JP2002359546A - Overcurrent protector - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電気モータ等の負
荷への電力供給を実行・停止するように切り替える駆動
素子の過電流による破壊を防止するようにした過電流保
護装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an overcurrent protection device for preventing a drive element that switches between supplying and stopping power supply to an electric motor or the like from being damaged by overcurrent.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電気モータ等の負荷に対する電力の供給
・停止を切り替える目的で、スイッチング機能を有する
駆動素子が用いられる。駆動素子としては、パワーＭＯ
ＳＦＥＴや絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ（以
下、ＩＧＢＴという）といった絶縁ゲート素子がよく利
用される。これらの絶縁ゲート素子は、ゲート印加電圧
の有無でオン、オフ駆動するが、ゲートが絶縁膜を介し
て伝導チャンネルを形成するように構成されているた
め、高入力抵抗という点では優れているものの、負荷短
絡等による過電流に対しては破壊しやすい。2. Description of the Related Art A drive element having a switching function is used for switching between supplying and stopping power to a load such as an electric motor. As a driving element, a power MO
Insulated gate elements such as SFETs and insulated gate bipolar transistors (hereinafter, referred to as IGBTs) are often used. These insulated gate elements are turned on and off depending on the presence or absence of a gate applied voltage.Since the gate is configured to form a conduction channel via an insulating film, it is excellent in terms of high input resistance. And it is easy to be destroyed by overcurrent due to load short circuit.
【０００３】そこで、例えば特開平５−２１８８３６号
公報には、過電流による駆動素子の破壊を防止するた
め、駆動素子を流れる電流を検出し、この電流が所定値
を越えたとき駆動素子のゲート電圧を下げることにより
過電流を制限し、駆動素子本体を保護するようにした過
電流保護装置を備える駆動回路が提案されている。この
駆動回路を図３を用いて説明する。図示しない負荷への
電力を供給・遮断するための駆動素子としてのＩＧＢＴ
１はそのゲートが補助ＩＧＢＴ２１のゲートと接続され
ている。補助ＩＧＢＴ２１のゲートは、信号電圧Ｖｉｎ
により切替えられる補助トランジスタ８、９に抵抗７を
介して接続されている。補助ＩＧＢＴ２１のエミッタに
は電流検出抵抗３１が接続されている。補助ＩＧＢＴ２
１と電流検出抵抗３１の接続点には、補助トランジスタ
５のベースが接続され、この補助トランジスタ５のエミ
ッタにはツェナダイオード６のカソードが接続されてい
る。In order to prevent the destruction of the driving element due to an overcurrent, for example, Japanese Unexamined Patent Publication No. Hei 5-21836 discloses a method for detecting a current flowing through the driving element, and when the current exceeds a predetermined value, the gate of the driving element. There has been proposed a driving circuit including an overcurrent protection device that limits an overcurrent by lowering a voltage to protect a driving element body. This drive circuit will be described with reference to FIG. IGBT as a drive element for supplying / cutting power to a load (not shown)
1 has its gate connected to the gate of the auxiliary IGBT 21. The gate of the auxiliary IGBT 21 is connected to the signal voltage Vin.
Are connected via the resistor 7 to the auxiliary transistors 8 and 9 that are switched. A current detection resistor 31 is connected to the emitter of the auxiliary IGBT 21. Auxiliary IGBT2
The base of the auxiliary transistor 5 is connected to a connection point between the resistor 1 and the current detection resistor 31, and the cathode of the Zener diode 6 is connected to the emitter of the auxiliary transistor 5.
【０００４】次にこの駆動回路の動作を説明すると、Ｉ
ＧＢＴ１をオンさせるために信号電圧ＶｉｎがＨ（ハ
イ）レベルになると、補助トランジスタ９、８がそれぞ
れオン、オフとなり、補助ＩＧＢＴ２１およびＩＧＢＴ
１がそれぞれオンする。このとき、ＩＧＢＴ１には駆動
電流Ｉｃが流れる。この駆動電流Ｉｃが流れると、駆動
電流Ｉｃに比例した電流が補助ＩＧＢＴ２１を介して電
流検出抵抗３１に流れ、この電流検出抵抗３１の両端に
は駆動電流Ｉｃに対応した電圧が生じることになる。こ
こで、例えば負荷が短絡した等の理由によって、駆動電
流Ｉｃとしての主回路電流が増加し、電流検出抵抗３１
の両端の電圧がツェナダイオード６のツェナ電圧と補助
トランジスタ５のベース・エミッタ間電圧との和よりも
大きくなると、補助トランジスタ５がオン状態となり、
ＩＧＢＴ１のゲート電圧は、ほぼツェナダイオード６の
ツェナ電圧まで降下する。Next, the operation of this driving circuit will be described.
When the signal voltage Vin becomes H (high) level to turn on the GBT 1, the auxiliary transistors 9 and 8 are turned on and off, respectively, and the auxiliary IGBTs 21 and IGBTs are turned on.
1 are turned on. At this time, the drive current Ic flows through the IGBT1. When the drive current Ic flows, a current proportional to the drive current Ic flows through the auxiliary IGBT 21 to the current detection resistor 31, and a voltage corresponding to the drive current Ic is generated at both ends of the current detection resistor 31. Here, the main circuit current as the drive current Ic increases due to, for example, a load short circuit, and the current detection resistance 31
Is greater than the sum of the Zener voltage of the Zener diode 6 and the base-emitter voltage of the auxiliary transistor 5, the auxiliary transistor 5 is turned on,
The gate voltage of the IGBT 1 drops almost to the Zener voltage of the Zener diode 6.
【０００５】すなわち、電流検出抵抗３１にはＩＧＢＴ
１を流れる駆動電流に応じた微少電流（センス電流Ｉ
ｓ）が流れ、駆動素子を流れる電流が過大になると電流
検出抵抗３１の接続点の電位（センス電圧Ｖｓ）が高く
なって、補助トランジスタ５がオンする。これにより、
ＩＧＢＴ１のゲート電位がツェナダイオード６のツェナ
電圧に制限されて、過大電流が低減される。なお、ここ
では電流検出抵抗３１がＩＧＢＴ１を流れる駆動電流に
応じた微少電流を検出する電流センス手段を形成してい
るが、このような電流センス機能は、上記のＩＧＢＴに
対する外付け抵抗に限らず、ＩＧＢＴ本体に流れる電流
に比例したセンス電流が流れる電流センス素子をＩＧＢ
Ｔ自体に組み込んだ形態でも容易に得られる。この場合
も同様に抵抗に流してセンス電圧が求められる。That is, the current detection resistor 31 has an IGBT
1 (a sense current I)
s) flows, and when the current flowing through the driving element becomes excessive, the potential (sense voltage Vs) at the connection point of the current detection resistor 31 increases, and the auxiliary transistor 5 is turned on. This allows
The gate potential of the IGBT 1 is limited to the Zener voltage of the Zener diode 6, and an excessive current is reduced. Here, the current detection resistor 31 forms a current sensing means for detecting a minute current corresponding to the drive current flowing through the IGBT 1; however, such a current sensing function is not limited to the external resistor for the IGBT. , A current sensing element in which a sense current proportional to a current flowing in the IGBT body
It can be easily obtained even in a form incorporated in T itself. In this case as well, a sense voltage is obtained by flowing the same through a resistor.
【０００６】一方、上記のような負荷短絡等による過電
流の対策とは別に、駆動素子のターンオフ時におけるサ
ージ電圧の対策として、駆動素子のゲート電極からの電
荷の引き抜きを、高抵抗を介することによりその引き抜
き速度をゆっくりとさせるようにすることで、サージ電
圧の発生を抑制する技術も知られており、図３に示した
回路の場合では、抵抗７の抵抗値を高く設定することに
よりゲート電荷の引き抜き速度が低下される。On the other hand, in addition to the above-described countermeasures against overcurrent due to load short-circuit, etc., as a countermeasure against a surge voltage at the time of turn-off of the drive element, extraction of electric charge from the gate electrode of the drive element is performed through a high resistance. Also known is a technique for suppressing the generation of a surge voltage by making the pull-out speed slower, and in the case of the circuit shown in FIG. 3, the gate of the resistor 7 is set by setting the resistance of the resistor 7 high. The charge extraction speed is reduced.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな過電流対策とサージ電圧対策の組み合わせを考える
と、特開平５−２７６７６１号公報に記載される原理に
よって、駆動素子であるＩＧＢＴ１のターンオフ時にセ
ンス電流（あるいはセンス電圧）の跳ね上がりが生じる
と、過電流と判断して過電流防止機能が作用し、ＩＧＢ
Ｔ１のゲート電極から電荷を急激に引き抜くように作用
する。この結果、サージ電圧の抑制効果を得ることがで
きなくなってしまう。However, considering such a combination of measures against overcurrent and against surge voltage, the principle described in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 5-276761 makes it possible to sense when the IGBT 1 as a driving element is turned off. When the current (or the sense voltage) jumps, it is determined that an overcurrent has occurred, and an overcurrent prevention function is activated.
It acts to rapidly extract charges from the gate electrode of T1. As a result, the effect of suppressing the surge voltage cannot be obtained.
【０００８】これを図４を用いて説明する。図４は上記
回路におけるＩＧＢＴ１のターンオフの際の電圧、電流
の変化状態を示す。Ｖｉｎは制御回路から出力されて駆
動素子へ電力を供給・遮断させるための信号電圧、Ｖｇ
１’はＩＧＢＴのゲート電圧、ＩｃはＩＧＢＴのコレク
タ電流、ＶｃｅはＩＧＢＴのコレクタ〜エミッタ間の電
圧、Ｖｓは補助トランジスタ５のベース電圧である。This will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows how the voltage and current change when the IGBT 1 is turned off in the above circuit. Vin is a signal voltage output from the control circuit to supply and cut off power to the drive element, Vg
1 'is the gate voltage of the IGBT, Ic is the collector current of the IGBT, Vce is the voltage between the collector and the emitter of the IGBT, and Vs is the base voltage of the auxiliary transistor 5.
【０００９】信号電圧Ｖｉｎが時刻ｔ１でＨ（ハイ）レ
ベルからＬ（ロウ）レベルに切り替えられてＩＧＢＴ１
がターンオフされた場合に、時刻ｔ２でセンス電流Ｉｓ
に跳ね上がりが生じると、ベース電圧Ｖｓの上昇で補助
トランジスタ５がオンとなることによりＩＧＢＴのゲー
ト電荷が放電され、ゲート電圧Ｖｇ１はツェナダイオー
ド６のツェナ電圧まで急速に低下する。これにより、Ｉ
ＧＢＴ１のコレクタ電流Ｉｃの遮断が急峻となる。この
結果、ＩＧＢＴのコレクタ〜エミッタ間の電圧Ｖｃｅに
は大きなサージ電圧Ｚが発生してしまう。At time t1, the signal voltage Vin is switched from H (high) level to L (low) level, and the IGBT 1
Is turned off, the sense current Is at time t2
When the base voltage Vs rises, the auxiliary transistor 5 is turned on to discharge the gate charge of the IGBT, and the gate voltage Vg1 rapidly decreases to the Zener voltage of the Zener diode 6. This allows I
The interruption of the collector current Ic of the GBT 1 becomes sharp. As a result, a large surge voltage Z is generated in the voltage Vce between the collector and the emitter of the IGBT.
【００１０】これは、高抵抗にした抵抗７を通してゲー
ト電荷を放電することにより、遮断速度を緩慢にしよう
とするサージ電圧対策を無効にしてしまうことを意味す
る。したがって本発明は、上記の問題点に鑑み、過電流
による駆動素子の過電流による破壊を防止するととも
に、駆動素子のターンオフ時にはサージ電圧が発生する
のを確実に抑制することができるようにした過電流保護
装置を提供することを目的とする。This means that by discharging the gate charge through the high-resistance resistor 7, the surge voltage countermeasure for slowing down the cutoff speed is invalidated. Accordingly, the present invention has been made in view of the above-described problems, and has been made to prevent a drive element from being destroyed due to an overcurrent due to an overcurrent, and to reliably suppress generation of a surge voltage when the drive element is turned off. It is an object to provide a current protection device.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】このため、請求項１の本
発明は、駆動素子に流れる電流の大きさに比例して微少
電流を流す電流センス手段と、該電流センス手段の微少
電流に基づき、駆動素子に過電流が流れた時に駆動素子
のゲート電荷を放電する過電流保護回路と、該過電流保
護回路と駆動素子のゲートとの間に設けられ過電流保護
回路側からゲート側への電流の流れを阻止するダイオー
ドと、該ダイオードと過電流保護回路の接続点とグラウ
ンドとの間に設けたコンデンサと、駆動素子をターンオ
フしたときそのゲート電荷を放電する緩慢放電回路とを
有するものとした。For this reason, the present invention of claim 1 is based on current sensing means for passing a minute current in proportion to the magnitude of the current flowing to the driving element, and based on the minute current of the current sensing means. An overcurrent protection circuit that discharges a gate charge of the driving element when an overcurrent flows through the driving element; and an overcurrent protection circuit provided between the overcurrent protection circuit and the gate of the driving element. A diode having a diode for blocking a current flow, a capacitor provided between a connection point of the diode and the overcurrent protection circuit, and a ground, and a slow discharge circuit for discharging a gate charge when the drive element is turned off. did.
【００１２】負荷の短絡等で駆動素子に過電流が流れた
ときは、電流センス手段で得られる微少電流（センス電
流）も上昇する結果、これを検知して過電流保護回路に
より駆動素子のゲート電荷を放電することで、駆動素子
を流れる駆動電流を低下させる。一方、駆動素子をター
ンオフさせたときセンス電流に跳ね上がりが生じた場合
には、コンデンサに充電された電圧により駆動素子のゲ
ート電荷が過電流保護回路を通じて放電されるのを阻止
して、緩慢放電回路からゆっくりした速さでゲート電荷
を放電させる。この放電でゲート側電圧が低下していく
が、この間コンデンサ側からゲート側へ電流が流れ込む
のをダイオードが阻止している。したがって、駆動素子
を流れる電流も緩やかに遮断される。When an overcurrent flows through the drive element due to a short circuit in the load or the like, the minute current (sense current) obtained by the current sensing means also increases. This is detected, and the gate of the drive element is detected by the overcurrent protection circuit. By discharging the charge, the driving current flowing through the driving element is reduced. On the other hand, if the sense current jumps when the drive element is turned off, the gate charge of the drive element is prevented from being discharged through the overcurrent protection circuit by the voltage charged in the capacitor, and the slow discharge circuit To discharge the gate charge at a slow speed. This discharge causes the gate-side voltage to decrease. During this time, the diode prevents the current from flowing from the capacitor side to the gate side. Therefore, the current flowing through the drive element is also gradually cut off.
【００１３】請求項２の発明は、過電流保護回路が、ダ
イオードとコンデンサの接続点をグラウンドへ導通、遮
断するように切り替える第１のトランジスタと、該第１
のトランジスタのベースとグラウンドとの間に設けた第
１の抵抗とを有し、該第１の抵抗に上記の微少電流を流
すように構成されているものとした。According to a second aspect of the present invention, an overcurrent protection circuit switches a connection point of a diode and a capacitor to ground so as to conduct or cut off the connection point, and the first transistor.
And a first resistor provided between the base of the transistor and the ground, so that the above-mentioned minute current flows through the first resistor.
【００１４】電流センス手段で得た微少電流を第１の抵
抗により電圧（センス電圧）に変え、このセンス電圧を
第１のトランジスタのベースに印加することにより、過
電流が駆動素子を流れたとき第１のトランジスタがオン
になり、このトランジスタを介して駆動素子のゲート電
荷がグラウンドへ放電される。電流センス手段は、請求
項３のように、駆動素子に組み込まれた電流センス素子
とすることができる。[0014] The minute current obtained by the current sensing means is converted into a voltage (sense voltage) by the first resistor, and this sense voltage is applied to the base of the first transistor. The first transistor is turned on, and the gate charge of the driving element is discharged to ground via the first transistor. The current sensing means may be a current sensing element incorporated in the driving element.
【００１５】請求項４の発明は、緩慢放電回路が、駆動
素子のゲートをグラウンドへ接続させて駆動素子をター
ンオフさせる第２のトランジスタと、該第２のトランジ
スタによる駆動素子のゲートとグラウンドの接続経路に
設けられた第２の抵抗とで形成されているものとした。According to a fourth aspect of the present invention, the slow discharge circuit connects the gate of the driving element to the ground to turn off the driving element, and connects the gate of the driving element to the ground by the second transistor. It is formed by the second resistor provided in the path.
【００１６】駆動素子のターンオフ時に、センス電流に
跳ね上がりが生じた場合、駆動素子のゲート電荷は第２
のトランジスタと第２の抵抗を介してグラウンドへ放電
され、駆動素子はターンオフする。第２の抵抗の設定に
応じて緩慢化された放電速度で放電され、ターンオフの
際に発生するサージ電圧を抑制することができる。When a jump occurs in the sense current when the drive element is turned off, the gate charge of the drive element becomes the second charge.
Is discharged to the ground through the transistor and the second resistor, and the driving element is turned off. The discharge is performed at a slower discharge speed according to the setting of the second resistor, and a surge voltage generated at the time of turn-off can be suppressed.
【００１７】[0017]
【発明の効果】請求項１の発明は、短絡等による過電流
発生時には、電流センス手段により過電流保護回路を通
じて駆動素子のゲート電圧が低下され、駆動素子の破壊
を防止することができる。また、駆動素子をターンオフ
したときに電流センス手段で検出した微少電流に跳ね上
がりが生じても、駆動素子のゲート電荷が過電流保護回
路へ放電されるのは阻止され、緩慢放電回路を介してに
放電されることで、駆動素子の電流遮断を緩慢にしてサ
ージ電圧の発生を防止することができる。また、ダイオ
ードやコンデンサなど簡単な構成部品による回路で上記
効果を達成できる。According to the first aspect of the present invention, when an overcurrent occurs due to a short circuit or the like, the gate voltage of the driving element is reduced by the current sensing means through the overcurrent protection circuit, and the destruction of the driving element can be prevented. Further, even if the minute current detected by the current sensing means jumps up when the drive element is turned off, the gate charge of the drive element is prevented from being discharged to the overcurrent protection circuit, and the gate charge of the drive element is suppressed via the slow discharge circuit. By being discharged, the current interruption of the drive element can be slowed to prevent generation of a surge voltage. Further, the above effects can be achieved by a circuit using simple components such as a diode and a capacitor.
【００１８】請求項２の発明では、過電流保護装置をト
ランジスタと抵抗による簡単な回路で構成することがで
きる。請求項３の発明では、電流センス手段を駆動素子
に組み込まれた電流センス素子とすることにより、さら
に構成部品が簡単となる。また、請求項４の発明でも、
緩慢放電回路をトランジスタと抵抗による簡単な回路で
構成することができる。According to the second aspect of the present invention, the overcurrent protection device can be constituted by a simple circuit using transistors and resistors. According to the third aspect of the present invention, since the current sensing means is a current sensing element incorporated in the driving element, the components can be further simplified. Also, in the invention of claim 4,
The slow discharge circuit can be constituted by a simple circuit including a transistor and a resistor.
【００１９】[0019]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を実施
例に基づき説明する。図１は、本発明の実施例に係る過
電流保護装置を備えた負荷駆動回路である。電気モータ
等の負荷１０１にはダイオードＤ２が並列配置されて電
源ＶＢから電力が供給可能とされ、駆動素子としてのＩ
ＧＢＴＱ１により駆動制御される。ＩＧＢＴＱ１は、コ
レクタが負荷１０１に、エミッタがグラウンド（ＧＮ
Ｄ）にそれぞれ接続される。また、ＩＧＢＴＱ１のゲー
トは、抵抗Ｒ２を介してＮＰＮトランジスタＱ３により
充電可能とされるとともに、抵抗Ｒ３を介してＰＮＰト
ランジスタＱ４により放電可能とされている。ここで、
トランジスタＱ４と抵抗Ｒ３とで、緩慢放電回路を構成
している。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiments of the present invention will be described below based on examples. FIG. 1 is a load drive circuit including an overcurrent protection device according to an embodiment of the present invention. A diode D2 is arranged in parallel with a load 101 such as an electric motor so that power can be supplied from a power supply VB.
The driving is controlled by the GBT Q1. The IGBT Q1 has a collector connected to the load 101 and an emitter connected to the ground (GN).
D). The gate of the IGBT Q1 can be charged by the NPN transistor Q3 via the resistor R2, and can be discharged by the PNP transistor Q4 via the resistor R3. here,
Transistor Q4 and resistor R3 form a slow discharge circuit.
【００２０】トランジスタＱ３、Ｑ４は、それぞれ制御
回路１０２からの出力信号により制御される。すなわ
ち、制御回路１０２から出力され各トランジスタＱ３、
Ｑ４のベースに印加される信号がＨレベルであるときは
トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ４がオフとな
り、上記信号がＬレベルであるときはトランジスタＱ３
がオフ、トランジスタＱ４がオンとなるように構成され
ている。制御回路１０２とトランジスタＱ３のコレクタ
へは、電源ＶＣＣから電力が供給される一方、トランジ
スタＱ４のコレクタはグラウンド接続されている。The transistors Q3 and Q4 are controlled by output signals from the control circuit 102, respectively. That is, each transistor Q3 output from the control circuit 102,
When the signal applied to the base of Q4 is at H level, transistor Q3 is turned on and transistor Q4 is turned off. When the signal is at L level, transistor Q3 is turned on.
Are turned off, and the transistor Q4 is turned on. Power is supplied from the power supply VCC to the control circuit 102 and the collector of the transistor Q3, while the collector of the transistor Q4 is grounded.
【００２１】ＩＧＢＴＱ１には、ＩＧＢＴＱ１のコレク
タに流れる電流Ｉｃの大きさに比例する微少な電流が流
れる電流センス素子が設けられ、その出力であるセンス
電流Ｉｓがグラウンド接続した抵抗Ｒ１に流れるように
することでセンス電圧Ｖｓを得ることができ、このセン
ス電圧ＶｓがＮＰＮトランジスタＱ２のベースに印加さ
れる。したがって、センス電圧Ｖｓが所定値以上になる
と、トランジスタＱ２がオンすることになる。The IGBT Q1 is provided with a current sensing element through which a small current proportional to the magnitude of the current Ic flowing through the collector of the IGBT Q1 flows, so that the output of the sense current Is flows through the grounded resistor R1. Thus, a sense voltage Vs can be obtained, and this sense voltage Vs is applied to the base of NPN transistor Q2. Therefore, when the sense voltage Vs exceeds a predetermined value, the transistor Q2 is turned on.
【００２２】トランジスタＱ２のコレクタとＩＧＢＴＱ
１のゲートとの間にはダイオードＤ１が介在されて、上
記コレクタ側がカソード、上記ゲート側がアノードとな
る方向に設けられ、ゲート側からトランジスタＱ２のコ
レクタ側への電流の流れは許容するものの、この逆方向
の流れは阻止するようにしてある。また、ダイオードＤ
１とトランジスタＱ２のコレクタの接続点とグラウンド
との間には、コンデンサＣ１が設けられる。ここで、ト
ランジスタＱ２と抵抗Ｒ１とは、過電流保護回路を構成
する。The collector of the transistor Q2 and the IGBTQ
A diode D1 is interposed between the gate of the transistor Q2 and the collector of the transistor Q2. The diode D1 is provided in a direction such that the collector side is a cathode and the gate side is an anode. The reverse flow is prevented. The diode D
A capacitor C1 is provided between the connection point of the transistor 1 and the collector of the transistor Q2 and the ground. Here, the transistor Q2 and the resistor R1 constitute an overcurrent protection circuit.
【００２３】次に、上記のように構成した駆動回路の作
用につき、説明する。負荷１０１を駆動すべく、ＩＧＢ
ＴＱ１をターンオンさせるには、制御回路１０２からの
信号電圧ＶｉｎをＨレベルとする。この信号電圧により
トランジスタＱ３がオンするものの、トランジスタＱ４
はオフのままである。オンとなったトランジスタＱ３
は、電源ＶＣＣからコレクタへ印加している電流をエミ
ッタへ通じさせ、これを抵抗Ｒ２を介してＩＧＢＴＱ１
のゲート電極へ流し込む。同時に、上記電流は抵抗Ｒ２
からさらにダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ１に
流れる。Next, the operation of the driving circuit configured as described above will be described. IGB to drive the load 101
To turn on TQ1, the signal voltage Vin from the control circuit 102 is set to the H level. Although the transistor Q3 is turned on by this signal voltage, the transistor Q4
Remains off. Transistor Q3 turned on
Causes the current applied from the power supply VCC to the collector to flow to the emitter, and passes the current through the resistor R2 to the IGBT Q1.
Into the gate electrode. At the same time, the current is
Flows further to the capacitor C1 via the diode D1.
【００２４】ＩＧＢＴＱ１のゲート容量が充電される
と、ＩＧＢＴＱ１がオンとなり電源ＶＢから電流Ｉｃを
負荷１０１へ流し、これを駆動させる。ＩＧＢＴＱ１に
過電流が流れないときは、電流センス素子に流れるセン
ス電流Ｉｓが小さく、抵抗Ｒ１で生じるセンス電圧Ｖｓ
が所定値より小さいので、トランジスタＱ２はオフのま
まであり電流を流さない。一方、コンデンサＣ１は、ダ
イオードＤ１の順方向電圧分下がった状態で充電され、
電圧Ｖｇ２となる。When the gate capacitance of the IGBT Q1 is charged, the IGBT Q1 is turned on, and the current Ic flows from the power supply VB to the load 101 to drive it. When no overcurrent flows through IGBT Q1, sense current Is flowing through the current sense element is small, and sense voltage Vs generated by resistor R1 is generated.
Is smaller than the predetermined value, the transistor Q2 remains off and does not flow current. On the other hand, the capacitor C1 is charged in a state where the forward voltage of the diode D1 drops,
The voltage becomes Vg2.
【００２５】つぎに、ＩＧＢＴＱ１のターンオン時、Ｉ
ＧＢＴＱ１に過電流が流れたとする。この場合、電流セ
ンス素子から得られたセンス電流が大きくなって抵抗Ｒ
１で生じるセンス電圧Ｖｓが所定値以上になり、トラン
ジスタＱ２がオンとなる。これにより、ＩＧＢＴＱ１の
ゲートの電荷とコンデンサＣ１に充電されている電荷と
が、トランジスタＱ２を介してグラウンドへ放電され
て、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧を低下させる。したがっ
て、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流も低下するので、ＩＧ
ＢＴＱ１の過電流による破壊を防止することができる。Next, when the IGBT Q1 is turned on, I
It is assumed that an overcurrent has flowed through GBTQ1. In this case, the sense current obtained from the current sense element increases, and the resistance R
1, the sense voltage Vs becomes equal to or higher than a predetermined value, and the transistor Q2 is turned on. Thereby, the charge of the gate of the IGBT Q1 and the charge charged in the capacitor C1 are discharged to the ground via the transistor Q2, and the gate voltage of the IGBT Q1 is reduced. Therefore, the collector current of IGBT Q1 also decreases,
BTQ1 can be prevented from being damaged by overcurrent.
【００２６】また、制御回路１０２の出力がＨレベルの
ときは、コンデンサＣ１の電圧Ｖｇ２とＩＧＢＴＱ１の
ゲート電圧Ｖｇ１は次の関係にある。 Ｖｇ２＜Ｖｇ１ すなわち、コンデンサＣ１の電圧Ｖｇ２はダイオードＤ
１の順方向電圧分だけ低下している。ここで、負荷１０
１の短絡等によりＩＧＢＴＱ１に過電流が流れると、こ
の場合も同様に、電流センス素子から出力されるセンス
電流Ｉｓが上昇し、抵抗Ｒ１におけるセンス電圧Ｖｓが
所定値以上となる。これにより、ＩＧＢＴＱ１のゲート
電荷がダイオードＤ１を通って、コンデンサＣ１の電荷
とともにトランジスタＱ２を介して放電される。したが
って、ゲート電圧Ｖｇ１が低下しコレクタ電流Ｉｃの上
昇を抑制するので、ＩＧＢＴＱ１の破壊を防止すること
ができる。When the output of the control circuit 102 is at the H level, the voltage Vg2 of the capacitor C1 and the gate voltage Vg1 of the IGBT Q1 have the following relationship. Vg2 <Vg1 That is, the voltage Vg2 of the capacitor C1 is equal to the diode D
It is reduced by one forward voltage. Here, the load 10
When an overcurrent flows through the IGBT Q1 due to a short circuit of 1 or the like, the sense current Is output from the current sense element similarly increases, and the sense voltage Vs at the resistor R1 becomes equal to or higher than a predetermined value. As a result, the gate charge of the IGBT Q1 passes through the diode D1 and is discharged together with the charge of the capacitor C1 through the transistor Q2. Therefore, the gate voltage Vg1 decreases and the rise of the collector current Ic is suppressed, so that the IGBT Q1 can be prevented from being destroyed.
【００２７】ＩＧＢＴＱ１がオンしている状態からター
ンオフするには、制御回路１０２からの信号電圧Ｖｉｎ
をＬレベルとする。図２は、このＨレベルからＬレベル
への信号電圧切り替え時における信号電圧Ｖｉｎ、ＩＧ
ＢＴＱ１のゲート電圧Ｖｇ１、コンデンサＣ１の電圧Ｖ
ｇ２、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ電流Ｉｃ、ＩＧＢＴＱ１
のコレクタ〜エミッタ間の電圧Ｖｃｅ、抵抗Ｒ１で発生
するセンス電圧Ｖｓの時間変化を示す。To turn off the IGBT Q1 from the on state, the signal voltage Vin from the control circuit 102 is used.
Is set to L level. FIG. 2 shows the signal voltages Vin and IG when the signal voltage is switched from the H level to the L level.
BTQ1 gate voltage Vg1, capacitor C1 voltage V
g2, collector current Ic of IGBT Q1, IGBT Q1
Of the voltage Vce between the collector and the emitter and the sense voltage Vs generated by the resistor R1.
【００２８】切り替え前の信号電圧ＶｉｎがＨレベルの
ときには、ゲート電圧Ｖｇ１、コンデンサ電圧Ｃ１がと
もに充電されＨレベルにあるものの、後者が前者よりダ
イオードＤ１の順方向電圧分だけ低くなっている。ま
た、負荷１０１、ＩＧＢＴＱ１に駆動電流（コレクタ電
流Ｉｃ）が流れており、ＩＧＢＴＱ１のコレクタ〜エミ
ッタ間の電圧Ｖｃｅはゼロに近くなっている。センス電
圧Ｖｓは発生しているものの過電流発生時より低いレベ
ルにある。When the signal voltage Vin before switching is at the H level, the gate voltage Vg1 and the capacitor voltage C1 are both charged and at the H level, but the latter is lower than the former by the forward voltage of the diode D1. Further, a drive current (collector current Ic) flows through the load 101 and the IGBT Q1, and the voltage Vce between the collector and the emitter of the IGBT Q1 is close to zero. Although the sense voltage Vs is generated, it is at a lower level than when the overcurrent occurs.
【００２９】時刻ｔ１において信号電圧ＶｉｎをＨレベ
ルからＬレベルに切り替えると、トランジスタＱ３がオ
フとなり、電源ＶＣＣからの電流の流れを遮断する。こ
れに対し、トランジスタＱ４がオンとなるので、ＩＧＢ
ＴＱ１のゲートの電荷は、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ４
を介してグラウンドへ放電され、電圧Ｖｇ１が低下して
いく。このとき、コンデンサＣ１の電荷は、トランジス
タＱ２がオフであり、かつダイオードＤ１が存在するこ
とにより、ＩＧＢＴＱ１のゲートへも、抵抗Ｒ３側へも
流れることができないので、放電されない。したがっ
て、ターンオフ初期はゲート電圧Ｖｇ１のみが低下して
いく。When the signal voltage Vin is switched from the H level to the L level at the time t1, the transistor Q3 is turned off, and the flow of the current from the power supply VCC is cut off. On the other hand, since the transistor Q4 is turned on, the IGB
The electric charge at the gate of TQ1 is represented by a resistor R3 and a transistor Q4.
, And the voltage Vg1 decreases. At this time, the charge of the capacitor C1 is not discharged because the transistor Q2 is off and the diode D1 prevents the charge from flowing to the gate of the IGBT Q1 and also to the resistor R3 side. Therefore, only the gate voltage Vg1 decreases at the beginning of the turn-off.
【００３０】時刻ｔ２に至って、ゲート電荷Ｖｇ１がＩ
ＧＢＴＱ１をオフにすることができるレベルまで低下す
ると、コレクタ電流Ｉｃが低下し始める。最終的にはＩ
ＧＢＴＱ１がオフとなり、電源ＶＢからの負荷１０１へ
の電力供給は停止され負荷１０１は駆動されなくなる。
この間、電流センス素子からのセンス電流Ｉｓが小さい
ままであるときは、トランジスタＱ２がオフしたままで
あり、かつダイオードＤ１が逆方向の電流を流さないこ
とから、コンデンサＣ１は、放電しないままである。At time t2, the gate charge Vg1 becomes I
When GBTQ1 drops to a level where it can be turned off, collector current Ic starts to drop. Eventually I
The GBT Q1 is turned off, the power supply from the power supply VB to the load 101 is stopped, and the load 101 is not driven.
During this time, when the sense current Is from the current sense element remains small, the transistor C2 remains off and the diode D1 does not flow current in the reverse direction, so that the capacitor C1 does not discharge. .
【００３１】一方、上記ターンオフ時にセンス電流Ｉｓ
が跳ね上がった場合には、抵抗Ｒ１で生じたセンス電圧
Ｖｓが所定値以上となってトランジスタＱ２をオンにす
る。トランジスタＱ２がオンになった時点では、コンデ
ンサＣ１が充電された状態にあり、コンデンサＣ１の電
圧Ｖｇ２とゲート電圧Ｖｇ１は、 Ｖｇ２＞Ｖｇ１ となっていることから、ＩＧＢＴＱ１のゲート側の電荷
がダイオードＤ１を通じてコンデンサＣ１およびトラン
ジスタＱ２側へ流れることはない。On the other hand, at the time of turn-off, the sense current Is
Jumps up, the sense voltage Vs generated by the resistor R1 becomes a predetermined value or more and turns on the transistor Q2. When the transistor Q2 is turned on, the capacitor C1 is in a charged state, and the voltage Vg2 and the gate voltage Vg1 of the capacitor C1 satisfy Vg2> Vg1. Through the capacitor C1 and the transistor Q2.
【００３２】またこの場合、上記とは逆の流れ、すなわ
ちコンデンサＣ１側からゲート側への電流の流れはダイ
オードＤ１により阻止されるので、オンとなったトラン
ジスタＱ２はコンデンサＣ１に充電された電荷のみをグ
ラウンドへ放電する。したがって、ゲート電圧Ｖｇ１の
降下は、センス電流Ｉｓの跳ね上がりの影響を受けるこ
となく、抵抗Ｒ３で規定される速度でゲート電荷が徐々
に引き抜かれるので、緩やかなカーブとなる。この結
果、図中点線で示した従来の場合と比較して、コレクタ
電流Ｉｃは緩やかに遮断され、ターンオフ時にＩＧＢＴ
Ｑ１のコレクタ〜エミッタ間に発生するサージ電圧を確
実に抑制することができる。In this case, the reverse flow, that is, the flow of the current from the capacitor C1 side to the gate side is blocked by the diode D1, so that the turned-on transistor Q2 has only the electric charge charged in the capacitor C1. To ground. Therefore, the drop of the gate voltage Vg1 is not affected by the jump of the sense current Is, and the gate charge is gradually extracted at the speed defined by the resistor R3. As a result, the collector current Ic is cut off more slowly than in the conventional case shown by the dotted line in FIG.
Surge voltage generated between the collector and the emitter of Q1 can be reliably suppressed.
【００３３】なお、実施例にあっては、駆動素子として
ＩＧＢＴを用いたが、これに限ることなく、パワーＭＯ
ＳＦＥＴなどを用いるようにしてもよい。In the embodiment, the IGBT is used as the driving element. However, the present invention is not limited to this.
An SFET or the like may be used.
【図１】本発明の実施の形態を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】実施の形態におけるターンオフ時の作動を示す
波形図である。FIG. 2 is a waveform chart showing an operation at the time of turn-off in the embodiment.
【図３】従来例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a conventional example.
【図４】従来例におけるターンオフ時の作動を示す波形
図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation at the time of turn-off in a conventional example.
１０１ 負荷 １０２ 制御回路 Ｃ１ コンデンサ Ｄ１、Ｄ２ ダイオード Ｑ１ ＩＧＢＴ（駆動素子） Ｑ２ トランジスタ（第１のトランジスタ） Ｑ３ トランジスタ（第２のトランジスタ） Ｑ４ トランジスタ Ｒ１ 抵抗（第１の抵抗） Ｒ２ 抵抗 Ｒ３ 抵抗（第２の抵抗） ＶＢ、ＶＣＣ 電源 101 load 102 control circuit C1 capacitor D1, D2 diode Q1 IGBT (drive element) Q2 transistor (first transistor) Q3 transistor (second transistor) Q4 transistor R1 resistance (first resistance) R2 resistance R3 resistance (second resistance) Resistance) VB, VCC power supply
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H410 CC02 DD02 DD06 EA10 FF05 LL03 LL06 5H740 BA11 BB07 BB10 KK01 LL05 MM02 MM12 5J055 AX34 AX36 AX53 AX64 BX16 CX20 DX04 DX05 DX09 DX22 DX43 DX56 DX78 EX02 EX04 EX06 EX11 EY01 EY10 EY12 EY17 EZ07 EZ62 EZ66 FX04 FX09 FX36 GX01 GX04 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F term (reference) 5H410 CC02 DD02 DD06 EA10 FF05 LL03 LL06 5H740 BA11 BB07 BB10 KK01 LL05 MM02 MM12 5J055 AX34 AX36 AX53 AX64 BX16 CX20 DX04 DX05 DX09 DX22 DX43 DX56 DX78 EX02 EX04 EX04 EZ07 EZ62 EZ66 FX04 FX09 FX36 GX01 GX04
Claims (4)
て微少電流を流す電流センス手段と、該電流センス手段
の微少電流に基づき、前記駆動素子に過電流が流れた時
に駆動素子のゲート電荷を放電する過電流保護回路と、
該過電流保護回路と前記駆動素子のゲートとの間に設け
られ前記過電流保護回路側からゲート側への電流の流れ
を阻止するダイオードと、該ダイオードと前記過電流保
護回路の接続点とグラウンドとの間に設けたコンデンサ
と、前記駆動素子をターンオフしたとき前記ゲート電荷
を放電する緩慢放電回路とを有することを特徴とする過
電流保護装置。A current sensing means for flowing a minute current in proportion to a magnitude of a current flowing to the driving element; and a gate of the driving element when an overcurrent flows to the driving element based on the minute current of the current sensing means. An overcurrent protection circuit for discharging electric charges,
A diode provided between the overcurrent protection circuit and the gate of the drive element to prevent a current from flowing from the overcurrent protection circuit side to the gate side; and a connection point between the diode and the overcurrent protection circuit and ground. And a slow discharge circuit that discharges the gate charge when the drive element is turned off.
とコンデンサの接続点をグラウンドへ導通、遮断するよ
うに切り替える第１のトランジスタと、該第１のトラン
ジスタのベースとグラウンドとの間に設けた第１の抵抗
とを有し、該第１の抵抗に前記微少電流を流すように構
成されていることを特徴とする請求項１記載の過電流保
護装置。2. The overcurrent protection circuit is provided between a first transistor for switching a connection point of the diode and the capacitor to a ground or a ground, and between a base of the first transistor and the ground. The overcurrent protection device according to claim 1, further comprising a first resistor, wherein the small current is caused to flow through the first resistor.
み込まれた電流センス素子であることを特徴とする請求
項１または２記載の過電流保護装置。3. The overcurrent protection device according to claim 1, wherein said current sensing means is a current sensing element incorporated in said drive element.
ートをグラウンドへ接続させて前記ターンオフさせる第
２のトランジスタと、該第２のトランジスタによる前記
駆動素子のゲートとグラウンドの接続経路に設けられた
第２の抵抗とで形成されていることを特徴とする請求項
１または２記載の過電流保護装置。4. The slow discharge circuit is provided in a second transistor that connects the gate of the driving element to ground and turns off the gate, and is provided in a connection path between the gate of the driving element and ground by the second transistor. The overcurrent protection device according to claim 1 or 2, wherein the overcurrent protection device is formed by a second resistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001164556A JP3649154B2 (en) | 2001-05-31 | 2001-05-31 | Overcurrent protection device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001164556A JP3649154B2 (en) | 2001-05-31 | 2001-05-31 | Overcurrent protection device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002359546A true JP2002359546A (en) | 2002-12-13 |
| JP3649154B2 JP3649154B2 (en) | 2005-05-18 |
Family
ID=19007366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001164556A Expired - Fee Related JP3649154B2 (en) | 2001-05-31 | 2001-05-31 | Overcurrent protection device |
Country Status (1)
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|---|---|
| JP (1) | JP3649154B2 (en) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100627126B1 (en) | 2004-03-19 | 2006-09-25 | 닛산 지도우샤 가부시키가이샤 | Drive circuit for voltage driven type semiconductor element |
| JP2014155261A (en) * | 2013-02-05 | 2014-08-25 | Toyota Motor Corp | Semiconductor drive device |
| JP2015201980A (en) * | 2014-04-09 | 2015-11-12 | 富士電機株式会社 | Drive device for power semiconductor element |
| CN109441792A (en) * | 2019-01-10 | 2019-03-08 | 北京汇能精电科技股份有限公司 | Fan slow switch circuit and system |
| CN109936351A (en) * | 2017-12-18 | 2019-06-25 | 富士电机株式会社 | Semiconductor device and power module |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4349398B2 (en) | 2006-09-05 | 2009-10-21 | トヨタ自動車株式会社 | Switching element driving apparatus and switching element driving method |
-
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| KR100627126B1 (en) | 2004-03-19 | 2006-09-25 | 닛산 지도우샤 가부시키가이샤 | Drive circuit for voltage driven type semiconductor element |
| JP2014155261A (en) * | 2013-02-05 | 2014-08-25 | Toyota Motor Corp | Semiconductor drive device |
| JP2015201980A (en) * | 2014-04-09 | 2015-11-12 | 富士電機株式会社 | Drive device for power semiconductor element |
| CN109936351A (en) * | 2017-12-18 | 2019-06-25 | 富士电机株式会社 | Semiconductor device and power module |
| CN109936351B (en) * | 2017-12-18 | 2024-05-31 | 富士电机株式会社 | Semiconductor device and power module |
| CN109441792A (en) * | 2019-01-10 | 2019-03-08 | 北京汇能精电科技股份有限公司 | Fan slow switch circuit and system |
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|---|---|
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|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041104 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050125 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050207 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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