JP2002524899A - 線形及び複合ｓｉｎｈトランスコンダクタンス回路 - Google Patents

線形及び複合ｓｉｎｈトランスコンダクタンス回路

Info

Publication number
JP2002524899A
JP2002524899A JP2000568178A JP2000568178A JP2002524899A JP 2002524899 A JP2002524899 A JP 2002524899A JP 2000568178 A JP2000568178 A JP 2000568178A JP 2000568178 A JP2000568178 A JP 2000568178A JP 2002524899 A JP2002524899 A JP 2002524899A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transconductance
class
amplifier
circuit
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2000568178A
Other languages
English (en)
Inventor
ドグラス エル． スミス
ロバート ジェイ． ザコウィクツ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Maxim Integrated Products Inc
Original Assignee
Maxim Integrated Products Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Maxim Integrated Products Inc filed Critical Maxim Integrated Products Inc
Publication of JP2002524899A publication Critical patent/JP2002524899A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3211—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
    • H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3081—Duplicated single-ended push-pull arrangements, i.e. bridge circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45138—Two or more differential amplifiers in IC-block form are combined, e.g. measuring amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 本発明は、２つ以上の並列接続されたクラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器（１，４７０，４８０）を有して形成される様々なトランスコンダクタンス回路について教示する。クラスABトランスコンダクタンス増幅器（１，４７０，４８０）は非線型の電圧電流変換関数を有し、それぞれは、個々の非線型変換関数の組合せがより良い線型トランスコンダクタンス回路を達成するように選ばれたオフセットで設計される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （技術分野） 本発明は、演算増幅器のデザインに関する。さらに詳しく言えば、本発明は、
演算増幅器における低歪入力ステージとしての使用によく適した様々な線形及び
複合ｓｉｎｈトランスコンダクタンス回路について教示する。
【０００２】 （背景技術） 演算増幅器のデザインにおいては、高い線形性（すなわち低歪）、及び広い帯
域幅動作を可能とする低ノイズ増幅器を提供することが重要である。帯域幅制限
、ノイズ及び歪は、演算増幅器内のどのようなステージでも生じ得るが、本目的
では、焦点は入力ステージにあてられている。典型的な入力ステージは、入力電
圧信号を、出力ステージによる増幅器のためのより適切な内部電流信号に変換す
るように動作できるトランスコンダクタ又はトランスコンダクタンス回路である
。これゆえに、トランスコンダクタンス回路の特徴を決定するものは、その電圧
電流変換関数となる。
【０００３】 従来技術図１は、入力ステージトランスコンダクタ１０の原型、すなわち作動
トランジスタ対を示す。トランスコンダクタ１０は、１対のトランジスタＱ１及
びＱ２を有する。それらのエミッタは、トランスコンダクタ１０に「すそ」電流
を供給するバイアス電流源ＩDCに接続される。作動電圧入力対ＶIN+及びＶIN‐
は、トランジスタＱ１及びＱ２のベースを駆動する。本質的には、結果的に生じ
た差動電流対Ｖout+及びＶout‐を共通グランド２０へと向ける。認識されるよ
うに、差動対トランスコンダクタ１０の電圧電流変換関数は、理想的には、ハイ
パーボリックタンジェント（ｔａｎｈ）関数である。
【０００４】 トランスコンダクタンス回路１０は多くの装置に広く応用でき、よく適応され
る一方で、多くの欠点を持っている。容量性フィードバックループを持つ増幅器
の中で使用されたときには、よくあることだが、トランスコンダクタンス回路１
０はスルーレートを極度に制限している。（増幅器のスルーレートは、増幅器の
入力及び出力端子に沿った電圧変化の最大レートを定義する。）特に、フィード
バックループ補償キャパシタＣcを充電するのに利用できる総電流は、差動対の
所謂「すそ電流」、すなわちバイアス電流IDCによって制限される。
【０００５】 本解析にとって、スルーレートがIDC／Ｃcに等しいと仮定することは正当であ
る。これゆえに、スルーレートを改善するためには、Ｃcを減らし及び／又はIDC を増やす必要がある。両者は、よく知られた様々な理由のために望ましくないも
のである。更に、差動対トランスコンダクタ１０のｔａｎｈ変換関数は、トラン
スコンダクタ１０が非線形、歪回路であることを意味する。
【０００６】 図１の差動対トランスコンダクタ１０のスルーレート制限を処理するために、
クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器を使うことが一般に行なわれている。
従来技術図２は、一対の差動的に接続されたダイヤモンドフォロワから形成され
た一つの典型的なクラスＡＢ増幅器１００を示す。その出力エミッタは、共通負
荷抵抗ＲDGENを介して接続される。それぞれのダイヤモンドフォロワは、一対の
バイアス電流源ＩDC、及び４つのトランジスタ（一方のフォロワはトランジスタ
Ｑ１−Ｑ４からなり、他方のフォロワはトランジスタＱ５−Ｑ８からなる）を有
する。
【０００７】 共通負荷抵抗ＲDGENがない（すなわちＲDGEN＝０）場合のクラスＡＢ増幅器１
００の電圧電流変換関数は、理想的にはハイパーボリックサイン（ｓｉｎｈ）関
数である。従来技術図４は、入力電圧の関数としてのクラスＡＢ増幅器１００の
そのような理想的なトランスコンダクタンス（すなわちdIout／dVout）を示す。
図４に示されるように、クラスＡＢ増幅器１００の理想的なトランスコンダクタ
ンスは、電圧がゼロの付近では非線形であるが、その他の場所では線形である。
クラスＡＢ増幅器の変換関数は、ＲDGENの異なる値により変化し得る。しかし、
非線形特性は、図４に示されたｓｉｎｈ関数に類似及び関係する。
【０００８】 実際には、クラスＡＢ増幅器１００のトランスコンダクタンスゲインは、利用
できるバイアス電流、共通負荷抵抗ＲDGEN、及び個々のトランジスタの非線形ト
ランスコンダクタンス特性によって設定される。しかしながら、ＲDGENが大きい
とき、それは個々のトランジスタの非線形効果を支配する。それゆえ、クラスＡ
Ｂ増幅器１００の歪み特性を改善している。遺憾ながら、ＲDGENが増加すると、
抵抗のサーマルノイズにより、クラスＡＢ増幅器１００におけるノイズが増加す
る。
【０００９】 図1の差動対トランスコンダクタ１０を参照して上述したように、トランスコ
ンダクタ１０の非線形性の多くは、その変換関数のｔａｎｈ特性による。差動対
トランスコンダクタを線形化する一つのよく知られた技術は、所謂「マルチｔａ
ｎｈ技術」である。認識されるように、マルチｔａｎｈ技術の要所は、入力電圧
軸に沿った多数の非線形ｔａｎｈトランスコンダクタ（すなわち差動対）の選定
にある。
【００１０】 従来技術図３は、２つの差動対Ｑ１−Ｑ２及びＱ３−Ｑ４、及び２つのバイア
ス電流源ＩDCから形成された２つのマルチｔａｎｈ対２００を示す。正及び負オ
フセットは、それぞれの差動トランジスタ対を不均衡ゲインで形成することによ
ってもたらされる。特に、トランジスタＱ１を１よりも大きいゲインＡで形成し
、トランジスタＱ２を実質的に１のゲインで形成することによって、差動対Ｑ１
−Ｑ２に正オフセットがもたらされる。同様に、トランジスタＱ４を１よりも大
きいゲインＡで形成し、トランジスタＱ３を実質的に１のゲインで形成すること
によって、差動対Ｑ３−Ｑ４に負オフセットがもたらされる。従来技術図５は、
組合せトランスコンダクタンスゲインを示す。
【００１１】 マルチｔａｎｈトランスコンダクタは入力ステージの歪み特性を改善する。し
かしながら、マルチｔａｎｈ技術はスルーレート及び差動対トランスコンダクタ
の他の問題を処理しない。同様に、クラスＡＢ増幅器１００は、改善スルーレー
トを提供する。しかし、まだ、そのｓｉｎｈ変換関数によるゼロ近くの非線形の
影響を受ける。低ノイズで高い線形性を持ち、スルーレートによって制限されな
い帯域幅特性を持つ様々なトランスコンダクタンス回路が必要とされる。
【００１２】 （発明の開示） 本発明は、複数の並列接続されたクラスＡＢ増幅器を有して形成される様々な
トランスコンダクタンス回路について開示する。クラスABトランスコンダクタン
ス増幅器は、非線形の電圧電流変換関数を有する。それぞれのクラスＡＢトラン
スコンダクタンス増幅器は、個々の非線形変換関数が入力電圧軸に沿って配列さ
れ、結合トランスコンダクタンス回路のためのより良い線形変換関数を達成する
ように選ばれたオフセットで設計される。
【００１３】 例えば、本発明の第１実施形態では、電圧電流変換関数によって特徴づけられ
るトランスコンダクタンス回路を開示する。そのトランスコンダクタンス回路は
、差動入力及び出力対に沿って並列接続された一対のクラスＡＢトランスコンダ
クタンス増幅器を備える。第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は、正
オフセットを有する。第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は、負オフ
セットを有する。これらの負及び正オフセットは、トランスコンダクタンス回路
の電圧電流変換関数の線形性を改善するように選択される。負オフセットと正オ
フセットとは同一又は異なる等級としてよいことが考えられる。
【００１４】 ある実施形態では、クラスＡＢ増幅器は、差動的に接続された１対のダイヤモ
ンドフォロワと共通抵抗ＲDGENとから形成される。それぞれのダイヤモンドフォ
ロワは、４つのトランジスタと２つのバイアス電流源とを有する。それぞれのク
ラスＡＢ増幅器のトランスコンダクタンスは、従って、トランジスタゲイン、利
用できるバイアス電流、及び共通抵抗ＲDGENの関数である。
【００１５】 本発明は、更に、並列接続された入力ステージと第2ステージ（例えばゲイン
ステージ又は出力ステージ）とを有する演算増幅器を教示する。入力ステージは
、電圧電流変換関数によって特徴づけられ、並列接続された複数のクラスＡＢト
ランスコンダクタンス増幅器を有する。それぞれのクラスＡＢトランスコンダク
タンス増幅器はオフセットを有し、そのオフセットは、その組合せが入力ステー
ジの電圧電流変換関数の線形性を改善するように選択される。
【００１６】 本発明の多くの実施形態では、並列クラスABトランスコンダクタンス増幅器の
出力へ直接に結合され得る。しかしながら、そのようなステップでは、本発明で
考えられた線形性における改善を必ずしも達成できるとは限らない。例えば、並
列クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は、しばしば、直列及び／又は並列
接続された複合ステージを有した回路の中で１つのステージを演じる。そのため
、第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の出力は一つの後方ステージを
駆動できる。一方、第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の出力は他の
後方ステージを駆動できる。これらの２つの後方ステージは後方で結合され（直
接又は間接に）、従って、複合ステージ回路の後方ステージ（例えば出力）で、
より良い線形性が提供される。
【００１７】 前段でほのめかしたように、クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器に他の
回路要素を並列接続してもよい。これにより、トランスコンダクタンスステージ
には、付加並列回路要素によってもたらされた電気特性と共に、並列接続の改善
された線形性、及び適切にオフセットされたクラスＡＢトランスコンダクタンス
増幅器が提供される。
【００１８】 （発明を実施するための最良の形態） 本発明は、２つ以上の並列接続されたクラスＡＢ増幅器を有して形成される様
々なトランスコンダクタンス回路について開示する。クラスＡＢトランスコンダ
クタンス増幅器は、非線形の電圧電流変換関数を有する。それぞれのクラスＡＢ
トランスコンダクタンス増幅器は、個々の非線形変換関数が入力電圧軸に沿って
配列され、結合トランスコンダクタンス回路のより良い線形変換関数を達成する
ように選ばれたオフセットで設計される。
【００１９】 図６は、本発明の第1実施形態によるトランスコンダクタンス回路３００を示
す。トランスコンダクタンス回路３００は、差動入力対３３０及び差動出力対３
４０にわたって並列接続された一対のクラスＡＢ増幅器３１０及び３２０を有す
る。それぞれのクラスＡＢ増幅器３１０及び３２０は、トランスコンダクタンス
回路３００に一層良い線形変換関数を提供するオフセットを持つように設計され
る。
【００２０】 本発明の教示するところは、使われるクラスＡＢ増幅器の型にかかわらず、ト
ランスコンダクタンス回路３００の線形性を改善することである。それゆえに、
クラスＡＢ増幅器１００の型は、任意の広い様々なクラスＡＢ増幅器のデザイン
の中から選択してよい。（いくつかの特定のクラスＡＢ増幅器の詳細が、図８及
び図９ａ−９ｄを参照して以下に記述される。）更に、一対のクラスＡＢ増幅器
３１０及び３２０は、同型又は異型でよく、同様な又は異なる電気特性を表わし
ている。しかしながら、ほとんどの装置では、非線形がより容易になくなるよう
な、２つの電気的に類似したクラスＡＢ増幅器を使うだろう。電気分野における
当業者は、クラスＡＢ増幅器のデザイン及び実施について熟知しているだろう。
【００２１】 上述したように、本発明が強調する一つの重要な見解は、トランスコンダクタ
ンス回路３００の線形性を改善するために個々のクラスＡＢ増幅器のオフセット
を選択することである。図６の実施形態では、クラスＡＢ増幅器３１０は、正電
圧オフセットを有する。クラスＡＢ増幅器３１０のトランスコンダクタンスの描
写が図７Ａに示される。クラスＡＢ増幅器３２０は負電圧オフセットを有して形
成され、そのトランスコンダクタンスゲインの描写が図７Ｂに示される。トラン
スコンダクタンス回路３００のトランスコンダクタンスゲインは本質的には、増
幅器３１０及び３２０の非線形ゲインの組合せであり、図７Ｃに示されるように
、非常に良い線形コンダクタンスを有する。なお、図７Ａ−７Ｃのゲイン描写は
、単に、クラスＡＢ増幅器によって提供された可能な非線形ゲイン関数の例であ
ることに注意するべきである。使用においては、実現するゲインは、そのときに
使われた特定のクラスＡＢ増幅器の関数となる。
【００２２】 図８は、本発明の更に他の実施形態によるトランスコンダクタンス回路４００
を示す。図６と同様に、トランスコンダクタンス回路４００は、並列接続された
２つのクラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器を有する。図６を参照して上述
したように、それぞれのクラスＡＢ増幅器は、次のようなオフセットで設計され
る。すなわち、そのオフセットは、トランスコンダクタンス回路４００の線形性
を、単一のクラスＡＢ増幅器の線形性以上に改善するように選択される。しかし
ながら、トランスコンダクタンス回路４００は、本発明により、一つの特定なク
ラスＡＢ増幅器がどのように接続されるかを示している。
【００２３】 図８の第１クラスＡＢ増幅器は、差動的に接続された１対のダイヤモンドフォ
ロワから形成される。その出力エミッタは、共通抵抗ＲDGEN1を介して接続して
もよい。あるいは、その回路から共通抵抗ＲDGEN1を取り除くこともできる。そ
れぞれのダイヤモンドフォロワは、1対のバイアス電流源IDCと４つのトランジス
タとを有する（一方のフォロワはトランジスタQ１−Ｑ４からなり、他方のフォ
ロワはトランジスタQ５−Ｑ８からなる）。同様に、第２クラスＡＢ増幅器は、
差動的に接続された１対のダイヤモンドフォロワから形成され、その出力エミッ
タは共通抵抗ＲDGEN1を介して接続される。あるいは、その回路から共通抵抗ＲD GEN2 を取り除くこともできる。それぞれのダイヤモンドフォロワは、1対のバイ
アス電流源IDCと４つのトランジスタとを有する（一方のフォロワはトランジス
タQ９−Ｑ１２からなり、他方のフォロワはトランジスタQ１３−Ｑ１６からなる
）。認識されるように、共通抵抗がなければ、バイポーラトランジスタで実現さ
れる図８のクラスＡＢ増幅器のゲインは、理想的なハイパーボリックサイン（ｓ
ｉｎｈ）関数である。
【００２４】 オフセットは、いくつかの異なる技術を通して、トランスコンダクタンス回路
４００のクラスＡＢ増幅器にもたらされる。一つの好ましい技術は、異なるトラ
ンジスタのサイズ又は飽和電流を適切に選択することである。例えば、トランジ
スタＱ２及びＱ５のサイズを１以上のある値に設定し、第１クラスＡＢ増幅器の
他のトランジスタのサイズを１に設定することによって、第１クラスＡＢ増幅器
に正オフセットがもたらされる。同様に、トランジスタＱ９及びＱ１４のサイズ
を１以上のある値に設定し、第２クラスＡＢ増幅器の他のトランジスタのサイズ
を１に設定することによって、第２クラスＡＢ増幅器に負オフセットがもたらさ
れる。もちろん、当業者は、トランジスタのサイズが異なる種々の形態により、
望ましいオフセットを生成できることを認識するだろう。
【００２５】 トランスコンダクタンス回路４００のクラスＡＢ増幅器にオフセットをもたら
すための他の好ましい技術は、バイアス電流源ＩDCの値が不均衡となるように選
択することである。例えば、トランジスタＱ２及びＱ５のエミッタに接続された
バイアス電流源を、トランジスタＱ１及びＱ６のエミッタに接続されたバイアス
電流源以上にすることによって、第１クラスＡＢ増幅器に正オフセットがもたら
される。トランスコンダクタンス回路４００のクラスＡＢ増幅器にオフセットを
もたらすための更に他の好ましい技術は、選択されたトランジスタのベース又は
エミッタに、必要に応じて直列に抵抗を付加することである。
【００２６】 図８のトランスコンダクタンス回路４００は、同じデザイン型の２つのクラス
ＡＢ増幅器を使った本発明のトランスコンダクタンス回路を示す。他の４つの可
能なクラスＡＢ増幅器（それぞれ４５０，４６０，４７０及び４８０）が図９Ａ
−９Ｄに示される。これらは、本発明に適合する数多いクラスＡＢ形態のほんの
いくつかである。
【００２７】 図９ａのクラスＡＢ増幅器４５０は、トランジスタ四角形（Ｑ１−Ｑ４）及び
バイアス電流源Ｉｑから形成される。入力電圧ＶIN+は、トランジスタＱ１及び
Ｑ２のベースに接続される。入力電圧ＶIN-は、同様に、トランジスタＱ２及び
Ｑ４のエミッタに接続される。トランジスタＱ１及びＱ３のエミッタは、共に接
続される。バイアス電流Ｉｑは、トランジスタＱ１のコレクタと、トランジスタ
Ｑ１及びＱ２のベースとを駆動する。
【００２８】 同様に、図９ｂのクラスＡＢ増幅器４６０は、トランジスタ四角形（Ｑ１−Ｑ
４）及びバイアス電流源Ｉｑから形成される。入力電圧ＶIN+は、トランジスタ
Ｑ１及びＱ２のベースに接続される。入力電圧ＶIN-は、同様に、トランジスタ
Ｑ２及びＱ４のエミッタに接続される。トランジスタＱ１及びＱ３のエミッタは
、共に接続される。バイアス電流Ｉｑは、トランジスタＱ３のコレクタと、トラ
ンジスタＱ３及びＱ４のベースとを駆動する。
【００２９】 図９ｃのクラスＡＢ増幅器４７０は、２つのバイアス電流源Ｉｑに接続された
トランジスタ四角形（Ｑ１−Ｑ４）から形成される。入力電圧ＶIN+は、トラン
ジスタＱ１及びＱ３のエミッタに接続される。一方、入力電圧ＶIN-は、トラン
ジスタＱ２及びＱ４のエミッタに接続される。第1バイアス電流源Ｉｑは、トラ
ンジスタＱ１のコレクタと、トランジスタＱ１及びＱ２のベースとに電流を提供
する。第２バイアス電流源Ｉｑは、トランジスタＱ３のコレクタと、トランジス
タＱ３及びＱ４のベースとに電流を提供する。
【００３０】 図９ｄのクラスＡＢ増幅器４８０は、６つのトランジスタ（Ｑ１−Ｑ６）、２
つの電流源Ｉｑ、及びバイアス回路から形成される。入力電圧ＶIN+は、トラン
ジスタＱ１及びＱ３のエミッタに接続される。一方、入力電圧ＶIN-は、トラン
ジスタＱ２及びＱ４のエミッタに接続される。第1バイアス電流源Ｉｑは、トラ
ンジスタＱ１のコレクタと、トランジスタＱ５のベースとに電流を提供する。第
２バイアス電流源Ｉｑは、トランジスタＱ３のコレクタと、トランジスタＱ６の
ベースとに電流を提供する。バイアス回路は、トランジスタＱ５及びＱ６と接続
して働き、トランジスタＱ1−Ｑ４のベースにバイアス電流を提供する。
【００３１】 図１０は、入力及び出力端子にわたって並列接続された複数Ｎ個のクラスＡＢ
増幅器を有するトランスコンダクタンス回路４９０を示す。トランスコンダクタ
ンス回路４９０の線形性は、並列接続された複数のクラスＡＢトランスコンダク
タンス増幅器を提供することによって、更に改善される。それぞれのクラスＡＢ
トランスコンダクタンス増幅器１からＮは、個々の非線形変換関数が入力電圧軸
に沿って配列され、結合トランスコンダクタンス回路のより良い線形変換関数を
達成するように選ばれたオフセットで設計される。これらのクラスＡＢトランス
コンダクタンス増幅器は、同じ変換関数を持つものとしてよく、又は望ましい結
果に従って選択してよい。
【００３２】 図１１は、本発明の他の実施形態による演算増幅器５００を示す。図１１は、
２つのステージ、すなわち、入力ステージ５１０及び第２ステージ５１２を有す
る演算増幅器５００を示す。しかしながら、演算増幅器５００は、特定な設計次
第では多数のステージを有してもよい。重大なことは、しかしながら、入力ステ
ージ５１０が、図８のトランスコンダクタンス回路４００のような線形化された
トランスコンダクタンスを提供し、これにより、上述した改善された線形性を表
わすことである。第２ステージ５１２は、ゲインステージ又は出力ステージであ
り、入力ステージ５１０によって提供された出力電流を増幅するように動作し、
入力ステージ５１２で提供された入力電圧の増幅版である出力電圧を生成する。
【００３３】 上述した実施形態において、並列クラスＡＢ増幅器は、それらの出力で直接に
接続された。これにより、本質的にそれらの出力が合計され、従って、トランス
コンダクタステージの出力で直接に線形性を改善する。しかしながら、並列クラ
スＡＢ増幅器の出力が分離ステージに接続されることも考えられる。トランスコ
ンダクタンスステージの出力が良い線形性を示さなくても、後方で結合する個々
のステージを駆動することによって、回路全体の線形性が改善される。
【００３４】 図１２を参照して、合計回路６００は、そのような複合ステージ回路の一例を
提供する。図１２において、合計回路６００は、並列接続され合計回路の分離後
方ステージを駆動するクラスABトランスコンダクタンス増幅器と共に、トランス
コンダクタンス回路６１０を有する。この例において、トランスコンダクタンス
回路６１０は、一対の算術回路６２０及び６３０を駆動する。それらは、次に、
最終合計回路６４０を駆動する。もちろん、図１２の合計回路６００は、単に、
クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の出力の減結合を例示したものにすぎ
ない。
【００３５】 図１２に関連する本発明の更なる実施形態は、クラスＡＢ増幅器以外の並列接
続された増幅器で形成されたトランスコンダクタンス回路を有する複合ステージ
回路を提供する。例えば、トランスコンダクタンス回路３１２は、図３を参照し
て上述したようなｔａｎｈ型トランスコンダクタの出力を減結合したｔａｎｈ型
トランスコンダクタを使って形成してよい。これらの並列接続増幅器は、入力で
接続され、分離後方ステージを駆動する出力を有し、複合ステージ回路全体の線
形性を改善するように選択されたオフセットを有する。
【００３６】 本発明の他の見解によると、トランスコンダクタンス回路は、クラスＡＢ増幅
器以外のデバイスを有してもよい。トランスコンダクタンス回路の望ましい電気
特性を達成するために、並列接続されたクラスＡＢ増幅器１００に他の回路を並
列及び／又は直列接続してもよい。例えば、図３を参照して上述したようなｔａ
ｎｈ対をクラスＡＢ増幅器に並列接続してもよい。
【００３７】 本願明細書には本発明のいくつかの実施形態のみを詳細に記載してきたが、本
発明の趣旨又は範囲を逸脱することなく、本発明は多くの他の特定の形態で実施
されてもよいことを理解されたい。
【００３８】 例えば、図においてトランジスタを表すために用いた記号は、バイポーラタイ
プのトランジスタ技術を表すために一般に公知のものである。しかしながら、Ｍ
ＯＳＦＥＴなどの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が本発明に当てはまることを
理解されたい。
【００３９】 本発明は、ここに記述した特定のクラスAB増幅器に限定されない。その代わり
に、初期に述べたように、任意型のクラスＡＢ増幅器の任意の組合せが考えられ
る。
【００４０】 したがって、本発明の例及び実施形態は、例示的なものであって制限的なもの
ではないことを理解されたく、更に、本発明は、本願明細書に記載した詳細に限
定されるものではなく、特許請求の範囲内で修正されてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来技術図１は、単に一対のトランジスタが差動的に接続された従来の差動ト
ランスコンダクタの概要図である。
【図２】 従来技術図２は、クラスＡＢ入力ステージトランスコンダクタの概要図である
。
【図３】 図３は、マルチｔａｎｈ対入力ステージトランスコンダクタの概要図である。
【図４】 図４は、クラスＡＢ入力ステージトランスコンダクタのトランスコンダクタン
スゲインを入力電圧の関数として示すグラフである。
【図５】 図５は、マルチｔａｎｈ対入力ステージトランスコンダクタのトランスコンダ
クタンスゲインを入力電圧の関数として示す第２グラフである。
【図６】 図６は、本発明の一実施形態によるトランスコンダクタンス回路の概要図であ
る。
【図７Ａ】 図７Ａは、正オフセットを有した１つのクラスＡＢトランスコンダクタンス増
幅器のトランスコンダクタンスゲインを示すグラフである。
【図７Ｂ】 図７Ｂは、負オフセットを有した１つのクラスＡＢトランスコンダクタンス増
幅器のトランスコンダクタンスゲインを示すグラフである。
【図７Ｃ】 図７Ｃは、図６のマルチｓａｉｎｈトランスコンダクタンス回路のトランスコ
ンダクタンスゲインを示すグラフである。
【図８】 図８は、本発明の一実施形態によるトランスコンダクタンス回路の特別な一実
施形態を示す概要図である。
【図９Ａ】 図９Ａは、本発明の使用に適切な一つのクラスＡＢ増幅ステージの概要図であ
る。
【図９Ｂ】 図９Ｂは、本発明の使用に適切な一つのクラスＡＢ増幅ステージの概要図であ
る。
【図９Ｃ】 図９Ｃは、本発明の使用に適切な一つのクラスＡＢ増幅ステージの概要図であ
る。
【図９Ｄ】 図９Ｄは、本発明の使用に適切な一つのクラスＡＢ増幅ステージの概要図であ
る。
【図１０】 図１０は、本発明の更に他の実施形態による複数のクラスＡＢ増幅器ステージ
を有するトランスコンダクタンス回路の概要図である。
【図１１】 図１１は、本発明の更に他の実施形態による演算増幅器の概要図である。
【図１２】 図１２は、本発明の更に他の実施形態による複合ステージ回路の概要図である
。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スミス ドグラス エル． アメリカ合衆国 アリゾナ州 85745 ツ クソン ウエスト アベニダ アザール 2738 (72)発明者 ザコウィクツ ロバート ジェイ． アメリカ合衆国 アリゾナ州 85044 フ ェニックス イースト グアダルペ ロー ド 5151 アパートメント 1086 Ｆターム(参考） 5J066 AA01 AA12 AA21 AA47 AA63 CA13 CA21 FA15 HA02 HA08 HA25 KA00 KA02 KA05 KA09 KA12 KA26 MA08 ND01 ND04 ND22 ND23 PD02 TA01 TA02 5J069 AA01 AA12 AA21 AA47 AA63 CA13 CA21 FA15 HA02 HA08 HA25 KA00 KA02 KA05 KA09 KA12 KA26 MA08 TA01 TA02 5J090 AA01 AA12 AA21 AA47 AA63 CA13 CA21 FA15 GN01 HA02 HA08 HA25 KA00 KA02 KA05 KA09 KA12 KA26 MA08 TA01 TA02 5J091 AA01 AA12 AA21 AA47 AA63 CA13 CA21 FA15 HA02 HA08 HA25 KA00 KA02 KA05 KA09 KA12 KA26 MA08 TA01 TA02

Claims (55)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電圧電流変換関数によって特徴づけられるトランスコンダク
    タンス回路であって、該トランスコンダクタンス回路は差動入力及び出力対にわ
    たって並列接続された第１及び第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器を
    備え、 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は正オフセットを有し、 第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は負オフセットを有し、 負及び正オフセットはトランスコンダクタンス回路の電圧電流変換関数の線形
    性を改善するように選択される、ことを特徴とするトランスコンダクタンス回路
    。
  2. 【請求項２】 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の電圧電流変
    換関数は実質的にハイパーボリックサイン（ｓｉｎｈ）関数であり、 第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の電圧電流変換関数は実質的に
    ｓｉｎｈ関数である、請求項１に記載のトランスコンダクタンス回路。
  3. 【請求項３】 負オフセットと正オフセットとは実質的に同一等級である、
    請求項１に記載のトランスコンダクタンス回路。
  4. 【請求項４】 第１クラスＡＢ増幅器は差動的に接続された１対のダイヤモ
    ンドフォロワと共通抵抗ＲDGENとを有し、それぞれのダイヤモンドフォロワは４
    つのトランスコンダクタンス回路と２つのバイアス電流源とを有し、第１クラス
    ＡＢ増幅器のトランスコンダクタンスはトランジスタゲイン、利用できるバイア
    ス電流、及び共通抵抗ＲDGENの関数である、請求項１に記載のトランスコンダク
    タンス回路。
  5. 【請求項５】 正オフセットは第１クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器の
    トランジスタ間のサイズの不均衡に起因してなる、請求項４に記載のトランスコ
    ンダクタンス回路。
  6. 【請求項６】 正オフセットは第１クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器の
    バイアス電流源間の不均衡に起因してなる、請求項４に記載のトランスコンダク
    タンス回路。
  7. 【請求項７】 正オフセットは、一部は第１クラスＡＢトランスコンダクタ
    増幅器のトランジスタ間のサイズの不均衡に起因し、一部は第１クラスＡＢトラ
    ンスコンダクタ増幅器のバイアス電流源間の不均衡に起因してなる、請求項４に
    記載のトランスコンダクタンス回路。
  8. 【請求項８】 正オフセットは信号経路に沿って位置するトランジスタのエ
    ミッタ又はベースに直列な少なくとも１つの抵抗の結合に起因してなる、請求項
    ４に記載のトランスコンダクタンス回路。
  9. 【請求項９】 少なくとも１つの抵抗は第１クラスＡＢトランスコンダクタ
    ンス増幅器の構成要素である、請求項８に記載のトランスコンダクタンス回路。
  10. 【請求項１０】 負オフセットと正オフセットとは実質的に同一等級である
    、請求項４に記載のトランスコンダクタンス回路。
  11. 【請求項１１】 負オフセットと正オフセットとは異なる等級である、請求
    項４に記載のトランスコンダクタンス回路。
  12. 【請求項１２】 トランジスタはバイポーラトランジスタである、請求項４
    に記載のトランスコンダクタンス回路。
  13. 【請求項１３】 トランジスタは電界効果トランジスタである、請求項４に
    記載のトランスコンダクタンス回路。
  14. 【請求項１４】 第１及び第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器に
    並列接続された第３及び第４クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器を更に有
    してなる、請求項１に記載のトランスコンダクタンス回路。
  15. 【請求項１５】 トランスコンダクタンス回路は一つの集積回路上に形成さ
    れてなる、請求項１に記載のトランスコンダクタンス回路。
  16. 【請求項１６】 第１及び第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は
    同じ型である、請求項１に記載のトランスコンダクタンス回路。
  17. 【請求項１７】 少なくとも一つの付加クラスＡＢトランスコンダクタンス
    増幅器を更に有し、差動入力及び出力対にわたって並列接続された少なくとも一
    つの付加クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は、トランスコンダクタンス
    回路の電圧電流変換関数の線形性を改善するように選択されたオフセットを有し
    てなる、請求項１に記載のトランスコンダクタンス回路。
  18. 【請求項１８】 少なくとも一つの付加クラスＡＢトランスコンダクタンス
    増幅器のオフセットは、ゼロオフセットである、請求項１７に記載のトランスコ
    ンダクタンス回路。
  19. 【請求項１９】 第１クラスＡＢ増幅器は４つのトランジスタＱ１−Ｑ４及
    び電流源Ｉｑ有し、電流源ＩｑはトランジスタＱ１のコレクタ並びにトランジス
    タＱ１及びＱ２のベースにバイアス電流を提供し、トランジスタＱ１及びＱ３の
    エミッタは接続され、トランジスタＱ２及びＱ４のエミッタは接続され、トラン
    ジスタＱ３及びＱ４のベースは接続されてなる、請求項１に記載のトランスコン
    ダクタンス回路。
  20. 【請求項２０】 第１クラスＡＢ増幅器は４つのトランジスタＱ１−Ｑ４及
    び電流源Ｉｑを有し、電流源ＩｑはトランジスタＱ３のコレクタ並びにトランジ
    スタＱ３及びＱ４のベースにバイアス電流を提供し、トランジスタＱ１及びＱ３
    のエミッタは接続され、トランジスタＱ２及びＱ４のエミッタは接続され、トラ
    ンジスタＱ１及びＱ２のベースは接続されてなる、請求項１に記載のトランスコ
    ンダクタンス回路。
  21. 【請求項２１】 第１クラスＡＢ増幅器は４つのトランジスタＱ１−Ｑ４並
    びに第１及び第２電流源Ｉｑを有し、第１電流源はトランジスタＱ１のコレクタ
    並びにトランジスタＱ１及びＱ２のベースにバイアス電流を提供し、第２電流源
    ＩｑはトランジスタＱ３のコレクタ並びにトランジスタＱ３及びＱ４のベースに
    バイアス電流を提供し、トランジスタＱ１及びＱ３のエミッタは接続され、トラ
    ンジスタＱ２及びＱ４のエミッタは接続されてなる、請求項１に記載のトランス
    コンダクタンス回路。
  22. 【請求項２２】 第１クラスＡＢ増幅器は６つのトランジスタＱ１−Ｑ６、
    第１及び第２電流源、及びバイアス回路を有し、第１電流源はトランジスタＱ５
    のベース及びトランジスタＱ１のコレクタにバイアス電流を提供し、第２電流源
    はトランジスタＱ６のベース及びトランジスタＱ３のコレクタにバイアス電流を
    提供し、バイアス電流はトランジスタＱ５及びＱ６並びにバイアス回路を経由し
    てトランジスタＱ１−Ｑ４のベースに供給されてなる、請求項１に記載のトラン
    スコンダクタンス回路。
  23. 【請求項２３】 電圧電流変換関数によって特徴づけられるトランスコンダ
    クタンス回路であって、該トランスコンダクタンス回路は、 差動入力対と、 差動出力対と、 差動的に接続された１対のダイヤモンドフォロワを有する第１クラスＡＢトラ
    ンスコンダクタンス増幅器と、 差動的に接続された１対のダイヤモンドフォロワを有する第２クラスＡＢトラ
    ンスコンダクタンス増幅器とを有し、 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器において、それぞれのダイヤモ
    ンドフォロワは４つのトランスコンダクタンス回路と２つのバイアス電流源とを
    有し、第１クラスＡＢ増幅器のトランスコンダクタンスはトランジスタサイズ及
    び利用できるバイアス電流の関数であり、第１クラスＡＢトランスコンダクタン
    ス増幅器は正オフセットを有し、 第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器において、それぞれのダイヤモ
    ンドフォロワは４つのトランスコンダクタンス回路と２つのバイアス電流源とを
    有し、第２クラスＡＢ増幅器のトランスコンダクタンスはトランジスタサイズ及
    び利用できるバイアス電流の関数であり、第２クラスＡＢトランスコンダクタン
    ス増幅器は負オフセットを有し、 第１及び第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は差動入力及び出力対
    にわたって並列接続され、負及び正オフセットはトランスコンダクタンス回路の
    電圧電流変換関数の線形性を改善するように選択されてなる、ことを特徴とする
    トランスコンダクタンス回路。
  24. 【請求項２４】 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の電圧電流
    変換関数は実質的にハイパーボリックサイン（ｓｉｎｈ）関数であり、第２クラ
    スＡＢトランスコンダクタンス増幅器の電圧電流変換関数は実質的にｓｉｎｈ関
    数である、請求項２３に記載のトランスコンダクタンス回路。
  25. 【請求項２５】 負オフセットと正オフセットとは実質的に同一等級である
    、請求項２３に記載のトランスコンダクタンス回路。
  26. 【請求項２６】 正オフセットは第１クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器
    のトランジスタ間のサイズの不均衡に起因してなる、請求項２３に記載のトラン
    スコンダクタンス回路。
  27. 【請求項２７】 負オフセットは第２クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器
    のトランジスタ間のサイズの不均衡に起因してなる、請求項２６に記載のトラン
    スコンダクタンス回路。
  28. 【請求項２８】 正オフセットは第１クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器
    のバイアス電流源間の不均衡に起因してなる、請求項２３に記載のトランスコン
    ダクタンス回路。
  29. 【請求項２９】 負オフセットは第２クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器
    のバイアス電流源間の不均衡に起因してなる、請求項２３に記載のトランスコン
    ダクタンス回路。
  30. 【請求項３０】 正オフセットは、一部は第１クラスＡＢトランスコンダク
    タ増幅器のトランジスタ間のサイズの不均衡に起因し、一部は第１クラスＡＢト
    ランスコンダクタ増幅器のバイアス電流源間の不均衡に起因してなる、請求項２
    ３に記載のトランスコンダクタンス回路。
  31. 【請求項３１】 第１及び第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器に
    並列接続された付加回路要素を更に有し、該付加回路要素は第１及び第２クラス
    ＡＢトランスコンダクタンス増幅器によって提供されないトランスコンダクタン
    ス回路電気特性を提供するのに適切である、請求項２３に記載のトランスコンダ
    クタンス回路。
  32. 【請求項３２】 負オフセットと正オフセットとは異なる等級である、請求
    項２３に記載のトランスコンダクタンス回路。
  33. 【請求項３３】 トランジスタはバイポーラトランジスタである、請求項２
    ３に記載のトランスコンダクタンス回路。
  34. 【請求項３４】 トランジスタは電界効果トランジスタである、請求項２３
    に記載のトランスコンダクタンス回路。
  35. 【請求項３５】 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は第１共通
    抵抗ＲDGENを更に有し、第２クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器は第２共
    通抵抗ＲDGENを更に有してなる、請求項２３に記載のトランスコンダクタンス回
    路。
  36. 【請求項３６】 正オフセットは信号経路に沿って位置するトランジスタの
    エミッタ又はベースに直列な少なくとも１つの抵抗の結合に起因してなる、請求
    項２３に記載のトランスコンダクタンス回路。
  37. 【請求項３７】 少なくとも１つの抵抗は第１クラスＡＢトランスコンダク
    タンス増幅器の構成要素である、請求項３６に記載のトランスコンダクタンス回
    路。
  38. 【請求項３８】 演算増幅器であって、 電圧電流変換関数によって特徴づけられる入力ステージを有し、該入力ステー
    ジは並列接続された複数のクラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器を有し、そ
    れぞれの複数のクラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器はオフセットを有し、
    該複数のクラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器のオフセットは、入力ステー
    ジの電圧電流変換関数の線形性を改善するように選択され、 第２ステージは入力ステージに直列接続されてなる、ことを特徴とする演算増
    幅器。
  39. 【請求項３９】 複数のクラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の第１は
    差動的に接続された１対のダイヤモンドフォロワと共通抵抗ＲDGENとを有し、そ
    れぞれのダイヤモンドフォロワは４つのトランジスタと２つのバイアス電流源と
    を有し、第１クラスＡＢ増幅器のトランスコンダクタンスはトランジスタゲイン
    、利用できるバイアス電流及び共通抵抗ＲDGENの関数である、請求項３８に記載
    の演算増幅器。
  40. 【請求項４０】 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の電圧電流
    変換関数は、実質的にハイパーボリックサイン（ｓｉｎｈ）関数であり、第２ク
    ラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器の電圧電流変換関数は実質的にｓｉｎｈ
    関数である、請求項３９に記載の演算増幅器。
  41. 【請求項４１】 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器のオフセッ
    トは第１クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器のトランジスタ間のサイズの不均
    衡に起因してなる、請求項３９に記載の演算増幅器。
  42. 【請求項４２】 第１クラスＡＢトランスコンダクタンス増幅器のオフセッ
    トは、第１クラスＡＢトランスコンダクタ増幅器のバイアス電流源間の不均衡に
    起因してなる、請求項３９に記載の演算増幅器。
  43. 【請求項４３】 正オフセットは信号経路に沿って位置するトランジスタの
    エミッタ又はベースに直列な少なくとも１つの抵抗の結合に起因してなる、請求
    項４２に記載のトランスコンダクタンス回路。
  44. 【請求項４４】 少なくとも１つの抵抗は第１クラスＡＢトランスコンダク
    タンス増幅器の構成要素である、請求項４３に記載のトランスコンダクタンス回
    路。
  45. 【請求項４５】 トランジスタはバイポーラトランジスタである、請求項３
    ９に記載の演算増幅器。
  46. 【請求項４６】 トランジスタは電界効果トランジスタである、請求項３９
    に記載の演算増幅器。
  47. 【請求項４７】 演算増幅器はデューアルライン集積回路パッケージ内に形
    成されてなる、請求項３８に記載の演算増幅器。
  48. 【請求項４８】 第２ステージは出力ステージである、請求項３８に記載の
    演算増幅器。
  49. 【請求項４９】 第２ステージはゲインステージである、請求項３８に記載
    の演算増幅器。
  50. 【請求項５０】 第２ステージは入力ステージ後方の複数ステージの一つで
    ある、請求項３８に記載の演算増幅器。
  51. 【請求項５１】複合ステージ回路であって、 電圧信号を電流信号に変換するのに適切なトランスコンダクタンスステージを
    有し、該トランスコンダクタンスステージは少なくとも２つの並列接続されたト
    ランスコンダクタンス増幅器を有し、少なくとも２つの並列接続されたトランス
    コンダクタンス増幅器の入力は直結され、少なくとも２つの並列接続されたトラ
    ンスコンダクタンス増幅器の出力は直結されず、 トランスコンダクタンスステージ後方の複数ステージを有し、該トランスコン
    ダクタンスステージ後方の複数ステージは電流信号に応答する第２ステージと電
    流信号に応答する第３ステージとを有し、 第２ステージの入力は少なくとも２つの並列接続されたトランスコンダクタン
    ス増幅器の第１の出力に接続され、 第３ステージの入力は少なくとも２つの並列接続されたトランスコンダクタン
    ス増幅器の第２の出力に接続されてなる、ことを特徴とする複合ステージ回路。
  52. 【請求項５２】 第１トランスコンダクタンス増幅器は正オフセットを有し
    、第２トランスコンダクタンス増幅器は負オフセットを有し、負及び正オフセッ
    トは複合ステージ回路の線形性を改善するように選択されてなる、請求項５１に
    記載の複合ステージ回路。
  53. 【請求項５３】 第１トランスコンダクタンス増幅器は正オフセットを有す
    る第１クラスＡＢ増幅器であり、第２トランスコンダクタンス増幅器は負オフセ
    ットを有する第２クラスＡＢ増幅器であり、負及び正オフセットは複合ステージ
    回路の線形性を改善するように選択されてなる、請求項５１に記載の複合ステー
    ジ回路。
  54. 【請求項５４】 負オフセットと正オフセットとは実質的に同一等級である
    、請求項５３に記載の複合ステージ回路。
  55. 【請求項５５】 第１クラスＡＢ増幅器は差動的に接続された１対のダイヤ
    モンドフォロワと共通抵抗ＲDGENとを有し、それぞれのダイヤモンドフォロワは
    ４つのトランジスタと２つのバイアス電流源とを有し、第１クラスＡＢ増幅器の
    トランスコンダクタンスはトランジスタゲイン、利用できるバイアス電流、及び
    共通抵抗ＲDGENの関数である、請求項５３に記載の複合ステージ回路。
JP2000568178A 1998-08-31 1999-08-24 線形及び複合ｓｉｎｈトランスコンダクタンス回路 Withdrawn JP2002524899A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14421498A 1998-08-31 1998-08-31
US09/144,214 1998-08-31
PCT/US1999/019339 WO2000013308A1 (en) 1998-08-31 1999-08-24 Linear and multi-sinh transconductance circuits

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2002524899A true JP2002524899A (ja) 2002-08-06

Family

ID=22507587

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000568178A Withdrawn JP2002524899A (ja) 1998-08-31 1999-08-24 線形及び複合ｓｉｎｈトランスコンダクタンス回路

Country Status (4)

Country Link
US (2) US6181204B1 (ja)
EP (1) EP1153477A4 (ja)
JP (1) JP2002524899A (ja)
WO (1) WO2000013308A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002171147A (ja) * 2000-11-30 2002-06-14 Nec Corp 広帯域プリアンプ

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1153477A4 (en) * 1998-08-31 2004-11-24 Maxim Integrated Products LINEAR AND MULTI-SINH TRANSCONDUCTANCE CIRCUITS
US6492870B2 (en) * 2001-01-11 2002-12-10 Texas Instruments Incorporated Class AB, high speed, input stage with base current compensation for fast settling time
CN1198389C (zh) * 2001-05-11 2005-04-20 三洋电机株式会社 正弦值产生电路、相移电路、色调调整电路
US7183857B2 (en) * 2002-01-24 2007-02-27 Maxim Integrated Products Inc. Single supply direct drive amplifier
US7061327B2 (en) * 2002-01-24 2006-06-13 Maxim Integrated Products, Inc. Single supply headphone driver/charge pump combination
US7135928B2 (en) * 2003-01-30 2006-11-14 Broadcom Corporation Method for transconductance linearization for DC-coupled applications
US7236054B2 (en) * 2004-01-28 2007-06-26 Silicon Storage Technology, Inc. Multi-operational amplifier system
US7548733B2 (en) * 2005-03-31 2009-06-16 Broadcom Corporation Wireless transmitter having multiple power amplifier drivers (PADs) that are selectively biased to provide substantially linear magnitude and phase responses
KR100768091B1 (ko) * 2006-08-25 2007-10-17 한국전자통신연구원 넓은 선형 범위를 갖는 트라이오드 영역형 트랜스컨덕터회로
US7925005B2 (en) * 2006-10-23 2011-04-12 Silicon Laboratories, Inc. Longitudinal balance calibration for a subscriber line interface circuit
US7479831B2 (en) * 2006-11-16 2009-01-20 National Semiconductor Corporation Class AB differential current conveyor input stage for a fully differential current feedback amplifier
US7990182B2 (en) * 2008-03-18 2011-08-02 Standard Microsystems Corporation Electrical physical layer activity detector
US8000113B2 (en) * 2009-04-07 2011-08-16 Maxim Integrated Products, Inc. Efficient power regulation for class-E amplifiers
US8593830B2 (en) 2010-06-29 2013-11-26 Maxim Integrated Products, Inc. Reverse current limit protection for active clamp converters
RU2444115C1 (ru) * 2011-03-15 2012-02-27 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ГОУ ВПО "ЮРГУЭС") Комплементарный буферный усилитель
US10063130B2 (en) * 2014-09-19 2018-08-28 Intersil Americas LLC Multi-stage amplifier
EP3609397A4 (en) 2017-04-14 2021-01-20 Paradromics, Inc. LOW POWER RECORDING NEURAL CIRCUIT AND METHOD OF TRAINING THEM
US11042368B1 (en) 2019-12-31 2021-06-22 Express Scripts Strategic Development, Inc. Scalable software development and deployment system using inversion of control architecture

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2603968B2 (ja) 1987-10-12 1997-04-23 株式会社東芝 線形差動増幅回路
DE68919383T2 (de) 1988-07-18 1995-04-20 Sony Corp., Tokio/Tokyo Verstärkerschaltung.
DE69028803T2 (de) 1989-05-31 1997-03-20 Toshiba Kawasaki Kk Linearisierter Differenzverstärker
US5166635A (en) * 1991-03-27 1992-11-24 Level One Communications, Inc. Digital data line driver
WO1994017590A1 (en) * 1993-01-27 1994-08-04 Micro Linear Corporation Circuit technique that sets transconductance
FR2719425B1 (fr) * 1994-04-29 1996-08-09 Sgs Thomson Microelectronics Amplificateur différentiel à réglage de mode commun.
GB2303507B (en) * 1995-07-21 2000-03-08 Nec Corp Low-voltage bipolar OTA having a linearity in transconductance over a wide input voltage range
US5903185A (en) * 1996-12-20 1999-05-11 Maxim Integrated Products, Inc. Hybrid differential pairs for flat transconductance
US5942939A (en) 1998-06-01 1999-08-24 Motorola, Inc. Amplifier and method of canceling distortion by combining hyperbolic tangent and hyperbolic sine transfer functions
EP1153477A4 (en) * 1998-08-31 2004-11-24 Maxim Integrated Products LINEAR AND MULTI-SINH TRANSCONDUCTANCE CIRCUITS
US6064258A (en) * 1999-04-23 2000-05-16 Lucent Technologies Inc. Distributed gain line driver amplifier

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002171147A (ja) * 2000-11-30 2002-06-14 Nec Corp 広帯域プリアンプ

Also Published As

Publication number Publication date
US20010038312A1 (en) 2001-11-08
EP1153477A1 (en) 2001-11-14
US6489848B2 (en) 2002-12-03
WO2000013308A1 (en) 2000-03-09
US6181204B1 (en) 2001-01-30
EP1153477A4 (en) 2004-11-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2002524899A (ja) 線形及び複合ｓｉｎｈトランスコンダクタンス回路
JP3986780B2 (ja) 相補型プッシュプル増幅器
JP2002526960A (ja) 凹形補償回路が並列接続されたクラスａｂ増幅器を有する線形トランスコンダクタンス回路
JP2990147B2 (ja) 利得可変増幅回路
JPH0775289B2 (ja) 相互コンダクタンス増幅回路
US7068099B2 (en) Power amplifier module with distortion compensation
JPS6243244B2 (ja)
JPH05110341A (ja) 低歪差動増幅器回路
US9985589B2 (en) System and method for improving total harmonic distortion of an amplifier
JP3170824B2 (ja) オーディオ電力増幅器
US6630866B2 (en) High beta output stage for high speed operational amplifier
JP2000209044A (ja) 電圧電流変換器
US6794943B2 (en) Ultra linear high speed operational amplifier output stage
US20030030480A1 (en) Low noise analog multiplier utilizing nonlinear local feedback elements
US6727755B2 (en) High speed linear variable gain amplifier architecture
JPS5826686B2 (ja) プツシユプル増幅器
JP2004007700A (ja) アンプおよび無線周波チューナー
EP1130768A2 (en) A low supply voltage analog multiplier
JPH07202607A (ja) 信号強度検出回路
JPH0821820B2 (ja) 平衡変換回路
JPH0533563B2 (ja)
JPH0457242B2 (ja)
JPH05235649A (ja) 増幅回路
JPS62115901A (ja) アンプ
JPH07176960A (ja) 帰還形増幅回路

Legal Events

Date Code Title Description
RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20040706

A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20061107