JP2002529747A - 高周波電圧制御発振器の非線形性の検出および補正方法 - Google Patents
高周波電圧制御発振器の非線形性の検出および補正方法Info
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Abstract
Description
において使用されるような高周波電圧制御発振器の非線形性の検出および補正方
法に関する。
ことを無接触に捕捉検出することを目的にして自動車または工場において過酷に
使用するのに特別適している。その際レーダセンサの機能性、測定精度およびコ
ストは実質的に、使用の変調方法およびこれに対応するレーダ信号処理に依存し
ている。
ncy modulated continous wave)では、測定値の品質はとりわけ、マイクロ波発
振器の周波数精度および安定性に依存している。これらの量は実際にはとりわけ
、温度ドリフト、雑音および発振器の非線形性によって影響を受け、それ故に通
例、監視されなければならない。
来している。EP0727051B1号に記載されている、レーダ装置の作動方
法が機能するに当たり基礎としている上述したFMCW方式では、周波数変調さ
れたレーダ信号が送信され、位相ないし周波数シフトされて受信される。典型的
にはkHz領域にある測定される位相ないし周波数差は、周波数変調が時間的に
リニヤに行われることを前提とすれば、物体距離に比例している。実際には、こ
の前提は不十分にしか充足されていないことが多い。
というのは、これは使用の部品によっては非線形の電圧/周波数特性曲線を有し
ているからである。更に、この種の発振器は多かれ少なかれ非常に顕著な位相雑
音を呈する。位相雑音は、電圧に依存している非線形性と比較して著しく高周波
でありかつレーダのいわゆる相関長の距離が短い場合には通例無視することがで
きるものである。
のない物体検出を実施することができるようにするためには絶対に必要である。
非線形性は例えば温度またはエージング効果によって変化するので、補正は連続
的に整合されて、線形性偏差が測定値の最大1%の許容範囲内に収まるようにさ
れなければならない。
ることができる。しかしこの方法は制限されてしか役に立たない。というのは、
発振器の個々の製品のばらつき並びに後からの周波数変動および温度ドリフトは
コンセプトに規定されて補償することができないからである。
l System for Automotive Applications ”(Microwave Journal, October 1993
)から、PLL(=Phase Lock Loop-)またはAFC(=Automatic Frequency
Control)回路を含んでいる調整ループの使用が公知である。両方の方法とも、
周波数に依存した参照電圧が発生され、これは線形のランプと組み合わされて発
振器の制御電圧を、周波数変調が時間的にリニヤに経過するように整合する。し
かしこの形式の調整電子装置は高すぎるおよびフレキシビリティがないという欠
点を有している。
r with High-Precision 2.4GHz SAW Reference Path”(MIOP' 97 Conference P
roceedings)から、レーダ装置内の参照区間の使用が公知である。ここで参照区
間は、定義されていて正確に既知の遅延時間に基づいて、仮想の反射点の障害量
のない参照信号に相応している。参照点の距離は目標遅延時間によって定められ
ている。この信号の解析および評価によって、実際の信号の補正が相応の遅延時
間を以てして可能である。しかしこの方法は、付加的な参照区間およびそれに配
属されている評価ユニットの扱い・演算とも煩雑で、従ってコストが高くつくと
いう点で不都合である。このようなレーダセンサを自動車に大量生産品として組
み込むことを考えると、コストが高いということは容認できるものではない。
ンサにおいて極めて簡単で、従って安価に具体化実施可能である、高周波電圧制
御発振器の非線形性を検出しかつ補正するための方法を提供することである。
明の核心は、従来技術において使用されている方法に比べて、発振器の出力信号
の時間的な経過を参照信号なしに直接的な測定によって突き止めるという点にあ
る。直接的な測定は、発振器の出力信号を前置分周係数だけ分周することによっ
て容易に実現される。前置分周係数は有利には、目標周波数領域が標準論理モジ
ュールが処理可能な周波数領域にあるように選択されるようになっている。例え
ばデジタル計数器のような計数装置を用いて、分周された出力信号が直接解析さ
れ、これにより相応の周波数計数器値が捕捉される。この値は電圧等価な値に変
換される。これは前以て決められた目標値との結合によって発振器に対する周波
数補正された制御信号を生成するために用いられる。
すなわち、発振器出力信号の絶対値の直接的な測定が行われる。非線形性に対す
る評価および補正の発生の際に参照信号は必要ではない。直接的なデジタル周波
数検出によって、温度ドリフト、エージング等のような影響量の補償は必要でな
い。更に、本発明の方法は、実施例に基づいて更に詳細に説明するように、従来
技術の冒頭に述べた方法に比べて考えられる限り僅かな数の必要構成要素で具体
化実現することができる。更に、調整回路の帯域幅は計数装置に対する所定のゲ
ート時間の調整設定によって広範囲において調整設定しかつそれぞれの発振器に
対して最適化することができる。更に、電圧制御発振器の簡単な機能検査および
線形化の際の高いフレキシビリティはマイクロコントローラの使用によって可能
である。
応の整合によってではなくて、レーダ受信信号のサンプリングの時点の相応の整
合によって行われる、高周波電圧制御発振器の非線形性の検出および補正方法に
関する。この手法は、実施例を以下に説明しながら一層詳細に説明する「周波数
−上昇一定の信号サンプリング」と言い換えることができるものである。
線図であり、 図2は、第2実施例のこの種の装置のブロック線図であり、 図3および図4は、出力信号の解析の際に周波数測定変化を説明するための線図
であり、 図5は、第3実施例における評価回路のブロック線図であり、かつ 図6は、周波数−上昇の一定の信号サンプリングを説明するための線図である。
れは出力信号FVCOを送出する。これは典型的にはGHz領域、例えば24G
Hzにある。FMCW方式では、発振器VCOの出力信号は変調されて、すなわ
ち典型的には、合計して5msの上昇および下降時間および最大1GHzの周波
数偏移を以て基本周波数を中心にのこぎり波形状に変調されて変化される。
Oの出力信号FVCOを典型的には100MHzの目標周波数の領域にある前置
分周係数1/N1によって逓降分周する。この目標周波数領域FVCO/N1は
、標準論理モジュールにとって難なく処理可能な周波数領域にある。
された出力信号FVCO/N1を直接解析する。計数器は、典型的には1μse
cないし10msecのゲート時間TTor=1/Fresetが生じるような
リセット周波数にFresetよって作動される。ゲート時間は、発振器出力信
号の最大周波数FVCOおよび与えられている前置分周係数1/N1において、
デジタル計数器DZの最大計数値が実現されるように前以て選択される。出力側
Q1ないしQNを介して出力される、発振器VCOの出力信号FVCOの信号経
過を表している計数器状態はD/A変換器DAWに送出される。この変換器は典
型的には8ないし12ビット幅であってよい。これにより、デジタルに捕捉され
た出力信号FVCOに相応する電圧等価な値が発生される。この値は、それぞれ
の計数器値の既述の変換から計数器DZにおいて生じるものである。
と目標値比較器SWによって形成されている。この調整回路において、線形のラ
ンプSlinと、ローパスフィルタTP通ってアナログ化されかつ調製された、
D/A変換器DAWからの電圧等価な値Sとの比較によって、発振器VCOに対
する周波数特性補正された制御信号Scorrが発生される。非線形に経過する
制御信号Scorrに基づいて、発振器VCOの出力信号FVCOが線形に変調
される。
ラMCが使用される。これは本発明の方法に関する種々の機能を一個所にまとめ
ている。すなわち、マイクロコントローラは計数器Cを備えている。計数器の入
力側は分周器FTに接続されている。分周器FTは、GHz領域にある、発振器
VCOの出力信号FVCOを前置分周係数1/Na/bだけ低減してマイクロコ
ントローラMCが処理可能な値にする。計数器を介してこの信号FVCO/Na /b が捕捉される。この場合2つの異なった周波数測定方法が使用可能である。
これらは例えば図3ないし図4に略示されている。
の、逓降分周された信号FVCO/Nbの側縁の計数によって行われる。すなわ
ち個々のゲート時間間隔において、例えばN1,N2…N7個の側縁が生じる。
線形性許容偏差に関する所望の要求に依存してそれ自体それだけでかまたは組み
合わせにおいて使用される。
、前以て決められたソフトウェア自体に相応する線形化電圧を求めかつ発振器V
COに対する相応の制御信号を送出するために、マイクロコントローラにおいて
通例存在するパルス幅変調出力側PWMを使用している。パルス幅変調出力側は
マイクロコントローラMCによって生成された信号をローパスフィルタTPに送
出する。ローパスフィルタの方は電圧制御発振器VCOの入力側を制御する。
介して送出され、これにより発振器VCOが制御される。
偏差を求めかつパルス幅変調出力側PWMに対する相応の補正値を突き止める。
御電圧Sが送出される。
返され、その際場合によっては発振器VCOに対する周波数特性補正された制御
電圧Scorrが補正されかつパルス幅変調出力側PWMを介して送出される。
によって、線形化ユニットの正常な機能および前以て決められている周波数帯か
ら逸脱するドリフトを簡単な手法で検出しかつ防止策をとることができる。
な周期持続時間測定および他方における与えられているゲート時間の期間の周波
数側縁の計数は、マイクロコントローラが使用されているために、このことが図
2に示されているように、周波数を測定する側面から制御電圧Sを出力する側面
へ直接影響しない。ここではそれは相応の調整帯域幅を有する閉じられた調整回
路である。しかし電圧制御発振器VCOが僅かな位相雑音を有する場合およびF
MCWレーダの相関長内の物体距離が短い場合、2つの周波数測定変形例は電力
損失なしに問題なく使用することができる。
発明が基礎としている直接的な周波数特性補正をマイクロコントローラによって
変形することによって取り除くことができる。ここでも電圧制御発振器VCOの
出力信号FVCOは分周器FTによって前置分周計数1/NCだけ逓降分周され
る。相応の出力信号FVCO/NCはここでもマイクロコントローラMCの計数
器Cに供給される。マイクロコントローラは発振器VCOに対する線形の制御電
圧Sをパルス幅変調出力側PWMを介して送出する。この電圧はローパスフィル
タTPを介して発振器VCOに供給される。その際出力信号FVCOにおける非
線形性は考慮されない。
うなればレーダユニットにおける処理の側において行われる。これによれば、図
6から分かるように、計数器Cのレジスタには、線形の周波数上昇に相応する計
数器状態N1,N2…N7が予めロードされる。すなわちこれらは次式を満足し
ている Ne=F0+i・ΔF ただしi=0,1,2… 逓降分周された信号FVCO/Ncは個々のレジスタにおいて減分計数されか
つレジスタが計数し終わると、すなわち計数状態=0に達したとき、受信信号I
FのA/D変換が行われる。このイベント発生の際、すなわち図6における時点
t1,t2,t3…において、マイクロコントローラMCはA/D変換器ADC
の信号受け取りがスタートし、A/D変換器には受信信号IFが供給される。こ
こで例えばサンプル・アンド・ホールド素子S&Hをトリガすることができる。
その際得られる、サンプリングされたA/D変換器値によって、例えば高速周波
数変換(高速フーリエ変換)のような、通例の信号処理アルゴリズムが実施され
る。これまで説明してきた方法に基づいて、発振器の出力信号FVCOの厳格に
線形な周波数経過において必然的に等間隔の信号受け取り時点、すなわち例えば
図6における時点t1’,t2’,t3’…が生じるということになる。出力信
号FVCOに相応の非線形性があれば、非線形性による信号歪みに相応して受け
取り時点がシフトされる。そこで通常の場合の信号処理アルゴリズムは等間隔の
サンプリング時点から出発しているので、上述した手法によって、非線形性に相
応して受け取り時点の自動的なシフトが行われ、これにより非線形性は補正され
る。従って原理的には絶対的に実時間で可能でしかも調整ループを必要としない
自動的な信号等化が行われることになる。更に、前置分周係数Ncの適当な選択
によって、信号処理に対して必要とされるサンプリングレートFA/Dを調整設
定することができる。
ある。
ることができる。しかしこの方法は制限されてしか役に立たない。というのは、
発振器の個々の製品のばらつき並びに後からの周波数変動および温度ドリフトは
コンセプトに規定されて補償することができないからである。 ○ 刊行物WO98/37705号から、電圧制御発振器に対する自己調整設
定形式のダイナミック同期システムが公知であり、ここでは発振器の出力信号は
、該発振器出力信号の周波数より小さい周波数を有している目標周波数領域に分
周される。計数装置によって、選択可能なゲート時間の期間に、周波数計数器値
が次のように累算される:発振器出力信号の周波数が最大である場合に最大の計
数器値は実現されるようにである。マイクロプロセッサによって、その都度の計
数器値が電圧等価な値に変換される。制御回路によって更に、この電圧等価な値
と前以て決められている目標値との結合によって、発振器に対する周波数特性補
正された制御信号が生成される。 ○ レーダ技術を用いた充填状態測定のために、刊行物US5799534号
から、同じく、電圧制御発振器の出力信号を、該発振器出力信号の周波数より小
さい周波数を有している目標周波数領域に分周する方法が公知である。計数装置
を用いて、周波数計数器値が捕捉検出される。これら計数器値は引き続いて電圧
等間隔な値に変換される。この値に依存して発振器に対する周波数特性補正され
た制御信号が生成される。
Claims (10)
- 【請求項1】 高周波電圧制御発振器、例えば自動車におけるレーダ用途に
対するマイクロ波発振器の非線形性の検出および補正方法において、 発振器(VCO)の出力信号(FVCO)を分周器(FT)を用いて前置分周係
数(1/N)だけ目標周波数領域に逓降分周し、該目標周波数領域周波数は前記
発振器の出力信号(FVCO)の周波数より小さく、 分周された出力信号(FVCO/N)を相応の周波数計数器値を捕捉して計数装
置(DZ,C)を用いて直接解析し、 それぞれの計数器値を電圧等価の値に変換し、かつ 電圧等間隔な値を前以て決められている目標値(Slin)と結合することによ
って発振器(VCO)に対する周波数特性補正された制御信号(Scorr)を
生成する ステップから成る方法。 - 【請求項2】 前置分周係数(1/N)は、前記目標周波数領域が標準論理
モジュールにとって処理可能な周波数領域にあるように選択されている 請求項1記載の方法。 - 【請求項3】 逓降分周された信号(FVCO/N)の解析を選択可能なゲ
ート時間(TTor)における計数装置(DZ)の計数器状態の検出によって行
い、ここで該ゲート時間(TTor)は、発振器信号(FVCO)の最大周波数
および与えられている前置分周係数(1/N)において、最大の計数器値が実現
されるように予め選択される 請求項1または2記載の方法。 - 【請求項4】 計数器値の、電圧等価値への変換を、D/A変換器(DAW
)を用いて行う 請求項1から3までのいずれか1項記載の方法。 - 【請求項5】 逓降分周された信号(FVCO/N)の解析の際、該分周さ
れた信号(FVCO/N)の周波数側縁の周期持続時間の連続的な検出を行う(
t1,t2…) 請求項1から4までのいずれか1項記載の方法。 - 【請求項6】 解析を、与えられているゲート時間(TTor)の期間の、
逓降分周された信号の側縁の計数によって行う 請求項1から5までのいずれか1項記載の方法。 - 【請求項7】 マイクロコントローラ(MC)を用いて 該マイクロコントローラ(MC)のパルス幅変調出力側(PWA)を介して発振
器(VCO)に対する線形に変調された制御電圧(S)を出力し、 逓降分周された出力信号(FVCO/N)の解析に基づいて、発振器(VCO)
に対する最適に線形な周波数変化からの周波数偏差を求め、 マイクロコントローラ(MC)のパルス幅変調出力側(PWM)に対する補正値
を突き止めかつ パルス幅変調出力側(PWM)を介して発振器(VCO)に対する周波数特性補
正された制御電圧(Scorr)を出力する 請求項5または6記載の方法。 - 【請求項8】 逓降分周された出力信号(FVCO/N)を線形性偏差につ
いて循環的に監視しかつ必要に応じて、パルス幅変調出力側(PWM)にて出力
される、周波数特性補正される制御電圧を補正する 請求項7記載の方法。 - 【請求項9】 高周波電圧制御発振器、例えば自動車におけるレーダ用途に
対するマイクロ波発振器の非線形性の検出および補正方法において、 発振器(VCO)を線形の制御電圧(Slin)によって制御し、 発振器(VCO)の出力信号(FVCO)を分周器(FT)を用いて前置分周係
数(1/Nc)だけ目標周波数領域に逓降分周し、該目標周波数領域は前記発振
器の出力信号(FVCO)より少なくとも1オーダだけ小さく、 逓降分周された出力信号(FVCO/Nc)を計数装置(C)を用いて直接解析
し、ここで計数装置(C)のレジスタ(N1,N2…)には、出力信号(FVC O )の線形の周波数特性に相応する予め調整設定されている計数器状態がロード
されるようになっておりかつ該レジスタ(N1,N2…)において順次、逓降分
周された出力信号(FVCO/Nc)の解析された、実際の経過に相応して減分
計数されかつレジスタ(N1,N2…)において値0に達すると受信信号(IF
)の信号サンプリングが行われる ステップから成る方法。 - 【請求項10】 受信信号(IF)の信号サンプリングを計数装置(C)を
用いてA/D変換器(ADC)のサンプル・アンド・ホールド・サンプリング保
持素子(S&H)のトリガによって初期化する 請求項9記載の方法。
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