JP2002340642A - 超音波流速計 - Google Patents
超音波流速計Info
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- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/66—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters
- G01F1/667—Arrangements of transducers for ultrasonic flowmeters; Circuits for operating ultrasonic flowmeters
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
- G01P5/24—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave
- G01P5/245—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave by measuring transit time of acoustical waves
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型で低消費電力の超音波流速計を提供す
る。 【解決手段】 バースト信号発生部１１０で、位相差の
ある２種類のバースト信号を発生し、このバースト信号
を、被測定流体９の上流側と下流側に配置される一対の
送受信用超音波探触子６、７に送る。一対の送受信用超
音波探触子６、７は、対応するバースト信号を受けて、
該バースト信号を変換して互いに位相差のある超音波を
被測定流体９中に送信すると共に、他方の送受信用超音
波探触子が送信して被測定流体中を伝搬した超音波を受
信して受信信号に変換する。この受信信号は、二値化回
路１６、１７で二値化されて、排他的論理和回路３０で
排他的論理和がとられて、位相差を表す位相差信号とな
り、この位相差信号に基づき被測定流体９の流速を測定
する。
る。 【解決手段】 バースト信号発生部１１０で、位相差の
ある２種類のバースト信号を発生し、このバースト信号
を、被測定流体９の上流側と下流側に配置される一対の
送受信用超音波探触子６、７に送る。一対の送受信用超
音波探触子６、７は、対応するバースト信号を受けて、
該バースト信号を変換して互いに位相差のある超音波を
被測定流体９中に送信すると共に、他方の送受信用超音
波探触子が送信して被測定流体中を伝搬した超音波を受
信して受信信号に変換する。この受信信号は、二値化回
路１６、１７で二値化されて、排他的論理和回路３０で
排他的論理和がとられて、位相差を表す位相差信号とな
り、この位相差信号に基づき被測定流体９の流速を測定
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、超音波の伝搬時間
差に基づいて流体の流速を測定する超音波流速計に関す
る。
差に基づいて流体の流速を測定する超音波流速計に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の超音波流速計を用いた超
音波流量計として、例えば、伝搬時間差方式の超音波流
量計が知られている。このような流速計では超音波探触
子を、測定するべき流体の上流側と下流側にそれぞれ配
置して、インパルス信号、あるいはステップ信号を送信
信号として用い、上流側及び下流側の２つの超音波探触
子から交互に超音波を送出し、受信信号の伝搬時間差を
高速カウンタ回路によって測定している。
音波流量計として、例えば、伝搬時間差方式の超音波流
量計が知られている。このような流速計では超音波探触
子を、測定するべき流体の上流側と下流側にそれぞれ配
置して、インパルス信号、あるいはステップ信号を送信
信号として用い、上流側及び下流側の２つの超音波探触
子から交互に超音波を送出し、受信信号の伝搬時間差を
高速カウンタ回路によって測定している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな伝搬時間差方式の超音波流量計では、伝搬時間差を
正確に求めるために、受信信号の信号対雑音比が高いこ
とが必要であり、特にインパルス信号の場合に、波形の
最初の出力の小さい部分における受信時間を正確に測る
必要があるために、高電圧のインパルス信号、あるいは
ステップ信号が必要となっている。そのため、機器内に
高電圧を発生させるための電源回路が必要となり、機器
の小型化、低消費電力化の大きな障害となっている。
うな伝搬時間差方式の超音波流量計では、伝搬時間差を
正確に求めるために、受信信号の信号対雑音比が高いこ
とが必要であり、特にインパルス信号の場合に、波形の
最初の出力の小さい部分における受信時間を正確に測る
必要があるために、高電圧のインパルス信号、あるいは
ステップ信号が必要となっている。そのため、機器内に
高電圧を発生させるための電源回路が必要となり、機器
の小型化、低消費電力化の大きな障害となっている。
【０００４】また、高電圧信号を超音波深触子に印加す
るため、爆発性の気体が充満する場所での使用が制限さ
れている。
るため、爆発性の気体が充満する場所での使用が制限さ
れている。
【０００５】また、超音波の伝搬時間を正確に測定する
ためにカウント周波数の高いカウンタを用いる必要があ
り消費電力が大きくなり、その点でも低消費電力化の大
きな障害となっている。
ためにカウント周波数の高いカウンタを用いる必要があ
り消費電力が大きくなり、その点でも低消費電力化の大
きな障害となっている。
【０００６】また別の方式として、上流側に送信用超音
波探触子及び受信用超音波探触子、下流側に送信用超音
波探触子及び受信用超音波探触子をそれぞれ配置して、
上流側及び下流側のそれぞれの送信用超音波探触子から
連続波を送信して、それを下流側及び上流側のそれぞれ
の受信用超音波探触子で受信して、それぞれの受信信号
の位相差を測定して、その位相差から流速を求めること
も知られている（例えば、特開平７−１６７６９６号公
報）。しかしながら、このような連続波に用いた場合に
は、それぞれ送信用超音波探触子と受信用超音波探触子
を少なくとも２個づつ、合計４個は必要とするために、
部品数が多く装置が大型化すると共にコストが高くな
り、また、連続的に送信・受信を行っているために、消
費電力も大きくなるという問題がある。
波探触子及び受信用超音波探触子、下流側に送信用超音
波探触子及び受信用超音波探触子をそれぞれ配置して、
上流側及び下流側のそれぞれの送信用超音波探触子から
連続波を送信して、それを下流側及び上流側のそれぞれ
の受信用超音波探触子で受信して、それぞれの受信信号
の位相差を測定して、その位相差から流速を求めること
も知られている（例えば、特開平７−１６７６９６号公
報）。しかしながら、このような連続波に用いた場合に
は、それぞれ送信用超音波探触子と受信用超音波探触子
を少なくとも２個づつ、合計４個は必要とするために、
部品数が多く装置が大型化すると共にコストが高くな
り、また、連続的に送信・受信を行っているために、消
費電力も大きくなるという問題がある。
【０００７】本発明はかかる課題に鑑みなされたもの
で、小型で低コストで且つ低消費電力の超音波流速計を
提供することをその目的とする。
で、小型で低コストで且つ低消費電力の超音波流速計を
提供することをその目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の発明による超音波流速系は、位相差の
ある２種類のバースト信号を発生するバースト信号発生
手段と、被測定流体の上流側と下流側に配置される一対
の送受信用超音波探触子であって、前記バースト信号発
生手段から対応するバースト信号を受けて、該バースト
信号を変換して互いに位相差のある超音波を被測定流体
中に送信すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送
信して被測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信
号に変換する一対の送受信用超音波探触子と、各送受信
用超音波探触子からのそれぞれの受信信号からこれらの
受信信号の位相差を測定する位相差測定手段と、前記位
相差測定手段からの受信信号の位相差信号に基づき被測
定流体の流速を測定する流速測定手段と、を備える。
に請求項１記載の発明による超音波流速系は、位相差の
ある２種類のバースト信号を発生するバースト信号発生
手段と、被測定流体の上流側と下流側に配置される一対
の送受信用超音波探触子であって、前記バースト信号発
生手段から対応するバースト信号を受けて、該バースト
信号を変換して互いに位相差のある超音波を被測定流体
中に送信すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送
信して被測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信
号に変換する一対の送受信用超音波探触子と、各送受信
用超音波探触子からのそれぞれの受信信号からこれらの
受信信号の位相差を測定する位相差測定手段と、前記位
相差測定手段からの受信信号の位相差信号に基づき被測
定流体の流速を測定する流速測定手段と、を備える。
【０００９】本発明では、位相差から流速を求めるため
に、従来の伝搬時間差方式のものと比較して、低電圧の
バースト信号で良く、高電圧を発生するための電源回路
は不要となり、また、高速で動作しなければならないカ
ウンタ回路などを不要とすることができるために、小型
で低消費電力のものとすることができ、かつ防爆性も向
上させることができる。また、バースト信号を用いてい
るために、一対の送受信用超音波探触子で同時に送信と
受信の両方の動作を行わせることができ、部品数が少な
くて済み小型で低コストで構成することができる。ま
た、バースト信号を用いているために、送信並びに受信
以降の位相差測定及び流速測定のための処理を間歇的に
行うことができ、そのために、従来の連続波を常時処理
するものと異なり、低消費電力のものとすることができ
る。尚、本発明は、一対の送受信用超音波探触子のみを
使用することに限定するものではなく、一対の送受信用
超音波探触子を複数個設けて、流速分布の偏りによる測
定誤差の影響を低減し、精度をさらに向上させてもよい
ことは容易に理解されるであろう。この場合、各対を切
り替えて測定するか、または、一部測定回路を複数系統
備えることで対応することができる。
に、従来の伝搬時間差方式のものと比較して、低電圧の
バースト信号で良く、高電圧を発生するための電源回路
は不要となり、また、高速で動作しなければならないカ
ウンタ回路などを不要とすることができるために、小型
で低消費電力のものとすることができ、かつ防爆性も向
上させることができる。また、バースト信号を用いてい
るために、一対の送受信用超音波探触子で同時に送信と
受信の両方の動作を行わせることができ、部品数が少な
くて済み小型で低コストで構成することができる。ま
た、バースト信号を用いているために、送信並びに受信
以降の位相差測定及び流速測定のための処理を間歇的に
行うことができ、そのために、従来の連続波を常時処理
するものと異なり、低消費電力のものとすることができ
る。尚、本発明は、一対の送受信用超音波探触子のみを
使用することに限定するものではなく、一対の送受信用
超音波探触子を複数個設けて、流速分布の偏りによる測
定誤差の影響を低減し、精度をさらに向上させてもよい
ことは容易に理解されるであろう。この場合、各対を切
り替えて測定するか、または、一部測定回路を複数系統
備えることで対応することができる。
【００１０】請求項２記載の発明は、請求項１記載のも
のにおいて、前記位相差測定手段が、２つの受信信号の
位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して、
その直流レベルを測定するものである。２つの受信信号
の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して
低周波信号（直流電圧）に変換することにより、要求さ
れる処理速度を低減させることができ、低消費電力で安
定して処理を行わせることができる。また、低周波信号
に変換することは、平均化処理を行ったことと等価であ
るために、精度の良い測定が可能となる。
のにおいて、前記位相差測定手段が、２つの受信信号の
位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して、
その直流レベルを測定するものである。２つの受信信号
の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通して
低周波信号（直流電圧）に変換することにより、要求さ
れる処理速度を低減させることができ、低消費電力で安
定して処理を行わせることができる。また、低周波信号
に変換することは、平均化処理を行ったことと等価であ
るために、精度の良い測定が可能となる。
【００１１】請求項３記載の発明は、請求項１または２
記載のものにおいて、前記位相差測定手段が、それぞれ
の前記受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相
差を測定するものである。受信信号の波形の中心部分の
感度の最も良いところを使用するために、送信信号の出
力を節約することができ、消費電力を一層低減すること
ができる。また、受信信号の波形の両端付近で位相情報
が不安定となるが、その影響を排除することができる。
記載のものにおいて、前記位相差測定手段が、それぞれ
の前記受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相
差を測定するものである。受信信号の波形の中心部分の
感度の最も良いところを使用するために、送信信号の出
力を節約することができ、消費電力を一層低減すること
ができる。また、受信信号の波形の両端付近で位相情報
が不安定となるが、その影響を排除することができる。
【００１２】請求項４記載の発明は、請求項３記載のも
のにおいて、前記位相差測定手段が、決められた期間の
みの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド回
路を有する。
のにおいて、前記位相差測定手段が、決められた期間の
みの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド回
路を有する。
【００１３】請求項５記載の発明は、請求項１ないし４
のいずれか１項に記載のものにおいて、前記各送受信用
超音波探触子からの受信信号を二値化する二値化手段を
さらに備え、前記位相差測定手段は、二値化手段によっ
て二値化された受信信号の位相差を測定するものであ
る。任意には、二値化手段に二値化された信号のデュー
ティ比を常に５０％に維持するオフセット電圧調整手段
を備えることができる。また、任意には、位相差測定手
段に排他的論理和回路を備えることができる。排他的論
理和回路以外の回路を用いることも勿論可能であるが、
排他的論理和回路は、感度が良好であるため、好まし
い。
のいずれか１項に記載のものにおいて、前記各送受信用
超音波探触子からの受信信号を二値化する二値化手段を
さらに備え、前記位相差測定手段は、二値化手段によっ
て二値化された受信信号の位相差を測定するものであ
る。任意には、二値化手段に二値化された信号のデュー
ティ比を常に５０％に維持するオフセット電圧調整手段
を備えることができる。また、任意には、位相差測定手
段に排他的論理和回路を備えることができる。排他的論
理和回路以外の回路を用いることも勿論可能であるが、
排他的論理和回路は、感度が良好であるため、好まし
い。
【００１４】請求項６記載の発明は、請求項５記載のも
のにおいて、前記二値化手段と前記位相差測定手段との
間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号をそ
れぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段
は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定するものである。分周
回路によって測定流速範囲を広げることができる。分周
比を適度に選択することにより、測定範囲を任意に広げ
ることができる。任意には、分周の開始を安定させるた
めに、受信信号の包絡検波を行い、該包絡検波信号が所
定の強度を超えてから０を含む所定の遅延時間の経過後
に分周を開始するようにするとよい。
のにおいて、前記二値化手段と前記位相差測定手段との
間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号をそ
れぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段
は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定するものである。分周
回路によって測定流速範囲を広げることができる。分周
比を適度に選択することにより、測定範囲を任意に広げ
ることができる。任意には、分周の開始を安定させるた
めに、受信信号の包絡検波を行い、該包絡検波信号が所
定の強度を超えてから０を含む所定の遅延時間の経過後
に分周を開始するようにするとよい。
【００１５】請求項７記載の発明は、請求項１ないし６
のいずれか１項に記載のものにおいて、前記バースト信
号発生手段によるバースト信号発生から前記送受信用超
音波探触子の受信までの超音波伝搬時間を測定する超音
波伝搬時間測定手段をさらに備え、前記流速測定手段
は、前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号と
共に前記超音波伝搬時間に基づき被測定流体の流速を測
定する。温度変動によって流速が変化した場合にも、超
音波伝搬時間を用いて流速を求めることで、温度変動の
影響を受けずに精度の良い測定を行うことができる。ま
た、流体の温度測定も可能となる。
のいずれか１項に記載のものにおいて、前記バースト信
号発生手段によるバースト信号発生から前記送受信用超
音波探触子の受信までの超音波伝搬時間を測定する超音
波伝搬時間測定手段をさらに備え、前記流速測定手段
は、前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号と
共に前記超音波伝搬時間に基づき被測定流体の流速を測
定する。温度変動によって流速が変化した場合にも、超
音波伝搬時間を用いて流速を求めることで、温度変動の
影響を受けずに精度の良い測定を行うことができる。ま
た、流体の温度測定も可能となる。
【００１６】請求項８記載の発明は、請求項７記載のも
のにおいて、前記超音波伝搬時間測定手段は、その超音
波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィル
タに通して、その直流レベルを測定するものである。超
音波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィ
ルタに通して低周波信号（直流電圧）に変換することに
より、要求される処理速度を低減させることができ、低
消費電力で安定して処理を行わせることができる。ま
た、低周波信号に変換することは、平均化処理を行った
ことと等価であるために、精度の良い測定が可能とな
る。
のにおいて、前記超音波伝搬時間測定手段は、その超音
波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィル
タに通して、その直流レベルを測定するものである。超
音波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィ
ルタに通して低周波信号（直流電圧）に変換することに
より、要求される処理速度を低減させることができ、低
消費電力で安定して処理を行わせることができる。ま
た、低周波信号に変換することは、平均化処理を行った
ことと等価であるために、精度の良い測定が可能とな
る。
【００１７】請求項９記載の発明は、請求項１ないし８
のいずれか１項に記載のものにおいて、前記位相差測定
手段は、校正測定時に、前記バースト信号発生手段から
の位相差のある２種類のバースト信号の位相差を測定す
るものであり、前記流速測定手段は、前記測定されたバ
ースト信号の位相差を用いて、流速測定の校正を行うも
のである。校正測定時に、位相差測定手段で、２種類の
バースト信号の位相差を測定して通常測定時と同じよう
にその位相差を測定することにより、バースト信号発生
手段で発生される２種類のバースト信号にドリフト成分
が生じていた場合、またはそれ以外の部分におけるアン
バランスにより本来生ずるべきでないドリフト成分が生
じていた場合に、このドリフト波の影響を除去すること
ができる。
のいずれか１項に記載のものにおいて、前記位相差測定
手段は、校正測定時に、前記バースト信号発生手段から
の位相差のある２種類のバースト信号の位相差を測定す
るものであり、前記流速測定手段は、前記測定されたバ
ースト信号の位相差を用いて、流速測定の校正を行うも
のである。校正測定時に、位相差測定手段で、２種類の
バースト信号の位相差を測定して通常測定時と同じよう
にその位相差を測定することにより、バースト信号発生
手段で発生される２種類のバースト信号にドリフト成分
が生じていた場合、またはそれ以外の部分におけるアン
バランスにより本来生ずるべきでないドリフト成分が生
じていた場合に、このドリフト波の影響を除去すること
ができる。
【００１８】請求項１０記載の発明は、請求項１ないし
８のいずれか１項に記載のものにおいて、校正測定時と
通常測定時とで、前記バースト信号発生手段からの位相
差のある２種類のバースト信号が入れ替わるようにし
て、前記各送受信用超音波探触子に２種類のバースト信
号のうちの対応するバースト信号をそれぞれ供給する切
り替え回路を備える。切り替え回路によって、校正測定
時と通常測定時とで、送受信用超音波探触子に入力する
べき２種類のバースト信号を入れ替えることにより、バ
ースト信号発生手段で発生される２種類のバースト信号
にドリフト成分が生じていた場合、またはそれ以外の部
分におけるアンバランスにより本来生ずるべきでないド
リフト成分が生じていた場合に、このドリフト波の影響
を除去することができる。
８のいずれか１項に記載のものにおいて、校正測定時と
通常測定時とで、前記バースト信号発生手段からの位相
差のある２種類のバースト信号が入れ替わるようにし
て、前記各送受信用超音波探触子に２種類のバースト信
号のうちの対応するバースト信号をそれぞれ供給する切
り替え回路を備える。切り替え回路によって、校正測定
時と通常測定時とで、送受信用超音波探触子に入力する
べき２種類のバースト信号を入れ替えることにより、バ
ースト信号発生手段で発生される２種類のバースト信号
にドリフト成分が生じていた場合、またはそれ以外の部
分におけるアンバランスにより本来生ずるべきでないド
リフト成分が生じていた場合に、このドリフト波の影響
を除去することができる。
【００１９】請求項１１記載の発明は、請求項１ないし
１０のいずれか１項に記載のものにおいて、前記一対の
送受信用超音波探触子と前記流速測定手段との間には、
受信信号の増幅を行う増幅回路が備えられており、前記
増幅回路は、受信信号の受信タイミングを含む所定タイ
ミングにのみ増幅動作を行うものである。増幅回路は、
電源電圧が発生している期間のみ電力を消費するため、
常時電源を投入している場合と比較すると、消費電力を
著しく低減することができる。また、消費電力が小さい
ために温度の上昇を抑えることができ、常時電源を印加
する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく向上さ
せることができる。このため、回路の温度ドリフトの影
響も低減することができる。
１０のいずれか１項に記載のものにおいて、前記一対の
送受信用超音波探触子と前記流速測定手段との間には、
受信信号の増幅を行う増幅回路が備えられており、前記
増幅回路は、受信信号の受信タイミングを含む所定タイ
ミングにのみ増幅動作を行うものである。増幅回路は、
電源電圧が発生している期間のみ電力を消費するため、
常時電源を投入している場合と比較すると、消費電力を
著しく低減することができる。また、消費電力が小さい
ために温度の上昇を抑えることができ、常時電源を印加
する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく向上さ
せることができる。このため、回路の温度ドリフトの影
響も低減することができる。
【００２０】請求項１２記載の発明は、請求項１ないし
１１のいずれか１項に記載のものにおいて、前記超音波
流速計は２線式ループによって電源に接続され、２線式
ループを用いて流速測定手段で求めた測定値を送信する
ための２線インターフェイス部をさらに備える。２線式
ループのみで電源電圧供給と測定結果の送信とを行うこ
とができる。本発明の超音波流速計は、消費電力の低減
化がなされているために、このような２線式ループから
の低い電源電圧であっても好適に動作させることができ
る。
１１のいずれか１項に記載のものにおいて、前記超音波
流速計は２線式ループによって電源に接続され、２線式
ループを用いて流速測定手段で求めた測定値を送信する
ための２線インターフェイス部をさらに備える。２線式
ループのみで電源電圧供給と測定結果の送信とを行うこ
とができる。本発明の超音波流速計は、消費電力の低減
化がなされているために、このような２線式ループから
の低い電源電圧であっても好適に動作させることができ
る。
【００２１】尚、本発明の超音波流速計を用いて被測定
流体の流量を求める超音波流量計を構成することも可能
である。
流体の流量を求める超音波流量計を構成することも可能
である。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
の形態を説明する。図１は、本発明の超音波流速計のブ
ロック図である。
の形態を説明する。図１は、本発明の超音波流速計のブ
ロック図である。
【００２３】図において、本発明の超音波流速計１０
は、大まかに、位相差のある２種類のバースト信号を発
生するバースト信号発生部１１０と、一対の送受信用超
音波探触子６、７と、各送受信用超音波探触子６、７か
らの受信信号をそれぞれ二値化する二値化部１１２と、
それぞれ二値化された受信信号の位相差を求める位相差
測定部１１６と、超音波伝搬時間測定部１１７と、位相
差測定部１１６からの位相差信号に基づき被測定流体の
流速及び流量を測定する流速測定部１１８と、を備えて
いる。一対の送受信用超音波探触子６、７は、被測定流
体が流れる管８に取り付けられる。管８には、その流速
及び流量を測定するべき被測定流体９が流れている。
は、大まかに、位相差のある２種類のバースト信号を発
生するバースト信号発生部１１０と、一対の送受信用超
音波探触子６、７と、各送受信用超音波探触子６、７か
らの受信信号をそれぞれ二値化する二値化部１１２と、
それぞれ二値化された受信信号の位相差を求める位相差
測定部１１６と、超音波伝搬時間測定部１１７と、位相
差測定部１１６からの位相差信号に基づき被測定流体の
流速及び流量を測定する流速測定部１１８と、を備えて
いる。一対の送受信用超音波探触子６、７は、被測定流
体が流れる管８に取り付けられる。管８には、その流速
及び流量を測定するべき被測定流体９が流れている。
【００２４】以下、各部について図２の詳細ブロック図
を用いて説明していく。
を用いて説明していく。
【００２５】バースト信号発生部１１０は、トリガ回路
１と、送信信号発生回路２と、タイミング回路３とを備
えている。トリガ回路１は、設定された送信繰り返し間
隔で送信トリガ信号Ｓ２２を発生するものであり、この
信号Ｓ２２は、送信信号発生回路２及びタイミング回路
３の他に、後述の超音波伝搬時間測定部１１７に送信さ
れる。タイミング回路３は、送信トリガ信号Ｓ２２に基
づき、後述の送信漏れマスク信号Ｓ２３と、サンプルア
ンドホールド回路制御信号Ｓ３２を出力するものであ
る。送信信号発生回路２は、送信トリガ信号Ｓ２２に基
づき、互いに位相の異なったバースト信号である送信信
号Ａと送信信号Ｂとを同時に発生させるものである。送
信信号発生回路２は、ロジックＩＣによって構成されて
おり、ロジックＩＣの出力波形が矩形であるために生じ
る高周波成分と低周波成分を除去するためのバンドパス
フィルタが組み合わされることが望ましい。
１と、送信信号発生回路２と、タイミング回路３とを備
えている。トリガ回路１は、設定された送信繰り返し間
隔で送信トリガ信号Ｓ２２を発生するものであり、この
信号Ｓ２２は、送信信号発生回路２及びタイミング回路
３の他に、後述の超音波伝搬時間測定部１１７に送信さ
れる。タイミング回路３は、送信トリガ信号Ｓ２２に基
づき、後述の送信漏れマスク信号Ｓ２３と、サンプルア
ンドホールド回路制御信号Ｓ３２を出力するものであ
る。送信信号発生回路２は、送信トリガ信号Ｓ２２に基
づき、互いに位相の異なったバースト信号である送信信
号Ａと送信信号Ｂとを同時に発生させるものである。送
信信号発生回路２は、ロジックＩＣによって構成されて
おり、ロジックＩＣの出力波形が矩形であるために生じ
る高周波成分と低周波成分を除去するためのバンドパス
フィルタが組み合わされることが望ましい。
【００２６】図３は、送信信号発生回路２の詳細構成を
示したブロック図である。送信信号発生回路２は、タイ
マ回路４６と、発振回路４７と、論理積回路４８と、論
理反転回路５０と、遅延回路５１と、論理積回路５２、
５３、５４、５５と、論理和回路５６、５７とから構成
される。
示したブロック図である。送信信号発生回路２は、タイ
マ回路４６と、発振回路４７と、論理積回路４８と、論
理反転回路５０と、遅延回路５１と、論理積回路５２、
５３、５４、５５と、論理和回路５６、５７とから構成
される。
【００２７】トリガ回路１からの送信トリガ信号Ｓ２２
は、タイマ回路４６に入力される。タイマ回路４６は、
送信パルス幅に対応した矩形パルスを出力するものであ
り、発振回路４７は、超音波探触子の周波数に合わせた
連続パルス信号を発生させるものである。タイマ回路４
６の出力と発振回路４７の出力は論理積回路４８に入力
され、論理積回路４８で論理積がとられてバースト信号
が発生される。論理積回路４８から出力されるバースト
信号は、遅延回路５１の入力及び論理積回路５２と論理
積回路５５のそれぞれ一方の入力に、それぞれ供給され
る。遅延回路５１は、論理積回路４８の出力を例えば９
０度といった所定角度の位相差に対応した時間分だけ遅
延させるものである。遅延回路５１からの出力は、論理
積回路５３及び論理積回路５４のそれぞれの一方の入力
に、それぞれ供給される。後述の演算回路３６から出力
される位相制御信号Ｓ４４は、論理反転回路５０の入力
及び論理積回路５２と論理積回路５４のそれぞれ他方の
入力に、それぞれ供給される。位相制御信号Ｓ４４を反
転する論理反転回路５０の出力は、論理積回路５３と論
理積回路５５のそれぞれの他方の入力に、それぞれ供給
される。論理積回路５２と論理積回路５３の出力は論理
和回路５６の２つの入力にそれぞれ入力される。論理積
回路５４と論理積回路５５の出力は論理和回路５７の２
つの入力にそれぞれ入力される。論理和回路５６の出力
は送信信号Ａ、論理和回路５７の出力は送信信号Ｂとな
る。通常の測定時には、位相制御信号Ｓ４４はハイレベ
ルとなっており、論理積回路４８から出力されるバース
ト信号は、直接、論理積回路５２を介して論理和回路５
６から出力されて送信信号Ａとなる。また、論理積回路
４８から出力されるバースト信号は、遅延回路５１によ
って９０度位相が遅れたバースト信号となり、論理積回
路５４を介して論理和回路５７から出力されて、送信信
号Ｂとなる。また、位相制御信号Ｓ４４をローレベルと
すると、論理和回路５６から出力される送信信号Ａが、
論理和回路５７から出力される送信信号Ｂに対して９０
度位相の遅れたものとなり、位相制御信号Ｓ４４によっ
て、送信信号Ａと送信信号Ｂの位相が交代される。
は、タイマ回路４６に入力される。タイマ回路４６は、
送信パルス幅に対応した矩形パルスを出力するものであ
り、発振回路４７は、超音波探触子の周波数に合わせた
連続パルス信号を発生させるものである。タイマ回路４
６の出力と発振回路４７の出力は論理積回路４８に入力
され、論理積回路４８で論理積がとられてバースト信号
が発生される。論理積回路４８から出力されるバースト
信号は、遅延回路５１の入力及び論理積回路５２と論理
積回路５５のそれぞれ一方の入力に、それぞれ供給され
る。遅延回路５１は、論理積回路４８の出力を例えば９
０度といった所定角度の位相差に対応した時間分だけ遅
延させるものである。遅延回路５１からの出力は、論理
積回路５３及び論理積回路５４のそれぞれの一方の入力
に、それぞれ供給される。後述の演算回路３６から出力
される位相制御信号Ｓ４４は、論理反転回路５０の入力
及び論理積回路５２と論理積回路５４のそれぞれ他方の
入力に、それぞれ供給される。位相制御信号Ｓ４４を反
転する論理反転回路５０の出力は、論理積回路５３と論
理積回路５５のそれぞれの他方の入力に、それぞれ供給
される。論理積回路５２と論理積回路５３の出力は論理
和回路５６の２つの入力にそれぞれ入力される。論理積
回路５４と論理積回路５５の出力は論理和回路５７の２
つの入力にそれぞれ入力される。論理和回路５６の出力
は送信信号Ａ、論理和回路５７の出力は送信信号Ｂとな
る。通常の測定時には、位相制御信号Ｓ４４はハイレベ
ルとなっており、論理積回路４８から出力されるバース
ト信号は、直接、論理積回路５２を介して論理和回路５
６から出力されて送信信号Ａとなる。また、論理積回路
４８から出力されるバースト信号は、遅延回路５１によ
って９０度位相が遅れたバースト信号となり、論理積回
路５４を介して論理和回路５７から出力されて、送信信
号Ｂとなる。また、位相制御信号Ｓ４４をローレベルと
すると、論理和回路５６から出力される送信信号Ａが、
論理和回路５７から出力される送信信号Ｂに対して９０
度位相の遅れたものとなり、位相制御信号Ｓ４４によっ
て、送信信号Ａと送信信号Ｂの位相が交代される。
【００２８】上記送信信号Ａ及び送信信号Ｂは、それぞ
れ送受信用超音波探触子６及び送受信用超音波探触子７
に送信される。送受信用超音波探触子６及び送受信用超
音波探触子７は、バースト信号である送信信号Ａ及び送
信信号Ｂを超音波に変換して、管８内の被測定流体９中
に送信すると共に、被測定流体９中を伝搬した超音波を
受信して、受信信号Ａと受信信号Ｂにそれぞれ変換して
出力するものである。これらの送受信用超音波探触子
６、７は、超音波が適切に送受信されるために、適切な
位置関係で管８に取り付けられていなければならず、一
方の送受信用超音波探触子（図の例の場合には、超音波
探触子６）が上流側に、他方の送受信用超音波探触子
（図の例の場合には、超音波探触子７）が下流側に配置
される。このとき、送受信用超音波探触子６、７は、管
８の外側に取り付けられていても、または管８の内側に
取り付けられていてもよい。
れ送受信用超音波探触子６及び送受信用超音波探触子７
に送信される。送受信用超音波探触子６及び送受信用超
音波探触子７は、バースト信号である送信信号Ａ及び送
信信号Ｂを超音波に変換して、管８内の被測定流体９中
に送信すると共に、被測定流体９中を伝搬した超音波を
受信して、受信信号Ａと受信信号Ｂにそれぞれ変換して
出力するものである。これらの送受信用超音波探触子
６、７は、超音波が適切に送受信されるために、適切な
位置関係で管８に取り付けられていなければならず、一
方の送受信用超音波探触子（図の例の場合には、超音波
探触子６）が上流側に、他方の送受信用超音波探触子
（図の例の場合には、超音波探触子７）が下流側に配置
される。このとき、送受信用超音波探触子６、７は、管
８の外側に取り付けられていても、または管８の内側に
取り付けられていてもよい。
【００２９】これらの送受信用超音波探触子６、７から
の受信信号Ａ、Ｂは、前記二値化部１１２に入力され
る。二値化部１１２は、増幅回路１４、１５と、二値化
回路１６、１７と、包絡線検波回路１８、１９と、二値
化回路２４、２５とを備えている。増幅回路１４、１５
は、受信信号Ａ、Ｂを増幅するものであるが、不要な雑
音成分を除去するために、適切に帯域幅が設定されてい
なければならない。但し、本発明の特徴とするところの
低消費電力、換言すれば高い感度によって、これらの増
幅回路１４、１５は、場合によっては省略することも可
能である。増幅回路１４及び増幅回路１５の出力はそれ
ぞれ二値化回路１６及び二値化回路１７に入力される。
二値化回路１６、１７は、二値化回路２４、２５からの
出力がハイレベルになっている期間中、増幅回路１４及
び増幅回路１５の出力の二値化を行うものであり、比較
回路等で構成される。
の受信信号Ａ、Ｂは、前記二値化部１１２に入力され
る。二値化部１１２は、増幅回路１４、１５と、二値化
回路１６、１７と、包絡線検波回路１８、１９と、二値
化回路２４、２５とを備えている。増幅回路１４、１５
は、受信信号Ａ、Ｂを増幅するものであるが、不要な雑
音成分を除去するために、適切に帯域幅が設定されてい
なければならない。但し、本発明の特徴とするところの
低消費電力、換言すれば高い感度によって、これらの増
幅回路１４、１５は、場合によっては省略することも可
能である。増幅回路１４及び増幅回路１５の出力はそれ
ぞれ二値化回路１６及び二値化回路１７に入力される。
二値化回路１６、１７は、二値化回路２４、２５からの
出力がハイレベルになっている期間中、増幅回路１４及
び増幅回路１５の出力の二値化を行うものであり、比較
回路等で構成される。
【００３０】各二値化回路１６、１７の構成例を図４に
示す。二値化回路１６及び１７は、増幅回路１４及び増
幅回路１５の出力を、０Ｖ付近の電圧を閾値として、比
較回路で比較するだけの構成とすることもできるが、図
４に示した例は、比較回路内部で生じるオフセット電圧
の変動等による影響を除去し、以降の位相差の検出精度
を上げるために、二値化された信号のデューティ比を常
に５０％に維持するオフセット電圧調整手段を備えたも
のである。即ち、二値化回路１６、１７は、比較回路７
３の他に、サンプルアンドホールド回路７２と、ローパ
スフィルタ７４と、論理積回路７５とからなるオフセッ
ト電圧調整手段を備えている。二値化回路２４、２５か
らの出力は、サンプルアンドホールド回路７２の制御信
号となっており、二値化回路２４、２５からの出力がハ
イレベルであるとき、サンプルアンドホールド回路７２
は、ローパスフィルタ７４からの出力をそのまま比較回
路７３のマイナス入力端子に送出し、二値化回路２４、
２５からの出力がローレベルであるとき、サンプルアン
ドホールド回路７２は、ローレベルとなる直前のローパ
スフィルタ７４からの出力を比較回路７３のマイナス入
力端子に送出し続ける。比較回路７３は、増幅回路１４
または増幅回路１５の出力と、サンプルアンドホールド
回路７２の出力とを比較する。仮に、サンプルアンドホ
ールド回路７２の制御信号である二値化回路２４、２５
からの出力がハイレベルである期間に、比較回路７３の
出力のデューティ比が５０％よりも大きくなった場合、
ローパスフィルタ７４の出力は増加し、その結果、比較
回路７３のマイナス入力端子の電圧レベルは上昇し、比
較回路７３のデューティ比は減少する。逆に、サンプル
アンドホールド回路７２の制御信号である二値化回路２
４、２５からの出力がハイレベルである期間に、比較回
路７３の出力のデューティ比が５０％よりも小さくなっ
た場合、ローパスフィルタ７４の出力は減少し、その結
果、比較回路７３のマイナス入力端子の電圧レベルは下
降し、比較回路７３のデューティ比は増加する。以上の
ような動作によって、比較回路７３の内部等で生じるオ
フセット電圧の変化にもかかわらず、サンプルアンドホ
ールド回路７２の制御信号がハイレベルである期間にお
いて、比較回路７３の出力のデューティ比を常に５０％
に保つことが可能となる。そのため、受信信号パルスの
周期をＴとすると、二値化回路１６、１７に現れるパル
スのパルス幅を正確にＴ／２とすることができる。論理
積回路７５の出力である二値化回路出力は、対応する二
値化回路２４、２５出力がハイレベルとなる期間以外
は、ローレベルに保持されるため、二値化回路１６、１
７より以降の回路は、静定した状態を保ち、結果とし
て、それらの回路で消費される電力を低減させることが
できる。ローパスフィルタ７４は回路の正確な動作のた
め、能動フィルタとすることが望ましい。また、図示の
例では、サンプルアンドホールド回路７２がローパスフ
ィルタ７４とは別個であるとして説明したが、ローパス
フィルタ７４とサンプルアンドホールド回路７２とが一
体化されたものとする構成とすることも容易に考えるこ
とができる。
示す。二値化回路１６及び１７は、増幅回路１４及び増
幅回路１５の出力を、０Ｖ付近の電圧を閾値として、比
較回路で比較するだけの構成とすることもできるが、図
４に示した例は、比較回路内部で生じるオフセット電圧
の変動等による影響を除去し、以降の位相差の検出精度
を上げるために、二値化された信号のデューティ比を常
に５０％に維持するオフセット電圧調整手段を備えたも
のである。即ち、二値化回路１６、１７は、比較回路７
３の他に、サンプルアンドホールド回路７２と、ローパ
スフィルタ７４と、論理積回路７５とからなるオフセッ
ト電圧調整手段を備えている。二値化回路２４、２５か
らの出力は、サンプルアンドホールド回路７２の制御信
号となっており、二値化回路２４、２５からの出力がハ
イレベルであるとき、サンプルアンドホールド回路７２
は、ローパスフィルタ７４からの出力をそのまま比較回
路７３のマイナス入力端子に送出し、二値化回路２４、
２５からの出力がローレベルであるとき、サンプルアン
ドホールド回路７２は、ローレベルとなる直前のローパ
スフィルタ７４からの出力を比較回路７３のマイナス入
力端子に送出し続ける。比較回路７３は、増幅回路１４
または増幅回路１５の出力と、サンプルアンドホールド
回路７２の出力とを比較する。仮に、サンプルアンドホ
ールド回路７２の制御信号である二値化回路２４、２５
からの出力がハイレベルである期間に、比較回路７３の
出力のデューティ比が５０％よりも大きくなった場合、
ローパスフィルタ７４の出力は増加し、その結果、比較
回路７３のマイナス入力端子の電圧レベルは上昇し、比
較回路７３のデューティ比は減少する。逆に、サンプル
アンドホールド回路７２の制御信号である二値化回路２
４、２５からの出力がハイレベルである期間に、比較回
路７３の出力のデューティ比が５０％よりも小さくなっ
た場合、ローパスフィルタ７４の出力は減少し、その結
果、比較回路７３のマイナス入力端子の電圧レベルは下
降し、比較回路７３のデューティ比は増加する。以上の
ような動作によって、比較回路７３の内部等で生じるオ
フセット電圧の変化にもかかわらず、サンプルアンドホ
ールド回路７２の制御信号がハイレベルである期間にお
いて、比較回路７３の出力のデューティ比を常に５０％
に保つことが可能となる。そのため、受信信号パルスの
周期をＴとすると、二値化回路１６、１７に現れるパル
スのパルス幅を正確にＴ／２とすることができる。論理
積回路７５の出力である二値化回路出力は、対応する二
値化回路２４、２５出力がハイレベルとなる期間以外
は、ローレベルに保持されるため、二値化回路１６、１
７より以降の回路は、静定した状態を保ち、結果とし
て、それらの回路で消費される電力を低減させることが
できる。ローパスフィルタ７４は回路の正確な動作のた
め、能動フィルタとすることが望ましい。また、図示の
例では、サンプルアンドホールド回路７２がローパスフ
ィルタ７４とは別個であるとして説明したが、ローパス
フィルタ７４とサンプルアンドホールド回路７２とが一
体化されたものとする構成とすることも容易に考えるこ
とができる。
【００３１】図２に戻り、前記増幅回路１４、１５の出
力は、包絡線検波回路１８、１９にも入力される。包絡
線検波回路１８、１９には、前記タイミング回路３から
の送信漏れマスク信号Ｓ２３が入力されており、包絡線
検波回路１８、１９は、この送信漏れマスク信号Ｓ２３
によってマスクされた信号以外の信号の包絡線検波を行
うものである。送信漏れマスク信号Ｓ２３は、タイミン
グ回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作
られるもので、送信信号Ａ及び送信信号Ｂが出力されて
いる時間にハイレベルとなり、受信信号Ａ及び受信信号
Ｂが現れる時間にはローレベルとなる。
力は、包絡線検波回路１８、１９にも入力される。包絡
線検波回路１８、１９には、前記タイミング回路３から
の送信漏れマスク信号Ｓ２３が入力されており、包絡線
検波回路１８、１９は、この送信漏れマスク信号Ｓ２３
によってマスクされた信号以外の信号の包絡線検波を行
うものである。送信漏れマスク信号Ｓ２３は、タイミン
グ回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作
られるもので、送信信号Ａ及び送信信号Ｂが出力されて
いる時間にハイレベルとなり、受信信号Ａ及び受信信号
Ｂが現れる時間にはローレベルとなる。
【００３２】包絡線検波回路１８と包絡線検波回路１９
の出力は、それぞれ二値化回路２４と二値化回路２５の
入力に接続される。二値化回路２４、２５は、包絡線検
波回路１８、１９からの信号を所定の閾値電圧Ｔｈ１で
二値化するものである。この二値化の際の閾値電圧Ｔｈ
１は回路の最適な動作のために雑音レベル以上に設定さ
れていなければならない。二値化回路２４、２５は、そ
れぞれ二値化回路１６、１７及び超音波伝搬時間測定部
１１７にそれぞれ接続される。
の出力は、それぞれ二値化回路２４と二値化回路２５の
入力に接続される。二値化回路２４、２５は、包絡線検
波回路１８、１９からの信号を所定の閾値電圧Ｔｈ１で
二値化するものである。この二値化の際の閾値電圧Ｔｈ
１は回路の最適な動作のために雑音レベル以上に設定さ
れていなければならない。二値化回路２４、２５は、そ
れぞれ二値化回路１６、１７及び超音波伝搬時間測定部
１１７にそれぞれ接続される。
【００３３】次に、二値化回路１６、１７でそれぞれ二
値化された受信信号は、前記位相差測定部１１６に入力
される。位相差測定部１１６は、排他的論理和回路３０
と、サンプルアンドホールド回路３１と、ローパスフィ
ルタ３３と、Ａ／Ｄ変換回路３５とを備えている。排他
的論理和回路３０は、二値化回路１６、１７からの受信
信号から排他的論理和信号を出力するものである。この
排他的論理和は、前記２つの受信信号の位相差に応じて
変化するものであり、その出力は、サンプルアンドホー
ルド回路３１に入力される。サンプルアンドホールド回
路３１には、前記タイミング回路３からのサンプルアン
ドホールド回路制御信号Ｓ３２が入力されており、サン
プルアンドホールド回路３１は、この制御信号Ｓ３２が
ハイレベルとなっている間は、排他的論理和信号のサン
プルアンドホールドを行い、制御信号Ｓ３２がローレベ
ルとなっている間は、その値を維持するようになってい
る。サンプルアンドホールド回路３１からの出力はロー
パスフィルタ３３へと送られる。ローパスフィルタ３３
は、高域成分を除去して低周波信号（直流電圧）に変換
するものであり、その直流電圧レベルは、前記受信信号
の位相差に応じたものとなる。そして、その出力は、Ａ
／Ｄ変換回路３５でＡ／Ｄ変換される。
値化された受信信号は、前記位相差測定部１１６に入力
される。位相差測定部１１６は、排他的論理和回路３０
と、サンプルアンドホールド回路３１と、ローパスフィ
ルタ３３と、Ａ／Ｄ変換回路３５とを備えている。排他
的論理和回路３０は、二値化回路１６、１７からの受信
信号から排他的論理和信号を出力するものである。この
排他的論理和は、前記２つの受信信号の位相差に応じて
変化するものであり、その出力は、サンプルアンドホー
ルド回路３１に入力される。サンプルアンドホールド回
路３１には、前記タイミング回路３からのサンプルアン
ドホールド回路制御信号Ｓ３２が入力されており、サン
プルアンドホールド回路３１は、この制御信号Ｓ３２が
ハイレベルとなっている間は、排他的論理和信号のサン
プルアンドホールドを行い、制御信号Ｓ３２がローレベ
ルとなっている間は、その値を維持するようになってい
る。サンプルアンドホールド回路３１からの出力はロー
パスフィルタ３３へと送られる。ローパスフィルタ３３
は、高域成分を除去して低周波信号（直流電圧）に変換
するものであり、その直流電圧レベルは、前記受信信号
の位相差に応じたものとなる。そして、その出力は、Ａ
／Ｄ変換回路３５でＡ／Ｄ変換される。
【００３４】前記二値化回路２４、２５からの出力は、
前記超音波伝搬時間測定部１１７にも入力される。超音
波伝搬時間測定部１１７は、ラッチ回路２８、２９と、
ローパスフィルタ３７、３８と、加算回路３９と、Ａ／
Ｄ変換回路４１とを備える。ラッチ回路２８、２９は、
前記送信トリガ信号Ｓ２２の立ち上がりでセットされ、
二値化回路２４、２５からの立ち上がりによってそれぞ
れリセットされる信号を出力するものであり、この信号
の幅は、送信から受信までの超音波伝搬時間に対応して
いる。これらのラッチ回路２８、２９からの出力は、そ
れぞれローパスフィルタ３７、３８によって、高域成分
を除去して低周波信号（直流電圧）に変換され、その直
流電圧レベルは、送信から受信までの時間差に応じたも
のとなる。加算回路３９は、ローパスフィルタ３７、３
８からのそれぞれの直流電圧を加算するものであり、そ
の出力は、Ａ／Ｄ変換回路４１でＡ／Ｄ変換される。
前記超音波伝搬時間測定部１１７にも入力される。超音
波伝搬時間測定部１１７は、ラッチ回路２８、２９と、
ローパスフィルタ３７、３８と、加算回路３９と、Ａ／
Ｄ変換回路４１とを備える。ラッチ回路２８、２９は、
前記送信トリガ信号Ｓ２２の立ち上がりでセットされ、
二値化回路２４、２５からの立ち上がりによってそれぞ
れリセットされる信号を出力するものであり、この信号
の幅は、送信から受信までの超音波伝搬時間に対応して
いる。これらのラッチ回路２８、２９からの出力は、そ
れぞれローパスフィルタ３７、３８によって、高域成分
を除去して低周波信号（直流電圧）に変換され、その直
流電圧レベルは、送信から受信までの時間差に応じたも
のとなる。加算回路３９は、ローパスフィルタ３７、３
８からのそれぞれの直流電圧を加算するものであり、そ
の出力は、Ａ／Ｄ変換回路４１でＡ／Ｄ変換される。
【００３５】前記Ａ／Ｄ変換回路３５及び前記Ａ／Ｄ変
換回路４１でそれぞれＡ／Ｄ変換された信号は、前記流
速測定部１１８に入力される。流速測定部１１８は、演
算回路３６と、表示部４２と、キーボード等の入力部４
３とを備える。演算回路３６は、ＣＰＵ、メモリ等を有
するマイクロコンピュータで構成することができ、超音
波伝搬時間測定部１１７からの出力と、位相差測定部１
１６からの出力とから、被測定流体の流速及び流量を求
めるものである。また、入力部４３からの入力または、
所定時間毎に自動的に、測定モードと校正測定モードと
を選択することができ、この選択によって演算回路３６
から前記位相制御信号Ｓ４４が出力され、測定時には位
相制御信号Ｓ４４がハイレベル、校正測定時には、位相
制御信号Ｓ４４がローレベルとなるように設定されてい
る。
換回路４１でそれぞれＡ／Ｄ変換された信号は、前記流
速測定部１１８に入力される。流速測定部１１８は、演
算回路３６と、表示部４２と、キーボード等の入力部４
３とを備える。演算回路３６は、ＣＰＵ、メモリ等を有
するマイクロコンピュータで構成することができ、超音
波伝搬時間測定部１１７からの出力と、位相差測定部１
１６からの出力とから、被測定流体の流速及び流量を求
めるものである。また、入力部４３からの入力または、
所定時間毎に自動的に、測定モードと校正測定モードと
を選択することができ、この選択によって演算回路３６
から前記位相制御信号Ｓ４４が出力され、測定時には位
相制御信号Ｓ４４がハイレベル、校正測定時には、位相
制御信号Ｓ４４がローレベルとなるように設定されてい
る。
【００３６】以上のように構成される超音波流速計の作
用を図５ないし図１１の信号のタイミングチャートを参
照しながら説明していく。
用を図５ないし図１１の信号のタイミングチャートを参
照しながら説明していく。
【００３７】１．超音波伝搬時間の測定 まず、図５を用いて、超音波伝搬時間の測定について説
明する。トリガ回路１からは、設定された送信繰り返し
間隔Ｔ0で送信トリガ信号Ｓ２２が発生しており、この
送信トリガ信号Ｓ２２に同期して送信信号発生回路２か
ら送信信号Ａと送信信号Ｂが発生される。図５では同じ
波形で示しているが、この送信信号Ａと送信信号Ｂは位
相が異なるバーストパルスであり、その送信パルス幅Ｔ
1はほぼ等しくなっている。受信信号Ａ及び受信信号Ｂ
は、送信開始のタイミングから超音波伝搬時間ｔ0を経
てから受信される。管８の内部に流れがある場合には受
信信号Ａと受信信号Ｂの現れる時間には流体に応じた時
間差が生じる。増幅回路１４、１５でそれぞれ増幅され
た結果、増幅回路１４、１５の出力には送信漏れ信号Ｓ
１、Ｓ２と受信信号Ａ、Ｂとがそれぞれ現れる。
明する。トリガ回路１からは、設定された送信繰り返し
間隔Ｔ0で送信トリガ信号Ｓ２２が発生しており、この
送信トリガ信号Ｓ２２に同期して送信信号発生回路２か
ら送信信号Ａと送信信号Ｂが発生される。図５では同じ
波形で示しているが、この送信信号Ａと送信信号Ｂは位
相が異なるバーストパルスであり、その送信パルス幅Ｔ
1はほぼ等しくなっている。受信信号Ａ及び受信信号Ｂ
は、送信開始のタイミングから超音波伝搬時間ｔ0を経
てから受信される。管８の内部に流れがある場合には受
信信号Ａと受信信号Ｂの現れる時間には流体に応じた時
間差が生じる。増幅回路１４、１５でそれぞれ増幅され
た結果、増幅回路１４、１５の出力には送信漏れ信号Ｓ
１、Ｓ２と受信信号Ａ、Ｂとがそれぞれ現れる。
【００３８】増幅回路１４、１５の出力は、包絡線検波
回路１８、１９へと入力される。送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ
２と受信信号Ａ、Ｂとの強度は、実際には１０００倍程
度の違いがあり、送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２が受信信号
Ａ、Ｂに比較して圧倒的に大きい。包絡線検波回路１
８、１９の応答性があまり良くないために、このまま、
送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２を残しておくと、受信信号Ａ、
Ｂの包絡線をとることができなくなってしまう。そのた
め、この実施形態では、タイミング回路３からの送信漏
れマスク信号Ｓ２３によって包絡線検波回路１８の出力
と、包絡線検波回路１９の出力を抑圧している。送信信
号Ａ及びＢが出力されている時間、即ち、送信漏れマス
ク信号Ｓ２３がハイレベルとなる時間は、包絡線検波回
路１８と包絡線検波回路１９との出力は抑圧される。結
果として包絡線検波回路１８の出力及び包絡線検波回路
１９の出力には受信信号Ａ、Ｂに対応する信号のみが現
れる。二値化回路２４、２５からは、この包絡線信号が
所定の閾値電圧Ｔｈ１を超えた時点で、ハイレベルに立
ち上がる信号が出力される。ラッチ回路２８、２９から
の出力には、送信の開始から、この二値化回路２４、２
５がハイレベルとなるまで、言い換えれば、受信信号Ａ
及び受信信号Ｂが現れるまでハイレベルとなる信号が現
れる。
回路１８、１９へと入力される。送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ
２と受信信号Ａ、Ｂとの強度は、実際には１０００倍程
度の違いがあり、送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２が受信信号
Ａ、Ｂに比較して圧倒的に大きい。包絡線検波回路１
８、１９の応答性があまり良くないために、このまま、
送信漏れ信号Ｓ１、Ｓ２を残しておくと、受信信号Ａ、
Ｂの包絡線をとることができなくなってしまう。そのた
め、この実施形態では、タイミング回路３からの送信漏
れマスク信号Ｓ２３によって包絡線検波回路１８の出力
と、包絡線検波回路１９の出力を抑圧している。送信信
号Ａ及びＢが出力されている時間、即ち、送信漏れマス
ク信号Ｓ２３がハイレベルとなる時間は、包絡線検波回
路１８と包絡線検波回路１９との出力は抑圧される。結
果として包絡線検波回路１８の出力及び包絡線検波回路
１９の出力には受信信号Ａ、Ｂに対応する信号のみが現
れる。二値化回路２４、２５からは、この包絡線信号が
所定の閾値電圧Ｔｈ１を超えた時点で、ハイレベルに立
ち上がる信号が出力される。ラッチ回路２８、２９から
の出力には、送信の開始から、この二値化回路２４、２
５がハイレベルとなるまで、言い換えれば、受信信号Ａ
及び受信信号Ｂが現れるまでハイレベルとなる信号が現
れる。
【００３９】ラッチ回路２８出力と、ラッチ回路２９出
力とは、管８の内部を流れる被測定流体９の速度に応じ
てパルス幅に差が生じるが、ラッチ回路２８出力とラッ
チ回路２９出力のパルス幅を加算したものは管８の内部
に流れがない場合の超音波伝搬時間に定数を加算したも
のに比例したものとなる。ローパスフィルタ３７出力と
ローパスフィルタ３８出力を加算した加算回路３９から
の出力信号である超音波伝搬時間信号電圧Ｖ0は、送信
繰返し間隔をＴ0、超音波伝搬時間をｔ0、ラッチ回路２
８とラッチ回路２９の電源電圧レベルをＶCC、定数をｔ
cとすると、
力とは、管８の内部を流れる被測定流体９の速度に応じ
てパルス幅に差が生じるが、ラッチ回路２８出力とラッ
チ回路２９出力のパルス幅を加算したものは管８の内部
に流れがない場合の超音波伝搬時間に定数を加算したも
のに比例したものとなる。ローパスフィルタ３７出力と
ローパスフィルタ３８出力を加算した加算回路３９から
の出力信号である超音波伝搬時間信号電圧Ｖ0は、送信
繰返し間隔をＴ0、超音波伝搬時間をｔ0、ラッチ回路２
８とラッチ回路２９の電源電圧レベルをＶCC、定数をｔ
cとすると、
【００４０】
【数１】 と表される。こうして、超音波伝搬時間ｔ0を求めるこ
とができる。超音波伝搬時間ｔ0については精度が厳し
く要求されないために、包絡線検波回路１８、１９で捉
えた受信信号を用いることにより、十分な測定が可能で
ある。
とができる。超音波伝搬時間ｔ0については精度が厳し
く要求されないために、包絡線検波回路１８、１９で捉
えた受信信号を用いることにより、十分な測定が可能で
ある。
【００４１】尚、ここでは、加算回路３９を用いて超音
波伝搬時間ｔ0を求めることとしたが、演算回路３６に
よって、ソフトウェア的に加算をすることも可能であ
る。また、受信信号Ａと受信信号Ｂとの時間差が、求め
るべき超音波伝搬時間ｔ0に比較して著しく小さいと判
断される場合は、ローパスフィルタ３７またはローパス
フィルタ３８のいずれか片方のみを用いて直接そのロー
パスフィルタから超音波伝搬時間ｔ0を求めても問題な
いことは容易に理解されるであろう。また、この超音波
伝搬時間ｔ0は、管８内部の流体９の温度に関係するこ
とから、この装置によって流体の温度を測定することも
可能になることは、容易に理解されるであろう。
波伝搬時間ｔ0を求めることとしたが、演算回路３６に
よって、ソフトウェア的に加算をすることも可能であ
る。また、受信信号Ａと受信信号Ｂとの時間差が、求め
るべき超音波伝搬時間ｔ0に比較して著しく小さいと判
断される場合は、ローパスフィルタ３７またはローパス
フィルタ３８のいずれか片方のみを用いて直接そのロー
パスフィルタから超音波伝搬時間ｔ0を求めても問題な
いことは容易に理解されるであろう。また、この超音波
伝搬時間ｔ0は、管８内部の流体９の温度に関係するこ
とから、この装置によって流体の温度を測定することも
可能になることは、容易に理解されるであろう。
【００４２】２．流速の測定 次に、図６ないし図８を用いて、流速の測定を説明す
る。図６は、測定時における、送信トリガ信号Ｓ２２
と、送信信号発生回路２から出力される送信信号Ａと送
信信号Ｂとの先頭部分のみを表した図である。このと
き、位相制御信号Ｓ４４は、ハイレベルとなっており、
送信信号Ｂが送信信号Ａに対して遅延回路５１による遅
延時間に対応する位相差だけ位相の遅れたものとなって
いる。即ち、送信信号Ａは送信トリガ信号Ｓ２２の先頭
から始まるバーストパルスであり、送信信号Ｂは、遅延
回路５１によって送信トリガ信号Ｓ２２から一定の時間
ｔpだけ遅延して始まるバーストパルスである。例えば
送信信号Ａと送信信号Ｂの位相差が９０度となるように
決められる。バーストパルスの波数は管８の口径等に応
じて変えられることが望ましい。また、送信信号Ａと送
信信号Ｂの波数及び振幅は同じであることが望ましく、
また、送信信号周期Ｔも、送信信号Ａと送信信号Ｂとで
等しく、超音波探触子６、７の最大感度となる周波数の
逆数程度とすることが望ましい。
る。図６は、測定時における、送信トリガ信号Ｓ２２
と、送信信号発生回路２から出力される送信信号Ａと送
信信号Ｂとの先頭部分のみを表した図である。このと
き、位相制御信号Ｓ４４は、ハイレベルとなっており、
送信信号Ｂが送信信号Ａに対して遅延回路５１による遅
延時間に対応する位相差だけ位相の遅れたものとなって
いる。即ち、送信信号Ａは送信トリガ信号Ｓ２２の先頭
から始まるバーストパルスであり、送信信号Ｂは、遅延
回路５１によって送信トリガ信号Ｓ２２から一定の時間
ｔpだけ遅延して始まるバーストパルスである。例えば
送信信号Ａと送信信号Ｂの位相差が９０度となるように
決められる。バーストパルスの波数は管８の口径等に応
じて変えられることが望ましい。また、送信信号Ａと送
信信号Ｂの波数及び振幅は同じであることが望ましく、
また、送信信号周期Ｔも、送信信号Ａと送信信号Ｂとで
等しく、超音波探触子６、７の最大感度となる周波数の
逆数程度とすることが望ましい。
【００４３】図７は、上記送信信号Ａと送信信号Ｂが、
それぞれ超音波探触子６、７から超音波として送信され
て、管８内の被測定流体９中を伝搬して、対向する超音
波探触子７、６で受信された受信信号Ｂと受信信号Ａの
先頭付近での回路の動作を示す図である。図示のよう
に、超音波探触子６、７によって受信された受信信号
Ａ、Ｂは、超音波探触子６、７と管８からなる超音波伝
送系の周波数特性に応じて立ち上がり部分が送信波形に
比べて鈍る。
それぞれ超音波探触子６、７から超音波として送信され
て、管８内の被測定流体９中を伝搬して、対向する超音
波探触子７、６で受信された受信信号Ｂと受信信号Ａの
先頭付近での回路の動作を示す図である。図示のよう
に、超音波探触子６、７によって受信された受信信号
Ａ、Ｂは、超音波探触子６、７と管８からなる超音波伝
送系の周波数特性に応じて立ち上がり部分が送信波形に
比べて鈍る。
【００４４】受信信号Ａ、Ｂは、包絡線検波回路１８、
１９及び二値化回路２４、２５を通る。包絡線検波回路
１８、１９は、それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを包
絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路２４、２
５は、この包絡線信号が所定の閾値Ｔｈ１を超えた時点
で、ハイレベルになる信号を出力する。二値化回路１
６、１７は、二値化回路２４、２５がハイレベルになっ
ている期間中、受信信号Ａ、Ｂが０Ｖを超えるときのみ
ハイレベルとなる信号を出力する。
１９及び二値化回路２４、２５を通る。包絡線検波回路
１８、１９は、それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを包
絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路２４、２
５は、この包絡線信号が所定の閾値Ｔｈ１を超えた時点
で、ハイレベルになる信号を出力する。二値化回路１
６、１７は、二値化回路２４、２５がハイレベルになっ
ている期間中、受信信号Ａ、Ｂが０Ｖを超えるときのみ
ハイレベルとなる信号を出力する。
【００４５】図８は、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パ
ルスの中間付近での二値化回路１６、１７以降の回路の
動作を示す図である。実線は、管８内部に流れが存在し
ていない場合を表している。送信信号には時間差がある
ため、管８の内部に流れがない場合であっても受信信号
Ａ及び受信信号Ｂには時間差が生じており、受信信号Ａ
は、受信信号Ｂに対して９０度位相が遅れている。受信
信号周期Ｔは、送信信号のバーストパルスの周期と等し
い。二値化回路１６、１７による出力は、受信信号Ａ、
Ｂが０Ｖを超えるときのみハイレベルとなる信号とな
り、受信信号Ａ、Ｂの位相情報のみが取り出されたもの
であると考えることができる。その二値化された受信信
号を、排他的論理和回路３０で排他的論理和をとると、
デューティ比が５０％のパルス列となる。このパルス列
がローパスフィルタ３３によって直流信号に変換され
る。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、排他的論理和回
路３０の電源電圧をＶCCとすると、
ルスの中間付近での二値化回路１６、１７以降の回路の
動作を示す図である。実線は、管８内部に流れが存在し
ていない場合を表している。送信信号には時間差がある
ため、管８の内部に流れがない場合であっても受信信号
Ａ及び受信信号Ｂには時間差が生じており、受信信号Ａ
は、受信信号Ｂに対して９０度位相が遅れている。受信
信号周期Ｔは、送信信号のバーストパルスの周期と等し
い。二値化回路１６、１７による出力は、受信信号Ａ、
Ｂが０Ｖを超えるときのみハイレベルとなる信号とな
り、受信信号Ａ、Ｂの位相情報のみが取り出されたもの
であると考えることができる。その二値化された受信信
号を、排他的論理和回路３０で排他的論理和をとると、
デューティ比が５０％のパルス列となる。このパルス列
がローパスフィルタ３３によって直流信号に変換され
る。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、排他的論理和回
路３０の電源電圧をＶCCとすると、
【００４６】
【数２】 となる。
【００４７】管８の被測定流体９に流れが存在する場
合、上流側の超音波探触子６で受信する時間は一層遅
れ、下流側の超音波探触子７で受信する時間はやや早く
なり、図８の点線で表した波形となる。これらの波形に
対して排他的論理和回路３０で排他的論理和をとると、
デューティ比が５０％よりも大きいパルス列となるの
で、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、
合、上流側の超音波探触子６で受信する時間は一層遅
れ、下流側の超音波探触子７で受信する時間はやや早く
なり、図８の点線で表した波形となる。これらの波形に
対して排他的論理和回路３０で排他的論理和をとると、
デューティ比が５０％よりも大きいパルス列となるの
で、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、
【００４８】
【数３】 となり、増加する。逆に、流速がマイナス、即ち逆向き
であれば、ローパスフィルタ出力Ｖ1は減少する。この
ようにローパスフィルタ出力Ｖ1は流速によって変化す
るため、このローパスフィルタＶ1出力をＡ／Ｄ変換回
路３５でＡ／Ｄ変換した後、演算回路３６に入力して、
演算回路３６で流速を演算することができる。
であれば、ローパスフィルタ出力Ｖ1は減少する。この
ようにローパスフィルタ出力Ｖ1は流速によって変化す
るため、このローパスフィルタＶ1出力をＡ／Ｄ変換回
路３５でＡ／Ｄ変換した後、演算回路３６に入力して、
演算回路３６で流速を演算することができる。
【００４９】図９は、２つの送信信号Ａ、Ｂパルスの位
相差が９０度であり、管８内の被測定流体９に流速があ
り、さらに受信信号に４５度の位相のずれを生じさせる
遅延がある場合の、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パル
スの中間付近の回路の動作を示す図である。受信信号Ａ
と受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部の流れのために
送信パルスの位相差からさらに４５度ずれ、その結果１
３５度ずれたものとなっている。この場合、排他的論理
和回路３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比
７５％のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ
1は、電源電圧をＶCCとすると、
相差が９０度であり、管８内の被測定流体９に流速があ
り、さらに受信信号に４５度の位相のずれを生じさせる
遅延がある場合の、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パル
スの中間付近の回路の動作を示す図である。受信信号Ａ
と受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部の流れのために
送信パルスの位相差からさらに４５度ずれ、その結果１
３５度ずれたものとなっている。この場合、排他的論理
和回路３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比
７５％のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ
1は、電源電圧をＶCCとすると、
【００５０】
【数４】 となる。
【００５１】いま、２つの送信信号パルスの位相差が９
０度であり、仮に２つの受信信号Ａ、Ｂの間にｔdの位
相差を発生させるような流れが管８の内部に発生した場
合、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1である位相差信号
Ｖ1は、
０度であり、仮に２つの受信信号Ａ、Ｂの間にｔdの位
相差を発生させるような流れが管８の内部に発生した場
合、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1である位相差信号
Ｖ1は、
【００５２】
【数５】 と表すことができる。このようにして、図１及び図２に
示す装置により、送信信号の位相にして９０度に相当す
る時間差を生じさせる流速を限度として流速を測定する
ことができる。
示す装置により、送信信号の位相にして９０度に相当す
る時間差を生じさせる流速を限度として流速を測定する
ことができる。
【００５３】（１）式及び（５）式におけるＶ0及びＶ1
は、電源電圧ＶCCの変動を受けるが、これらの電圧レベ
ルをディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路３５、
４１の基準電圧として電源電圧ＶCCをそのまま利用する
ことによって、この電源電圧ＶCCの影響を除去すること
が可能である。
は、電源電圧ＶCCの変動を受けるが、これらの電圧レベ
ルをディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路３５、
４１の基準電圧として電源電圧ＶCCをそのまま利用する
ことによって、この電源電圧ＶCCの影響を除去すること
が可能である。
【００５４】このようにバースト信号同士の位相差を求
め、この位相差から流速を求めることにより、消費電力
の大きい高速のカウンタなどを必要とせず、また、位相
差をローパスフィルタ３３で直流電圧にすることによ
り、多数のデータの平均化をしたことと等価となり、精
度の良い測定が可能となる。また、バースト信号を用い
ることで、センサは、一対の送受信用超音波探触子６、
７だけでよく、装置の低コスト化、小型化が可能とな
る。
め、この位相差から流速を求めることにより、消費電力
の大きい高速のカウンタなどを必要とせず、また、位相
差をローパスフィルタ３３で直流電圧にすることによ
り、多数のデータの平均化をしたことと等価となり、精
度の良い測定が可能となる。また、バースト信号を用い
ることで、センサは、一対の送受信用超音波探触子６、
７だけでよく、装置の低コスト化、小型化が可能とな
る。
【００５５】排他的論理和回路３０では、時間差の僅か
な入力に対する応答性が悪いため、送信信号Ａ、Ｂに位
相差を設けることにより、流速が小さい場合でもその流
速に対応する僅かな時間差を、排他的論理和回路３０で
捕らえることができるようになる。また、流速の向き
も、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1の増減で判断する
ことができるようになる。
な入力に対する応答性が悪いため、送信信号Ａ、Ｂに位
相差を設けることにより、流速が小さい場合でもその流
速に対応する僅かな時間差を、排他的論理和回路３０で
捕らえることができるようになる。また、流速の向き
も、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1の増減で判断する
ことができるようになる。
【００５６】３．感度の改善 前記排他的論理和回路３０から出力される位相差を表す
排他的論理和は、サンプルアンドホールド回路３１を介
して、ローパスフィルタ３３でフィルタリングされる。
図１０は、受信パルスとサンプルアンドホールド回路３
１の動作のタイミングを示すための図であり、受信信号
パルスが生じている部分のみを拡大したものである。受
信信号Ａの到来時間は受信信号Ｂの到来時間よりも遅れ
ているが、パルス全体からすると極めて僅かな時間であ
る。受信信号Ａ及び受信信号Ｂが受信されている期間
に、排他的論理和回路３０から信号が出力される。
排他的論理和は、サンプルアンドホールド回路３１を介
して、ローパスフィルタ３３でフィルタリングされる。
図１０は、受信パルスとサンプルアンドホールド回路３
１の動作のタイミングを示すための図であり、受信信号
パルスが生じている部分のみを拡大したものである。受
信信号Ａの到来時間は受信信号Ｂの到来時間よりも遅れ
ているが、パルス全体からすると極めて僅かな時間であ
る。受信信号Ａ及び受信信号Ｂが受信されている期間
に、排他的論理和回路３０から信号が出力される。
【００５７】サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３
２は、排他的論理和回路３０の出力のパルスの中心付近
のみを切り出すためのものである。サンプルアンドホー
ルド回路制御信号Ｓ３２は、タイミング回路３におい
て、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作られるもので、
おおよそ受信信号の中央付近に相当するタイミングで生
成されるものである。
２は、排他的論理和回路３０の出力のパルスの中心付近
のみを切り出すためのものである。サンプルアンドホー
ルド回路制御信号Ｓ３２は、タイミング回路３におい
て、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして作られるもので、
おおよそ受信信号の中央付近に相当するタイミングで生
成されるものである。
【００５８】サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３
２がハイレベルの期間中には、サンプルアンドホールド
回路３１は排他的論理和回路３０の出力を切り出し、サ
ンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２がローレベル
の期間中には、サンプルアンドホールド回路３１は高イ
ンピーダンス状態となり、ローパスフィルタ３３の出力
を保持する。
２がハイレベルの期間中には、サンプルアンドホールド
回路３１は排他的論理和回路３０の出力を切り出し、サ
ンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２がローレベル
の期間中には、サンプルアンドホールド回路３１は高イ
ンピーダンス状態となり、ローパスフィルタ３３の出力
を保持する。
【００５９】ローパスフィルタ３３の出力はサンプルア
ンドホールド回路３１の出力の高域成分を除去したもの
であり、その電圧が流速に対応したものとなる。ローパ
スフィルタ３３の時定数が比較的小さい場合、前回の超
音波の送受信の際の流速と現時点での流速との差がロー
パスフィルタ３３出力に変位電圧Ｖdとして現れること
になる。
ンドホールド回路３１の出力の高域成分を除去したもの
であり、その電圧が流速に対応したものとなる。ローパ
スフィルタ３３の時定数が比較的小さい場合、前回の超
音波の送受信の際の流速と現時点での流速との差がロー
パスフィルタ３３出力に変位電圧Ｖdとして現れること
になる。
【００６０】このようにして、サンプルアンドホールド
回路制御信号Ｓ３２によって、排他的論理和回路３０か
ら信号が出力されている中間部分のみを切り出すことに
よって、排他的論理和回路３０の出力のパルスの両端付
近で感度の不足等が原因となって位相情報が不安定とな
ることの影響を排除することができると共に、受信信号
の中で振幅の最も高いところを使用することにより、感
度を良好にすることができる。
回路制御信号Ｓ３２によって、排他的論理和回路３０か
ら信号が出力されている中間部分のみを切り出すことに
よって、排他的論理和回路３０の出力のパルスの両端付
近で感度の不足等が原因となって位相情報が不安定とな
ることの影響を排除することができると共に、受信信号
の中で振幅の最も高いところを使用することにより、感
度を良好にすることができる。
【００６１】尚、サンプルアンドホールド回路制御信号
Ｓ３２のハイレベルとなっている期間であるサンプルア
ンドホールド期間ｔ4は、ローパスフィルタ３３の出力
を正確に流速に反映した値とするために、正確に送信信
号周期の倍数とすることが望ましい。このような期間の
設定は、論理回路を用いることによって、容易に実現す
ることができる。
Ｓ３２のハイレベルとなっている期間であるサンプルア
ンドホールド期間ｔ4は、ローパスフィルタ３３の出力
を正確に流速に反映した値とするために、正確に送信信
号周期の倍数とすることが望ましい。このような期間の
設定は、論理回路を用いることによって、容易に実現す
ることができる。
【００６２】４．校正測定 以上説明した構成において、送信信号Ａ、Ｂとの位相差
の変化や、二値化回路１６、１７の動作速度の変化など
により、測定電圧Ｖ1にドリフト成分が生じることがあ
り、このドリフト分を校正によって除去することが望ま
しい。そのため、定期的に校正を行う。
の変化や、二値化回路１６、１７の動作速度の変化など
により、測定電圧Ｖ1にドリフト成分が生じることがあ
り、このドリフト分を校正によって除去することが望ま
しい。そのため、定期的に校正を行う。
【００６３】そのため、入力部４３からの入力によって
または定期的に、演算回路３６から前記位相制御信号Ｓ
４４が出力される。位相制御信号Ｓ４４がローレベルと
なると、送信信号発生回路２からは、図３に示したよう
に、論理積回路４８から出力されるバースト信号は、直
接、論理積回路５５を介して論理和回路５７から出力さ
れて送信信号Ｂとなる。また、論理積回路４８から出力
されるバースト信号は、遅延回路５１によって９０度位
相が遅れたバースト信号となり、論理積回路５３を介し
て論理和回路５６から出力されて、送信信号Ａとなる。
または定期的に、演算回路３６から前記位相制御信号Ｓ
４４が出力される。位相制御信号Ｓ４４がローレベルと
なると、送信信号発生回路２からは、図３に示したよう
に、論理積回路４８から出力されるバースト信号は、直
接、論理積回路５５を介して論理和回路５７から出力さ
れて送信信号Ｂとなる。また、論理積回路４８から出力
されるバースト信号は、遅延回路５１によって９０度位
相が遅れたバースト信号となり、論理積回路５３を介し
て論理和回路５６から出力されて、送信信号Ａとなる。
【００６４】図１１は、校正測定時における送信信号の
先頭付近のみを示す図である。この状態では、送信信号
Ａと送信信号Ｂは、図６における送信信号Ａと送信信号
Ｂとの時間差が逆転する。送信時間差は通常測定時の送
信時間差と同じにすることが望ましい。
先頭付近のみを示す図である。この状態では、送信信号
Ａと送信信号Ｂは、図６における送信信号Ａと送信信号
Ｂとの時間差が逆転する。送信時間差は通常測定時の送
信時間差と同じにすることが望ましい。
【００６５】校正測定時には、送信信号Ａ及び送信信号
Ｂは管８の内部を経由せずに直接それぞれ受信信号Ａ及
び受信信号Ｂとして増幅回路１４及び増幅回路１５に入
る。この場合、飽和による悪影響を防止するために、校
正測定時には、増幅回路１４、１５は送信漏れに合わせ
て、そのゲインが小さくなるように切り替えられること
が望ましい。また、送信漏れマスク信号Ｓ２３は無効と
なり、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２は超
音波信号が管８の内部を伝搬して受信された時刻ではな
く、送信信号が存在する時刻でハイレベルとなるような
パルス信号に切り替わる。その他はこれまでに説明して
きたように回路は動作し、結果として位相差信号として
送信漏れ信号の位相差に応じた電圧ＶSが現れる。
Ｂは管８の内部を経由せずに直接それぞれ受信信号Ａ及
び受信信号Ｂとして増幅回路１４及び増幅回路１５に入
る。この場合、飽和による悪影響を防止するために、校
正測定時には、増幅回路１４、１５は送信漏れに合わせ
て、そのゲインが小さくなるように切り替えられること
が望ましい。また、送信漏れマスク信号Ｓ２３は無効と
なり、サンプルアンドホールド回路制御信号Ｓ３２は超
音波信号が管８の内部を伝搬して受信された時刻ではな
く、送信信号が存在する時刻でハイレベルとなるような
パルス信号に切り替わる。その他はこれまでに説明して
きたように回路は動作し、結果として位相差信号として
送信漏れ信号の位相差に応じた電圧ＶSが現れる。
【００６６】実際の回路においては、回路素子の性能の
ばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂと
の時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排
他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いを
ｔe、流速による遅延時間をｔdとすると、通常の測定時
の位相差信号Ｖ1は、
ばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂと
の時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排
他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いを
ｔe、流速による遅延時間をｔdとすると、通常の測定時
の位相差信号Ｖ1は、
【００６７】
【数６】 となり、校正測定時の位相差信号ＶSは、
【００６８】
【数７】 となる。したがって、この両者の差分Ｖ1−ＶSは、
【００６９】
【数８】 となる。つまり、演算回路３６によって定期的に校正測
定時の位相差信号ＶSを測定するように装置を制御し、
通常測定された位相差信号Ｖ1との差分をとると、その
電圧には二値化回路１６や二値化回路１７の動作速度の
変化などによって通常測定時の位相差信号Ｖ1に生じた
ドリフト成分を除去することができ、結果として高精度
の流速測定をすることができる。校正測定によって高い
精度を得るためには、図３中の各論理回路の信号伝搬遅
延時間ができるだけ同じであることが望ましい。
定時の位相差信号ＶSを測定するように装置を制御し、
通常測定された位相差信号Ｖ1との差分をとると、その
電圧には二値化回路１６や二値化回路１７の動作速度の
変化などによって通常測定時の位相差信号Ｖ1に生じた
ドリフト成分を除去することができ、結果として高精度
の流速測定をすることができる。校正測定によって高い
精度を得るためには、図３中の各論理回路の信号伝搬遅
延時間ができるだけ同じであることが望ましい。
【００７０】５．測定流速範囲の拡大 ところで、以上に説明した図１及び図２の構成では、被
測定流体９の流速が大きくなり、受信信号Ａ、Ｂの位相
差が１８０度以上ずれると、排他的論理和回路３０から
の出力は、１８０度以上か、１８０度以下かを識別する
ことができなくなる。すなわち、測定流速範囲は、受信
信号Ａ、Ｂの位相差が０度から１８０度の範囲であり、
測定流速範囲に限度がある。そこで、測定流速範囲を拡
大するために、図１２に示すように、二値化部１１２と
位相差測定部１１６及び超音波伝搬時間測定部１１７と
の間に、分周部１１４を設ける。図１３は、分周部１１
４の詳細構成を示したブロック図である。分周部１１４
は、分周回路２０、２１と、遅延回路２６、２７とから
構成される。
測定流体９の流速が大きくなり、受信信号Ａ、Ｂの位相
差が１８０度以上ずれると、排他的論理和回路３０から
の出力は、１８０度以上か、１８０度以下かを識別する
ことができなくなる。すなわち、測定流速範囲は、受信
信号Ａ、Ｂの位相差が０度から１８０度の範囲であり、
測定流速範囲に限度がある。そこで、測定流速範囲を拡
大するために、図１２に示すように、二値化部１１２と
位相差測定部１１６及び超音波伝搬時間測定部１１７と
の間に、分周部１１４を設ける。図１３は、分周部１１
４の詳細構成を示したブロック図である。分周部１１４
は、分周回路２０、２１と、遅延回路２６、２７とから
構成される。
【００７１】二値化回路１６、１７の出力が、それぞれ
分周回路２０、２１のクロック入力端子に接続され、二
値化回路２４、２５の出力が、それぞれ遅延回路２６、
２７の入力に接続される。遅延回路２６、２７の出力
は、それぞれ分周回路２０、２１のリセット端子に接続
される。分周回路２０、２１の出力は、排他的論理和回
路３０の入力に接続される。
分周回路２０、２１のクロック入力端子に接続され、二
値化回路２４、２５の出力が、それぞれ遅延回路２６、
２７の入力に接続される。遅延回路２６、２７の出力
は、それぞれ分周回路２０、２１のリセット端子に接続
される。分周回路２０、２１の出力は、排他的論理和回
路３０の入力に接続される。
【００７２】図１４は、この分周部を用いた場合の受信
信号Ａと受信信号Ｂの先頭付近での回路の動作を示す図
である。
信号Ａと受信信号Ｂの先頭付近での回路の動作を示す図
である。
【００７３】受信信号Ａ、Ｂは、包絡線検波回路１８、
１９及び二値化回路２４、２５を通る。包絡線検波回路
１８、１９は、それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを包
絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路２４、２
５は、この包絡線信号が所定の閾値Ｔｈ１を超えた時点
で、ハイレベルになる信号を出力する。遅延回路２６、
２７では、この信号から所定遅延時間ｔ3Ａ、ｔ3Ｂだけ
遅らせた信号を出力する。この遅延時間ｔ3Ａ、ｔ3Ｂ
は、受信信号の立ち上がりの不安定部分を除き、分周の
開始時点を安定した部分から分周を始めるために設定さ
れるものであり、流体の流速の変化によって受信信号Ａ
及び受信信号Ｂが移動する場合でもこれらの信号の移動
に伴って移動するようになる。遅延時間ｔ3Ａ及び遅延
時間ｔ3Ｂは通常は同じであり、遅延回路２６の出力及
び遅延回路２７の出力の立ち上がりエッジがそれぞれ二
値化回路１６出力及び二値化回路１７出力の立ち下がり
エッジにできるだけ一致するように回路定数が設定され
ていることが望ましい。分周回路２０、２１出力は、遅
延回路２６出力及び遅延回路２７出力がハイレベルの時
のみ、それぞれ二値化回路１６、１７出力の立ち上がり
エッジのタイミングで状態が遷移する信号となる。分周
回路２０及び分周回路２１出力の初期値は各送信ごとに
同じであり、このような信号を発生させるために、分周
回路２０、２１は、二値化回路１６、１７出力をクロッ
クとし、遅延回路２６、２７出力を負論理の非同期リセ
ット信号として動作するロジック回路によって簡単に実
現することができる。排他的論理和回路３０の出力は、
分周回路２０出力と分周回路２１出力との排他的論理和
の結果であり、受信信号Ａと受信信号Ｂの時間差に応じ
た幅のパルス列となる。
１９及び二値化回路２４、２５を通る。包絡線検波回路
１８、１９は、それぞれ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを包
絡線検波した包絡線信号を出力し、二値化回路２４、２
５は、この包絡線信号が所定の閾値Ｔｈ１を超えた時点
で、ハイレベルになる信号を出力する。遅延回路２６、
２７では、この信号から所定遅延時間ｔ3Ａ、ｔ3Ｂだけ
遅らせた信号を出力する。この遅延時間ｔ3Ａ、ｔ3Ｂ
は、受信信号の立ち上がりの不安定部分を除き、分周の
開始時点を安定した部分から分周を始めるために設定さ
れるものであり、流体の流速の変化によって受信信号Ａ
及び受信信号Ｂが移動する場合でもこれらの信号の移動
に伴って移動するようになる。遅延時間ｔ3Ａ及び遅延
時間ｔ3Ｂは通常は同じであり、遅延回路２６の出力及
び遅延回路２７の出力の立ち上がりエッジがそれぞれ二
値化回路１６出力及び二値化回路１７出力の立ち下がり
エッジにできるだけ一致するように回路定数が設定され
ていることが望ましい。分周回路２０、２１出力は、遅
延回路２６出力及び遅延回路２７出力がハイレベルの時
のみ、それぞれ二値化回路１６、１７出力の立ち上がり
エッジのタイミングで状態が遷移する信号となる。分周
回路２０及び分周回路２１出力の初期値は各送信ごとに
同じであり、このような信号を発生させるために、分周
回路２０、２１は、二値化回路１６、１７出力をクロッ
クとし、遅延回路２６、２７出力を負論理の非同期リセ
ット信号として動作するロジック回路によって簡単に実
現することができる。排他的論理和回路３０の出力は、
分周回路２０出力と分周回路２１出力との排他的論理和
の結果であり、受信信号Ａと受信信号Ｂの時間差に応じ
た幅のパルス列となる。
【００７４】図１５は、受信信号Ａと受信信号Ｂの受信
パルスの中間付近での回路の動作を示す図である。図１
５は、管８内部に流れが存在していない場合を表してお
り、受信信号Ａと受信信号Ｂの位相差が９０度であり、
受信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部に流
れが存在しないために送信パルスの位相差と等しくな
り、その結果９０度ずれたものとなっている。分周回路
２０、２１により１段の分周を行った後、排他的論理和
をとった結果、この場合、排他的論理和の結果は、デュ
ーティ比２５％のパルス列となる。ローパスフィルタ３
３の出力Ｖ1は、電源電圧をＶCCとすると、
パルスの中間付近での回路の動作を示す図である。図１
５は、管８内部に流れが存在していない場合を表してお
り、受信信号Ａと受信信号Ｂの位相差が９０度であり、
受信信号Ａと受信信号Ｂとの位相差は、管８の内部に流
れが存在しないために送信パルスの位相差と等しくな
り、その結果９０度ずれたものとなっている。分周回路
２０、２１により１段の分周を行った後、排他的論理和
をとった結果、この場合、排他的論理和の結果は、デュ
ーティ比２５％のパルス列となる。ローパスフィルタ３
３の出力Ｖ1は、電源電圧をＶCCとすると、
【００７５】
【数９】 となる。
【００７６】図１６は、２つの送信信号Ａ、Ｂパルスの
位相差が９０度であり、管８内の被測定流体９に流速が
あり、さらに受信信号に９０度の位相のずれを生じさせ
る遅延がある場合の、受信信号Ａ、Ｂパルスの中間付近
の回路の動作を示す図である。受信信号Ａと受信信号Ｂ
との位相差は、管８の内部の流れのために送信パルスの
位相差からさらに９０度ずれ、その結果１８０度ずれた
ものとなっている。この場合、排他的論理和回路３０か
らの排他的論理和の結果は、デューティ比５０％のパル
ス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、電源電
圧をＶCCとすると、
位相差が９０度であり、管８内の被測定流体９に流速が
あり、さらに受信信号に９０度の位相のずれを生じさせ
る遅延がある場合の、受信信号Ａ、Ｂパルスの中間付近
の回路の動作を示す図である。受信信号Ａと受信信号Ｂ
との位相差は、管８の内部の流れのために送信パルスの
位相差からさらに９０度ずれ、その結果１８０度ずれた
ものとなっている。この場合、排他的論理和回路３０か
らの排他的論理和の結果は、デューティ比５０％のパル
ス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、電源電
圧をＶCCとすると、
【００７７】
【数１０】 となる。
【００７８】いま、２つの送信信号パルスの位相差が９
０度であり、仮に２つの受信信号Ａ、Ｂの間にｔdの位
相差を発生させるような流れが管８の内部に発生した場
合、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1である位相差信号
Ｖ1は、
０度であり、仮に２つの受信信号Ａ、Ｂの間にｔdの位
相差を発生させるような流れが管８の内部に発生した場
合、ローパスフィルタ３３の出力Ｖ1である位相差信号
Ｖ1は、
【００７９】
【数１１】 と表すことができる。このようにして、２つの受信信号
Ａ、Ｂに２７０度までの位相差を発生させる流速の測定
が可能になることが理解されるであろう。このように分
周比を２として、測定範囲を２倍に広げることができ
る。分周比を適当に選ぶことにより、例えば１から５程
度の範囲で切り替えることにより、測定範囲を広げるこ
とができる。図１３では、分周回路が１段である場合を
例として示したが、同様の分周回路を複数段縦続に接続
することにより、さらに測定流速範囲を拡大することが
可能である。
Ａ、Ｂに２７０度までの位相差を発生させる流速の測定
が可能になることが理解されるであろう。このように分
周比を２として、測定範囲を２倍に広げることができ
る。分周比を適当に選ぶことにより、例えば１から５程
度の範囲で切り替えることにより、測定範囲を広げるこ
とができる。図１３では、分周回路が１段である場合を
例として示したが、同様の分周回路を複数段縦続に接続
することにより、さらに測定流速範囲を拡大することが
可能である。
【００８０】６．校正測定２ 図１７は、４．校正測定で説明した図３のような位相切
り替え回路の代わりとなるもので、一対の超音波探触子
６、７のそれぞれの端子に切り替え回路を取り付けた構
成例を表している。従って、図１７に示した切り替え回
路の部分が存在する場合には、図３における位相を切り
替える機能は不要となる。
り替え回路の代わりとなるもので、一対の超音波探触子
６、７のそれぞれの端子に切り替え回路を取り付けた構
成例を表している。従って、図１７に示した切り替え回
路の部分が存在する場合には、図３における位相を切り
替える機能は不要となる。
【００８１】図１７に示したように、切り替え回路８
０、８１は、バースト信号発生部１１０と二値化部１１
２との間に設けられており、送信信号Ａは、切り替え回
路８０を経由して超音波探触子６または切り替え回路８
１を経由して超音波探触子７のいずれかに入力されるよ
うになっている。同様に、送信信号Ｂは、切り替え回路
８１を経由して超音波探触子７または切り替え回路８０
を経由して超音波探触子６のいずれかに入力されるよう
になっている。受信信号Ａは、切り替え回路８０によっ
て選択された超音波探触子６または切り替え回路８１に
よって選択された超音波探触子７で受信された超音波信
号のいずれかとなる。同様に、受信信号Ｂは、切り替え
回路８１で選択された超音波探触子７または切り替え回
路８０で選択された超音波探触子６で受信された超音波
信号のいずれかとなる。切り替え回路８０及び切り替え
回路８１の切り替え方向は、同時に変化するようになっ
ている。また、図１３に示す分周部１１４を備えている
場合には、二値化回路１６の出力の極性を図１７中の切
り替え回路８０、８１と連動して切り替わるような機構
が用意されるとよい。
０、８１は、バースト信号発生部１１０と二値化部１１
２との間に設けられており、送信信号Ａは、切り替え回
路８０を経由して超音波探触子６または切り替え回路８
１を経由して超音波探触子７のいずれかに入力されるよ
うになっている。同様に、送信信号Ｂは、切り替え回路
８１を経由して超音波探触子７または切り替え回路８０
を経由して超音波探触子６のいずれかに入力されるよう
になっている。受信信号Ａは、切り替え回路８０によっ
て選択された超音波探触子６または切り替え回路８１に
よって選択された超音波探触子７で受信された超音波信
号のいずれかとなる。同様に、受信信号Ｂは、切り替え
回路８１で選択された超音波探触子７または切り替え回
路８０で選択された超音波探触子６で受信された超音波
信号のいずれかとなる。切り替え回路８０及び切り替え
回路８１の切り替え方向は、同時に変化するようになっ
ている。また、図１３に示す分周部１１４を備えている
場合には、二値化回路１６の出力の極性を図１７中の切
り替え回路８０、８１と連動して切り替わるような機構
が用意されるとよい。
【００８２】図１８は、各切り替え回路８０、８１が図
１７に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態であ
るとし、管８内の流れによってさらに受信信号に４５度
の位相のずれを生じさせる遅延がある場合の受信信号Ａ
と受信信号Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を
示す図である。尚、各切り替え回路８０、８１が図１７
に示される切り替え状態である場合には、図９に示され
るものと同一となる。
１７に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態であ
るとし、管８内の流れによってさらに受信信号に４５度
の位相のずれを生じさせる遅延がある場合の受信信号Ａ
と受信信号Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を
示す図である。尚、各切り替え回路８０、８１が図１７
に示される切り替え状態である場合には、図９に示され
るものと同一となる。
【００８３】図１８においては、受信信号Ａと受信信号
Ｂとの位相差は、送信信号に生じている位相差９０度か
ら管８の内部の流れによって生じる４５度の位相差を引
いた結果の４５度となる。この場合、排他的論理和回路
３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比２５％
のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、
電源電圧をＶCCとすると、
Ｂとの位相差は、送信信号に生じている位相差９０度か
ら管８の内部の流れによって生じる４５度の位相差を引
いた結果の４５度となる。この場合、排他的論理和回路
３０からの排他的論理和の結果は、デューティ比２５％
のパルス列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ1は、
電源電圧をＶCCとすると、
【００８４】
【数１２】 となる。つまり、図１７に示される回路を使用した場
合、図１７の各切り替え回路が図１７に示される通りで
あれば、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、管８の内部の流
速に比例して増加し、図１７の各切り替え回路が図１７
に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となって
いる場合には、ローパスフィルタ出力Ｖ2は、流速に比
例して減少することになる。
合、図１７の各切り替え回路が図１７に示される通りで
あれば、ローパスフィルタ出力Ｖ1は、管８の内部の流
速に比例して増加し、図１７の各切り替え回路が図１７
に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となって
いる場合には、ローパスフィルタ出力Ｖ2は、流速に比
例して減少することになる。
【００８５】実際の回路においては、回路素子の性能の
ばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂと
の時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排
他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いを
ｔe、流速による遅延時間をｔdとすると、図１７に示さ
れている切り替え回路の状態では、ローパスフィルタ出
力Ｖ1は、受信信号の周期をＴとして、
ばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂと
の時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排
他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いを
ｔe、流速による遅延時間をｔdとすると、図１７に示さ
れている切り替え回路の状態では、ローパスフィルタ出
力Ｖ1は、受信信号の周期をＴとして、
【００８６】
【数１３】 となる。一方、図１７に示されている切り替え回路の状
態とは逆の状態では、
態とは逆の状態では、
【００８７】
【数１４】 となる。演算回路によってＶ１とＶ２との差を計算する
と、
と、
【００８８】
【数１５】 となり、これによって送信信号Ａと送信信号Ｂの時間差
ｔp、受信回路から排他的論理和回路３０までの遅延時
間の違いｔeの影響を除去できたことになり、結果とし
て素子の性能のばらつきや温度特性の違いの影響が除去
でき、高精度の流速測定が可能となる。
ｔp、受信回路から排他的論理和回路３０までの遅延時
間の違いｔeの影響を除去できたことになり、結果とし
て素子の性能のばらつきや温度特性の違いの影響が除去
でき、高精度の流速測定が可能となる。
【００８９】次に、図１９は、図１７に示す切り替え回
路と、図１２に示す分周部１１４とが組み合わされた場
合の受信信号Ａと受信信号Ｂの先頭付近での回路の動作
を示す図であり、図１７に示す各切り替え回路が図１７
に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となって
おり、さらに管８の内部に流れが存在しない場合であ
る。尚、各切り替え回路８０、８１が図１７に示される
切り替え状態である場合には、図１４に示したものと同
一となる。
路と、図１２に示す分周部１１４とが組み合わされた場
合の受信信号Ａと受信信号Ｂの先頭付近での回路の動作
を示す図であり、図１７に示す各切り替え回路が図１７
に示される切り替え状態とは逆の切り替え状態となって
おり、さらに管８の内部に流れが存在しない場合であ
る。尚、各切り替え回路８０、８１が図１７に示される
切り替え状態である場合には、図１４に示したものと同
一となる。
【００９０】図１９において、超音波深触子７で受信さ
れた信号は受信信号Ａとなり、超音波探触子６で受信さ
れた信号は受信信号Ｂとなる。受信信号Ａと受信信号Ｂ
は図１４の受信信号Ａと受信信号Ｂと比べると、切り替
えスイッチのために入れ違った関係となっている。包絡
線検波回路１８出力と包絡線検波回路１９出力はそれぞ
れ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを検波した波形となってお
り、二値化回路２４の出力及び二値化回路２５の出力
は、それぞれ包絡線検波回路１８出力と包絡線検波回路
１９出力を閾値電圧Ｔｈ１で二値化したものであり、こ
の閾値電圧Ｔｈ１は、先の図１４における閾値電圧と同
じ電圧である。遅延回路２６出力と遅延回路２７出力
は、二値化回路２４出力及び二値化回路２５出力を遅延
時間ｔ5Ａ及び遅廷時間ｔ5Ｂだけ遅らせたものである。
図１７に示される各切り替え回路が図１７に示される状
態となっている場合には、受信信号Ａが０Ｖを超えたと
きに二値化回路１６出力はハイレベルとなるが、図１７
の各切り替え回路が図１７に示される状態と逆の状態と
なっている場合は、受信信号Ａが０Ｖよりも低いときに
二値化回路１６出力がハイレベルとなる。一方で、図１
７の切り替え回路の切り替え位置にかかわらず、受信信
号Ｂが０Ｖを超えたときに二値化回路１７出力はハイレ
ベルとなる。遅延時間ｔ5Ａ及び遅延時間ｔ5Ｂは、遅延
回路２６の出力及び遅延回路２７の出力の立ち上がりエ
ッジがそれぞれ二値化回路１６出力及び二値化回路１７
出力の立ち下がりエッジにできるだけ一致するように回
路定数が設定されていることが望ましい。そのために
は、図１７の各切り替え回路の位置によって遅延時間ｔ
5Ａは、遅延時間ｔ3Ａとは異なるように変化させなけれ
ばならない。排他的論理和回路３０の出力は分周回路２
０出力及び分周回路２１出力との排他的論理和の結果で
あり、受信信号Ａと受信信号Ｂの時間差に応じた幅のパ
ルス列となる。
れた信号は受信信号Ａとなり、超音波探触子６で受信さ
れた信号は受信信号Ｂとなる。受信信号Ａと受信信号Ｂ
は図１４の受信信号Ａと受信信号Ｂと比べると、切り替
えスイッチのために入れ違った関係となっている。包絡
線検波回路１８出力と包絡線検波回路１９出力はそれぞ
れ受信信号Ａ及び受信信号Ｂを検波した波形となってお
り、二値化回路２４の出力及び二値化回路２５の出力
は、それぞれ包絡線検波回路１８出力と包絡線検波回路
１９出力を閾値電圧Ｔｈ１で二値化したものであり、こ
の閾値電圧Ｔｈ１は、先の図１４における閾値電圧と同
じ電圧である。遅延回路２６出力と遅延回路２７出力
は、二値化回路２４出力及び二値化回路２５出力を遅延
時間ｔ5Ａ及び遅廷時間ｔ5Ｂだけ遅らせたものである。
図１７に示される各切り替え回路が図１７に示される状
態となっている場合には、受信信号Ａが０Ｖを超えたと
きに二値化回路１６出力はハイレベルとなるが、図１７
の各切り替え回路が図１７に示される状態と逆の状態と
なっている場合は、受信信号Ａが０Ｖよりも低いときに
二値化回路１６出力がハイレベルとなる。一方で、図１
７の切り替え回路の切り替え位置にかかわらず、受信信
号Ｂが０Ｖを超えたときに二値化回路１７出力はハイレ
ベルとなる。遅延時間ｔ5Ａ及び遅延時間ｔ5Ｂは、遅延
回路２６の出力及び遅延回路２７の出力の立ち上がりエ
ッジがそれぞれ二値化回路１６出力及び二値化回路１７
出力の立ち下がりエッジにできるだけ一致するように回
路定数が設定されていることが望ましい。そのために
は、図１７の各切り替え回路の位置によって遅延時間ｔ
5Ａは、遅延時間ｔ3Ａとは異なるように変化させなけれ
ばならない。排他的論理和回路３０の出力は分周回路２
０出力及び分周回路２１出力との排他的論理和の結果で
あり、受信信号Ａと受信信号Ｂの時間差に応じた幅のパ
ルス列となる。
【００９１】図２０は、図１７に示す切り替え回路と、
図１２に示す分周部１１４とが組み合わされ、図１７中
の各切り替え回路が図１７に示される場合とはそれぞれ
逆となっている状態で、２つの送信信号Ａと受信信号Ｂ
との位相差が９０度であり、管８内部に流れが存在しな
い場合の受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付
近での回路の動作を示す図である。図１７の各切り替え
回路が図１７で示されている通りであれば、受信パルス
の中間付近の回路の動作は図１５で示されるものと同一
となる。図１７中の各切り替え回路が図１７とは逆の状
態になっている場合、二値化回路１６出力は、受信信号
Ａが０Ｖよりも下がったときにハイレベルとなり、二値
化回路１７出力は、受信信号Ｂが０Ｖを超えたときのみ
ハイレベルとなる。排他的論理和回路３０の出力は、分
周回路２０出力及び分周回路２１出力の排他的論理和の
結果であり、この場合は、デューティ比７５％のパルス
列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ2は、電源電圧
をＶCCとすると、
図１２に示す分周部１１４とが組み合わされ、図１７中
の各切り替え回路が図１７に示される場合とはそれぞれ
逆となっている状態で、２つの送信信号Ａと受信信号Ｂ
との位相差が９０度であり、管８内部に流れが存在しな
い場合の受信信号Ａと受信信号Ｂの受信パルスの中間付
近での回路の動作を示す図である。図１７の各切り替え
回路が図１７で示されている通りであれば、受信パルス
の中間付近の回路の動作は図１５で示されるものと同一
となる。図１７中の各切り替え回路が図１７とは逆の状
態になっている場合、二値化回路１６出力は、受信信号
Ａが０Ｖよりも下がったときにハイレベルとなり、二値
化回路１７出力は、受信信号Ｂが０Ｖを超えたときのみ
ハイレベルとなる。排他的論理和回路３０の出力は、分
周回路２０出力及び分周回路２１出力の排他的論理和の
結果であり、この場合は、デューティ比７５％のパルス
列となる。このローパスフィルタ出力Ｖ2は、電源電圧
をＶCCとすると、
【００９２】
【数１６】 となる。管８の内部にある程度の流れが存在する場合、
点線で示したように信号が変化し、その結果、ローパス
フィルタ出力Ｖ2は減少することになる。
点線で示したように信号が変化し、その結果、ローパス
フィルタ出力Ｖ2は減少することになる。
【００９３】実際の回路においては、回路素子の性能の
ばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂと
の時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排
他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いを
ｔeとし、流量による遅延時間をｔdとすると、図１７に
示されている切り替え回路の状態では、ローパスフィル
タ出力Ｖ1は、受信信号の周期をＴとして、
ばらつきが存在する。いま、送信信号Ａと送信信号Ｂと
の時間差をｔp、増幅回路１４及び増幅回路１５から排
他的論理和回路３０までの遅延時間の遅延時間の違いを
ｔeとし、流量による遅延時間をｔdとすると、図１７に
示されている切り替え回路の状態では、ローパスフィル
タ出力Ｖ1は、受信信号の周期をＴとして、
【００９４】
【数１７】 となる。一方、図１７に示されている切り替え回路の状
態とは逆の状態では、
態とは逆の状態では、
【数１８】 となる。演算回路によってＶ1とＶ2の差を計算すると、
【数１９】 となり、これによって送信信号Ａ及びＢの時間差ｔp、
増幅回路１４及び増幅回路１５から排他的論理和回路３
０までの遅延時間の違いｔeの影響を除去できたことに
なり、結果として素子の性能のばらつきや温度特性の違
いの影響が除去でき、高精度の流量測定が可能となる。
以上の例は、分周回路が１段の場合について説明した
が、分周回路を複数段縦続に接続した場合であっても、
同様の方法によって高精度の流速測定が可能となること
は容易に理解できよう。
増幅回路１４及び増幅回路１５から排他的論理和回路３
０までの遅延時間の違いｔeの影響を除去できたことに
なり、結果として素子の性能のばらつきや温度特性の違
いの影響が除去でき、高精度の流量測定が可能となる。
以上の例は、分周回路が１段の場合について説明した
が、分周回路を複数段縦続に接続した場合であっても、
同様の方法によって高精度の流速測定が可能となること
は容易に理解できよう。
【００９５】７．消費電力の低減 図２１は、図２に代わる他の構成例であり、消費電力を
さらに低減させることを主目的として、増幅回路１４及
び増幅回路１５を超音波の受信のタイミングにのみ動作
させるようにしたものである。増幅回路１４及び増幅回
路１５は、電源電圧を受けたときにのみ増幅動作を行う
ものとなっており、増幅回路１４、１５のために電源電
圧を発生させる増幅器電源電圧発生回路４５が備えられ
ている。
さらに低減させることを主目的として、増幅回路１４及
び増幅回路１５を超音波の受信のタイミングにのみ動作
させるようにしたものである。増幅回路１４及び増幅回
路１５は、電源電圧を受けたときにのみ増幅動作を行う
ものとなっており、増幅回路１４、１５のために電源電
圧を発生させる増幅器電源電圧発生回路４５が備えられ
ている。
【００９６】増幅器電源電圧発生回路４５は、タイミン
グ回路３からの増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４を受け
て、電源電圧を発生させるもので、例えば、図示しない
電源からの電圧を昇圧する昇圧回路やトランス回路で構
成することができる。または、増幅回路電源トリガ信号
Ｓ２４自体の電圧レベルが十分大きい場合には、この増
幅回路電源トリガ信号Ｓ２４を電源電圧とすることで増
幅器電源電圧発生回路４５自体を省略することも可能で
ある。
グ回路３からの増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４を受け
て、電源電圧を発生させるもので、例えば、図示しない
電源からの電圧を昇圧する昇圧回路やトランス回路で構
成することができる。または、増幅回路電源トリガ信号
Ｓ２４自体の電圧レベルが十分大きい場合には、この増
幅回路電源トリガ信号Ｓ２４を電源電圧とすることで増
幅器電源電圧発生回路４５自体を省略することも可能で
ある。
【００９７】増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４は、タイミ
ング回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして
作られるもので、おおよそ受信信号に相当するタイミン
グで生成されるものである。増幅回路電源トリガ信号Ｓ
２４の入力から、増幅器電圧電圧発生回路４５から電源
電圧が出力されるまでに遅延時間がある場合には、その
遅延時間分を考慮したタイミングで、タイミング回路３
で増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４が生成されるとよい。
ング回路３において、送信トリガ信号Ｓ２２を基にして
作られるもので、おおよそ受信信号に相当するタイミン
グで生成されるものである。増幅回路電源トリガ信号Ｓ
２４の入力から、増幅器電圧電圧発生回路４５から電源
電圧が出力されるまでに遅延時間がある場合には、その
遅延時間分を考慮したタイミングで、タイミング回路３
で増幅回路電源トリガ信号Ｓ２４が生成されるとよい。
【００９８】このように、増幅回路１４及び増幅回路１
５は、電源電圧が発生している期間のみ電力を消費する
ため、常時電源を投入している場合と比較すると、消費
電力を著しく低減することができる。また、消費電力が
小さいために温度の上昇を抑えることができ、常時電源
を印加する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく
向上させることができる。このため、回路の温度ドリフ
トの影響も低減することができる。
５は、電源電圧が発生している期間のみ電力を消費する
ため、常時電源を投入している場合と比較すると、消費
電力を著しく低減することができる。また、消費電力が
小さいために温度の上昇を抑えることができ、常時電源
を印加する場合と比較して、増幅回路の信頼性を著しく
向上させることができる。このため、回路の温度ドリフ
トの影響も低減することができる。
【００９９】さらには、送信信号から受信信号までの間
に強力な妨害波があったような場合に、増幅回路１４及
び増幅回路１５が常時動作していると、以降の二値化回
路１６、１７や包絡線検波回路１９、２０が動作して、
電力を消費し、誤測定の原因となるおそれがあるが、こ
のように、増幅回路１４及び増幅回路１５の動作を受信
信号が発生するタイミングのみとしているために、この
ような妨害波の影響を除去することができる。
に強力な妨害波があったような場合に、増幅回路１４及
び増幅回路１５が常時動作していると、以降の二値化回
路１６、１７や包絡線検波回路１９、２０が動作して、
電力を消費し、誤測定の原因となるおそれがあるが、こ
のように、増幅回路１４及び増幅回路１５の動作を受信
信号が発生するタイミングのみとしているために、この
ような妨害波の影響を除去することができる。
【０１００】８．流速及び流量の演算 管８内を流れる流体９の流速Ｆlは、流れに沿う方向の
超音波の伝搬時間ｔ1と流れに逆らう方向の超音波の伝
搬時間ｔ2、流体以外における信号の伝搬時間τを用い
て、一般に、
超音波の伝搬時間ｔ1と流れに逆らう方向の超音波の伝
搬時間ｔ2、流体以外における信号の伝搬時間τを用い
て、一般に、
【０１０１】
【数２０】 として求めることができる。ここでＫは定数である。こ
れまでに説明してきた方法によれば、ｔ1−ｔ2をｔdと
して、また（ｔ1＋ｔ2）／２をｔ0として、精度良く測
定することができ、またＫ及びτは測定条件などから知
ることができるため、結果として、管８内を流れる流体
９の流速Ｆlを精度良く求めることができる。
れまでに説明してきた方法によれば、ｔ1−ｔ2をｔdと
して、また（ｔ1＋ｔ2）／２をｔ0として、精度良く測
定することができ、またＫ及びτは測定条件などから知
ることができるため、結果として、管８内を流れる流体
９の流速Ｆlを精度良く求めることができる。
【０１０２】また、流速Ｆlが求まれば、この流速Ｆlを
用いて管８内を流れる流体９の流量を精度良く求めるこ
とができる。
用いて管８内を流れる流体９の流量を精度良く求めるこ
とができる。
【０１０３】演算回路３６には、予め求めておいたＫ、
τの値を格納しておくことにより、流速Ｆlを求めるこ
とができる。さらには、流速Ｆlが求まれば、この流速
Ｆlを用いて管８内を流れる流体９の流量を精度良く求
めることができる。
τの値を格納しておくことにより、流速Ｆlを求めるこ
とができる。さらには、流速Ｆlが求まれば、この流速
Ｆlを用いて管８内を流れる流体９の流量を精度良く求
めることができる。
【０１０４】求めた流速Ｆlまたは流速Ｆl及び流量は、
表示部４２で表示することができる。さらには、この流
速計は、２線式の制御ループに接続することも可能であ
る。図２２は、本発明の超音波流速計１０を２線式ルー
プに接続した例を表している。超音波流速計１０は、こ
の２線式ループ９０によって、遠隔された制御部９２と
接続されている。制御部９２には、超音波流速計１０が
動作するための電力を供給する電源９４が設けられてお
り、２線式ループ９０には、４〜２０ｍＡの電流が流れ
る。超音波流速計１０には、２線式ループ９０から供給
される電圧を調整する電圧調整器９６が設けられてお
り、この電圧調整器９６によって調整された電圧が超音
波流速計１０を構成する各素子へと供給される。
表示部４２で表示することができる。さらには、この流
速計は、２線式の制御ループに接続することも可能であ
る。図２２は、本発明の超音波流速計１０を２線式ルー
プに接続した例を表している。超音波流速計１０は、こ
の２線式ループ９０によって、遠隔された制御部９２と
接続されている。制御部９２には、超音波流速計１０が
動作するための電力を供給する電源９４が設けられてお
り、２線式ループ９０には、４〜２０ｍＡの電流が流れ
る。超音波流速計１０には、２線式ループ９０から供給
される電圧を調整する電圧調整器９６が設けられてお
り、この電圧調整器９６によって調整された電圧が超音
波流速計１０を構成する各素子へと供給される。
【０１０５】また、２線式ループ９０を介して電源電圧
が超音波流速計１０へと供給されるのみならず、この２
線式ループ９０を介して、超音波流速計１０の演算回路
３６で求められた流速、流速及び流量、または流量の測
定結果が制御部９２へと送信される。このために、超音
波流速計１０には、演算回路３６とに２線式ループ９０
とを接続する２線インターフェース回路９８が設けられ
る。２線インターフェース回路９８は、例えば、Ｄ／Ａ
変換器及びアナログ出力回路で構成することができ、演
算回路３６から出力される流速、流速及び流量、または
流量を表すディジタル信号をアナログ信号に変えて、４
〜２０ｍＡの電流として、２線式ループ９０へと供給す
ることができる。
が超音波流速計１０へと供給されるのみならず、この２
線式ループ９０を介して、超音波流速計１０の演算回路
３６で求められた流速、流速及び流量、または流量の測
定結果が制御部９２へと送信される。このために、超音
波流速計１０には、演算回路３６とに２線式ループ９０
とを接続する２線インターフェース回路９８が設けられ
る。２線インターフェース回路９８は、例えば、Ｄ／Ａ
変換器及びアナログ出力回路で構成することができ、演
算回路３６から出力される流速、流速及び流量、または
流量を表すディジタル信号をアナログ信号に変えて、４
〜２０ｍＡの電流として、２線式ループ９０へと供給す
ることができる。
【０１０６】このようにして、制御部９２と遠隔にある
超音波流速計１０との間で、２線式ループのみで電源電
圧供給と測定結果の送信とを行うことができる。本発明
の超音波流速計は、上述のように消費電力の低減化がな
されているために、このような２線式ループからの低い
電源電圧であっても好適に動作させることができる。
超音波流速計１０との間で、２線式ループのみで電源電
圧供給と測定結果の送信とを行うことができる。本発明
の超音波流速計は、上述のように消費電力の低減化がな
されているために、このような２線式ループからの低い
電源電圧であっても好適に動作させることができる。
【０１０７】さらには、本発明の超音波流速計１０を、
２線式ループなどを一切用いずに、太陽電池による電源
電圧により動作させるものとすることも可能である。
２線式ループなどを一切用いずに、太陽電池による電源
電圧により動作させるものとすることも可能である。
【０１０８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
位相差から流速を求めるために、従来の伝搬時間差方式
のものと比較して、低電圧のバースト信号で良く、高電
圧を発生するための電源回路は不要となり、また、高速
で動作しなければならないカウンタ回路などを不要とす
ることができるために、小型で低消費電力のものとする
ことができ、かつ防爆性も向上させることができる。ま
た、バースト信号を用いているために、一対の送受信用
超音波探触子で同時に送信と受信の両方の動作を行わせ
ることができ、小型で低コストで構成することができ
る。さらには、バースト信号を用いているために、送
信、受信及び受信以降の位相差測定、流速測定のための
処理は間歇的に行うことができ、そのために、従来の連
続波を常時処理するものと異なり、低消費電力のものと
することができる。
位相差から流速を求めるために、従来の伝搬時間差方式
のものと比較して、低電圧のバースト信号で良く、高電
圧を発生するための電源回路は不要となり、また、高速
で動作しなければならないカウンタ回路などを不要とす
ることができるために、小型で低消費電力のものとする
ことができ、かつ防爆性も向上させることができる。ま
た、バースト信号を用いているために、一対の送受信用
超音波探触子で同時に送信と受信の両方の動作を行わせ
ることができ、小型で低コストで構成することができ
る。さらには、バースト信号を用いているために、送
信、受信及び受信以降の位相差測定、流速測定のための
処理は間歇的に行うことができ、そのために、従来の連
続波を常時処理するものと異なり、低消費電力のものと
することができる。
【図１】本発明による超音波流速計の全体ブロック図で
ある。
ある。
【図２】図１の詳細ブロック図である。
【図３】図２の送信信号発生回路の詳細ブロック図であ
る。
る。
【図４】図２の二値化回路１６、１７の詳細ブロック図
である。
である。
【図５】本発明の超音波流速計による超音波伝搬時間の
測定原理を表すタイミングチャートである。
測定原理を表すタイミングチャートである。
【図６】測定時における送信トリガ信号と、送信信号
Ａ、Ｂの先頭部分のみとを表す波形図である。
Ａ、Ｂの先頭部分のみとを表す波形図である。
【図７】測定時における、受信信号Ａ、Ｂの先頭付近で
の回路の動作を表すタイミングチャートである。
の回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図８】測定原理を説明するための、受信信号Ａ、Ｂの
受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミング
チャートである。
受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタイミング
チャートである。
【図９】被測定流体の流速がある場合における受信信号
Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタ
イミングチャートである。
Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作を表すタ
イミングチャートである。
【図１０】サンプルアンドホールド回路の動作タイミン
グを説明するための、１つの受信パルスを拡大したタイ
ミングチャートである。
グを説明するための、１つの受信パルスを拡大したタイ
ミングチャートである。
【図１１】校正測定時における、送信トリガ信号と、送
信信号Ａ、Ｂの先頭部分のみとを表す波形図である。
信信号Ａ、Ｂの先頭部分のみとを表す波形図である。
【図１２】測定流速範囲の拡大を行うのに好適な本発明
による超音波流速計の全体ブロック図である。
による超音波流速計の全体ブロック図である。
【図１３】図１２の分周部の詳細ブロック図である。
【図１４】図１２の超音波流速計における受信信号Ａ、
Ｂの先頭付近での回路の動作を表すタイミングチャート
である。
Ｂの先頭付近での回路の動作を表すタイミングチャート
である。
【図１５】図１２の超音波流速計における被測定流体の
流速がない場合の受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
流速がない場合の受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１６】図１２の超音波流速計における被測定流体の
流速がある場合の受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
流速がある場合の受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図１７】他の校正測定の例を表す超音波探触子付近の
構成図である。
構成図である。
【図１８】図１７における切り替え回路が示した向きと
逆向きになっており、被測定流体の流速がある場合の、
受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作
を表すタイミングチャートである。
逆向きになっており、被測定流体の流速がある場合の、
受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の動作
を表すタイミングチャートである。
【図１９】図１２の超音波流速計において図１７におけ
る切り替え回路が示した向きと逆向きになっており、被
測定流体に流速がない場合の、受信信号Ａ、Ｂの先頭付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
る切り替え回路が示した向きと逆向きになっており、被
測定流体に流速がない場合の、受信信号Ａ、Ｂの先頭付
近での回路の動作を表すタイミングチャートである。
【図２０】図１２の超音波流速計において図１７におけ
る切り替え回路が示した向きと逆向きになっている場合
の、受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の
動作を表すタイミングチャートである。
る切り替え回路が示した向きと逆向きになっている場合
の、受信信号Ａ、Ｂの受信パルスの中間付近での回路の
動作を表すタイミングチャートである。
【図２１】本発明の超音波流速計の他の実施形態を表す
図２相当図である。
図２相当図である。
【図２２】本発明の超音波流速計を２線式ループに接続
した実施形態を表すブロック図である。
した実施形態を表すブロック図である。
６、７ 送受信用超音波探触子 １４、１５ 増幅回路 ３１ サンプルアンドホールド回路 ３３ ローパスフィルタ ３７、３８ ローパスフィルタ ９０ ２線式ループ ９８ ２線インターフェイス回路 １１０ バースト信号発生部（バースト信号発生手段） １１２ 二値化部（二値化手段） １１４ 分周部（分周手段） １１６ 位相差測定部（位相差測定手段） １１７ 超音波伝搬時間測定部（超音波伝搬時間測定手
段） １１８ 流速測定部（流速測定手段）
段） １１８ 流速測定部（流速測定手段）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 由起彦 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株式 会社トキメック内 (72)発明者 岩渕 博 東京都大田区南蒲田２丁目16番46号 株式 会社トキメック内 Ｆターム(参考） 2F035 DA15 DA19
Claims (12)
- 【請求項１】 位相差のある２種類のバースト信号を発
生するバースト信号発生手段と、 被測定流体の上流側と下流側に配置される一対の送受信
用超音波探触子であって、前記バースト信号発生手段か
ら対応するバースト信号を受けて、該バースト信号を変
換して互いに位相差のある超音波を被測定流体中に送信
すると共に、他方の送受信用超音波探触子が送信して被
測定流体中を伝搬した超音波を受信して受信信号に変換
する一対の送受信用超音波探触子と、 各送受信用超音波探触子からのそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定する位相差測定手段
と、 前記位相差測定手段からの受信信号の位相差信号に基づ
き被測定流体の流速を測定する流速測定手段と、を備え
る超音波流速計。 - 【請求項２】 前記位相差測定手段が、２つの受信信号
の位相差を表す位相差信号をローパスフィルタに通し
て、その直流レベルを測定するものである請求項１記載
の超音波流速計。 - 【請求項３】 前記位相差測定手段が、それぞれの前記
受信信号の波形のうちの中心部分同士のみの位相差を測
定するものである請求項１または２記載の超音波流速
計。 - 【請求項４】 前記位相差測定手段が、決められた期間
のみの位相差を出力するためのサンプルアンドホールド
回路を有する請求項３記載の超音波流速計。 - 【請求項５】 前記各送受信用超音波探触子からの受信
信号を二値化する二値化手段をさらに備え、前記位相差
測定手段は、二値化手段によって二値化された受信信号
の位相差を測定するものである請求項１ないし４のいず
れか１項に記載の超音波流速計。 - 【請求項６】 前記二値化手段と前記位相差測定手段と
の間に、前記二値化手段によって二値化した受信信号を
それぞれ分周する分周手段を備え、前記位相差測定手段
は、前記分周手段で分周されたそれぞれの受信信号から
これらの受信信号の位相差を測定するものである請求項
５記載の超音波流速計。 - 【請求項７】 前記バースト信号発生手段によるバース
ト信号発生から前記送受信用超音波探触子の受信までの
超音波伝搬時間を測定する超音波伝搬時間測定手段をさ
らに備え、前記流速測定手段は、前記位相差測定手段か
らの受信信号の位相差信号と共に前記超音波伝搬時間に
基づき被測定流体の流速を測定する請求項１ないし６の
いずれか１項に記載の超音波流速計。 - 【請求項８】 前記超音波伝搬時間測定手段は、その超
音波伝搬時間を表す超音波伝搬時間信号をローパスフィ
ルタに通して、その直流レベルを測定するものである請
求項７記載の超音波流速計。 - 【請求項９】 前記位相差測定手段は、校正測定時に、
前記バースト信号発生手段からの位相差のある２種類の
バースト信号の位相差を測定するものであり、前記流速
測定手段は、前記測定されたバースト信号の位相差を用
いて、流速測定の校正を行うものである請求項１ないし
８のいずれか１項に記載の超音波流速計。 - 【請求項１０】 校正測定時と通常測定時とで、前記バ
ースト信号発生手段からの位相差のある２種類のバース
ト信号が入れ替わるようにして、前記各送受信用超音波
探触子に２種類のバースト信号のうちの対応するバース
ト信号をそれぞれ供給する切り替え回路を備える請求項
１ないし８のいずれか１項に記載の超音波流速計。 - 【請求項１１】 前記一対の送受信用超音波探触子と前
記流速測定手段との間には、受信信号の増幅を行う増幅
回路が備えられており、前記増幅回路は、受信信号の受
信タイミングを含む所定タイミングにのみ増幅動作を行
うものである請求項１ないし１０のいずれか１項に記載
の超音波流速計。 - 【請求項１２】 前記超音波流速計は２線式ループによ
って電源に接続され、２線式ループを用いて流速測定手
段で求めた測定値を送信するための２線インターフェイ
ス部をさらに備える請求項１ないし１１のいずれか１項
に記載の超音波流速計。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP2001147006A JP4886120B2 (ja) | 2001-05-16 | 2001-05-16 | 超音波流速計 |
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|---|---|---|---|
| JP2001147006A JP4886120B2 (ja) | 2001-05-16 | 2001-05-16 | 超音波流速計 |
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|---|---|
| JP2002340642A true JP2002340642A (ja) | 2002-11-27 |
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ID=18992555
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|---|---|---|---|
| JP2001147006A Expired - Fee Related JP4886120B2 (ja) | 2001-05-16 | 2001-05-16 | 超音波流速計 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP1394515A4 (ja) |
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