JP2002538644A - 時間領域エイリアシングを効率的に除去する装置及び方法 - Google Patents
時間領域エイリアシングを効率的に除去する装置及び方法Info
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Abstract
Description
ド処理における時間領域エイリアシングを効率的に除去する装置及び方法に関す
る。
タルテレビジョン(DTV)等において、デジタルオーディオ信号は広く使用さ
れている。これら全てのシステムにおいて、記録媒体の容量又は帯域に制約があ
り、この2つの制約が各システムにおける共通の問題となっている。より多くの
オーディオデータを容量が制限されている記録媒体に記録し、あるいは帯域幅が
制限されているチャンネルを介して伝送するためには、デジタルオーディオ圧縮
技術が必要となる。広く使用されている圧縮技術の1つに、知覚に基づくエンコ
ード処理(perceptual encoding)がある。このエンコード処理における人間の
聴覚に基づくモデルにより、人間が知覚できない音に対応する情報を削除するこ
とができる。
mittee:ATSC)は、以前よりHDTVとして知られていたデジタルテレビジ
ョン(DTV)方式において使用する知覚に基づくエンコード処理として、ドル
ビー研究所(Dolby(商標) Labs)の技術を採用した。この技術については、オ
ーディオ圧縮バージョン3(Audio Compression version 3:AC−3)仕様書
ATSC A/52(以下、AC−3仕様書という。)に記述されており、この
記述は参照により本願に組み込まれるものとする。この後、AC−3仕様書は、
第1地域(Region 1; 北アメリカ市場)のDVD及びDSS放送にも採用されて
いる。
計することができる。これにより、AC−3方式でエンコードされたデジタルオ
ーディオ録音データを異なる製造業者の再生装置間で再生することができる。こ
れに対して、AC−3エンコード処理における詳細については、AC−3仕様書
において細かく定められてはいない。エンコーダ側は、AC−3規格のシンタッ
クスに適合するビットストリーム、すなわち、デコード処理により、アプリケー
ションが意図する十分な品質のオーディオ信号が生成されるビットストリームを
生成すればよい。このため、エンコーダの設計における詳細事項は、標準的に設
計されたデコーダにより再生されるエンコードされたデジタルオーディオデータ
の品質に影響を与えない限り、各設計者の裁量により決定できるものが多い。オ
ーディオデータは、通常、時間領域より周波数領域において圧縮した方が効率的
である場合が多い。時間領域から周波数領域への変換の一手法として、修正離散
コサイン変換(modified discrete cosine transform:以下、MDCTという。
)がある。MDCTは、離散変数の関数に作用する離散フーリエ変換の一種であ
る。MDCTは、通常、時間領域データサンプルと呼ばれる離散変数の入力デー
タシーケンスを周波数領域係数と呼ばれる離散変数の出力データシーケンスに変
換する。時間領域データサンプルは、入力されてくるオーディオデータを離散的
な各時刻で測定して得られた値を示している。周波数領域係数は、離散的周波数
値における対応する信号強度を表している。
現されるように、AC−3仕様書では、時間領域エイリアシング除去(time-dom
ain aliasing cancellation:以下、TDACという。)の手法を採用している
。TDAC法により、エンコードされたオーディオデータをデコードして再生す
る際、オリジナルのオーディオデータを略完全に再構築することができる。TD
AC法は、2つの処理を含んでいる。すなわち、窓係数による乗算を用いた、適
切に選択された窓処理(window operation)及び、それに続くMDCTである。
れる、MDCT処理の位置時刻において変換されるデジタルサンプルの数の設定
が重要である。遷移(transient)(時間領域サンプルのシーケンスにおける値
の細かい変動)が観察されない場合、ブロックサイズ切換フラグblkswは、0に
設定され、TDAC用に設計されたAC−3デコーダは、512サンプルの長ブ
ロックMDCT演算(long-block MDCT calculation)に切り換えられる。一方
、遷移が観察された場合、ブロックサイズ切換フラグblkswは、1に設定され、
AC−3エンコーダは、256サンプルの短ブロックMDCT演算(short-bloc
k MDCT calculation)に切り換えられる。ブロック長が長い場合、周波数分解能
は高まるが、時間分解能は低くなる。長ブロック変換は、通常、信号が比較的安
定している場合に適用される。短ブロック変換は、信号が比較的不安定である場
合、プレエコー効果(pre-echoing effect)を抑制するために適用される。すな
わち、単一のMDCTブロック長を用いるのではなく、512サンプルからなる
MDCTブロック長及び256サンプルからなるMDCTブロック長を切り換え
て用いることにより、オーディオデータの状況に応じて、最大限に忠実な再生が
可能となる。
れている。しかしながら、基本式をMDCT演算に直接用いると、大量の処理電
力が必要となってしまうため、実用的でコスト効率の良好な処理を行うエンコー
ダの実現が困難である。すなわち、効率的なAC−3エンコーダを設計するため
には、異なるブロック長を用いるMDCTにおける演算を最適化する必要がある
。
アシング除去を行うための装置及び方法を提供する。本発明の具体例においては
、本発明は、改良された修正離散コサイン変換(modified discrete cosine tra
nsform:MDCT)法により、ドルビー(Dolby:商標)AC−3フォーマット
のデジタルオーディオ信号に対する知覚に基づくエンコード圧縮処理を行う。ま
た、この変形として、改良されたMDCT法を他の知覚に基づくエンコード処理
に適用してもよい。
)及び複素後乗算処理(complex-valued postmultiplication)により、データ
サンプルを準備及び処理し、これにより長ブロック変換処理及び短ブロック変換
処理の両方を効率的に実行することができる。前乗算処理及び後乗算処理は、離
散フーリエ変換(discrete Fourier transformation: DFT)とともに作用するよ
うに周到に構築され、MDCTを直接計算した場合と同様の数値的な結果を得る
ことができる。さらに、複素前乗算処理、DFT、複素後乗算処理の組み合わせ
は、MDCTを直接計算した場合に比べて必要な演算量が著しく少ない。このた
め、本発明によれば、演算のための消費電力が少なく、したがって実際の製造コ
ストが安いカスタマ向けのデジタル信号プロセッサ(DSP)が実現される。
野の専門家は、本発明を製造及び実施することができる。また、以下の説明は、
特許出願のコンテキストに沿い、必要な技術を開示するものである。以下の説明
において、本発明は、エンコーダ/デコーダ(CODEC)集積回路により実現
されるオーディオ圧縮バージョン3(Audio Compression version 3:以下、A
C−3という。)フォーマットによる知覚に基づくデジタルオーディオエンコー
ド処理に適用される。しかしながら、本発明は、時間領域から周波数領域へのデ
ータ変換において実行される時間領域エイリアシング除去(time-domain aliasi
ng cancellation:以下、TDACという。)処理を用いるエンコード処理であ
れば、いかなる形式のものにも適用できる。当該技術分野の専門家は、以下に開
示する実施の形態の様々な変形例を想到することができ、本発明の包括的な原理
は、このような変形例にも適用される。すなわち、本発明は、以下の実施の形態
に限定されるものではなく、以下の説明に対応する原理及び特徴の最も広い範囲
に相当するものと解釈される。
ーディオデータの圧縮処理を採用した修正離散コサイン変換(modified discret
e cosine transform:以下、MDCTという。)を実現する効率的な装置及び方
法を提供する。知覚に基づくエンコード処理は、経験的に判定された人間の聴覚
の特性を利用して、人間の耳によっては知覚できない音に対応する情報を削除す
ることによりオーディオデータを圧縮する。通常の処理においては、時間領域デ
ータサンプルのデジタルオーディオ入力データシーケンスは、離散フーリエ変換
の手法を用いて、周波数領域係数の出力データデータシーケンスに変換される。
一具体例においては、AC−3エンコーダは、MDCTによりこの変換を実現す
る。
。しかしながら、この演算を直接実行するためには、相当大きな電力が必要とな
る。本発明の一具体例においては、MDCT変換回路(MDCT transformer)を用
いる。このMDCT変換回路により、AC−3仕様書に開示される式を直接用い
た演算処理により得られる結果と同様の結果を得ることができる。MDCT変換
回路における演算は、3つのステップからなる。すなわち、複素前乗算ステップ
(complex-valued premultiply step)、複素高速フーリエ変換(fast Fourier
transform:以下、FFTという。)ステップ、及び複素後乗算ステップ(compl
ex-valued postmultiply step)である。複素前乗算ステップにより、入力デジ
タルオーディオサンプルは、非常に効率的な複素FFT処理を行うために必要な
形式に変換される。FFTによる変換処理に続いて、複素後処理ステップにより
、FFT処理されたデータの実数部と虚数部が分離される。この実数部と虚数部
は、AC−3仕様書に開示される式を直接演算した場合に得られる結果と等しい
結果を示す。
図である。この具体例において、読出/書込DVDプレイヤ100は、DVD1
02と、ヘッドアーム部材(head-arm assembly)104と、駆動制御回路(dri
ve control electronics)106と、マルチプレクサ/デマルチプレクサ108
と、モーションピクチャエキスパートグループ(Motion Picture Experts Group
:以下、MPEGという。)ビデオコーデック110と、AC−3オーディオコ
ーデック120と、制御プロセッサ130と、操作者制御及びディスプレイ13
2とを備える。この具体例において、DVD102は、オーディオ情報及びビデ
オ情報のデジタルデータが記録された光ディスクである。読出/書込DVDプレ
イヤ100において、DVD102は回転駆動され、駆動制御回路106は、ヘ
ッドアーム部材を制御して、DVD102に記録されているデータを読み取る。
駆動制御回路106は、ヘッドアーム部材を介して読み取った情報から、オーデ
ィオ情報とビデオ情報が結合されたデジタルビットストリームを抽出し、この結
合されたマルチプレクサ/デマルチプレクサ108に供給する。
てくる結合されたデジタルビットストリームからオーディオビットストリーム及
びビデオビットストリームを分離する。ビデオビットストリームは、例えば、M
PEG−2フォーマットに準拠するものであり、MPEGビデオコーデック11
0に供給されて処理される。DVDに記録されたビデオデータがデコードされる
と、デコードされたデータはアナログフォーマットに変換され、ディスプレイ又
は外部ビデオモニタ装置に出力される。また、外部データ源から供給されるビデ
オ入力データもMPEGビデオコーデック110によりエンコードされ、マルチ
プレクサ/デマルチプレクサ108を介してDVD102に記録される。
クサ108に供給される結合されたデジタルビットストリームにエンコードされ
ているオーディオデータは、AC−3オーディオデータである。信号線114を
介してDVD102に書き込まれ、及びDVD102から読み出されるAC−3
オーディオデータは、6つの定義されたオーディオチャンネルを有する。すなわ
ち、5つのフルバンドチャンネル(fbwチャンネル)及び1つの低周波効果チ
ャンネル(lfeチャンネル)である。
、マルチプレクサ/デマルチプレクサ108からAC−3オーディオデータが供
給され、AC−3コーデック120は、このAC−3オーディオデータをデコー
ドして、線形パルスコード変調(linear pulse-code-modulation:以下、LPC
Mという。)オーディオデータを生成する。LPCMオーディオデータは、さら
にアナログ信号に変換され、増幅器及びラウドスピーカを備えるオーディオ装置
により再生される。
入力LPCMデータが供給され、AC−3コーデック120は、この入力LPC
MデータをAC−3フォーマットにエンコードする。このエンコード処理につい
て、Fig.2を用いて詳細に説明する。
示す図である。この具体例においては、AC−3コーデック120は、AC−3
デコーダ200と、AC−3エンコーダ218とを備える。
載されており、AC−3仕様書は、参照により本発明に組み込まれるものとする
。このFig.2に示す具体例では、入力されてくるマルチチャンネルAC−3
ビットストリームは、まずデマルチプレクサ202に供給され、デマルチプレク
サ202は、ビットストリームデータの1フレームに相当するデータを一時的に
バッファリングする。各フレームは、デジタルオーディオデータの最大6つの離
散チャンネル毎の256個の周波数領域係数に関する圧縮された情報を含んでい
る。デマルチプレクサ202は、圧縮制御データ(compression control data)
から、圧縮されている周波数領域係数(オーディオデータ)を分離する。ビット
アロケータ212は、圧縮制御データを用いて、圧縮された周波数領域係数をど
のように解凍(decompress)すべきかを判定する。この解凍処理は、逆量子化回
路204により実行される。逆量子化回路204は、解凍した周波数領域係数を
逆MDCT変換回路206に供給する。逆MDCT変換回路206及び窓/オー
バーラップ加算回路208における処理により、周波数領域係数は、時間領域サ
ンプルに変換される。時間領域サンプルは、出力バッファ210を介して、出力
に適した形式で出力される。
がない。AC−3仕様書には、汎用的な説明とアルゴリズム、及び標準的なAC
−3デコーダ200により出力AC−3が確実にデコードされるために必要であ
る場合に限り、詳細事項が記載されている。本発明の具体例では、AC−3エン
コーダ218の主回路ブロックは、入力バッファ220、3Hz高域通過フィル
タ222、ブロックサイズ制御回路224、窓処理回路(windower)228、M
DCT変換回路230、サブバンドブロック浮動小数点(floating point:以下
、FPという。)変換回路236、量子化回路238、ビットアロケータ240
、マルチプレクサ242を備える。
バッファリングし、3Hz高域通過フィルタは、カットオフ周波数3Hz以下の
成分をフィルタリングする。ブロックサイズ制御回路224は、遷移成分(tran
sient content)(時間領域サンプルのシーケンスにおける値の細かい変動)を
検出し、窓処理回路228及びMDCT変換回路230により実行される時間領
域エイリアシング除去処理をサポートする。すなわち、ブロックサイズ制御回路
224は、十分な遷移成分を検出すると、ブロック切換フラグblkswを1に設定
し、これにより、MDCT変換回路230に、1つの長ブロックではなく、短ブ
ロックの組に対して処理をするよう指示する。
2及び窓処理回路228を介してMDCT変換回路230に供給される。窓処理
回路230は、デジタルサンプルの入力ブロックにフィールダ窓(Fielder's wi
ndow)(AC−3仕様書参照)を乗算し、変換境界効果(transform boundary e
ffect)を低減させ、これにより周波数選択性を向上させる。窓処理回路228
による窓処理の後、デジタルサンプルは、MDCT変換回路230において時間
領域から周波数領域に変換される。
れている。
[n]は、周波数領域係数XD[k]に変換される。式1A及び式1Bにおいて
、長ブロック変換の場合も短ブロック変換の場合も、N=256である。なお、
周波数領域係数の個数は、時間領域サンプルの個数の半分となる。
直接算出することは可能であるが、このような処理は極めて効率が悪い。式1A
及び式1Bを直接計算した場合、演算処理はO[N2]、すなわちN2桁の複雑
性を有することとなる。本発明の具他例においては、中間シーケンスZ[p]及
びz[q]を算出する。これにより、シーケンスXD[k]を算出するための演
算処理の複雑性は、O[Nlog2N]に低減される。複素前乗算ステップは、
x[n]をZ[p]に変換する。高速フーリエ変換(FFT)として実現される
DFTは、Z[p]をz[q]に変換する。そして、複素後乗算ステップは、z
[q]をXD[k]に変換する。この3つのステップの詳細については、Fig
.4を用いて後に詳細に説明する。
た後、サブバンドブロックFP変換回路236は、周波数領域係数を浮動小数点
データ(floating-point representation)に変換する。この浮動小数点データ
は、指数データ及び仮数データを含んでいる。サブバンドブロックFP変換回路
236は、指数データをビットアロケータ240に供給し、仮数データ238を
量子化回路238に供給する。量子化回路238は、ビットアロケータ240か
らの出力信号に基づいて、仮数データを量子化する。ビットアロケータ240及
び量子化回路238は、マスキング関数を超える音にのみビットを割り当て、有
限数のビットにデータを量子化することにより、実際のデータ圧縮処理を行う。
この処理により、人間の耳には感知されない音がデータビットに割り当てられる
ようなことはなくなる。量子化誤差が人間の耳に感知されない範囲における限界
レベルで量子化を行うことにより、さらに圧縮効率を高めることができる。圧縮
された周波数領域係数は、マルチプレクサ242に供給され、マルチプレクサ2
42は、この周波数領域係数をAC−3フレームにパッキングする。生成された
AC−3フレームは、マルチプレクサ242からエンコーダ218の外部に出力
される。
除去処理のタイミングチャートである。この具体例においては、LPCMフォー
マットの6つの独立したチャンネルのデジタルオーディオデータが供給される。
Fig.3では、説明を簡潔に行うため、チャンネル1に対応するデジタルデー
タシーケンスのみを示している。Fig.3に示す番号付けされた各ブロックは
、それぞれ512個のデジタルオーディオサンプルを含んでいる。6つの独立し
たチャンネルを有するこの具体例において、チャンネル1のブロックは、他のチ
ャンネル(図示せず)のブロックとインターリーブされている。
分(transient contents)が十分高いか否かを判定するにあたり、複数の判定基
準を用いる。これら判定基準の1つにおいて、ブロックサイズ制御回路224は
、ブロック後半(second half)の遷移成分を検査する。様々な判定基準の結果
、遷移成分が十分高いと判定された場合、ブロック切換フラグblkswは、1に設
定される。Fig.3に示す具体例において、ブロック1(310)の遷移成分
は十分高くないと判定され、したがってブロック切換フラグblksw[1]は、0(3
14)に設定される。これにより、MDCT変換回路230は、現在のブロック
1(310)に対して長ブロック変換処理304を実行する。ブロック2(32
4)に対しても同様の処理が行われる。
は、遷移成分が十分高いと判定し、したがってブロック切換フラグblksw[1]は、
1(330)に設定される。ブロック切換フラグblksw[1]が1に設定されると、
MDCT変換回路230はこれを認識し、現在のブロック3(340)に対して
、2個1組の短ブロック変換処理332,324を実行する。
リングされたブロックにおける遷移成分を検査し、この検査の結果に応じて、ブ
ロック切換フラグblksw[1]を適切に設定する。このようにして、変換ブロックの
長さは、略リアルタイムに連続的に調整される。これにより、ブロック長が不適
切である場合に引き起こるプレエコー効果の発生が抑制される。
tational modified cosine transform)を行うFig.2に示すMDCT変換回
路230の内部構成の具体例を示す図である。Fig.4Aに示すMDCT変換
回路230は、デジタル信号処理(digital signal processor:以下、DSPと
いう。)コア400と、読出/書込ランダムアクセスメモリ(以下、RAMとい
う。)410と、プログラム可能読出専用メモリ(PROM)420とを備える
。この具体例において、DSPコア400は、3つのソフトウェアモジュールを
実行し、これによりTDACのためのMDCT変換を効率的に実現するための3
つの処理ステップを制御する。これら3つのソフトウェアモジュールとは、前乗
算モジュール(premultiplier)430、DFTモジュール440、後乗算モジ
ュール(postmultiplier)450である。Fig.4Aに示す具体例において、
前乗算モジュール430は、デジタルオーディオサンプルに対する乗算及び処理
を行う。これにより、デジタルオーディオサンプルは、DFT440により処理
できるデータとなる。前乗算モジュール430から供給され、DFT440によ
り変換処理されたデータは、後乗算モジュール450によりさらに処理され、こ
れにより、上述した式1A及び式1Bを直接演算して得られるデータと同等のデ
ータが得られ、すなわち標準的なAC−3デコーダに互換性を有するデータが得
られる。
における基本的な処理の概要を以下、擬似コードとして示す。ここに示す擬似コ
ードは、説明のため、汎用のプログラミング言語を用いて書かれたソースコード
として示すが、これは例示的なものであり、特定のコンパイラによりコンパイル
することを限定するものではない。ここでは、例示的に、擬似コードをCプログ
ラミング言語のフォーマット及び定義に基づいて記述する。下記のコード例1は
、長ブロック変換のための前乗算モジュール430の擬似コードの具体例である
。
し、N=256であり、x[n]は窓処理された入力サンプルを表す。なお、出
力シーケンスZ[p]は、N/2=128個の複素値要素(complex-valued ele
ments)を有する。
コードの具体例である。この具体例において、前乗算モジュール430は、第1
の短ブロックと第2の短ブロックの両方を同時に処理し、第1の短ブロックに対
応する出力シーケンスZ1[p]と、第2の短ブロックに対応する出力シーケン
スZ2[p]を生成する。
jは虚数単位を表し、N=256であり、x[n]は窓処理された入力サンプル
を表す。なお、サブシーケンスZ1[m]及びZ2[m]は、それぞれ64(4
3)個の要素を含み、したがって、各サブシーケンスは4を基数とするFFT(
radix-4 FFT)による変換処理に適合している。
DFT440は、このZ[p]に対する変換処理を行う。長ブロック変換処理の
場合、DFT440は、Z[p]の128個の要素を中間シーケンスz[q]の
128個の要素に変換する。短ブロック変換処理の場合、DFT440は、Z1
[p]の64個の要素をz1[q]の64個の要素に変換し、Z2[p]の64
個の要素をz2[q]の64個の要素に変換する。
コードの具体例である。
シーケンスz[q]における変数を表し、N=256であり、jは虚数単位を表
す。z[q]の実数部と虚数部をz[q]=zr[q]+jzi[q]のように
表すと有効である。
コードの具体例である。この具体例において、DFTモジュール440は、第1
の短ブロックと第2の短ブロックの両方を同時に処理し、第1の短ブロックに対
応する出力シーケンスz1[q]と、第2の短ブロックに対応する出力シーケン
スz2[q]を生成する。
シーケンスz[q]における変数を表し、N=256であり、jは虚数単位を表
す。
をz[q]に変換した後、後乗算モジュール450がz[q]に対する処理を行
う。長ブロック変換の場合、後乗算モジュール450は、z[q]の128個の
要素を複素シーケンスy[k]の128個の要素に変換する。y[k]の要素の
実数部と虚数部は、分離及びシャッフルされ、これにより実数として表される最
終的な出力シーケンスXD[k]の256個の要素が生成される。短ブロック変
換処理の場合、後乗算モジュール450は、z1[q]の64個の要素を複素シ
ーケンスy1[k]の64個の要素に変換し、z2[q]の64個の要素を複素
シーケンスy2[k]の64個の要素に変換する。y1[k]の要素の実数部と
虚数部は、分離及びシャッフルされ、これにより実数の最終的な出力シーケンス
X1D[k]の128個の要素が生成される。また、y2[k]の要素の実数部
と虚数部は、分離及びシャッフルされ、これにより実数として表される最終的な
出力シーケンスX2D[k]の128個の要素が生成される。
コードの具体例である。
、jは虚数単位を表す。
[k]の実数部及び虚数部を分離及びシャッフルして得られるものであり、ここ
で、y[k]=yr[k]+jyi[k]である。kが偶数である場合、XD[
k]=yr[k/2]であり、kが奇数である場合、XD[k]=yi[N/2
−1−(k−1)/2]である。
コードの具体例である。この具体例において、後乗算モジュール450は、第1
の短ブロックと第2の短ブロックの両方を同時に処理し、第1の短ブロックに対
応する出力シーケンスX1D[k]と、第2の短ブロックに対応する出力シーケ
ンスX2D[k]を生成する。
N=256であり、jは虚数単位を表す。
y1[k]の実数部及び虚数部を分離及びシャッフルして得られるものであり、
ここで、y1[k]=y1r[k]+jy1i[k]である。kが偶数である場
合、X1D[k]=y1r[k/2]であり、kが奇数である場合、X1D[k
]=y1i[N/4−1−(k−1)/2]である。同様に、実数として表され
る最終的な出力シーケンスX2D[k]は、複素シーケンスy2[k]の実数部
及び虚数部を分離及びシャッフルして得られるものであり、ここで、y2[k]
=y2r[k]+jy2i[k]である。kが偶数である場合、X2D[k]=
y2r[k/2]であり、kが奇数である場合、X2D[k]=y2i[N/4
−1−(k−1)/2]である。
ーケンスXD[k]は、上述した式1A及び式1B(AC−3仕様書に基づく)
を用いた直接計算により得られるXD[k]に一致する。
の変形例を示す図である。Fig.4Bに示す本発明の変形例では、コード例3
及びコード例4に示す離散フーリエ変換(DFT)が高速フーリエ変換(FFT
)に置換されている。(高速フーリエ変換という用語は、ジェイ・ダブリュー・
クーレイ(J.W.Cooley)及びジェイ・ダブリュー・トゥキー(J.W.Tukey)により
提唱された離散フーリエ変換のための一連の効率的なアルゴリズムを集合的に指
すものとする。)DFTをFFTに置換することにより、MDCT処理における
計算の複雑性は、O(N2)からO(Nlog2N)に低減される。
計算に分割する。この計算の分割は、全てのFFTアルゴリズムの基本的な原理
である。64点(26又は43に相当する)のDFT計算は、6段からなる2点
のDFT計算又は3段からなる4点のDFT計算に分割される。6段からなる2
点のDFT計算は、基数2FFTアルゴリズム(radix-2 FFT algorithm)と呼
ばれる。3段からなる4点のDFT計算は、基数4FFTアルゴリズム(radix-
4 FFT algorithm)と呼ばれる。本発明においては、基数4FFTアルゴリズム
は基数2アルゴリズムに比べて計算の複雑性が低いため、基数4アルゴリズムを
用いることが好ましい。一般的に、基数が大きいほど、FFTにおける対称性の
効果が発揮される。この対称性と、計算処理段の少なさのため、基数4FFTア
ルゴリズムは基数2FFTアルゴリズムより効率的である。
に置き換えられている。上述のとおり、TDAC変換されるブロックの長さは、
長ブロック変換の場合512(29)、短ブロック変換の場合(28=44)で
ある。Fig.4Bに示す具体例においては、前乗算モジュール430は、入力
デジタルオーディオサンプルx[n]を処理して、新たなシーケンスZ[p]に
変換する。長ブロック変換の場合、シーケンスZ[p]は、128個のサンプル
を含んでいる。128=2×43であるため、シーケンスZ[p]は、2個1組
の基数4変換に縦続(cascade)接続された基数2変換により変換できる。短ブ
ロック変換のためのサブシーケンスZ1[p],Z2[p]は、それぞれ64個
のサンプルを含んでいる。64=43であるため、短ブロック変換のサブシーケ
ンスZ1[p],Z2[p]に対しては、より効率的な基数4FFTを行うこと
ができる。
コードの具体例である。ここで、コード例7における関数FFT_radix4_128は、関
数FFT_radix4_64を2回呼び出すことにより2個1組の基数4FFTに縦続接続さ
れた基数2FFTを用いる。関数FFT_radix4_64の具体例は、コード例8として
後に示す。
表し、i=0,1,・・・N/2−1である。
コードの具体例である。コード例8において、関数FFT_radix4_64は、入力デー
タを含むアレイへの指示を行う関数である。
チャートである。このFig.5に示す手順において、窓処理回路(windower)
228窓処理したデジタルオーディオサンプルのブロックをオーディオチャンネ
ルchからMDCT変換回路230に供給する。ブロックサイズ制御回路224は
、オーディオチャンネルch用のブロック切換フラグblksw[ch]の値を判定する。
チャンネルchのデジタルオーディオサンプルの初期ブロックが窓処理回路228
からMDCT変換回路230に供給できる状態になると、処理はステップ500
において開始される。
512個のデジタルオーディオサンプルのブロックを受け取る。MDCT変換回
路230は、判定ステップであるステップ514において、blksw[ch]フラグの
値を直ちに確認する。blksw[ch]の値が0の場合、MDCT変換回路230は、
長ブロック変換処理を行う。長ブロック変換処理は、ステップ518において開
始され、このステップ518では、長ブロックに対する前乗算処理により入力シ
ーケンスx[n]が中間シーケンスZ[p]に変換される。MDCT変換回路2
30は、ステップ520において、DFT処理を実行し、中間シーケンスZ[p
]を中間シーケンスz[q]に変換する。そして、MDCT変換回路230は、
ステップ524において、長ブロック後乗算処理を実行し、中間シーケンスz[
q]を出力シーケンスXD[k]に変換する。
れた出力シーケンスXD[k]をサブバンドブロックFP変換回路236に供給
する。MDCT変換回路230は、ステップ544において、窓処理回路228
内にさらなるデジタルオーディオサンプルのさらなるブロックが存在するか否か
を判定する。この判定の結果がNOである場合、MDCT変換回路230は、ス
テップ550に進み、処理を終了する。一方、この判定の結果がYESである場
合、MDCT変換回路230は、ステップ510に戻り、さらなるデジタルオー
ディオサンプルのブロックを入力し、Fig.5に示す処理を繰り返す。
]フラグの値が0であると判定した場合の手順である。一方、blksw[ch]の値が1
である場合、MDCT変換回路230は、2個1組の短ブロック変換処理を行う
。MDCT変換回路230は、ステップ530において、短ブロック前乗算処理
を実行し、これにより、入力シーケンスx[n]は1組の中間シーケンスZ1[
p],Z2[p]に変換される。MDCT変換回路230は、ステップ534に
おいて、分岐DFT(bifurcated DFT)を行い、これにより、中間シーケンスZ
1[p],Z2[p]を中間シーケンスz1[q],z2[q]に変換する。そ
して、MDCT変換回路230は、ステップ538において、短ブロック後乗算
処理を実行し、中間シーケンスz1[q],z2[q]を出力シーケンスX1D
[k],X2D[k]に変換する。
れた出力シーケンスX1D[k],X2D[k]をサブバンドブロックFP変換
回路236に供給する。MDCT変換回路230は、ステップ544において、
窓処理回路228内にさらなるデジタルオーディオサンプルのさらなるブロック
が存在するか否かを判定する。この判定の結果がNOである場合、MDCT変換
回路230は、ステップ550に進み、処理を終了する。一方、この判定の結果
がYESである場合、MDCT変換回路230は、ステップ510に戻り、さら
なるデジタルオーディオサンプルのブロックを入力し、Fig.5に示す処理を
繰り返す。
の専門家はこの他の実施の形態を容易に想到することができる。例えば、本発明
は、上述した実施の形態とは異なる異なる環境において、異なる技術を用いても
実現できる。さらに、本発明は、ここで具体的に示したシステムとは異なるシス
テムにおいても効果的に実現できる。したがって、上述の実施の形態に対するこ
れらの及びその他の変形例は、本発明の範囲内にあり、本発明の範囲は、添付の
請求の範囲によってのみ限定されるものである。
ある。
ーデック)の構成例を示す図である。
除去処理のタイミングチャートである。
ン変換回路の構成例を示す図である。
ン変換回路の変形構成例を示す図である。
チャートである。
Claims (40)
- 【請求項1】 入力データシーケンスに対する前乗算処理を行い、第1の中間
シーケンスを生成する前乗算手段(430)と、 上記第1の中間シーケンスに対する離散フーリエ変換処理を行い、第2の中間
シーケンスを生成する離散フーリエ変換手段(440)と、 上記第2の中間シーケンスに対する後乗算処理を行い、出力データシーケンス
を生成する後乗算手段(450)とを備える変換回路(230)。 - 【請求項2】 上記前乗算手段(430)、上記離散フーリエ変換手段(44
0)、及び上記後乗算手段(450)における処理は、デジタル信号処理装置に
より実行されることを特徴とする請求項1記載の変換回路(230)。 - 【請求項3】 上記前乗算手段(430)、上記離散フーリエ変換手段(44
0)、及び上記後乗算手段(450)は、デジタルオーディオ信号用のエンコー
ド/デコード装置内に配設されていることを特徴とする請求項1記載の変換回路
(230)。 - 【請求項4】 上記エンコード/デコード装置は、AC−3規格に準拠するこ
とを特徴とする請求項3記載の変換回路(230)。 - 【請求項5】 上記出力データシーケンスは、上記入力データシーケンスを修
正離散コサイン変換したものであることを特徴とする請求項1記載の変換回路(
230)。 - 【請求項6】 上記入力データシーケンスは、入力データサンプルの長ブロッ
クを含むことを特徴とする請求項5記載の変換回路(230)。 - 【請求項7】 上記長ブロックは、512個の入力データサンプルを含むこと
を特徴とする請求項6記載の変換回路(230)。 - 【請求項8】 上記第1の中間シーケンスは、128個の前乗算処理されたデ
ータサンプルを含むことを特徴とする請求項7記載の変換回路(230)。 - 【請求項9】 上記前乗算手段(430)は、上記入力データシーケンスから
上記第1の中間シーケンスを算出するコード手段を備えることを特徴とする請求
項8記載の変換回路(230)。 - 【請求項10】 上記離散フーリエ変換は高速フーリエ変換であることを特徴
とする請求項9記載の変換回路(230)。 - 【請求項11】 上記高速フーリエ変換は、基数4高速フーリエ変換に縦続接
続された基数2高速フーリエ変換であることを特徴とする請求項10記載の変換
回路(230)。 - 【請求項12】 上記入力データシーケンスは、入力データサンプルの短ブロ
ックを含むことを特徴とする請求項5記載の変換回路(230)。 - 【請求項13】 上記短ブロックは、256個の入力データサンプルを含むこ
とを特徴とする請求項12記載の変換回路(230)。 - 【請求項14】 上記第1の中間シーケンスは、64個の前乗算処理されたデ
ータサンプルを含むことを特徴とする請求項7記載の変換回路(230)。 - 【請求項15】 上記前乗算手段(430)は、上記入力データシーケンスか
ら上記第1の中間シーケンスを算出するコード手段を備えることを特徴とする請
求項14記載の変換回路(230)。 - 【請求項16】 上記離散フーリエ変換は高速フーリエ変換であることを特徴
とする請求項15記載の変換回路(230)。 - 【請求項17】 上記高速フーリエ変換は、基数4高速フーリエ変換であるこ
とを特徴とする請求項16記載の変換回路(230)。 - 【請求項18】 前乗算回路(430)により、入力データシーケンスに対す
る前乗算処理を行い、第1の中間シーケンスを生成するステップと、 離散フーリエ変換回路(440)により、上記第1の中間シーケンスに対する
離散フーリエ変換処理を行い、第2の中間シーケンスを生成するステップと、 後乗算回路(450)により、上記第2の中間シーケンスに対する後乗算処理
を行い、出力データシーケンスを生成するステップとを有する変換方法。 - 【請求項19】 上記前乗算回路(430)、上記離散フーリエ変換回路(4
40)、及び上記後乗算回路(450)における処理は、デジタル信号処理装置
により実行されることを特徴とする請求項18記載の変換方法。 - 【請求項20】 上記前乗算回路(430)、上記離散フーリエ変換回路(4
40)、及び上記後乗算回路(450)は、デジタルオーディオ信号用のエンコ
ード/デコード装置内に配設されていることを特徴とする請求項18記載の変換
方法。 - 【請求項21】 上記エンコード/デコード装置は、AC−3規格に準拠する
ことを特徴とする請求項20記載の変換方法。 - 【請求項22】 上記出力データシーケンスは、上記入力データシーケンスを
修正離散コサイン変換したものであることを特徴とする請求項18記載の変換方
法。 - 【請求項23】 上記入力データシーケンスは、入力データサンプルの長ブロ
ックを含むことを特徴とする請求項22記載の変換方法。 - 【請求項24】 上記長ブロックは、512個の入力データサンプルを含むこ
とを特徴とする請求項23記載の変換方法。 - 【請求項25】 上記第1の中間シーケンスは、128個の前乗算処理された
データサンプルを含むことを特徴とする請求項24記載の変換方法。 - 【請求項26】 上記前乗算回路(430)は、上記入力データシーケンスか
ら上記第1の中間シーケンスを算出するコードを備えることを特徴とする請求項
25記載の変換方法。 - 【請求項27】 上記第1の中間シーケンスの算出は、nを上記入力データシ
ーケンスの変数とし、pを上記第1の中間シーケンスの変数とし、jを虚数単位
とし、Nを256として、以下の式に基づいて、上記入力データシーケンスの要
素x[n]から上記第1の中間シーケンスの要素Z[p]を算出することを特徴
とする請求項25記載の変換方法。 Z[p]=((x[2p]-x[2N-2p-1])-(x[N+2p]+x[N-1-2p])- j(x[2p]+x[2N-1-2p]+(x[N+2p]-x[N-1-2p]))* (cos(2π/(16N)*(8p+1))-jsin(2π/16N)*(8p+1))) - 【請求項28】 上記離散フーリエ変換は、qを上記第2の中間シーケンスの
変数とし、pの範囲を0からN/2とし、下記の式により上記要素Z[p]から
上記第2の中間シーケンスの要素z[q]を算出することを特徴とする請求項2
7記載の変換方法。 z[q]=Z[p]*(cos(2πpq/(N/2))-jsin(2πpq/(N/2))) - 【請求項29】 上記離散フーリエ変換は高速フーリエ変換であることを特徴
とする請求項27記載の変換方法。 - 【請求項30】 上記高速フーリエ変換は、基数4高速フーリエ変換に縦続接
続された基数2高速フーリエ変換であることを特徴とする請求項29記載の変換
方法。 - 【請求項31】 上記入力データシーケンスは、入力データサンプルの短ブロ
ックを含むことを特徴とする請求項22記載の変換方法。 - 【請求項32】 上記短ブロックは、256個の入力データサンプルを含むこ
とを特徴とする請求項31記載の変換方法。 - 【請求項33】 上記第1の中間シーケンスは、64個の前乗算処理されたデ
ータサンプルを含むことを特徴とする請求項32記載の変換方法。 - 【請求項34】 上記前乗算回路(430)は、上記入力データシーケンスか
ら上記第1の中間シーケンスを算出するコードを備えることを特徴とする請求項
33記載の変換方法。 - 【請求項35】 上記第1の中間シーケンスの算出は、nを上記入力データシ
ーケンスの変数とし、pを上記第1の中間シーケンスの変数とし、jを虚数単位
とし、Nを256として、以下の式に基づいて、上記入力データシーケンスの要
素x[n]から上記第1の中間シーケンスの要素Z1[p]を算出し、 Z1[p]=((x[2p]-x[N-1-2p])+j(x[N/2-1-2p]-x[N/2+2p]-x[N/2+2p])) *(cos(2π/(8N)*(8p+1))-jsin(2π/8N)*(8p+1))) 以下の式に基づいて上記第1の中間シーケンスの要素Z2[p]を算出すること
を特徴とする請求項25記載の変換方法。 Z2[p]=(0-(x[N/2+2p+N]+x[N/2-1-2p+N])-j(x[2p+N]+x[N-1-2p+N])) *(cos(2π/(8N)*(8p+1))-jsin(2π/8N)*(8p+1))) - 【請求項36】 上記離散フーリエ変換は、qを上記第2の中間シーケンスの
変数とし、pの範囲を0からN/4とし、以下の式により上記要素Z[p]から
上記第2の中間シーケンスの要素z1[q]を算出し、 z1[q]=Z1[p]*(cos(2πpq/(N/2))-jsin(2πpq/(N/2))) 以下の式により上記要素[p]から上記第2の中間シーケンスの要素z2[q]
を算出することを特徴とする請求項35記載の変換方法。 z2[q]=Z2[p]*(cos(2πpq/(N/2))-jsin(2πpq/(N/2))) - 【請求項37】 上記離散フーリエ変換は高速フーリエ変換であることを特徴
とする請求項35記載の変換方法。 - 【請求項38】 上記高速フーリエ変換は、基数4高速フーリエ変換であるこ
とを特徴とする請求項37記載の変換方法。 - 【請求項39】 前乗算回路(430)により、入力データシーケンスに対す
る前乗算処理を行い、第1の中間シーケンスを生成するステップと、 離散フーリエ変換回路(440)により、上記第1の中間シーケンスに対する
離散フーリエ変換処理を行い、第2の中間シーケンスを生成するステップと、 後乗算回路(450)により、上記第2の中間シーケンスに対する後乗算処理
を行い、出力データシーケンスを生成するステップとを実行して変換処理を実行
するためのプログラム命令が記録されたコンピュータにより読取可能な記録媒体
。 - 【請求項40】 入力データシーケンスに対する前乗算処理を行い、第1の中
間シーケンスを生成する前乗算手段と、 上記第1の中間シーケンスに対する離散フーリエ変換処理を行い、第2の中間
シーケンスを生成する離散フーリエ変換手段と、 上記第2の中間シーケンスに対する後乗算処理を行い、出力データシーケンス
を生成する後乗算手段とを備え、修正離散コサイン変換を行う修正離散コサイン
変換装置。
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