JP2003079159A - Pulse width modulated type power converter - Google Patents
Pulse width modulated type power converterInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、パルス幅変調制御
（ＰＷＭ制御）により出力電圧を制御するインバータな
どに用いるパルス幅変調型電力変換装置に関するもので
ある。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a pulse width modulation type power converter used in an inverter or the like for controlling an output voltage by pulse width modulation control (PWM control).
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のパルス幅変調型電力変換装置にお
いて、直流を交流に変換して負荷である電動機を制御す
るためには、出力電流である各相電流（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ
相）を検出する必要がある。従来のパルス幅変調型電力
変換装置においては、各相電流を電動機への出力ライン
の二つの相に直流電流センサを設けて検出していた。し
かし、近年の小型化・コストダウン化の流れにより、高
コストの直流電流センサに代わり、低コストである抵抗
素子を用いて各相電流を検出する装置が開発され、用い
られてきている。このような装置における抵抗素子は、
各相をオンオフ制御するスイッチング回路に設けられて
いる。これらの抵抗素子は、各相のスイッチング素子と
直列に設けられており、各抵抗素子の電圧降下を測定す
ることにより相電流を検出している。2. Description of the Related Art In a conventional pulse width modulation type power converter, in order to convert a direct current into an alternating current to control an electric motor as a load, each phase current (U phase, V phase, W) as an output current is controlled.
Phase) must be detected. In the conventional pulse width modulation type power conversion device, each phase current is detected by providing a direct current sensor in two phases of the output line to the electric motor. However, with the recent trend toward miniaturization and cost reduction, a device for detecting each phase current using a low-cost resistance element has been developed and used in place of a high-cost DC current sensor. The resistive element in such a device is
It is provided in a switching circuit that controls ON / OFF of each phase. These resistance elements are provided in series with the switching elements of each phase, and the phase current is detected by measuring the voltage drop of each resistance element.
【０００３】上記のような抵抗素子を用いて各相電流を
検出する装置としては、特開平１１−２６２２６９号公
報に開示されているパルス幅変調型電力変換装置があ
る。図１０は特開平１１−２６２２６９号公報に開示さ
れているパルス幅変調型電力変換装置の構成を示す回路
図である。このパルス幅変調型電力変換装置は、直流電
源１０７からの直流をスイッチング回路により交流に変
換して三相負荷１０８を制御している。図１０に示すよ
うに、このパルス幅変調型電力変換装置には、Ｕ相、Ｖ
相、Ｗ相の各相をオンオフする上側スイッチング素子１
０１，１０２，１０３と下側スイッチング素子１０４，
１０５，１０６が設けられている。これらの上側スイッ
チング素子１０１，１０２，１０３と下側スイッチング
素子１０４，１０５，１０６は、演算部１１０からの指
令に基づいて各スイッチング駆動回路１１５，１１６，
１１７，１１８，１１９，１２０によりオンオフ制御さ
れている。図１０に示すように、各下側スイッチング素
子１０４，１０５，１０６と直列に電流検出用抵抗素子
１１２，１１３，１１４がそれぞれ接続されており、こ
れらの電流検出用抵抗素子１１２，１１３，１１４の電
圧降下を電流検出部１０９が測定して、各相電流値が検
出されるよう構成されている。検出された各相電流値は
演算部１１０に通知され、三相負荷１０８に対する閉ル
ープ制御が行われる。As a device for detecting each phase current using the resistance element as described above, there is a pulse width modulation type power conversion device disclosed in JP-A-11-262269. FIG. 10 is a circuit diagram showing the configuration of a pulse width modulation type power conversion device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-262269. This pulse width modulation type power converter controls the three-phase load 108 by converting the direct current from the direct current power source 107 into alternating current by a switching circuit. As shown in FIG. 10, in this pulse width modulation type power conversion device, a U phase, V
Upper switching element 1 for turning on / off each phase of W phase and W phase
01, 102, 103 and the lower switching element 104,
105 and 106 are provided. The upper switching elements 101, 102, 103 and the lower switching elements 104, 105, 106 are based on a command from the arithmetic unit 110, and each switching drive circuit 115, 116,
On / off control is performed by 117, 118, 119, and 120. As shown in FIG. 10, current detection resistance elements 112, 113, 114 are connected in series with the respective lower switching elements 104, 105, 106, and these current detection resistance elements 112, 113, 114 are respectively connected. The current detection unit 109 measures the voltage drop, and the current value of each phase is detected. The detected phase current values are notified to the calculation unit 110, and the closed loop control for the three-phase load 108 is performed.
【０００４】図１１は、上記のように構成された従来の
パルス幅変調型電力変換装置の制御方法を示す波形図で
ある。図１１において、（ａ）はＵ相電圧指令、Ｖ相電
圧指令、Ｗ相電圧指令とこれらと比較される基準三角波
をそれぞれ示している。図１１における（ｂ）、
（ｃ）、（ｄ）は、各相の電圧指令と基準三角波との比
較結果により形成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各下側スイ
ッチング素子１０４，１０５，１０６のオンオフ動作を
示すパルス波形である。なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各上
側スイッチシグ素子１０１，１０２，１０３のオンオフ
動作は、それぞれの相の下側スイッチング素子１０４，
１０５，１０６のオンオフ動作と逆動作となる。但し、
上側スイッチング素子１０１，１０２，１０３と下側ス
イッチング素子１０４，１０５，１０６の各相が同時に
オン状態とならないようデッドタイムが設定されてい
る。FIG. 11 is a waveform diagram showing a control method of the conventional pulse width modulation type power conversion device configured as described above. In FIG. 11, (a) shows a U-phase voltage command, a V-phase voltage command, a W-phase voltage command, and a reference triangular wave to be compared with them. (B) in FIG.
(C) and (d) are pulses showing the on / off operation of the U-phase, V-phase, and W-phase lower switching elements 104, 105, and 106 formed by the comparison result of the voltage command of each phase and the reference triangular wave. It is a waveform. The ON / OFF operation of each of the U-phase, V-phase, and W-phase upper switching sig elements 101, 102, and 103 is performed by the lower switching element 104 of each phase.
The operation is the reverse of the on / off operation of 105 and 106. However,
The dead time is set so that the phases of the upper switching elements 101, 102, 103 and the lower switching elements 104, 105, 106 do not turn on at the same time.
【０００５】各相のオンオフ信号の状態を表す方法とし
て用いる電圧ベクトルについて説明する。三相インバー
タの出力端子から出力される各相の相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
Ｖｗは、それぞれ「正の値（電源電圧Ｖｄ）」と「０」
の２値を取り得る。したがって、上側スイッチング素子
１０１，１０２，１０３と下側スイッチング素子１０
４，１０５，１０６のオンオフ状態は８通りの組合せが
ある。これを電圧ベクトルで示すと、図１２のように、
π／３［rad］ずつ位相の異なる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ
６と、中央の長さのない零電圧ベクトルＶ０、Ｖ７で表
される。ここで、例えばＶｕ＝Ｖｄ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝
０となる電圧ベクトルはＶ１（１，０，０）と表現す
る。A voltage vector used as a method of representing the state of the on / off signal of each phase will be described. Phase voltages Vu, Vv of each phase output from the output terminals of the three-phase inverter,
Vw is “positive value (power supply voltage Vd)” and “0”, respectively.
Can take two values. Therefore, the upper switching elements 101, 102, 103 and the lower switching element 10
There are 8 combinations of on / off states of 4, 105 and 106. When this is shown by a voltage vector, as shown in FIG.
Voltage vectors V1 to V with different phases by π / 3 [rad]
6 and zero voltage vectors V0 and V7 having no central length. Here, for example, Vu = Vd, Vv = 0, Vw =
The voltage vector that becomes 0 is expressed as V1 (1,0,0).
【０００６】図１２において、正六角形の各頂点は出力
可能な電圧ベクトルＶ１（１，０，０）、Ｖ２（１，
１，０）、Ｖ３（０，１，０）、Ｖ４（０，１，１）、
Ｖ５（０，０，１）、Ｖ６（１，０，１）である。零電
圧ベクトルは、Ｖ０（０，０，０）及びＶ７（１，１，
１）の２種類の電圧ベクトルを指し、三相インバータの
出力線間電圧が零となるような電圧ベクトルである。各
相電圧に対し、この六角形の中心を回転中心としてその
内周を指令ベクトルＶ*が振幅及び角速度を変化させて
動くことにより、三相インバータの出力線間電圧の振幅
及び周波数を制御することができる。In FIG. 12, each vertex of a regular hexagon has voltage vectors V1 (1,0,0) and V2 (1, which can be output.
1,0), V3 (0,1,0), V4 (0,1,1),
V5 (0, 0, 1) and V6 (1, 0, 1). The zero voltage vector is V0 (0,0,0) and V7 (1,1,
The two types of voltage vectors of 1) are referred to and the voltage between the output lines of the three-phase inverter is zero. The amplitude and frequency of the output line voltage of the three-phase inverter are controlled by moving the command vector V * around the inner circumference of the hexagonal center with respect to each phase voltage while changing the amplitude and angular velocity. be able to.
【０００７】次に、指令ベクトルＶ*からスイッチング
信号を決定する電圧ベクトル設定原理について説明す
る。図１３は従来における電圧ベクトル設定原理を示し
ており、指令ベクトルＶ*からスイッチング信号を決定
する説明図である。図１３に示すように、入力された指
令ベクトルＶ*が電圧ベクトルＶ１（１，０，０）から
Ｖ２（１，１，０）までの区間Ａ（位相角が０〜π／３
の場合）の位相角θを有する場合、その指令ベクトルＶ
*から最も近傍の２つの電圧ベクトル、すなわち区間Ａ
の場合、Ｖ１（１，０，０）とＶ２（１，１，０））に
分解される。したがって、Ｖｕ＝Ｖｄ、Ｖｖ＝０、Ｖｗ
＝０、及びＶｕ＝Ｖｄ、Ｖｖ＝Ｖｄ、Ｖｗ＝０、のスイ
ッチング信号が決定される。さらに、ベクトルの長さを
調整するため零電圧ベクトルＶ０（０，０，０）も使用
する。この電圧ベクトルＶ*を出力した結果を図１４に
示す。なお、図１４と図１５には、区間Ｂから区間Ｆに
ついても同様に電圧ベクトルＶ*を分解した結果を示し
ている。図１４から、区間Ａにおいては、電圧ベクトル
としてＶ２→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ２となるようにスイ
ッチング素子を駆動すれば、指令ベクトルＶ*を三相負
荷に印加することができる。Next, the voltage vector setting principle for determining the switching signal from the command vector V * will be described. FIG. 13 shows the conventional voltage vector setting principle, and is an explanatory diagram for determining the switching signal from the command vector V *. As shown in FIG. 13, the inputted command vector V * is a section A (phase angle of 0 to π / 3) from the voltage vector V1 (1,0,0) to V2 (1,1,0).
(In the case of), the command vector V
Two nearest voltage vectors from *, ie interval A
In the case of, it is decomposed into V1 (1,0,0) and V2 (1,1,0)). Therefore, Vu = Vd, Vv = 0, Vw
= 0, and Vu = Vd, Vv = Vd, Vw = 0, the switching signals are determined. In addition, the zero voltage vector V0 (0,0,0) is also used to adjust the length of the vector. The result of outputting this voltage vector V * is shown in FIG. Note that FIGS. 14 and 15 show the results of similarly decomposing the voltage vector V * for the sections B to F as well. From FIG. 14, in section A, the command vector V * can be applied to the three-phase load by driving the switching element so that the voltage vector becomes V2 → V1 → V0 → V1 → V2.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】図１０に示した従来の
パルス幅変調型電力変換装置において、各相の電流を検
出する電流検出用抵抗素子１１２，１１３，１１４が各
下側スイッチング素子１０４，１０５，１０６と直列に
接続されているため、電流検出用抵抗素子１１２，１１
３，１１４の端子間電圧の検出は、その相の下側スイッ
チング素子１０４，１０５，１０６がオン状態（当該下
側スイッチング素子に逆導通接続されたダイオードにモ
ータ電流が流れる還流モードも含む）の時のみ可能であ
る。したがって、下側スイッチング素子１０４，１０
５，１０６がオフ状態のときはそのスイッチング素子に
流れる電流を検出できないという問題があった。このた
め、下側スイッチング素子１０４，１０５，１０６に流
れる電流を検出することによって、三相負荷電流と等価
である電流を求める場合には、少なくとも二相の下側ス
イッチング素子がオン状態でなければならない。すなわ
ち、電圧ベクトルとして、Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５の状態でな
ければ、少なくとも二相の電流を検出することができな
い。In the conventional pulse width modulation type power converter shown in FIG. 10, the current detecting resistance elements 112, 113 and 114 for detecting the currents of the respective phases are the lower switching elements 104, 105 and 106 are connected in series, the current detection resistance elements 112 and 11
The detection of the voltage between terminals of 3 and 114 is performed when the lower switching elements 104, 105 and 106 of the phase are in the ON state (including the return mode in which the motor current flows through the diode reversely connected to the lower switching element). Only possible at times. Therefore, the lower switching elements 104, 10
There is a problem that the current flowing through the switching element cannot be detected when the elements 5 and 106 are off. Therefore, when the current equivalent to the three-phase load current is obtained by detecting the currents flowing through the lower switching elements 104, 105, 106, at least the two-phase lower switching elements must be in the ON state. I won't. That is, at least the two-phase currents cannot be detected unless the voltage vectors are in the states of V1, V3, and V5.
【０００９】図１１の（ｂ），（ｃ），（ｄ）の各相の
下側スイッチング素子１０４，１０５，１０６のオンオ
フ駆動信号に示すように、基準電圧の最大値のタイミン
グでは、少なくとも二相の下側スイッチング素子がオン
状態である。したがって、このタイミングでは電流検出
用抵抗素子１１２，１１３，１１４の端子間電圧を検出
することが可能である。しかし、基準電圧の最小値のタ
イミングでは、電圧ベクトルがＶ２、Ｖ４、Ｖ６の状態
となり、一相の下側スイッチング素子のみがオン状態で
あるため三相負荷電流と等価である電流を求めることが
不可能である。したがって、電流は基準電圧の最大値の
タイミングで検出しなければならなかった。As shown in the on / off drive signals of the lower switching elements 104, 105 and 106 of the respective phases of (b), (c) and (d) of FIG. The lower switching element of the phase is on. Therefore, at this timing, the voltage across the terminals of the current detecting resistance elements 112, 113, 114 can be detected. However, at the timing of the minimum value of the reference voltage, the voltage vector is in the state of V2, V4, and V6, and since only the lower switching element of one phase is in the on state, a current equivalent to the three-phase load current can be obtained. It is impossible. Therefore, the current must be detected at the timing of the maximum value of the reference voltage.
【００１０】さらに、演算部１１０をマイクロコンピュ
ータのようなディジタル演算装置を用いる場合には、電
流検出部１０９で得られるアナログ電流検出結果をディ
ジタル値に変換するＡ／Ｄ変換が必要である。このと
き、Ａ／Ｄ変換は電流検出可能な期間中に行う必要があ
るが、基準電圧の最大値のタイミングで電流を検出する
場合においても、下側スイッチング素子のオン時間が短
い時は、電流検出可能期間が短くなってしまう。したが
って、Ａ／Ｄ変換器として高速に変換できる高価なマイ
クロコンピュータ、若しくは、複数の相を同時にＡ／Ｄ
変換できる高価なマイクロコンピュータが必要であっ
た。Furthermore, when the arithmetic unit 110 is a digital arithmetic unit such as a microcomputer, it is necessary to perform A / D conversion for converting the analog current detection result obtained by the current detection unit 109 into a digital value. At this time, the A / D conversion needs to be performed during a period in which the current can be detected. However, even when the current is detected at the timing of the maximum value of the reference voltage, if the ON time of the lower switching element is short, The detectable period becomes short. Therefore, an expensive microcomputer that can perform high-speed conversion as an A / D converter, or an A / D converter that simultaneously converts a plurality of phases
An expensive microcomputer that can be converted was required.
【００１１】本発明は上記問題を解決し、スイッチング
素子に流れる電流から負荷相電流を検出する構成におい
て、スイッチング素子に流れる電流を任意のタイミング
で検出できるパルス幅変調型電力変換装置を提供するこ
とを目的とする。また、安価なマイクロコンピュータを
用いても電流検出を容易に実現できるパルス幅電力変換
装置を提供することを目的とする。The present invention solves the above problems and provides a pulse width modulation type power converter capable of detecting a current flowing through a switching element at an arbitrary timing in a configuration in which a load phase current is detected from a current flowing through a switching element. With the goal. Another object of the present invention is to provide a pulse width power conversion device that can easily realize current detection using an inexpensive microcomputer.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】本発明に係るパルス幅変
調型電力変換装置は、上記目的を達成するものであり、
直流電源の正極側に接続された三相のスイッチング素子
を有する第１のスイッチング素子群と、前記直流電源の
負極側に接続された三相のスイッチング素子を有する第
２のスイッチング素子群と、前記第１のスイッチング素
子群と前記第２のスイッチング素子群における各相のス
イッチング素子を直列に接続した各相の接続点に接続さ
れた出力端子と、前記第２のスイッチング素子群の各相
のスイッチング素子に直列に接続され、当該各相のスイ
ッチング素子に流れる電流を検出する相電流検出部を有
して第１のスイッチング素子群と第２のスイッチング素
子群とをオンオフ制御する駆動制御部とを具備し、前記
駆動制御部が、前記第２のスイッチング素子群における
少なくとも二相のスイッチング素子を常時オン状態と
し、又は電流検出タイミングに応じて少なくとも二相の
スイッチング素子をオン状態とするよう構成されてい
る。このように構成されたパルス幅変調型電力変換装置
は、スイッチング素子に流れる電流を常時検出可能であ
ることから、任意のタイミングで電流を検出することが
可能である。A pulse width modulation type power converter according to the present invention achieves the above object,
A first switching element group having a three-phase switching element connected to the positive electrode side of the DC power source, a second switching element group having a three-phase switching element connected to the negative electrode side of the DC power source, and An output terminal connected to a connection point of each phase in which switching elements of each phase in the first switching element group and the second switching element group are connected in series, and switching of each phase of the second switching element group A drive control unit that is connected in series to the elements and that has a phase current detection unit that detects a current that flows in the switching elements of the respective phases and that performs on / off control of the first switching element group and the second switching element group. The drive control unit always keeps at least two-phase switching elements in the second switching element group in an ON state, or a current detection Depending on the timing is configured to turn on the switching elements of at least two phases. Since the pulse width modulation type power conversion device configured as described above can always detect the current flowing through the switching element, it is possible to detect the current at any timing.
【００１３】また、上記のように構成された本発明に係
るパルス幅変調型電力変換装置において、駆動制御部
は、第２のスイッチング素子群における各相のスイッチ
ング素子のオン時間が相電流検出部で電流検出に必要な
時間よりも短いとき、少なくとも二相のスイッチング素
子を常時オン状態とし、又は電流検出タイミングに応じ
て少なくとも二相のスイッチング素子をオン状態とする
よう構成してもよい。Further, in the pulse width modulation type power conversion device according to the present invention configured as described above, the drive control unit is configured such that the ON time of the switching elements of each phase in the second switching element group is the phase current detection section. When the time required for current detection is shorter than the above, the at least two-phase switching elements may be constantly turned on, or the at least two-phase switching elements may be turned on according to the current detection timing.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るパルス幅変調
型電力変換装置の好ましい実施の形態の一例を実施の形
態１として図面を参照しつつ説明する。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION An example of a preferred embodiment of a pulse width modulation type power conversion device according to the present invention will be described below as a first embodiment with reference to the drawings.
【００１５】《実施の形態１》図１は本発明に係る実施
の形態１のパルス幅変調型電力変換装置の構成を示すブ
ロック回路図である。図１において、実施の形態１のパ
ルス幅変調型電力変換装置には、直流電圧Ｖｄを出力す
る直流電源１と、三相負荷２である三相電動機に所望の
電力を供給する三相インバータ３と、この三相インバー
タ３を駆動制御する駆動制御部５とを具備している。<< Embodiment 1 >> FIG. 1 is a block circuit diagram showing a configuration of a pulse width modulation type power converter according to Embodiment 1 of the present invention. Referring to FIG. 1, the pulse width modulation type power converter according to the first embodiment includes a DC power source 1 that outputs a DC voltage Vd, and a three-phase inverter 3 that supplies desired power to a three-phase motor that is a three-phase load 2. And a drive control section 5 for controlling the drive of the three-phase inverter 3.
【００１６】実施の形態１のパルス幅変調型電力変換装
置には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力波形を形成するために
オンオフ動作する第１のスイッチング素子群である上側
スイッチング素子２３，２４，２５と第２のスイッチン
グ素子群である下側スイッチング素子３３，３４，３５
が設けられている。それぞれのスイッチング素子２３，
２４，２５，３３，３４又は３５には、各スイッチング
素子をオンオフ駆動するスイッチング駆動回路２０，２
１，２２，３０，３１，３２と還流ダイオード２６，２
７，２８，３６，３７，３８が接続されている。これら
のスイッチング駆動回路２０，２１，２２，３０，３
１，３２は、駆動制御部５内部のドライバ部１０により
制御されている。In the pulse width modulation type power converter of the first embodiment, the upper switching element 23, which is the first switching element group that is turned on / off to form the U-phase, V-phase and W-phase output waveforms, 24, 25 and lower switching elements 33, 34, 35 that are the second switching element group
Is provided. Each switching element 23,
24, 25, 33, 34 or 35 includes switching drive circuits 20 and 2 for driving each switching element on and off.
1, 22, 30, 31, 32 and free wheeling diodes 26, 2
7, 28, 36, 37, 38 are connected. These switching drive circuits 20, 21, 22, 30, 3
1, 32 are controlled by the driver unit 10 inside the drive control unit 5.
【００１７】実施の形態１のパルス幅変調型電力変換装
置は、下側スイッチング素子３３，３４，３５と直列に
電流検出用抵抗素子４０，４１，４２がそれぞれ接続さ
れており、これらの電流検出用抵抗素子４０，４１，４
２からの電圧降下を示す信号は、駆動制御部５へ入力さ
れている。駆動制御部５は、相電流検出部６、指令電圧
生成部７、基準電圧生成部８、指令電圧変換部９、ドラ
イバ部１０及び比較部１２を有している。駆動制御部５
において、相電流検出部６は下側スイッチング素子３
３，３４，３５に流れる電流を示す信号から三相負荷２
に流れる電流を演算し指令電圧生成部７へ出力してい
る。指令電圧生成部７は相電流検出部６からの検出信号
から各相の指令電圧を作成する。基準電圧生成部８は、
基準電圧、例えば三角波電圧を発生させて比較部１２へ
出力する。In the pulse width modulation type power converter of the first embodiment, current detecting resistance elements 40, 41 and 42 are connected in series with the lower switching elements 33, 34 and 35, respectively, and these current detecting elements are connected. Resistance elements 40, 41, 4
The signal indicating the voltage drop from 2 is input to the drive control unit 5. The drive control unit 5 includes a phase current detection unit 6, a command voltage generation unit 7, a reference voltage generation unit 8, a command voltage conversion unit 9, a driver unit 10, and a comparison unit 12. Drive controller 5
In the phase current detection unit 6, the lower switching element 3
Three-phase load 2 from the signal showing the current flowing in 3, 34, 35
The current flowing in is calculated and output to the command voltage generator 7. The command voltage generator 7 creates a command voltage for each phase from the detection signal from the phase current detector 6. The reference voltage generator 8 is
A reference voltage, for example, a triangular wave voltage is generated and output to the comparison unit 12.
【００１８】指令電圧生成部７で作成された各相の指令
電圧は、指令電圧変換部９へ入力される。この指令電圧
変換部９において、後述する変換テーブル１１に基づき
三相インバータ３の各スイッチング素子をオンオフ駆動
するスイッチング信号を決定する。ドライバ部１０はこ
のスイッチング信号に基づき三相インバータ３の各スイ
ッチング素子にスイッチング信号を出力する。なお、比
較部１２における各相のコンパレータでは、基準電圧
（−）と指令電圧（＋）との比較を行いスイッチング信
号を形成している。The command voltage of each phase created by the command voltage generator 7 is input to the command voltage converter 9. In this command voltage conversion unit 9, a switching signal for ON / OFF driving each switching element of the three-phase inverter 3 is determined based on a conversion table 11 described later. The driver unit 10 outputs a switching signal to each switching element of the three-phase inverter 3 based on this switching signal. The comparator of each phase in the comparison unit 12 compares the reference voltage (−) with the command voltage (+) to form a switching signal.
【００１９】次に、指令電圧変換部９において行われる
スイッチング信号の決定方法について説明する。図２は
本発明の実施の形態１において、指令ベクトルＶ*から
スイッチング信号を決定する方法を表す説明図である。
指令ベクトルＶ*を分割する場合、その時の位相角から
最も近傍の奇数電圧ベクトル（Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５）を選
択して分割する。その結果、区間Ａにおけるスイッチン
グ信号が２つの奇数電圧ベクトルと零電圧ベクトルＶ０
を用いて決定されるため、Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６の偶数電圧
ベクトルを用いることなく指令ベクトルＶ*を作成でき
る。この結果、区間Ａの領域においては、常時少なくと
も二相の下側スイッチング素子に電流が流れるため二相
分の相電流を検出でき、負荷の相電流を検出することが
常時可能となる。Next, a method of determining the switching signal performed in the command voltage converter 9 will be described. FIG. 2 is an explanatory diagram showing a method of determining a switching signal from the command vector V * in the first embodiment of the present invention.
When the command vector V * is divided, the nearest odd voltage vector (V1, V3, V5) is selected from the phase angle at that time and divided. As a result, the switching signal in the section A has two odd voltage vectors and zero voltage vector V0.
, The command vector V * can be created without using the even voltage vectors of V2, V4, and V6. As a result, in the area of the section A, the current always flows through at least the lower switching elements of the two phases, so that the phase currents of the two phases can be detected, and the phase current of the load can always be detected.
【００２０】位相角θが区間Ｂから区間Ｆ（電圧指令の
位相角がπ／３〜２πの範囲）においても同様に、指令
ベクトルＶ*を分割する時、その時の位相角θから最も
近傍の奇数電圧ベクトル（Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５）を選択し
て分割する。上記のように決定した区間毎（区間Ａ〜区
間Ｆ）のスイッチング信号は図３、４、５に示すように
なり、例えば、図３の区間Ａにおいては、電圧ベクトル
としてＶ３→Ｖ０→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１となる。Similarly, when the phase angle θ is from the section B to the section F (the phase angle of the voltage command is in the range of π / 3 to 2π), when the command vector V * is divided, the phase angle θ at that time is closest to the phase angle θ. The odd voltage vector (V1, V3, V5) is selected and divided. The switching signals for each section (section A to section F) determined as described above are as shown in FIGS. 3, 4 and 5. For example, in section A of FIG. 3, the voltage vector is V3 → V0 → V3 → V1 → V0 → V1.
【００２１】次に、指令電圧変換部９において実行され
る電圧ベクトル設定方法を説明する。図６及び図７は指
令電圧変換部９における電圧ベクトル設定方法を示すフ
ローチャートである。図６は各相電流を検出するＰＷＭ
割り込み処理を示すフローチャートであり、図７は区間
判定方法を示すフローチヤ一トである。指令電圧生成部
７からのＰＷＭ割り込み指令が指令電圧変換部９に入力
されるとＰＷＭ割り込み処理が開始される。ＰＷＭ割り
込み処理において、まず指令ベクトルＶ*の領域判定が
行われる。指令電圧変換部９に入力された現在の三相の
指令電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗ）から領域（区間Ａ〜区間Ｆ）が
判定される。指令ベクトルＶ*の区間を判定する区間判
定処理（ステップ１０１）は入力された各相の指令電圧
に基づき決定され、図７はその区間判定処理を示すフロ
ーチャートである。Next, a voltage vector setting method executed in the command voltage conversion unit 9 will be described. 6 and 7 are flowcharts showing a voltage vector setting method in the command voltage conversion unit 9. FIG. 6 shows PWM for detecting each phase current
8 is a flowchart showing an interrupt process, and FIG. 7 is a flow chart showing a section determination method. When the PWM interrupt command from the command voltage generator 7 is input to the command voltage converter 9, the PWM interrupt process is started. In the PWM interrupt processing, first, the area of the command vector V * is determined. The region (section A to section F) is determined from the current three-phase command voltages (U, V, W) input to the command voltage conversion unit 9. The section determination processing (step 101) for determining the section of the command vector V * is determined based on the input command voltage of each phase, and FIG. 7 is a flowchart showing the section determination processing.
【００２２】図７に示すように、ステップ２０１でＶ相
指令電圧とＷ相指令電圧が比較され、Ｖ相指令電圧がＷ
相指令電圧以上であれば（Ｖ≧Ｗ）、ステップ２０２へ
移行してＷ相指令電圧とＵ相指令電圧が比較される。ス
テップ２０２において、Ｗ相指令電圧がＵ相指令電圧よ
り低ければ（Ｕ＞Ｗ）、ステップ２０３へ移行してＵ相
指令電圧とＶ相指令電圧が比較される。ステップ２０３
において、Ｕ相指令電圧がＶ相指令電圧以上であれば
（Ｕ≧Ｖ）、指令ベクトルＶ*の領域は区間Ａと判断さ
れる。As shown in FIG. 7, in step 201, the V-phase command voltage and the W-phase command voltage are compared, and the V-phase command voltage is W.
If it is equal to or higher than the phase command voltage (V ≧ W), the routine proceeds to step 202, where the W phase command voltage and the U phase command voltage are compared. If the W-phase command voltage is lower than the U-phase command voltage in step 202 (U> W), the process proceeds to step 203 and the U-phase command voltage and the V-phase command voltage are compared. Step 203
In, if the U-phase command voltage is equal to or higher than the V-phase command voltage (U ≧ V), the area of the command vector V * is determined to be the section A.
【００２３】一方、ステップ２０３において、Ｕ相指令
電圧がＶ相指令電圧より低ければ（Ｖ＞Ｕ）、指令ベク
トルＶ*の領域は区間Ｂと判断される。また、ステップ
２０２において、Ｗ相指令電圧がＵ相指令電圧以上であ
れば（Ｗ≧Ｕ）、指令ベクトルＶ*の領域は区間Ｃと判
断される。同様に、ステップ２０１でＶ相指令電圧とＷ
相指令電圧が比較され、Ｖ相指令電圧がＷ相指令電圧よ
り低ければ（Ｖ＜Ｗ）、ステップ２０４、２０５におい
て各相の指令電圧が比較され、その時の指令ベクトルＶ
*の区間Ｄ、Ｅ、Ｆが判断される。上記のように入力さ
れた指令ベクトルＶ*の区間が決定されたとき、区間判
定処理は終了する。On the other hand, in step 203, if the U-phase command voltage is lower than the V-phase command voltage (V> U), the area of the command vector V * is judged to be the section B. If the W-phase command voltage is equal to or higher than the U-phase command voltage (W ≧ U) in step 202, the area of the command vector V * is determined to be the section C. Similarly, in step 201, the V-phase command voltage and W
The phase command voltages are compared, and if the V phase command voltage is lower than the W phase command voltage (V <W), the command voltages of the respective phases are compared in steps 204 and 205, and the command vector V at that time is compared.
* Sections D, E, and F are judged. When the section of the command vector V * input as described above is determined, the section determination processing ends.
【００２４】図６に示すように、上記のようにステップ
１０１における区間判定処理が終了すると、ステップ１
０２において各相の指令電圧を決定する変換テーブル１
と変換テーブル２に振り分けられる。変換テーブルにつ
いての説明は後述する。変換テーブル１と変換テーブル
２の振り分けは、ＰＷＭ割り込み指令が入力される毎に
行われて変換テーブル１と変換テーブル２が交互に選択
される。このテーブル切り替え処理のためにテーブル切
り替え変数が用いられ、テーブル切り替え変数は「１」
と「２」の間で切り替えられる。このテーブル切り替え
変数の初期値は「１」となっており、最初は変換テーブ
ル１が選択される。As shown in FIG. 6, when the section determination processing in step 101 is completed as described above, step 1
Conversion table 1 for determining the command voltage of each phase in 02
And conversion table 2. A description of the conversion table will be given later. The conversion table 1 and the conversion table 2 are distributed every time a PWM interrupt command is input, and the conversion table 1 and the conversion table 2 are alternately selected. A table switching variable is used for this table switching process, and the table switching variable is "1".
And "2". The initial value of this table switching variable is "1", and the conversion table 1 is initially selected.
【００２５】ステップ１０３又は１０６において、変換
テーブル１又は変換テーブル２を用いた演算処理が行わ
れる。この演算処理において、前回のＰＷＭ割り込み処
理時に記憶した指令電圧と、今回入力された指令電圧が
用いられる。次に、変換テーブルについて説明する。図
８、９は変換テーブル１と変換テーブル２を示してい
る。前述のように信号が入力される毎に交互に選択され
た変換テーブル１又は２を用いて、各相の指令電圧の変
換を行う。このように各相の指令電圧の変換を行い、各
相の指令電圧が決定（図６のステップ１０４，１０７）
される。例えば、図８の変換テーブル１の区間Ａの場合
には、Ｕ相の指令電圧［Ｕ今回］を零に変換して今回の
Ｕ相の指令電圧［０］とする。また、前回のＶ相の指令
電圧［Ｖ前回］と今回のＶ相の指令電圧［Ｖ今回］とを
加算した後、変換後のＶ相の指令電圧［（Ｖ今回＋Ｖ前
回）］とする。Ｗ相の指令電圧［０］はそのまま零とし
て変換後のＷ相の指令電圧［０］とする。これらの変換
後の指令電圧は、区間Ａにおける新しい指令電圧として
登録される。このように変換することにより、前述の図
２に示すように指令ベクトルＶ*は、電圧ベクトルＶ３
（０，１，０）へ分割されたこととなる。In step 103 or 106, arithmetic processing using the conversion table 1 or the conversion table 2 is performed. In this calculation process, the command voltage stored in the previous PWM interrupt process and the command voltage input this time are used. Next, the conversion table will be described. 8 and 9 show the conversion table 1 and the conversion table 2. As described above, the conversion table 1 or 2 selected alternately every time a signal is input is used to convert the command voltage of each phase. In this way, the command voltage of each phase is converted and the command voltage of each phase is determined (steps 104 and 107 in FIG. 6).
To be done. For example, in the case of the section A of the conversion table 1 in FIG. 8, the U-phase command voltage [U this time] is converted to zero to be the current U-phase command voltage [0]. Further, after adding the previous V-phase command voltage [V previous time] and the current V-phase command voltage [V current time], the converted V-phase command voltage [(V current time + V previous time)] is obtained. The W-phase command voltage [0] is set to zero as it is to be the converted W-phase command voltage [0]. These converted command voltages are registered as new command voltages in the section A. By converting in this way, the command vector V * becomes the voltage vector V3 as shown in FIG.
It is divided into (0, 1, 0).
【００２６】同様に、変換テーブル２が選択された場
合、区間Ａでは、前回のＵ相の指令電圧［Ｕ前回］と今
回のＵ相の指令電圧［Ｕ今回］とを加算した後、変換後
のＵ相の指令電圧［（Ｕ今回＋Ｕ前回）］とする。ま
た、Ｖ相の指令電圧［Ｖ今回］を零に変換して今回のＶ
相の指令電圧［０］とする。Ｗ相の指令電圧［０］はそ
のまま零として変換後のＷ相の指令電圧［０］とする。
これらの変換後の指令電圧は、区間Ａにおける新しい指
令電圧として登録される。このように変換することによ
り、前述の図２に示すように指令ベクトルＶ*は、電圧
ベクトルＶ１（１，０，０）へ分割されたこととなる。
ただし、変換テーブルの演算式をみると変換後の各相の
指令電圧がそれぞれ、［（Ｕ今回＋Ｕ前回）］、［（Ｖ
今回＋Ｖ前回）］、［（Ｗ今回＋Ｗ前回）］となってい
るが、各相の指令電圧は前述の図１２の空間電圧ベクト
ルの点線円で囲まれた領域内しか出力することができな
い。つまり、指令ベクトルＶ*は実線円で囲まれた領域
で実現可能であるので、上述の変換テーブルを用いると
きは少なくとも指令ベクトルＶ*が図１２の実線円の範
囲内であることが必要である。Similarly, when the conversion table 2 is selected, in the section A, after the previous U-phase command voltage [U previous] and the current U-phase command voltage [U current] are added, U phase command voltage [(U present + U previous)]. Also, the V-phase command voltage [V this time] is converted to zero and the current V
The command voltage for the phase is [0]. The W-phase command voltage [0] is set to zero as it is to be the converted W-phase command voltage [0].
These converted command voltages are registered as new command voltages in the section A. By such conversion, the command vector V * is divided into the voltage vector V1 (1,0,0) as shown in FIG.
However, looking at the arithmetic expression of the conversion table, the command voltages of the respective phases after conversion are [(U present + U previous)] and [(V
This time + V previous time)] and [(W current time + W previous time)], but the command voltage of each phase can be output only within the area surrounded by the dotted circle of the space voltage vector in FIG. That is, since the command vector V * can be realized in the area surrounded by the solid line circle, at least the command vector V * needs to be within the range of the solid line circle in FIG. 12 when using the above conversion table. .
【００２７】上記のように各相の指令電圧が決定される
と、テーブル切り替え変数が「１」と「２」の間で切り
替えられる。例えば、変換テーブル１を使用した場合に
は「２」に設定（図６のステップ１０５）され、変換テ
ーブル２を使用した場合には「１」に設定（図６のステ
ップ１０８）される。そして、ステップ１０９において
当該区間の変更後の指令電圧が保存されて、ＰＷＭ割り
込み処理は終了する。上記のようにＰＷＭ割り込み処理
が終了すると、変更された指令電圧と基準電圧との比較
処理が行われ、当該区間における三相の上側スイッチン
グ素子２３，２４，２５及び下側スイッチング素子３
３，３４，３５のスイッチング信号が決定され、ドライ
バ部１０へ出力される。When the command voltage for each phase is determined as described above, the table switching variable is switched between "1" and "2". For example, when the conversion table 1 is used, it is set to "2" (step 105 in FIG. 6), and when the conversion table 2 is used, it is set to "1" (step 108 in FIG. 6). Then, in step 109, the command voltage after the change in the relevant section is stored, and the PWM interrupt processing ends. When the PWM interrupt process is completed as described above, the process of comparing the changed command voltage and the reference voltage is performed, and the three-phase upper switching elements 23, 24, 25 and the lower switching element 3 in the section are compared.
The switching signals of 3, 34, and 35 are determined and output to the driver unit 10.
【００２８】このように決定されたスイッチング信号に
より、前述の図３、４、５に示すような各相の下側スイ
ッチング素子３３，３４，３５がオンオフ制御される。
図３、４、５において、各区間で比較される基準電圧と
変更された各相の指令電圧がその上部分に示されてお
り、その下部分には各相の下側スイッチング素子３３，
３４，３５のオンオフ状態が示されている。図３、４、
５の最下段には各区間における電圧ベクトルの推移が示
されている。図３、４、５に示すように、指令ベクトル
Ｖ*の位相角が区間Ａ〜区間Ｂの場合、電圧ベクトルは
Ｖ１、Ｖ３及び零電圧ベクトルＶ０が選択され、変換テ
ーブル１と２の演算式に基づき、所定期間２Ｔの間に、
［Ｖ３→Ｖ０→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１］の順に２つの
電圧ベクトルＶ１、Ｖ３と零電圧ベクトルＶ０を選択す
るスイッチング信号を出力する。The switching signals thus determined control the on / off of the lower switching elements 33, 34 and 35 of each phase as shown in FIGS.
3, 4 and 5, the reference voltage compared with each section and the changed command voltage of each phase are shown in the upper part, and the lower part of the lower switching element 33 of each phase is shown in the lower part.
The on / off states of 34 and 35 are shown. 3, 4,
At the bottom of 5, the transition of the voltage vector in each section is shown. As shown in FIGS. 3, 4 and 5, when the phase angle of the command vector V * is section A to section B, V1, V3 and zero voltage vector V0 are selected as the voltage vectors, and the arithmetic expressions of the conversion tables 1 and 2 are selected. Based on, during the predetermined period 2T,
A switching signal for selecting the two voltage vectors V1 and V3 and the zero voltage vector V0 is output in the order of [V3 → V0 → V3 → V1 → V0 → V1].
【００２９】指令ベクトルＶ*の位相角が区間Ｃ〜区間
Ｄの場合、電圧ベクトルはＶ３、Ｖ５及び零電圧ベクト
ルＶ０が選択され変換テーブル１と変換テーブル２の演
算式に基づき、所定期間２Ｔの間に、［Ｖ５→Ｖ０→Ｖ
５→Ｖ３→Ｖ０→Ｖ３］の順に２つの電圧ベクトルＶ
３、Ｖ５と零電圧ベクトルＶ０を選択するスイッチング
信号を出力する。指令ベクトルＶ*の位相角が区間Ｅ〜
区間Ｆの場合、電圧ベクトルはＶ５、Ｖ１及び零電圧ベ
クトルＶ０が選択され、変換テーブル１と２の演算式に
基づき、所定期間２Ｔの間に、［Ｖ５→Ｖ０→Ｖ５→Ｖ
１→Ｖ０→Ｖ１］の順に２つの電圧ベクトルＶ５、Ｖ１
と零電圧ベクトルＶ０を選択するスイッチング信号を出
力する。When the phase angle of the command vector V * is in the section C to section D, V3, V5 and zero voltage vector V0 are selected as the voltage vector, and based on the arithmetic expressions of the conversion table 1 and the conversion table 2, a predetermined period of 2T. In the meantime, [V5 → V0 → V
5 → V3 → V0 → V3] in order of two voltage vectors V
3, a switching signal for selecting V5 and zero voltage vector V0 is output. The phase angle of the command vector V * is section E ~
In the case of the section F, V5, V1 and zero voltage vector V0 are selected as the voltage vector, and based on the arithmetic expressions of the conversion tables 1 and 2, during the predetermined period 2T, [V5 → V0 → V5 → V
1 → V0 → V1] in order of two voltage vectors V5 and V1
And a switching signal for selecting the zero voltage vector V0.
【００３０】以上述べた実施の形態１により、任意のタ
イミングで電流を検出可能とするパルス幅変調型電力変
換装置を提供することができる。なお、スイッチング素
子はＩＧＢＴの記号で図示しているが、他の半導体スイ
ッチング素子でも同様な効果が得られる。また、実施の
形態１では第１のスイッチング手段である上側スイッチ
ング素子群と第２のスイッチング手段である下側スイッ
チング素子群をもつ構成を図示しているが、マルチレベ
ルインバータのような回路構成においても同様の効果が
得られる。なお、実施の形態１のパルス幅変調型電力変
換装置は電圧型インバータを想定して構成しているが、
電流型インバータにおいても同様の効果が得られる。な
お、実施の形態１の指令電圧変換部９において、変換テ
ーブルを用いた指令電圧の変換処理は、任意のタイミン
グにおいて相電流検出部６の電流検出に必要な時間と第
２のスイッチング素子である下側スイッチング素子３
３，３４，３５のオン状態の持続時間（オン時間）とを
比較することにより実行することができる。相電流検出
部６の電流検出時間が第２のスイッチング素子のオン状
態の持続時間（オン時間）より長い場合、変換テーブル
を用いた指令電圧の変換処理を行わず、相電流検出部６
の電流検出時間が第２のスイッチング素子のオン状態の
持続時間（オン時間）より短い場合、変換テーブルを用
いた指令電圧の変換処理を行うことによって、前述の実
施の形態１と同様に任意のタイミングで電流を検出する
ことができるパルス幅変調型電力変換装置を提供するこ
とができる。According to the first embodiment described above, it is possible to provide a pulse width modulation type power conversion device capable of detecting a current at an arbitrary timing. The switching element is shown by the symbol of IGBT, but the same effect can be obtained with other semiconductor switching elements. Further, in the first embodiment, the configuration having the upper switching element group that is the first switching means and the lower switching element group that is the second switching means is illustrated, but in the circuit configuration such as the multi-level inverter, Also has the same effect. Although the pulse width modulation type power converter of the first embodiment is assumed to be a voltage type inverter,
The same effect can be obtained in the current type inverter. In the command voltage conversion unit 9 of the first embodiment, the command voltage conversion process using the conversion table is the time required for current detection by the phase current detection unit 6 and the second switching element at any timing. Lower switching element 3
It can be carried out by comparing the on-state duration (on-time) of 3, 34, and 35. When the current detection time of the phase current detection unit 6 is longer than the duration of the ON state of the second switching element (ON time), the conversion process of the command voltage using the conversion table is not performed, and the phase current detection unit 6
If the current detection time is shorter than the duration of the ON state of the second switching element (ON time), the command voltage conversion processing using the conversion table is performed, so that the arbitrary voltage can be set as in the first embodiment. A pulse width modulation type power conversion device capable of detecting a current at a timing can be provided.
【００３１】[0031]
【発明の効果】以上、実施の形態について詳細に説明し
たところから明らかなように、本発明は次の効果を有す
る。本発明によれば、各相のスイッチング素子に流れる
電流から負荷相電流を検出する構成のパルス幅変調型電
力変換装置において、出力相電流を任意のタイミングで
検出可能となる。したがって、駆動制御部をマイクロコ
ンピュータのようなディジタル演算装置を用いた場合、
少なくとも複数のチャンネルを同時に変換できる、高機
能なＡ／Ｄ変換器が不要となり、低コストで汎用性の高
いディジタル演算装置を使用することができる。As is apparent from the above detailed description of the embodiments, the present invention has the following effects. According to the present invention, in the pulse width modulation type power conversion device configured to detect the load phase current from the current flowing through the switching element of each phase, the output phase current can be detected at any timing. Therefore, when the drive controller is a digital arithmetic unit such as a microcomputer,
A high-performance A / D converter capable of converting at least a plurality of channels at the same time is not required, and a low-cost and highly versatile digital arithmetic unit can be used.
【図１】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a pulse width modulation type power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置における電圧ベクトル設定の原理図である。FIG. 2 is a principle diagram of voltage vector setting in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置における区間Ａ、Ｂのスイッチング信号形成
の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of switching signal formation in sections A and B in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置における区間Ｃ、Ｄのスイッチング信号形成
の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of switching signal formation in sections C and D in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図５】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置における区間Ｅ、Ｆのスイッチング信号形成
の説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of switching signal formation in sections E and F in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図６】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置におけるＰＷＭ割り込み処理を示すフローチ
ャートである。FIG. 6 is a flowchart showing PWM interrupt processing in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図７】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置における区間判定処理を示すフローチャート
である。FIG. 7 is a flowchart showing a section determination process in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図８】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置におけるＰＷＭ割り込み処理に用いられる変
換テーブル１を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a conversion table 1 used for PWM interrupt processing in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図９】本発明に係る実施の形態１のパルス幅変調型電
力変換装置におけるＰＷＭ割り込み処理に用いられる変
換テーブル２を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a conversion table 2 used for PWM interrupt processing in the pulse width modulation type power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
【図１０】従来のパルス幅変調型電力変換装置の構成を
示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional pulse width modulation type power conversion device.
【図１１】従来のパルス幅変調型電力変換装置における
各相の電圧指令とオンオフ駆動信号を示す波形図であ
る。FIG. 11 is a waveform diagram showing voltage commands and on / off drive signals for each phase in a conventional pulse width modulation type power conversion device.
【図１２】パルス幅変調型電力変換装置における空間ベ
クトル方式の電圧ベクトル図である。FIG. 12 is a voltage vector diagram of the space vector method in the pulse width modulation type power conversion device.
【図１３】従来のパルス幅変調型電力変換装置における
電圧ベクトル設定の原理図である。FIG. 13 is a principle diagram of voltage vector setting in a conventional pulse width modulation type power conversion device.
【図１４】従来のパルス幅変調型電力変換装置における
区間Ａ、Ｂ、Ｃのスイッチング信号形成の説明図であ
る。FIG. 14 is an explanatory diagram of switching signal formation in sections A, B, and C in the conventional pulse width modulation power converter.
【図１５】従来のパルス幅変調型電力変換装置における
区間Ｄ、Ｅ、Ｆのスイッチング信号形成の説明図であ
る。FIG. 15 is an explanatory diagram of switching signal formation in sections D, E, and F in the conventional pulse width modulation type power conversion device.
１ 直流電源 ２ 三相負荷 ３ 三相インバータ ５ 駆動制御部 ６ 相電流検出部 ７ 指令電圧生成部 ８ 基準電圧生成部 ９ 指令電圧変換部 １０ ドライバ部 １１ 変換テーブル １２ 比較部 ２３，２４，２５ 上側スイッチング素子 ３３，３４，３５ 下側スイッチング素子 ４０，４１，４２ 電流検出用抵抗素子 1 DC power supply 2 three-phase load 3 three-phase inverter 5 Drive controller 6-phase current detector 7 Command voltage generator 8 Reference voltage generator 9 Command voltage converter 10 Driver part 11 Conversion table 12 Comparison section 23, 24, 25 Upper switching element 33, 34, 35 lower switching element 40, 41, 42 Current detection resistor element
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉岡 包晴 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA12 CA01 CB02 CB04 CB05 CC23 DB07 DC02 EA02 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page (72) Inventor Tsukaharu Yoshioka 1006 Kadoma, Kadoma-shi, Osaka Matsushita Electric Sangyo Co., Ltd. F-term (reference) 5H007 AA12 CA01 CB02 CB04 CB05 CC23 DB07 DC02 EA02
Claims (2)
イッチング素子を有する第１のスイッチング素子群と、 前記直流電源の負極側に接続された三相のスイッチング
素子を有する第２のスイッチング素子群と、 前記第１のスイッチング素子群と前記第２のスイッチン
グ素子群における各相のスイッチング素子を直列に接続
した各相の接続点に接続された出力端子と、 前記第２のスイッチング素子群の各相のスイッチング素
子に直列に接続され、当該各相のスイッチング素子に流
れる電流を検出する相電流検出部を有して第１のスイッ
チング素子群と第２のスイッチング素子群とをオンオフ
制御する駆動制御部とを具備し、 前記駆動制御部が、前記第２のスイッチング素子群にお
ける少なくとも二相のスイッチング素子を常時オン状態
とし、又は電流検出タイミングに応じて少なくとも二相
のスイッチング素子をオン状態とするよう構成されたパ
ルス幅変調型電力変換装置。1. A first switching element group having a three-phase switching element connected to a positive electrode side of a DC power supply, and a second switching having a three-phase switching element connected to a negative electrode side of the DC power supply. An element group, an output terminal connected to a connection point of each phase in which switching elements of each phase in the first switching element group and the second switching element group are connected in series, and the second switching element group Of the first switching element group and the second switching element group, which are connected in series to the switching elements of the respective phases and have a phase current detection unit for detecting a current flowing in the switching elements of the respective phases. A drive control unit, wherein the drive control unit always sets at least two-phase switching elements in the second switching element group to an ON state. Or the current detection timing pulse-width modulation power conversion device configured to turn on the switching elements of at least two phases in accordance with the.
群における各相のスイッチング素子のオン時間が相電流
検出部で電流検出に必要な時間よりも短いとき、少なく
とも二相のスイッチング素子を常時オン状態とし、又は
電流検出タイミングに応じて少なくとも二相のスイッチ
ング素子をオン状態とするよう構成された請求項１記載
のパルス幅変調型電力変換装置。2. The drive control unit always keeps at least two-phase switching elements when the ON time of each phase switching element in the second switching element group is shorter than the time required for current detection by the phase current detection section. The pulse width modulation type power conversion device according to claim 1, wherein the pulse width modulation type power conversion device is configured to be turned on or to turn on at least two-phase switching elements in accordance with a current detection timing.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002174941A JP2003079159A (en) | 2001-06-18 | 2002-06-14 | Pulse width modulated type power converter |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001-183669 | 2001-06-18 | ||
| JP2001183669 | 2001-06-18 | ||
| JP2002174941A JP2003079159A (en) | 2001-06-18 | 2002-06-14 | Pulse width modulated type power converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003079159A true JP2003079159A (en) | 2003-03-14 |
Family
ID=26617117
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002174941A Pending JP2003079159A (en) | 2001-06-18 | 2002-06-14 | Pulse width modulated type power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003079159A (en) |
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| Date | Code | Title | Description |
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|
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|
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