JP2002340642A - 超音波流速計 - Google Patents
超音波流速計Info
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Abstract
る。 【解決手段】 バースト信号発生部110で、位相差の
ある2種類のバースト信号を発生し、このバースト信号
を、被測定流体9の上流側と下流側に配置される一対の
送受信用超音波探触子6、7に送る。一対の送受信用超
音波探触子6、7は、対応するバースト信号を受けて、
該バースト信号を変換して互いに位相差のある超音波を
被測定流体9中に送信すると共に、他方の送受信用超音
波探触子が送信して被測定流体中を伝搬した超音波を受
信して受信信号に変換する。この受信信号は、二値化回
路16、17で二値化されて、排他的論理和回路30で
排他的論理和がとられて、位相差を表す位相差信号とな
り、この位相差信号に基づき被測定流体9の流速を測定
する。
Description
差に基づいて流体の流速を測定する超音波流速計に関す
る。
音波流量計として、例えば、伝搬時間差方式の超音波流
量計が知られている。このような流速計では超音波探触
子を、測定するべき流体の上流側と下流側にそれぞれ配
置して、インパルス信号、あるいはステップ信号を送信
信号として用い、上流側及び下流側の2つの超音波探触
子から交互に超音波を送出し、受信信号の伝搬時間差を
高速カウンタ回路によって測定している。
うな伝搬時間差方式の超音波流量計では、伝搬時間差を
正確に求めるために、受信信号の信号対雑音比が高いこ
とが必要であり、特にインパルス信号の場合に、波形の
最初の出力の小さい部分における受信時間を正確に測る
必要があるために、高電圧のインパルス信号、あるいは
ステップ信号が必要となっている。そのため、機器内に
高電圧を発生させるための電源回路が必要となり、機器
の小型化、低消費電力化の大きな障害となっている。
るため、爆発性の気体が充満する場所での使用が制限さ
れている。
ためにカウント周波数の高いカウンタを用いる必要があ
り消費電力が大きくなり、その点でも低消費電力化の大
きな障害となっている。
波探触子及び受信用超音波探触子、下流側に送信用超音
波探触子及び受信用超音波探触子をそれぞれ配置して、
上流側及び下流側のそれぞれの送信用超音波探触子から
連続波を送信して、それを下流側及び上流側のそれぞれ
の受信用超音波探触子で受信して、それぞれの受信信号
の位相差を測定して、その位相差から流速を求めること
も知られている(例えば、特開平7−167696号公
報)。しかしながら、このような連続波に用いた場合に
は、それぞれ送信用超音波探触子と受信用超音波探触子
を少なくとも2個づつ、合計4個は必要とするために、
部品数が多く装置が大型化すると共にコストが高くな
り、また、連続的に送信・受信を行っているために、消
費電力も大きくなるという問題がある。
で、小型で低コストで且つ低消費電力の超音波流速計を
提供することをその目的とする。
に請求項1記載の発明による超音波流速系は、位相差の
ある2種類のバースト信号を発生するバースト信号発生
手段と、被測定流体の上流側と下流側に配置される一対
の送受信用超音波探触子であって、前記バースト信号発
生手段から対応するバースト信号を受けて、該バースト
信号を変換して互いに位相差のある超音波を被測定流体
中に送信すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送
信して被測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信
号に変換する一対の送受信用超音波探触子と、各送受信
用超音波探触子からのそれぞれの受信信号からこれらの
受信信号の位相差を測定する位相差測定手段と、前記位
相差測定手段からの受信信号の位相差信号に基づき被測
定流体の流速を測定する流速測定手段と、を備える。
に、従来の伝搬時間差方式のものと比較して、低電圧の
バースト信号で良く、高電圧を発生するための電源回路
は不要となり、また、高速で動作しなければならないカ
ウンタ回路などを不要とすることができるために、小型
で低消費電力のものとすることができ、かつ防爆性も向
上させることができる。また、バースト信号を用いてい
るために、一対の送受信用超音波探触子で同時に送信と
受信の両方の動作を行わせることができ、部品数が少な
くて済み小型で低コストで構成することができる。ま
た、バースト信号を用いているために、送信並びに受信
以降の位相差測定及び流速測定のための処理を間歇的に
行うことができ、そのために、従来の連続波を常時処理
するものと異なり、低消費電力のものとすることができ
る。尚、本発明は、一対の送受信用超音波探触子のみを
使用することに限定するものではなく、一対の送受信用
超音波探触子を複数個設けて、流速分布の偏りによる測
定誤差の影響を低減し、精度をさらに向上させてもよい
ことは容易に理解されるであろう。この場合、各対を切
り替えて測定するか、または、一部測定回路を複数系統
備えることで対応することができる。
のにおいて、前記位相差測定手段が、2つの受信信号の
位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して、
その直流レベルを測定するものである。2つの受信信号
の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して
低周波信号(直流電圧)に変換することにより、要求さ
れる処理速度を低減させることができ、低消費電力で安
定して処理を行わせることができる。また、低周波信号
に変換することは、平均化処理を行ったことと等価であ
るために、精度の良い測定が可能となる。
記載のものにおいて、前記位相差測定手段が、それぞれ
の前記受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相
差を測定するものである。受信信号の波形の中心部分の
感度の最も良いところを使用するために、送信信号の出
力を節約することができ、消費電力を一層低減すること
ができる。また、受信信号の波形の両端付近で位相情報
が不安定となるが、その影響を排除することができる。
のにおいて、前記位相差測定手段が、決められた期間の
みの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド回
路を有する。
のいずれか1項に記載のものにおいて、前記各送受信用
超音波探触子からの受信信号を二値化する二値化手段を
さらに備え、前記位相差測定手段は、二値化手段によっ
て二値化された受信信号の位相差を測定するものであ
る。任意には、二値化手段に二値化された信号のデュー
ティ比を常に50%に維持するオフセット電圧調整手段
を備えることができる。また、任意には、位相差測定手
段に排他的論理和回路を備えることができる。排他的論
理和回路以外の回路を用いることも勿論可能であるが、
排他的論理和回路は、感度が良好であるため、好まし
い。
のにおいて、前記二値化手段と前記位相差測定手段との
間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号をそ
れぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段
は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定するものである。分周
回路によって測定流速範囲を広げることができる。分周
比を適度に選択することにより、測定範囲を任意に広げ
ることができる。任意には、分周の開始を安定させるた
めに、受信信号の包絡検波を行い、該包絡検波信号が所
定の強度を超えてから0を含む所定の遅延時間の経過後
に分周を開始するようにするとよい。
のいずれか1項に記載のものにおいて、前記バースト信
号発生手段によるバースト信号発生から前記送受信用超
音波探触子の受信までの超音波伝搬時間を測定する超音
波伝搬時間測定手段をさらに備え、前記流速測定手段
は、前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号と
共に前記超音波伝搬時間に基づき被測定流体の流速を測
定する。温度変動によって流速が変化した場合にも、超
音波伝搬時間を用いて流速を求めることで、温度変動の
影響を受けずに精度の良い測定を行うことができる。ま
た、流体の温度測定も可能となる。
のにおいて、前記超音波伝搬時間測定手段は、その超音
波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィル
タに通して、その直流レベルを測定するものである。超
音波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィ
ルタに通して低周波信号(直流電圧)に変換することに
より、要求される処理速度を低減させることができ、低
消費電力で安定して処理を行わせることができる。ま
た、低周波信号に変換することは、平均化処理を行った
ことと等価であるために、精度の良い測定が可能とな
る。
のいずれか1項に記載のものにおいて、前記位相差測定
手段は、校正測定時に、前記バースト信号発生手段から
の位相差のある2種類のバースト信号の位相差を測定す
るものであり、前記流速測定手段は、前記測定されたバ
ースト信号の位相差を用いて、流速測定の校正を行うも
のである。校正測定時に、位相差測定手段で、2種類の
バースト信号の位相差を測定して通常測定時と同じよう
にその位相差を測定することにより、バースト信号発生
手段で発生される2種類のバースト信号にドリフト成分
が生じていた場合、またはそれ以外の部分におけるアン
バランスにより本来生ずるべきでないドリフト成分が生
じていた場合に、このドリフト波の影響を除去すること
ができる。
8のいずれか1項に記載のものにおいて、校正測定時と
通常測定時とで、前記バースト信号発生手段からの位相
差のある2種類のバースト信号が入れ替わるようにし
て、前記各送受信用超音波探触子に2種類のバースト信
号のうちの対応するバースト信号をそれぞれ供給する切
り替え回路を備える。切り替え回路によって、校正測定
時と通常測定時とで、送受信用超音波探触子に入力する
べき2種類のバースト信号を入れ替えることにより、バ
ースト信号発生手段で発生される2種類のバースト信号
にドリフト成分が生じていた場合、またはそれ以外の部
分におけるアンバランスにより本来生ずるべきでないド
リフト成分が生じていた場合に、このドリフト波の影響
を除去することができる。
10のいずれか1項に記載のものにおいて、前記一対の
送受信用超音波探触子と前記流速測定手段との間には、
受信信号の増幅を行う増幅回路が備えられており、前記
増幅回路は、受信信号の受信タイミングを含む所定タイ
ミングにのみ増幅動作を行うものである。増幅回路は、
電源電圧が発生している期間のみ電力を消費するため、
常時電源を投入している場合と比較すると、消費電力を
著しく低減することができる。また、消費電力が小さい
ために温度の上昇を抑えることができ、常時電源を印加
する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく向上さ
せることができる。このため、回路の温度ドリフトの影
響も低減することができる。
11のいずれか1項に記載のものにおいて、前記超音波
流速計は2線式ループによって電源に接続され、2線式
ループを用いて流速測定手段で求めた測定値を送信する
ための2線インターフェイス部をさらに備える。2線式
ループのみで電源電圧供給と測定結果の送信とを行うこ
とができる。本発明の超音波流速計は、消費電力の低減
化がなされているために、このような2線式ループから
の低い電源電圧であっても好適に動作させることができ
る。
流体の流量を求める超音波流量計を構成することも可能
である。
の形態を説明する。図1は、本発明の超音波流速計のブ
ロック図である。
は、大まかに、位相差のある2種類のバースト信号を発
生するバースト信号発生部110と、一対の送受信用超
音波探触子6、7と、各送受信用超音波探触子6、7か
らの受信信号をそれぞれ二値化する二値化部112と、
それぞれ二値化された受信信号の位相差を求める位相差
測定部116と、超音波伝搬時間測定部117と、位相
差測定部116からの位相差信号に基づき被測定流体の
流速及び流量を測定する流速測定部118と、を備えて
いる。一対の送受信用超音波探触子6、7は、被測定流
体が流れる管8に取り付けられる。管8には、その流速
及び流量を測定するべき被測定流体9が流れている。
を用いて説明していく。
1と、送信信号発生回路2と、タイミング回路3とを備
えている。トリガ回路1は、設定された送信繰り返し間
隔で送信トリガ信号S22を発生するものであり、この
信号S22は、送信信号発生回路2及びタイミング回路
3の他に、後述の超音波伝搬時間測定部117に送信さ
れる。タイミング回路3は、送信トリガ信号S22に基
づき、後述の送信漏れマスク信号S23と、サンプルア
ンドホールド回路制御信号S32を出力するものであ
る。送信信号発生回路2は、送信トリガ信号S22に基
づき、互いに位相の異なったバースト信号である送信信
号Aと送信信号Bとを同時に発生させるものである。送
信信号発生回路2は、ロジックICによって構成されて
おり、ロジックICの出力波形が矩形であるために生じ
る高周波成分と低周波成分を除去するためのバンドパス
フィルタが組み合わされることが望ましい。
示したブロック図である。送信信号発生回路2は、タイ
マ回路46と、発振回路47と、論理積回路48と、論
理反転回路50と、遅延回路51と、論理積回路52、
53、54、55と、論理和回路56、57とから構成
される。
は、タイマ回路46に入力される。タイマ回路46は、
送信パルス幅に対応した矩形パルスを出力するものであ
り、発振回路47は、超音波探触子の周波数に合わせた
連続パルス信号を発生させるものである。タイマ回路4
6の出力と発振回路47の出力は論理積回路48に入力
され、論理積回路48で論理積がとられてバースト信号
が発生される。論理積回路48から出力されるバースト
信号は、遅延回路51の入力及び論理積回路52と論理
積回路55のそれぞれ一方の入力に、それぞれ供給され
る。遅延回路51は、論理積回路48の出力を例えば9
0度といった所定角度の位相差に対応した時間分だけ遅
延させるものである。遅延回路51からの出力は、論理
積回路53及び論理積回路54のそれぞれの一方の入力
に、それぞれ供給される。後述の演算回路36から出力
される位相制御信号S44は、論理反転回路50の入力
及び論理積回路52と論理積回路54のそれぞれ他方の
入力に、それぞれ供給される。位相制御信号S44を反
転する論理反転回路50の出力は、論理積回路53と論
理積回路55のそれぞれの他方の入力に、それぞれ供給
される。論理積回路52と論理積回路53の出力は論理
和回路56の2つの入力にそれぞれ入力される。論理積
回路54と論理積回路55の出力は論理和回路57の2
つの入力にそれぞれ入力される。論理和回路56の出力
は送信信号A、論理和回路57の出力は送信信号Bとな
る。通常の測定時には、位相制御信号S44はハイレベ
ルとなっており、論理積回路48から出力されるバース
ト信号は、直接、論理積回路52を介して論理和回路5
6から出力されて送信信号Aとなる。また、論理積回路
48から出力されるバースト信号は、遅延回路51によ
って90度位相が遅れたバースト信号となり、論理積回
路54を介して論理和回路57から出力されて、送信信
号Bとなる。また、位相制御信号S44をローレベルと
すると、論理和回路56から出力される送信信号Aが、
論理和回路57から出力される送信信号Bに対して90
度位相の遅れたものとなり、位相制御信号S44によっ
て、送信信号Aと送信信号Bの位相が交代される。
れ送受信用超音波探触子6及び送受信用超音波探触子7
に送信される。送受信用超音波探触子6及び送受信用超
音波探触子7は、バースト信号である送信信号A及び送
信信号Bを超音波に変換して、管8内の被測定流体9中
に送信すると共に、被測定流体9中を伝搬した超音波を
受信して、受信信号Aと受信信号Bにそれぞれ変換して
出力するものである。これらの送受信用超音波探触子
6、7は、超音波が適切に送受信されるために、適切な
位置関係で管8に取り付けられていなければならず、一
方の送受信用超音波探触子(図の例の場合には、超音波
探触子6)が上流側に、他方の送受信用超音波探触子
(図の例の場合には、超音波探触子7)が下流側に配置
される。このとき、送受信用超音波探触子6、7は、管
8の外側に取り付けられていても、または管8の内側に
取り付けられていてもよい。
の受信信号A、Bは、前記二値化部112に入力され
る。二値化部112は、増幅回路14、15と、二値化
回路16、17と、包絡線検波回路18、19と、二値
化回路24、25とを備えている。増幅回路14、15
は、受信信号A、Bを増幅するものであるが、不要な雑
音成分を除去するために、適切に帯域幅が設定されてい
なければならない。但し、本発明の特徴とするところの
低消費電力、換言すれば高い感度によって、これらの増
幅回路14、15は、場合によっては省略することも可
能である。増幅回路14及び増幅回路15の出力はそれ
ぞれ二値化回路16及び二値化回路17に入力される。
二値化回路16、17は、二値化回路24、25からの
出力がハイレベルになっている期間中、増幅回路14及
び増幅回路15の出力の二値化を行うものであり、比較
回路等で構成される。
示す。二値化回路16及び17は、増幅回路14及び増
幅回路15の出力を、0V付近の電圧を閾値として、比
較回路で比較するだけの構成とすることもできるが、図
4に示した例は、比較回路内部で生じるオフセット電圧
の変動等による影響を除去し、以降の位相差の検出精度
を上げるために、二値化された信号のデューティ比を常
に50%に維持するオフセット電圧調整手段を備えたも
のである。即ち、二値化回路16、17は、比較回路7
3の他に、サンプルアンドホールド回路72と、ローパ
スフィルタ74と、論理積回路75とからなるオフセッ
ト電圧調整手段を備えている。二値化回路24、25か
らの出力は、サンプルアンドホールド回路72の制御信
号となっており、二値化回路24、25からの出力がハ
イレベルであるとき、サンプルアンドホールド回路72
は、ローパスフィルタ74からの出力をそのまま比較回
路73のマイナス入力端子に送出し、二値化回路24、
25からの出力がローレベルであるとき、サンプルアン
ドホールド回路72は、ローレベルとなる直前のローパ
スフィルタ74からの出力を比較回路73のマイナス入
力端子に送出し続ける。比較回路73は、増幅回路14
または増幅回路15の出力と、サンプルアンドホールド
回路72の出力とを比較する。仮に、サンプルアンドホ
ールド回路72の制御信号である二値化回路24、25
からの出力がハイレベルである期間に、比較回路73の
出力のデューティ比が50%よりも大きくなった場合、
ローパスフィルタ74の出力は増加し、その結果、比較
回路73のマイナス入力端子の電圧レベルは上昇し、比
較回路73のデューティ比は減少する。逆に、サンプル
アンドホールド回路72の制御信号である二値化回路2
4、25からの出力がハイレベルである期間に、比較回
路73の出力のデューティ比が50%よりも小さくなっ
た場合、ローパスフィルタ74の出力は減少し、その結
果、比較回路73のマイナス入力端子の電圧レベルは下
降し、比較回路73のデューティ比は増加する。以上の
ような動作によって、比較回路73の内部等で生じるオ
フセット電圧の変化にもかかわらず、サンプルアンドホ
ールド回路72の制御信号がハイレベルである期間にお
いて、比較回路73の出力のデューティ比を常に50%
に保つことが可能となる。そのため、受信信号パルスの
周期をTとすると、二値化回路16、17に現れるパル
スのパルス幅を正確にT/2とすることができる。論理
積回路75の出力である二値化回路出力は、対応する二
値化回路24、25出力がハイレベルとなる期間以外
は、ローレベルに保持されるため、二値化回路16、1
7より以降の回路は、静定した状態を保ち、結果とし
て、それらの回路で消費される電力を低減させることが
できる。ローパスフィルタ74は回路の正確な動作のた
め、能動フィルタとすることが望ましい。また、図示の
例では、サンプルアンドホールド回路72がローパスフ
ィルタ74とは別個であるとして説明したが、ローパス
フィルタ74とサンプルアンドホールド回路72とが一
体化されたものとする構成とすることも容易に考えるこ
とができる。
力は、包絡線検波回路18、19にも入力される。包絡
線検波回路18、19には、前記タイミング回路3から
の送信漏れマスク信号S23が入力されており、包絡線
検波回路18、19は、この送信漏れマスク信号S23
によってマスクされた信号以外の信号の包絡線検波を行
うものである。送信漏れマスク信号S23は、タイミン
グ回路3において、送信トリガ信号S22を基にして作
られるもので、送信信号A及び送信信号Bが出力されて
いる時間にハイレベルとなり、受信信号A及び受信信号
Bが現れる時間にはローレベルとなる。
の出力は、それぞれ二値化回路24と二値化回路25の
入力に接続される。二値化回路24、25は、包絡線検
波回路18、19からの信号を所定の閾値電圧Th1で
二値化するものである。この二値化の際の閾値電圧Th
1は回路の最適な動作のために雑音レベル以上に設定さ
れていなければならない。二値化回路24、25は、そ
れぞれ二値化回路16、17及び超音波伝搬時間測定部
117にそれぞれ接続される。
値化された受信信号は、前記位相差測定部116に入力
される。位相差測定部116は、排他的論理和回路30
と、サンプルアンドホールド回路31と、ローパスフィ
ルタ33と、A/D変換回路35とを備えている。排他
的論理和回路30は、二値化回路16、17からの受信
信号から排他的論理和信号を出力するものである。この
排他的論理和は、前記2つの受信信号の位相差に応じて
変化するものであり、その出力は、サンプルアンドホー
ルド回路31に入力される。サンプルアンドホールド回
路31には、前記タイミング回路3からのサンプルアン
ドホールド回路制御信号S32が入力されており、サン
プルアンドホールド回路31は、この制御信号S32が
ハイレベルとなっている間は、排他的論理和信号のサン
プルアンドホールドを行い、制御信号S32がローレベ
ルとなっている間は、その値を維持するようになってい
る。サンプルアンドホールド回路31からの出力はロー
パスフィルタ33へと送られる。ローパスフィルタ33
は、高域成分を除去して低周波信号(直流電圧)に変換
するものであり、その直流電圧レベルは、前記受信信号
の位相差に応じたものとなる。そして、その出力は、A
/D変換回路35でA/D変換される。
前記超音波伝搬時間測定部117にも入力される。超音
波伝搬時間測定部117は、ラッチ回路28、29と、
ローパスフィルタ37、38と、加算回路39と、A/
D変換回路41とを備える。ラッチ回路28、29は、
前記送信トリガ信号S22の立ち上がりでセットされ、
二値化回路24、25からの立ち上がりによってそれぞ
れリセットされる信号を出力するものであり、この信号
の幅は、送信から受信までの超音波伝搬時間に対応して
いる。これらのラッチ回路28、29からの出力は、そ
れぞれローパスフィルタ37、38によって、高域成分
を除去して低周波信号(直流電圧)に変換され、その直
流電圧レベルは、送信から受信までの時間差に応じたも
のとなる。加算回路39は、ローパスフィルタ37、3
8からのそれぞれの直流電圧を加算するものであり、そ
の出力は、A/D変換回路41でA/D変換される。
換回路41でそれぞれA/D変換された信号は、前記流
速測定部118に入力される。流速測定部118は、演
算回路36と、表示部42と、キーボード等の入力部4
3とを備える。演算回路36は、CPU、メモリ等を有
するマイクロコンピュータで構成することができ、超音
波伝搬時間測定部117からの出力と、位相差測定部1
16からの出力とから、被測定流体の流速及び流量を求
めるものである。また、入力部43からの入力または、
所定時間毎に自動的に、測定モードと校正測定モードと
を選択することができ、この選択によって演算回路36
から前記位相制御信号S44が出力され、測定時には位
相制御信号S44がハイレベル、校正測定時には、位相
制御信号S44がローレベルとなるように設定されてい
る。
用を図5ないし図11の信号のタイミングチャートを参
照しながら説明していく。
明する。トリガ回路1からは、設定された送信繰り返し
間隔T0で送信トリガ信号S22が発生しており、この
送信トリガ信号S22に同期して送信信号発生回路2か
ら送信信号Aと送信信号Bが発生される。図5では同じ
波形で示しているが、この送信信号Aと送信信号Bは位
相が異なるバーストパルスであり、その送信パルス幅T
1はほぼ等しくなっている。受信信号A及び受信信号B
は、送信開始のタイミングから超音波伝搬時間t0を経
てから受信される。管8の内部に流れがある場合には受
信信号Aと受信信号Bの現れる時間には流体に応じた時
間差が生じる。増幅回路14、15でそれぞれ増幅され
た結果、増幅回路14、15の出力には送信漏れ信号S
1、S2と受信信号A、Bとがそれぞれ現れる。
回路18、19へと入力される。送信漏れ信号S1、S
2と受信信号A、Bとの強度は、実際には1000倍程
度の違いがあり、送信漏れ信号S1、S2が受信信号
A、Bに比較して圧倒的に大きい。包絡線検波回路1
8、19の応答性があまり良くないために、このまま、
送信漏れ信号S1、S2を残しておくと、受信信号A、
Bの包絡線をとることができなくなってしまう。そのた
め、この実施形態では、タイミング回路3からの送信漏
れマスク信号S23によって包絡線検波回路18の出力
と、包絡線検波回路19の出力を抑圧している。送信信
号A及びBが出力されている時間、即ち、送信漏れマス
ク信号S23がハイレベルとなる時間は、包絡線検波回
路18と包絡線検波回路19との出力は抑圧される。結
果として包絡線検波回路18の出力及び包絡線検波回路
19の出力には受信信号A、Bに対応する信号のみが現
れる。二値化回路24、25からは、この包絡線信号が
所定の閾値電圧Th1を超えた時点で、ハイレベルに立
ち上がる信号が出力される。ラッチ回路28、29から
の出力には、送信の開始から、この二値化回路24、2
5がハイレベルとなるまで、言い換えれば、受信信号A
及び受信信号Bが現れるまでハイレベルとなる信号が現
れる。
力とは、管8の内部を流れる被測定流体9の速度に応じ
てパルス幅に差が生じるが、ラッチ回路28出力とラッ
チ回路29出力のパルス幅を加算したものは管8の内部
に流れがない場合の超音波伝搬時間に定数を加算したも
のに比例したものとなる。ローパスフィルタ37出力と
ローパスフィルタ38出力を加算した加算回路39から
の出力信号である超音波伝搬時間信号電圧V0は、送信
繰返し間隔をT0、超音波伝搬時間をt0、ラッチ回路2
8とラッチ回路29の電源電圧レベルをVCC、定数をt
cとすると、
とができる。超音波伝搬時間t0については精度が厳し
く要求されないために、包絡線検波回路18、19で捉
えた受信信号を用いることにより、十分な測定が可能で
ある。
波伝搬時間t0を求めることとしたが、演算回路36に
よって、ソフトウェア的に加算をすることも可能であ
る。また、受信信号Aと受信信号Bとの時間差が、求め
るべき超音波伝搬時間t0に比較して著しく小さいと判
断される場合は、ローパスフィルタ37またはローパス
フィルタ38のいずれか片方のみを用いて直接そのロー
パスフィルタから超音波伝搬時間t0を求めても問題な
いことは容易に理解されるであろう。また、この超音波
伝搬時間t0は、管8内部の流体9の温度に関係するこ
とから、この装置によって流体の温度を測定することも
可能になることは、容易に理解されるであろう。
る。図6は、測定時における、送信トリガ信号S22
と、送信信号発生回路2から出力される送信信号Aと送
信信号Bとの先頭部分のみを表した図である。このと
き、位相制御信号S44は、ハイレベルとなっており、
送信信号Bが送信信号Aに対して遅延回路51による遅
延時間に対応する位相差だけ位相の遅れたものとなって
いる。即ち、送信信号Aは送信トリガ信号S22の先頭
から始まるバーストパルスであり、送信信号Bは、遅延
回路51によって送信トリガ信号S22から一定の時間
tpだけ遅延して始まるバーストパルスである。例えば
送信信号Aと送信信号Bの位相差が90度となるように
決められる。バーストパルスの波数は管8の口径等に応
じて変えられることが望ましい。また、送信信号Aと送
信信号Bの波数及び振幅は同じであることが望ましく、
また、送信信号周期Tも、送信信号Aと送信信号Bとで
等しく、超音波探触子6、7の最大感度となる周波数の
逆数程度とすることが望ましい。
それぞれ超音波探触子6、7から超音波として送信され
て、管8内の被測定流体9中を伝搬して、対向する超音
波探触子7、6で受信された受信信号Bと受信信号Aの
先頭付近での回路の動作を示す図である。図示のよう
に、超音波探触子6、7によって受信された受信信号
A、Bは、超音波探触子6、7と管8からなる超音波伝
送系の周波数特性に応じて立ち上がり部分が送信波形に
比べて鈍る。
19及び二値化回路24、25を通る。包絡線検波回路
18、19は、それぞれ受信信号A及び受信信号Bを包
絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路24、2
5は、この包絡線信号が所定の閾値Th1を超えた時点
で、ハイレベルになる信号を出力する。二値化回路1
6、17は、二値化回路24、25がハイレベルになっ
ている期間中、受信信号A、Bが0Vを超えるときのみ
ハイレベルとなる信号を出力する。
ルスの中間付近での二値化回路16、17以降の回路の
動作を示す図である。実線は、管8内部に流れが存在し
ていない場合を表している。送信信号には時間差がある
ため、管8の内部に流れがない場合であっても受信信号
A及び受信信号Bには時間差が生じており、受信信号A
は、受信信号Bに対して90度位相が遅れている。受信
信号周期Tは、送信信号のバーストパルスの周期と等し
い。二値化回路16、17による出力は、受信信号A、
Bが0Vを超えるときのみハイレベルとなる信号とな
り、受信信号A、Bの位相情報のみが取り出されたもの
であると考えることができる。その二値化された受信信
号を、排他的論理和回路30で排他的論理和をとると、
デューティ比が50%のパルス列となる。このパルス列
がローパスフィルタ33によって直流信号に変換され
る。このローパスフィルタ出力V1は、排他的論理和回
路30の電源電圧をVCCとすると、
合、上流側の超音波探触子6で受信する時間は一層遅
れ、下流側の超音波探触子7で受信する時間はやや早く
なり、図8の点線で表した波形となる。これらの波形に
対して排他的論理和回路30で排他的論理和をとると、
デューティ比が50%よりも大きいパルス列となるの
で、ローパスフィルタ出力V1は、
であれば、ローパスフィルタ出力V1は減少する。この
ようにローパスフィルタ出力V1は流速によって変化す
るため、このローパスフィルタV1出力をA/D変換回
路35でA/D変換した後、演算回路36に入力して、
演算回路36で流速を演算することができる。
相差が90度であり、管8内の被測定流体9に流速があ
り、さらに受信信号に45度の位相のずれを生じさせる
遅延がある場合の、受信信号Aと受信信号Bの受信パル
スの中間付近の回路の動作を示す図である。受信信号A
と受信信号Bとの位相差は、管8の内部の流れのために
送信パルスの位相差からさらに45度ずれ、その結果1
35度ずれたものとなっている。この場合、排他的論理
和回路30からの排他的論理和の結果は、デューティ比
75%のパルス列となる。このローパスフィルタ出力V
1は、電源電圧をVCCとすると、
0度であり、仮に2つの受信信号A、Bの間にtdの位
相差を発生させるような流れが管8の内部に発生した場
合、ローパスフィルタ33の出力V1である位相差信号
V1は、
示す装置により、送信信号の位相にして90度に相当す
る時間差を生じさせる流速を限度として流速を測定する
ことができる。
は、電源電圧VCCの変動を受けるが、これらの電圧レベ
ルをディジタルデータに変換するA/D変換回路35、
41の基準電圧として電源電圧VCCをそのまま利用する
ことによって、この電源電圧VCCの影響を除去すること
が可能である。
め、この位相差から流速を求めることにより、消費電力
の大きい高速のカウンタなどを必要とせず、また、位相
差をローパスフィルタ33で直流電圧にすることによ
り、多数のデータの平均化をしたことと等価となり、精
度の良い測定が可能となる。また、バースト信号を用い
ることで、センサは、一対の送受信用超音波探触子6、
7だけでよく、装置の低コスト化、小型化が可能とな
る。
な入力に対する応答性が悪いため、送信信号A、Bに位
相差を設けることにより、流速が小さい場合でもその流
速に対応する僅かな時間差を、排他的論理和回路30で
捕らえることができるようになる。また、流速の向き
も、ローパスフィルタ33の出力V1の増減で判断する
ことができるようになる。
排他的論理和は、サンプルアンドホールド回路31を介
して、ローパスフィルタ33でフィルタリングされる。
図10は、受信パルスとサンプルアンドホールド回路3
1の動作のタイミングを示すための図であり、受信信号
パルスが生じている部分のみを拡大したものである。受
信信号Aの到来時間は受信信号Bの到来時間よりも遅れ
ているが、パルス全体からすると極めて僅かな時間であ
る。受信信号A及び受信信号Bが受信されている期間
に、排他的論理和回路30から信号が出力される。
2は、排他的論理和回路30の出力のパルスの中心付近
のみを切り出すためのものである。サンプルアンドホー
ルド回路制御信号S32は、タイミング回路3におい
て、送信トリガ信号S22を基にして作られるもので、
おおよそ受信信号の中央付近に相当するタイミングで生
成されるものである。
2がハイレベルの期間中には、サンプルアンドホールド
回路31は排他的論理和回路30の出力を切り出し、サ
ンプルアンドホールド回路制御信号S32がローレベル
の期間中には、サンプルアンドホールド回路31は高イ
ンピーダンス状態となり、ローパスフィルタ33の出力
を保持する。
ンドホールド回路31の出力の高域成分を除去したもの
であり、その電圧が流速に対応したものとなる。ローパ
スフィルタ33の時定数が比較的小さい場合、前回の超
音波の送受信の際の流速と現時点での流速との差がロー
パスフィルタ33出力に変位電圧Vdとして現れること
になる。
回路制御信号S32によって、排他的論理和回路30か
ら信号が出力されている中間部分のみを切り出すことに
よって、排他的論理和回路30の出力のパルスの両端付
近で感度の不足等が原因となって位相情報が不安定とな
ることの影響を排除することができると共に、受信信号
の中で振幅の最も高いところを使用することにより、感
度を良好にすることができる。
S32のハイレベルとなっている期間であるサンプルア
ンドホールド期間t4は、ローパスフィルタ33の出力
を正確に流速に反映した値とするために、正確に送信信
号周期の倍数とすることが望ましい。このような期間の
設定は、論理回路を用いることによって、容易に実現す
ることができる。
の変化や、二値化回路16、17の動作速度の変化など
により、測定電圧V1にドリフト成分が生じることがあ
り、このドリフト分を校正によって除去することが望ま
しい。そのため、定期的に校正を行う。
または定期的に、演算回路36から前記位相制御信号S
44が出力される。位相制御信号S44がローレベルと
なると、送信信号発生回路2からは、図3に示したよう
に、論理積回路48から出力されるバースト信号は、直
接、論理積回路55を介して論理和回路57から出力さ
れて送信信号Bとなる。また、論理積回路48から出力
されるバースト信号は、遅延回路51によって90度位
相が遅れたバースト信号となり、論理積回路53を介し
て論理和回路56から出力されて、送信信号Aとなる。
先頭付近のみを示す図である。この状態では、送信信号
Aと送信信号Bは、図6における送信信号Aと送信信号
Bとの時間差が逆転する。送信時間差は通常測定時の送
信時間差と同じにすることが望ましい。
Bは管8の内部を経由せずに直接それぞれ受信信号A及
び受信信号Bとして増幅回路14及び増幅回路15に入
る。この場合、飽和による悪影響を防止するために、校
正測定時には、増幅回路14、15は送信漏れに合わせ
て、そのゲインが小さくなるように切り替えられること
が望ましい。また、送信漏れマスク信号S23は無効と
なり、サンプルアンドホールド回路制御信号S32は超
音波信号が管8の内部を伝搬して受信された時刻ではな
く、送信信号が存在する時刻でハイレベルとなるような
パルス信号に切り替わる。その他はこれまでに説明して
きたように回路は動作し、結果として位相差信号として
送信漏れ信号の位相差に応じた電圧VSが現れる。
ばらつきが存在する。いま、送信信号Aと送信信号Bと
の時間差をtp、増幅回路14及び増幅回路15から排
他的論理和回路30までの遅延時間の遅延時間の違いを
te、流速による遅延時間をtdとすると、通常の測定時
の位相差信号V1は、
定時の位相差信号VSを測定するように装置を制御し、
通常測定された位相差信号V1との差分をとると、その
電圧には二値化回路16や二値化回路17の動作速度の
変化などによって通常測定時の位相差信号V1に生じた
ドリフト成分を除去することができ、結果として高精度
の流速測定をすることができる。校正測定によって高い
精度を得るためには、図3中の各論理回路の信号伝搬遅
延時間ができるだけ同じであることが望ましい。
測定流体9の流速が大きくなり、受信信号A、Bの位相
差が180度以上ずれると、排他的論理和回路30から
の出力は、180度以上か、180度以下かを識別する
ことができなくなる。すなわち、測定流速範囲は、受信
信号A、Bの位相差が0度から180度の範囲であり、
測定流速範囲に限度がある。そこで、測定流速範囲を拡
大するために、図12に示すように、二値化部112と
位相差測定部116及び超音波伝搬時間測定部117と
の間に、分周部114を設ける。図13は、分周部11
4の詳細構成を示したブロック図である。分周部114
は、分周回路20、21と、遅延回路26、27とから
構成される。
分周回路20、21のクロック入力端子に接続され、二
値化回路24、25の出力が、それぞれ遅延回路26、
27の入力に接続される。遅延回路26、27の出力
は、それぞれ分周回路20、21のリセット端子に接続
される。分周回路20、21の出力は、排他的論理和回
路30の入力に接続される。
信号Aと受信信号Bの先頭付近での回路の動作を示す図
である。
19及び二値化回路24、25を通る。包絡線検波回路
18、19は、それぞれ受信信号A及び受信信号Bを包
絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路24、2
5は、この包絡線信号が所定の閾値Th1を超えた時点
で、ハイレベルになる信号を出力する。遅延回路26、
27では、この信号から所定遅延時間t3A、t3Bだけ
遅らせた信号を出力する。この遅延時間t3A、t3B
は、受信信号の立ち上がりの不安定部分を除き、分周の
開始時点を安定した部分から分周を始めるために設定さ
れるものであり、流体の流速の変化によって受信信号A
及び受信信号Bが移動する場合でもこれらの信号の移動
に伴って移動するようになる。遅延時間t3A及び遅延
時間t3Bは通常は同じであり、遅延回路26の出力及
び遅延回路27の出力の立ち上がりエッジがそれぞれ二
値化回路16出力及び二値化回路17出力の立ち下がり
エッジにできるだけ一致するように回路定数が設定され
ていることが望ましい。分周回路20、21出力は、遅
延回路26出力及び遅延回路27出力がハイレベルの時
のみ、それぞれ二値化回路16、17出力の立ち上がり
エッジのタイミングで状態が遷移する信号となる。分周
回路20及び分周回路21出力の初期値は各送信ごとに
同じであり、このような信号を発生させるために、分周
回路20、21は、二値化回路16、17出力をクロッ
クとし、遅延回路26、27出力を負論理の非同期リセ
ット信号として動作するロジック回路によって簡単に実
現することができる。排他的論理和回路30の出力は、
分周回路20出力と分周回路21出力との排他的論理和
の結果であり、受信信号Aと受信信号Bの時間差に応じ
た幅のパルス列となる。
パルスの中間付近での回路の動作を示す図である。図1
5は、管8内部に流れが存在していない場合を表してお
り、受信信号Aと受信信号Bの位相差が90度であり、
受信信号Aと受信信号Bとの位相差は、管8の内部に流
れが存在しないために送信パルスの位相差と等しくな
り、その結果90度ずれたものとなっている。分周回路
20、21により1段の分周を行った後、排他的論理和
をとった結果、この場合、排他的論理和の結果は、デュ
ーティ比25%のパルス列となる。ローパスフィルタ3
3の出力V1は、電源電圧をVCCとすると、
位相差が90度であり、管8内の被測定流体9に流速が
あり、さらに受信信号に90度の位相のずれを生じさせ
る遅延がある場合の、受信信号A、Bパルスの中間付近
の回路の動作を示す図である。受信信号Aと受信信号B
との位相差は、管8の内部の流れのために送信パルスの
位相差からさらに90度ずれ、その結果180度ずれた
ものとなっている。この場合、排他的論理和回路30か
らの排他的論理和の結果は、デューティ比50%のパル
ス列となる。このローパスフィルタ出力V1は、電源電
圧をVCCとすると、
0度であり、仮に2つの受信信号A、Bの間にtdの位
相差を発生させるような流れが管8の内部に発生した場
合、ローパスフィルタ33の出力V1である位相差信号
V1は、
A、Bに270度までの位相差を発生させる流速の測定
が可能になることが理解されるであろう。このように分
周比を2として、測定範囲を2倍に広げることができ
る。分周比を適当に選ぶことにより、例えば1から5程
度の範囲で切り替えることにより、測定範囲を広げるこ
とができる。図13では、分周回路が1段である場合を
例として示したが、同様の分周回路を複数段縦続に接続
することにより、さらに測定流速範囲を拡大することが
可能である。
り替え回路の代わりとなるもので、一対の超音波探触子
6、7のそれぞれの端子に切り替え回路を取り付けた構
成例を表している。従って、図17に示した切り替え回
路の部分が存在する場合には、図3における位相を切り
替える機能は不要となる。
0、81は、バースト信号発生部110と二値化部11
2との間に設けられており、送信信号Aは、切り替え回
路80を経由して超音波探触子6または切り替え回路8
1を経由して超音波探触子7のいずれかに入力されるよ
うになっている。同様に、送信信号Bは、切り替え回路
81を経由して超音波探触子7または切り替え回路80
を経由して超音波探触子6のいずれかに入力されるよう
になっている。受信信号Aは、切り替え回路80によっ
て選択された超音波探触子6または切り替え回路81に
よって選択された超音波探触子7で受信された超音波信
号のいずれかとなる。同様に、受信信号Bは、切り替え
回路81で選択された超音波探触子7または切り替え回
路80で選択された超音波探触子6で受信された超音波
信号のいずれかとなる。切り替え回路80及び切り替え
回路81の切り替え方向は、同時に変化するようになっ
ている。また、図13に示す分周部114を備えている
場合には、二値化回路16の出力の極性を図17中の切
り替え回路80、81と連動して切り替わるような機構
が用意されるとよい。
17に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態であ
るとし、管8内の流れによってさらに受信信号に45度
の位相のずれを生じさせる遅延がある場合の受信信号A
と受信信号Bの受信パルスの中間付近での回路の動作を
示す図である。尚、各切り替え回路80、81が図17
に示される切り替え状態である場合には、図9に示され
るものと同一となる。
Bとの位相差は、送信信号に生じている位相差90度か
ら管8の内部の流れによって生じる45度の位相差を引
いた結果の45度となる。この場合、排他的論理和回路
30からの排他的論理和の結果は、デューティ比25%
のパルス列となる。このローパスフィルタ出力V1は、
電源電圧をVCCとすると、
合、図17の各切り替え回路が図17に示される通りで
あれば、ローパスフィルタ出力V1は、管8の内部の流
速に比例して増加し、図17の各切り替え回路が図17
に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となって
いる場合には、ローパスフィルタ出力V2は、流速に比
例して減少することになる。
ばらつきが存在する。いま、送信信号Aと送信信号Bと
の時間差をtp、増幅回路14及び増幅回路15から排
他的論理和回路30までの遅延時間の遅延時間の違いを
te、流速による遅延時間をtdとすると、図17に示さ
れている切り替え回路の状態では、ローパスフィルタ出
力V1は、受信信号の周期をTとして、
態とは逆の状態では、
と、
tp、受信回路から排他的論理和回路30までの遅延時
間の違いteの影響を除去できたことになり、結果とし
て素子の性能のばらつきや温度特性の違いの影響が除去
でき、高精度の流速測定が可能となる。
路と、図12に示す分周部114とが組み合わされた場
合の受信信号Aと受信信号Bの先頭付近での回路の動作
を示す図であり、図17に示す各切り替え回路が図17
に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となって
おり、さらに管8の内部に流れが存在しない場合であ
る。尚、各切り替え回路80、81が図17に示される
切り替え状態である場合には、図14に示したものと同
一となる。
れた信号は受信信号Aとなり、超音波探触子6で受信さ
れた信号は受信信号Bとなる。受信信号Aと受信信号B
は図14の受信信号Aと受信信号Bと比べると、切り替
えスイッチのために入れ違った関係となっている。包絡
線検波回路18出力と包絡線検波回路19出力はそれぞ
れ受信信号A及び受信信号Bを検波した波形となってお
り、二値化回路24の出力及び二値化回路25の出力
は、それぞれ包絡線検波回路18出力と包絡線検波回路
19出力を閾値電圧Th1で二値化したものであり、こ
の閾値電圧Th1は、先の図14における閾値電圧と同
じ電圧である。遅延回路26出力と遅延回路27出力
は、二値化回路24出力及び二値化回路25出力を遅延
時間t5A及び遅廷時間t5Bだけ遅らせたものである。
図17に示される各切り替え回路が図17に示される状
態となっている場合には、受信信号Aが0Vを超えたと
きに二値化回路16出力はハイレベルとなるが、図17
の各切り替え回路が図17に示される状態と逆の状態と
なっている場合は、受信信号Aが0Vよりも低いときに
二値化回路16出力がハイレベルとなる。一方で、図1
7の切り替え回路の切り替え位置にかかわらず、受信信
号Bが0Vを超えたときに二値化回路17出力はハイレ
ベルとなる。遅延時間t5A及び遅延時間t5Bは、遅延
回路26の出力及び遅延回路27の出力の立ち上がりエ
ッジがそれぞれ二値化回路16出力及び二値化回路17
出力の立ち下がりエッジにできるだけ一致するように回
路定数が設定されていることが望ましい。そのために
は、図17の各切り替え回路の位置によって遅延時間t
5Aは、遅延時間t3Aとは異なるように変化させなけれ
ばならない。排他的論理和回路30の出力は分周回路2
0出力及び分周回路21出力との排他的論理和の結果で
あり、受信信号Aと受信信号Bの時間差に応じた幅のパ
ルス列となる。
図12に示す分周部114とが組み合わされ、図17中
の各切り替え回路が図17に示される場合とはそれぞれ
逆となっている状態で、2つの送信信号Aと受信信号B
との位相差が90度であり、管8内部に流れが存在しな
い場合の受信信号Aと受信信号Bの受信パルスの中間付
近での回路の動作を示す図である。図17の各切り替え
回路が図17で示されている通りであれば、受信パルス
の中間付近の回路の動作は図15で示されるものと同一
となる。図17中の各切り替え回路が図17とは逆の状
態になっている場合、二値化回路16出力は、受信信号
Aが0Vよりも下がったときにハイレベルとなり、二値
化回路17出力は、受信信号Bが0Vを超えたときのみ
ハイレベルとなる。排他的論理和回路30の出力は、分
周回路20出力及び分周回路21出力の排他的論理和の
結果であり、この場合は、デューティ比75%のパルス
列となる。このローパスフィルタ出力V2は、電源電圧
をVCCとすると、
点線で示したように信号が変化し、その結果、ローパス
フィルタ出力V2は減少することになる。
ばらつきが存在する。いま、送信信号Aと送信信号Bと
の時間差をtp、増幅回路14及び増幅回路15から排
他的論理和回路30までの遅延時間の遅延時間の違いを
teとし、流量による遅延時間をtdとすると、図17に
示されている切り替え回路の状態では、ローパスフィル
タ出力V1は、受信信号の周期をTとして、
態とは逆の状態では、
増幅回路14及び増幅回路15から排他的論理和回路3
0までの遅延時間の違いteの影響を除去できたことに
なり、結果として素子の性能のばらつきや温度特性の違
いの影響が除去でき、高精度の流量測定が可能となる。
以上の例は、分周回路が1段の場合について説明した
が、分周回路を複数段縦続に接続した場合であっても、
同様の方法によって高精度の流速測定が可能となること
は容易に理解できよう。
さらに低減させることを主目的として、増幅回路14及
び増幅回路15を超音波の受信のタイミングにのみ動作
させるようにしたものである。増幅回路14及び増幅回
路15は、電源電圧を受けたときにのみ増幅動作を行う
ものとなっており、増幅回路14、15のために電源電
圧を発生させる増幅器電源電圧発生回路45が備えられ
ている。
グ回路3からの増幅回路電源トリガ信号S24を受け
て、電源電圧を発生させるもので、例えば、図示しない
電源からの電圧を昇圧する昇圧回路やトランス回路で構
成することができる。または、増幅回路電源トリガ信号
S24自体の電圧レベルが十分大きい場合には、この増
幅回路電源トリガ信号S24を電源電圧とすることで増
幅器電源電圧発生回路45自体を省略することも可能で
ある。
ング回路3において、送信トリガ信号S22を基にして
作られるもので、おおよそ受信信号に相当するタイミン
グで生成されるものである。増幅回路電源トリガ信号S
24の入力から、増幅器電圧電圧発生回路45から電源
電圧が出力されるまでに遅延時間がある場合には、その
遅延時間分を考慮したタイミングで、タイミング回路3
で増幅回路電源トリガ信号S24が生成されるとよい。
5は、電源電圧が発生している期間のみ電力を消費する
ため、常時電源を投入している場合と比較すると、消費
電力を著しく低減することができる。また、消費電力が
小さいために温度の上昇を抑えることができ、常時電源
を印加する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく
向上させることができる。このため、回路の温度ドリフ
トの影響も低減することができる。
に強力な妨害波があったような場合に、増幅回路14及
び増幅回路15が常時動作していると、以降の二値化回
路16、17や包絡線検波回路19、20が動作して、
電力を消費し、誤測定の原因となるおそれがあるが、こ
のように、増幅回路14及び増幅回路15の動作を受信
信号が発生するタイミングのみとしているために、この
ような妨害波の影響を除去することができる。
超音波の伝搬時間t1と流れに逆らう方向の超音波の伝
搬時間t2、流体以外における信号の伝搬時間τを用い
て、一般に、
れまでに説明してきた方法によれば、t1−t2をtdと
して、また(t1+t2)/2をt0として、精度良く測
定することができ、またK及びτは測定条件などから知
ることができるため、結果として、管8内を流れる流体
9の流速Flを精度良く求めることができる。
用いて管8内を流れる流体9の流量を精度良く求めるこ
とができる。
τの値を格納しておくことにより、流速Flを求めるこ
とができる。さらには、流速Flが求まれば、この流速
Flを用いて管8内を流れる流体9の流量を精度良く求
めることができる。
表示部42で表示することができる。さらには、この流
速計は、2線式の制御ループに接続することも可能であ
る。図22は、本発明の超音波流速計10を2線式ルー
プに接続した例を表している。超音波流速計10は、こ
の2線式ループ90によって、遠隔された制御部92と
接続されている。制御部92には、超音波流速計10が
動作するための電力を供給する電源94が設けられてお
り、2線式ループ90には、4〜20mAの電流が流れ
る。超音波流速計10には、2線式ループ90から供給
される電圧を調整する電圧調整器96が設けられてお
り、この電圧調整器96によって調整された電圧が超音
波流速計10を構成する各素子へと供給される。
が超音波流速計10へと供給されるのみならず、この2
線式ループ90を介して、超音波流速計10の演算回路
36で求められた流速、流速及び流量、または流量の測
定結果が制御部92へと送信される。このために、超音
波流速計10には、演算回路36とに2線式ループ90
とを接続する2線インターフェース回路98が設けられ
る。2線インターフェース回路98は、例えば、D/A
変換器及びアナログ出力回路で構成することができ、演
算回路36から出力される流速、流速及び流量、または
流量を表すディジタル信号をアナログ信号に変えて、4
〜20mAの電流として、2線式ループ90へと供給す
ることができる。
超音波流速計10との間で、2線式ループのみで電源電
圧供給と測定結果の送信とを行うことができる。本発明
の超音波流速計は、上述のように消費電力の低減化がな
されているために、このような2線式ループからの低い
電源電圧であっても好適に動作させることができる。
2線式ループなどを一切用いずに、太陽電池による電源
電圧により動作させるものとすることも可能である。
位相差から流速を求めるために、従来の伝搬時間差方式
のものと比較して、低電圧のバースト信号で良く、高電
圧を発生するための電源回路は不要となり、また、高速
で動作しなければならないカウンタ回路などを不要とす
ることができるために、小型で低消費電力のものとする
ことができ、かつ防爆性も向上させることができる。ま
た、バースト信号を用いているために、一対の送受信用
超音波探触子で同時に送信と受信の両方の動作を行わせ
ることができ、小型で低コストで構成することができ
る。さらには、バースト信号を用いているために、送
信、受信及び受信以降の位相差測定、流速測定のための
処理は間歇的に行うことができ、そのために、従来の連
続波を常時処理するものと異なり、低消費電力のものと
することができる。
ある。
る。
である。
測定原理を表すタイミングチャートである。
A、Bの先頭部分のみとを表す波形図である。
の回路の動作を表すタイミングチャートである。
受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミング
チャートである。
A、Bの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタ
イミングチャートである。
グを説明するための、1つの受信パルスを拡大したタイ
ミングチャートである。
信信号A、Bの先頭部分のみとを表す波形図である。
による超音波流速計の全体ブロック図である。
Bの先頭付近での回路の動作を表すタイミングチャート
である。
流速がない場合の受信信号A、Bの受信パルスの中間付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
流速がある場合の受信信号A、Bの受信パルスの中間付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
構成図である。
逆向きになっており、被測定流体の流速がある場合の、
受信信号A、Bの受信パルスの中間付近での回路の動作
を表すタイミングチャートである。
る切り替え回路が示した向きと逆向きになっており、被
測定流体に流速がない場合の、受信信号A、Bの先頭付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
る切り替え回路が示した向きと逆向きになっている場合
の、受信信号A、Bの受信パルスの中間付近での回路の
動作を表すタイミングチャートである。
図2相当図である。
した実施形態を表すブロック図である。
段) 118 流速測定部(流速測定手段)
Claims (12)
- 【請求項1】 位相差のある2種類のバースト信号を発
生するバースト信号発生手段と、 被測定流体の上流側と下流側に配置される一対の送受信
用超音波探触子であって、前記バースト信号発生手段か
ら対応するバースト信号を受けて、該バースト信号を変
換して互いに位相差のある超音波を被測定流体中に送信
すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送信して被
測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信号に変換
する一対の送受信用超音波探触子と、 各送受信用超音波探触子からのそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定する位相差測定手段
と、 前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号に基づ
き被測定流体の流速を測定する流速測定手段と、を備え
る超音波流速計。 - 【請求項2】 前記位相差測定手段が、2つの受信信号
の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通し
て、その直流レベルを測定するものである請求項1記載
の超音波流速計。 - 【請求項3】 前記位相差測定手段が、それぞれの前記
受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相差を測
定するものである請求項1または2記載の超音波流速
計。 - 【請求項4】 前記位相差測定手段が、決められた期間
のみの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド
回路を有する請求項3記載の超音波流速計。 - 【請求項5】 前記各送受信用超音波探触子からの受信
信号を二値化する二値化手段をさらに備え、前記位相差
測定手段は、二値化手段によって二値化された受信信号
の位相差を測定するものである請求項1ないし4のいず
れか1項に記載の超音波流速計。 - 【請求項6】 前記二値化手段と前記位相差測定手段と
の間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号を
それぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段
は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定するものである請求項
5記載の超音波流速計。 - 【請求項7】 前記バースト信号発生手段によるバース
ト信号発生から前記送受信用超音波探触子の受信までの
超音波伝搬時間を測定する超音波伝搬時間測定手段をさ
らに備え、前記流速測定手段は、前記位相差測定手段か
らの受信信号の位相差信号と共に前記超音波伝搬時間に
基づき被測定流体の流速を測定する請求項1ないし6の
いずれか1項に記載の超音波流速計。 - 【請求項8】 前記超音波伝搬時間測定手段は、その超
音波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィ
ルタに通して、その直流レベルを測定するものである請
求項7記載の超音波流速計。 - 【請求項9】 前記位相差測定手段は、校正測定時に、
前記バースト信号発生手段からの位相差のある2種類の
バースト信号の位相差を測定するものであり、前記流速
測定手段は、前記測定されたバースト信号の位相差を用
いて、流速測定の校正を行うものである請求項1ないし
8のいずれか1項に記載の超音波流速計。 - 【請求項10】 校正測定時と通常測定時とで、前記バ
ースト信号発生手段からの位相差のある2種類のバース
ト信号が入れ替わるようにして、前記各送受信用超音波
探触子に2種類のバースト信号のうちの対応するバース
ト信号をそれぞれ供給する切り替え回路を備える請求項
1ないし8のいずれか1項に記載の超音波流速計。 - 【請求項11】 前記一対の送受信用超音波探触子と前
記流速測定手段との間には、受信信号の増幅を行う増幅
回路が備えられており、前記増幅回路は、受信信号の受
信タイミングを含む所定タイミングにのみ増幅動作を行
うものである請求項1ないし10のいずれか1項に記載
の超音波流速計。 - 【請求項12】 前記超音波流速計は2線式ループによ
って電源に接続され、2線式ループを用いて流速測定手
段で求めた測定値を送信するための2線インターフェイ
ス部をさらに備える請求項1ないし11のいずれか1項
に記載の超音波流速計。
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