JP2002354798A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータや、ＤＣ−ＤＣコンバータなどとして好適
に実施されるスイッチング電源装置に関する。The present invention relates to a so-called AC-D
The present invention relates to a switching power supply device suitably implemented as a C converter, a DC-DC converter, or the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】携帯型小型電子機器などに用いられ、商
用交流を整流・平滑化して得られた直流電流またはバッ
テリーからの直流電流を、たとえば数百ｋＨｚ程度の高
周波でスイッチングし、小型の変圧器で所望とする電圧
に高効率に変換するようにしたスイッチング電源装置が
広く用いられている。2. Description of the Related Art A small DC transformer is used for portable small electronic equipment and the like, which switches a DC current obtained by rectifying and smoothing a commercial AC or a DC current from a battery at a high frequency of, for example, about several hundred kHz. 2. Description of the Related Art A switching power supply device that converts a voltage to a desired voltage with high efficiency by a heater is widely used.
【０００３】このようなスイッチング電源装置の代表的
な構成として、２次側出力電圧を電圧検出回路で検出
し、その検出結果に対応して制御回路が主スイッチング
素子のスイッチングパルス幅を制御し、所望とする２次
側出力電圧を得るようにしたパルス幅変調（ＰＷＭ）方
式のスイッチング電源装置が広く用いられている。As a typical configuration of such a switching power supply device, a secondary output voltage is detected by a voltage detection circuit, and a control circuit controls a switching pulse width of a main switching element in accordance with a result of the detection. 2. Description of the Related Art A pulse width modulation (PWM) type switching power supply device that obtains a desired secondary output voltage is widely used.
【０００４】また、スイッチング電源装置の他の代表的
な構成として、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧
器内に蓄積された励磁エネルギを、ｏｆｆ期間に２次側
回路へ出力し、その出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを直流カットコンデンサを介し
て前記主スイッチング素子の制御端子に帰還することに
よって、再び該主スイッチング素子をｏｎ起動するよう
にしたリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）方式の
スイッチング電源装置も広く用いられている。Another typical configuration of a switching power supply device is to output the excitation energy stored in a transformer during an on period of a main switching element to a secondary circuit during an off period, and to terminate the output. A ringing choke converter (RCC) in which a ringing pulse generated later in a control winding of a transformer is fed back to a control terminal of the main switching element via a DC cut capacitor to turn on the main switching element again. Type switching power supply devices are also widely used.
【０００５】前記ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
は、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置のような複雑な
制御回路が不要な自励式であり、かつ該制御回路を動作
させるとともに、パルス幅の基準となる電圧を発生する
ための電源回路も不要であり、低コストな電源装置に好
適である。The switching power supply of the RCC type is a self-excited type which does not require a complicated control circuit such as a switching power supply of a PWM type, operates the control circuit, and sets a reference voltage of a pulse width. A power supply circuit for generating the power supply is unnecessary, which is suitable for a low-cost power supply device.
【０００６】図８は、そのようなＲＣＣ方式の典型的な
従来技術のスイッチング電源装置１の電気回路図であ
る。このスイッチング電源装置１は、大略的に、変圧器
ｎの１次巻線ｎ１にＦＥＴから成る主スイッチング素子
ｑを直列接続し、変圧器ｎの制御巻線ｎ３の出力を、主
制御回路２を介してこの主スイッチング素子ｑのゲート
に帰還させて発振させるように構成されている。商用電
源３からの商用交流は、コンデンサｃ１およびチョーク
コイルｌを介して、ダイオードブリッジｂｄおよび平滑
コンデンサｃ２から成る主電源回路４に入力され、整流
・平滑化された後、電源ライン５，６間に出力され、ス
イッチングに用いられる。FIG. 8 is an electric circuit diagram of a typical conventional switching power supply 1 of the RCC system. In the switching power supply device 1, a main switching element q composed of an FET is connected in series to a primary winding n1 of a transformer n, and an output of a control winding n3 of the transformer n is transmitted to a main control circuit 2. The main switching element q is fed back to the gate via the main switching element q to oscillate. The commercial AC from the commercial power supply 3 is input to the main power supply circuit 4 including the diode bridge bd and the smoothing capacitor c2 via the capacitor c1 and the choke coil 1 and rectified and smoothed. And is used for switching.
【０００７】電源投入されると、主電源回路４から電源
ライン５，６間に出力される電源電圧が上昇してゆき、
起動抵抗ｒ１から主制御回路２内での分圧値が、主スイ
ッチング素子ｑの動作電圧以上になると、該主スイッチ
ング素子ｑがｏｎし、１次巻線ｎ１に励磁エネルギが蓄
積される。制御巻線ｎ３には、主スイッチング素子ｑの
ｏｎ時に、１次巻線ｎ１と同一方向に電圧が誘起され、
その誘起電流は直流カット用のコンデンサｃ３およびバ
イアス抵抗ｒ２を介して前記主スイッチング素子ｑのゲ
ートに与えられ、これによって該主スイッチング素子ｑ
はｏｎ状態を維持する。When the power is turned on, the power supply voltage output from the main power supply circuit 4 to between the power supply lines 5 and 6 rises,
When the divided voltage in the main control circuit 2 from the starting resistance r1 becomes equal to or higher than the operating voltage of the main switching element q, the main switching element q is turned on, and the excitation energy is accumulated in the primary winding n1. When the main switching element q is turned on, a voltage is induced in the control winding n3 in the same direction as the primary winding n1,
The induced current is applied to the gate of the main switching element q via a DC cut capacitor c3 and a bias resistor r2, whereby the main switching element q
Maintain the on state.
【０００８】この主スイッチング素子ｑのｏｎ時に制御
巻線ｎ３に誘起された電流はまた、主制御回路２内のフ
ォトカプラｐｃのフォトトランジスタｔｒ１を介してコ
ンデンサｃ４に充電される。前記コンデンサｃ４の端子
電圧は、前記主スイッチング素子ｑのゲート−ドレイン
間を短絡する制御トランジスタｔｒ２のべースに与えら
れており、ｏｎ電圧以上になると、該制御トランジスタ
ｔｒ２がｏｎし、これによって主スイッチング素子ｑの
ゲート電位が低下し、該主スイッチング素子ｑはｏｆｆ
する。また、主スイッチング素子ｑがｏｆｆすると、制
御巻線ｎ３に図８の下向きに電圧が誘起され、その電流
が抵抗ｒ３を介して流れることで、前記コンデンサｃ４
の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子ｑの次のｏｎ
動作のための準備が行われる。The current induced in the control winding n3 when the main switching element q is turned on is charged in the capacitor c4 via the phototransistor tr1 of the photocoupler pc in the main control circuit 2. The terminal voltage of the capacitor c4 is given to the base of the control transistor tr2 that short-circuits the gate and drain of the main switching element q. When the voltage exceeds the on-voltage, the control transistor tr2 is turned on. The gate potential of the main switching element q decreases, and the main switching element q is turned off.
I do. When the main switching element q is turned off, a voltage is induced in the control winding n3 in a downward direction in FIG. 8, and the current flows through the resistor r3, thereby the capacitor c4
Of the main switching element q
Preparation for operation is performed.
【０００９】主スイッチング素子ｑがｏｆｆすると、１
次巻線ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギは２次巻線ｎ
２へ出力され、ダイオードｄおよび平滑コンデンサｃ５
から成る２次側整流平滑回路７で整流・平滑化されて直
流負荷へ出力される。その出力電圧は電圧制御回路８で
モニタされており、出力電圧が高くなる程、該電圧制御
回路８内のフォトカプラｐｃのフォトダイオードの輝度
が高くなり、前記フォトトランジスタｔｒ１を介してコ
ンデンサｃ４に充電される電流が大きくなる。したがっ
て、出力電圧が高くなる程、すなわち軽負荷になる程、
コンデンサｃ４の端子電圧が速くトランジスタｔｒ２の
ｏｎ電圧以上になり、主スイッチング素子ｑが速くｏｆ
ｆする。こうして、複雑な制御回路を用いることなく、
定電圧制御が行われる。When the main switching element q is turned off, 1
The excitation energy stored in the secondary winding n1 is
2 and a diode d and a smoothing capacitor c5
Is rectified and smoothed by a secondary-side rectifying / smoothing circuit 7 and output to a DC load. The output voltage is monitored by the voltage control circuit 8, and as the output voltage increases, the brightness of the photodiode of the photocoupler pc in the voltage control circuit 8 increases, and the luminance of the capacitor c4 is increased via the phototransistor tr1. The charged current increases. Therefore, the higher the output voltage, that is, the lighter the load,
The terminal voltage of the capacitor c4 quickly becomes higher than the on-voltage of the transistor tr2, and the main switching element q is quickly turned off.
f. Thus, without using complicated control circuits,
Constant voltage control is performed.
【００１０】一方、主スイッチング素子ｑのｏｆｆ後、
１次巻線ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側へ
の出力が終了すると、制御巻線ｎ３が有する寄生容量ｃ
６と制御巻線ｎ３との間でリンギングが発生し、該寄生
容量ｃ６に菩積されていたエネルギが放出され、励磁エ
ネルギに変換され、その後、再び該寄生容量ｃ６を充電
するために制御巻線ｎ３に上向きの起電圧が発生する。
リンギングパルスである該起電圧は、主スイッチング素
子ｑをｏｎさせる。こうして、継続して主スイッチング
素子ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動される。On the other hand, after the main switching element q is turned off,
When the output of the excitation energy stored in the primary winding n1 to the secondary side ends, the parasitic capacitance c of the control winding n3
6 and the control winding n3, the energy accumulated in the parasitic capacitance c6 is released and converted into excitation energy, and then the control winding is charged again to charge the parasitic capacitance c6. An upward electromotive voltage is generated on the line n3.
The electromotive voltage, which is a ringing pulse, turns on the main switching element q. Thus, the main switching element q is continuously turned on / off.
【００１１】上述のように構成されるＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置１において、スイッチング周波数ｆ
は、次式で表される。In the switching power supply 1 of the RCC system configured as described above, the switching frequency f
Is represented by the following equation.
【００１２】 ｆ＝（Ｖｉ−Ｖｄｓ）2 ／８ＬｐＶｏＩｏ …（１） ここで、Ｖｉは変圧器ｎの入力電圧であり、Ｖｄｓは主
スイッチング素子ｑのドレイン−ソース間電圧であり、
Ｌｐは変圧器ｎのインダクタンスであり、Ｖｏは出力電
圧であり、Ｉｏは出力電流を示す。これらそれぞれの値
が一定であれば、スイッチング周波数ｆは一定となる。F = (Vi−Vds) 2 / 8LpVoIo (1) where Vi is the input voltage of the transformer n, Vds is the drain-source voltage of the main switching element q,
Lp is the inductance of the transformer n, Vo is the output voltage, and Io is the output current. If these values are constant, the switching frequency f is constant.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
ようにスイッチング周波数ｆが一定であれば、該スイッ
チング周波数ｆおよびその高調波成分も常に同じ周波数
となるので、同じ周波数の雑音端子電圧が発生するとい
う問題がある。この雑音端子電圧とは、スイッチング電
源装置の前記スイッチング周波数ｆおよびその高調波成
分が、商用電源３側から外部に漏れる電圧を表したもの
であり、雑音の最大振幅値である尖頭値、雑音の振幅や
頻度に応じた前記最大振幅値に近い準尖頭値（Ｑｐ
値）、およびアベレージ値などの指標があり、スイッチ
ング周波数ｆが一定であると、これらは変化することな
く、同一となる。However, if the switching frequency f is constant as described above, the switching frequency f and its harmonic components are always at the same frequency, so that a noise terminal voltage of the same frequency is generated. There is a problem. The noise terminal voltage represents a voltage at which the switching frequency f of the switching power supply device and its harmonic components leak from the commercial power supply 3 to the outside. Quasi-peak value (Qp) close to the maximum amplitude value according to the amplitude and frequency of
Values) and an average value. If the switching frequency f is constant, these values are the same without change.
【００１４】図９は、従来のスイッチング電源装置１の
雑音端子電圧を示すグラフである。参照符ｆ１で示す５
６０ｋＨｚ付近がスイッチング周波数であり、参照符ｆ
２はその第２高調波である。この図９の例では、前記参
照符ｆ１の成分がＱｐ値となっている。FIG. 9 is a graph showing a noise terminal voltage of the conventional switching power supply device 1. 5 indicated by reference numeral f1
The switching frequency is around 60 kHz, and is denoted by reference numeral f.
2 is the second harmonic. In the example of FIG. 9, the component of the reference numeral f1 is a Qp value.
【００１５】一方、参照符α１は雑音端子電圧の規格に
おけるＱｐ値の規格値であり、参照符α２はアベレージ
値の規格値である。アベレージ値の規格値は、Ｑｐ値の
規格値に対して小さく設定されているけれども、上述の
ようにＱｐ値もアベレージ値も同一であれば、Ｑｐ値を
アベレージ値まで小さくする必要がある。しかしなが
ら、図９から明らかなように、参照符ｆ１で示すＱｐ値
は、参照符α２で示すアベレージ値の規格値を上回って
おり、商用電源３に接続されている外部の他の機器に影
響を与えるという問題がある。On the other hand, reference numeral α1 is the standard value of the Qp value in the standard of the noise terminal voltage, and reference numeral α2 is the standard value of the average value. Although the standard value of the average value is set smaller than the standard value of the Qp value, if the Qp value and the average value are the same as described above, it is necessary to reduce the Qp value to the average value. However, as is apparent from FIG. 9, the Qp value indicated by the reference numeral f1 exceeds the standard value of the average value indicated by the reference numeral α2, and this may affect other external devices connected to the commercial power supply 3. There is a problem of giving.
【００１６】本発明の目的は、雑音端子電圧を低減する
ことができるスイッチング電源装置を提供することであ
る。An object of the present invention is to provide a switching power supply device capable of reducing a noise terminal voltage.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、主制御回路が、出力電圧が一定となるよう
に、変圧器の１次巻線に直列に接続された主スイッチン
グ素子をｏｎ／ｏｆｆ駆動するようにしたスイッチング
電源装置において、前記主制御回路に関連して、スイッ
チング周波数を第１のスイッチング周波数から第２のス
イッチング周波数までの範囲で規定の周期で連続的に変
化させるスイッチング周波数可変手段を備えることを特
徴とする。According to the switching power supply of the present invention, the main control circuit turns on / off the main switching element connected in series to the primary winding of the transformer so that the output voltage is constant. In the switching power supply device that is driven off, a switching frequency variable for continuously changing a switching frequency in a prescribed cycle within a range from a first switching frequency to a second switching frequency in relation to the main control circuit. It is characterized by comprising means.
【００１８】上記の構成によれば、スイッチング周波数
可変手段は主制御回路のスイッチング周波数を任意に変
動させる。したがって、雑音のエネルギを拡散させ、通
常動作中の雑音端子電圧のＱｐ値やアベレージ値等を低
減することができる。これによって、商用電源との接続
を、必要最小限のノイズフィルタ構成で実現することが
でき、安価で、場合によっては、漏洩電流の低減を図る
こともできる。According to the above configuration, the switching frequency varying means arbitrarily varies the switching frequency of the main control circuit. Therefore, the energy of noise can be diffused, and the Qp value and average value of the noise terminal voltage during normal operation can be reduced. As a result, connection to a commercial power supply can be realized with a minimum required noise filter configuration, and it is inexpensive, and in some cases, leakage current can be reduced.
【００１９】また、本発明のスイッチング電源装置で
は、前記第１のスイッチング周波数は基準スイッチング
周波数の２／３倍より僅かに大きく、前記第２のスイッ
チング周波数は前記基準スイッチング周波数の４／３倍
より僅かに小さいことを特徴とする。In the switching power supply according to the present invention, the first switching frequency is slightly higher than 2/3 times the reference switching frequency, and the second switching frequency is higher than 4/3 times the reference switching frequency. It is characterized by being slightly smaller.
【００２０】上記の構成によれば、スイッチング周波数
の規定範囲について、たとえば基準スイッチング周波数
と第２高調波の例で説明すると、基準スイッチング周波
数を１００ｋＨｚとした揚合、１００ｋＨｚの４／３倍
は、１３３．３ｋＨｚであり、これに対して基準スイッ
チング周波数の第２高調波の２／３倍も、１００・２・
（２／３）＝１３３．３ｋＨｚとなり、同一周波数とな
るので、上記のように２／３倍より僅かに大きく、４／
３倍より僅かに小さくすることで、周波数の重ならない
最大の範囲で周波数を変化し、前記雑音端子電圧を最小
にすることができる。According to the above configuration, the specified range of the switching frequency will be described, for example, with reference to the reference switching frequency and the second harmonic. When the reference switching frequency is set to 100 kHz, 4/3 times of 100 kHz is obtained as follows. 133.3 kHz, whereas 2/3 times the second harmonic of the reference switching frequency is 100 · 2 ·
(2/3) = 133.3 kHz and the same frequency, so that it is slightly larger than 2/3 times as described above.
By making it slightly smaller than three times, the frequency can be changed in the maximum range where the frequencies do not overlap, and the noise terminal voltage can be minimized.
【００２１】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、主スイッチング素子のｏｎ期間中に変圧器内に励
磁エネルギを蓄積しておき、前記主制御回路が２次側出
力電圧が一定となるように前記主スイッチング素子をｏ
ｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に前記励磁エネルギが２次
側回路に出力され、出力終了後に変圧器の制御巻線に発
生するリンギングパルスを前記主スイッチング素子の制
御端子に帰還することによって該主スイッチング素子を
ｏｎ駆動するリンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置において、前記主制御回路は、前記主
スイッチング素子のｏｎ期間に前記制御巻線に誘起され
た電流によって充電されるコンデンサと、前記コンデン
サの充電電圧が規定電圧になると前記主スイッチング素
子をｏｆｆさせる制御トランジスタとを含んで構成さ
れ、前記スイッチング周波数可変手段は、前記コンデン
サと制御トランジスタとの間に配設され、前記コンデン
サを充電する充電電流を増減させることによって前記ス
イッチング周波数を変化させることを特徴とする。Further, in the switching power supply of the present invention, the excitation energy is stored in the transformer during the ON period of the main switching element so that the main control circuit keeps the secondary output voltage constant. The main switching element is
ff drive, the excitation energy is output to the secondary circuit during the off period, and a ringing pulse generated in the control winding of the transformer after the output is completed is fed back to the control terminal of the main switching element to thereby perform the main switching. In a ringing choke converter type switching power supply device that drives an element on, the main control circuit includes a capacitor charged by a current induced in the control winding during an on period of the main switching element, and a charging voltage of the capacitor. And a control transistor for turning off the main switching element when the specified voltage is reached. The switching frequency variable means is arranged between the capacitor and the control transistor, and increases or decreases a charging current for charging the capacitor. The switching frequency It characterized thereby of.
【００２２】上記の構成によれば、主スイッチング素子
をｏｆｆ駆動する制御トランジスタと、その制御トラン
ジスタを制御するコンデンサとを含んで主制御回路が構
成されるとき、たとえば２次側出力電圧に対応してフォ
トカプラなどでフィードバックされて前記コンデンサに
与えられる電流を増減させたり、コンデンサの端子間の
インピーダンスを増減させるなどして、該コンデンサへ
の充電電流を増減させることによってスイッチング周波
数を変化させることができる。そして、このような構成
では、ＲＣＣ方式の主制御回路の部品の一部をスイッチ
ング周波数可変手段に共用化することができ、部品コス
トや回路スペースを削減することができる。According to the above configuration, when the main control circuit is configured to include the control transistor that drives the main switching element off and the capacitor that controls the control transistor, the main control circuit corresponds to, for example, the secondary output voltage. The switching frequency can be changed by increasing / decreasing the charging current to the capacitor by increasing / decreasing the current fed back to the capacitor by a photocoupler or the like, or increasing / decreasing the impedance between the terminals of the capacitor. it can. In such a configuration, a part of the components of the main control circuit of the RCC system can be shared as the switching frequency varying means, and the cost of the components and the circuit space can be reduced.
【００２３】また、本発明のスイッチング電源装置は、
主制御回路が、２次側出力電圧が一定となるようなパル
ス幅で主スイッチング素子をｏｎ／ｏｆｆ駆動するよう
にしたパルス幅変調方式のスイッチング電源装置におい
て、前記主制御回路は、前記スイッチング周波数を設定
するＣＲ時定数回路を含んで構成され、前記スイッチン
グ周波数可変手段は、前記主制御回路に配設され、前記
ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数を増減させることによって
前記スイッチング周波数を変化させることを特徴とす
る。Further, the switching power supply of the present invention comprises:
In a switching power supply apparatus of a pulse width modulation system in which a main control circuit drives a main switching element on / off with a pulse width such that a secondary-side output voltage is constant, the main control circuit includes the switching frequency. The switching frequency varying means is provided in the main control circuit, and changes the switching frequency by increasing or decreasing the CR time constant of the CR time constant circuit. It is characterized by.
【００２４】上記の構成によれば、ＰＷＭ方式の主制御
回路の部品の一部をスイッチング周波数可変手段に共用
化することができ、部品コストや回路スペースを削減す
ることができる。According to the above configuration, a part of the components of the main control circuit of the PWM system can be shared by the switching frequency varying means, so that the cost of the components and the circuit space can be reduced.
【００２５】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、整流ダイオードと平滑コンデンサとから成り、入
力交流電圧を整流・平滑化した直流電圧を前記主スイッ
チング素子と変圧器の１次巻線との直列回路に与える１
次側整流平滑回路を備え、前記スイッチング周波数可変
手段は、前記１次側整流平滑回路に配設され、前記平滑
コンデンサの容量値を増減させ、前記直流電圧のリップ
ル電圧を増減させることによって前記スイッチング周波
数を変化させることを特徴とする。Still further, the switching power supply of the present invention comprises a rectifier diode and a smoothing capacitor, and rectifies and smoothes an input AC voltage to a DC voltage in series with the main switching element and a primary winding of a transformer. Give to circuit 1
A primary-side rectifying / smoothing circuit, wherein the switching frequency variable means is provided in the primary-side rectifying / smoothing circuit, and increases or decreases the capacitance value of the smoothing capacitor, and increases or decreases the ripple voltage of the DC voltage, thereby performing the switching. It is characterized in that the frequency is changed.
【００２６】上記の構成によれば、スイッチング電源装
置自体に変更を加えることなく、簡単な構成で、スイッ
チング周波数を変化し、雑音端子電圧を最小にすること
ができる。According to the above configuration, the switching frequency can be changed and the noise terminal voltage can be minimized with a simple configuration without changing the switching power supply itself.
【００２７】また、本発明のスイッチング電源装置は、
整流ダイオードと平滑コンデンサとから成り、入力交流
電圧を整流・平滑化した直流電圧を前記主スイッチング
素子と変圧器の１次巻線との直列回路に与える１次側整
流平滑回路を備え、前記スイッチング周波数可変手段
は、前記整流ダイオードと前記１次巻線との間に配設さ
れ、前記直流電圧の電圧値を増減させることによって前
記スイッチング周波数を変化させることを特徴とする。Further, the switching power supply of the present invention comprises:
A primary-side rectifying / smoothing circuit, comprising a rectifier diode and a smoothing capacitor, for providing a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an input AC voltage to a series circuit of the main switching element and a primary winding of a transformer; The frequency varying means is provided between the rectifier diode and the primary winding, and changes the switching frequency by increasing or decreasing the value of the DC voltage.
【００２８】上記の構成によれば、スイッチング電源装
置自体に変更を加えることなく、簡単な構成で、スイッ
チング周波数を変化し、雑音端子電圧を最小にすること
ができる。According to the above configuration, the switching frequency can be changed and the noise terminal voltage can be minimized with a simple configuration without changing the switching power supply itself.
【００２９】[0029]
【発明の実施の形態】本発明の実施の第１の形態につい
て、図１〜図３に基づいて説明すれば、以下のとおりで
ある。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
【００３０】図１は、本発明の実施の第１の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置１１の電気回路図であ
る。このスイッチング電源装置１１は、大略的に、変圧
器Ｎの１次巻線Ｎ１にＦＥＴから成る主スイッチング素
子Ｑを直列接続し、変圧器Ｎの制御巻線Ｎ３の出力を、
主制御回路１２を介してこの主スイッチング素子Ｑのゲ
ートに帰還させて発振させるように構成されている。商
用電源１３からの商用交流は、コンデンサＣ１およびチ
ョークコイルＬを介して、ダイオードブリッジＢＤおよ
び平滑コンデンサＣ２から成る主電源回路１４に入力さ
れ、整流・平滑化された後、電源ライン１５，１６間に
出力され、スイッチングに用いられる。FIG. 1 shows an RC according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an electric circuit diagram of a C-type switching power supply device 11. In the switching power supply device 11, a main switching element Q composed of an FET is connected in series to a primary winding N1 of a transformer N, and an output of a control winding N3 of the transformer N is
The main switching element Q is configured to oscillate by being fed back to the gate of the main switching element Q via the main control circuit 12. The commercial AC from the commercial power supply 13 is input to the main power supply circuit 14 including the diode bridge BD and the smoothing capacitor C2 via the capacitor C1 and the choke coil L, rectified and smoothed, and And is used for switching.
【００３１】電源投入されると、主電源回路１４から電
源ライン１５，１６間に出力される電源電圧が上昇して
ゆき、起動抵抗Ｒ１から主制御回路１２内での分圧値
が、主スイッチング素子Ｑの動作電圧以上になると、該
主スイッチング素子Ｑがｏｎし、１次巻線Ｎ１に励磁エ
ネルギが蓄積される。制御巻線Ｎ３には、主スイッチン
グ素子Ｑのｏｎ時に、１次巻線Ｎ１と同一方向に電圧が
誘起され、その誘起電流は直流カット用のコンデンサＣ
３およびバイアス抵抗Ｒ２を介して前記主スイッチング
素子Ｑのゲートに与えられ、これによって該主スイッチ
ング素子Ｑはｏｎ状態を維持する。When the power is turned on, the power supply voltage output from the main power supply circuit 14 to between the power supply lines 15 and 16 increases, and the divided voltage in the main control circuit 12 from the start-up resistor R1 becomes the main switching voltage. When the voltage exceeds the operating voltage of the element Q, the main switching element Q is turned on, and the excitation energy is accumulated in the primary winding N1. When the main switching element Q is turned on, a voltage is induced in the control winding N3 in the same direction as the primary winding N1.
3 and the gate of the main switching element Q via the bias resistor R2, so that the main switching element Q maintains the on state.
【００３２】この主スイッチング素子Ｑのｏｎ時に制御
巻線Ｎ３に誘起された電流はまた、主制御回路１２内の
フォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＲ１を介して
コンデンサＣ４に充電される。前記コンデンサＣ４の端
子電圧は、前記主スイッチング素子Ｑのゲート−ドレイ
ン間を短絡する制御トランジスタＴＲ２のべースに与え
られており、ｏｎ電圧以上になると、該制御トランジス
タＴＲ２がｏｎし、これによって主スイッチング素子Ｑ
のゲート電位が低下し、該主スイッチング素子Ｑはｏｆ
ｆする。また、主スイッチング素子Ｑがｏｆｆすると、
制御巻線Ｎ３に図１の下向きに電圧が誘起され、その電
流が抵抗Ｒ３を介して流れることで、前記コンデンサＣ
４の電荷が引抜かれて、主スイッチング素子Ｑの次のｏ
ｎ動作のための準備が行われる。The current induced in the control winding N3 when the main switching element Q is turned on is charged in the capacitor C4 via the phototransistor TR1 of the photocoupler PC in the main control circuit 12. The terminal voltage of the capacitor C4 is given to the base of the control transistor TR2 that short-circuits the gate and drain of the main switching element Q. When the voltage exceeds the ON voltage, the control transistor TR2 is turned on. Main switching element Q
Of the main switching element Q is turned off.
f. When the main switching element Q is turned off,
A voltage is induced in the control winding N3 in the downward direction in FIG. 1, and the current flows through the resistor R3, whereby the capacitor C
4 is extracted, and the next o of the main switching element Q is removed.
Preparation for n operation is performed.
【００３３】主スイッチング素子Ｑがｏｆｆすると、１
次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギは２次巻線Ｎ
２へ出力され、ダイオードＤおよび平滑コンデンサＣ５
から成る２次側整流平滑回路１７で整流・平滑化されて
直流負荷へ出力される。その出力電圧は電圧制御回路１
８でモニタされており、出力電圧が高くなる程、該電圧
制御回路１８内のフォトカプラＰＣのフォトダイオード
の輝度が高くなり、前記フォトトランジスタＴＲ１を介
してコンデンサＣ４に充電される電流が大きくなる。し
たがって、出力電圧が高くなる程、すなわち軽負荷にな
る程、コンデンサＣ４の端子電圧が速く制御トランジス
タＴＲ２のｏｎ電圧以上になり、主スイッチング素子Ｑ
が速くｏｆｆする。こうして、複雑な制御回路を用いる
ことなく、定電圧制御が行われる。When the main switching element Q is turned off, 1
The excitation energy stored in the secondary winding N1 is
2 and a diode D and a smoothing capacitor C5.
Is rectified and smoothed by the secondary-side rectifying / smoothing circuit 17 and output to the DC load. The output voltage is the voltage control circuit 1
8, the higher the output voltage, the higher the brightness of the photodiode of the photocoupler PC in the voltage control circuit 18 and the larger the current charged in the capacitor C4 via the phototransistor TR1. . Therefore, the higher the output voltage, that is, the lighter the load, the faster the terminal voltage of the capacitor C4 becomes higher than the on-voltage of the control transistor TR2, and the main switching element Q
Turns off quickly. Thus, constant voltage control is performed without using a complicated control circuit.
【００３４】一方、主スイッチング素子Ｑのｏｆｆ後、
１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁エネルギの２次側へ
の出力が終了すると、制御巻線Ｎ３が有する寄生容量Ｃ
６と制御巻線Ｎ３との間でリンギングが発生し、該寄生
容量Ｃ６に菩積されていたエネルギが放出され、励磁エ
ネルギに変換され、その後、再び該寄生容量Ｃ６を充電
するために制御巻線Ｎ３に上向きの起電圧が発生する。
リンギングパルスである該起電圧は、主スイッチング素
子Ｑをｏｎさせる。こうして、継続して主スイッチング
素子Ｑがｏｎ／ｏｆｆ駆動される。On the other hand, after the main switching element Q is turned off,
When the output of the excitation energy stored in the primary winding N1 to the secondary side ends, the parasitic capacitance C
6 and the control winding N3, the energy accumulated in the parasitic capacitance C6 is released and converted into exciting energy, and then the control winding is charged again to charge the parasitic capacitance C6. An upward electromotive voltage is generated on the line N3.
The electromotive voltage, which is a ringing pulse, turns on the main switching element Q. Thus, the main switching element Q is continuously turned on / off.
【００３５】注目すべきは、本発明では、前記主制御回
路１２に関連して、スイッチング周波数を第１のスイッ
チング周波数Ｆ１から第２のスイッチング周波数Ｆ２ま
での範囲で規定の周期で連続的に変化させるスイッチン
グ周波数可変回路２１を備えていることである。前記第
１のスイッチング周波数Ｆ１は基準スイッチング周波数
Ｆ０の２／３倍より僅かに大きく、前記第２のスイッチ
ング周波数Ｆ２は前記基準スイッチング周波数Ｆ０の４
／３倍より僅かに小さい。It should be noted that, in the present invention, in relation to the main control circuit 12, the switching frequency is continuously changed at a specified period within a range from the first switching frequency F1 to the second switching frequency F2. That is, a switching frequency variable circuit 21 is provided. The first switching frequency F1 is slightly larger than 2/3 times the reference switching frequency F0, and the second switching frequency F2 is 4 times the reference switching frequency F0.
Slightly smaller than / 3 times.
【００３６】したがって、たとえば基準スイッチング周
波数Ｆ０と第２高調波の例で説明すると、基準スイッチ
ング周波数Ｆ０を１００ｋＨｚとした揚合、１００ｋＨ
ｚの４／３倍は、１３３．３ｋＨｚであり、これに対し
て基準スイッチング周波数Ｆ０の第２高調波の２／３倍
も、１００・２・（２／３）＝１３３．３ｋＨｚとな
り、同一周波数となるので、上記のように２／３倍より
僅かに大きく、４／３倍より僅かに小さくすることで、
周波数の重ならない最大の範囲で周波数を変化し、前記
Ｑｐ値やアベレージ値等の雑音端子電圧を最小にするこ
とができる。Therefore, for example, in the case of the reference switching frequency F0 and the second harmonic, for example, when the reference switching frequency F0 is set to 100 kHz, 100 kHz
4/3 times z is 133.3 kHz, whereas 2/3 times the second harmonic of the reference switching frequency F0 is also 100 · 2 · (2/3) = 133.3 kHz, which is the same Since it is a frequency, as described above, it is slightly larger than 2/3 times and slightly smaller than 4/3 times,
By changing the frequency in the maximum range where the frequencies do not overlap, the noise terminal voltage such as the Qp value or the average value can be minimized.
【００３７】前記スイッチング周波数可変回路２１は、
上述のように前記主制御回路１２のスイッチング周波数
を周波数Ｆ１〜Ｆ２の範囲で連続可変にするために、前
記コンデンサＣ４と並列に設けられるトランジスタＴＲ
３および抵抗Ｒ４の直列回路と、基準電圧源２２と、比
較器２３と、メモリ２４と、制御回路２５と、デジタル
／アナログ変換器２６とを備えて構成されている。The switching frequency variable circuit 21 comprises:
As described above, in order to make the switching frequency of the main control circuit 12 continuously variable in the range of the frequencies F1 to F2, the transistor TR provided in parallel with the capacitor C4 is used.
3 and a series circuit of the resistor R4, a reference voltage source 22, a comparator 23, a memory 24, a control circuit 25, and a digital / analog converter 26.
【００３８】スイッチング周波数は、制御回路２５が制
御トランジスタＴＲ２のｏｎ／ｏｆｆの周期を検出する
ことで検出される。そのために、制御トランジスタＴＲ
２のコレクタ信号が比較器２３において基準電圧源２２
の基準電圧と比較され、波形整形されてスイッチング状
態が検出され、制御回路２５の入力ポートＰｉに入力さ
れる。一方、メモリ２４には、前記第１のスイッチング
周波数Ｆ１に該当する第１の周期Ｔ１の値および第２の
スイッチング周波数Ｆ２に該当する第２の周期Ｔ２の値
が、メモリされている。前記のとおり、Ｆ１＜Ｆ２であ
るので、Ｔ１＞Ｔ２である。The switching frequency is detected by the control circuit 25 detecting the on / off cycle of the control transistor TR2. Therefore, the control transistor TR
2 is supplied to the comparator 23 by the reference voltage source 22.
Is compared with the reference voltage, the waveform is shaped, the switching state is detected, and input to the input port Pi of the control circuit 25. On the other hand, the memory 24 stores the value of the first cycle T1 corresponding to the first switching frequency F1 and the value of the second cycle T2 corresponding to the second switching frequency F2. As described above, since F1 <F2, T1> T2.
【００３９】制御回路２５は、入力ポートＰｉから入力
されるスイッチング信号の周期が、第１の周期Ｔ１と第
２の周期Ｔ２との間で増減するように、出力ポートＰｏ
から出力される制御信号パルスのデューティ比を制御す
る。すなわち、入力ポートＰｉから入力されるスイッチ
ング信号の現在の周期に応答し、次に変化させるべき周
期に対応した制御信号パルスのデューティ比を前記メモ
リ２４から読出し、そのデューティ比の制御信号パルス
を出力する。前記制御信号パルスは、デジタル／アナロ
グ変換器２６でアナログ電圧に変換され、トランジスタ
ＴＲ３のベースに与えられる。The control circuit 25 controls the output port Po so that the cycle of the switching signal input from the input port Pi increases or decreases between the first cycle T1 and the second cycle T2.
Controls the duty ratio of the control signal pulse output from. That is, in response to the current cycle of the switching signal input from the input port Pi, the duty ratio of the control signal pulse corresponding to the cycle to be changed next is read from the memory 24, and the control signal pulse having the duty ratio is output. I do. The control signal pulse is converted into an analog voltage by the digital / analog converter 26 and applied to the base of the transistor TR3.
【００４０】したがって、前記デューティ比が増加する
と、前記アナログ電圧（トランジスタＴＲ３のベース電
圧）が上昇し、抵抗Ｒ３やフォトトランジスタＴＲ１を
介してコンデンサＣ４へ流れる充電電流の内、トランジ
スタＴＲ３および抵抗Ｒ４の直列回路でバイパスされる
量が増加して、主スイッチング素子Ｑのｏｆｆが遅くな
り、スイッチング周波数は低下する。これに対して、前
記デューティ比が減少すると、前記アナログ電圧が低下
し、トランジスタＴＲ３および抵抗Ｒ４の直列回路を流
れるバイパス電流が減少し、コンデンサＣ４の充電電流
が増加して、主スイッチング素子Ｑは速くｏｆｆし、ス
イッチング周波数は上昇する。こうして、スイッチング
周波数を変化することができる。Therefore, when the duty ratio increases, the analog voltage (base voltage of the transistor TR3) increases, and of the charging current flowing to the capacitor C4 via the resistor R3 and the phototransistor TR1, the transistor TR3 and the resistor R4 The amount of bypass in the series circuit increases, the off of the main switching element Q slows, and the switching frequency decreases. On the other hand, when the duty ratio decreases, the analog voltage decreases, the bypass current flowing through the series circuit of the transistor TR3 and the resistor R4 decreases, the charging current of the capacitor C4 increases, and the main switching element Q It switches off quickly and the switching frequency increases. Thus, the switching frequency can be changed.
【００４１】次に、制御回路２５としてマイクロコンピ
ュータを使用した場合のスイッチング周波数の変化動作
を、図２のフローチャートを用いて説明する。この図２
において、「Ｍ」は、スイッチング周波数増加モード
（Ｍ＝１）であるか、減少モード（Ｍ＝０）であるかを
示すレジスタである。「ｄ」は、前記制御信号パルスの
デューティ比を示す。「ｔ」は、制御回路２５の入力ポ
ートＰｉに入力されているスイッチング信号の測定中の
周期のカウント値を示し、「Ｔ」は、測定された周期を
示すレジスタである。Next, the operation of changing the switching frequency when a microcomputer is used as the control circuit 25 will be described with reference to the flowchart of FIG. This figure 2
In the above, "M" is a register indicating whether the mode is the switching frequency increase mode (M = 1) or the decrease mode (M = 0). “D” indicates the duty ratio of the control signal pulse. “T” indicates a count value of a cycle during measurement of the switching signal input to the input port Pi of the control circuit 25, and “T” is a register indicating the measured cycle.
【００４２】ステップＳ１において、入力ポートＰｉに
入力されるスイッチング信号の波形がローレベル「Ｌ」
からハイレベル「Ｈ」に立上がったか否かをチェック
し、立上がるとステップＳ２に移り、スイッチング周波
数減少モード（Ｍ＝０）、デューティ比（ｄ←ｄ１）、
スイッチング信号の測定中の周期のカウント値（ｔ←
０）に、それぞれ初期設定される。In step S1, the waveform of the switching signal input to the input port Pi becomes low level "L".
It is checked whether the signal has risen to a high level "H" from step S1. When the signal rises, the process proceeds to step S2, where the switching frequency is reduced (M = 0), the duty ratio (d ← d1),
Count value of the cycle during measurement of the switching signal (t ←
0) are respectively initialized.
【００４３】ステップＳ３では、スイッチング信号の波
形が、再びローレベル「Ｌ」からハイレベル「Ｈ」に立
上がったか否かをチェックし、立上がるまでは、ステッ
プＳ４で前記カウント値ｔをインクリメント（ｔ←ｔ＋
１）して前記ステップＳ３に戻る。スイッチング信号の
波形の立上がりを検出すると、そのときのカウント値ｔ
がスイッチング信号の周期となるから、ステップＳ５で
レジスタＴに該カウント値ｔを格納（Ｔ←ｔ）した後、
ステップＳ６で該カウント値ｔをリセットし、ステップ
Ｓ７に移る。In step S3, it is checked whether or not the waveform of the switching signal has risen from low level "L" to high level "H" again. Until the waveform rises, the count value t is incremented (step S4). t ← t +
1) and return to step S3. When the rising of the switching signal waveform is detected, the count value t at that time is detected.
Is the cycle of the switching signal, and after storing the count value t in the register T in step S5 (T ← t),
In step S6, the count value t is reset, and the process proceeds to step S7.
【００４４】ステップＳ７では、スイッチング周波数減
少モード（Ｍ＝０）であるか、スイッチング周波数増加
モード（Ｍ＝１）であるかが判定され、スイッチング周
波数減少モードであればステップＳ８に移り、スイッチ
ング周波数増加モードであればステップＳ１１に移る。In step S7, it is determined whether the mode is the switching frequency decreasing mode (M = 0) or the switching frequency increasing mode (M = 1). If the mode is the increase mode, the process proceeds to step S11.
【００４５】前記スイッチング周波数減少モードであれ
ば、制御信号パルスのデューティ比は増加、スイッチン
グ周波数は減少、スイッチング周期は増加するので、ス
テップＳ８では、スイッチング信号の周期Ｔが前記第１
の周期Ｔ１の値以下であるか否かが判定され、そうであ
るときにはステップＳ９でデューティ比が増加（ｄ←ｄ
＋１）され、そうでないときにはステップＳ１０でスイ
ッチング周波数増加モード（Ｍ＝１）に切換えられる。In the switching frequency decreasing mode, the duty ratio of the control signal pulse increases, the switching frequency decreases, and the switching cycle increases. Therefore, in step S8, the cycle T of the switching signal is equal to the first cycle.
Is determined to be less than or equal to the value of the period T1. If so, the duty ratio is increased in step S9 (d ← d
+1), otherwise, the mode is switched to the switching frequency increase mode (M = 1) in step S10.
【００４６】同様に、前記スイッチング周波数増加モー
ドであれば、制御信号パルスのデューティ比は減少、ス
イッチング周波数は増加、スイッチング周期は減少する
ので、ステップＳ１１では、スイッチング信号の周期Ｔ
が前記第２の周期Ｔ２の値以上であるか否かが判定さ
れ、そうであるときにはステップＳ１２でデューティ比
が減少（ｄ←ｄ−１）され、そうでないときにはステッ
プＳ１３でスイッチング周波数減少モード（Ｍ＝０）に
切換えられる。Similarly, in the switching frequency increasing mode, the duty ratio of the control signal pulse decreases, the switching frequency increases, and the switching cycle decreases.
Is determined to be greater than or equal to the value of the second cycle T2. If so, the duty ratio is reduced (d ← d-1) in step S12, and if not, the switching frequency reduction mode (step S13) is determined in step S13. M = 0).
【００４７】前記ステップＳ９，Ｓ１０，Ｓ１２，Ｓ１
３からはステップＳ１４に移り、出力ポートＰｏからの
制御信号パルスのデューティ比をｄに設定し、前記ステ
ップＳ３に戻る。こうして、スイッチング周波数を前記
第１のスイッチング周波数Ｆ１から第２のスイッチング
周波数Ｆ２の範囲で規定の周期で連続的に変化すること
ができる。Steps S9, S10, S12, S1
From 3, the process proceeds to step S14, the duty ratio of the control signal pulse from the output port Po is set to d, and the process returns to step S3. In this manner, the switching frequency can be continuously changed at a specified cycle in the range from the first switching frequency F1 to the second switching frequency F2.
【００４８】図３は、このスイッチング電源装置１１の
雑音端子電圧を示すグラフである。前記図９のグラフと
同様に、雑音端子電圧の規格におけるＱｐ値の規格値を
参照符α１で示し、アベレージ値の規格値を参照符α２
で示している。これらの図３および図９を比較すると、
図３の本発明では、略１〜１０ＭＨｚの範囲でノイズフ
ロアが若干上昇しているけれども、参照符ｆ１で示すＱ
ｐ値を始め、図９の多くのピークが抑制されていること
が理解される。そして、参照符α２で示すアベレージ値
の規格値を上回るノイズ成分はなく、商用電源１３に接
続されている外部の他の機器に影響を与えることはな
い。FIG. 3 is a graph showing a noise terminal voltage of the switching power supply device 11. As in the graph of FIG. 9, the standard value of the Qp value in the standard of the noise terminal voltage is indicated by reference numeral α1, and the standard value of the average value is indicated by reference numeral α2.
Indicated by. When these FIGS. 3 and 9 are compared,
In the present invention shown in FIG. 3, although the noise floor is slightly increased in the range of approximately 1 to 10 MHz, the Q shown by the reference numeral f1 is increased.
It is understood that many peaks in FIG. 9 including the p value are suppressed. Then, there is no noise component exceeding the standard value of the average value indicated by the reference numeral α2, and there is no influence on other external devices connected to the commercial power supply 13.
【００４９】本発明の実施の第２の形態について、図４
に基づいて説明すれば、以下のとおりである。FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention.
The description will be made based on the following.
【００５０】図４は、本発明の実施の第２の形態のＰＷ
Ｍ方式のスイッチング電源装置３１の電気的構成を示す
ブロック図である。このスイッチング電源装置３１にお
いて、前述のスイッチング電源装置１１に対応する部分
には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略す
る。ＰＷＭ方式のこのスイッチング電源装置３１では、
主制御回路３２は、たとえばスイッチング電源制御ＩＣ
［ＦＡ５３１０ＢＰ（富士電機製）］などで実現され、
図示しないコンデンサおよび抵抗Ｒ５，Ｒ６から成るＣ
Ｒ時定数回路と、制御回路３３とを備えて構成される。
制御回路３３は、たとえば前記ＣＲ時定数回路によって
作成された三角波を、前記電圧制御回路１８からフィー
ドバックされた２次側出力電圧に対応した閾値レベルで
スライスすることによって、前記２次側出力電圧に対応
したパルス幅を有するＰＷＭ信号を作成し、前記主スイ
ッチング素子Ｑのゲートに与え、こうして前記２次側出
力電圧が一定に制御される。FIG. 4 shows a PW according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating an electrical configuration of an M-type switching power supply device 31. In this switching power supply device 31, portions corresponding to the above-described switching power supply device 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In this switching power supply 31 of the PWM system,
The main control circuit 32 is, for example, a switching power supply control IC
[FA5310BP (manufactured by Fuji Electric)]
C comprising a capacitor (not shown) and resistors R5 and R6
An R time constant circuit and a control circuit 33 are provided.
The control circuit 33 slices the triangular wave created by the CR time constant circuit at a threshold level corresponding to the secondary output voltage fed back from the voltage control circuit 18, thereby slicing the triangular wave to the secondary output voltage. A PWM signal having a corresponding pulse width is generated and applied to the gate of the main switching element Q, whereby the secondary output voltage is controlled to be constant.
【００５１】注目すべきは、このスイッチング電源装置
３１では、ＣＲ時定数回路を構成する抵抗が並列抵抗Ｒ
５，Ｒ６から成り、その内、一方の抵抗（図４ではＲ
６）は、いわゆる電子ボリウムなどで実現される可変抵
抗で構成されるとともに、この抵抗Ｒ６に関連して、ス
イッチング周波数可変回路３４が設けられていることで
ある。前述のＲＣＣ方式のスイッチング電源装置１１で
は、前記式１で示すように、スイッチング周波数は、変
圧器Ｎの入力電圧Ｖｉ、主スイッチング素子Ｑのドレイ
ン−ソース間電圧Ｖｄｓ、変圧器ＮのインダクタンスＬ
ｐ、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏによって決定され
るのに対して、ＰＷＭ方式のこのスイッチング電源装置
３１では、前記ＣＲ時定数回路の時定数によって決定さ
れる。It should be noted that, in this switching power supply device 31, the resistance constituting the CR time constant circuit is the parallel resistance R
5, R6, and one of the resistors (R in FIG. 4)
6) is that the switching frequency variable circuit 34 is provided in association with the resistor R6 while being constituted by a variable resistor realized by a so-called electronic volume or the like. In the switching power supply device 11 of the RCC system described above, the switching frequency is determined by the input voltage Vi of the transformer N, the drain-source voltage Vds of the main switching element Q, and the inductance L
The switching power supply 31 of the PWM system is determined by the time constant of the CR time constant circuit, whereas it is determined by p, the output voltage Vo, and the output current Io.
【００５２】このため、スイッチング周波数可変回路３
４は、前記ＣＲ時定数回路の時定数を増減させ、前記三
角波の発振周波数を変化させることによって、スイッチ
ング周波数を変化させる。すなわち、抵抗Ｒ６の抵抗値
を増加させると、ＣＲ時定数が増加し、三角波の発振周
波数、したがってスイッチング周波数が低下する。これ
に対して、抵抗Ｒ６の抵抗値を減少させると、ＣＲ時定
数が減少し、スイッチング周波数が増加する。Therefore, the switching frequency variable circuit 3
4 changes the switching frequency by increasing or decreasing the time constant of the CR time constant circuit and changing the oscillation frequency of the triangular wave. That is, when the resistance value of the resistor R6 is increased, the CR time constant increases, and the oscillation frequency of the triangular wave, and hence the switching frequency, decreases. On the other hand, when the resistance value of the resistor R6 is reduced, the CR time constant decreases and the switching frequency increases.
【００５３】前記スイッチング電源装置１１と同様に、
第１のスイッチング周波数Ｆ１は基準スイッチング周波
数Ｆ０の２／３倍より僅かに大きく、第２のスイッチン
グ周波数Ｆ２は前記基準スイッチング周波数Ｆ０の４／
３倍より僅かに小さく設定される。また、Ｆ１＜Ｆ２で
あるので、Ｔ１＞Ｔ２である。Similarly to the switching power supply 11,
The first switching frequency F1 is slightly larger than 2/3 times the reference switching frequency F0, and the second switching frequency F2 is 4/4 of the reference switching frequency F0.
It is set slightly smaller than three times. Since F1 <F2, T1> T2.
【００５４】前記スイッチング周波数可変回路３４は、
前記基準電圧源２２、比較器２３、メモリ２４、制御回
路２５およびデジタル／アナログ変換器２６を備えると
ともに、前記デジタル／アナログ変換器２６でアナログ
変換された電圧に応じて前記抵抗Ｒ６の抵抗値を変化す
るボリウム制御回路３５を備えて構成される。制御回路
２５からの前記制御信号パルスのデューティ比が増加
し、アナログ電圧が上昇すると、抵抗Ｒ６の抵抗値が増
加する。一方、制御信号パルスのデューティ比が減少
し、アナログ電圧が低下すると、抵抗Ｒ６の抵抗値が減
少する。制御回路２５としてマイクロコンピュータを用
いた場合の動作は、前記図２の動作と同じであり、その
説明は省略する。The switching frequency variable circuit 34
The digital-to-analog converter 26 includes a reference voltage source 22, a comparator 23, a memory 24, a control circuit 25, and a digital-to-analog converter 26. It comprises a volume control circuit 35 that changes. When the duty ratio of the control signal pulse from the control circuit 25 increases and the analog voltage increases, the resistance value of the resistor R6 increases. On the other hand, when the duty ratio of the control signal pulse decreases and the analog voltage decreases, the resistance value of the resistor R6 decreases. The operation in the case where a microcomputer is used as the control circuit 25 is the same as the operation in FIG. 2, and a description thereof will be omitted.
【００５５】このように構成することによって、ＰＷＭ
方式のスイッチング電源装置３１においても、スイッチ
ング周波数を、基準スイッチング周波数Ｆ０の２／３倍
より僅かに大きい第１のスイッチング周波数Ｆ１から、
４／３倍より僅かに小さい第２のスイッチング周波数Ｆ
２までの範囲で連続的に変化させることができ、通常動
作中の雑音端子電圧のＱｐ値やアベレージ値等を小さく
することができる。With this configuration, the PWM
Also in the switching power supply device 31 of the system, the switching frequency is increased from the first switching frequency F1 slightly larger than ／ times the reference switching frequency F0.
Second switching frequency F slightly smaller than 4/3 times
It can be changed continuously in the range up to 2, and the Qp value and average value of the noise terminal voltage during normal operation can be reduced.
【００５６】本発明の実施の第３の形態について、図５
および図６に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention.
This will be described below with reference to FIG.
【００５７】図５は、本発明の実施の第３の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置４１の電気回路図であ
る。このスイッチング電源装置４１は、前述のスイッチ
ング電源装置１１に類似し、対応する部分には同一の参
照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべき
は、このスイッチング電源装置４１では、主電源回路４
２において、ダイオードブリッジＢＤからの脈流を平滑
化する平滑コンデンサＣ２０が、２つのコンデンサＣ２
ａ，Ｃ２ｂと、コンデンサＣ２ｂを前記電源ライン１
５，１６間に接続／開放するスイッチＳＷとを備えて構
成されされており、スイッチング周波数可変回路４３の
制御回路４４は、前記出力ポートＰｏから、このスイッ
チＳＷのｏｎ／ｏｆｆ制御を行う２値出力を導出するこ
とである。FIG. 5 shows an RC according to a third embodiment of the present invention.
It is an electric circuit diagram of the switching power supply device 41 of C system. This switching power supply device 41 is similar to the switching power supply device 11 described above, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. It should be noted that in the switching power supply device 41, the main power supply circuit 4
2, the smoothing capacitor C20 for smoothing the pulsating flow from the diode bridge BD includes two capacitors C2
a, C2b and the capacitor C2b are connected to the power line 1
The control circuit 44 of the switching frequency variable circuit 43 controls the on / off control of the switch SW from the output port Po from the output port Po. Deriving the output.
【００５８】ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置の動作
では、主電源回路４２から電源ライン１５，１６間に導
出される直流電圧が上昇するとスイッチング周波数が高
くなり、前記直流電圧が低下するとスイッチング周波数
が低くなる。そして、その直流電圧に含まれるリップル
電圧の最小値で該直流電圧が最小値となり、スイッチン
グ周波数は第１のスイッチング周波数Ｆ１となり、前記
リップル電圧の最大値で該直流電圧が最大値となり、ス
イッチング周波数は第２のスイッチング周波数Ｆ２にな
る。In the operation of the RCC type switching power supply, the switching frequency increases when the DC voltage derived from the main power supply circuit 42 between the power supply lines 15 and 16 increases, and the switching frequency decreases when the DC voltage decreases. . Then, the DC voltage becomes the minimum value at the minimum value of the ripple voltage included in the DC voltage, the switching frequency becomes the first switching frequency F1, the DC voltage becomes the maximum value at the maximum value of the ripple voltage, and the switching frequency becomes Becomes the second switching frequency F2.
【００５９】このため、スイッチング周波数可変回路４
３は、平滑コンデンサＣ２０の容量値を変化させ、その
直流電圧のリップル電圧を変化させることによって、ス
イッチング周波数を変化させる。すなわち、スイッチン
グ周波数が、第１のスイッチング周波数Ｆ１から第２の
スイッチング周波数Ｆ２の範囲を超える揚合、リップル
電圧が小さくなるように、スイッチＳＷをｏｎして平滑
コンデンサＣ２０の容量値を増加する。これに対して、
スイッチング周波数が、第１のスイッチング周波数Ｆ１
から第２のスイッチング周波数Ｆ２の範囲内で前記第１
のスイッチング周波数Ｆ１または第２のスイッチング周
波数Ｆ２の何れにも達していない場合は、リップル電圧
が大きくなるように、スイッチＳＷをｏｆｆし、平滑コ
ンデンサＣ２０の容量値を小さくする。こうしてリップ
ル電圧を変化させて、前記式１における入力電圧Ｖｉを
変動させ、スイッチング周波数を変動させることで、ス
イッチング電源装置自体に変更を加えることなく、簡単
な構成で、通常動作中の雑音端子電圧のＱｐ値やアベレ
ージ値等を小さくすることができる。Therefore, the switching frequency variable circuit 4
Reference numeral 3 changes the switching frequency by changing the capacitance value of the smoothing capacitor C20 and changing the ripple voltage of the DC voltage. That is, when the switching frequency exceeds the range of the first switching frequency F1 to the second switching frequency F2, the switch SW is turned on to increase the capacitance value of the smoothing capacitor C20 so that the ripple voltage is reduced. On the contrary,
When the switching frequency is the first switching frequency F1
From the first switching frequency F2 to the second switching frequency F2.
If neither the switching frequency F1 nor the second switching frequency F2 has been reached, the switch SW is turned off so that the ripple voltage increases, and the capacitance value of the smoothing capacitor C20 is reduced. By changing the ripple voltage to change the input voltage Vi in Equation 1 and the switching frequency, the switching power supply device itself is not changed and the noise terminal voltage during normal operation can be changed with a simple configuration. Qp value and average value can be reduced.
【００６０】なお、上記の説明では、説明を簡単にする
ために、スイッチＳＷでコンデンサＣ２ｂをコンデンサ
Ｃ２ａに並列接続するか否かで、平滑コンデンサＣ２０
の容量値を変化させているけれども、スイッチＳＷとコ
ンデンサＣ２ｂとの直列回路は１回路に限定されるもの
ではなく、任意の数が接続されてもよい。In the above description, for simplicity, the smoothing capacitor C20 is determined by whether or not the capacitor C2b is connected in parallel with the capacitor C2a by the switch SW.
However, the series circuit of the switch SW and the capacitor C2b is not limited to one circuit, and an arbitrary number may be connected.
【００６１】前記制御回路４４としてマイコンマイクロ
コンピュータを使用した場合のスイッチング周波数の変
化動作を、図６のフローチャートを用いて説明する。前
述の図２のフローチャートに対応するステップには、同
一のステップ番号を付して示す。この図６の動作では、
前記スイッチング信号の測定中の周期のカウント値
「ｔ」および測定された周期を示すレジスタ「Ｔ」のみ
を使用する。The operation of changing the switching frequency when a microcomputer is used as the control circuit 44 will be described with reference to the flowchart of FIG. Steps corresponding to the flowchart of FIG. 2 described above are denoted by the same step numbers. In the operation of FIG. 6,
Only the count value "t" of the period during which the switching signal is being measured and the register "T" indicating the measured period are used.
【００６２】ステップＳ１において、入力ポートＰｉに
入力されるスイッチング信号の波形がローレベル「Ｌ」
からハイレベル「Ｈ」に立上がるとステップＳ２ａに移
り、前記カウント値が初期設定（ｔ←０）される。In step S1, the waveform of the switching signal input to the input port Pi becomes low level "L".
Rises to a high level "H", the process proceeds to step S2a, and the count value is initialized (t ← 0).
【００６３】ステップＳ３では、スイッチング信号の波
形が、再びローレベル「Ｌ」からハイレベル「Ｈ」に立
上ったか否かをチェックし、立上るまでは、ステップＳ
４で前記カウント値ｔをインクリメント（ｔ←ｔ＋１）
して前記ステップＳ３に戻る。スイッチング信号の波形
の立上がりを検出すると、ステップＳ５で、そのときの
カウント値ｔをレジスタＴに格納（Ｔ←ｔ）した後、ス
テップＳ６で該カウント値ｔをリセットし、ステップＳ
２１に移る。In step S3, it is checked whether or not the waveform of the switching signal has risen again from the low level "L" to the high level "H".
The count value t is incremented by 4 (t ← t + 1).
Then, the process returns to step S3. When the rising of the waveform of the switching signal is detected, the count value t at that time is stored in the register T (T ← t) in step S5, and the count value t is reset in step S6.
Move on to 21.
【００６４】ステップＳ２１では、前記ステップＳ５で
セットされたスイッチング信号の周期Ｔが、前記第１の
周期Ｔ１と第２の周期Ｔ２との間にある（Ｔ２≦Ｔ≦Ｔ
１）か否かをチェックし、そうであるときにはステップ
Ｓ２２に移り、スイッチＳＷをｏｆｆし、平滑コンデン
サＣ２０の容量値を小さくしてリップル電圧を大きく
し、スイッチング信号の周波数変化範囲を広くするよう
に制御した後、前記ステップＳ３に戻り、そうでないと
きにはステップＳ２３に移り、スイッチＳＷをｏｎし、
平滑コンデンサＣ２０の容量値を大きくしてリップル電
圧を小さくし、スイッチング信号の周波数変化範囲を狭
くするように制御した後、前記ステップＳ３に戻る。In step S21, the cycle T of the switching signal set in step S5 is between the first cycle T1 and the second cycle T2 (T2 ≦ T ≦ T
It is checked whether or not 1), and if so, the process proceeds to step S22, in which the switch SW is turned off, the capacitance value of the smoothing capacitor C20 is reduced, the ripple voltage is increased, and the frequency change range of the switching signal is widened. After returning to step S3, the process returns to step S3. Otherwise, the process proceeds to step S23, where the switch SW is turned on.
After controlling to increase the capacitance value of the smoothing capacitor C20 to reduce the ripple voltage and narrow the frequency change range of the switching signal, the process returns to the step S3.
【００６５】本発明の実施の第４の形態について、図７
に基づいて説明すれば、以下のとおりである。FIG. 7 shows a fourth embodiment of the present invention.
The description will be made based on the following.
【００６６】図７は、本発明の実施の第４の形態のＲＣ
Ｃ方式のスイッチング電源装置５１の電気回路図であ
る。このスイッチング電源装置５１は、前述のスイッチ
ング電源装置４１に類似し、対応する部分には同一の参
照符号を付して示し、その説明を省略する。注目すべき
は、このスイッチング電源装置５１では、スイッチング
周波数可変回路５２は、整流ダイオードＢＤと１次巻線
Ｎ１との間に配設され、前記式１における１次巻線Ｎ１
への入力電圧Ｖｉを増減させることによって、スイッチ
ング周波数を変化させることである。FIG. 7 shows a RC according to a fourth embodiment of the present invention.
It is an electric circuit diagram of the switching power supply device 51 of the C system. This switching power supply device 51 is similar to the above-described switching power supply device 41, and corresponding portions are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. It should be noted that in this switching power supply device 51, the switching frequency variable circuit 52 is disposed between the rectifier diode BD and the primary winding N1, and the primary winding N1
Is to change the switching frequency by increasing or decreasing the input voltage Vi.
【００６７】このため、スイッチング周波数可変回路５
２は、主電源回路１４のダイオードブリッジＢＤと平滑
コンデンサＣ２との間に介在される出力電圧可変型の３
端子レギュレータ５３と、その３端子レギュレータ５３
に関連して、前記電源ライン１５，１６間に直列に介在
されるフィードバック抵抗Ｒ７，Ｒ８と、前記基準電圧
源２２と、比較器２３と、メモリ２４と、制御回路２５
と、デジタル／アナログ変換器２６と、ボリウム制御回
路３５ａとを備えて構成される。Therefore, the switching frequency variable circuit 5
2 is a variable output voltage type 3 interposed between the diode bridge BD of the main power supply circuit 14 and the smoothing capacitor C2.
Terminal regulator 53 and its three-terminal regulator 53
In relation to the above, feedback resistors R7 and R8 interposed in series between the power supply lines 15 and 16, the reference voltage source 22, a comparator 23, a memory 24, and a control circuit 25
, A digital / analog converter 26, and a volume control circuit 35a.
【００６８】前記フィードバック抵抗Ｒ７，Ｒ８の内、
一方の抵抗（図７ではＲ８）は、前記電子ボリウムなど
で実現される可変抵抗で構成されるとともに、このフィ
ードバック抵抗Ｒ８はボリウム制御回路３５ａによって
その抵抗値が制御される。したがって、フィードバック
抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧されて３端子レギュレータ５３に
フィードバックされる該３端子レギュレータ５３の出力
電圧が変化することによって、該３端子レギュレータ５
３はその出力電圧を安定して前記１次巻線Ｎ１に入力電
圧Ｖｉとして与える。Of the feedback resistors R7 and R8,
One resistor (R8 in FIG. 7) is constituted by a variable resistor realized by the electronic volume or the like, and the feedback resistor R8 has its resistance value controlled by a volume control circuit 35a. Therefore, when the output voltage of the three-terminal regulator 53, which is divided by the feedback resistors R7 and R8 and fed back to the three-terminal regulator 53, changes, the three-terminal regulator 53
3 stably supplies the output voltage to the primary winding N1 as an input voltage Vi.
【００６９】したがって、スイッチング周波数可変回路
５２の動作は、制御回路２５からの制御信号パルスのデ
ューティ比が増加し、アナログ電圧が上昇すると、ボリ
ウム制御回路３５ａはフィードバック抵抗Ｒ８の抵抗値
を減少し、これによってフィードバックされる電圧が低
下し、前記入力電圧Ｖｉが低下して、スイッチング周波
数が低下する。一方、制御信号パルスのデューティ比が
減少し、アナログ電圧が低下すると、ボリウム制御回路
３５ａはフィードバック抵抗Ｒ８の抵抗値を増加し、こ
れによってフィードバックされる電圧が上昇し、前記入
力電圧Ｖｉが上昇して、スイッチング周波数が上昇す
る。制御回路２５としてマイクロコンピュータを用いた
場合の動作は、前記図２の動作と同じであり、その説明
は省略する。Accordingly, the operation of the switching frequency variable circuit 52 is such that when the duty ratio of the control signal pulse from the control circuit 25 increases and the analog voltage increases, the volume control circuit 35a decreases the resistance value of the feedback resistor R8, As a result, the voltage fed back decreases, the input voltage Vi decreases, and the switching frequency decreases. On the other hand, when the duty ratio of the control signal pulse decreases and the analog voltage decreases, the volume control circuit 35a increases the resistance value of the feedback resistor R8, whereby the voltage fed back increases, and the input voltage Vi increases. Thus, the switching frequency increases. The operation in the case where a microcomputer is used as the control circuit 25 is the same as the operation in FIG. 2, and a description thereof will be omitted.
【００７０】このように１次巻線Ｎ１への入力電圧Ｖｉ
自体を変化させても、スイッチング電源装置自体に変更
を加えることなく、簡単な構成で、スイッチング周波数
を変動させることができ、通常動作中の雑音端子電圧の
Ｑｐ値やアベレージ値等を小さくすることができる。As described above, the input voltage Vi to the primary winding N1
Even if the switching power supply itself is changed, the switching frequency can be varied with a simple configuration without changing the switching power supply itself, and the Qp value and average value of the noise terminal voltage during normal operation can be reduced. Can be.
【００７１】なお、平滑コンデンサＣ２０の容量値を小
さくしても、該平滑コンデンサＣ２０のリップル電圧の
小さい所、すなわち１次巻線Ｎ１への入力電圧Ｖｉが最
小値付近の所では、該１次巻線Ｎ１に流入する電流が大
きくなり、２次側に移すことができるエネルギに変化は
ない。同様に、入力電圧Ｖｉ自体を小さくしても、１次
巻線Ｎ１に流入する電流が大きくなり、２次側に移すこ
とができるエネルギに変化はない。It should be noted that even if the capacitance value of the smoothing capacitor C20 is reduced, at a place where the ripple voltage of the smoothing capacitor C20 is small, that is, at a place where the input voltage Vi to the primary winding N1 is near the minimum value, The current flowing into the winding N1 increases, and there is no change in the energy that can be transferred to the secondary side. Similarly, even if the input voltage Vi itself is reduced, the current flowing into the primary winding N1 increases, and there is no change in the energy that can be transferred to the secondary side.
【００７２】また、前記図５のスイッチング電源装置４
１で示すような電源電圧のリップル電圧を変動させるこ
とでスイッチング周波数を変動させる手法や、前記図７
のスイッチング電源装置４１で示すような１次巻線Ｎ１
への入力電圧Ｖｉ自体を変動させることでスイッチング
周波数を変動させる手法を、ＰＷＭ方式のスイッチング
電源装置に適用してもよいとは言うまでもない。The switching power supply 4 shown in FIG.
The method of changing the switching frequency by changing the ripple voltage of the power supply voltage as shown in FIG.
Primary winding N1 as shown by the switching power supply device 41 of FIG.
It is needless to say that the technique of changing the switching frequency by changing the input voltage Vi itself may be applied to the PWM type switching power supply.
【００７３】ここで、実用新案第３０５４８０９号公報
には、スイッチング周波数をシフトし、高調波周波数を
受信装置の受信周波数から離脱させるようにしたスイッ
チング電源装置が示されており、また特開平１０−２８
５９２１号公報には、コンデンサインプットにおける高
調波電流を低減するスイッチング電源装置が示されてい
るけれども、本発明はスイッチングによる雑音端子電圧
のＱｐ値やアベレージ値等を低減するものである。Here, Japanese Utility Model No. 3054809 discloses a switching power supply device in which the switching frequency is shifted so that the harmonic frequency is deviated from the receiving frequency of the receiving device. 28
Although Japanese Patent No. 5921 discloses a switching power supply device for reducing harmonic current at a capacitor input, the present invention reduces a Qp value and an average value of a noise terminal voltage due to switching.
【００７４】[0074]
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置は、以上
のように、出力電圧が一定となるようにスイッチングを
制御する主制御回路に関連して、スイッチング周波数を
第１のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波
数までの範囲で規定の周期で連続的に変化させるスイッ
チング周波数可変手段を設ける。As described above, the switching power supply of the present invention relates to the main control circuit for controlling the switching so that the output voltage is constant, and the switching frequency is changed from the first switching frequency to the second switching frequency. A switching frequency varying means for continuously changing at a specified cycle up to the switching frequency is provided.
【００７５】それゆえ、雑音のエネルギを拡散させ、通
常動作中の雑音端子電圧のＱｐ値やアベレージ値等を低
減することができる。これによって、商用電源との接続
を、必要最小限のノイズフィルタ構成で実現することが
でき、安価で、場合によっては、漏洩電流の低減を図る
こともできる。Therefore, the energy of noise can be diffused, and the Qp value and average value of the noise terminal voltage during normal operation can be reduced. As a result, connection to a commercial power supply can be realized with a minimum required noise filter configuration, and it is inexpensive, and in some cases, leakage current can be reduced.
【００７６】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、前記第１のスイッチング周波数を基準ス
イッチング周波数の２／３倍より僅かに大きく、前記第
２のスイッチング周波数を前記基準スイッチング周波数
の４／３倍より僅かに小さく設定する。Further, the switching power supply of the present invention
As described above, the first switching frequency is set slightly higher than 2/3 times the reference switching frequency, and the second switching frequency is set slightly lower than 4/3 times the reference switching frequency.
【００７７】それゆえ、変化すべきスイッチング周波数
を、その高調波の周波数に重ならない最大の範囲で変化
し、前記雑音端子電圧を最小にすることができる。Therefore, the switching frequency to be changed can be changed in the maximum range that does not overlap the frequency of the harmonic, and the noise terminal voltage can be minimized.
【００７８】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、ＲＣＣ方式のスイッチング電源装
置において、主スイッチング素子をｏｆｆ駆動する制御
トランジスタと、その制御トランジスタを制御するコン
デンサとを含んで主制御回路が構成されるとき、たとえ
ば２次側出力電圧に対応してフォトカプラなどでフィー
ドバックされて前記コンデンサに与えられる電流を増減
させたり、コンデンサの端子間のインピーダンスを増減
させるなどして、該コンデンサへの充電電流を増減させ
ることによってスイッチング周波数を変化させる。Further, as described above, the switching power supply of the present invention is a switching power supply of the RCC system, which mainly includes a control transistor for driving the main switching element off and a capacitor for controlling the control transistor. When the control circuit is configured, for example, the current supplied to the capacitor by being fed back by a photocoupler or the like corresponding to the secondary output voltage is increased or decreased, or the impedance between the terminals of the capacitor is increased or decreased. The switching frequency is changed by increasing or decreasing the charging current to the capacitor.
【００７９】それゆえ、ＲＣＣ方式の主制御回路の部品
の一部をスイッチング周波数可変手段に共用化すること
ができ、部品コストや回路スペースを削減することがで
きる。Therefore, a part of the components of the main control circuit of the RCC system can be shared by the switching frequency varying means, and the cost of the components and the circuit space can be reduced.
【００８０】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、ＰＷＭ方式のスイッチング電源装置にお
いて、主制御回路がスイッチング周波数を設定するＣＲ
時定数回路を含んで構成されるとき、ＣＲ時定数を増減
させることによってスイッチング周波数を変化させる。Further, the switching power supply of the present invention
As described above, in the PWM switching power supply, the main control circuit sets the switching frequency by the CR.
When configured to include a time constant circuit, the switching frequency is changed by increasing or decreasing the CR time constant.
【００８１】それゆえ、ＰＷＭ方式の主制御回路の部品
の一部をスイッチング周波数可変手段に共用化すること
ができ、部品コストや回路スペースを削減することがで
きる。Therefore, part of the components of the main control circuit of the PWM system can be shared by the switching frequency varying means, and the cost of the components and the circuit space can be reduced.
【００８２】さらにまた、本発明のスイッチング電源装
置は、以上のように、１次側整流平滑回路における平滑
コンデンサの容量値を増減させ、直流電圧のリップル電
圧を増減させることによってスイッチング周波数を変化
させる。Further, as described above, the switching power supply of the present invention changes the switching frequency by increasing or decreasing the capacitance value of the smoothing capacitor in the primary-side rectifying and smoothing circuit, and increasing or decreasing the ripple voltage of the DC voltage. .
【００８３】それゆえ、スイッチング電源装置自体に変
更を加えることなく、簡単な構成で、スイッチング周波
数を変化し、雑音端子電圧を最小にすることができる。Therefore, the switching frequency can be changed and the noise terminal voltage can be minimized with a simple configuration without changing the switching power supply itself.
【００８４】また、本発明のスイッチング電源装置は、
以上のように、１次側整流平滑回路から変圧器の１次巻
線に出力される直流電圧の電圧値を増減させることによ
って前記スイッチング周波数を変化させる。The switching power supply of the present invention
As described above, the switching frequency is changed by increasing or decreasing the value of the DC voltage output from the primary-side rectifying / smoothing circuit to the primary winding of the transformer.
【００８５】それゆえ、スイッチング電源装置自体に変
更を加えることなく、簡単な構成で、スイッチング周波
数を変化し、雑音端子電圧を最小にすることができる。Therefore, the switching frequency can be changed and the noise terminal voltage can be minimized with a simple configuration without changing the switching power supply itself.
【図１】本発明の実施の第１の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。FIG. 1 is an electric circuit diagram of an RCC switching power supply device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】図１のスイッチング電源装置における制御回路
としてマイクロコンピュータを使用した場合のスイッチ
ング周波数の変化動作を示すフローチャートである。FIG. 2 is a flowchart showing a switching frequency changing operation when a microcomputer is used as a control circuit in the switching power supply device of FIG. 1;
【図３】図１で示すスイッチング電源装置の雑音端子電
圧を示すグラフである。FIG. 3 is a graph showing a noise terminal voltage of the switching power supply device shown in FIG.
【図４】本発明の実施の第２の形態のＰＷＭ方式のスイ
ッチング電源装置の電気的構成を示すブロック図であ
る。FIG. 4 is a block diagram illustrating an electrical configuration of a PWM switching power supply according to a second embodiment of the present invention;
【図５】本発明の実施の第３の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。FIG. 5 is an electric circuit diagram of an RCC switching power supply device according to a third embodiment of the present invention.
【図６】図５のスイッチング電源装置における制御回路
としてマイクロコンピュータを使用した場合のスイッチ
ング周波数の変化動作を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing an operation of changing a switching frequency when a microcomputer is used as a control circuit in the switching power supply device of FIG. 5;
【図７】本発明の実施の第４の形態のＲＣＣ方式のスイ
ッチング電源装置の電気回路図である。FIG. 7 is an electric circuit diagram of an RCC switching power supply device according to a fourth embodiment of the present invention.
【図８】ＲＣＣ方式の典型的な従来技術のスイッチング
電源装置の電気回路図である。FIG. 8 is an electric circuit diagram of a typical prior art switching power supply of the RCC system.
【図９】図８で示すスイッチング電源装置の雑音端子電
圧を示すグラフである。9 is a graph showing a noise terminal voltage of the switching power supply shown in FIG. 8;
１１，３１，４１，５１ スイッチング電源装置 １２，３２ 主制御回路 １３ 商用電源 １４，４２ 主電源回路（１次側整流平滑回路） １７ ２次側整流平滑回路 １８ 電圧制御回路 ２１，３４，４３，５２スイッチング周波数可変回路
（スイッチング周波数可変手段） ２２ 基準電圧源 ２３ 比較器 ２４ メモリ ２５，３３，４４ 制御回路 ２６ デジタル／アナログ変換器 ３５，３５ａ ボリウム制御回路 ５３ ３端子レギュレータ ＢＤ ダイオードブリッジ（整流ダイオード） Ｃ１ コンデンサ Ｃ２，Ｃ５ 平滑コンデンサ Ｃ２ａ，Ｃ２ｂ コンデンサ Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ Ｃ６ 寄生容量 Ｃ２０ 平滑コンデンサ Ｄ ダイオード Ｌ チョークコイル Ｎ 変圧器 Ｎ１ １次巻線 Ｎ２ ２次巻線 Ｎ３ 制御巻線 ＰＣ フォトカプラ Ｑ 主スイッチング素子 Ｒ１ 起動抵抗 Ｒ２ バイアス抵抗 Ｒ３，Ｒ４ 抵抗 ＳＷ スイッチ ＴＲ１ フォトトランジスタ ＴＲ２ 制御トランジスタ ＴＲ３ トランジスタ Ｒ５，Ｒ６ 抵抗（ＣＲ時定数回路） Ｒ７，Ｒ８ フィードバック抵抗11, 31, 41, 51 Switching power supply device 12, 32 Main control circuit 13 Commercial power supply 14, 42 Main power supply circuit (primary rectification smoothing circuit) 17 Secondary rectification smoothing circuit 18 Voltage control circuit 21, 34, 43, 52 Switching frequency variable circuit (switching frequency variable means) 22 Reference voltage source 23 Comparator 24 Memory 25, 33, 44 Control circuit 26 Digital / analog converter 35, 35a Volume control circuit 53 Three-terminal regulator BD Diode bridge (rectifier diode) C1 capacitor C2, C5 smoothing capacitor C2a, C2b capacitor C3, C4 capacitor C6 parasitic capacitance C20 smoothing capacitor D diode L choke coil N transformer N1 primary winding N2 secondary winding N3 control winding PC photocoupler Q main switching element R1 starting resistor R2 bias resistors R3, R4 resistor SW switch TR1 phototransistor TR2 control transistor TR3 transistor R5, R6 resistor (CR time constant circuit) R7, R8 feedback resistor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AS01 BB43 BB52 CC01 CC28 DD02 EE07 EE59 FD01 FD11 FD21 FF01 FF09 FG05 FG07 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F term (reference) 5H730 AA02 AS01 BB43 BB52 CC01 CC28 DD02 EE07 EE59 FD01 FD11 FD21 FF01 FF09 FG05 FG07
Claims (6)
に、変圧器の１次巻線に直列に接続された主スイッチン
グ素子をｏｎ／ｏｆｆ駆動するようにしたスイッチング
電源装置において、 前記主制御回路に関連して、スイッチング周波数を第１
のスイッチング周波数から第２のスイッチング周波数ま
での範囲で規定の周期で連続的に変化させるスイッチン
グ周波数可変手段を備えることを特徴とするスイッチン
グ電源装置。1. A switching power supply unit, wherein a main control circuit turns on / off a main switching element connected in series to a primary winding of a transformer so that an output voltage is constant. In relation to the main control circuit, the switching frequency is set to the first
A switching frequency varying means for continuously changing the switching frequency at a specified cycle in a range from the switching frequency to the second switching frequency.
ッチング周波数の２／３倍より僅かに大きく、前記第２
のスイッチング周波数は前記基準スイッチング周波数の
４／３倍より僅かに小さいことを特徴とする請求項１記
載のスイッチング電源装置。2. The method according to claim 1, wherein the first switching frequency is slightly larger than 2/3 times a reference switching frequency.
2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching frequency is slightly smaller than 4/3 times the reference switching frequency.
内に励磁エネルギを蓄積しておき、前記主制御回路が２
次側出力電圧が一定となるように前記主スイッチング素
子をｏｆｆ駆動し、そのｏｆｆ期間に前記励磁エネルギ
が２次側回路に出力され、出力終了後に変圧器の制御巻
線に発生するリンギングパルスを前記主スイッチング素
子の制御端子に帰還することによって該主スイッチング
素子をｏｎ駆動するリンギングチョークコンバータ方式
のスイッチング電源装置において、 前記主制御回路は、前記主スイッチング素子のｏｎ期間
に前記制御巻線に誘起された電流によって充電されるコ
ンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が規定電圧にな
ると前記主スイッチング素子をｏｆｆさせる制御トラン
ジスタとを含んで構成され、 前記スイッチング周波数可変手段は、前記コンデンサと
制御トランジスタとの間に配設され、前記コンデンサを
充電する充電電流を増減させることによって前記スイッ
チング周波数を変化させることを特徴とする請求項１ま
たは２記載のスイッチング電源装置。3. An excitation energy is stored in a transformer during an ON period of a main switching element, and said main control circuit
The main switching element is off-driven so that the secondary output voltage is constant, the excitation energy is output to the secondary circuit during the off period, and a ringing pulse generated in the control winding of the transformer after the output is completed is generated. In a switching power supply device of a ringing choke converter system that turns on the main switching element by feeding back to a control terminal of the main switching element, the main control circuit induces the control winding during the on period of the main switching element. And a control transistor that turns off the main switching element when the charging voltage of the capacitor reaches a specified voltage. Between the capacitors to charge the capacitors Switching power supply device according to claim 1 or 2, wherein the varying the switching frequency by increasing or decreasing the charging current.
るようなパルス幅で主スイッチング素子をｏｎ／ｏｆｆ
駆動するようにしたパルス幅変調方式のスイッチング電
源装置において、 前記主制御回路は、前記スイッチング周波数を設定する
ＣＲ時定数回路を含んで構成され、 前記スイッチング周波数可変手段は、前記主制御回路に
配設され、前記ＣＲ時定数回路のＣＲ時定数を増減させ
ることによって前記スイッチング周波数を変化させるこ
とを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電
源装置。4. The main control circuit turns on / off the main switching element with a pulse width such that the secondary output voltage is constant.
In the pulse width modulation type switching power supply device that is driven, the main control circuit is configured to include a CR time constant circuit that sets the switching frequency, and the switching frequency variable unit is provided in the main control circuit. 3. The switching power supply according to claim 1, wherein the switching frequency is changed by increasing or decreasing a CR time constant of the CR time constant circuit.
り、入力交流電圧を整流・平滑化した直流電圧を前記主
スイッチング素子と変圧器の１次巻線との直列回路に与
える１次側整流平滑回路を備え、 前記スイッチング周波数可変手段は、前記１次側整流平
滑回路に配設され、前記平滑コンデンサの容量値を増減
させ、前記直流電圧のリップル電圧を増減させることに
よって前記スイッチング周波数を変化させることを特徴
とする請求項１または２記載のスイッチング電源装置。5. A primary side rectifying / smoothing circuit comprising a rectifying diode and a smoothing capacitor and applying a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an input AC voltage to a series circuit of the main switching element and a primary winding of a transformer. Wherein the switching frequency variable means is provided in the primary side rectifying and smoothing circuit, and changes the switching frequency by increasing and decreasing the capacitance value of the smoothing capacitor and increasing and decreasing the ripple voltage of the DC voltage. The switching power supply device according to claim 1 or 2, wherein:
り、入力交流電圧を整流・平滑化した直流電圧を前記主
スイッチング素子と変圧器の１次巻線との直列回路に与
える１次側整流平滑回路を備え、 前記スイッチング周波数可変手段は、前記整流ダイオー
ドと前記１次巻線との間に配設され、前記直流電圧の電
圧値を増減させることによって前記スイッチング周波数
を変化させることを特徴とする請求項１または２記載の
スイッチング電源装置。6. A primary rectifying / smoothing circuit comprising a rectifying diode and a smoothing capacitor and applying a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an input AC voltage to a series circuit of the main switching element and a primary winding of a transformer. Wherein the switching frequency variable means is disposed between the rectifier diode and the primary winding, and changes the switching frequency by increasing or decreasing the value of the DC voltage. Item 3. The switching power supply according to Item 1 or 2.
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