JP2003085974A - 半導体集積回路およびメモリシステム - Google Patents
半導体集積回路およびメモリシステムInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 データストローブ信号のエッジ位置とデータ
信号の論理変化位置とのマージンをできるだけ大きく確
保できる半導体集積回路を提供する。 【解決手段】 メモリシステムは、メモリ1とASICから
なるコントローラ2とを備えており、メモリ1は、DQ
の入出力を行うI/Oバッファ11aと、DQSの入出
力を行うI/Oバッファ11bと、外部アドレス信号A
1,A6に基づいてI/Oバッファ11aの駆動能力を
制御するアドレスラッチ回路12aと、外部アドレス信
号A2,A5に基づいてI/Oバッファ11bの駆動能
力を制御するアドレスラッチ回路12bとを有する。メ
モリ1の内部にて、DQを出力するI/Oバッファ11
aの駆動能力とDQSを出力するI/Oバッファ11b
の駆動能力をそれぞれ独立に可変制御するため、DQの
データ有効期間の中間付近でDQSの論理が変化するよ
うなタイミングでDQとDQSを出力することができ
る。
信号の論理変化位置とのマージンをできるだけ大きく確
保できる半導体集積回路を提供する。 【解決手段】 メモリシステムは、メモリ1とASICから
なるコントローラ2とを備えており、メモリ1は、DQ
の入出力を行うI/Oバッファ11aと、DQSの入出
力を行うI/Oバッファ11bと、外部アドレス信号A
1,A6に基づいてI/Oバッファ11aの駆動能力を
制御するアドレスラッチ回路12aと、外部アドレス信
号A2,A5に基づいてI/Oバッファ11bの駆動能
力を制御するアドレスラッチ回路12bとを有する。メ
モリ1の内部にて、DQを出力するI/Oバッファ11
aの駆動能力とDQSを出力するI/Oバッファ11b
の駆動能力をそれぞれ独立に可変制御するため、DQの
データ有効期間の中間付近でDQSの論理が変化するよ
うなタイミングでDQとDQSを出力することができ
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、基準クロック信号
に同期したデータ信号とデータストローブ信号とを出力
する半導体集積回路およびメモリシステムに関する。
に同期したデータ信号とデータストローブ信号とを出力
する半導体集積回路およびメモリシステムに関する。
【0002】
【従来の技術】最近では、種々の電子機器にプロセッサ
やメモリが使用されるようになった。また、プロセッサ
の高速化とIT(Information Technology)の発達に伴
い、高速なメモリが要求されている。その要求に従っ
て、DDR SDRAMのような外部クロックに同期して、その2
倍の周波数でデータを転送するメモリが登場した。
やメモリが使用されるようになった。また、プロセッサ
の高速化とIT(Information Technology)の発達に伴
い、高速なメモリが要求されている。その要求に従っ
て、DDR SDRAMのような外部クロックに同期して、その2
倍の周波数でデータを転送するメモリが登場した。
【0003】従来のSDR SDRAM(Single Data Rate Sync
hronous DRAM)では、クロックの立ち上がりエッジのみ
に同期してデータ転送を行っていたのに対し、DDR SDRA
M(Double Data Rate Synchronous DRAM)では、クロッ
クの立ち上がりと立下りの両エッジに同期してデータ転
送を行う。このため、DDR SDRAMはSDR SDRAMの2倍のデ
ータ転送速度を得ることができる。
hronous DRAM)では、クロックの立ち上がりエッジのみ
に同期してデータ転送を行っていたのに対し、DDR SDRA
M(Double Data Rate Synchronous DRAM)では、クロッ
クの立ち上がりと立下りの両エッジに同期してデータ転
送を行う。このため、DDR SDRAMはSDR SDRAMの2倍のデ
ータ転送速度を得ることができる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、データ
転送速度が高速になるほど、データの有効期間(データ
window)が狭くなり、レシーバ側でのデータの取りこみ
が困難になる。そこで、DDR SDRAMでは、データストロ
ーブ信号(以下、DQS)を新たに設け、レシーバ側では
この信号を受けてデータの取り込みを行っている。
転送速度が高速になるほど、データの有効期間(データ
window)が狭くなり、レシーバ側でのデータの取りこみ
が困難になる。そこで、DDR SDRAMでは、データストロ
ーブ信号(以下、DQS)を新たに設け、レシーバ側では
この信号を受けてデータの取り込みを行っている。
【0005】DQSは、クロックに同期した双方向信号
(ライト時もリード時も利用される)であり、ライト時
にはASIC(レシーバ)側からDQSとライト用のデータ
(以下、DQ)を受け取ってメモリにデータを書き込
む。逆に、リード時にはメモリからDQSが出力され、
ASIC側ではこのDQSとリード用のDQを受け取る。
(ライト時もリード時も利用される)であり、ライト時
にはASIC(レシーバ)側からDQSとライト用のデータ
(以下、DQ)を受け取ってメモリにデータを書き込
む。逆に、リード時にはメモリからDQSが出力され、
ASIC側ではこのDQSとリード用のDQを受け取る。
【0006】このように、DQSはDQに同期している
ため、DQSとDQのそれぞれの配線長(トレース長)
を等しくする必要がある。
ため、DQSとDQのそれぞれの配線長(トレース長)
を等しくする必要がある。
【0007】ここで、高速化により問題になるのは、リ
ード時のデータ取りこみタイミングである。図7は、JE
DEC-DDRにより定められている双方向のDQSについ
て、ライト時とリード時のそれぞれにおけるデータ取り
こみタイミングを示す図である。
ード時のデータ取りこみタイミングである。図7は、JE
DEC-DDRにより定められている双方向のDQSについ
て、ライト時とリード時のそれぞれにおけるデータ取り
こみタイミングを示す図である。
【0008】図示のように、ライト時とリード時のデー
タ取りこみはDQSの立ち上がりと立下りの両エッジで
行われるが、リード時に問題が生じる。
タ取りこみはDQSの立ち上がりと立下りの両エッジで
行われるが、リード時に問題が生じる。
【0009】ライト時のデータ取りこみは、図7(a)
からわかるようにDQSのクロックエッジがライトデー
タ信号DQの有効期間の中央付近にあるため、DQSの
立ち上がりエッジで確実にデータを取り込むことができ
る。
からわかるようにDQSのクロックエッジがライトデー
タ信号DQの有効期間の中央付近にあるため、DQSの
立ち上がりエッジで確実にデータを取り込むことができ
る。
【0010】一方、図7(b)に示すように、コントロ
ーラ側でデータを取り込むリード時には、DQSの両エ
ッジとDQの変化点がほぼ同じタイミングである。この
ため、図8に示すように、コントローラ側でDLL回路やP
LL回路を用いてDQSのタイミングや位相をずらし、デ
ータ有効期間の中間付近にDQSの両エッジがくるよう
にタイミング調整を行わなければならない。
ーラ側でデータを取り込むリード時には、DQSの両エ
ッジとDQの変化点がほぼ同じタイミングである。この
ため、図8に示すように、コントローラ側でDLL回路やP
LL回路を用いてDQSのタイミングや位相をずらし、デ
ータ有効期間の中間付近にDQSの両エッジがくるよう
にタイミング調整を行わなければならない。
【0011】ところが、上述したように、コントローラ
側にDLL回路やPLL回路を設けるのはコントローラ側にと
って負担である。そこで、DLL回路やPLL回路をコントロ
ーラ側に搭載せずにDQとDQSとのタイミングを調整
する一手法として、メモリとコントローラ間の配線長を
調整する手法がある。DQに対してDQSの線路長を長
く設定すれば、DQSの配線遅延時間はDQの配線遅延
時間に比例して長くなり、コントローラ側でのDQSを
データ有効期間の中間付近に設定することが出来る。
側にDLL回路やPLL回路を設けるのはコントローラ側にと
って負担である。そこで、DLL回路やPLL回路をコントロ
ーラ側に搭載せずにDQとDQSとのタイミングを調整
する一手法として、メモリとコントローラ間の配線長を
調整する手法がある。DQに対してDQSの線路長を長
く設定すれば、DQSの配線遅延時間はDQの配線遅延
時間に比例して長くなり、コントローラ側でのDQSを
データ有効期間の中間付近に設定することが出来る。
【0012】しかしながら、パターンの引き回しや負荷
量などの違いによって、DQよりもDQSの方が容量負
荷が増える場合もある。この場合、データの立ち上がり
及び立ち下がりの波形がなまり、データ有効期間のマー
ジンを大きくするのが困難になる。
量などの違いによって、DQよりもDQSの方が容量負
荷が増える場合もある。この場合、データの立ち上がり
及び立ち下がりの波形がなまり、データ有効期間のマー
ジンを大きくするのが困難になる。
【0013】図9は従来のメモリシステムの概略構成を
示すブロック図である。図9のメモリシステムは、プリ
ント基板上に実装されるメモリ51とASICからなるコン
トローラ52とを備えており、メモリ51とコントロー
ラ52とはプリント基板上の伝送線53を介してデータ
の送受を行う。
示すブロック図である。図9のメモリシステムは、プリ
ント基板上に実装されるメモリ51とASICからなるコン
トローラ52とを備えており、メモリ51とコントロー
ラ52とはプリント基板上の伝送線53を介してデータ
の送受を行う。
【0014】メモリ51は、DQの入出力を行うI/O
バッファ54aと、DQSの入出力を行うI/Oバッフ
ァ54bと、外部アドレス信号に基づいてI/Oバッフ
ァの駆動能力を制御するアドレスラッチ回路55とを有
する。
バッファ54aと、DQSの入出力を行うI/Oバッフ
ァ54bと、外部アドレス信号に基づいてI/Oバッフ
ァの駆動能力を制御するアドレスラッチ回路55とを有
する。
【0015】図9に示す従来のアドレスラッチ回路(ド
ライバ制御回路)は、I/Oバッファ54a,54bの
ドライバサイズを個別に調整していなかったため、DQ
とDQSとのタイミング調整を、トレース長を伸ばすと
いった単純な方法では微調整しづらかった。
ライバ制御回路)は、I/Oバッファ54a,54bの
ドライバサイズを個別に調整していなかったため、DQ
とDQSとのタイミング調整を、トレース長を伸ばすと
いった単純な方法では微調整しづらかった。
【0016】また、従来は、I/Oバッファ54a,5
4bの駆動能力を同じに設定していたため、DQの伝送
経路の負荷量がDQSの伝送経路の負荷量と同じでない
場合には、負荷量の重い伝送経路上の信号波形がなまる
おそれがある。
4bの駆動能力を同じに設定していたため、DQの伝送
経路の負荷量がDQSの伝送経路の負荷量と同じでない
場合には、負荷量の重い伝送経路上の信号波形がなまる
おそれがある。
【0017】図10はDQ,DQSの信号波形図であ
る。図10(a)はノイズの影響を受けない場合、図1
0(b)はノイズの影響を受けた場合の信号波形であ
り、各図の実線は波形のなまりがある場合、点線は波形
のなまりがない場合を示している。
る。図10(a)はノイズの影響を受けない場合、図1
0(b)はノイズの影響を受けた場合の信号波形であ
り、各図の実線は波形のなまりがある場合、点線は波形
のなまりがない場合を示している。
【0018】これらの図から明らかなように、ノイズの
有無でタイミングにずれが生じ、また、波形がなまる
と、信号が緩やかに変化するため、論理が切り替わるタ
イミングがずれてしまう。例えば、図10(a)におい
て、信号の論理が変化する本来の時刻が時刻x0の場
合、信号波形がなまると、時刻x1にずれてしまう。同
様に、ノイズがあってさらに信号波形もなまると、時刻
x2にずれてしまう。
有無でタイミングにずれが生じ、また、波形がなまる
と、信号が緩やかに変化するため、論理が切り替わるタ
イミングがずれてしまう。例えば、図10(a)におい
て、信号の論理が変化する本来の時刻が時刻x0の場
合、信号波形がなまると、時刻x1にずれてしまう。同
様に、ノイズがあってさらに信号波形もなまると、時刻
x2にずれてしまう。
【0019】このように、従来のメモリシステムでは、
DQとDQSの駆動能力をメモリ内部で独立には制御で
きなかったため、単純にトレース長を伸ばすだけでは、
負荷が変わった場合に波形になまりが生じ、タイミング
調整が困難になることから、コントローラ側でDLL回
路やPLL回路を用いてDQとDQSのタイミング調整
を行わなければならず、コントローラ内部の構成が複雑
になるおそれがあった。
DQとDQSの駆動能力をメモリ内部で独立には制御で
きなかったため、単純にトレース長を伸ばすだけでは、
負荷が変わった場合に波形になまりが生じ、タイミング
調整が困難になることから、コントローラ側でDLL回
路やPLL回路を用いてDQとDQSのタイミング調整
を行わなければならず、コントローラ内部の構成が複雑
になるおそれがあった。
【0020】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、データストローブ信号のエッ
ジ位置とデータ信号の論理変化位置とのマージンをでき
るだけ大きく確保できる半導体集積回路およびメモリシ
ステムを提供することにある。
ものであり、その目的は、データストローブ信号のエッ
ジ位置とデータ信号の論理変化位置とのマージンをでき
るだけ大きく確保できる半導体集積回路およびメモリシ
ステムを提供することにある。
【0021】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明は、基準クロック信号に同期したデータ
信号と、このデータ信号のタイミングを規定するデータ
ストローブ信号と、を出力する半導体集積回路におい
て、前記データ信号を出力する第1の出力ドライバと、
前記データストローブ信号を出力する第2の出力ドライ
バと、前記第1および第2の出力ドライバの駆動能力を
個別に制御するドライバ制御回路と、を備える。
ために、本発明は、基準クロック信号に同期したデータ
信号と、このデータ信号のタイミングを規定するデータ
ストローブ信号と、を出力する半導体集積回路におい
て、前記データ信号を出力する第1の出力ドライバと、
前記データストローブ信号を出力する第2の出力ドライ
バと、前記第1および第2の出力ドライバの駆動能力を
個別に制御するドライバ制御回路と、を備える。
【0022】本発明では、データ信号を出力する第1の
出力ドライバの駆動能力とデータストローブ信号を出力
する第2の出力ドライバの駆動能力とを、ドライバ制御
回路にてそれぞれ別個に制御するため、データ信号とデ
ータストローブ信号を受信するコントローラ側で複雑な
タイミング調整を行わなくて済む。
出力ドライバの駆動能力とデータストローブ信号を出力
する第2の出力ドライバの駆動能力とを、ドライバ制御
回路にてそれぞれ別個に制御するため、データ信号とデ
ータストローブ信号を受信するコントローラ側で複雑な
タイミング調整を行わなくて済む。
【0023】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る半導体集積回
路およびメモリシステムについて、図面を参照しながら
具体的に説明する。
路およびメモリシステムについて、図面を参照しながら
具体的に説明する。
【0024】図1は本発明に係るメモリシステムの一実
施形態の概略構成を示すブロック図である。図1のメモ
リシステムは、メモリ1とASICからなるコントローラ2
とを備えており、メモリ1とコントローラ2とはプリン
ト基板上に形成された伝送線路3を介してデータの送受
を行う。
施形態の概略構成を示すブロック図である。図1のメモ
リシステムは、メモリ1とASICからなるコントローラ2
とを備えており、メモリ1とコントローラ2とはプリン
ト基板上に形成された伝送線路3を介してデータの送受
を行う。
【0025】図1のコントローラ2は、ライト時にメモ
リ1に対してデータ信号(DQ)とデータストローブ信
号(DQS)を供給する。一方、メモリ1は、リード時
にASICに対してDQとDQSを供給する。
リ1に対してデータ信号(DQ)とデータストローブ信
号(DQS)を供給する。一方、メモリ1は、リード時
にASICに対してDQとDQSを供給する。
【0026】メモリ1は、DQの入出力を行うI/Oバ
ッファ(第1の出力ドライバ)11aと、DQSの入出
力を行うI/Oバッファ(第2の出力ドライバ)11b
と、外部アドレス信号A1,A6に基づいてI/Oバッ
ファ11aの駆動能力を制御するアドレスラッチ回路
(ドライバ制御回路)12aと、外部アドレス信号A
2,A5に基づいてI/Oバッファ11bの駆動能力を
制御するアドレスラッチ回路(ドライバ制御回路)12
bとを有する。
ッファ(第1の出力ドライバ)11aと、DQSの入出
力を行うI/Oバッファ(第2の出力ドライバ)11b
と、外部アドレス信号A1,A6に基づいてI/Oバッ
ファ11aの駆動能力を制御するアドレスラッチ回路
(ドライバ制御回路)12aと、外部アドレス信号A
2,A5に基づいてI/Oバッファ11bの駆動能力を
制御するアドレスラッチ回路(ドライバ制御回路)12
bとを有する。
【0027】本実施形態のメモリシステムは、図9に示
す従来のメモリシステムと比べて、I/Oバッファ11
a,11bのそれぞれに対応してアドレスラッチ回路1
2a,12bを設け、DQとDQSのタイミングを個別
に調整できるようにした点に特徴がある。
す従来のメモリシステムと比べて、I/Oバッファ11
a,11bのそれぞれに対応してアドレスラッチ回路1
2a,12bを設け、DQとDQSのタイミングを個別
に調整できるようにした点に特徴がある。
【0028】図2はアドレスラッチ回路12aの内部構
成を示すブロック図である。図2のアドレスラッチ回路
12aは、外部アドレス信号A1,A6をそれぞれ取り
込むアドレスレシーバ21a,21bと、フリップフロ
ップ22a,22bと、インバータ23a〜23dとを
有する。
成を示すブロック図である。図2のアドレスラッチ回路
12aは、外部アドレス信号A1,A6をそれぞれ取り
込むアドレスレシーバ21a,21bと、フリップフロ
ップ22a,22bと、インバータ23a〜23dとを
有する。
【0029】フリップフロップ22a,22bはそれぞ
れ、拡張モード(Extended mode)に設定されたときにク
ロック制御されるEMR信号により、外部アドレス信号
A1,A6の論理値をラッチする。それ以外の場合は、
フリップフロップ22a,22bは、ラッチしたA1,
A6の論理積を保持し続ける。
れ、拡張モード(Extended mode)に設定されたときにク
ロック制御されるEMR信号により、外部アドレス信号
A1,A6の論理値をラッチする。それ以外の場合は、
フリップフロップ22a,22bは、ラッチしたA1,
A6の論理積を保持し続ける。
【0030】アドレスラッチ回路12aに入力される外
部アドレス信号(A1,A6)または(A2,A5)
は、拡張モード時以外は、メモリ1のアドレス指定に用
いられる。本実施形態では、メモリ1の端子数の増加を
防ぐために、メモリアクセスに利用される外部アドレス
信号の一部(A1,A6)または(A2,A5)を利用
して、I/Oバッファの駆動能力を制御する。
部アドレス信号(A1,A6)または(A2,A5)
は、拡張モード時以外は、メモリ1のアドレス指定に用
いられる。本実施形態では、メモリ1の端子数の増加を
防ぐために、メモリアクセスに利用される外部アドレス
信号の一部(A1,A6)または(A2,A5)を利用
して、I/Oバッファの駆動能力を制御する。
【0031】フリップフロップ22aは、クロックトイ
ンバータ24,25とインバータ26とからなるラッチ
回路27と、クロックトインバータ28,29とインバ
ータ30とからなるラッチ回路31とを有する。
ンバータ24,25とインバータ26とからなるラッチ
回路27と、クロックトインバータ28,29とインバ
ータ30とからなるラッチ回路31とを有する。
【0032】ラッチ回路27は、クロック信号EMRが
ローレベルのときに外部アドレス信号A1を取り込み、
クロック信号EMRがローレベルからハイレベルに変化
するときに外部アドレス信号A1の論理値を確定しラッ
チする。また、ラッチ回路31は、クロック信号EMR
がハイレベルのときにラッチ回路27の出力を取り込
み、クロック信号EMRがハイレベルからローレベルに
変化するときに外部アドレス信号A1の論理値を確定し
ラッチする。
ローレベルのときに外部アドレス信号A1を取り込み、
クロック信号EMRがローレベルからハイレベルに変化
するときに外部アドレス信号A1の論理値を確定しラッ
チする。また、ラッチ回路31は、クロック信号EMR
がハイレベルのときにラッチ回路27の出力を取り込
み、クロック信号EMRがハイレベルからローレベルに
変化するときに外部アドレス信号A1の論理値を確定し
ラッチする。
【0033】同様に、フリップフロップ22b内のラッ
チ回路32は、クロック信号EMRがローレベルのとき
に外部アドレス信号A6を取り込み、クロック信号EM
Rがローレベルからハイレベルに変化するときに外部ア
ドレス信号A6の論理値をラッチする。また、ラッチ回
路33は、クロック信号EMRがハイレベルのときにラ
ッチ回路32の出力を取り込み、クロック信号EMRが
ハイレベルからローレベルに変化するときに外部アドレ
ス信号A6の論理値を確定しラッチする。
チ回路32は、クロック信号EMRがローレベルのとき
に外部アドレス信号A6を取り込み、クロック信号EM
Rがローレベルからハイレベルに変化するときに外部ア
ドレス信号A6の論理値をラッチする。また、ラッチ回
路33は、クロック信号EMRがハイレベルのときにラ
ッチ回路32の出力を取り込み、クロック信号EMRが
ハイレベルからローレベルに変化するときに外部アドレ
ス信号A6の論理値を確定しラッチする。
【0034】図2ではアドレスラッチ回路12aの内部
構成を示したが、アドレスラッチ回路12bも図2と同
様に構成されている。ただし、アドレスラッチ回路12
bには、外部アドレス信号A2,A5が供給される。
構成を示したが、アドレスラッチ回路12bも図2と同
様に構成されている。ただし、アドレスラッチ回路12
bには、外部アドレス信号A2,A5が供給される。
【0035】I/Oバッファ11aは、図3に詳細構成
を示すように、電源端子VDDQと接地端子VSSQとの間に
直列接続されたPMOSトランジスタおよびNMOSトランジス
タをそれぞれ有する複数のトランジスタ群41a〜41
dと、各トランジスタ群のゲート信号PGTn0〜PGTn3,NG
Tp0〜NGTp3を生成するゲート信号生成回路42とを有す
る。
を示すように、電源端子VDDQと接地端子VSSQとの間に
直列接続されたPMOSトランジスタおよびNMOSトランジス
タをそれぞれ有する複数のトランジスタ群41a〜41
dと、各トランジスタ群のゲート信号PGTn0〜PGTn3,NG
Tp0〜NGTp3を生成するゲート信号生成回路42とを有す
る。
【0036】各トランジスタ群41a〜41d内のPMOS
トランジスタおよびNMOSトランジスタの接続点はいずれ
もI/Oバッファ11aの出力端子に接続されている。
ゲート信号生成回路42は、図4に詳細構成を示すよう
に、NANDゲートG1〜G6と、NORゲートG7〜G9
と、インバータIV1〜IV19とを有する。
トランジスタおよびNMOSトランジスタの接続点はいずれ
もI/Oバッファ11aの出力端子に接続されている。
ゲート信号生成回路42は、図4に詳細構成を示すよう
に、NANDゲートG1〜G6と、NORゲートG7〜G9
と、インバータIV1〜IV19とを有する。
【0037】各トランジスタ群41a〜41d内のトラ
ンジスタのゲート端子にはそれぞれ、ゲート信号生成回
路42の出力PGTn0〜PGTn3,NGTp0〜NGTp3が入力され
る。
ンジスタのゲート端子にはそれぞれ、ゲート信号生成回
路42の出力PGTn0〜PGTn3,NGTp0〜NGTp3が入力され
る。
【0038】図5はアドレス信号A1,A6と制御信号
生成回路の出力PGTn0〜PGTn3,NGTp0〜NGTp3の論理図で
ある。図示のように、アドレス信号A1,A6がともに
ローレベルであれば、I/Oバッファ11a内の3つの
トランジスタ群41a,41b,41cが動作し、I/
Oバッファ11aの駆動能力はDefaultの状態になる。
生成回路の出力PGTn0〜PGTn3,NGTp0〜NGTp3の論理図で
ある。図示のように、アドレス信号A1,A6がともに
ローレベルであれば、I/Oバッファ11a内の3つの
トランジスタ群41a,41b,41cが動作し、I/
Oバッファ11aの駆動能力はDefaultの状態になる。
【0039】また、アドレス信号A1がハイレベルでA
6がローレベルであれば、I/Oバッファ11a内の4
つのトランジスタ群41a,41b,41c,41dが
動作し、I/Oバッファ11aの駆動能力は最大(Stron
g)の状態になる。
6がローレベルであれば、I/Oバッファ11a内の4
つのトランジスタ群41a,41b,41c,41dが
動作し、I/Oバッファ11aの駆動能力は最大(Stron
g)の状態になる。
【0040】また、アドレス信号A1がローレベルで、
A6がハイレベルであれば、I/Oバッファ11a内の
2つのトランジスタ群41a,41bが動作する。この
場合はやや弱め(Weaker)の状態になる。
A6がハイレベルであれば、I/Oバッファ11a内の
2つのトランジスタ群41a,41bが動作する。この
場合はやや弱め(Weaker)の状態になる。
【0041】また、アドレス信号A1,A6がともにハ
イレベルであれば、I/Oバッファ11a内のトランジ
スタ群41aのみが動作し、I/Oバッファ11aの駆
動能力は最も弱い(Weakest)の状態になる。
イレベルであれば、I/Oバッファ11a内のトランジ
スタ群41aのみが動作し、I/Oバッファ11aの駆
動能力は最も弱い(Weakest)の状態になる。
【0042】なお、図4および図5では、I/Oバッフ
ァ11aの内部構成を示したが、I/Oバッファ11b
も同様に構成されている。
ァ11aの内部構成を示したが、I/Oバッファ11b
も同様に構成されている。
【0043】図6は、データストローブ信号(DQS)
のトレース長をデータ信号(DQ)に対して長くするこ
とによりDQS信号を遅延させ、そのトレース長に最適
なドライバの駆動能力でDQS信号を駆動した場合の、
I/Oバッファ11a,11bから出力されるDQSと
DQとのタイミングを示す図である。
のトレース長をデータ信号(DQ)に対して長くするこ
とによりDQS信号を遅延させ、そのトレース長に最適
なドライバの駆動能力でDQS信号を駆動した場合の、
I/Oバッファ11a,11bから出力されるDQSと
DQとのタイミングを示す図である。
【0044】図示のように、本実施形態のメモリ1は、
DQのデータ有効期間の中間付近でDQSの論理が変化
するようなタイミングをもったDQとDQSを出力す
る。
DQのデータ有効期間の中間付近でDQSの論理が変化
するようなタイミングをもったDQとDQSを出力す
る。
【0045】このため、コントローラ2側では、DQと
DQSの位相調整を特に行わなくても、DQSのエッジ
でDQを確実に取り込むことができる。
DQSの位相調整を特に行わなくても、DQSのエッジ
でDQを確実に取り込むことができる。
【0046】上述した図3および図4では、I/Oバッ
ファ11aの内部構成を説明したが、I/Oバッファ1
1bも同様に構成されており、外部アドレス信号A2,
A5により、I/Oバッファ11bの駆動能力が可変制
御される。
ファ11aの内部構成を説明したが、I/Oバッファ1
1bも同様に構成されており、外部アドレス信号A2,
A5により、I/Oバッファ11bの駆動能力が可変制
御される。
【0047】このように、本実施形態では、メモリ1の
内部にて、DQを出力するI/Oバッファ11aの駆動
能力とDQSを出力するI/Oバッファ11bの駆動能
力をそれぞれ独立に可変制御するため、一例として、ト
レース長を伸ばすなどすることにより、容易にDQのデ
ータ有効期間の中間付近でDQSの論理が変化するよう
なタイミングでDQとDQSを出力することができる。
したがって、メモリ1とデータのやり取りを行うコント
ローラ2側で、DQとDQSの複雑なタイミング調整を
行う必要がなくなり、コントローラ2の内部構成を簡略
化できる。
内部にて、DQを出力するI/Oバッファ11aの駆動
能力とDQSを出力するI/Oバッファ11bの駆動能
力をそれぞれ独立に可変制御するため、一例として、ト
レース長を伸ばすなどすることにより、容易にDQのデ
ータ有効期間の中間付近でDQSの論理が変化するよう
なタイミングでDQとDQSを出力することができる。
したがって、メモリ1とデータのやり取りを行うコント
ローラ2側で、DQとDQSの複雑なタイミング調整を
行う必要がなくなり、コントローラ2の内部構成を簡略
化できる。
【0048】また、本実施形態では、メモリ1のアドレ
スを指定する外部アドレス信号の一部を利用してI/O
バッファ11a,11bの駆動能力を設定するため、駆
動能力設定用の専用の端子を設けなくて済む。
スを指定する外部アドレス信号の一部を利用してI/O
バッファ11a,11bの駆動能力を設定するため、駆
動能力設定用の専用の端子を設けなくて済む。
【0049】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、データ信号を出力する第1の出力ドライバの駆動
能力とデータストローブ信号を出力する第2の出力ドラ
イバの駆動能力とをそれぞれ別個に制御できるようにし
たため、データ信号とデータストローブ信号を受信する
コントローラ側で複雑なタイミング調整を行う必要がな
くなり、コントローラ側の回路構成を簡略化できるとと
もに、コントローラ側でデータ信号を確実に受信できる
ようになる。
れば、データ信号を出力する第1の出力ドライバの駆動
能力とデータストローブ信号を出力する第2の出力ドラ
イバの駆動能力とをそれぞれ別個に制御できるようにし
たため、データ信号とデータストローブ信号を受信する
コントローラ側で複雑なタイミング調整を行う必要がな
くなり、コントローラ側の回路構成を簡略化できるとと
もに、コントローラ側でデータ信号を確実に受信できる
ようになる。
【図1】本発明に係るメモリシステムの一実施形態の概
略構成を示すブロック図。
略構成を示すブロック図。
【図2】アドレスラッチ回路12aの内部構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図3】I/Oバッファの内部構成を示すブロック図。
【図4】ゲート信号生成回路の内部構成を示すブロック
図。
図。
【図5】アドレス信号と制御信号生成回路の出力の論理
図。
図。
【図6】I/Oバッファから出力されるデータストロー
ブ信号(DQS)とデータ信号(DQ)とのタイミング
を示す図。
ブ信号(DQS)とデータ信号(DQ)とのタイミング
を示す図。
【図7】JEDEC DDRにより定められている双方向のDQ
Sについて、ライト時とリード時のそれぞれにおけるデ
ータ取りこみタイミングを示す図。
Sについて、ライト時とリード時のそれぞれにおけるデ
ータ取りこみタイミングを示す図。
【図8】データ有効期間の中間付近にDQSの両エッジ
がくるようにタイミング調整を行う例を説明する図。
がくるようにタイミング調整を行う例を説明する図。
【図9】従来のメモリシステムの概略構成を示すブロッ
ク図。
ク図。
【図10】DQ,DQSの信号波形図。
1 メモリ
2 コントローラ
3 伝送線路
11a,11b I/Oバッファ
12a,12b アドレスラッチ回路
21a,21b アドレスレシーバ
22a,22b フリップフロップ
24,25 クロックトインバータ
26,30 インバータ
27,31 ラッチ回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 丸 山 圭 司
神奈川県川崎市幸区小向東芝町1番地 株
式会社東芝マイクロエレクトロニクスセン
ター内
(72)発明者 大 島 成 夫
神奈川県川崎市幸区小向東芝町1番地 株
式会社東芝マイクロエレクトロニクスセン
ター内
Fターム(参考) 5M024 AA44 BB04 BB27 BB33 DD52
DD55 DD79 DD85 JJ03 PP01
PP02 PP03 PP07 PP10
Claims (6)
- 【請求項1】基準クロック信号に同期したデータ信号
と、このデータ信号のタイミングを規定するデータスト
ローブ信号と、を出力する半導体集積回路において、 前記データ信号を出力する第1の出力ドライバと、 前記データストローブ信号を出力する第2の出力ドライ
バと、 前記第1および第2の出力ドライバの駆動能力を個別に
制御するドライバ制御回路と、を備えることを特徴とす
る半導体集積回路。 - 【請求項2】前記第1および第2のドライバはそれぞ
れ、複数のトランジスタを有し、 前記ドライバ制御回路は、前記第1および第2のドライ
バのそれぞれについて、駆動するトランジスタの数を切
り替えて駆動能力を制御することを特徴とする請求項1
に記載の半導体集積回路。 - 【請求項3】前記第1の出力ドライバは、第1および第
2の基準電圧端子の間に直列接続されたPMOSトランジス
タおよびNMOSトランジスタをそれぞれ有する複数の第1
トランジスタ群を有し、 前記複数の第1トランジスタ群それぞれにおける前記PM
OSトランジスタおよび前記NMOSトランジスタの接続点は
いずれも、前記第1の出力ドライバの出力端子に接続さ
れ、 前記第2の出力ドライバは、第1および第2の基準電圧
端子の間に直列接続されたPMOSトランジスタおよびNMOS
トランジスタをそれぞれ有する複数の第2トランジスタ
群を有し、 前記複数の第2トランジスタ群それぞれにおける前記PM
OSトランジスタおよび前記NMOSトランジスタの接続点は
いずれも、前記第2の出力ドライバの出力端子に接続さ
れ、 前記ドライバ制御回路は、前記複数の第1および第2ト
ランジスタ群それぞれのオン・オフを切り替えて前記第
1および第2の出力ドライバの駆動能力を制御すること
を特徴とする請求項1または2に記載の半導体集積回
路。 - 【請求項4】前記ドライバ制御回路は、第1のアドレス
信号に基づいて前記第1の出力ドライバの駆動能力を制
御し、第2のアドレス信号に基づいて前記第2の出力ド
ライバの駆動能力を制御することを特徴とする請求項1
〜3のいずれかに記載の半導体集積回路。 - 【請求項5】データの読み出し要求に応じて、指定され
たアドレスに対応する前記データ信号と前記データスト
ローブ信号とを出力する記憶装置と、 請求項1〜4のいずれかに記載の半導体集積回路と、 前記ドライバ制御回路に前記第1および第2のアドレス
信号を供給するアドレス供給回路と、を備えることを特
徴とする請求項1〜4のいずれかに記載のメモリシステ
ム。 - 【請求項6】前記記憶装置は、DDR SDRAM(Double Data
Rate Synchronous DRAM)であることを特徴とする請求
項5に記載のメモリシステム。
Priority Applications (4)
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---|---|---|---|
JP2001278225A JP2003085974A (ja) | 2001-09-13 | 2001-09-13 | 半導体集積回路およびメモリシステム |
US10/241,908 US6768691B2 (en) | 2001-09-13 | 2002-09-12 | Semiconductor integrated circuit and memory system |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2001278225A JP2003085974A (ja) | 2001-09-13 | 2001-09-13 | 半導体集積回路およびメモリシステム |
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---|---|
JP2003085974A true JP2003085974A (ja) | 2003-03-20 |
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ID=19102628
Family Applications (1)
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---|---|---|---|
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- 2001-09-13 JP JP2001278225A patent/JP2003085974A/ja active Pending
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- 2002-09-12 US US10/241,908 patent/US6768691B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-09-13 KR KR10-2002-0055650A patent/KR100483641B1/ko active IP Right Grant
- 2002-09-13 CN CNB021429642A patent/CN1302481C/zh not_active Expired - Fee Related
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