Vd = k√ {Vs ² + (ωLsIs) ² }, the input current is adjusted. Can be made to match the phase of the power supply voltage, and the operation with the power supply power factor = 1 can be performed. This effect is the same in regenerative operation. As a result, it is possible to provide a power converter with excellent overload resistance, low cost, and high power factor.

【００３０】請求項７に係る発明は、請求項１ないし５
のいずれか１項に記載の電力変換装置において、電圧形
自励式電力変換器は、交流電源の角周波数をω、電源電
圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトルのインダク
タンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、直流平滑コ
ンデンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする。The invention according to claim 7 relates to claims 1 to 5.
In the power converter according to any one of items 1 to 3, the voltage-type self-exciting power converter is configured such that the angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is, the inductance value of the AC reactor is Ls, and the proportional constant. Is defined as k, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled so that Vd = k · √ {Vs ² − (ω · Ls · Is) ² }.

【００３１】自励式電力変換器により、直流平滑コンデ
ンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるようにほぼ調整することにより、入力電流の電源
電圧に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電
圧の位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、
入力電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率
＝１の運転をすることがができる。この結果、自励式変
換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくするこ
とができ、かつ、変換器容量を低減することができる。
この効果は回生運転においても同じである。これによ
り、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装
置を提供することができる。The voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is adjusted by the self-exciting power converter so that Vd = k {{square root over (Vs ² − (ωLsIs) ² }}. The phase angle of the current with respect to the power supply voltage can be substantially matched with the phase angle of the AC side output voltage of the self-excited power converter. That is,
The phases of the input current and the converter output voltage match, and the converter power factor = 1 can be operated. As a result, the breaking current of the self-extinguishing element forming the self-excited converter can be reduced, and the converter capacity can be reduced.
This effect is the same in regenerative operation. As a result, it is possible to provide a power conversion device that is excellent in overload resistance, low cost, and highly efficient.

【００３２】請求項８に係る発明の電力変換装置は、３
相交流電源に１次巻線が接続され、所定の位相差を持た
せたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変
圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が
接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ
台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流
抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台
の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励
式電力変換器とｎ台の電力用ダイオード整流器の直流共
通端子に接続され、負荷装置を並列に接続する直流平滑
コンデンサとを具備してなる。The power converter of the invention according to claim 8 is 3
A primary winding is connected to a three-phase AC power supply, and a three-phase transformer having n sets of secondary windings with a predetermined phase difference, and an AC reactor on each secondary winding of this three-phase transformer. N power diode rectifiers connected to AC terminals via
N voltage type self-exciting power converters, in which the AC side terminals are connected to the AC terminals of the power diode rectifiers via the recovery current suppressing reactor, and these n voltage type self-exciting power converters and n It is provided with a DC smoothing capacitor connected to the DC common terminal of the power diode rectifier of the stand and connecting the load device in parallel.

【００３３】本装置は、電力用ダイオード整流器と電圧
形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数
台用意し、所定の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有
する３相変圧器を用いて並列多重運転をするように構成
したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給
される入力電流の高調波成分の低減化を達成することが
できる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可
能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供す
ることができる。The present apparatus is provided with a plurality of power converters each having a combination of a power diode rectifier and a voltage type self-exciting power converter, and has three phases having n sets of secondary windings having a predetermined phase difference. It is configured to perform parallel multiplex operation by using a transformer, and it is possible to achieve a large capacity of the converter and a reduction of harmonic components of the input current supplied from the AC power supply. As a result, it is possible to provide a high-efficiency, low-cost large-capacity power conversion device that has excellent overload resistance and is capable of power regeneration.

【００３４】請求項９に係る発明は、請求項８に記載の
電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器
は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧に
対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御
して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御するこ
とを特徴とする。According to a ninth aspect of the present invention, in the power converter according to the eighth aspect, the n voltage-type self-excited power converters operate with a constant pulse pattern and have a phase angle with respect to the voltage of the AC power source. By adjusting, the AC input current is controlled to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor.

【００３５】電圧形自励式電力変換器は、一定のパルス
パターンで動作し、交流電源の電圧に同期したスイッチ
ングを行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交
流出力電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電
圧に対する出力電圧の位相角φを変えることより、交流
リアクトルに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを
調整することができる。The voltage type self-excited power converter operates with a constant pulse pattern and performs switching in synchronization with the voltage of the AC power supply. If the DC voltage is constant, the amplitude value of the AC output voltage of the self-exciting converter will be constant. In this state, by changing the phase angle φ of the output voltage with respect to the power supply voltage, the voltage applied to the AC reactor changes, and the input current Is can be adjusted.

【００３６】電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位
相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から
供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向
に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。By increasing the phase angle of the output voltage of each converter with respect to the power supply voltage in the delay direction, the active power supplied from the AC power supply increases. On the contrary, if the phase angle is increased in the advancing direction, active power is regenerated to the AC power supply.

【００３７】自励式変換器を一定のパルスパターンで制
御する場合、入力電流の高調波成分が小さくなるように
スイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近
いため、電流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自
励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さく
て済む。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、
電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力
変換装置を提供することができる。When controlling the self-excited converter with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current becomes small. However, since the converter power factor is close to 1, near the zero point of the current. Since switching is performed, the breaking current of the self-extinguishing element forming the self-exciting converter can be small. This reduces the harmonic components of the input current,
It is possible to provide a power conversion device that can regenerate electric power, has a high power factor, high efficiency, and low cost.

【００３８】請求項１０に係る発明は、請求項８に記載
の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換
器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動
作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整することに
より交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印加
される電圧を制御することを特徴とする。According to a tenth aspect of the present invention, in the power converter according to the eighth aspect, the n voltage type self-exciting power converters operate in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power source, and the AC power source. The AC input current is controlled by adjusting the phase angle with respect to the voltage of, and the voltage applied to the DC smoothing capacitor is controlled.

【００３９】各電圧形自励式電力変換器を１パルスモー
ドで動作させることにより、スイッチング損失を減ら
し、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができ
る。また、入力電流のゼロ点付近で自励式変換器をスイ
ッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さく
することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低
コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供すること
ができる。By operating each voltage type self-excited power converter in the 1-pulse mode, switching loss can be reduced and the voltage utilization rate of the self-excited converter can be improved. Further, since the self-excited converter is switched in the vicinity of the zero point of the input current, the breaking current of the self-extinguishing element can be reduced. As a result, it is possible to provide a high-efficiency, large-capacity power conversion device that is excellent in overload resistance, low in cost.

【００４０】請求項１１に係る発明の電力変換装置は、
３相交流電源に１次巻線が接続され、所定の位相差を有
するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変
圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介して交流端子が
接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ
台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流
抑制用リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台の
電圧形自励式電力変換器と、ｎ台の電圧形自励式変換器
および電力用ダイオード整流器の直流共通端子のそれぞ
れに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサとを備え、ｎ
個の直流平滑コンデンサが直列接続され、その直列接続
された両端に負荷装置が接続される。The power converter of the invention according to claim 11 is
A primary winding is connected to a three-phase AC power supply, and a three-phase transformer having n sets of secondary windings having a predetermined phase difference, and an AC reactor for each secondary winding of this three-phase transformer And n power diode rectifiers connected to the AC terminals and these n
Voltage source self-exciting converters and n voltage source self-exciting converters and power diode rectifiers, the AC terminals of which are connected to the AC terminals of the power diode rectifiers via the recovery current suppressing reactor N DC smoothing capacitors connected to respective DC common terminals of
The DC smoothing capacitors are connected in series, and the load device is connected to both ends of the series connection.

【００４１】本装置は、電力用ダイオード整流器と電圧
形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数
台（ｎ台）用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次
巻線を有する３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運
転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変
換装置の大容量化と、直流出力電圧の高圧化、および交
流電源から供給される入力電流の高調波成分の低減化を
達成することができる。これにより、過負荷耐量に優
れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力
変換装置を提供することができる。This apparatus is provided with a plurality of (n) power converters in which a power diode rectifier and a voltage type self-exciting power converter are combined, and n sets of secondary windings having appropriate phase differences are provided. It is configured to perform parallel and multiple operations on the AC side and to connect in series on the DC side using a three-phase transformer having the following features. It is possible to increase the capacity of the converter, increase the DC output voltage, and change the AC power supply. A reduction in the harmonic content of the supplied input current can be achieved. As a result, it is possible to provide a high-efficiency, low-cost large-capacity power conversion device that has excellent overload resistance and is capable of power regeneration.

【００４２】請求項１２に係る発明は、請求項１１に記
載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変
換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電
圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式
電力変換器の入力電流を制御して直流平滑コンデンサに
印加される電圧を制御することを特徴とする。According to a twelfth aspect of the present invention, in the power converter according to the eleventh aspect, the n voltage-type self-exciting power converters operate with a constant pulse pattern and have a phase angle with respect to the voltage of the AC power source. By adjusting, the input current of each voltage type self-exciting power converter is controlled to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor.

【００４３】電圧形自励式電力変換器は、一定のパルス
パターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを
行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力
電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対
する出力電圧の位相角を変えることより、交流リアクト
ルに印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換
器の入力電流を調整することができる。自励式変換器を
一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流の高調
波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決め
るが、変換器力率が１に近いところで動作させることに
より、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、
自励式変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流
を小さくすることができる。The voltage type self-excited power converter performs switching in synchronization with the voltage of the AC power supply with a constant pulse pattern. If the DC voltage is constant, the amplitude value of the AC output voltage of the self-exciting converter will be constant. In this state, by changing the phase angle of the output voltage with respect to the power supply voltage, the voltage applied to the AC reactor changes, and the input current of each voltage type self-excited power converter can be adjusted. When controlling the self-excited converter with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current becomes small. However, by operating the converter at a power factor close to 1, the zero point of the current Is is reduced. Switching is done in the vicinity,
It is possible to reduce the breaking current of the self-extinguishing element that constitutes the self-excited converter CNV.

【００４４】電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位
相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源か
ら供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み
方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。By increasing the phase angle φ of the output voltage of each converter with respect to the power supply voltage in the delay direction, the effective power supplied from the AC power supply increases. Conversely, when the phase angle φ is increased in the forward direction, active power is regenerated by the AC power supply.

【００４５】自励式変換器は、各直流平滑コンデンサに
印加される電圧がほぼ一定になるように制御する。その
結果、その和電圧が一定に制御される。これにより、直
流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流の高調
波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率
で、低コストの電力変換装置を提供することができる。The self-exciting converter controls so that the voltage applied to each DC smoothing capacitor becomes substantially constant. As a result, the sum voltage is controlled to be constant. As a result, it is possible to increase the DC output voltage, reduce the harmonic components of the input current, enable power regeneration, provide a high power factor and high efficiency, and provide a low-cost power converter. .

【００４６】請求項１３に係る発明は、請求項１１に記
載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変
換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで
動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整すること
により各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して
直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御することを
特徴とする。According to a thirteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the eleventh aspect, the n voltage type self-excited power converters operate in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power source, and the AC power source. Is controlled to control the input current of each voltage type self-exciting power converter to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor.

【００４７】各電圧形自励式電力変換器を１パルスモー
ドで動作させることにより、スイッチング損失を減ら
し、自励式変換器の電圧利用率を向上させることができ
る。また、入力電流のゼロ点付近で自励式変換器をスイ
ッチングさせるため、自己消弧素子の遮断電流を小さく
することができる。これにより、過負荷耐量に優れ、低
コストで高効率・大容量の電力変換装置を提供すること
ができる。By operating each voltage type self-excited power converter in the 1-pulse mode, switching loss can be reduced and the voltage utilization rate of the self-excited converter can be improved. Further, since the self-excited converter is switched in the vicinity of the zero point of the input current, the breaking current of the self-extinguishing element can be reduced. As a result, it is possible to provide a high-efficiency, large-capacity power conversion device that is excellent in overload resistance, low in cost.

【００４８】請求項１４に係る発明の電力変換装置は、
３相交流電源に対し１次巻線が各相毎に直列接続され、
２次巻線の出力電圧が所定の位相差を持つように構成さ
れたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各
２次巻線に交流端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ
台の電力用ダイオード整流器と、これらｎ台の電力用ダ
イオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リアク
トルを介して交流端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ
結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形
自励式電力変換器およびｎ台の電力用ダイオード整流器
の直流共通端子に接続され、並列に負荷装置が接続され
る直流平滑コンデンサとを具備したものである。The power converter of the invention according to claim 14 is:
A primary winding is connected in series for each phase for a three-phase AC power supply,
N three-phase transformers configured such that the output voltages of the secondary windings have a predetermined phase difference, and AC terminals connected to each secondary winding of these n three-phase transformers. Phase bridge connection n
Power diode rectifiers, and n three-phase bridge-connected voltage-type self-exciting power converters whose AC terminals are connected to the AC terminals of these n power diode rectifiers via a recovery current suppressing reactor. , A DC smoothing capacitor connected to the DC common terminals of the n voltage type self-exciting power converters and the n power diode rectifiers, and a load device is connected in parallel therewith.

【００４９】本装置は、電力用ダイオード整流器と電圧
形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置を複数
台（ｎ台）用意し、１次巻線を直列接続し、適宜の位相
差を持たせた２次巻線を有するｎ台の３相変圧器を用い
て、直列多重運転するように構成したもので、変換装置
の大容量化と、交流電源から供給される入力電流の高調
波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転
により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分
を低減することができ、自励式電力変換器の制御パルス
を少なくすることができる利点がある。また、３相変圧
器の漏れインダクタンス分を利用することにより、従来
の交流リアクトルを省略することが可能となる。これに
より、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・
低コストの大容量電力変換装置を提供することができ
る。This apparatus prepares a plurality of (n) power converters in which a power diode rectifier and a voltage-type self-exciting power converter are combined, primary windings are connected in series, and an appropriate phase difference is provided. It is configured to perform series multiplex operation by using n number of three-phase transformers having the secondary windings, the capacity of the converter is increased, and the harmonic component of the input current supplied from the AC power source is used. Can be reduced. In particular, the series multiple operation has an advantage that the harmonic component of the AC side input current flowing through each converter can be reduced and the control pulse of the self-excited power converter can be reduced. Further, by utilizing the leakage inductance component of the three-phase transformer, the conventional AC reactor can be omitted. As a result, it has an excellent overload capacity, is capable of power regeneration, and is highly efficient.
It is possible to provide a low-cost large-capacity power conversion device.

【００５０】請求項１５に係る発明は、請求項１４に記
載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変
換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電
圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を
制御して直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御す
ることを特徴とする。According to a fifteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the fourteenth aspect, the n voltage type self-exciting power converters operate with a constant pulse pattern and have a phase angle with respect to the voltage of the AC power source. By adjusting, the AC input current is controlled to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor.

【００５１】電圧形自励式電力変換器は、一定のパルス
パターンで、交流電源の電圧に同期したスイッチングを
行う。直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流出力
電圧の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧に対
する出力電圧の位相角を変えることより、変圧器の漏れ
インダクタンス分に印加される電圧が変化し、入力電流
Ｉｓを調整することができる。自励式変換器を一定のパ
ルスパターンで制御する場合、入力電流の高調波成分が
小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変
換器力率が１に近いところで動作させることにより、電
流のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器
を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることが
できる。The voltage type self-excited power converter performs switching in synchronization with the voltage of the AC power supply with a constant pulse pattern. If the DC voltage is constant, the amplitude value of the AC output voltage of the self-exciting converter will be constant. In this state, by changing the phase angle of the output voltage with respect to the power supply voltage, the voltage applied to the leakage inductance of the transformer changes, and the input current Is can be adjusted. When controlling the self-excited converter with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic components of the input current are small, but by operating the converter at a power factor close to 1, near the zero point of the current. The switching operation is performed by, so that the breaking current of the self-extinguishing element forming the self-excited converter can be reduced.

【００５２】電源電圧に対する各変換器の出力電圧の位
相角を遅れ方向に増加させることにより、交流電源から
供給される有効電力が増加する。逆に位相角を進み方向
に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。By increasing the phase angle of the output voltage of each converter with respect to the power supply voltage in the delay direction, the effective power supplied from the AC power supply increases. On the contrary, if the phase angle is increased in the advancing direction, active power is regenerated to the AC power supply.

【００５３】自励式変換器は直流平滑コンデンサに印加
される電圧がほぼ一定になるように入力電流を制御す
る。これにより、入力電流の高調波成分が小さく、電力
回生が可能で、高力率・高効率で低コストの電力変換装
置を提供することができる。The self-excited converter controls the input current so that the voltage applied to the DC smoothing capacitor becomes almost constant. As a result, it is possible to provide a low-cost power converter that has a small harmonic component of the input current, can regenerate power, and has high power factor, high efficiency, and low cost.

【００５４】請求項１６に係る発明は、請求項１４に記
載の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変
換器は、交流電源の周波数に同期した１パルスモードで
動作し、交流電源の電圧に対する位相角を調整すること
により交流入力電流を制御して直流平滑コンデンサに印
加される電圧を制御することを特徴とする。According to a sixteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the fourteenth aspect, the n voltage type self-excited power converters operate in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power source, and the AC power source. The AC input current is controlled by adjusting the phase angle with respect to the voltage of, and the voltage applied to the DC smoothing capacitor is controlled.

【００５５】この発明によれば、請求項１５に係る発明
と同じく、自励式変換器を一定のパルスパターンで運転
するが、そのパルス数を１パルスにしたものである。当
然、直流電圧が一定ならば、自励式変換器の交流側出力
電圧の振幅値は一定となる。電源電圧に対する自励式変
換器の交流側出力電圧の和電圧の位相角φを調整するこ
とにより、入力電流を制御するが、φ＝０のとき、入力
電流＝０となるようにするには、電源電圧の波高値と変
換器出力電圧の和電圧の基本波波高値が同じになるよう
にする必要がある。直流電圧は負荷側の要求等により決
まってしまうので、３相変圧器の２次側電圧を各自励式
変換器の交流側出力電圧の基本波成分と同じになるよう
に値を合わせる。According to the present invention, the self-exciting converter is operated with a constant pulse pattern as in the invention according to claim 15, but the number of pulses is one pulse. Naturally, if the DC voltage is constant, the amplitude value of the AC side output voltage of the self-exciting converter is constant. The input current is controlled by adjusting the phase angle φ of the sum voltage of the AC side output voltage of the self-excited converter with respect to the power supply voltage, but when φ = 0, the input current becomes 0. It is necessary to make the crest value of the power supply voltage and the fundamental crest value of the sum voltage of the converter output voltages the same. Since the DC voltage is determined by the requirements of the load side, the values are matched so that the secondary side voltage of the three-phase transformer is the same as the fundamental wave component of the AC side output voltage of each self-excited converter.

【００５６】自励式変換器を１パルスで運転することに
より、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさ
らに向上する。また、交流側出力電圧の基本波成分が大
きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上する。ま
た、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉ
ｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことにな
り、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電
流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな
電力変換装置を提供することができる。また、大電流を
遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くな
り、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力
変換装置を提供することができる。By operating the self-excited converter with one pulse, the number of switching operations is minimized, and the converter efficiency is further improved. Further, the fundamental wave component of the AC side output voltage becomes large, and the voltage utilization rate of the self-excited converter is improved. Further, since the converter power factor is operated at almost 1, the input current I
Switching is performed only once near the zero point of s, and the cutoff current of the self-extinguishing element is extremely small during both the power running operation and the regenerative operation. As a result, it is possible to provide a highly efficient and low cost power conversion device. In addition, not blocking a large current makes it possible to provide a power conversion device that is close to soft switching, reduces EMI noise, and is environmentally friendly.

【００５７】請求項１７に係る発明は、請求項８ないし
１６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、リ
カバリ電流抑制用リアクトルは過飽和リアクトルで構成
されていることを特徴とする。According to a seventeenth aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the eighth to sixteenth aspects, the recovery current suppressing reactor is composed of a supersaturated reactor.

【００５８】自励式電力変換器は、各アームが自己消弧
素子と、逆並列接続の高速ダイオードで構成されてお
り、例えば、正側アームの自己消弧素子に電流が流れて
いるとき、当該素子をオフすると、負側アームの高速ダ
イオードに電流が移る。電力用ダイオードに比べて高速
ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、この電流は
徐々に電力用ダイオード整流器の対応する電力用ダイオ
ードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用
リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。リア
クトルＬａを過飽和リアクトルにすることにより、流れ
る電流の大きいところでインダクタンス値が小さくな
り、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用
ダイオードに移り、損失が低減される。In the self-excited power converter, each arm is composed of a self-extinguishing element and a high-speed diode connected in antiparallel. For example, when a current is flowing in the self-extinguishing element of the positive arm, When the device is turned off, the current is transferred to the high speed diode in the negative arm. Due to the large forward voltage drop of the fast diode compared to the power diode, this current gradually moves to the corresponding power diode of the power diode rectifier. The commutation time is inversely proportional to the inductance value of the recovery current suppressing reactor La. By making the reactor La a supersaturated reactor, the inductance value becomes small at a large flowing current, the current flowing in the high speed diode is transferred to the power diode faster, and the loss is reduced.

【００５９】請求項１８に係る発明は、請求項８ないし
１７のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ
台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の電圧が変動
した場合、その電源電圧の変化に合わせて直流平滑コン
デンサに印加される電圧の指令値を変えて制御すること
を特徴とする。The invention according to claim 18 is the power conversion device according to any one of claims 8 to 17, wherein n
The voltage-type self-exciting power converter of the stand is characterized in that, when the voltage of the AC power supply fluctuates, the command value of the voltage applied to the DC smoothing capacitor is changed and controlled in accordance with the change of the power supply voltage.

【００６０】ｎ台の電圧形自励式電力変換器を１パルス
または一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変
換器の交流側出力電圧の振幅値は一定となり、電源電圧
が高くなると、変換器は遅れ力率運転となり、また、電
源電圧が低くなると、変換器は進み力率運転となってし
まう。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器の交流
側出力電圧と入力電流の位相差が大きくなり、自励式電
力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が大きくな
ってしまう。そこで、直流平滑コンデンサに印加される
電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値に合わせて調整する
ことにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ｜となるように制御
する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端
な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子の遮断電
流の増加を防止することができる。When the n voltage type self-excited power converters are operated with one pulse or a constant pulse pattern, the amplitude value of the AC side output voltage of the power converters becomes constant, and when the power supply voltage becomes high, the converters When the power factor operation is delayed, and when the power supply voltage is lowered, the converter is advanced power factor operation. Further, as the power factor decreases, the phase difference between the AC side output voltage and the input current of the self-excited power converter increases, and the self-extinguishing element of the self-excited power converter has a large interruption current. Therefore, by adjusting the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor in accordance with the amplitude value of the power supply voltage Vs, control is always performed so that | Vs | = | Vc |. As a result, it is possible to prevent the power source power factor or the converter power factor from being extremely reduced, and it is possible to prevent an increase in the breaking current of the self-extinguishing element.

【００６１】請求項１９に係る発明は、請求項８ないし
１８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ
台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の角周波数を
ω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトル
のインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、
直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする。The invention according to claim 19 is the power converter according to any one of claims 8 to 18, wherein n
The voltage-type self-exciting power converter of the stage is such that, when the angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is, the inductance value of the AC reactor is Ls, and the proportional constant is k,
It is characterized in that the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled so as to be Vd = k · √ {Vs ² + (ω · Ls · Is) ² }.

【００６２】ｎ台の自励式電力変換器により、直流平滑
コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように調整することにより、入力電流の位相を電
源電圧の位相に一致させることができ、電源力率＝１の
運転をすることができる。この効果は回生運転において
も同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コス
トで高力率の電力変換装置を提供することができる。By adjusting the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor by n self-exciting power converters so that Vd = k√ {Vs ² + (ωLsIs) ² } , The phase of the input current can be matched with the phase of the power supply voltage, and the operation with the power supply power factor = 1 can be performed. This effect is the same in regenerative operation. As a result, it is possible to provide a power converter with excellent overload resistance, low cost, and high power factor.

【００６３】請求項２０に係る発明は、請求項８ないし
１８のいずれか１項に記載の電力変換装置において、ｎ
台の電圧形自励式電力変換器は、交流電源の角周波数を
ω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、交流リアクトル
のインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋとした場合、
直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする。The invention according to claim 20 is the power converter according to any one of claims 8 to 18, wherein n
The voltage-type self-exciting power converter of the stage is such that, when the angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is, the inductance value of the AC reactor is Ls, and the proportional constant is k,
The voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled so that Vd = k · √ {Vs ² − (ω · Ls · Is) ² }.

【００６４】ｎ台の自励式電力変換器により、直流平滑
コンデンサに印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように調整することにより、入力電流の電源電圧
に対する位相角を自励式電力変換器の交流側出力電圧の
位相角にほぼ一致させることができる。すなわち、入力
電流と変換器出力電圧の位相が一致し、変換器力率＝１
の運転をすることができる。この結果、自励式変換器を
構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることがで
き、かつ、変換器容量の低減が図れる。この効果は回生
運転におもても同じである。これにより、過負荷耐量に
優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供すること
ができる。By adjusting the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor by n self-exciting power converters so that Vd = k {{{square root over (Vs ² − (ωLsIs) ² }} The phase angle of the input current with respect to the power supply voltage can be substantially matched with the phase angle of the AC side output voltage of the self-excited power converter. That is, the phases of the input current and the converter output voltage match, and the converter power factor = 1
You can drive. As a result, it is possible to reduce the breaking current of the self-extinguishing element that constitutes the self-excited converter, and to reduce the converter capacity. This effect is the same for regenerative operation. As a result, it is possible to provide a power conversion device that is excellent in overload resistance, low cost, and highly efficient.

【００６５】[0065]

【発明の実施の形態】＜第１の実施の形態＞図１は、本
発明の電力変換装置の一実施例を示すブロック図であ
る。ここで図２５と同一ないし類似の機能を有する回路
要素には同一符号を付して、その詳細説明は省略する。
図１の主回路は、図２５の主回路における交流リアクト
ルＬｓと電圧形自励式変換器ＣＮＶの間に、電力用ダイ
オード整流器ＲＥＣおよびリカバリ電流抑制用リアクト
ルＬａを付加的に配置している。整流器ＲＥＣは、３相
ブリッジ結線の電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６からな
り、その交流端子は交流リアクトルＬｓを介して３相交
流電源ＳＵＰの受電端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続され、直流端
子はコンバータＣＮＶの直流端子に接続されている。リ
カバリ電流抑制リアクトルＬａは、整流器ＲＥＣの交流
端子と電圧形自励式変換器ＣＮＶの交流端子の間に接続
されている。なお、ここでは、VVVFインバータＩＮＶお
よび交流電動機Ｍにより負荷装置LOADを構成するものと
している。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION <First Embodiment> FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a power converter of the present invention. Here, circuit elements having the same or similar functions as those in FIG. 25 are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
In the main circuit of FIG. 1, a power diode rectifier REC and a recovery current suppressing reactor La are additionally arranged between the AC reactor Ls and the voltage type self-exciting converter CNV in the main circuit of FIG. The rectifier REC is composed of power diodes PD1 to PD6 having a three-phase bridge connection, and its AC terminal is connected to the power receiving terminals R, S, T of the three-phase AC power supply SUP via the AC reactor Ls, and the DC terminal is a converter CNV. It is connected to the DC terminal of. The recovery current suppressing reactor La is connected between the AC terminal of the rectifier REC and the AC terminal of the voltage type self-exciting converter CNV. Note that, here, the load device LOAD is configured to include the VVVF inverter INV and the AC electric motor M.

【００６６】リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、電力
変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオン動作したときに整流
器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリ電流が流れ込
むのを抑える役割を持っており、通常、数十μＨのイン
ダクタンス値に設計され、交流リアクトルＬｓと比べる
と、２桁ぐらい小さいものでよい。また、リカバリ電流
抑制リァクトルＬａを過飽和リアクトルにすることによ
り、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６から電力用ダイオードＰ
Ｄ１〜ＰＤ６に転流する時間が短くなり、その分、損失
の低減を図ることができる。The recovery current suppressing reactor La has a role of suppressing an excessive recovery current from flowing into each diode of the rectifier REC when the self-arc-extinguishing element of the power converter CNV is turned on. It is designed to have an inductance value of μH, and it may be about two orders of magnitude smaller than the AC reactor Ls. Further, by setting the recovery current suppressing reactor La to be a supersaturation reactor, the high speed diodes D1 to D6 can be connected to the power diode P.
The time for commutation to D1 to PD6 is shortened, and the loss can be reduced accordingly.

【００６７】制御装置として、比較器Ｃ１，Ｃ３、加算
器Ｃ２、電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)、電流制御補償回路
Ｇｉ(Ｓ)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回
路Ａ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、および位相制御回
路ＰＨＣを備えている。直流平滑コンデンサＣｄに印加
される電圧Ｖｄを検出し、それを比較器Ｃ１により電圧
指令値Ｖd*と比較する。その偏差εｖ（＝Ｖd*−Ｖｄ）
を電圧制御補償回路Ｇｖ(Ｓ)により積分または比例増幅
し、その出力値を加算器Ｃ２の第１入力端に入力する。
一方、負荷LOADが消費する直流電流Ｉdcを検知し、フィ
ードフォワード補償器ＦＦを介して加算器Ｃ２の第２入
力端に入力する。加算器Ｃ２の出力Ｉq*が、電源ＳＵＰ
から供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ａ
は、電源ＳＵＰから電力変換器に供給される３相入力電
流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換
する。座標変換によって得られたｑ軸電流Ｉｑは有効電
流検出値を表し、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わ
す。As the control device, comparators C1 and C3, adder C2, voltage control compensation circuit Gv (S), current control compensation circuit Gi (S), feedforward compensator FF, coordinate conversion circuit A, power supply synchronous phase detection. The circuit PLL and the phase control circuit PHC are provided. The voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd is detected and compared with the voltage command value Vd * by the comparator C1. The deviation εv (= Vd * -Vd)
Is integrated or proportionally amplified by the voltage control compensation circuit Gv (S), and the output value is input to the first input terminal of the adder C2.
On the other hand, the DC current Idc consumed by the load LOAD is detected and input to the second input terminal of the adder C2 via the feedforward compensator FF. The output Iq * of the adder C2 is the power supply SUP
It becomes the command value of the active current supplied from. Coordinate converter A
Converts the detected values of the three-phase input currents Ir, Is, It supplied from the power supply SUP to the power converter into dq axes (DC amount). The q-axis current Iq obtained by coordinate conversion represents the active current detection value, and the d-axis current Id represents the reactive current detection value.

【００６８】比較器Ｃ３により、有効電流指令値Ｉq*と
有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉ（＝Ｉq*−
Ｉｑ）を電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)により増幅して、位
相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは
３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔ
を作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路
ＰＨＣは、位相角指令値φ*と各相別の位相信号θｒ，
θｓ，θｔを用いて電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ
１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。電圧形自
励式電力変換器ＣＮＶは、ゲート信号ｇ１〜ｇ６によ
り、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パル
ス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相角
φを制御することにより、入力電流を制御する。The active current command value Iq * is compared with the active current detection value Iq by the comparator C3, and the deviation εi (= Iq *-
Iq) is amplified by the current control compensation circuit Gi (S) to obtain the phase angle command value φ *. The power supply synchronization phase detection circuit PLL is a phase signal θr, θs, θt synchronized with the three-phase AC power supply voltage.
Is generated and input to the phase control circuit PHC. The phase control circuit PHC uses the phase angle command value φ * and the phase signal θr for each phase,
Using θs and θt, the self-extinguishing element S of the power converter CNV
The gate signals g1 to g6 of 1 to S6 are generated. The voltage-type self-excited power converter CNV controls the phase angle φ with respect to the power supply voltage with a constant pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage by the gate signals g1 to g6. Control the input current.

【００６９】図２は、図１の装置の制御動作を説明する
ための電圧・電流ベクトル図を示すものである。図中、
Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器ＣＮＶの交流
出力電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リア
クトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓ
の抵抗分は十分小さいものとして無視する）を表わして
いる。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関
係がある。FIG. 2 is a voltage / current vector diagram for explaining the control operation of the apparatus of FIG. In the figure,
Vs is the power supply voltage, Vc is the AC output voltage of the self-excited power converter CNV, Is is the input current, and jωLs · Is is the voltage drop due to the AC reactor Ls (however, reactor Ls
The resistance of is ignored as it is sufficiently small). In terms of vector, there is a relationship of Vs = Vc + jωLs · Is.

【００７０】電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器
ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値はほぼ一致す
るように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で
決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出
力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、
電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして、
波高値を合わせる。The crest value of the power supply voltage Vs and the fundamental crest value of the AC output voltage Vc of the self-excited power converter CNV are adjusted so as to substantially coincide with each other. The DC voltage Vd is often determined by the request from the load side, and when the pulse pattern is determined, the fundamental wave peak value of the AC output voltage Vc is determined. Therefore,
Install a transformer on the power supply side, and set its secondary voltage to Vs,
Match the peak value.

【００７１】入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対する電
力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整す
ることにより制御することができる。すなわち、位相角
φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧
ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとな
る。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬ、・Ｉ
ｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増
加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓ
に対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ
／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見
た入力力率は、cos(φ／２)となる。The input current Is can be controlled by adjusting the phase angle φ of the AC output voltage Vc of the power converter CNV with respect to the power supply voltage Vs. That is, when the phase angle φ = 0, the voltage jωLs · Is applied to the AC reactor Ls becomes zero and the input current Is also becomes zero. As the phase angle (delay) φ is increased, jωL, · I
The voltage of s increases, and the input current Is also increases in proportion to the value. The input current vector Is is the voltage jωLs · Is
Is delayed by 90 ° with respect to the power supply voltage Vs, and φ
The vector is delayed by / 2. Therefore, the input power factor viewed from the power supply side is cos (φ / 2).

【００７２】一方、電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧を
図２においてＶｃ’のように位相角φを進み方向に増や
していくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊω
Ｌｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電
源電圧Ｖｓに対し(π−φ／２)の位相角となる。すなわ
ち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回
生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流
出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に移行さ
せていくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩ
ｓ’の方向に変化する。On the other hand, when the AC output voltage of the power converter CNV is increased in the advancing direction of the phase angle φ like Vc 'in FIG. 2, the voltage jω applied to the AC reactor Ls is increased.
Ls · Is also becomes negative, and the input current has a phase angle of (π−φ / 2) with respect to the power supply voltage Vs like Is ′. That is, the power Ps = Vs · Is becomes negative, and the power can be regenerated to the power supply. When the AC output voltage Vc is moved in the direction of Vc ′ along the broken line in the figure with reference to the power supply voltage Vs, the input current vector Is is I along the broken line.
Change in the direction of s'.

【００７３】さて、図１において、有効電流Ｉｑは次の
ように制御される。Now, in FIG. 1, the active current Iq is controlled as follows.

【００７４】Ｉq*＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回
路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ*が増加し、入力電流Ｉｓを増加さ
せる。入力力率はほぼ１なので、有効電流Ｉｑが増加
し、やがてＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉq*＜
Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)の出力φ
*が減少し、または負の値になり、入力電流Ｉｓを減少
させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、
やはりＩq*＝Ｉｑとなって落ち着く。When Iq *> Iq, the output φ * of the current control compensation circuit Gi (S) increases and the input current Is increases. Since the input power factor is almost 1, the effective current Iq increases and eventually becomes Iq * = Iq and settles down. Conversely, Iq * <
When it becomes Iq, the output φ of the current control compensation circuit Gi (S)
* Decreases or becomes a negative value, which reduces the input current Is. Since the input power factor ≈ 1, the effective current Iq decreases,
After all, Iq * = Iq and settle down.

【００７５】また、直流平滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄ
は次のように制御される。Further, the voltage Vd of the DC smoothing capacitor Cd
Is controlled as follows.

【００７６】Ｖd*＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回
路Ｇｖ(Ｓ)の出力側の加算器Ｃ２の出力Ｉq*が増加し、
上記のようにＩq*＝Ｉｑに制御されるので、有効電力Ｐ
ｓが交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給
される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖd*＝Ｖｄ
となるように制御される。When Vd *> Vd, the output Iq * of the adder C2 on the output side of the voltage control compensation circuit Gv (S) increases,
Since Iq * = Iq is controlled as described above, active power P
s is supplied from the AC power supply SUP to the DC smoothing capacitor Cd. As a result, the DC voltage Vd increases and Vd * = Vd
Is controlled so that

【００７７】逆に、Ｖd*＜Ｖｄとなった場合、加算器Ｃ
２の出力Ｉq*が減少し、または負の値となり、有効電力
Ｐｓが直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に
回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはり
Ｖd*＝Ｖｄとなるように制御される。On the contrary, when Vd * <Vd, the adder C
The output Iq * of 2 decreases or becomes a negative value, and the active power Ps is regenerated from the DC smoothing capacitor Cd to the AC power supply SUP side. As a result, the DC voltage Vd decreases, and the control is performed so that Vd * = Vd also holds.

【００７８】図１の装置では、負荷がとる直流電流Ｉdc
を検知し、その量に見合った有効電流を供給するように
フィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑFF＝ｋ１・
Ｉdcを演算し、加算器Ｃ２に入力している。これによ
り、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有
効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印
加電圧Ｖｄの変動を抑える。In the apparatus of FIG. 1, the direct current Idc taken by the load is
Is detected and the feedforward compensator FF compensates the compensation amount IqFF = k1 · so as to supply an effective current commensurate with the detected amount.
Idc is calculated and input to the adder C2. As a result, when the load suddenly changes, the input current (active current) Iq corresponding to the sudden change is supplied, and the fluctuation of the applied voltage Vd of the DC smoothing capacitor Cd is suppressed.

【００７９】＜第２の実施の形態＞この実施の形態は、
図１の電力変換装置において、リカバリ電流抑制用リア
クトルＬａを過飽和リアクトルで構成したものである。<Second Embodiment> In this embodiment,
In the power converter of FIG. 1, the recovery current suppressing reactor La is configured by a supersaturated reactor.

【００８０】自励式電力変換器ＣＮＶは、各アームが自
己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６と、逆並列接続の高速ダイオード
Ｄ１〜Ｄ６で構成されており、例えば、上側アームの自
己消弧素子に電流が流れているとき、その素子をオフす
ると、下側アームの高速ダイオードに電流が移る。電力
用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に比べて高速ダイオードＤ
１〜Ｄ６の順方向電圧降下は大きいため、この電流は徐
々に電力用ダイオード整流器ＲＥＣの対応する電力用ダ
イオードに移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑
制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。
リアクトルＬａを過飽和リアクトルとすることにより、
流れる電流の大きいところでインダクタンス値が飽和に
より小さくなり、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れてい
た電流がより速く電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に移
り、変換器損失を低減することができる。In the self-excited power converter CNV, each arm is composed of self-extinguishing elements S1 to S6 and high speed diodes D1 to D6 connected in antiparallel. For example, a current is supplied to the self-extinguishing element of the upper arm. Turning off the element while it is flowing transfers current to the fast diode in the lower arm. High speed diode D compared to power diodes PD1 to PD6
Since the forward voltage drop of 1 to D6 is large, this current gradually moves to the corresponding power diode of the power diode rectifier REC. The commutation time is inversely proportional to the inductance value of the recovery current suppressing reactor La.
By making the reactor La a supersaturated reactor,
The inductance value becomes smaller due to saturation at a large flowing current, and the current flowing through the high speed diodes D1 to D6 is transferred to the power diodes PD1 to PD6 faster, so that the converter loss can be reduced.

【００８１】＜第３の実施の形態＞図３は、図１におけ
る位相制御回路ＰＨＣの実施形態を示すものである。図
３において、ＡＤ１〜ＡＤ３は各相別に設けられた加減
算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は同様に各相別に設けられた
パルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤ１〜ＡＤ３
は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ*を
引き算し、新たな位相信号θcr，θcs，θctを作る。こ
の新たな位相信号θcr，θcs，θctは、０〜２πの周期
関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパター
ン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θcr，
θcs，θctに対して、一定のパルスパターンとなるよう
にゲート信号ｇ１〜ｇ６を各相別に発生する。<Third Embodiment> FIG. 3 shows an embodiment of the phase control circuit PHC in FIG. In FIG. 3, AD1 to AD3 are adder / subtractors provided for each phase, and PTN1 to PTN3 are pulse pattern generators similarly provided for each phase. Adder / subtractor AD1 to AD3
Produces a new phase signal θcr, θcs, θct by subtracting the phase angle command value φ * from the phase signals θr, θs, θt. The new phase signals θcr, θcs, and θct are periodic functions of 0 to 2π and change in synchronization with the power supply frequency. The pulse pattern generators PTN1 to PTN3 use the new phase signals θcr,
Gate signals g1 to g6 are generated for each phase so that a constant pulse pattern is obtained with respect to θcs and θct.

【００８２】Ｒ相を代表例として、パルスパターン発生
器ＰＴＮ１は、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ
４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもの
で、図４に１パルス動作時の波形を示す。図中、Ｖｒは
Ｒ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号
で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位
相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周
期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与え
られる。すなわち、入力θcrに対し、次のようなゲート
信号ｇ１（またはｇ４）を出力する。すなわち、 ０≦θcr＜πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オ
ン、Ｓ４オフ） π≦θcr＜２πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オ
フ、Ｓ４オン） である。Taking the R phase as a typical example, the pulse pattern generator PTN1 includes R phase elements S1 and S for the phase signal θcr.
The pulse pattern of No. 4 is stored as a table function, and the waveform at the time of one pulse operation is shown in FIG. In the figure, Vr is an R-phase power supply voltage, θr is a phase signal synchronized with the power supply voltage Vr, and is a periodic function that varies between 0 and 2π. The new phase signal θcr = θr−φ * is a periodic function that changes between 0 and 2π, and is given as a signal delayed by φ * with respect to the signal of θr. That is, the following gate signal g1 (or g4) is output with respect to the input θcr. That is, g1 = 1 and g4 = 0 (S1 on, S4 off) in the range of 0 ≦ θcr <π, and g1 = 0 and g4 = 1 (S1 off, S4 on) in the range of π ≦ θcr <2π. .

【００８３】自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧
（Ｒ相）Ｖcrは、 Ｓ１オン（Ｓ４オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２ Ｓ１オフ（Ｓ４オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２ となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖcr
の振幅値は一定となる。交流出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr
*の位相は、電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅れてい
る。Ｓ相およびＴ相も、Ｒ相からそれぞれ１２０°ない
し２４０°ずれてているが、同様にして与えられる。The AC side output voltage (R phase) Vcr of the self-excited power converter CNV is Vcr = + Vd / 2 when S1 is on (S4 off) and Vcr = -Vd / 2 when S1 is off (S4 on). Becomes If the DC voltage Vd is constant, the AC output voltage Vcr
The amplitude value of is constant. Basic wave Vcr of AC output voltage Vcr
The phase of * is delayed by the phase angle φ with respect to the power supply voltage Vs. The S phase and the T phase are also provided in the same manner, although they are offset from the R phase by 120 ° to 240 °, respectively.

【００８４】図５は、図４のパルスパターンで自励式電
力変換器ＣＮＶを動作させた場合のＲ相各部動作波形を
示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波とし
てリップル分を省略して描いている。図５は力行運転時
の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖcrの
基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れてい
る。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角
（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、ＩS1，ＩS4はＲ
相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高
速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4
は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表
わしている。以下に、そのときの動作を図１を用いて説
明する。FIG. 5 shows operating waveforms of the R-phase parts when the self-excited power converter CNV is operated with the pulse pattern of FIG. Note that, for convenience of description, the input current Ir is drawn as a sine wave with the ripple component omitted. FIG. 5 shows operation waveforms during the power running operation, in which the fundamental wave of the AC output voltage Vcr of the converter is delayed by the phase angle φ with respect to the power supply voltage Vr. The input current Ir flows behind the power supply voltage Vr by a phase angle (φ / 2). Where IS1 and IS4 are R
The currents of the self-extinguishing elements S1 and S4 of the phases, I D1 and I D4 are the currents of the fast diodes D1 and D4, and I PD1 and I PD4
Represent the currents in the power diodes PD1 and PD4, respectively. The operation at that time will be described below with reference to FIG.

【００８５】入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力
用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状
態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあ
るので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトル
Ｌａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子
Ｓ４をオフにすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬ
ａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を
介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖ
FD1に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧
ＶFPD1の方が低いため、その電圧差により、リカバリ電
流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さ
くなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力
用ダイオードＰＤ１へと移行していく。その転流時間は
リカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値
に反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルにす
ることにより、流れる電流の大きいところでインダクタ
ンス値が小さくなり、高速ダイオードＤ１に流れていた
電流がより速く電力用ダイオードＰＤ１へと移行し、損
失を低減することができる。The current flows through the power diode PD4 until the input current Ir changes from negative to positive. When the direction of the current Ir changes from this state, the element S4 is in the ON state, so that the input current Ir flows through the recovery current suppressing reactor La and the element S4. Next, when the element S4 is turned off, the recovery current suppressing reactor L
Due to the action of a, the current Ir first flows through the fast diode D1. Forward drop voltage V of high speed diode D1
Since the forward drop voltage VFPD1 of the power diode PD1 is lower than that of FD1, the current difference flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases due to the voltage difference, and the input current Ir is equal to the high speed diode D1. To the power diode PD1. The commutation time is inversely proportional to the inductance value of the recovery current suppressing reactor La. By making the reactor La a supersaturated reactor, the inductance value becomes smaller at a large flowing current, and the current flowing in the high speed diode D1 is transferred to the power diode PD1 more quickly, so that the loss can be reduced.

【００８６】入力電流Ｉｒの極性が再び反転するまでそ
の電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉ
ｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４およ
び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が
行われる。The input current Ir flows through the power diode PD1 until the polarity is reversed again. Input current I
After r is inverted, the same operation as described above is performed between the element S1, the fast diode D4 and the power diode PD4.

【００８７】かくして、この実施形態によれば、力行運
転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ
１，ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の
大きな電力変換装置を提供することができる。Thus, according to this embodiment, most of the input current Ir during the power running operation is the power diode PD.
1 and PD4, it is possible to provide a power conversion device having a small loss and a large overload withstanding capability.

【００８８】自励式電力変換器の自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ
６が遮断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩs
mとした場合、 Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２) となる。ただし、θ２＜９０°とする。例えば、φ＝２
０°の場合、Ｉmax＝０．１７４×Ｉsmとなる。すなわ
ち、自己消弧素子の遮断電流が小さいものを用意すれば
よく、コストの安い電力変換装置を提供することができ
る。Self-extinguishing elements S1 to S of the self-excited power converter
The maximum current Imax cut off by 6 is the peak value of the input current Is
When m is set, Imax = Ism × sin (φ / 2). However, θ2 <90 °. For example, φ = 2
In the case of 0 °, Imax = 0.174 × Ism. That is, it suffices to prepare a self-extinguishing element having a small breaking current, and a low-cost power conversion device can be provided.

【００８９】図６は、回生運転時の動作波形を示すもの
で、ＩS1，ＩS4はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流
を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、
また、ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードの電流をそれぞ
れ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は
電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、
入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角
（φ／２)だけ進んで流れる。FIG. 6 shows the operation waveforms during regenerative operation. IS1 and IS4 are the currents of the R-phase self-extinguishing elements S1 and S4, and ID1 and ID4 are the currents of the high-speed diodes D1 and D4.
Further, IPD1 and IPD4 represent the currents of the power diodes, respectively. The fundamental wave of the AC output voltage Vcr of the converter leads the power supply voltage Vr by a phase angle φ. Also,
The input current Ir advances by a phase angle (φ / 2) with respect to the inverted value −Vr of the power supply voltage.

【００９０】入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ
４はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓ１とリカバ
リ電流抑制用リアクトルＬａを介して流れる。素子Ｓ１
をオフ（Ｓ４をオン）すると、リカバリ電流抑制用リア
クトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオー
ドＤ４を介して流れる。高速ダイオードＤ４の順方向降
下電圧ＶFD4に対し、電力用ダイオードＰD4の順方向降
下電圧ＶFPD4の方が低いため、その電圧差により、リカ
バリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々
に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ４か
ら電力用ダイオードＰＤ４に移っていく。入力電流Ｉｒ
が反転すると、素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素
子Ｓ４をオフすることにより、まず高速ダイオードＤ１
に電流が移り、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移
る。The input current Ir is negative and the element S1 is turned on (S
4 is off), the input current Ir flows through the element S1 and the recovery current suppressing reactor La. Element S1
Is turned off (S4 is turned on), the current Ir first flows through the fast diode D4 due to the action of the recovery current suppressing reactor La. Since the forward drop voltage VFPD4 of the power diode PD4 is lower than the forward drop voltage VFD4 of the high speed diode D4, the current flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases due to the voltage difference, The input current Ir moves from the fast diode D4 to the power diode PD4. Input current Ir
Is reversed, a current flows through the element S4, and the element S4 is turned off in the same manner as described above, so that the fast diode D1
To the power diode PD1.

【００９１】回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮
断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとし
た場合、 Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２) となる。ただし、θ２＜９０°とする。例えば、φ＝２
０°の場合、 Ｉmax＝０．１７４×Ｉsm となる。During the regenerative operation, the maximum current Imax cut off by the self-extinguishing elements S1 to S6 is Imax = Ism × sin (φ / 2) when the peak value of the input current is Ism. However, θ2 <90 °. For example, φ = 2
In the case of 0 °, Imax = 0.174 × Ism.

【００９２】以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒ
の大部分は自己消弧素子に流れるが、素子Ｓ１〜Ｓ６の
遮断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を
提供することができる。As described above, the input current Ir during regenerative operation is
Although most of the current flows into the self-extinguishing element, the breaking current of the elements S1 to S6 can be small, and a low cost power conversion device can be provided.

【００９３】電気鉄道では、１つの変電所から複数の車
両に電力供給を行うため、一般に力行運転時の負荷が重
く、回生電力は小さくなる。例えば、力行運転時の過負
荷耐量として定格出力の３００％が要求されるが、普
通、回生電力は１００％定格を持てばよい。本電力変換
装置は、このような力行運転時の過負荷耐量として大き
なものに適している。Since electric power is supplied from a single substation to a plurality of vehicles in the electric railway, the load during power running is generally heavy and regenerative power is small. For example, 300% of the rated output is required as the overload withstanding capacity during the power running operation, but normally, the regenerative power may have a 100% rating. The present power conversion device is suitable for a large overload withstanding amount during such a power running operation.

【００９４】図７は、力行運転から回生運転に移行する
ときの過渡時の動作波形を示すもので、電源電圧Ｖｒに
対し、電力変換器の交流出力電圧Ｖcrの位相角φを遅れ
位相からゼロに変化させたものである。入力電流Ｉｒが
正のとき、自己消弧素子Ｓ４がオン（Ｓ１はオフ）し、
電力用ダイオードＰＤ１に流れていた入力電流Ｉｒが素
子Ｓ４に転流する。このとき、リカバリ電流抑制用リア
クトルＬａが作用し、電力用ダイオードＰＤ１に流れる
リカバリ電流ＩPD1reを抑制する。このリカバリ電流抑
制用リアクトルＬａが無いと、電力用ダイオードＰＤ１
に過大なリカバリ電流が流れ、損失を増加させるばかり
でなく、ダイオードＰＤ１や自己消弧素子Ｓ４を破壊す
ることにもなる。入力電流Ｉｒが負のとき、自己消弧素
子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）し、電力用ダイオードＰＤ
４に流れていた入力電流Ｉｒが素子Ｓ１に転流する場合
も同様である。FIG. 7 shows operating waveforms during a transition from the power running operation to the regenerative operation. The phase angle φ of the AC output voltage Vcr of the power converter with respect to the power supply voltage Vr is zero from the delay phase. It has been changed to. When the input current Ir is positive, the self-extinguishing element S4 is turned on (S1 is turned off),
The input current Ir flowing in the power diode PD1 is commutated to the element S4. At this time, the recovery current suppressing reactor La acts to suppress the recovery current IPD1re flowing through the power diode PD1. Without the recovery current suppressing reactor La, the power diode PD1
An excessively large recovery current flows to the diode, not only increasing the loss but also destroying the diode PD1 and the self-extinguishing element S4. When the input current Ir is negative, the self-extinguishing element S1 turns on (S4 turns off) and the power diode PD
The same applies to the case where the input current Ir that has been flowing in 4 is commutated to the element S1.

【００９５】自励式変換器ＣＮＶを１パルスで運転する
ことにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効
率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本
波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率が向上
する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入
力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行う
ことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子
の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率かつ
低コストの電力変換装置を提供することができる。ま
た、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチ
ングに近いスイッチングということであり、そのためＥ
ＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装
置を提供することができる。By operating the self-excited converter CNV with one pulse, the number of times of switching is minimized, and the converter efficiency is further improved. Further, the fundamental wave component of the AC side output voltage Vc becomes large, and the voltage utilization rate of the self-excited converter is improved. Further, since the converter power factor is operated at almost 1, the switching is performed only once near the zero point of the input current Is, and the cutoff current of the self-extinguishing element during power running operation and regenerative operation is It becomes extremely small. As a result, it is possible to provide a highly efficient and low cost power conversion device. Also, not cutting off a large current means switching close to soft switching, and therefore E
It is possible to provide an environment-friendly power conversion device that reduces MI noise.

【００９６】＜第４の実施の形態＞図８は、パルスパタ
ーン発生器ＰＴＮ１として、３パルス出力を行ったとき
の動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図
中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期し
た位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数とな
る。新たな位相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間
で変化する周期関数で、位相信号θｒの信号に対しφ*
だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θcrに対
するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは、 ０≦θcr＜θ１の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オ
フ、Ｓ４オン） θ１≦θcr＜θ２の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１
オン、Ｓ４オフ） θ２≦θcr＜πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オ
フ、Ｓ４オン） π≦θcr＜θ３の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オ
ン、Ｓ４オフ） θ３≦θcr＜θ４の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１
オフ、Ｓ４オン） θ４≦θcr＜２πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１
オン、Ｓ４オフ） となる。<Fourth Embodiment> FIG. 8 shows operation waveforms when the pulse pattern generator PTN1 outputs three pulses, and illustrates the R phase. In the figure, Vr is an R-phase power supply voltage, θr is a phase signal synchronized with the power supply voltage Vr, and is a periodic function that varies between 0 and 2π. The new phase signal θcr = θr−φ * is a periodic function that changes between 0 and 2π, and φ * is the phase signal θr signal.
Given with a delayed signal. Further, the pulse patterns of the R-phase elements S1 and S4 with respect to the phase signal θcr are g1 = 0 and g4 = 1 (S1 off, S4 on) in the range of 0 ≦ θcr <θ1 and g1 in the range of θ1 ≦ θcr <θ2. = 1 and g4 = 0 (S1
ON, S4 off) g1 = 0, g4 = 1 (S1 off, S4 on) in the range of θ2 ≦ θcr <π, g1 = 1, g4 = 0 (S1 on, S4 off in the range of π ≦ θcr <θ3 ) In the range of θ3 ≦ θcr <θ4, g1 = 0 and g4 = 1 (S1
OFF, S4 ON) In the range of θ4 ≦ θcr <2π, g1 = 1 and g4 = 0 (S1
On, S4 off).

【００９７】このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの交流
側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、 Ｓ１オン（Ｓ４オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２ Ｓ１オフ（Ｓ４オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２ となる。出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、電源電
圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およびＴ相
も同様に与えられる。At this time, the AC side output voltage (R phase) Vcr of the self-excited power converter CNV is Vcr = + Vd / 2 when S1 is on (S4 off) and Vcr =-when S1 is off (S4 on). It becomes Vd / 2. The phase of the fundamental wave Vcr * of the output voltage Vcr is delayed by the phase angle φ with respect to the power supply voltage Vr. The S and T phases are given as well.

【００９８】この場合もパルスパターンは固定され、直
流電圧Ｖｄを一定とした場合、自励式電力変換器ＣＮＶ
の交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。Also in this case, the pulse pattern is fixed, and if the DC voltage Vd is constant, the self-excited power converter CNV is used.
The fundamental wave peak value of the AC output voltage is constant.

【００９９】図９は、図８のパルスパターンで自励式電
力変換器を動作させた場合のＲ相の各部動作波形を示
す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦
波としてリップル分を省略して描いている。図９は力行
運転時の動作波形を示すものであり、変換器の交流出力
電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対し位相角φだけ遅
れる。また、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相
角（φ／２)だけ遅れて流れる。ここで、ＩS1，ＩS4は
Ｒ相自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高
速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を、また、ＩPD1，ＩPD4
は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表
わしている。そのときの動作を以下に説明する。FIG. 9 shows the operation waveforms of each part of the R phase when the self-excited power converter is operated with the pulse pattern of FIG. In order to simplify the description, the input current Ir is drawn as a sine wave with the ripple component omitted. FIG. 9 shows operation waveforms during the power running operation, and the fundamental wave of the AC output voltage Vcr of the converter is delayed by the phase angle φ with respect to the power supply voltage Vs. Further, the input current Is flows behind the power supply voltage Vs by a phase angle (φ / 2). Here, IS1 and IS4 are the currents of the R-phase self-extinguishing elements S1 and S4, ID1 and ID4 are the currents of the fast diodes D1 and D4, and IPD1 and IPD4.
Represent the currents in the power diodes PD1 and PD4, respectively. The operation at that time will be described below.

【０１００】入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力
用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状
態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあ
るので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトル
Ｌａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子
Ｓ４をオフにすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬ
ａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を
介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖ
FD1に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧
ＶFPD1の方が低いため、その電圧差により、リカバリ電
流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さ
くなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力
用ダイオードＰＤ１へと移行していく。その転流時間は
リカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値
に反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルにす
ることにより、流れる電流の大きいところでインダクタ
ンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流
がより速く電力用ダイオードに移行し、損失が低減され
る。The current flows through the power diode PD4 until the input current Ir changes from negative to positive. When the direction of the current Ir changes from this state, the element S4 is in the ON state, so that the input current Ir flows through the recovery current suppressing reactor La and the element S4. Next, when the element S4 is turned off, the recovery current suppressing reactor L
Due to the action of a, the current Ir first flows through the fast diode D1. Forward drop voltage V of high speed diode D1
Since the forward drop voltage VFPD1 of the power diode PD1 is lower than that of FD1, the current difference flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases due to the voltage difference, and the input current Ir is equal to the high speed diode D1. To the power diode PD1. The commutation time is inversely proportional to the inductance value of the recovery current suppressing reactor La. By making the reactor La a supersaturated reactor, the inductance value becomes smaller at a large flowing current, the current flowing in the high speed diode is transferred to the power diode faster, and the loss is reduced.

【０１０１】次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電
流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４
を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダイ
オードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１
で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、まず高
速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオード
ＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転す
るまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入
力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオード
Ｄ４および電力用ダイオードＰＤ４の間で上記と同様の
動作が行われる。Next, when the element S4 is turned on again, the input current Ir is reduced to the recovery current suppressing reactor La and the element S4.
Current through the power diode PD1 and the fast diode D1 becomes zero. Further, θ1 in FIG.
Then, when the element S4 is turned off, a current first flows through the high speed diode D1 and then a current flows through the power diode PD1 in the same manner as described above, and the current flows until the input current Ir is inverted again. It flows to PD1. After the input current Ir is inverted, the same operation as described above is performed between the element S1, the fast diode D4 and the power diode PD4.

【０１０２】図９のパルスパターンは３パルスの場合を
示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流
Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、 Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋θ１) となる。ただし、θ２＜９０°とする。例えば、φ＝２
０°、θ２＝１０°とした場合、 Ｉmax＝０．３４２×Ｉsm となる。Although the pulse pattern of FIG. 9 shows the case of 3 pulses, the maximum current Imax cut off by the self-extinguishing elements S1 to S6 is Imax = Ism × sin (since the peak value of the input current is Ism. φ / 2 + θ1). However, θ2 <90 °. For example, φ = 2
When 0 ° and θ2 = 10 °, Imax = 0.342 × Ism.

【０１０３】このように、本発明装置によれば、力行運
転時には大部分の電流が、オン電圧の小さい電力用ダイ
オードＰＤ１〜ＰＤ６を通って流れ、高速ダイオードＤ
１〜Ｄ６に流れる電流はわずかとなり、高効率の変換装
置を達成することができる。また、自己消弧素子Ｓ１〜
Ｓ６の遮断電流を小さくすることができ、装置全体のコ
ストを大幅に低減することができる。As described above, according to the device of the present invention, most of the current flows during the power running operation through the power diodes PD1 to PD6 having a small ON voltage, and the high speed diode D
The currents flowing through 1 to D6 are small, and a highly efficient conversion device can be achieved. Further, the self-extinguishing element S1 to
The breaking current of S6 can be reduced, and the cost of the entire device can be significantly reduced.

【０１０４】図１０は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１
として、５パルス出力運転を行う場合の動作波形を示す
もので、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電
源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０
〜２πの間で変化する周期関数となる。また、新たな位
相信号θcr＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周
期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与え
られる。また、位相信号θcrに対するＲ相素子Ｓ１、Ｓ
４のパルスパターンは次のようになる。FIG. 10 shows a pulse pattern generator PTN1.
As an example, an operation waveform when performing a 5-pulse output operation is shown, and the R phase is drawn. In the figure, Vr is an R-phase power supply voltage, θr is a phase signal synchronized with the power supply voltage Vr, and 0
It becomes a periodic function that changes between ˜2π. Further, the new phase signal θcr = θr−φ * is a periodic function that changes between 0 and 2π, and is given as a signal delayed by φ * with respect to the signal of θr. In addition, R phase elements S1 and S for the phase signal θcr
The pulse pattern of 4 is as follows.

【０１０５】０≦θcr＜θ１の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４
＝０（Ｓ１オン、Ｓ４オフ） θ１≦θcr＜θ２の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１
オフ、Ｓ４オン） θ２≦θcr＜θ３の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１
オン、Ｓ４オフ） θ３≦θcr＜θ４の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１
オフ、Ｓ４オン） θ４≦θcr＜πの範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１オ
ン、Ｓ４オフ） π≦θcr＜θ５の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１オ
フ、Ｓ４オン） θ５≦θcr＜θ６の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１
オン、Ｓ４オフ） θ６≦θcr＜θ７の範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１
オフ、Ｓ４オン） θ７≦θcr＜θ８の範囲で、ｇ１＝１、ｇ４＝０（Ｓ１
オン、Ｓ４オフ） θ８≦θcr＜２πの範囲で、ｇ１＝０、ｇ４＝１（Ｓ１
オフ、Ｓ４オン） 自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcr
は、 Ｓ１オン（Ｓ４オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２ Ｓ１オフ（Ｓ４オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２ となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖcr
の振幅値は一定となる。Ｖcrの基本波Ｖcr*の位相は、
電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相およ
びＴ相も同様に与えられる。Within the range of 0 ≦ θcr <θ1, g1 = 1, g4
= 0 (S1 on, S4 off) In the range of θ1 ≦ θcr <θ2, g1 = 0, g4 = 1 (S1
OFF, S4 ON) In the range of θ2 ≦ θcr <θ3, g1 = 1 and g4 = 0 (S1
ON, S4 OFF) In the range of θ3 ≦ θcr <θ4, g1 = 0 and g4 = 1 (S1
Off, S4 on) g1 = 1, g4 = 0 (S1 on, S4 off) in the range of θ4 ≦ θcr <π, g1 = 0, g4 = 1 (S1 off, S4 on in the range of π ≦ θcr <θ5 ) In the range of θ5 ≦ θcr <θ6, g1 = 1 and g4 = 0 (S1
ON, S4 OFF) In the range of θ6 ≦ θcr <θ7, g1 = 0 and g4 = 1 (S1
OFF, S4 ON) In the range of θ7 ≦ θcr <θ8, g1 = 1 and g4 = 0 (S1
ON, S4 OFF) In the range of θ8 ≦ θcr <2π, g1 = 0 and g4 = 1 (S1
OFF, S4 ON) AC side output voltage (R phase) Vcr of self-excited power converter CNV
When S1 is on (S4 off), Vcr = + Vd / 2 When S1 is off (S4 on), Vcr = −Vd / 2. If the DC voltage Vd is constant, the AC output voltage Vcr
The amplitude value of is constant. The phase of the fundamental wave Vcr * of Vcr is
It lags the power supply voltage Vr by the phase angle φ. The S and T phases are given as well.

【０１０６】図１１は、図１０のパルスパターンで自励
式電力変換器を動作させた場合の各部動作波形を示すも
ので、Ｒ相について表わしている。なお、説明を簡略化
するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリップル分を省
略して描いている。FIG. 11 shows operating waveforms of respective parts when the self-excited power converter is operated with the pulse pattern of FIG. 10, and shows the R phase. In order to simplify the description, the input current Ir is drawn as a sine wave with the ripple component omitted.

【０１０７】図１１において、変換器の交流出力電圧Ｖ
crの基本波は電源電圧Ｖｓに対し、位相角φだけ遅れて
いる。したがって、電力変換装置は力行運転となり、入
力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２)だ
け遅れて流れる。ここで、電流ＩS1，Ｉs4はＲ相の自己
消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，ＩD4は高速ダイオ
ードＤ１，Ｄ４の電流を、また、電流ＩPD1，ＩPD4は電
力用ダイオードの電流波形をそれぞれ表わしている。以
下に、そのときの動作を図１の装置を用いて説明する。In FIG. 11, the AC output voltage V of the converter is
The fundamental wave of cr lags the power supply voltage Vs by the phase angle φ. Therefore, the power converter is in the power running mode, and the input current Is flows behind the power supply voltage Vs by the phase angle (φ / 2). Here, the currents IS1 and Is4 are the currents of the R-phase self-extinguishing elements S1 and S4, ID1 and ID4 are the currents of the fast diodes D1 and D4, and the currents IPD1 and IPD4 are the current waveforms of the power diode. It represents. The operation at that time will be described below using the apparatus of FIG.

【０１０８】入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力
用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状
態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあ
るので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトル
Ｌａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子
Ｓ４をオフにすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬ
ａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を
介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧Ｖ
FD1に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧
ＶFPD1の方が低いため、その電圧差により、リカバリ電
流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さ
くなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力
用ダイオードＰＤ１に移行していく。その転流時間はリ
カバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に
反比例する。リアクトルＬａを過飽和リアクトルにする
ことにより、流れる電流の大きいところでインダクタン
ス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流が
より速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。The current flows through the power diode PD4 until the input current Ir changes from negative to positive. When the direction of the current Ir changes from this state, the element S4 is in the ON state, so that the input current Ir flows through the recovery current suppressing reactor La and the element S4. Next, when the element S4 is turned off, the recovery current suppressing reactor L
Due to the action of a, the current Ir first flows through the fast diode D1. Forward drop voltage V of high speed diode D1
Since the forward drop voltage VFPD1 of the power diode PD1 is lower than that of FD1, the current difference flowing through the recovery current suppressing reactor La gradually decreases due to the voltage difference, and the input current Ir is equal to the high speed diode D1. From the power diode PD1. The commutation time is inversely proportional to the inductance value of the recovery current suppressing reactor La. By making the reactor La a supersaturated reactor, the inductance value becomes small at a large flowing current, the current flowing in the high speed diode is transferred to the power diode faster, and the loss is reduced.

【０１０９】次に、素子Ｓ４を再びオンにすると、入力
電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ
４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１および高速ダ
イオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、素子Ｓ４を
オフにすると、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介
して流れ、やがて電力用ダイオードＰＤ１に電流が移行
していく。図３に示したパルスパターンに従って上記動
作を繰り返すが、図３のθ２で、素子Ｓ４がオフ（素子
Ｓ１がオン）した後は、上記と同じように、まず高速ダ
イオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ
１に電流が移行していき、入力電流Ｉｒが再び反転する
までその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力
電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ
４および電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の
動作が行われる。Next, when the element S4 is turned on again, the input current Ir is reduced to the recovery current suppressing reactor La and the element S.
4 and the currents of the power diode PD1 and the fast diode D1 become zero. Further, when the element S4 is turned off, the current Ir first flows through the high speed diode D1, and the current eventually shifts to the power diode PD1. The above operation is repeated according to the pulse pattern shown in FIG. 3, but after the element S4 is turned off (the element S1 is turned on) at θ2 in FIG. 3, first, a current flows through the high speed diode D1 and then Power diode PD
The current shifts to 1, and the current flows through the power diode PD1 until the input current Ir is inverted again. After the input current Ir is reversed, the element S1 and the fast diode D
4 and the power diode PD4 perform the same operation as described above.

【０１１０】図１１のパルスパターンは５パルスの場合
を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電
流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、 Ｉmax＝Ｉsm×sin(φ／２＋θ２) となる。ただし、θ２＜０°とする。例えば、φ＝２０
°、θ２＝１５°とした場合、 Ｉmax＝０．４２×Ｉsm となる。Although the pulse pattern of FIG. 11 shows the case of 5 pulses, the maximum current Imax cut off by the self-extinguishing elements S1 to S6 is Imax = Ism × sin (since the peak value of the input current is Ism). φ / 2 + θ2). However, θ2 <0 °. For example, φ = 20
When θ and θ2 = 15 °, Imax = 0.42 × Ism.

【０１１１】パルス数を増やしていくことにより、入力
電流Ｉｒの高調波成分を低減し、電流脈動を小さくする
ことができるが、その反面、自己消弧素子の遮断電流の
最大値Ｉmaxが増加してくる欠点がある。後で説明する
ように、電力変換器の多重化等により、入力電流高調波
を減らし、できるだけ少ないパルス数で運転することが
望ましい。By increasing the number of pulses, the harmonic component of the input current Ir can be reduced and the current pulsation can be reduced, but on the other hand, the maximum value Imax of the cutoff current of the self-extinguishing element increases. There is a drawback. As will be described later, it is desirable to reduce the input current harmonics by operating the power converter in a multiplexed manner and to operate with a minimum number of pulses.

【０１１２】自励式変換器ＣＮＶを一定のパルスパター
ンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく
なるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のよ
うに変換器力率が１に近いところで運転されるため、電
流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変
換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さく
て済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効
率で、低コストの電力変換装置を提供することができ
る。When controlling the self-excited converter CNV with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current Is becomes small. However, as described above, the operation is performed at a converter power factor close to 1. Therefore, switching is performed near the zero point of the current Is, and the cutoff current of the self-extinguishing element that constitutes the self-exciting converter CNV can be small. As a result, it is possible to provide a power converter capable of regenerating power, having a high power factor, high efficiency, and low cost.

【０１１３】＜第５の実施の形態＞図１２は、本発明装
置の別の制御装置の実施形態を示すものである。この実
施形態では、図１の制御装置における電圧指令値Ｖd*
を、演算回路ＣＡＬにより電源電圧の波高値Ｖsmあるい
は入力電流の波高値Ｉsmに応じて変化させる。一つの制
御方式として、演算回路ＣＡＬは、電源電圧波高値Ｖsm
に比例させて直流電圧指令値Ｖd*を与える。<Fifth Embodiment> FIG. 12 shows an embodiment of another control device of the device of the present invention. In this embodiment, the voltage command value Vd * in the control device of FIG.
Is changed according to the peak value Vsm of the power supply voltage or the peak value Ism of the input current by the arithmetic circuit CAL. As one control method, the arithmetic circuit CAL uses a power supply voltage peak value Vsm.
A DC voltage command value Vd * is given in proportion to.

【０１１４】図１３は、直流電圧Ｖｄを一定に制御した
とき、電源電圧Ｖｓの振幅値が変動した場合の交流電源
側の電圧・電流ベクトル図を示すものである。Ｖｓ＝Ｖ
ｃでは、位相角φ＝０で、入力電流Ｉｓはゼロとなる。
これに対し、Ｖｓ＜Ｖｃでは、φ＝０のときに進み電流
が流れてしまう。逆に、Ｖｓ＞Ｖｃでは、φ＝０のとき
に遅れ電流が流れてしまう。電源電圧Ｖｓが変動した場
合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを調整することによ
り、変換器出力電圧Ｖｃの基本波波高値を常に電源電圧
Ｖｓの波高値に合わせることができる。これにより、位
相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを
防止することができる。FIG. 13 shows a voltage / current vector diagram on the AC power supply side when the amplitude value of the power supply voltage Vs changes when the DC voltage Vd is controlled to be constant. Vs = V
In c, the input current Is becomes zero when the phase angle φ = 0.
On the other hand, when Vs <Vc, a leading current flows when φ = 0. On the contrary, when Vs> Vc, a delay current flows when φ = 0. When the power supply voltage Vs fluctuates, the direct-current voltage Vd is adjusted accordingly, so that the fundamental wave peak value of the converter output voltage Vc can always be matched with the wave height value of the power supply voltage Vs. As a result, it is possible to prevent useless reactive current from being taken from the power supply when the phase angle φ = 0.

【０１１５】＜第６の実施の形態＞図１２の制御装置に
おいて、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、 Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm^２＋(ωＬｓ・Ｉsm)^２｝ として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高
値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルＬｓのイ
ンダクタンス値、Ｉsmは入力電流Ｉｓの波高値を表わ
す。<Sixth Embodiment> In the control device of FIG. 12, the arithmetic circuit CAL gives the DC voltage command value Vd * as Vd * = k.multidot. {{Square root over (Vsm ² + (ωLs · Ism) ² }}. I shall. Here, Vsm is the power supply voltage peak value, ω is the power supply angular frequency, Ls is the inductance value of the AC reactor Ls, and Ism is the peak value of the input current Is.

【０１１６】この制御方式では、電源電圧Ｖｓの大きさ
によって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、
入力電流波高値Ｉsmにも関係させてＶd*を調整する。In this control method, not only the DC voltage command value Vd * is changed according to the magnitude of the power supply voltage Vs, but also
Vd * is adjusted in relation to the input current peak value Ism.

【０１１７】図１４は、この時の交流側の電圧・電流ベ
クトル図を示したもので、変換器出力電圧は、 Ｖｃ＝√｛Ｖｓ^２＋(ωＬｓ・Ｉｓ)^２｝ の関係を保つ。この結果、電源電圧ベクトルＶｓと交流
リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）が常に
直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖ
ｓと同相（または逆相）となって、入力力率＝１とな
る。FIG. 14 shows a voltage-current vector diagram on the AC side at this time, and the converter output voltage maintains the relationship of Vc = √ {Vs ² + (ωLs · Is) ² }. As a result, the power supply voltage vector Vs and the applied voltage (= jωLs · Is) of the AC reactor Ls always maintain the orthogonal relationship, and the input current Is is equal to the power supply voltage Vs.
The input power factor becomes 1 in the same phase (or opposite phase) as s.

【０１１８】図１５は、入力電流波高値Ｉsmに対する直
流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流Ｉsmが大
きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*を増加させてい
る。FIG. 15 shows the relationship between the direct current voltage command value Vd * and the input current peak value Ism. The direct current voltage command value Vd * is increased as the current Ism increases.

【０１１９】＜第７の実施の形態＞図１２の制御回路に
おいて、演算回路ＣＡＬは、直流電圧指令値Ｖd*を、 Ｖd*＝ｋ・√｛Ｖsm^２−(ωＬｓ・Ｉsm)^２｝ として与えるものとする。ここで、Ｖsmは電源電圧波高
値、ωは電源角周波数、Ｌｓは交流リアクトルのインダ
クタンス値、Ｉsmは入力電流波高値を表わす。<Seventh Embodiment> In the control circuit of FIG. 12, the arithmetic circuit CAL gives the DC voltage command value Vd * as Vd * = k.multidot. {{Square root over (Vsm ² − (ωLs · Ism) ² }}. I shall. Here, Vsm represents the power supply voltage peak value, ω represents the power supply angular frequency, Ls represents the inductance value of the AC reactor, and Ism represents the input current peak value.

【０１２０】この制御方式でも、電源電圧Ｖｓの大きさ
によって直流電圧指令値Ｖd*を変化させるだけでなく、
入力電流波高値Ismにも関係させてＶd*を調整する。Also in this control method, not only the DC voltage command value Vd * is changed according to the magnitude of the power supply voltage Vs, but also
Vd * is adjusted in relation to the input current peak value Ism.

【０１２１】図１６は、この時の交流側の電圧・電流ベ
クトル図を示したもので、変換器出力電圧は、 Ｖｃ＝√｛Ｖｓ^２−(ωＬｓ・Ｉｓ)^２｝ の関係を保つ。この結果、変換器出力電圧ベクトルＶｃ
と交流リアクトルＬｓの印加電圧（＝ｊωＬｓ・Ｉｓ）
が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉｓは変換
器出力電圧Ｖｃと同相（または逆相）となって、変換器
力率が１となる。FIG. 16 shows a voltage-current vector diagram on the AC side at this time, and the converter output voltage maintains the relationship of Vc = √ {Vs ² − (ωLs · Is) ² }. As a result, the converter output voltage vector Vc
And applied voltage of AC reactor Ls (= jωLs · Is)
Always have an orthogonal relationship, the input current Is has the same phase (or opposite phase) as the converter output voltage Vc, and the converter power factor becomes 1.

【０１２２】図１７は、入力電流波高値Ｉsmに対する直
流電圧指令値Ｖd*の関係を示したもので、電流Ｉsmが大
きくなるに従って直流電圧指令値Ｖd*は減少することを
示している。FIG. 17 shows the relationship between the direct current voltage command value Vd * and the input current peak value Ism, and shows that the direct current voltage command value Vd * decreases as the current Ism increases.

【０１２３】図１８は、１パルスモードで、変換器力率
を１にして運転したときの動作波形を示す。Ｒ相につい
て表わしており、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波
としてリップル分を省略して描いている。図中、ＩS1，
ＩS4はＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４の電流を、ＩD1，
ＩD4は高速ダイオードＤ１，Ｄ４の電流を表し、また、
ＩPD1，ＩPD4は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流
波形をそれぞれ表わしている。FIG. 18 shows an operation waveform when the converter is operated with the power factor of 1 in the 1-pulse mode. The R phase is shown, and the input current Ir is drawn as a sine wave with the ripple component omitted for convenience of description. In the figure, IS1,
IS4 is the current of the R-phase self-extinguishing elements S1, S4,
ID4 represents the current of the high speed diodes D1 and D4, and
IPD1 and IPD4 represent current waveforms of the power diodes PD1 and PD4, respectively.

【０１２４】図１８は力行運転時の波形を示しており、
変換器の交流出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖｓに対
し位相角φだけ遅れている。入力電流Ｉｒは変換器の交
流出力電圧Ｖcrと同相になり、電源電圧Ｖｒに対し位相
角φだけ遅れて流れる。FIG. 18 shows a waveform at the time of power running,
The fundamental wave of the AC output voltage Vcr of the converter is delayed by the phase angle φ with respect to the power supply voltage Vs. The input current Ir has the same phase as the AC output voltage Vcr of the converter, and flows with a phase angle φ behind the power supply voltage Vr.

【０１２５】１パルスモードでは、入力電流Ｉｒがゼロ
のとき、自己消弧素子Ｓ１あるいはＳ４がオン／オフ動
作するため、素子の遮断電流はゼロとなる。回生運転で
も同様になる。すなわち、変換器力率＝１で運転するこ
とにより、自励式変換器を構成する自己消弧素子の遮断
電流をゼロにして運転することが可能となり、変換器コ
ストを大幅に低減することが可能となる。また、ゼロ電
流スイッチングすなわちソフトスイッチングが可能とな
り、現在ハードスイッチングで問題とされているＥＭＩ
ノイズや誘導障害の問題を解決することができる。In the one-pulse mode, when the input current Ir is zero, the self-extinguishing element S1 or S4 is turned on / off, so that the cutoff current of the element becomes zero. The same applies to regenerative operation. That is, by operating with the converter power factor = 1, it is possible to operate with the cut-off current of the self-extinguishing element that constitutes the self-excited converter set to zero, and it is possible to significantly reduce the converter cost. Becomes In addition, zero current switching, that is, soft switching is possible, and EMI, which is currently a problem in hard switching,
It can solve the problem of noise and inductive disturbance.

【０１２６】＜第８の実施の形態＞図１９は、本発明装
置の別の実施形態を示すものである。この実施形態で
は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力
変換器ＣＮＶを組み合わせた電力変換装置を２台用意
し、両者に３０°の位相差を持たせた２組の２次巻線を
有する３相変圧器ＴＲを用いて、電力変換装置の交流側
で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成し
ている。ここでは、図１で説明したダイオード整流器Ｒ
ＥＣ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ、交流リアクトル
Ｌｓ、およびリカバリ電流抑制リアクトルＬａの末尾に
それぞれ１または２を付して第１または第２のグループ
に属することを表している。交流電源端子Ｒ，Ｓ，Ｔと
交流リアクトルＬS1，ＬS2との間に介在されている変圧
器ＴＲは２組の２次巻線を有し、一方の２次巻線は星形
結線（Ｙ結線）、他方の２次巻線は三角結線（Δ結線）
であって、両者の出力電圧には３０°の位相差が存在す
る。変圧器ＴＲの一方の２次巻線は第１のグループの電
力変換装置に給電し、他方の２次巻線は第２のグループ
の電力変換装置に給電する。両電力変換器ＣＮＶ１，Ｃ
ＮＶ２は直流側で並列接続され、その直流端子が共通の
直流平滑コンデンサＣｄおよび負荷装置LOADに接続され
ている。負荷装置LOADはインバータＩＮＶおよび交流電
動機Ｍを一括表現したものである。<Eighth Embodiment> FIG. 19 shows another embodiment of the device of the present invention. In this embodiment, two power conversion devices each including a power diode rectifier REC and a voltage type self-excited power converter CNV are prepared, and two sets of secondary windings having a phase difference of 30 ° are provided for both power conversion devices. Using the three-phase transformer TR which it has, it is constituted so that parallel multiplex operation may be performed on the AC side of the power converter and parallel connection may be made on the DC side. Here, the diode rectifier R described in FIG.
The EC, the voltage type self-exciting power converter CNV, the AC reactor Ls, and the recovery current suppressing reactor La are suffixed with 1 or 2 to indicate that they belong to the first or second group. The transformer TR interposed between the AC power supply terminals R, S, T and the AC reactors LS1, LS2 has two sets of secondary windings, one of the secondary windings is a star connection (Y connection). ), The other secondary winding is triangular connection (Δ connection)
However, there is a phase difference of 30 ° between the two output voltages. One secondary winding of the transformer TR feeds the first group of power converters, and the other secondary winding feeds the second group of power converters. Both power converters CNV1, C
The NV2 is connected in parallel on the DC side, and its DC terminal is connected to the common DC smoothing capacitor Cd and the load device LOAD. The load device LOAD is a collective representation of the inverter INV and the AC electric motor M.

【０１２７】図２０は、図１９の電力変換装置を制御す
る制御装置の実施形態を示すものであり、有効電流指令
値Ｉq*を作成するところまでは両グループに共通に使用
され、ここから後が２グループに分かれる。各グループ
の構成要素は図１のものと同様であるが、ここでも第１
のグループのものと第２のグループのものは末尾符号１
または２で区別されている。最終的に第１の制御装置は
第１の電力変換器ＣＮＶ１の自己消弧素子のためのゲー
ト信号ｇ11〜ｇ16を出力し、第２の制御装置は第２の電
力変換器ＣＮＶ２の自己消弧素子のためのゲート信号ｇ
21〜ｇ26を出力する。FIG. 20 shows an embodiment of the control device for controlling the power conversion device of FIG. 19, which is commonly used by both groups up to the point where the active current command value Iq * is created. Are divided into two groups. The components of each group are similar to those in FIG. 1, but again here the first
Suffixes 1 and 2
Or it is distinguished by 2. Finally, the first controller outputs the gate signals g11 to g16 for the self-extinguishing elements of the first power converter CNV1, and the second controller outputs the self-extinguishing of the second power converter CNV2. Gate signal g for device
Outputs 21 to g26.

【０１２８】２組の電力変換装置の例えばＲ相の入力電
流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉr1，Ｉr2は独立に制御さ
れるが、両者の指令値Ｉq*は同じなので、ほぼ同じ値に
制御される。その結果、変圧器ＴＲの１次電流の高調波
が互いに打ち消し合い、電流リップルの少ない運転をす
ることができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせ
て並列多重運転した場合には、変圧器ＴＲの１次電流リ
ップルをさらに低減することができる。For example, the R-phase input currents (secondary currents of the transformer TR) Ir1 and Ir2 of the two sets of power converters are controlled independently, but both command values Iq * are the same, so that they are almost the same value. Controlled. As a result, the harmonics of the primary current of the transformer TR cancel each other out, and operation with less current ripple can be performed. When three or more sets of power converters are combined to perform parallel multiplex operation, the primary current ripple of the transformer TR can be further reduced.

【０１２９】本装置は、変換装置の大容量化、および交
流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減
を図ることができ、これにより、過負荷耐量に優れ、電
力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装
置を提供することが可能となる。This device can increase the capacity of the conversion device and reduce the harmonic components of the input current Is supplied from the AC power source, and thus have excellent overload resistance and power regeneration. It is possible to provide a high-efficiency, low-cost large-capacity power conversion device.

【０１３０】＜第９の実施の形態＞本実施形態は、第８
の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励
式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパター
ンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを
調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平
滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄを制御する。電圧形自励式
電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは一定のパルスパターン
で動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチング
を行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式電力変換器
ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値
は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力
電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えることより、交流リア
クトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が変化し、入力電流
Ｉｓを調整することができる。電源電圧Ｖｓに対する各
変換器の出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増
加させることにより、交流電源から供給される有効電力
Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、
有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。<Ninth Embodiment> This embodiment is the eighth embodiment.
In the power conversion device according to the embodiment, the n voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn are operated in a constant pulse pattern, and the AC input current Is is adjusted by adjusting the phase angle φ with respect to the voltage Vs of the AC power supply. The voltage Vd of the DC smoothing capacitor Cd is controlled. The voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn operate with a constant pulse pattern and perform switching in synchronization with the voltage Vs of the AC power supply. If the DC voltage Vd is constant, the amplitude values of the AC output voltages Vc1 to Vcn of the self-excited power converters CNV1 to CNVn are constant. In this state, by changing the phase angle φ of the output voltages Vc1 to Vcn with respect to the power supply voltage Vs, the voltage applied to the AC reactors Ls1 to Lsn changes, and the input current Is can be adjusted. By increasing the phase angle φ of the output voltage Vc1 to Vcn of each converter with respect to the power supply voltage Vs in the delay direction, the effective power Ps supplied from the AC power supply increases. Conversely, if the phase angle φ is increased in the forward direction,
Active power Ps is regenerated by the AC power supply.

【０１３１】自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定の
パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波
成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決める
が、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近
でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮ
Ｖｎを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済
む。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、
電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力
変換装置を提供することができる。When controlling the self-excited converters CNV1 to CNVn with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current Is becomes small. However, since the converter power factor is close to 1, the current Is Switching is performed near the zero point of the self-excited converters CNV1 to CNV.
The cutoff current of the self-extinguishing element forming Vn can be small. As a result, the harmonic component of the input current Is is small,
It is possible to provide a power conversion device that can regenerate electric power, has a high power factor, high efficiency, and low cost.

【０１３２】＜第１０の実施の形態＞本実施形態は、第
８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形自
励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、交流電源ＳＵＰ
の周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流電
源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交
流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣｄの電
圧Ｖｄを制御する。<Tenth Embodiment> In this embodiment, in the power converter of the eighth embodiment, the n voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn are AC power supplies SUP.
The operation is performed in the 1-pulse mode synchronized with the frequency of, and the AC input current Is is controlled by adjusting the phase angle φ with respect to the voltage Vs of the AC power supply, and the voltage Vd of the DC smoothing capacitor Cd is controlled.

【０１３３】各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮ
Ｖｎを１パルスモードで動作させることにより、スイッ
チング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上
させることができる。また、入力電流Ｉｓのゼロ点付近
で自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素
子の遮断電流を小さくすることができる。これにより、
過負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変
換装置を提供することができる。Each voltage type self-excited power converter CNV1 to CNV
By operating Vn in the 1-pulse mode, it is possible to reduce the switching loss and improve the voltage utilization rate of the self-excited converter. Further, since the self-excited converter is switched in the vicinity of the zero point of the input current Is, the breaking current of the self-extinguishing element can be reduced. This allows
It is possible to provide a high-efficiency, large-capacity power conversion device that is excellent in overload resistance, low in cost.

【０１３４】＜第１１の実施の形態＞図２１は、本発明
装置のさらに別の実施例を示すものである。この実施形
態の特徴は、第１および第２の電圧形自励式電力変換器
ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流側を直列接続して共通の負荷
装置LOADに給電するようにした点にある。他の構成は
は、図１９のものと同一である。<Eleventh Embodiment> FIG. 21 shows still another embodiment of the device of the present invention. The feature of this embodiment resides in that the direct-current sides of the first and second voltage source self-exciting power converters CNV1 and CNV2 are connected in series to supply power to a common load device LOAD. The other structure is the same as that of FIG.

【０１３５】図２２は、図２１の装置の制御装置の実施
形態を示すものである。自励式電力変換器ＣＮＶ１およ
びＣＮＶ２は、直流平滑コンデンサＣd1，Ｃd2の電圧Ｖ
d1，Ｖd2が指令値Ｖd*にそれぞれ一致するように制御動
作する。比較器Ｃ１１により、電圧検出値Ｖd1を電圧指
令値Ｖd*と比較し、その偏差εv1を電庄制御補償回路Ｇ
v1(Ｓ)により積分または比例増幅し、加算器Ｃ２１の一
方の入力端に入力する。同様に、比較器Ｃ１２により、
電圧検出値Ｖd2を電圧指令値Ｖd*と比較し、その偏差ε
v2を電圧制御補償回路Ｇv2(Ｓ)により積分または比例増
幅し、加算器Ｃ２２の一方の入力端に入力する一方、負
荷LOADが消費する直流電流Ｉdvを検知し、共通のフィー
ドフォワード補償器ＦＦを介して、加算器Ｃ２１および
Ｃ２２の各他方の入力端に入力する。加算器Ｃ２１の出
力が電源ＳＵＰから第１の電力変換装置（ＲＥＣ１＋Ｃ
ＮＶ１）に供給される有効電流の指令値Ｉq1*となり、
加算器Ｃ２２の出力が電源ＳＵＰから第２の電力変換装
置（ＲＥＣ２＋ＣＮＶ２）に供給される有効電流の指令
値Ｉq2*となる。その他は図２０のものと同様である。FIG. 22 shows an embodiment of the control device of the device shown in FIG. The self-excited power converters CNV1 and CNV2 are connected to the voltage V of the DC smoothing capacitors Cd1 and Cd2.
The control operation is performed so that d1 and Vd2 respectively match the command value Vd *. The comparator C11 compares the voltage detection value Vd1 with the voltage command value Vd *, and the deviation εv1 is compared with the voltage control compensation circuit G.
It is integrated or proportionally amplified by v1 (S) and input to one input end of the adder C21. Similarly, the comparator C12
The detected voltage value Vd2 is compared with the voltage command value Vd *, and its deviation ε
v2 is integrated or proportionally amplified by the voltage control compensation circuit Gv2 (S) and input to one input end of the adder C22, while detecting the DC current Idv consumed by the load LOAD, and the common feedforward compensator FF is set. Via the other input terminal of each of the adders C21 and C22. The output of the adder C21 is from the power supply SUP to the first power converter (REC1 + C).
It becomes the command value Iq1 * of the active current supplied to NV1),
The output of the adder C22 becomes the command value Iq2 * of the active current supplied from the power supply SUP to the second power conversion device (REC2 + CNV2). Others are the same as those in FIG.

【０１３６】電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ
２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パ
ルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相
角φ１，φ２を制御することにより、入力電流を制御す
る。Voltage type self-excited power converters CNV1, CNV
2 controls the input current by controlling the phase angles φ1 and φ2 with respect to the power supply voltage with a constant pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage.

【０１３７】２組の電力変換装置の入力電流（変圧器Ｔ
Ｒの２次電流）Ｉr1，Ｉr2（Ｒ相）は独立に制御される
が、定常状態では直流電圧Ｖd1およびＶd2がほぼ同じに
なり、有効電流指令値Ｉq1*，Ｉq2*がほぼ等しくなるの
で、入力電流Ｉs1，Ｉs2はほぼ同じ値に制御される。そ
の結果、変圧器の１次電流の高調波が互いに打ち消し合
い、電流リップルの少ない運転をすることができる。３
組以上の電力変換装置を組み合わせて並列多重運転した
場合には、変圧器ＴＲの１次電流リップルをさらに低減
することができる。Input current of the two sets of power converters (transformer T
The secondary currents of R) Ir1 and Ir2 (R phase) are controlled independently, but in the steady state, the DC voltages Vd1 and Vd2 are almost the same, and the active current command values Iq1 * and Iq2 * are almost equal, The input currents Is1 and Is2 are controlled to almost the same value. As a result, the harmonics of the primary current of the transformer cancel each other out, and operation with less current ripple can be performed. Three
When a plurality of pairs of power converters are combined and parallel multiplex operation is performed, the primary current ripple of the transformer TR can be further reduced.

【０１３８】本装置は、変換装置の大容量化と、直流出
力電圧Ｖｄの高圧化、および交流電源から供給される入
力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができ、これ
により、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率
・低コストの大容量電力変換装置を提供することが可能
となる。This device can increase the capacity of the converter, increase the voltage of the DC output voltage Vd, and reduce the harmonic components of the input current Is supplied from the AC power source. It is possible to provide a high-efficiency, low-cost large-capacity power conversion device that has excellent withstand capability and is capable of power regeneration.

【０１３９】＜第１２の実施の形態＞本実施形態の特徴
は、第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは一定のパ
ルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する
位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御
し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加される電圧Ｖ
d1〜Ｖdnを制御することにある。<Twelfth Embodiment> The feature of this embodiment is that in the power converter of the eleventh embodiment, n voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn are operated in a constant pulse pattern. , The voltage V applied to the DC smoothing capacitors Cd1 to Cdn by controlling the AC input current Is by adjusting the phase angle φ with respect to the voltage Vs of the AC power supply.
Controlling d1 to Vdn.

【０１４０】電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ
ｎは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに
同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定なら
ば、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流出力電圧Ｖ
c1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧
Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えるこ
とより、交流リアクトルＬs1〜Ｌsnに印加される電圧が
変化し、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎ
の入力電流を調整することができる。自励式変換器ＣＮ
Ｖ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターンで制御する場
合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイ
ッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いと
ころで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近で
スイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ
２を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすること
ができる。Voltage type self-excited power converters CNV1 to CNV
n is a constant pulse pattern and performs switching in synchronization with the voltage Vs of the AC power supply. If the DC voltage Vd is constant, the AC output voltage V of the self-excited converters CNV1 to CNVn
The amplitude values of c1 to Vcn are constant. In this state, by changing the phase angle φ of the output voltages Vc1 to Vcn with respect to the power supply voltage Vs, the voltage applied to the AC reactors Ls1 to Lsn changes, and each voltage type self-excited power converter CNV1 to CNVn.
Input current can be adjusted. Self-excited converter CN
When controlling V1 to CNVn with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current Is becomes small. However, by operating at a converter power factor close to 1, the zero point of the current Is Switching is performed in the vicinity, and self-excited converters CNV1, CNV
It is possible to reduce the breaking current of the self-extinguishing element that constitutes element 2.

【０１４１】電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧
Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることによ
り、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。
逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交
流電源に回生される。自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎ
は、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnの電圧Ｖd1〜Ｖdnが
ほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧
Ｖd0＝Ｖd1＋Ｖd2＋…＋Ｖdnが一定に制御される。これ
により、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力
電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高
力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供するこ
とができる。By increasing the phase angle φ of the output voltage Vc1 to Vcn of each converter with respect to the power supply voltage Vs in the delay direction, the effective power Ps supplied from the AC power supply increases.
On the contrary, when the phase angle φ is increased in the forward direction, the active power Ps is regenerated by the AC power supply. Self-excited converters CNV1 to CNVn
Controls the voltages Vd1 to Vdn of the DC smoothing capacitors Cd1 to Cdn to be substantially constant. As a result, the sum voltage Vd0 = Vd1 + Vd2 + ... + Vdn is controlled to be constant. As a result, it is possible to provide a high-power DC conversion voltage, a small harmonic component of the input current Is, power regeneration, a high power factor, high efficiency, and low cost. it can.

【０１４２】＜第１３の実施の形態＞本実施形態では、
第１１の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧
形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは交流電源ＳＵ
Ｐの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流
電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより
各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの入力電
流を制御し、直流平滑コンデンサＣd1〜Ｃdnに印加され
る電圧Ｖd1〜Ｖdnを制御する。<Thirteenth Embodiment> In this embodiment,
In the power converter of the eleventh embodiment, the n voltage-type self-excited power converters CNV1 to CNVn are AC power supplies SU.
By operating in the 1-pulse mode synchronized with the frequency of P, and adjusting the phase angle φ with respect to the voltage Vs of the AC power source, the input current of each voltage type self-excited power converter CNV1 to CNVn is controlled, and the DC smoothing capacitor Cd1 to It controls the voltages Vd1 to Vdn applied to Cdn.

【０１４３】各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮ
Ｖｎを１パルスモードで動作させることによりスイッチ
ング損失を減らし、自励式変換器の電圧利用率を向上さ
せることができる。また、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で
自励式変換器をスイッチングさせるため、自己消弧素子
の遮断電流を小さくすることができる。これにより、過
負荷耐量に優れ、低コストで高効率・大容量の電力変換
装置を提供することができる。Each voltage type self-excited power converter CNV1 to CNV
By operating Vn in the 1-pulse mode, switching loss can be reduced and the voltage utilization rate of the self-excited converter can be improved. Further, since the self-excited converter is switched in the vicinity of the zero point of the input current Is, the breaking current of the self-extinguishing element can be reduced. As a result, it is possible to provide a high-efficiency, large-capacity power conversion device that is excellent in overload resistance, low in cost.

【０１４４】＜第１４の実施の形態）図２３は、本発明
のさらに別の実施形態例を示すものである。この実施形
態の特徴は、図１９の装置において、２組の２次巻線を
有する１台の変圧器ＴＲの代わりに、１次巻線を直列接
続し、相互に３０°の位相差を有する電圧を出力する２
台の３相変圧器ＴＲ１，ＴＲ２を用いて、直列多重運転
をするように構成し、さらに、２台の変圧器の漏れイン
ダクタンスを利用することにより、図１９に示した交流
リアクトルＬs1，Ｌs2を省略していることにある。もち
ろん、図１９のものと同様に外部に交流リアクトルＬs
1，Ｌs2を設けても原理的には同じことになる。<Fourteenth Embodiment) FIG. 23 shows still another embodiment of the present invention. The feature of this embodiment is that, in the device of FIG. 19, primary windings are connected in series instead of one transformer TR having two sets of secondary windings, and have a phase difference of 30 ° from each other. Output voltage 2
The AC reactors Ls1 and Ls2 shown in FIG. 19 are configured by using the three-phase transformers TR1 and TR2 of the two stages to configure the series multiple operation and further utilizing the leakage inductance of the two transformers. It is omitted. Of course, as in the case of FIG. 19, the AC reactor Ls is externally connected.
Even if 1 and Ls2 are provided, the same principle applies.

【０１４５】図２４は、図２３の装置の制御装置の実施
形態を示すものである。ここでは、加算器Ｃ１から電流
制御補償回路Ｇｉ(Ｓ)までは図１のものと同様であり、
位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ２以降が２グループに分
岐される。位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ２は、すでに
述べた共通の位相角指令値φ*を用いて両電力変換器Ｃ
ＮＶ１，ＣＮＶ２のためのゲート信号ｇ１１〜ｇ１６，
ｇ２１〜ｇ２６を生成する。FIG. 24 shows an embodiment of the control device of the device of FIG. Here, the components from the adder C1 to the current control compensation circuit Gi (S) are the same as those in FIG.
The phase control circuits PHC1 and PHC2 and thereafter are branched into two groups. The phase control circuits PHC1 and PHC2 use the common phase angle command value φ * described above to convert both power converters C.
Gate signals g11 to g16 for NV1 and CNV2,
Generate g21 to g26.

【０１４６】電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ
２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パ
ルス、３パルス、５パルス等）で電源電圧に対する位相
角φを制御することにより、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ
を制御する。この装置では、２台の変圧器ＴＲ１，ＴＲ
２が１次側で直列接続されているので、２台の電力変換
装置（ＲＥＣ１＋ＣＮＶ１とＲＥＣ２＋ＣＮＶ２）の入
力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。Voltage type self-excited power converters CNV1, CNV
Reference numeral 2 controls the phase angle φ with respect to the power supply voltage with a constant pulse pattern (1 pulse, 3 pulses, 5 pulses, etc.) synchronized with the power supply voltage, thereby input currents Ir, Is, It.
To control. In this device, two transformers TR1, TR
Since 2 is connected in series on the primary side, the input currents of the two power conversion devices (REC1 + CNV1 and REC2 + CNV2) are the same, and the currents have few harmonics.

【０１４７】以上は、２台の電力変換装置を用いた例を
示したが、３台以上の電力変換装置を用いて直列多重接
続運転をすることができることは言うまでもない。Although the example using two power converters has been described above, it is needless to say that the series multiple connection operation can be performed using three or more power converters.

【０１４８】本装置によれば、変換装置の大容量化、お
よび交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分
の低減を図ることができる。特に、直列多重運転によ
り、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低
減することができ、自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ
ｎの制御パルスを少なくすることができる利点がある。
また、３相変圧器の漏れインダクタンス分を利用するこ
とにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能
となる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可
能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供す
ることができる。According to this device, it is possible to increase the capacity of the converter and reduce the harmonic components of the input current Is supplied from the AC power supply. In particular, the series multiplex operation can reduce the harmonic component of the AC side input current flowing through each converter, and the self-excited power converters CNV1 to CNV can be reduced.
There is an advantage that the number of control pulses of n can be reduced.
Further, by utilizing the leakage inductance component of the three-phase transformer, the conventional AC reactor can be omitted. As a result, it is possible to provide a high-efficiency, low-cost large-capacity power conversion device that has excellent overload resistance and is capable of power regeneration.

【０１４９】＜第１５の実施の形態＞本実施形態は、第
１４の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形
自励式電力変換器ＣＮＶｌ〜ＣＮＶｎは、一定パルスパ
ターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角
φを調整することにより交流入力電流Ｉｓを制御し、直
流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを制御す
る。<Fifteenth Embodiment> In this embodiment, in the power converter of the fourteenth embodiment, n voltage-type self-excited power converters CNV1 to CNVn are operated in a constant pulse pattern to generate an alternating current. The AC input current Is is controlled by adjusting the phase angle φ with respect to the voltage Vs of the power supply, and the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd is controlled.

【０１５０】電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ
ｎは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに
同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定なら
ば、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流出力電圧Ｖ
c1〜Ｖcnの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧
Ｖｓに対する出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを変えるこ
とより、変圧器の漏れインダクタンス分に印加される電
圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。自
励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパターン
で制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくな
るようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率
が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓの
ゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器ＣＮ
Ｖ１〜ＣＮＶｎを構成する自己消弧素子の遮断電流を小
さくすることができる。Voltage type self-excited power converters CNV1 to CNV
n is a constant pulse pattern and performs switching in synchronization with the voltage Vs of the AC power supply. If the DC voltage Vd is constant, the AC output voltage V of the self-excited converters CNV1 to CNVn
The amplitude values of c1 to Vcn are constant. In this state, by changing the phase angle φ of the output voltages Vc1 to Vcn with respect to the power supply voltage Vs, the voltage applied to the leakage inductance of the transformer changes, and the input current Is can be adjusted. When controlling the self-excited converters CNV1 to CNVn with a constant pulse pattern, the switching pattern is determined so that the harmonic component of the input current Is becomes small. However, by operating at a converter power factor close to 1, Switching is performed near the zero point of Is, and the self-excited converter CN
It is possible to reduce the cut-off current of the self-extinguishing elements constituting V1 to CNVn.

【０１５１】電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧
Ｖc1〜Ｖcnの位相角φを遅れ方向に増加させることによ
り、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。
逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交
流電源に回生される。By increasing the phase angle φ of the output voltage Vc1 to Vcn of each converter with respect to the power supply voltage Vs in the delay direction, the effective power Ps supplied from the AC power supply increases.
On the contrary, when the phase angle φ is increased in the forward direction, the active power Ps is regenerated by the AC power supply.

【０１５２】自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、直流
平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがほぼ一定に
なるようた入力電流Ｉｓを制御する。これにより、入力
電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高
力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供するこ
とができる。The self-excited converters CNV1 to CNVn control the input current Is so that the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd becomes substantially constant. As a result, a harmonic component of the input current Is is small, power can be regenerated, a high power factor, high efficiency, and a low cost power conversion device can be provided.

【０１５３】＜第１６の実施の形態＞本実施形態は、第
１４の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の電圧形
自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを、交流電源ＳＵ
Ｐの周波数に同期した１パルスモードで動作させ、交流
電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより
交流入力電流Ｉｓを制御し、直流平滑コンデンサＣｄに
印加される電圧Ｖｄを制御する。Sixteenth Embodiment In this embodiment, in the power converter of the fourteenth embodiment, n voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn are connected to an AC power supply SU.
The operation is performed in the 1-pulse mode synchronized with the frequency of P, the AC input current Is is controlled by adjusting the phase angle φ with respect to the voltage Vs of the AC power supply, and the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd is controlled.

【０１５４】本実施形態では、第１５の実施形態と同じ
く自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを一定のパルスパタ
ーンで運転するが、そのパルス数を１パルスにしたもの
である。当然、直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換
器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振
幅値は一定となる。電源電圧Ｖｓに対する自励式変換器
ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの和電
圧の位相角φを調整することにより、入力電流Ｉｓを制
御するが、φ＝０のとき、Ｉｓ＝０となるようにするに
は、電源電圧Ｖｓの波高値と変換器出力電圧Ｖc1〜Ｖcn
の和電圧の基本波波高値が同じになるようにする必要が
ある。直流電圧Ｖｄは負荷側の要求等により決まってし
まうので、３相変圧器ＴＲ１〜ＴＲｎの２次側電圧を各
自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖc1
〜Ｖcnの基本波成分と同じになるように値を合わせる。In this embodiment, the self-exciting converters CNV1 to CNVn are operated in a constant pulse pattern as in the fifteenth embodiment, but the number of pulses is one pulse. Naturally, if the DC voltage Vd is constant, the amplitude values of the AC side output voltages Vc1 to Vcn of the self-excited converters CNV1 to CNVn are constant. The input current Is is controlled by adjusting the phase angle φ of the sum voltage of the AC side output voltages Vc1 to Vcn of the self-excited converters CNV1 to CNVn with respect to the power supply voltage Vs, but when φ = 0, Is = 0. To achieve this, the peak value of the power supply voltage Vs and the converter output voltages Vc1 to Vcn
It is necessary to make the fundamental wave crest value of the sum voltage of the same. Since the DC voltage Vd is determined by the demand on the load side, the secondary side voltage of the three-phase transformers TR1 to TRn is converted to the AC side output voltage Vc1 of the self-excited converters CNV1 to CNVn.
Adjust the values so that they are the same as the fundamental wave component of ~ Vcn.

【０１５５】自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを１パル
スで運転することにより、スイッチング回数が最小にな
り、変換器効率をさらに向上させることができる。ま
た、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波成分が大きくな
り、自励式変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの電圧利用率が向
上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、
入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行
うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素
子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で
低コストの電力変換装置を提供することができる。ま
た、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチ
ングに近いということであり、ＥＭＩノイズが小さくな
り、環境にもやさしい電力変換装置を提供することがで
きる。By operating the self-excited converters CNV1 to CNVn with one pulse, the number of times of switching can be minimized, and the converter efficiency can be further improved. Further, the fundamental wave components of the AC side output voltages Vc1 to Vcn are increased, and the voltage utilization rate of the self-excited converters CNV1 to CNVn is improved. Also, since the converter power factor is operated at almost 1,
Switching is performed only once near the zero point of the input current Is, and the breaking current of the self-extinguishing element is extremely small during both the power running operation and the regenerative operation. As a result, it is possible to provide a highly efficient and low cost power conversion device. Further, not cutting off a large current means that it is close to soft switching, EMI noise is reduced, and it is possible to provide an environment-friendly power conversion device.

【０１５６】＜第１７の実施の形態＞本実施形態は、第
８〜第１６の実施形態の電力変換装置において、リカバ
リ電流抑制リアクトルＬa1〜Ｌanを過飽和リアクトルで
構成するものである。<Seventeenth Embodiment> In this embodiment, in the power converters of the eighth to sixteenth embodiments, the recovery current suppressing reactors La1 to Lan are supersaturated reactors.

【０１５７】自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、
各アームが、自己消弧素子と、逆並列接続の高速ダイオ
ードとで構成されており、例えば、上側アームの自己消
弧素子に電流が流れているとき、当該素子をオフにする
と、下側アームの高速ダイオードに電流が移行する。電
力用ダイオードに比べて高速ダイオードの順方向電圧降
下が大きいため、この電流は徐々に電力用ダイオード整
流器ＲＥＣ１〜ＲＥＣｎの対応する電力用ダイオードに
移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアク
トルＬa1〜Ｌanのインダクタンス値に反比例する。Ｌa1
〜Ｌanを過飽和リアクトルとすることにより、流れる電
流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高
速ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れていた電流がより速く電
力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６に移り、損失が低減され
る。The self-excited power converters CNV1 to CNVn are
Each arm is composed of a self-extinguishing element and a high-speed diode connected in anti-parallel. For example, when current is flowing to the self-extinguishing element of the upper arm, the lower arm is turned off when the element is turned off. The current moves to the high speed diode of. Since the forward voltage drop of the fast diode is larger than that of the power diode, this current gradually moves to the corresponding power diode of the power diode rectifiers REC1 to RECn. The commutation time is inversely proportional to the inductance values of the recovery current suppressing reactors La1 to Lan. La1
By using ~ Lan as a supersaturation reactor, the inductance value becomes small at a large flowing current, the current flowing in the high speed diodes D1 to D6 is transferred to the power diodes PD1 to PD6 faster, and the loss is reduced.

【０１５８】＜第１８の実施の形態＞本実施形態は、第
８〜第１７の実施形態の電力変換装置において、ｎ台の
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが、交流電
源の電圧Ｖｓが変動した場合、当該電源電圧Ｖｓの変化
に合わせて直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ
ｄの指令値を変えて制御するものである。<Eighteenth Embodiment> In this embodiment, in the power converters of the eighth to seventeenth embodiments, n voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn are connected to the voltage Vs of the AC power supply. Voltage fluctuates, the voltage V applied to the DC smoothing capacitor Cd in accordance with the change of the power supply voltage Vs.
The control is performed by changing the command value of d.

【０１５９】ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜
ＣＮＶｎを１パルスまたは一定パルスパターンで運転し
た場合、それらの電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流
側出力電圧Ｖｃの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖｓが
高くなると、変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは遅れ力率運転
となり、また、電源電圧Ｖｓが低くなると、変換器ＣＮ
Ｖ１〜ＣＮＶｎは進み力率運転となってしまう。また、
力率低下に伴い、自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎ
の交流側出力電圧Ｖｃと入力電流Ｉｓの位相差が大きく
なり、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断
電流が大きくなってしまう。そこで、直流平滑コンデン
サＣｄに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖｓの振幅値
に合わせて調整することにより、常に｜Ｖｓ｜＝｜Ｖｃ
｜となるように制御する。これにより、電源力率あるい
は変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自
己消弧素子の遮断電流の増加を防止することができる。N voltage type self-excited power converters CNV1 to CNV1
When the CNVn is operated with one pulse or a constant pulse pattern, the amplitude value of the AC side output voltage Vc of the power converters CNV1 to CNVn becomes constant, and when the power supply voltage Vs becomes high, the converters CNV1 to CNVn delay power factor. When the operation is started and the power supply voltage Vs becomes low, the converter CN
V1-CNVn will be advanced power factor operation. Also,
As the power factor decreases, self-excited power converters CNV1 to CNVn
The phase difference between the AC side output voltage Vc and the input current Is becomes large, and the cut-off current of the self-extinguishing element forming the self-excited power converter becomes large. Therefore, by adjusting the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd according to the amplitude value of the power supply voltage Vs, | Vs | = | Vc
Control so that |. As a result, it is possible to prevent the power source power factor or the converter power factor from being extremely reduced, and it is possible to prevent an increase in the breaking current of the self-extinguishing element.

【０１６０】＜第１９の実施の形態＞本実施の形態は、
第８〜第１８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台
の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが、直流
平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、交流電源
ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩ
ｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定
数をｋとした場合、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御するものである。<Nineteenth Embodiment> This embodiment is
In the power converters of the eighth to eighteenth embodiments, the n voltage type self-excited power converters CNV1 to CNVn set the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd to the angular frequency ω of the AC power supply SUP, Power supply voltage is Vs, input current is I
s, the inductance value of the AC reactor is Ls, and the constant of proportionality is k, Vd = k · √ {Vs ² + (ω · Ls · Is) ² } is controlled.

【０１６１】ｎ台の自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ
ｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ
ｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるようにほぼ調整することにより、入力電流Ｉｓの
位相を電源電圧Ｖｓに位相に一致させることができ、電
源力率＝１の運転をすることができる。この効果は回生
運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に
優れ、低コストで高力率の電力変換装置を提供すること
ができる。N self-excited power converters CNV1 to CNV
n, the voltage V applied to the DC smoothing capacitor Cd
By substantially adjusting d such that Vd = k · √ {Vs ² + (ω · Ls · Is) ² }, the phase of the input current Is can be matched with the phase of the power supply voltage Vs. It is possible to drive at a power factor of 1. This effect is the same in regenerative operation. As a result, it is possible to provide a power converter with excellent overload resistance, low cost, and high power factor.

【０１６２】＜第２０の実施の形態＞本実施の形態は、
第８〜第１８の実施形態の電力変換装置において、ｎ台
の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、直流
平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを、交流電源
ＳＵＰの角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩ
ｓ、交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定
数をｋとした場合、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御するものである。<Twentieth Embodiment> This embodiment is
In the power converters of the eighth to eighteenth embodiments, the n voltage-type self-excited power converters CNV1 to CNVn measure the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor Cd, the angular frequency of the AC power supply SUP by ω, Power supply voltage is Vs, input current is I
s, the inductance value of the AC reactor is Ls, and the proportional constant is k, Vd = k · √ {Vs ² − (ω · Ls · Is) ² } is controlled.

【０１６３】ｎ台の自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶ
ｎにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖ
ｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるようにほぼ調整することにより、入力電流Ｉｓの
電源電圧Ｖｓに対する位相角φを自励式電力変換器ＣＮ
Ｖ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃの位相角φにほぼ
一致させることができる。すなわち、入力電流Ｉｓと変
換器出力電圧Ｖｃの位相が一致し、変換器力率＝１の運
転をすることができる。この結果、自励式変換器ＣＮＶ
を構成する自己消弧素子の遮断電流を小さくすることが
でき、かつ、変換器容量を低減化することができる。こ
の効果は回生運転においても同様である。これにより、
過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を
提供することができる。N self-excited power converters CNV1 to CNV
n, the voltage V applied to the DC smoothing capacitor Cd
By substantially adjusting d such that Vd = k · √ {Vs ² − (ω · Ls · Is) ² }, the phase angle φ of the input current Is with respect to the power supply voltage Vs can be adjusted.
The phase angle φ of the AC-side output voltage Vc of V1 to CNVn can be substantially matched. That is, the phases of the input current Is and the converter output voltage Vc match, and the converter power factor = 1 can be operated. As a result, the self-excited converter CNV
It is possible to reduce the cut-off current of the self-extinguishing element that composes, and it is possible to reduce the converter capacity. This effect is the same in regenerative operation. This allows
It is possible to provide a power conversion device that is excellent in overload resistance, low cost, and highly efficient.

【０１６４】[0164]

【発明の効果】以上詳述したように、本発明の電力変換
装置によれば、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、
低コストで高効率の電力変換装置を提供することができ
る。As described in detail above, according to the power conversion device of the present invention, power regeneration is possible, and the overload withstanding capability is excellent.
It is possible to provide a high-efficiency power conversion device at low cost.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の電力変換装置の実施の形態を示す構成
図。FIG. 1 is a configuration diagram showing an embodiment of a power conversion device of the present invention.

【図２】図１の装置の制御動作を説明するための交流側
電圧・電流ベクトル図。FIG. 2 is an AC side voltage / current vector diagram for explaining a control operation of the apparatus of FIG.

【図３】図１の装置の位相制御動作を説明するための制
御ブロック図。3 is a control block diagram for explaining a phase control operation of the apparatus of FIG.

【図４】図１の装置の位相制御動作を説明するためのタ
イムチャート。FIG. 4 is a time chart for explaining a phase control operation of the apparatus of FIG.

【図５】図１の装置の力行運転時の制御動作を説明する
ための各部動作波形図。5 is an operation waveform chart of each part for explaining a control operation of the apparatus of FIG. 1 during a power running operation.

【図６】図１の装置の回生運転時の制御動作を説明する
ための各部動作波形図。6 is an operation waveform chart of each part for explaining a control operation of the device of FIG. 1 during a regenerative operation.

【図７】図１の装置の力行運転から回生運転に至る過程
での制御動作を説明するための各部動作波形図。FIG. 7 is an operation waveform chart of each part for explaining the control operation in the process from the power running operation to the regenerative operation of the apparatus of FIG.

【図８】図１の装置の位相制御動作を説明するための別
のタイムチャート。8 is another time chart for explaining the phase control operation of the apparatus of FIG.

【図９】図１の装置の力行運転時の別の制御動作を説明
するための各部動作波形図。9 is an operation waveform chart of each part for explaining another control operation of the apparatus of FIG. 1 during a power running operation.

【図１０】図１の装置の位相制御動作を説明するための
さらに別のタイムチャート。10 is yet another time chart for explaining the phase control operation of the apparatus of FIG.

【図１１】図１の装置の力行運転時のさらに別の制御動
作を説明するための各部動作波形図。11 is an operation waveform chart of each part for explaining still another control operation during the power running operation of the device in FIG. 1. FIG.

【図１２】本発明装置の別の制御回路の実施の形態を示
す構成図。FIG. 12 is a configuration diagram showing an embodiment of another control circuit of the device of the present invention.

【図１３】本発明装置の動作を説明するための交流側電
圧・電流ベクトル図。FIG. 13 is an AC side voltage / current vector diagram for explaining the operation of the device of the present invention.

【図１４】本発明装置の制御動作を説明するための交流
側電圧・電流ベクトル図。FIG. 14 is an AC side voltage / current vector diagram for explaining the control operation of the device of the present invention.

【図１５】本発明装置の制御動作を説明するための特性
図。FIG. 15 is a characteristic diagram for explaining a control operation of the device of the present invention.

【図１６】本発明装置の別の制御動作を説明するための
交流側電圧・電流ベクトル図。FIG. 16 is an AC side voltage / current vector diagram for explaining another control operation of the device of the present invention.

【図１７】本発明装置の別の制御動作を説明するための
特性図。FIG. 17 is a characteristic diagram for explaining another control operation of the device of the present invention.

【図１８】本発明装置の別の制御動作を説明するための
動作波形図。FIG. 18 is an operation waveform diagram for explaining another control operation of the device of the present invention.

【図１９】本発明装置の別の実施の形態を示す主回路構
成図。FIG. 19 is a main circuit configuration diagram showing another embodiment of the device of the present invention.

【図２０】図１９の装置の制御回路の実施の形態を示す
構成図。20 is a configuration diagram showing an embodiment of a control circuit of the device of FIG.

【図２１】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主
回路構成図。FIG. 21 is a main circuit configuration diagram showing still another embodiment of the device of the present invention.

【図２２】図２１の装置の制御回路の実施の形態を示す
構成図。22 is a configuration diagram showing an embodiment of a control circuit of the apparatus of FIG.

【図２３】本発明装置のさらに別の実施の形態を示す主
回路構成図。FIG. 23 is a main circuit configuration diagram showing still another embodiment of the device of the present invention.

【図２４】図２３の装置の制御回路の実施の形態を示す
構成図。FIG. 24 is a configuration diagram showing an embodiment of a control circuit of the device of FIG. 23.

【図２５】従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パ
ルス幅変調制御コンバータ）の構成図。FIG. 25 is a configuration diagram of a conventional PWM converter (pulse width modulation control converter) capable of power regeneration.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

ＳＵＰ 交流電源 ＲＥＣ 電力用ダイオード整流器 ＣＮＶ 電圧形自励式電力変換器 Ｌｓ 交流リアクトル Ｌａ リ力バリ電流抑制リアクトル Ｃｄ 直流平滑コンデンサ LOAD 負荷 Ｃ１，Ｃ３ 比較器 Ｃ２ 加算器 Ｇｖ(Ｓ) 電圧制御補償回路 Ｇｉ(Ｓ) 電流制御補償回路 ＦＦ フィードフォワード補償器 Ａ ３相／ｄｑ座標変換回路 ＰＬＬ 電源同期位相検出回路 ＰＨＣ 位相制御回路 SUP AC power supply REC power diode rectifier CNV voltage type self-excited power converter Ls AC reactor La force burr current suppression reactor Cd DC smoothing capacitor LOAD load C1, C3 comparator C2 adder Gv (S) voltage control compensation circuit Gi (S) current control compensation circuit FF feedforward compensator A 3-phase / dq coordinate conversion circuit PLL power supply synchronous phase detection circuit PHC phase control circuit

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/72 Ｈ０２Ｍ 7/72 (72)発明者 田 中 茂 東京都府中市晴見町２丁目24番地の１ 東 芝トランスポートエンジニアリング株式会 社内 (72)発明者 内 野 廣 東京都府中市東芝町１番地 芝府エンジニ アリング株式会社内 (72)発明者 山 本 肇 東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝 府中事業所内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 BB01 BB05 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CC03 DA02 DA04 DB05 DB07 DC02 DC04 DC05 5H007 AA02 AA17 BB01 BB06 CA01 CB05 CC05 CC06 CC12 CC23 DA05 DA06 DB01 DB05 DC02 DC04 DC05 EA02 FA01 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. ⁷ identification code FI theme code (reference) H02M 7/72 H02M 7/72 (72) Inventor Shigeru Tanaka 2-24 Harumicho, Fuchu-shi, Tokyo 1 Toshiba Transport Engineering Co., Ltd. In-house (72) Inventor Hiroshi Uchino 1st Toshiba Town, Fuchu-shi, Tokyo Tokyo Shibafu Engineering Co., Ltd. (72) Inventor Hajime Yamamoto 1st Toshiba Town, Fuchu-shi, Tokyo F-term in Toshiba Fuchu Works (reference) 5H006 AA02 BB01 BB05 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CC03 DA02 DA04 DB05 DB07 DC02 DC04 DC05 5H007 AA02 AA17 BB01 BB06 CA01 CB05 CC05 CC06 CC12 CC23 DA05 DA06 DB01 DB05 DC02 FA01 DC05 FA05 DC02 FA04 DC05 EA

Claims (20)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】交流電源に交流リアクトルを介して交流端
子が接続される電力用ダイオード整流器と、この電力用
ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電流抑制用リア
クトルを介して交流端子が接続された電圧形自励式電力
変換器と、この電圧形自励式電力変換器および前記電力
用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続され、負荷
装置を並列に接続する直流平滑コンデンサとを具備して
なる電力変換装置。1. A power diode rectifier having an AC terminal connected to an AC power source via an AC reactor, and a voltage type having an AC terminal connected to the AC terminal of the power diode rectifier via a recovery current suppressing reactor. A power converter comprising: a self-excited power converter; and a DC smoothing capacitor that is connected between the voltage-type self-excited power converter and a DC common terminal of the power diode rectifier and that connects a load device in parallel. 【請求項２】前記リカバリ電流抑制用リアクトルは、過
飽和リアクトルで構成されていることを特徴とする請求
項１に記載の電力変換装置。2. The power converter according to claim 1, wherein the recovery current suppressing reactor is formed of a supersaturated reactor. 【請求項３】前記電圧形自励式電力変換器は、一定のパ
ルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対する位
相角を調整することにより入力電流を制御することを特
徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。3. The voltage type self-excited power converter operates with a constant pulse pattern, and controls an input current by adjusting a phase angle with respect to a voltage of the AC power supply. The power converter according to 2. 【請求項４】前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流
電源の周波数に同期した１パルスモードで動作し、前記
交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより入
力電流を制御することを特徴とする請求項１または２に
記載の電力変換装置。4. The voltage type self-excited power converter operates in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power supply, and controls an input current by adjusting a phase angle with respect to the voltage of the AC power supply. The power conversion device according to claim 1 or 2, which is characterized. 【請求項５】前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流
電源の電圧が変動した場合、電源の電圧の変化に合わせ
て前記直流平滑コンデンサに印加される電圧の指令値を
変えて制御動作することを特徴とする請求項１ないし４
のいずれか１項に記載の電力変換装置。5. The voltage-type self-exciting power converter, when the voltage of the AC power supply fluctuates, changes the command value of the voltage applied to the DC smoothing capacitor in accordance with the change of the voltage of the power supply to perform a control operation. 5. The method according to claim 1, wherein
The power converter according to any one of 1. 【請求項６】前記電圧形自励式電力変換器は、前記交流
電源の角周波数をω、電源電圧をＶs、入力電流をＩs、
前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定
数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサに印加され
る電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする請求項１ないし
５のいずれか１項に記載の電力変換装置。6. The voltage type self-excited power converter, wherein the angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is,
When the inductance value of the AC reactor is Ls and the proportional constant is k, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is Vd = k · √ {Vs ² + (ω · Ls · Is) ² } 6. The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion device is controlled according to claim 1. 【請求項７】前記電圧形自励式電力変換器は、前記直流
平滑コンデンサに印加される電圧を、前記交流電源の角
周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電流をＩｓ、前記交
流リアクトルのインダクタンス値をＬｓ、比例定数をｋ
とした場合、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする請求項１ないし
５のいずれか１項に記載された電力変換装置。7. The voltage type self-exciting power converter, wherein the voltage applied to the DC smoothing capacitor is ω, the angular frequency of the AC power supply, Vs the power supply voltage, Is the input current, and the inductance of the AC reactor. The value is Ls and the proportional constant is k
In such a case, control is performed so that Vd = k · √ {Vs ² − (ω · Ls · Is) ² }. 6. The power conversion device according to claim 1. . 【請求項８】３相交流電源に１次巻線が接続され、所定
の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器
と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介
して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流
器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子
にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が
接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ
台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオ
ード整流器の直流共通端子に接続され、負荷装置を並列
に接続する直流平滑コンデンサとを具備してなる電力変
換装置。8. A three-phase transformer, which has a primary winding connected to a three-phase AC power supply and has n sets of secondary windings having a predetermined phase difference, and each secondary of the three-phase transformer. N power diode rectifiers whose AC terminals were connected to the windings via AC reactors, and AC side terminals were connected to the AC terminals of these n power diode rectifiers via recovery current suppressing reactors. n voltage type self-excited power converters and these n
1. A power converter comprising: a voltage type self-exciting power converter; and a DC smoothing capacitor connected to a DC common terminal of the n power diode rectifiers and connecting a load device in parallel. 【請求項９】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一
定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に対
する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し
て前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。9. The n number of voltage type self-exciting power converters operate with a constant pulse pattern, and control the AC input current by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power supply to control the DC smoothing capacitor. The power converter according to claim 8, wherein the voltage applied to the power converter is controlled. 【請求項１０】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作
し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整すること
により交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサ
に印加される電圧を制御することを特徴とする請求項８
に記載の電力変換装置。10. The n number of voltage type self-exciting power converters,
It operates in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power supply, and controls the AC input current by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power supply to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor. Claim 8
The power converter according to. 【請求項１１】３相交流電源に１次巻線が接続され、所
定の位相差を有するｎ組の２次巻線を有する３相変圧器
と、この３相変圧器の各２次巻線に交流リアクトルを介
して交流端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流
器と、これらｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子
にリカバリ電流抑制用リアクトルを介して交流端子が接
続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｎ台の
電圧形自励式変換器および前記電力用ダイオード整流器
の直流共通端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑
コンデンサとを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサが
直列接続され、その直列接続された両端に負荷装置が接
続される電力変換装置。11. A three-phase transformer having a primary winding connected to a three-phase AC power supply and having n sets of secondary windings having a predetermined phase difference, and each secondary winding of the three-phase transformer. To n power diode rectifiers whose AC terminals are connected to each other via an AC reactor, and n AC power terminals of these n power diode rectifiers to which AC terminals are connected via a recovery current suppressing reactor. A voltage type self-exciting power converter, and n number of DC smoothing capacitors connected to the DC common terminals of the n number of voltage type self-exciting converters and the power diode rectifier, respectively. A power converter in which smoothing capacitors are connected in series, and a load device is connected to both ends of the series connection. 【請求項１２】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に
対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力
変換器の入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサに
印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１１
に記載の電力変換装置。12. The n-type voltage type self-exciting power converter,
It operates with a constant pulse pattern, and controls the input current of each voltage type self-excited power converter by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power source to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor. Claim 11 characterized by
The power converter according to. 【請求項１３】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作
し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整すること
により各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御して
前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御するこ
とを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。13. The n-type voltage type self-exciting power converters,
It operates in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power supply, and controls the input current of each voltage type self-excited power converter by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power supply and is applied to the DC smoothing capacitor. The power conversion device according to claim 11, wherein the power conversion device controls the voltage. 【請求項１４】３相交流電源に対し１次巻線が各相毎に
直列接続され、２次巻線の出力電圧が所定の位相差を持
つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の
３相変圧器の各２次巻線に交流端子が接続された３相ブ
リッジ結線のｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら
ｎ台の電力用ダイオード整流器の交流端子にリカバリ電
流抑制用リアクトルを介して交流端子が接続されたｎ台
の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これ
らｎ台の電圧形自励式電力変換器および前記ｎ台の電力
用ダイオード整流器の直流共通端子に接続され、並列に
負荷装置が接続される直流平滑コンデンサとを具備して
なる電力変換装置。14. A n-phase three-phase transformer configured such that a primary winding is connected in series for each phase with respect to a three-phase AC power supply and an output voltage of the secondary winding has a predetermined phase difference. , And n power diode rectifiers of three-phase bridge connection in which AC terminals are connected to the secondary windings of each of these n three-phase transformers, and recovery to the AC terminals of these n power diode rectifiers N three-phase bridge-connected voltage source self-exciting power converters connected to AC terminals via a current suppressing reactor, and these n number of voltage source self-exciting power converters and the n power diode rectifiers A power conversion device comprising a DC smoothing capacitor connected to a DC common terminal of, and a load device connected in parallel. 【請求項１５】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
一定のパルスパターンで動作し、前記交流電源の電圧に
対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御
して前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御す
ることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。15. The n-type voltage type self-exciting power converters,
15. The operation according to a constant pulse pattern, wherein an AC input current is controlled by adjusting a phase angle with respect to a voltage of the AC power source to control a voltage applied to the DC smoothing capacitor. Power converter. 【請求項１６】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
前記交流電源の周波数に同期した１パルスモードで動作
し、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整すること
により交流入力電流を制御して前記直流平滑コンデンサ
に印加される電圧を制御することを特徴とする請求項１
４に記載の電力変換装置。16. The n-type voltage type self-exciting power converters,
It operates in a 1-pulse mode synchronized with the frequency of the AC power supply, and controls the AC input current by adjusting the phase angle with respect to the voltage of the AC power supply to control the voltage applied to the DC smoothing capacitor. Claim 1
The power converter according to 4. 【請求項１７】前記リカバリ電流抑制用リアクトルは過
飽和リアクトルで構成されていることを特徴とする請求
項８〜１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。17. The power conversion device according to claim 8, wherein the recovery current suppressing reactor is composed of a supersaturated reactor. 【請求項１８】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
前記交流電源の電圧が変動した場合、その電源電圧の変
化に合わせて前記直流平滑コンデンサに印加される電圧
の指令値を変えて制御することを特徴とする請求項８〜
１７のいずれか１項に記載の電力変換装置。18. The n-type voltage type self-exciting power converters,
9. When the voltage of the AC power supply changes, the command value of the voltage applied to the DC smoothing capacitor is changed and controlled according to the change of the power supply voltage.
17. The power conversion device according to any one of 17. 【請求項１９】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電
流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬ
ｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサ
に印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２＋(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする請求項８〜１８
のいずれか１項に記載の電力変換装置。19. The n-type voltage type self-exciting power converters,
The angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is, and the inductance value of the AC reactor is L.
s, where k is a proportional constant, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled so that Vd = k · √ {Vs ² + (ω · Ls · Is) ² }. Claims 8 to 18
The power converter according to any one of 1. 【請求項２０】前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、
前記交流電源の角周波数をω、電源電圧をＶｓ、入力電
流をＩｓ、前記交流リアクトルのインダクタンス値をＬ
ｓ、比例定数をｋとした場合、前記直流平滑コンデンサ
に印加される電圧Ｖｄを、 Ｖｄ＝ｋ・√｛Ｖｓ^２−(ω・Ｌｓ・Ｉｓ)^２｝ となるように制御することを特徴とする請求項８〜１８
に記載の電力変換装置。20. The n number of voltage type self-excited power converters,
The angular frequency of the AC power supply is ω, the power supply voltage is Vs, the input current is Is, and the inductance value of the AC reactor is L.
When s and the constant of proportionality are k, the voltage Vd applied to the DC smoothing capacitor is controlled so that Vd = k · √ {Vs ² − (ω · Ls · Is) ² }. Claims 8 to 18
The power converter according to.