JP2003070244A - 自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 素子のバラツキや配線の引き回しの影響等に
より当初設計通りの出力特性が得られなかった場合で
も、組立後に変換効率やリップル電圧等の特性が調整で
きる自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電圧制
御モジュール及びそれを用いた電子機器を提供する。 【解決手段】 スイッチ素子１２とドライブ回路１４と
電圧検出回路２０を備えた自励式チョッパレギュレータ
において、電圧検出回路２０とドライブ回路１４の間に
検出タイミング調整回路２２を設け、発振周波数を調整
できるようにした。また、直流リアクトルＬ１と還流ダ
イオードＤ１を除く部分をモジュール化し、検出タイミ
ング調整回路２２の調整素子を外付けとした。更に、Ｌ
１の後段に過電流検出抵抗Ｒｓを設け、Ｒｓの両端に検
出タイミング調整回路の入力トランジスタのバイアス回
路を接続することで、過電流保護機能を備えた自励式チ
ョッパレギュレータが構成できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は自励式チョッパレ
ギュレータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそ
れを用いた電子機器に関し、特に例えば組立後に特性調
整できる自励式チョッパレギュレータ、それに用いる電
圧制御モジュールおよびそれを用いた電子機器に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、自励式チョッパレギュレータとし
て、図１０に示すような降圧型のチョッパレギュレータ
があった。図のように、自励式チョッパレギュレータ１
は、入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッ
チングするスイッチ素子２と、スイッチ素子２に接続さ
れてスイッチ素子を駆動するドライブ回路３と、入力電
圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路３を起動する起
動回路４と、スイッチ素子２の出力に接続されてドライ
ブ回路３に正帰還をかける帰還回路５と、スイッチ素子
２の出力と出力電圧端子Ｖｏｕｔ間に接続されてスイッ
チ素子２がＯＮの時の電磁エネルギーを蓄える直流リア
クトルＬ１と、スイッチ素子２の出力と接地間に接続さ
れてスイッチ素子がＯＦＦの時の直流リアクトルＬ１の
電磁エネルギーを還流する還流ダイオードＤ１と、出力
電圧端子Ｖｏｕｔに接続されて出力電圧を基準電圧と比
較した結果に基づきドライブ回路３に対して制御信号を
出力する電圧検出回路６とから構成される。

【０００３】入力電圧端子Ｖｉｎに、コンデンサＣ１に
より平滑された直流電圧Ｖｉが加えられると、起動回路
４によりドライブ回路３がＯＮとなり、その結果スイッ
チ素子２がＯＮとなる。これにより、スイッチ素子２の
出力がＬｏｗからＨｉｇｈになるので、帰還回路５によ
ってドライブ回路３に正帰還がかかる。同時に、直流リ
アクトルＬ１に電流が流れ、直線的に増加していくが、
起動回路４と帰還回路５で決まる電流をドライブ回路３
とスイッチ素子２で増幅した電流が、直流リアクトルＬ
１の励磁電流に追いつかなくなったとき、スイッチ素子
２はＯＦＦに転じる。スイッチ素子２がＯＦＦの期間中
は、直流リアクトルＬ１に蓄えられた電磁エネルギーが
還流ダイオードＤ１を介して還流されて出力電圧端子Ｖ
ｏｕｔに接続された平滑コンデンサＣ３および負荷に送
られる。出力電圧が電圧検出回路６の基準電圧を超える
と、ドライブ回路３をＯＦＦにする信号が出され、これ
によりスイッチ素子２がＯＦＦとなるため、出力電圧は
所望の電圧に制御される。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
自励式チョッパレギュレータ１は、スイッチ素子２と、
ドライブ素子３と、帰還回路５と、電圧検出回路６と、
直流リアクトルＬ１等によって定まる発振周波数でチョ
ッパ動作が行われるが、素子のバラツキや配線の引回し
の影響等により発振周波数が変動するため、当初設計通
りの出力特性が得られない場合があった。

【０００５】それゆえに、本願発明の主たる目的は、発
振周波数を調整することにより、組立後に変換効率やリ
ップル電圧等の特性が調整できる自励式チョッパレギュ
レータ、それに用いる電圧制御モジュールおよびそれを
用いた電子機器を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の自励式
チョッパレギュレータは、入力電圧をスイッチングする
スイッチ素子と、スイッチ素子を駆動するドライブ回路
と、出力電圧を検出する電圧検出回路を備え、電圧検出
回路の出力に基づいてドライブ回路を制御する自励式チ
ョッパレギュレータにおいて、電圧検出回路とドライブ
回路の間に検出タイミング調整回路を設け、発振周波数
を調整できるようにしたものである。

【０００７】請求項２に記載の自励式チョッパレギュレ
ータは、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータ
であって、検出タイミング調整回路がトランジスタの蓄
積電荷の放電時間を調整する回路を備えたものである。
これにより、信号伝達用のトランジスタ自体で検出タイ
ミング調整回路を構成でき、調整用の抵抗を設けるだけ
で発振周波数を調整できる。

【０００８】請求項３に記載の自励式チョッパレギュレ
ータは、請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータ
であって、検出タイミング調整回路がコンデンサの蓄積
電荷の放電時間を調整する回路を備えたものである。こ
れにより、発振周波数の調整範囲が大きくとれ、特性調
整範囲が拡大する。

【０００９】請求項４に記載の自励式チョッパレギュレ
ータは、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の自
励式チョッパレギュレータであって、検出タイミング調
整回路が電圧検出回路の出力に基づいてスイッチングす
る入力トランジスタと、入力トランジスタのスイッチン
グ動作に呼応して調整可能なタイミングでドライブ回路
を駆動する出力トランジスタとを備え、入力トランジス
タはエミッタがスイッチ素子の出力側に接続されるとと
もに、ベースがバイアス抵抗を介してスイッチ素子の出
力側に接続されているものである。これにより、検出タ
イミング調整回路の電圧検出回路とのインターフェイス
機能とドライブ回路を駆動するタイミングの調整機能が
分離されるので、バイアス調整が容易となり、検出タイ
ミング調整動作を安定に行うことができる。

【００１０】請求項５に記載の自励式チョッパレギュレ
ータは、請求項４に記載の自励式チョッパレギュレータ
であって、スイッチ素子の出力側に過電流検出抵抗を設
け、入力トランジスタのエミッタを過電流検出抵抗の前
段に接続し、入力トランジスタのベースをバイアス抵抗
を介して過電流検出抵抗の後段に接続したものである。
自励式チョッパレギュレータの出力に過電流が流れる
と、過電流検出抵抗の両端の電圧が高くなり、タイミン
グ調整回路の入力トランジスタが電圧検出回路の作動状
態に拘らずＯＮとなる。これにより、出力トランジスタ
もＯＮとなり、ドライブ回路を遮断するので、スイッチ
素子を遮断し、過電流保護機能が働く。このように、発
振周波数を調整するための検出タイミング調整回路は過
電流保護回路を兼ねることができるので、過電流検出抵
抗を一本追加するだけで簡便かつ安価に過電流保護機能
を備えた発振周波数調整機能を有する自励式チョッパレ
ギュレータが構成できる。

【００１１】請求項６に記載の電圧制御モジュールは、
請求項１ないし請求項５のいずれかに記載の自励式チョ
ッパレギュレータに用いる電圧制御モジュールであっ
て、少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出
回路と検出タイミング調整回路とを備え、入力電圧端子
と出力電圧端子とスイッチ素子の出力が接続されたスイ
ッチ出力端子とを有するものである。本電圧制御モジュ
ールに、入力電源回路、直流リアクトル、平滑コンデン
サ等を外付けすることで、発振周波数の調整可能な自励
式チョッパレギュレータを容易に構成できる。

【００１２】請求項７に記載の電圧制御モジュールは、
請求項５に記載の自励式チョッパレギュレータに用いる
電圧制御モジュールであって、少なくともスイッチ素子
とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回
路とを備え、入力電圧端子と出力電圧端子とスイッチ素
子の出力が接続されたスイッチ出力端子と検出タイミン
グ調整回路の入力トランジスタのエミッタが接続された
過電流検出入力端子とを有し、過電流検出抵抗を外付け
するようにしたものである。本電圧制御モジュールに、
入力電源回路、直流リアクトル、平滑コンデンサ等と、
過電流検出抵抗を外付けすることで、発振周波数調整機
能と過電流検出機能の両方を有する自励式チョッパレギ
ュレータを容易に構成できる。また、外付けの過電流検
出抵抗を設けるか否かによって、同一の電圧制御モジュ
ールを用いて過電流検出機能を有する自励式チョッパレ
ギュレータと過電流検出機能を有しない自励式チョッパ
レギュレータのいずれをも構成できる。

【００１３】請求項８に記載の電圧制御モジュールは、
請求項６または請求項７に記載の電圧制御モジュールで
あって、検出タイミング調整回路の調整素子を外付けと
したものである。これにより、発振周波数の調整が外部
から行いやすい自励式チョッパレギュレータを構成でき
る。

【００１４】請求項９に記載の自励式チョッパレギュレ
ータは、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の電
圧制御モジュールを用いた自励式チョッパレギュレータ
である。このように、モジュール化された電圧制御モジ
ュールを使用することで、自励式チョッパレギュレータ
の小型化と製造コストの低減を図ることができる。

【００１５】請求項１０に記載の電子機器は、請求項
１、請求項２、請求項３、請求項４、請求項５または請
求項９のいずれかに記載の自励式チョッパレギュレータ
を用いた電子機器である。これらの電子機器の電源に本
願発明の自励式チョッパレギュレータを使用することに
より、レギュレータが素子のバラツキや配線の引き回し
の影響等で当初設計通りの特性が得られなかった場合で
も、電子機器の組立後に容易に特性を調整でき、信頼性
の高い電子機器を得ることができる。

【００１６】この発明の上述の目的、その他の目的、特
徴および利点は、図面を参照して行う以下の発明の実施
の形態の詳細な説明から一層明らかとなろう。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１に本願発明の一実施の形態に
かかる自励式チョッパレギュレータのブロック構成図を
示す。図のように、自励式チョッパレギュレータ１０
は、入力電圧端子Ｖｉｎに加えられた入力電圧をスイッ
チングするスイッチ素子１２と、スイッチ素子１２に接
続されてスイッチ素子を駆動するドライブ回路１４と、
入力電圧端子Ｖｉｎに接続されてドライブ回路１４を起
動する起動回路１６と、スイッチ素子１２の出力に接続
されてドライブ回路１４に正帰還をかける帰還回路１８
と、スイッチ素子１２の出力と出力電圧端子Ｖｏｕｔ間
に接続されてスイッチ素子１２がＯＮの時の電磁エネル
ギーを蓄える直流リアクトルＬ１と、スイッチ素子１２
の出力と接地間に接続されてスイッチ素子がＯＦＦの時
の直流リアクトルＬ１の電磁エネルギーを還流する還流
ダイオードＤ１と、出力電圧端子Ｖｏｕｔに接続されて
出力電圧を基準電圧と比較した結果に基づきドライブ回
路１４に対して制御信号を出力する電圧検出回路２０
と、電圧検出回路２０とドライブ回路１４との間に接続
され、電圧検出回路２０の制御信号をドライブ回路１４
に伝達するタイミングを調整する検出タイミング調整回
路２２とから構成される。

【００１８】ここで、スイッチ素子１２とドライブ回路
１４と起動回路１６と帰還回路１８と直流リアクトルＬ
１と還流ダイオードＤ１と電圧検出回路２０の動作は、
従来と同様である。本願発明では、検出タイミング調整
回路２２を電圧検出回路２０とドライブ回路１４の間に
設けることによって、電圧検出回路２０の制御信号をド
ライブ回路１４に伝達するタイミングを調整する。伝達
時間を短くすれば発振周波数は高くなり、伝達時間を長
くすれば発振周波数は低くなる。

【００１９】図２に上記実施の形態にかかる自励式チョ
ッパレギュレータの第一実施例の具体的回路図を示す。
図において、トランジスタＴｒ４はスイッチ素子、トラ
ンジスタＴｒ３と抵抗Ｒ７およびＲ８はドライブ回路、
抵抗Ｒ９は起動回路、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１０は帰
還回路、抵抗Ｒ５、Ｒ６とシャントレギュレータＵ１と
コンデンサＣ４は電圧検出回路、トランジスタＴｒ１と
抵抗Ｒ３、Ｒ４およびトランジスタＴｒ２と抵抗Ｒ２と
可変抵抗器ＶＲ１は検出タイミング調整回路をそれぞれ
構成する。

【００２０】出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は抵抗Ｒ５お
よびＲ６で分圧され、これがシャントレギュレータＵ１
の検出電圧より低くなると、シャントレギュレータＵ１
はＯＦＦとなる。シャントレギュレータＵ１がＯＦＦに
なると、検出タイミング調整回路の入力トランジスタＴ
ｒ１はバイアス抵抗Ｒ３の両端の電圧が低下し、バイア
ス抵抗Ｒ４を通じて流れていたベース電流が遮断される
ためＯＦＦとなる。入力トランジスタＴｒ１がＯＦＦに
なると、出力トランジスタＴｒ２は結合抵抗Ｒ２を通じ
て流れ込んでいたベース電流が遮断されるためＯＦＦと
なるが、ベース蓄積電荷が可変抵抗器ＶＲ１を通じて放
電されるまで時間遅れが生ずる。出力トランジスタＴｒ
２がＯＦＦとなると、ドライブ回路のトランジスタＴｒ
３は抵抗Ｒ９を通じてベース電流が流れるためＯＮとな
る。ドライブ回路のトランジスタＴｒ３がＯＮとなる
と、スイッチ素子のトランジスタＴｒ４は抵抗Ｒ７を通
じてベース電流が流れるため、ＯＮとなり、出力電圧端
子Ｖｏｕｔの電圧は上昇する。一方、出力電圧端子Ｖｏ
ｕｔの電圧が上昇すると、上記と逆の過程によりシャン
トレギュレータＵ１はＯＮとなり、検出タイミング調整
回路の入力トランジスタＴｒ１のバイアス抵抗Ｒ３の両
端の電圧が上昇して抵抗Ｒ４を通じてＴｒ１にベース電
流が流れるため、Ｔｒ１がＯＮとなる。これにより、出
力トランジスタＴｒ２もＯＮとなり、ドライブ回路のト
ランジスタＴｒ３がＯＦＦとなるため、スイッチ素子の
トランジスタＴｒ４はＯＦＦとなり、出力電圧端子Ｖｏ
ｕｔの電圧は再び下降する。このようにして、スイッチ
素子のトランジスタＴｒ４は一連のフィードバックルー
プの遅延時間で定まる一定の周波数でスイッチング動作
を繰り返し、出力電圧端子Ｖｏｕｔの電圧は一定に保た
れる。

【００２１】ここで、本実施例ではフィードバックルー
プ内に入力トランジスタＴｒ１とバイアス抵抗Ｒ３、Ｒ
４および出力トランジスタＴｒ２と結合抵抗Ｒ２と可変
抵抗器ＶＲ１とからなる検出タイミング調整回路を設
け、可変抵抗器ＶＲ１によって出力トランジスタＴｒ２
のベース蓄積電荷の放電時間を調整するようにしたの
で、フィードバックループの遅延時間を変化させること
ができ、これにより自励式チョッパレギュレータの発振
周波数を調整できる。すなわち、可変抵抗器ＶＲ１の抵
抗値を小さくすると、出力トランジスタＴｒ２のベース
蓄積電荷の放電時間が短くなるので、遅延時間が短くな
り、結果的にレギュレータの発振周波数は高くなる。逆
に、可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値を大きくすると、出力ト
ランジスタＴｒ２のベース蓄積電荷の放電時間が長くな
るので、遅延時間が長くなり、結果的にレギュレータの
発振周波数は低くなる。

【００２２】図３に上記実施の形態にかかる自励式チョ
ッパレギュレータの第二実施例の具体的回路図を示す。
本実施例では、第一実施例に対して、出力トランジスタ
Ｔｒ２のベース・エミッタ間に可変容量コンデンサＶＣ
１を設けたものである。これにより、ベース蓄積電荷の
放電時間に加えて、可変容量コンデンサＶＣ１に蓄えら
れる蓄積電荷の放電時間を利用して時間遅れ回路を形成
するようにしたものである。従って、この場合は第一実
施例と同様に、可変抵抗器ＶＲ１によりレギュレータの
発振周波数を調整できるだけでなく、可変容量コンデン
サＶＣ１を調整することによっても、レギュレータの発
振周波数を調整できる。すなわち、可変容量コンデンサ
ＶＣ１の容量値を小さくすると、コンデンサＶＣ１の蓄
積電荷の放電時間が短くなるので、遅延時間が短くな
り、結果的にレギュレータの発振周波数は高くなる。逆
に、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値を大きくする
と、コンデンサＶＣ１の蓄積電荷の放電時間が長くなる
ので、遅延時間が長くなり、結果的にレギュレータの発
振周波数は低くなる。このように、コンデンサの蓄積電
荷の放電時間を積極的に活用することで、発振周波数の
調整範囲が大きく取れ、特性調整範囲も拡大する。

【００２３】図４は第一実施例について、可変抵抗器Ｖ
Ｒ１の抵抗値と発振周波数の関係を示すグラフである。
ここで、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝１ＫΩ、Ｌ１＝４７０μ
Ｈ、Ｃ３＝４７０μＦ、Ｖｉｎ＝４２Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５
Ｖ、Ｉｏｕｔ＝５００ｍＡである。図のように、可変抵
抗器ＶＲ１の抵抗値と発振周波数は相関関係を示し、抵
抗値を１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることで発振周波
数を約９０ＫＨｚ〜約４０ＫＨｚに、ほぼ直線的に調整
することができた。

【００２４】図５は第二実施例について、可変容量コン
デンサＶＣ１の容量値と発振周波数の関係を示すグラフ
である。ここで、ＶＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝１ＫΩ、
Ｌ１＝４７０μＨ、Ｃ３＝４７０μＦ、Ｖｉｎ＝４２
Ｖ、Ｖｏｕｔ＝５Ｖ、Ｉｏｕｔ＝５００ｍＡである。図
のように、可変容量コンデンサＶＣ１の容量値と発振周
波数は相関関係を示し、容量値を１００ｐＦ〜１０００
０ｐＦに変化させることで発振周波数を約７５ＫＨｚ〜
約１５ＫＨｚに、ほぼ直線的に調整することができた。

【００２５】また、図６は第一実施例について、上記と
同一条件で可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値と変換効率の関係
を示すグラフである。図のように、可変抵抗器ＶＲ１の
抵抗値と変換効率は相関関係を示し、抵抗値を１ＫΩ〜
１００ＫΩに変化させることで変換効率を約７５％〜約
７９％に、ほぼ直線的に調整することができた。

【００２６】また、図７は第一実施例について、上記と
同一条件で可変抵抗器ＶＲ１の抵抗値とリップル電圧の
関係を示すグラフである。図のように、可変抵抗器ＶＲ
１の抵抗値とリップル電圧は相関関係を示し、抵抗値を
１ＫΩ〜１００ＫΩに変化させることでリップル電圧を
約２０ｍＶ〜約４０ｍＶに、ほぼ直線的に調整すること
ができた。

【００２７】以上のように、可変抵抗器ＶＲ１または可
変容量コンデンサＶＣ１を調整することで、自励式チョ
ッパレギュレータの発振周波数を調整でき、これによっ
て変換効率やリップル電圧を所望の特性に設定すること
ができる。

【００２８】上記実施例では、検出タイミング調整回路
の調整素子として可変抵抗器や可変容量コンデンサを用
いたが、本願発明はこれに限定されるものではなく、最
適な数値の固定抵抗や固定コンデンサを選択的に選ぶよ
うにしてもよい。

【００２９】また、第二実施例では検出タイミング調整
回路の調整素子として可変容量コンデンサと可変抵抗器
の二つを有し、可変容量コンデンサを用いて発振周波数
を調整するようにしたが、可変抵抗器によって発振周波
数を調整するようにしてもよく、一方を固定抵抗または
固定コンデンサに置き換えてもよいことは言うまでもな
い。

【００３０】また、上記実施例では検出タイミングの調
整回路として、トランジスタの蓄積電荷の放電時間や、
トランジスタのベース・エミッタ間に設けたコンデンサ
の蓄積電荷の放電時間を利用した時間遅れ回路を使用し
た場合について説明したが、本願発明はこれに限定され
るものではなく、オペアンプを利用した遅延回路や、遅
延素子を使用するもの、ワンショットマルチバイブレー
タを使用するものなど、連続的にまたは選択的に遅延時
間を調整できるものであればどのような回路でも使用で
き、同様の効果を奏する。

【００３１】図８に上記実施の形態にかかる自励式チョ
ッパレギュレータの第三実施例の具体的回路図を示す。
これは、第二実施例の回路において、入力電圧端子Ｖｉ
ｎから出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直
流リアクトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電
圧制御モジュール３０としてモジュール化したものであ
る。このため、入力電圧端子Ｖｉｎと出力電圧端子Ｖｏ
ｕｔとＧＮＤ端子のほか、スイッチ素子の出力が接続さ
れたスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴを設け、出力電圧端子
Ｖｏｕｔとスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ間に直流リアク
トルＬ１を、スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴとＧＮＤ端子
間に還流ダイオードＤ１を外付けできるようにしてい
る。このように、本願発明の主要構成要素であるスイッ
チ素子とドライブ回路と電圧検出回路と検出タイミング
調整回路等を基板上に形成した電圧制御モジュールがあ
れば、入力電源回路（Ｖｉ、Ｃ１）と直流リアクトルＬ
１、還流ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３を外付け
することで、発振周波数の調整可能な自励式チョッパレ
ギュレータを容易に構成することができる。

【００３２】上記実施例では、入力電圧端子Ｖｉｎから
出力電圧端子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リア
クトルＬ１と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御
モジュール３０としてモジュール化したが、これに限定
されるものではなく、少なくともスイッチ素子とドライ
ブ回路と電圧検出回路と検出タイミング調整回路が備え
られたモジュールであれば、周波数調整のできる自励式
チョッパレギュレータを構成でき、同様の効果を奏す
る。

【００３３】図９に上記実施の形態にかかる自励式チョ
ッパレギュレータの第四実施例の具体的回路図を示す。
これは、第三実施例の電圧制御モジュール３０に検出タ
イミング調整回路の出力トランジスタＴｒ２のベースが
接続された周波数調整端子Ｔｒｉｍを設け、検出タイミ
ング調整回路の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１と可変
容量コンデンサＶＣ１を外付けするようにしたものであ
る。これらの調整素子はレギュレータの最終組立状態で
調整する必要があるが、これを外付けとすることで、レ
ギュレータ内で電圧制御モジュールと独立に配置するこ
とができる。これにより、外部から調整しやすい自励式
チョッパレギュレータを構成できる。

【００３４】上記実施例では、検出タイミング調整回路
の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１と可変容量コンデン
サＶＣ１の両方を外付けとしたが、これに限定されるも
のではなく、これらの一方のみを外付けとしたものでも
よい。また、外付けの調整素子として、最適な数値の固
定抵抗や固定コンデンサを選択的に選ぶようにしたもの
でもよいことは言うまでもない。

【００３５】尚、上記実施の形態および実施例では、自
励式チョッパレギュレータとして入力電圧を降圧する降
圧型のものについて説明したが、本願発明はこれに限定
されるものではなく、入力電圧を昇圧する昇圧型のもの
についてもフィードバックループ内に検出タイミング調
整回路を設けることで発振周波数の調整可能な自励式チ
ョッパレギュレータを構成でき、同様の効果を奏する。

【００３６】以上述べてきたような発振周波数を調整で
きる自励式チョッパレギュレータは、例えば携帯電話等
の通信装置、パソコン、家電品などの様々の電子機器に
おける電源回路として使用できる。これらの電子機器の
電源に本願発明の自励式チョッパレギュレータを使用す
ることにより、レギュレータが素子のバラツキや配線の
引き回しの影響等で当初設計通りの特性が得られなかっ
た場合でも、電子機器の組立後に容易に特性を調整で
き、信頼性の高い電子機器を得ることができる。

【００３７】次に、上記発振周波数の調整可能な自励式
チョッパレギュレータに、過電流保護機能を付加する場
合について述べる。従来、自励式チョッパレギュレータ
に過電流保護機能を付加するには、図１０に示すように
スイッチ素子の入力側に過電流検出抵抗Ｒｓを設ける
か、または図１１に示すようにスイッチ素子の出力側に
過電流検出抵抗Ｒｓを設け、これらの両端の電圧を過電
流電圧回路３０で検出し、その出力をドライブ回路１４
に接続することによって、スイッチ素子１２を制御する
ようにしていた。

【００３８】すなわち、自励式チョッパレギュレータの
出力に過電流が流れると、過電流検出抵抗Ｒｓの両端の
電圧が高くなり、一定の電圧を超えると過電流検出回路
３０が作動して、ドライブ回路１４を遮断する。これに
より、スイッチ素子１２が遮断され、過電流保護機能が
働く。このように、従来の自励式チョッパレギュレータ
に過電流検出機能を付加するには、過電流検出抵抗を設
けるとともに、その両端の電圧を検出する過電流検出回
路を別途設け、その出力によってドライブ回路を遮断す
るように構成する必要があった。

【００３９】図１２に本願発明の過電流保護機能を備え
た自励式チョッパレギュレータの第一実施例を示す。図
のように、本願発明の過電流保護機能付き自励式チョッ
パレギュレータは、図２の回路において直流リアクトル
Ｌ１の出力側と出力電圧端子Ｖｏｕｔとの間に過電流検
出抵抗Ｒｓを挿入し、検出タイミング調整回路の入力ト
ランジスタＴｒ１のエミッタを過電流検出抵抗Ｒｓの前
段に接続し、ベースに接続されているバイアス抵抗Ｒ３
の他端を過電流検出抵抗Ｒｓの後段に接続したものであ
る。

【００４０】従って、出力電圧端子Ｖｏｕｔから負荷側
に出力電流が流れているときに過電流検出抵抗Ｒｓの両
端に発生する電圧は、検出タイミング調整回路の入力ト
ランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に順方向にかか
る。尚、電圧検出回路のシャントレギュレータＵ１がＯ
Ｎのときは、前述のようにＴｒ１がＯＮ、Ｔｒ２がＯ
Ｎ、Ｔｒ３がＯＦＦ、Ｔｒ４がＯＦＦとなって出力電流
は流れないので、ここではシャントレギュレータＵ１が
ＯＦＦである場合についての過電流保護動作についての
み説明する。この場合、Ｔｒ１のバイアス抵抗Ｒ３の両
端には電圧が発生しておらず、Ｔｒ１のベース・エミッ
タ間には過電流検出抵抗Ｒｓの両端の電圧のみがかかっ
ている。

【００４１】ここで、出力端子Ｖｏｕｔから負荷側に一
定以上の過電流が流れると、過電流検出抵抗Ｒｓの両端
の電圧がＴｒ１のベース・エミッタ間の順バイアス電圧
を超え、Ｔｒ１がＯＮとなる。Ｔｒ１がＯＮになると、
Ｔｒ２は抵抗Ｒ２を通じてベース電流が流れ込むのでＯ
Ｎとなり、これによりＴｒ３がＯＦＦ、Ｔｒ４がＯＦＦ
となって出力は遮断され、過電流保護機能が働く。

【００４２】このように、図２の検出タイミング調整回
路は過電流検出回路と兼用させることができるので、過
電流検出抵抗を一本設けるだけで簡便かつ安価に過電流
保護機能を備えた発振周波数調整機能を有する自励式チ
ョッパレギュレータが構成できる。

【００４３】上記実施例では、図２の自励式チョッパレ
ギュレータに過電流保護機能を付加した場合について述
べたが、図３のように検出タイミング調整回路の周波数
調整手段としてコンデンサの蓄積電荷の放電時間を調整
する回路を備えた自励式チョッパレギュレータについて
も、過電流検出抵抗を一本設けるだけで過電流保護機能
を付加することができ、同様の効果を奏する。

【００４４】上記実施例では、過電流検出抵抗の両端を
検出タイミング調整回路の入力トランジスタのエミッタ
とベース間に接続するものとして説明したが、本願発明
はこれに限定されるものではなく、過電流検出抵抗の両
端の電圧によって検出タイミング調整回路の入力トラン
ジスタを作動させることができるものであればどのよう
なものでもよく、同様の効果を奏する。

【００４５】図１３に本願発明の過電流保護機能を備え
た自励式チョッパレギュレータの第二実施例を示す。こ
れは、図８に示した入力電圧端子Ｖｉｎから出力電圧端
子Ｖｏｕｔまでの回路素子のうち、直流リアクトルＬ１
と還流ダイオードＤ１を除くものを電圧制御モジュール
としてモジュール化した自励式チョッパレギュレータに
ついて、過電流保護機能を付加したものである。図のよ
うに、本電圧制御モジュールは入力電圧端子Ｖｉｎ、出
力電圧端子Ｖｏｕｔ、スイッチ素子の出力が接続された
スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ、ＧＮＤ端子の他に、検出
タイミング調整回路の入力トランジスタＴｒ１のエミッ
タが接続された過電流検出端子Ｉｓｅｎｓｅを備える。

【００４６】この場合は、図８のように出力電圧端子Ｖ
ｏｕｔとスイッチ出力端子ＳＷＯＵＴ間に直流リアクト
ルＬ１を、スイッチ出力端子ＳＷＯＵＴとＧＮＤ端子間
に還流ダイオードＤ１を外付けする他、出力電圧端子Ｖ
ｏｕｔと過電流入力端子Ｉｓｅｎｓｅ間に過電流検出抵
抗Ｒｓを外付けすることで、発振周波数調整機能と過電
流保護機能の両方を備えた自励式チョッパレギュレータ
が構成できる。

【００４７】このように、過電流検出抵抗Ｒｓを外付け
としたので、過電流保護の電流制限値を外付け抵抗で変
えることができる他、出力電圧端子Ｖｏｕｔと過電流検
出入力端子Ｉｓｅｎｓｅ間に過電流検出抵抗を外付けす
るか直結するかによって、同一の電圧制御モジュールで
過電流保護機能を有する自励式チョッパレギュレータと
過電流保護機能を有しない自励式チョッパレギュレータ
のいずれをも構成できる。

【００４８】上記実施例では、検出タイミング調整回路
の調整素子である可変抵抗器ＶＲ１や可変容量コンデン
サＶＣ１は電圧制御モジュールに含まれている場合につ
いて説明したが、図９で示したように電圧制御モジュー
ルに検出タイミング調整回路の出力トランジスタＴｒ２
のベースが接続された周波数調整端子Ｔｒｉｍを更に設
け、可変抵抗器ＶＲ１や可変容量コンデンサＶＣ１を外
付けするようにしてもよい。

【００４９】図１４に本願発明の過電流保護機能を備え
た自励式チョッパレギュレータについての出力電流の垂
下特性の例を示す。図のように、過電流検出抵抗Ｒｓを
０．５６Ωとしたとき、出力電流が９００ｍＡ付近に達
したところで出力電圧が急激に垂下し、必要な過電流保
護機能が得られていることがわかる。

【００５０】

【発明の効果】以上のように、本願発明の自励式チョッ
パレギュレータは、電圧検出回路とドライブ回路の間に
検出タイミング調整回路を設け、発振周波数を調整でき
るようにしたので、素子のバラツキや配線の引き回しの
影響等で当初設計通りの出力特性が得られなかった場合
でも、組立後に特性が調整できるという効果がある。

【００５１】また、本願発明の電圧制御モジュールは、
少なくともスイッチ素子とドライブ回路と電圧検出回路
と検出タイミング調整回路とを備えたものをモジュール
化したので、直流リアクトルや還流ダイオード等を外付
けするだけで容易に発振周波数の調整できる自励式チョ
ッパレギュレータを構成でき、装置の小型化や製造コス
トの低減が図れるという効果がある。

【００５２】また、本願発明の電子機器は、本願発明の
自励式チョッパレギュレータを備えるので、レギュレー
タが素子のバラツキや配線の引回し実装の影響等で当初
設計通りの特性が得られなかった場合でも、電子機器の
組立後に容易に特性を調整でき、信頼性の高い電子機器
を得ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本願発明の一実施の形態にかかる自励式チョッ
パレギュレータのブロック構成図である。

【図２】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第一
実施例についての回路図である。

【図３】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第二
実施例についての回路図である。

【図４】第一実施例の自励式チョッパレギュレータにつ
いての可変抵抗器の抵抗値と発振周波数の関係を示すグ
ラフである。

【図５】第二実施例の自励式チョッパレギュレータにつ
いての可変容量コンデンサの容量値と発振周波数の関係
を示すグラフである。

【図６】第一実施例の自励式チョッパレギュレータにつ
いての可変抵抗器の抵抗値と変換効率の関係を示すグラ
フである。

【図７】第一実施例の自励式チョッパレギュレータにつ
いての可変抵抗器の抵抗値とリップル電圧の関係を示す
グラフである。

【図８】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第三
実施例についての回路図である。

【図９】本願発明の自励式チョッパレギュレータの第四
実施例についての回路図である。

【図１０】従来の自励式チョッパレギュレータにおける
過電流保護回路の構成例である。

【図１１】従来の自励式チョッパレギュレータにおける
過電流保護回路の他の構成例である。

【図１２】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チ
ョッパレギュレータの第一実施例についての回路図であ
る。

【図１３】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チ
ョッパレギュレータの第二実施例についての回路図であ
る。

【図１４】本願発明の過電流保護機能を備えた自励式チ
ョッパレギュレータについての出力電流の垂下特性の例
を示す。

【図１５】従来の自励式チョッパレギュレータのブロッ
ク構成図である。

【符号の説明】

１０ 自励式チョッパレギュレータ １２ スイッチ素子 １４ ドライブ回路 ２０ 電圧検出回路 ２２ 検出タイミング調整回路 ３０ 電圧制御モジュール ＶＲ１ 検出タイミング調整用可変抵抗器 ＶＣ１ 検出タイミング調整用可変容量コンデンサ Ｖｉｎ 入力電圧端子 Ｖｏｕｔ 出力電圧端子 ＳＷＯＵＴ スイッチ素子出力端子 Ｔｒｉｍ 周波数調整端子 Ｉｓｅｎｓｅ 過電流検出入力端子 Ｒｓ 過電流検出抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA08 AA11 AA12 AA20 AS01 AS05 BB13 BB52 DD02 DD12 DD27 FD01 FD21 FD31 FD41 FG07 XX03 XX04 XX12 XX15 XX23 XX32 XX35 XX47

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電圧をスイッチングするスイッチ素
   子と、スイッチ素子を駆動するドライブ回路と、出力電
   圧を検出する電圧検出回路とを備え、前記電圧検出回路
   の出力に基づいて前記ドライブ回路を制御する自励式チ
   ョッパレギュレータにおいて、 前記電圧検出回路と前記ドライブ回路の間に検出タイミ
   ング調整回路を設け、発振周波数を調整できるようにし
   たことを特徴とする、自励式チョッパレギュレータ。
2. 【請求項２】 前記検出タイミング調整回路が、トラン
   ジスタの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えた、
   請求項１に記載の自励式チョッパレギュレータ。
3. 【請求項３】 前記検出タイミング調整回路が、コンデ
   ンサの蓄積電荷の放電時間を調整する回路を備えた、請
   求項１に記載の自励式チョッパレギュレータ。
4. 【請求項４】 前記検出タイミング調整回路が、前記電
   圧検出回路の出力に基づいてスイッチングする入力トラ
   ンジスタと、前記入力トランジスタのスイッチング動作
   に呼応して調整可能なタイミングで前記ドライブ回路を
   駆動する出力トランジスタとを備え、 前記入力トランジスタは、エミッタが前記スイッチ素子
   の出力側に接続されるとともに、ベースがバイアス抵抗
   を介して前記スイッチ素子の出力側に接続されている、
   請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の自励式チョ
   ッパレギュレータ。
5. 【請求項５】 前記スイッチ素子の出力側に過電流検出
   抵抗を設け、 前記入力トランジスタのエミッタを、前記過電流検出抵
   抗の前段に接続し、 前記入力トランジスタのベースを、前記バイアス抵抗を
   介して前記過電流検出抵抗の後段に接続したことを特徴
   とする、請求項４に記載の自励式チョッパレギュレー
   タ。
6. 【請求項６】 請求項１ないし請求項５のいずれかに記
   載の自励式チョッパレギュレータに用いる電圧制御モジ
   ュールであって、 少なくとも前記スイッチ素子と、前記ドライブ回路と、
   前記電圧検出回路と、前記検出タイミング調整回路とを
   備え、 入力電圧端子と、出力電圧端子と、前記スイッチ素子の
   出力が接続されたスイッチ出力端子とを有することを特
   徴とする、電圧制御モジュール。
7. 【請求項７】 請求項５に記載の自励式チョッパレギュ
   レータに用いる電圧制御モジュールであって、 少なくとも前記スイッチ素子と、前記ドライブ回路と、
   前記電圧検出回路と、前記検出タイミング調整回路とを
   備え、 入力電圧端子と、出力電圧端子と、前記スイッチ素子の
   出力が接続されたスイッチ出力端子と、前記検出タイミ
   ング調整回路の入力トランジスタのエミッタが接続され
   た過電流検出入力端子とを有し、 前記過電流検出抵抗を外付けするようにしたことを特徴
   とする、電圧制御モジュール。
8. 【請求項８】 前記検出タイミング調整回路の調整素子
   を外付けとしたことを特徴とする、請求項６または請求
   項７に記載の電圧制御モジュール。
9. 【請求項９】 請求項６ないし請求項８のいずれかに記
   載の電圧制御モジュールを用いた、自励式チョッパレギ
   ュレータ。
10. 【請求項１０】 請求項１、請求項２、請求項３、請求
    項４、請求項５または請求項９のいずれかに記載の自励
    式チョッパレギュレータを用いた、電子機器。