JP2002335108A - インピーダンス変成器の設計方法 - Google Patents
インピーダンス変成器の設計方法Info
- Publication number
- JP2002335108A JP2002335108A JP2002080840A JP2002080840A JP2002335108A JP 2002335108 A JP2002335108 A JP 2002335108A JP 2002080840 A JP2002080840 A JP 2002080840A JP 2002080840 A JP2002080840 A JP 2002080840A JP 2002335108 A JP2002335108 A JP 2002335108A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- reflection
- frequency
- impedance
- waveguide
- impedance transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Abandoned
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域なインピーダンス変成器を得る。
【構成】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記伝送
線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路と入
出力線路との間のインピーダンスステップとを備えたイ
ンピーダンス変成器の設計方法において、ステップ1
で、1/4波長線路間の不連続によるサセプタンスの周
波数特性を考慮しない従来の設計手順に従って、設計パ
ラメータとしての1/4波長線路の線路長および特性イ
ンピーダンスの初期設計を行う。次に、ステップ2で、
設計パラメータの数以上の周波数を選択し、これらの周
波数における挿入損あるいは反射損を規定する。最後
に、ステップ3で、規定した挿入損あるいは反射損を拘
束条件として線路長、線路幅を最適化する。
線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路と入
出力線路との間のインピーダンスステップとを備えたイ
ンピーダンス変成器の設計方法において、ステップ1
で、1/4波長線路間の不連続によるサセプタンスの周
波数特性を考慮しない従来の設計手順に従って、設計パ
ラメータとしての1/4波長線路の線路長および特性イ
ンピーダンスの初期設計を行う。次に、ステップ2で、
設計パラメータの数以上の周波数を選択し、これらの周
波数における挿入損あるいは反射損を規定する。最後
に、ステップ3で、規定した挿入損あるいは反射損を拘
束条件として線路長、線路幅を最適化する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、主としてVHF帯、
UHF帯、マイクロ波帯、およびミリ波帯で用いられる
インピーダンス変成器の広帯域化に関するものである。
UHF帯、マイクロ波帯、およびミリ波帯で用いられる
インピーダンス変成器の広帯域化に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図34〜35はS.Herbert, “ Microstr
ip Interdigital Filter Design ,”Microwave Journal
,pp.187-188, Nov.1990、あるいは、J.A.G.Malherbe,
“ Microwave Transmission Line Filters”, ARTECH H
OUSE, INC, pp.111-130, 1979.に示され従来の高周波フ
ィルタの設計手順を示す図であり、図34は設計フロ
ー、図35は原形低域通過フィルタの回路、図36はイ
ンタディジタル形帯域通過フィルタの等価回路である。
図35において、Ci’(i=1,3)およびLi’(i=2,4)は
原形低域通過フィルタの素子、G0’は電源インピーダ
ンス、G5’は負荷インピーダンス、gi (i=0,1,…,
5)はフィルタの伝達関数によって定まる係数である。
また、図36において、Li (i=1,…,4)は並列インダ
クタンス、Ji,i+1 (i,=1,2,3)はJインバータ、δ0
およびδ5はインピーダンス変成比である。LiおよびJ
i,i+1はθ=π/2となる周波数近傍で図36(b)お
よび(c)に示す分布定数線路の等価回路で表される。
ip Interdigital Filter Design ,”Microwave Journal
,pp.187-188, Nov.1990、あるいは、J.A.G.Malherbe,
“ Microwave Transmission Line Filters”, ARTECH H
OUSE, INC, pp.111-130, 1979.に示され従来の高周波フ
ィルタの設計手順を示す図であり、図34は設計フロ
ー、図35は原形低域通過フィルタの回路、図36はイ
ンタディジタル形帯域通過フィルタの等価回路である。
図35において、Ci’(i=1,3)およびLi’(i=2,4)は
原形低域通過フィルタの素子、G0’は電源インピーダ
ンス、G5’は負荷インピーダンス、gi (i=0,1,…,
5)はフィルタの伝達関数によって定まる係数である。
また、図36において、Li (i=1,…,4)は並列インダ
クタンス、Ji,i+1 (i,=1,2,3)はJインバータ、δ0
およびδ5はインピーダンス変成比である。LiおよびJ
i,i+1はθ=π/2となる周波数近傍で図36(b)お
よび(c)に示す分布定数線路の等価回路で表される。
【0003】次に設計手順について説明する。まず初め
に、所望の通過帯域幅、通過帯域内リップル、共振器の
段数、および、伝達関数として用いるチェビシェフ級数
の係数から原形低域通過フィルタの素子値を決定する.
次に、原形低域通過フィルタに対して周波数変換を行
い、さらに、Jインバータを導入して図36(a)に示
す帯域通過フィルタの等価回路に変換する。このときJ
インバータおよび並列インダクタンスを、図36(b),
(c)に示すように、フィルタの中心周波数近傍において
近似的に電気長θの先端短絡スタブを用いた分布定数形
等価回路に置き換える。従来のインタディジタル形帯域
通過フィルタの設計は、この分布定数形等価回路を用い
て行われる。
に、所望の通過帯域幅、通過帯域内リップル、共振器の
段数、および、伝達関数として用いるチェビシェフ級数
の係数から原形低域通過フィルタの素子値を決定する.
次に、原形低域通過フィルタに対して周波数変換を行
い、さらに、Jインバータを導入して図36(a)に示
す帯域通過フィルタの等価回路に変換する。このときJ
インバータおよび並列インダクタンスを、図36(b),
(c)に示すように、フィルタの中心周波数近傍において
近似的に電気長θの先端短絡スタブを用いた分布定数形
等価回路に置き換える。従来のインタディジタル形帯域
通過フィルタの設計は、この分布定数形等価回路を用い
て行われる。
【0004】高周波フィルタは一般に分布定数線路の共
振器により構成され、図36の等価回路により周波数特
性を比較的精度よく計算できる。図36による従来の高
周波フィルタの反射特性は、中心周波数から離れた周波
数では図36(b),(c)の近似による誤差が大きくなるた
め、特に通過帯域が広い場合には図37に実線で示すよ
うに通過帯域端で反射損が大きくなる。
振器により構成され、図36の等価回路により周波数特
性を比較的精度よく計算できる。図36による従来の高
周波フィルタの反射特性は、中心周波数から離れた周波
数では図36(b),(c)の近似による誤差が大きくなるた
め、特に通過帯域が広い場合には図37に実線で示すよ
うに通過帯域端で反射損が大きくなる。
【0005】また、図38〜40は、R.E.Collin, “ F
oundations for Microwave Engineering ”, McGraw-Hi
ll, Inc, pp.639-642, 1979. 、あるいは、特開平6ー
216608に示された従来の別の高周波フィルタの設
計手順を示す図であり、図38は設計フロー、図39は
原形低域通過フィルタの回路、図40と図41は導波管
形帯域通過フィルタの等価回路である。図39におい
て、Ci’(i=1,3,…,11)およびLi’、(i=2,4,…,10)
は原形低域通過フィルタの素子、G0’は電源インピー
ダンス、G5’は負荷インピーダンス、gi 、(i=0,1,
…,12)はフィルタの伝達関数によって定まる係数であ
る。また、図40(a)において、Li (i=1,2,…,1
1)は直列インダクタンス、 Ci (i=1,2,…,11)は直
列キャパシタンス、Ki,i+1 (i,=1,2,3)はKインバー
タである。θ=πとなる周波数近傍において、Ki,j
は図40(b)に示す並列サセプタンスBi,jによって
表される。Bi,jはたとえば誘導性アイリスによって実
現される。また、LiとCiからなる直列共振回路は、電
気長θiの導波管回路で表される。
oundations for Microwave Engineering ”, McGraw-Hi
ll, Inc, pp.639-642, 1979. 、あるいは、特開平6ー
216608に示された従来の別の高周波フィルタの設
計手順を示す図であり、図38は設計フロー、図39は
原形低域通過フィルタの回路、図40と図41は導波管
形帯域通過フィルタの等価回路である。図39におい
て、Ci’(i=1,3,…,11)およびLi’、(i=2,4,…,10)
は原形低域通過フィルタの素子、G0’は電源インピー
ダンス、G5’は負荷インピーダンス、gi 、(i=0,1,
…,12)はフィルタの伝達関数によって定まる係数であ
る。また、図40(a)において、Li (i=1,2,…,1
1)は直列インダクタンス、 Ci (i=1,2,…,11)は直
列キャパシタンス、Ki,i+1 (i,=1,2,3)はKインバー
タである。θ=πとなる周波数近傍において、Ki,j
は図40(b)に示す並列サセプタンスBi,jによって
表される。Bi,jはたとえば誘導性アイリスによって実
現される。また、LiとCiからなる直列共振回路は、電
気長θiの導波管回路で表される。
【0006】次に設計手順について説明する。まず初め
に、所望の通過帯域幅、通過帯域内リップル、共振器の
段数、および、伝達関数として用いるチェビシェフ関数
を級数展開したときの係数から原形低域通過フィルタの
素子値を決定する。次に、原形低域通過フィルタに対し
て周波数変換を行い、さらに、Kインバータを導入して
図40(a)に示す帯域通過フィルタの等価回路に変換
する。このとき、フィルタの中心周波数近傍において、
図40(a),(b)に示すようにKi,j を並列サセ
プタンスBi,jによって、また、LiとCiからなる直列
共振回路を電気長θiの導波管回路によって近似するこ
とにより、導波管形帯域通過フィルタを図41に示す分
布定数形等価回路で表わす。従来の導波管形帯域通過フ
ィルタの設計は、この分布定数形等価回路を用いて行わ
れる。
に、所望の通過帯域幅、通過帯域内リップル、共振器の
段数、および、伝達関数として用いるチェビシェフ関数
を級数展開したときの係数から原形低域通過フィルタの
素子値を決定する。次に、原形低域通過フィルタに対し
て周波数変換を行い、さらに、Kインバータを導入して
図40(a)に示す帯域通過フィルタの等価回路に変換
する。このとき、フィルタの中心周波数近傍において、
図40(a),(b)に示すようにKi,j を並列サセ
プタンスBi,jによって、また、LiとCiからなる直列
共振回路を電気長θiの導波管回路によって近似するこ
とにより、導波管形帯域通過フィルタを図41に示す分
布定数形等価回路で表わす。従来の導波管形帯域通過フ
ィルタの設計は、この分布定数形等価回路を用いて行わ
れる。
【0007】図41による従来の導波管形帯域通過フィ
ルタの反射特性は、図36のフィルタの場合と同様に中
心周波数から離れた周波数では図40(b),(c)の
近似による誤差が大きくなるため、特に通過帯域が広い
場合には図42に実線で示すように通過帯域端で反射損
が大きくなる。特に、導波管形帯域通過フィルタでは周
波数変化に対する導波管管内波長の分散性が大きく、周
波数変化に対する電気長変化の割合が大きいため、スト
リップ線路を用いたフィルタに比べて通過帯域端におけ
る反射特性の劣化が顕著になる。
ルタの反射特性は、図36のフィルタの場合と同様に中
心周波数から離れた周波数では図40(b),(c)の
近似による誤差が大きくなるため、特に通過帯域が広い
場合には図42に実線で示すように通過帯域端で反射損
が大きくなる。特に、導波管形帯域通過フィルタでは周
波数変化に対する導波管管内波長の分散性が大きく、周
波数変化に対する電気長変化の割合が大きいため、スト
リップ線路を用いたフィルタに比べて通過帯域端におけ
る反射特性の劣化が顕著になる。
【0008】さらに、図43、44は、R.E.Collin,
“ Foundations for Microwave Engineering ”, McGra
w-Hill, Inc, pp.343-360, 1979. に示された従来のイ
ンピーダンス変成器の設計手順を示す図であり、図43
は設計フロー、図44は等価回路である。図44におい
て、Zi (i=1,2,…,4)は分布定数線路の特性インピー
ダンス、Z0は入力線路の特性インピーダンス、ZL’は
出力線路の特性インピーダンス、θは分布定数線路の電
気長である。
“ Foundations for Microwave Engineering ”, McGra
w-Hill, Inc, pp.343-360, 1979. に示された従来のイ
ンピーダンス変成器の設計手順を示す図であり、図43
は設計フロー、図44は等価回路である。図44におい
て、Zi (i=1,2,…,4)は分布定数線路の特性インピー
ダンス、Z0は入力線路の特性インピーダンス、ZL’は
出力線路の特性インピーダンス、θは分布定数線路の電
気長である。
【0009】次に、設計手順について説明する。まず初
めにインピーダンス変成器の段数を規定し、図44の等
価回路を用いてインピーダンス変成器の反射係数の式を
求める。各分布定数線路の電気長を等しく設定し、且
つ、隣接する分布定数線路間の接続面における反射が十
分小さいとすると、反射係数は三角関数を用いた多項式
に展開される。このとき、通過帯域内の反射係数は、通
過帯域幅、通過帯域内リップルの数と大きさを規定すれ
ば、チェビシェフ関数を用いて精度よく表される。チェ
ビシェフ関数は三角関数による展開が可能であり、これ
を図44の等価回路から求まる反射係数の多項式と比較
することによりインピーダンス変成器の各分布定数線路
の特性インピーダンスが求まる。このとき、分布定数線
路の線路長は中心周波数において電気長θがπ/2とな
るように設定する。
めにインピーダンス変成器の段数を規定し、図44の等
価回路を用いてインピーダンス変成器の反射係数の式を
求める。各分布定数線路の電気長を等しく設定し、且
つ、隣接する分布定数線路間の接続面における反射が十
分小さいとすると、反射係数は三角関数を用いた多項式
に展開される。このとき、通過帯域内の反射係数は、通
過帯域幅、通過帯域内リップルの数と大きさを規定すれ
ば、チェビシェフ関数を用いて精度よく表される。チェ
ビシェフ関数は三角関数による展開が可能であり、これ
を図44の等価回路から求まる反射係数の多項式と比較
することによりインピーダンス変成器の各分布定数線路
の特性インピーダンスが求まる。このとき、分布定数線
路の線路長は中心周波数において電気長θがπ/2とな
るように設定する。
【0010】実際のインピーダンス変成器においては、
特性インピーダンスの異なる隣接分布定数線路間の接続
部において導体幅等の物理的なステップを生じるため、
この不連続によりサセプタンスを生じる。このサセプタ
ンスは分布定数線路の電気長を等価的に変化させる働き
があり、通常の設計ではこの電気長変化分を含めたトー
タルの電気長が設計中心周波数でπ/2となるように分
布定数線路の物理長を決定する。しかしながら、このサ
セプタンスによる電気長は分布定数線路の電気長と周波
数変化率が異なるため、不連続のサセプタンス分を含む
等価回路によるインピーダンス変成器の反射係数は、中
心周波数から離れた周波数ではチェビシェフ関数からず
れる。従って、図44による従来のインピーダンス変成
器の反射特性は、図36および図41のフィルタの場合
と同様に中心周波数から離れた周波数では図45に実線
で示すように通過帯域端で反射損が大きくなる。
特性インピーダンスの異なる隣接分布定数線路間の接続
部において導体幅等の物理的なステップを生じるため、
この不連続によりサセプタンスを生じる。このサセプタ
ンスは分布定数線路の電気長を等価的に変化させる働き
があり、通常の設計ではこの電気長変化分を含めたトー
タルの電気長が設計中心周波数でπ/2となるように分
布定数線路の物理長を決定する。しかしながら、このサ
セプタンスによる電気長は分布定数線路の電気長と周波
数変化率が異なるため、不連続のサセプタンス分を含む
等価回路によるインピーダンス変成器の反射係数は、中
心周波数から離れた周波数ではチェビシェフ関数からず
れる。従って、図44による従来のインピーダンス変成
器の反射特性は、図36および図41のフィルタの場合
と同様に中心周波数から離れた周波数では図45に実線
で示すように通過帯域端で反射損が大きくなる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】従来のインピーダンス
変成器の設計方法は以上のようにされているので、設計
の中心周波数から離れた周波数においては物理形状に対
応した等価回路による反射特性が伝達関数から求まる理
想的な反射特性から劣化し、従って、広帯域にわたって
反射の小さな特性が得られないという問題点があった。
変成器の設計方法は以上のようにされているので、設計
の中心周波数から離れた周波数においては物理形状に対
応した等価回路による反射特性が伝達関数から求まる理
想的な反射特性から劣化し、従って、広帯域にわたって
反射の小さな特性が得られないという問題点があった。
【0012】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、広帯域にわたって反射を小さく
できるインピーダンス変成器の設計法を得ることを目的
とする。
ためになされたもので、広帯域にわたって反射を小さく
できるインピーダンス変成器の設計法を得ることを目的
とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】第1の発明に係わるイン
ピーダンス変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の
伝送線路と、上記伝送線路間のインピーダンスステップ
と、上記伝送線路と入出力線路との間のインピーダンス
ステップとを備えたインピーダンス変成器の設計方法に
おいて、上記伝送線路の線路長、および特性インピーダ
ンスを決定するパラメータの数以上の数の周波数を選択
し、上記選択した周波数において上記インピーダンス変
成器の通過特性あるいは反射特性が所望の値に近づくよ
うに上記伝送線路の線路長、および特性インピーダンス
を決定したものである。
ピーダンス変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の
伝送線路と、上記伝送線路間のインピーダンスステップ
と、上記伝送線路と入出力線路との間のインピーダンス
ステップとを備えたインピーダンス変成器の設計方法に
おいて、上記伝送線路の線路長、および特性インピーダ
ンスを決定するパラメータの数以上の数の周波数を選択
し、上記選択した周波数において上記インピーダンス変
成器の通過特性あるいは反射特性が所望の値に近づくよ
うに上記伝送線路の線路長、および特性インピーダンス
を決定したものである。
【0014】また、第2の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の傾
き零点を複数設定し、上記複数の傾き零点に対応する周
波数を反射零周波数あるいは反射極大周波数として規定
し、上記反射零周波数あるいは上記反射極大周波数にお
いて反射が極小値あるいは所定の極大値となるように上
記伝送線路の線路長、および特性インピーダンスを決定
したものである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の傾
き零点を複数設定し、上記複数の傾き零点に対応する周
波数を反射零周波数あるいは反射極大周波数として規定
し、上記反射零周波数あるいは上記反射極大周波数にお
いて反射が極小値あるいは所定の極大値となるように上
記伝送線路の線路長、および特性インピーダンスを決定
したものである。
【0015】また、第3の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の零
点を複数設定し、上記複数の零点に対応する周波数を反
射零周波数として規定し、上記反射零周波数において反
射が極小となるように上記伝送線路の線路長、および特
性インピーダンスを決定したものである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の零
点を複数設定し、上記複数の零点に対応する周波数を反
射零周波数として規定し、上記反射零周波数において反
射が極小となるように上記伝送線路の線路長、および特
性インピーダンスを決定したものである。
【0016】また、第4の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の零
点を複数設定し、上記複数の零点に対応する周波数を反
射零周波数として規定し、上記反射零周波数において反
射が極小となるように上記伝送線路の線路長、および特
性インピーダンスを決定し、上記寸法を用いて得られる
上記インピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的な
チェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を
選び、上記反射の大きな周波数および上記反射零周波数
において反射が所定の大きさ以下となるように上記伝送
線路の線路長、および特性インピーダンスを決定したも
のである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の零
点を複数設定し、上記複数の零点に対応する周波数を反
射零周波数として規定し、上記反射零周波数において反
射が極小となるように上記伝送線路の線路長、および特
性インピーダンスを決定し、上記寸法を用いて得られる
上記インピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的な
チェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を
選び、上記反射の大きな周波数および上記反射零周波数
において反射が所定の大きさ以下となるように上記伝送
線路の線路長、および特性インピーダンスを決定したも
のである。
【0017】また、第5の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の極
大点を複数設定し、上記複数の極大点に対応する周波数
を反射極大周波数として規定し、上記反射極大周波数に
おいて反射が所定の極大値となるように上記伝送線路の
線路長、および特性インピーダンスを決定したものであ
る。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の極
大点を複数設定し、上記複数の極大点に対応する周波数
を反射極大周波数として規定し、上記反射極大周波数に
おいて反射が所定の極大値となるように上記伝送線路の
線路長、および特性インピーダンスを決定したものであ
る。
【0018】また、第6の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の極
大点を複数設定し、上記複数の極大点に対応する周波数
を反射極大周波数として規定し、上記反射極大周波数に
おいて反射が所定の極大値となるように上記伝送線路の
線路長、および特性インピーダンスを決定し、上記寸法
を用いて得られる上記インピーダンス変成器の反射特性
のうち、理想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射
の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および
上記反射極大周波数において反射が所定の大きさ以下と
なるように上記伝送線路の線路長、および特性インピー
ダンスを決定したものである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の伝送線路
と、上記伝送線路間のインピーダンスステップと、上記
伝送線路と入出力線路との間のインピーダンスステップ
とを備えたインピーダンス変成器の設計方法において、
上記インピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路
内の電波の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の極
大点を複数設定し、上記複数の極大点に対応する周波数
を反射極大周波数として規定し、上記反射極大周波数に
おいて反射が所定の極大値となるように上記伝送線路の
線路長、および特性インピーダンスを決定し、上記寸法
を用いて得られる上記インピーダンス変成器の反射特性
のうち、理想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射
の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および
上記反射極大周波数において反射が所定の大きさ以下と
なるように上記伝送線路の線路長、および特性インピー
ダンスを決定したものである。
【0019】また、第7の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と上
記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上
記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方
向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成
器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の通
過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビ
シェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の上記
管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定
し、上記反射零周波数において反射が極小となるように
上記導波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定した
ものである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と上
記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上
記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方
向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成
器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の通
過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビ
シェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の上記
管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定
し、上記反射零周波数において反射が極小となるように
上記導波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定した
ものである。
【0020】また、第8の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と上
記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上
記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方
向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成
器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の通
過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビ
シェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の上記
管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定
し、上記反射零周波数において反射が極小となるように
上記導波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定し、
上記寸法を用いて得られる上記導波管形のインピーダン
ス変成器の反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形変
成器の特性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の
大きな周波数および上記反射零周波数において反射が所
定の大きさ以下となるように上記導波管の軸長、およ
び、高さあるいは幅を決定したものである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と上
記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上
記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方
向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成
器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の通
過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビ
シェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の上記
管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定
し、上記反射零周波数において反射が極小となるように
上記導波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定し、
上記寸法を用いて得られる上記導波管形のインピーダン
ス変成器の反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形変
成器の特性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の
大きな周波数および上記反射零周波数において反射が所
定の大きさ以下となるように上記導波管の軸長、およ
び、高さあるいは幅を決定したものである。
【0021】また、第9の発明に係わるインピーダンス
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と上
記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上
記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方
向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成
器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の通
過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビ
シェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大点の
上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数として
規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大
値となるように上記導波管の軸長、および、高さあるい
は幅を決定したものである。
変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と上
記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上
記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方
向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成
器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の通
過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビ
シェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大点の
上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数として
規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大
値となるように上記導波管の軸長、および、高さあるい
は幅を決定したものである。
【0022】また、第10の発明に係わるインピーダン
ス変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と
上記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、
上記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅
方向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変
成器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の
通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェ
ビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大点
の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数とし
て規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極
大値となるように上記導波管の軸長、および、高さある
いは幅を決定し、上記寸法を用いて得られる上記導波管
形のインピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的な
チェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を
選び、上記反射の大きな周波数および上記反射極大周波
数において反射が所定の大きさ以下となるように上記導
波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定したもので
ある。
ス変成器の設計方法は、複数の略1/4波長の導波管と
上記導波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、
上記導波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅
方向のステップとを備えた導波管形のインピーダンス変
成器の設計方法において、上記インピーダンス変成器の
通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェ
ビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大点
の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数とし
て規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極
大値となるように上記導波管の軸長、および、高さある
いは幅を決定し、上記寸法を用いて得られる上記導波管
形のインピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的な
チェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を
選び、上記反射の大きな周波数および上記反射極大周波
数において反射が所定の大きさ以下となるように上記導
波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定したもので
ある。
【0023】
【作用】第1の発明においては、設計パラメータとして
の伝送線路の線路長、および特性インピーダンスを決定
するパラメータの数以上の数の周波数を選択し、上記選
択した周波数においてインピーダンス変成器の通過特性
あるいは反射特性が所望の値に近づくように上記伝送線
路の線路長、および特性インピーダンスを決定したの
で、中心周波数のみでなく選択した上記周波数の範囲内
の複数の周波数を用いて上記パラメータの数以上の条件
式が設定され、最適化手法等により通過帯域が広い場合
でも所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値
を決定できる。
の伝送線路の線路長、および特性インピーダンスを決定
するパラメータの数以上の数の周波数を選択し、上記選
択した周波数においてインピーダンス変成器の通過特性
あるいは反射特性が所望の値に近づくように上記伝送線
路の線路長、および特性インピーダンスを決定したの
で、中心周波数のみでなく選択した上記周波数の範囲内
の複数の周波数を用いて上記パラメータの数以上の条件
式が設定され、最適化手法等により通過帯域が広い場合
でも所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値
を決定できる。
【0024】第2の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の傾き零点を複数設定し、上記
複数の傾き零点に対応する周波数を反射零周波数あるい
は反射極大周波数として規定し、上記反射零周波数ある
いは上記反射極大周波数において反射が極小値あるいは
所定の極大値となるように設計パラメータとしての伝送
線路の線路長、および特性インピーダンスを決定したの
で、最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望
の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決定で
きる。
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の傾き零点を複数設定し、上記
複数の傾き零点に対応する周波数を反射零周波数あるい
は反射極大周波数として規定し、上記反射零周波数ある
いは上記反射極大周波数において反射が極小値あるいは
所定の極大値となるように設計パラメータとしての伝送
線路の線路長、および特性インピーダンスを決定したの
で、最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望
の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決定で
きる。
【0025】第3の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数
の零点に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
上記反射零周波数において反射が極小となるように設計
パラメータとしての伝送線路の線路長、および特性イン
ピーダンスを決定したので、最小限の周波数を用いた最
適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波数にお
いてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反射
特性の得られる上記設計パラメータの値を決定できる。
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数
の零点に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
上記反射零周波数において反射が極小となるように設計
パラメータとしての伝送線路の線路長、および特性イン
ピーダンスを決定したので、最小限の周波数を用いた最
適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波数にお
いてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反射
特性の得られる上記設計パラメータの値を決定できる。
【0026】第4の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数
の零点に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
上記反射零周波数において反射が極小となるように設計
パラメータとしての伝送線路の線路長、および特性イン
ピーダンスを決定し、上記寸法を用いて得られる上記イ
ンピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的なチェビ
シェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を選び、
上記反射の大きな周波数および上記反射零周波数におい
て反射が所定の大きさ以下となるように上記伝送線路の
軸長および高さを決定したので、複数回の最適化がさ
れ、最小限の周波数を用いた最適化手法等により上記通
過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数に
よる理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる上
記設計パラメータの値を決定できる。
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数
の零点に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
上記反射零周波数において反射が極小となるように設計
パラメータとしての伝送線路の線路長、および特性イン
ピーダンスを決定し、上記寸法を用いて得られる上記イ
ンピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的なチェビ
シェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を選び、
上記反射の大きな周波数および上記反射零周波数におい
て反射が所定の大きさ以下となるように上記伝送線路の
軸長および高さを決定したので、複数回の最適化がさ
れ、最小限の周波数を用いた最適化手法等により上記通
過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数に
よる理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる上
記設計パラメータの値を決定できる。
【0027】第5の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複
数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数として規
定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大値
となるように設計パラメータとしての伝送線路の線路
長、および特性インピーダンスを決定したので、最小限
の周波数を用いた最適化手法等により上記通過帯域内の
すべての周波数においてチェビシェフ関数による理想特
性に近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータ
の値を決定できる。
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複
数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数として規
定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大値
となるように設計パラメータとしての伝送線路の線路
長、および特性インピーダンスを決定したので、最小限
の周波数を用いた最適化手法等により上記通過帯域内の
すべての周波数においてチェビシェフ関数による理想特
性に近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータ
の値を決定できる。
【0028】第6の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複
数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数として規
定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大値
となるように設計パラメータとしての伝送線路の線路
長、および特性インピーダンスを決定し、上記寸法を用
いて得られる上記インピーダンス変成器の反射特性のう
ち、理想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射の大
きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および上記
反射極大周波数において反射が所定の大きさ以下となる
ように上記伝送線路の線路長、および特性インピーダン
スを決定したので、複数回の最適化がされ、最小限の周
波数を用いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべ
ての周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に
非常に近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメー
タの値を決定できる。
成器の通過帯域内に伝送線路内の電波の周波数の関数と
してのチェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複
数の極大点に対応する周波数を反射極大周波数として規
定し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大値
となるように設計パラメータとしての伝送線路の線路
長、および特性インピーダンスを決定し、上記寸法を用
いて得られる上記インピーダンス変成器の反射特性のう
ち、理想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射の大
きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数および上記
反射極大周波数において反射が所定の大きさ以下となる
ように上記伝送線路の線路長、および特性インピーダン
スを決定したので、複数回の最適化がされ、最小限の周
波数を用いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべ
ての周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に
非常に近い所望の反射特性の得られる上記設計パラメー
タの値を決定できる。
【0029】第7の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に設計パラメータとしての導波管の軸長、および、高さ
あるいは幅を決定したので、ステップによるサセプタン
スの周波数変化の特に大きい導波管形インピーダンス変
成器に対しても、最小限の周波数を用いた最適化手法等
により上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性の得ら
れる上記設計パラメータの値を決定できる。
成器の通過帯域内に導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の
上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数として規
定し、上記反射零周波数において反射が極小となるよう
に設計パラメータとしての導波管の軸長、および、高さ
あるいは幅を決定したので、ステップによるサセプタン
スの周波数変化の特に大きい導波管形インピーダンス変
成器に対しても、最小限の周波数を用いた最適化手法等
により上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性の得ら
れる上記設計パラメータの値を決定できる。
【0030】第8の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数として
のチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零
点の上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数とし
て規定し、上記反射零周波数において反射が極小となる
ように設計パラメータとしての導波管の軸長、および、
高さあるいは幅を決定し、上記寸法を用いて得られる上
記導波管形インピーダンス変成器の反射特性のうち、理
想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな周
波数を選び、上記反射の大きな周波数および上記反射零
周波数において反射が所定の大きさ以下となるように上
記導波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定したの
で、複数回の最適化がされ、ステップによるサセプタン
スの周波数変化の特に大きい導波管形インピーダンス変
成器に対しても、最小限の周波数を用いた最適化手法等
により上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性
の得られる上記設計パラメータの値を決定できる。
成器の通過帯域内に上記導波管の管内波長の関数として
のチェビシェフ関数の零点を複数設定し、上記複数の零
点の上記管内波長に対応する周波数を反射零周波数とし
て規定し、上記反射零周波数において反射が極小となる
ように設計パラメータとしての導波管の軸長、および、
高さあるいは幅を決定し、上記寸法を用いて得られる上
記導波管形インピーダンス変成器の反射特性のうち、理
想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな周
波数を選び、上記反射の大きな周波数および上記反射零
周波数において反射が所定の大きさ以下となるように上
記導波管の軸長、および、高さあるいは幅を決定したの
で、複数回の最適化がされ、ステップによるサセプタン
スの周波数変化の特に大きい導波管形インピーダンス変
成器に対しても、最小限の周波数を用いた最適化手法等
により上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性
の得られる上記設計パラメータの値を決定できる。
【0031】第9の発明においては、インピーダンス変
成器の通過帯域内に導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数と
して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
極大値となるように設計パラメータとしての導波管の軸
長、および、高さあるいは幅を決定したので、ステップ
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望
の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決定で
きる。
成器の通過帯域内に導波管の管内波長の関数としてのチ
ェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大
点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数と
して規定し、上記反射極大周波数において反射が所定の
極大値となるように設計パラメータとしての導波管の軸
長、および、高さあるいは幅を決定したので、ステップ
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望
の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決定で
きる。
【0032】第10の発明においては、インピーダンス
変成器の通過帯域内に導波管の管内波長の関数としての
チェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極
大点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数
として規定し、上記反射極大周波数において反射が所定
の極大値となるように設計パラメータとしての導波管の
軸長、および、高さあるいは幅を決定し、上記寸法を用
いて得られる上記導波管形インピーダンス変成器の反射
特性のうち、理想的なチェビシェフ形変成器の特性より
反射の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数お
よび上記反射極大周波数において反射が所定の大きさ以
下となるように上記導波管の軸長、および、高さあるい
は幅を決定したので、ステップによるサセプタンスの周
波数変化の特に大きい導波管形インピーダンス変成器に
対しても、最小限の周波数を用いた最適化手法等により
上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる上記設計パラメータの値を決定できる。
変成器の通過帯域内に導波管の管内波長の関数としての
チェビシェフ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極
大点の上記管内波長に対応する周波数を反射極大周波数
として規定し、上記反射極大周波数において反射が所定
の極大値となるように設計パラメータとしての導波管の
軸長、および、高さあるいは幅を決定し、上記寸法を用
いて得られる上記導波管形インピーダンス変成器の反射
特性のうち、理想的なチェビシェフ形変成器の特性より
反射の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周波数お
よび上記反射極大周波数において反射が所定の大きさ以
下となるように上記導波管の軸長、および、高さあるい
は幅を決定したので、ステップによるサセプタンスの周
波数変化の特に大きい導波管形インピーダンス変成器に
対しても、最小限の周波数を用いた最適化手法等により
上記通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる上記設計パラメータの値を決定できる。
【0033】
【実施例】実施例1.図1はこの発明の一実施例を示す
概略構成図、図2は内導体パターンの形状を示す図であ
り、図において、1a、1bは誘電体基板、2aは誘電
体基板1aの一方の面全面に導体膜を密着して形成され
た外導体、3、6、および、7は誘電体基板1aの他方
の面に導体膜を密着して形成された内導体、9は誘電体
基板1a、1b、外導体2a、2b、および、内導体3
を貫通する貫通孔の内周面に外導体2a、2b、およ
び、内導体3と連続する導体膜を密着して形成されるス
ルーホール、30は誘電体基板1a、1bと外導体2
a、2bと内導体3とで構成されるストリップ線路共振
器、60は誘電体基板1a、1bと外導体2a、2bと
内導体6とで構成されるストリップ線路の入力線路、7
0は誘電体基板1a、1bと外導体2a、2bと内導体
7とで構成されるストリップ線路の出力線路、P1は入
力端、P2は出力端である。誘電体基板1aと1bは、
内導体3、6、および、7を挟み込むように重ね合わさ
れている。複数の内導体3はそれぞれ長さが略1/4波
長に設定されており、一端がスルーホール9により外導
体2a、2bに接続され短絡されている。このため、共
振器30は一端短絡他端開放の1/4波長共振器となっ
ている。複数の共振器30は全てが平行に配置され、隣
接するもの同志は交互に逆側の一端がスルーホール9に
よって短絡されている。
概略構成図、図2は内導体パターンの形状を示す図であ
り、図において、1a、1bは誘電体基板、2aは誘電
体基板1aの一方の面全面に導体膜を密着して形成され
た外導体、3、6、および、7は誘電体基板1aの他方
の面に導体膜を密着して形成された内導体、9は誘電体
基板1a、1b、外導体2a、2b、および、内導体3
を貫通する貫通孔の内周面に外導体2a、2b、およ
び、内導体3と連続する導体膜を密着して形成されるス
ルーホール、30は誘電体基板1a、1bと外導体2
a、2bと内導体3とで構成されるストリップ線路共振
器、60は誘電体基板1a、1bと外導体2a、2bと
内導体6とで構成されるストリップ線路の入力線路、7
0は誘電体基板1a、1bと外導体2a、2bと内導体
7とで構成されるストリップ線路の出力線路、P1は入
力端、P2は出力端である。誘電体基板1aと1bは、
内導体3、6、および、7を挟み込むように重ね合わさ
れている。複数の内導体3はそれぞれ長さが略1/4波
長に設定されており、一端がスルーホール9により外導
体2a、2bに接続され短絡されている。このため、共
振器30は一端短絡他端開放の1/4波長共振器となっ
ている。複数の共振器30は全てが平行に配置され、隣
接するもの同志は交互に逆側の一端がスルーホール9に
よって短絡されている。
【0034】次に、動作について説明する。隣接する共
振器30は短絡端と開放端が対向するように配置されて
いるため、相互に電界により結合する。その結合量は内
導体3の間隔あるいは内導体3の幅によって調整され
る。
振器30は短絡端と開放端が対向するように配置されて
いるため、相互に電界により結合する。その結合量は内
導体3の間隔あるいは内導体3の幅によって調整され
る。
【0035】今、内導体3それぞれの長さが1/4波長
付近で所定長さに設定され、全ての共振器30が同一の
周波数、例えばf0で共振しているものとすれば、その
周波数f0では、共振状態にある共振器30は相互に強
く結合しており、入力線路60への入射波初段の共振器
30へ導かれ、隣接する共振器へ電界により結合するこ
とを繰り返して出力線路70より出力される。しかしな
がら、f0以外の周波数では、共振器30相互の結合は
非常に弱く、入力線路60への入射波はその電力のほと
んどが反射される。このように、図1および図2に示し
たストリップ線路フィルタは帯域通過フィルタとしての
機能を有する。
付近で所定長さに設定され、全ての共振器30が同一の
周波数、例えばf0で共振しているものとすれば、その
周波数f0では、共振状態にある共振器30は相互に強
く結合しており、入力線路60への入射波初段の共振器
30へ導かれ、隣接する共振器へ電界により結合するこ
とを繰り返して出力線路70より出力される。しかしな
がら、f0以外の周波数では、共振器30相互の結合は
非常に弱く、入力線路60への入射波はその電力のほと
んどが反射される。このように、図1および図2に示し
たストリップ線路フィルタは帯域通過フィルタとしての
機能を有する。
【0036】次に、設計手順のフローを図3について説
明する。まず、ステップ1において、原形低域通過フィ
ルタから変形され集中定数素子で構成された理想的なチ
ェビシェフ特性を有する帯域通過フィルタと図1のフィ
ルタの物理形状に応じて決定された分布定数形の等価回
路をフィルタの通過帯域の中心周波数において比較し、
設計パラメータとしての共振器間隔、共振器幅、およ
び、共振器長の初期設計を行う。ステップ1は図34〜
図36に示す従来の設計手順と同様である。このとき、
図1のフィルタにおいて隣接する2つの共振器のみを取
り出したペア共振器は、図4に示すような分布定数線路
から成る等価回路で表される。図4において10は電気
長θの先端短絡スタブの等価回路、11は電気長θの線
路の等価回路である。図4の等価回路を組み合わせて用
いることにより、図1のフィルタは図36に示すのと同
様の分布定数線路形等価回路で表される。
明する。まず、ステップ1において、原形低域通過フィ
ルタから変形され集中定数素子で構成された理想的なチ
ェビシェフ特性を有する帯域通過フィルタと図1のフィ
ルタの物理形状に応じて決定された分布定数形の等価回
路をフィルタの通過帯域の中心周波数において比較し、
設計パラメータとしての共振器間隔、共振器幅、およ
び、共振器長の初期設計を行う。ステップ1は図34〜
図36に示す従来の設計手順と同様である。このとき、
図1のフィルタにおいて隣接する2つの共振器のみを取
り出したペア共振器は、図4に示すような分布定数線路
から成る等価回路で表される。図4において10は電気
長θの先端短絡スタブの等価回路、11は電気長θの線
路の等価回路である。図4の等価回路を組み合わせて用
いることにより、図1のフィルタは図36に示すのと同
様の分布定数線路形等価回路で表される。
【0037】次に、ステップ2において、設計パラメー
タの数以上の周波数を選択し、図5に示すように、これ
らの周波数における挿入損あるいは反射損を規定する。
図5は、図1のフィルタの所望の通過および反射特性を
示す図であり、図において、f1〜f13は選択した周波
数である。規定する通過損と反射損のレベルを同様にす
るため、通過帯域の周波数f2〜f10では反射損、通過
帯域外の周波数f1およびf11〜f13では通過損をそれ
ぞれ規定している。
タの数以上の周波数を選択し、図5に示すように、これ
らの周波数における挿入損あるいは反射損を規定する。
図5は、図1のフィルタの所望の通過および反射特性を
示す図であり、図において、f1〜f13は選択した周波
数である。規定する通過損と反射損のレベルを同様にす
るため、通過帯域の周波数f2〜f10では反射損、通過
帯域外の周波数f1およびf11〜f13では通過損をそれ
ぞれ規定している。
【0038】最後に、ステップ3において、上記分布定
数線路形等価回路によるフィルタの特性計算を行い、周
波数f2〜f10における反射損の値と、周波数f1および
f11〜f13における挿入損が所望の値となるように、等
価回路のパラメータを最適化する。最適化により得られ
たパラメータから共振器間隔、共振器幅、および、共振
器長が求まる。
数線路形等価回路によるフィルタの特性計算を行い、周
波数f2〜f10における反射損の値と、周波数f1および
f11〜f13における挿入損が所望の値となるように、等
価回路のパラメータを最適化する。最適化により得られ
たパラメータから共振器間隔、共振器幅、および、共振
器長が求まる。
【0039】以上のように、図3の設計手順による実施
例は、通過帯域内の複数の周波数において反射損を所望
の値に規定しているため、通過帯域が広い場合でも通過
帯域端での反射の増加は少なく、通過帯域全体に渡って
良好な特性が得られる。
例は、通過帯域内の複数の周波数において反射損を所望
の値に規定しているため、通過帯域が広い場合でも通過
帯域端での反射の増加は少なく、通過帯域全体に渡って
良好な特性が得られる。
【0040】また、周波数をパラメータの数以上選択し
ているため関係式がパラメータの数以上得られ、最適化
の際に、等価回路による特性計算結果が所望の特性に近
づく可能性が高い。
ているため関係式がパラメータの数以上得られ、最適化
の際に、等価回路による特性計算結果が所望の特性に近
づく可能性が高い。
【0041】実施例2.図6は、この発明の他の実施例
の設計手順を示すフローであり、ステップ2において、
通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零および極大周波
数を選択し、図7に示すように、これらの周波数におけ
る反射損を規定した場合である。図7は、図1のフィル
タの所望の反射特性を示す図であり、図において、f
1、f3、f5、および、f7は反射零周波数であり、次の
第2式で与えられる。
の設計手順を示すフローであり、ステップ2において、
通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零および極大周波
数を選択し、図7に示すように、これらの周波数におけ
る反射損を規定した場合である。図7は、図1のフィル
タの所望の反射特性を示す図であり、図において、f
1、f3、f5、および、f7は反射零周波数であり、次の
第2式で与えられる。
【0042】
【数1】
【0043】また、f2、f4、および、f6は反射極大
周波数であり、次の第3式で与えられる。
周波数であり、次の第3式で与えられる。
【0044】
【数2】
【0045】このように、図6の設計手順による実施例
は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定しているた
め、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増加
や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡って
チェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定しているた
め、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増加
や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡って
チェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
【0046】なお、反射零および極大周波数の数はパラ
メータの総数より少ないため、全てのパラメータを最適
化の際の変数として指定できないが、例えば、共振器間
隔のみを変数に指定し、他のパラメータにつては共振器
間隔の変化により各共振器の共振周波数と特性インピー
ダンスが変化しないように共振器長と共振器幅を補正す
ることで、良好な反射特性を実現できる。
メータの総数より少ないため、全てのパラメータを最適
化の際の変数として指定できないが、例えば、共振器間
隔のみを変数に指定し、他のパラメータにつては共振器
間隔の変化により各共振器の共振周波数と特性インピー
ダンスが変化しないように共振器長と共振器幅を補正す
ることで、良好な反射特性を実現できる。
【0047】従って、図6の設計手順による実施例は、
図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィルタ
を得ることができる他に、少数の周波数に対して反射損
を規定するだけで反射特性の良好なものが得られるとい
う利点を有する。
図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィルタ
を得ることができる他に、少数の周波数に対して反射損
を規定するだけで反射特性の良好なものが得られるとい
う利点を有する。
【0048】実施例3.図8は、この発明の他の実施例
の設計手順を示すフローであり、ステップ2において、
通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周波数を選択
し、図9に示すように、これらの周波数における反射損
を規定した場合である。図9は図1のフィルタの所望の
反射特性であり、図において、f1、f3、f5、およ
び、f7は反射零周波数であり、図7の場合と同様に第
2式で与えられる。
の設計手順を示すフローであり、ステップ2において、
通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周波数を選択
し、図9に示すように、これらの周波数における反射損
を規定した場合である。図9は図1のフィルタの所望の
反射特性であり、図において、f1、f3、f5、およ
び、f7は反射零周波数であり、図7の場合と同様に第
2式で与えられる。
【0049】このように、図8の設計手順による実施例
は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定しているた
め、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増加
や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡って
チェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定しているた
め、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増加
や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡って
チェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
【0050】なお、反射零周波数の数は共振器の数と同
一となるため、全てのパラメータを最適化の際の変数と
して指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定し、
他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各共振
器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しないよう
に共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反射特
性を実現できる。
一となるため、全てのパラメータを最適化の際の変数と
して指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定し、
他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各共振
器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しないよう
に共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反射特
性を実現できる。
【0051】従って、図8の設計手順による実施例は、
図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィルタ
を得ることができる他に、さらに少数の周波数に対して
反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得られ
るという利点を有する。
図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィルタ
を得ることができる他に、さらに少数の周波数に対して
反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得られ
るという利点を有する。
【0052】実施例4.図10は、この発明の他の実施
例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射極大周波数を
選択し、図11に示すように、これらの周波数における
反射損を規定した場合である。図11は図1のフィルタ
の所望の反射特性であり、図において、f2、f4、およ
び、f6は反射極大周波数であり、図7の場合と同様に
式(2)で与えられる。
例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射極大周波数を
選択し、図11に示すように、これらの周波数における
反射損を規定した場合である。図11は図1のフィルタ
の所望の反射特性であり、図において、f2、f4、およ
び、f6は反射極大周波数であり、図7の場合と同様に
式(2)で与えられる。
【0053】このように、図10の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、通過帯域全体に
渡ってチェビシェフ関数による理想的な反射特性に近い
特性が得られる。ただし、この場合、最適化によって得
られた等価回路パラメータを用いた反射特性は、図11
に示すように規定した極大値より大きな最大値を持つこ
とがあり、注意を要する。
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、通過帯域全体に
渡ってチェビシェフ関数による理想的な反射特性に近い
特性が得られる。ただし、この場合、最適化によって得
られた等価回路パラメータを用いた反射特性は、図11
に示すように規定した極大値より大きな最大値を持つこ
とがあり、注意を要する。
【0054】なお、反射極大周波数の数は共振器の数よ
り1少ないため、全てのパラメータを最適化の際の変数
として指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定
し、他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各
共振器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しない
ように共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反
射特性を実現できる。
り1少ないため、全てのパラメータを最適化の際の変数
として指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定
し、他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各
共振器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しない
ように共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反
射特性を実現できる。
【0055】従って、図10の設計手順による実施例
は、図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィ
ルタを得ることができる他に、最小限の数の周波数に対
して反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得
られるという利点を有する。
は、図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィ
ルタを得ることができる他に、最小限の数の周波数に対
して反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得
られるという利点を有する。
【0056】実施例5.図12は、この発明の他の実施
例の設計手順を示すフローであり、図10の実施例に対
して、さらに、ステップ4において、ステップ3までで
得られた反射特性を理想的なチェビシェフ特性の反射特
性と比較し、理想特性より反射の大きな周波数を選択
し、この周波数ににおける反射損を新たな拘束条件とし
た場合である。新たな周波数は例えば図13のf8、お
よびf9のように与えられる。
例の設計手順を示すフローであり、図10の実施例に対
して、さらに、ステップ4において、ステップ3までで
得られた反射特性を理想的なチェビシェフ特性の反射特
性と比較し、理想特性より反射の大きな周波数を選択
し、この周波数ににおける反射損を新たな拘束条件とし
た場合である。新たな周波数は例えば図13のf8、お
よびf9のように与えられる。
【0057】ステップ5において、f2、f4、f6、f
8、および、f9の反射損を拘束条件として、再び最適化
い、得られたパラメータから共振器間隔、共振器幅、お
よび、共振器長を求める。
8、および、f9の反射損を拘束条件として、再び最適化
い、得られたパラメータから共振器間隔、共振器幅、お
よび、共振器長を求める。
【0058】このように、図12の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、さらに、複数回
の最適化を行うため、通過帯域全体に渡ってチェビシェ
フ関数による理想的な反射特性が得られる。
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、さらに、複数回
の最適化を行うため、通過帯域全体に渡ってチェビシェ
フ関数による理想的な反射特性が得られる。
【0059】なお、反射極大周波数の数は共振器の数よ
り1少ないため、全てのパラメータを最適化の際の変数
として指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定
し、他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各
共振器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しない
ように共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反
射特性を実現できる。
り1少ないため、全てのパラメータを最適化の際の変数
として指定できないが、共振器間隔のみを変数に指定
し、他のパラメータにつては共振器間隔の変化により各
共振器の共振周波数と特性インピーダンスが変化しない
ように共振器長と共振器幅を補正することで、良好な反
射特性を実現できる。
【0060】従って、図12の設計手順による実施例
は、図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィ
ルタを得ることができる他に、少ないの数の周波数に対
して反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得
られるという利点を有する。
は、図3の場合と同様に、広帯域なストリップ線路フィ
ルタを得ることができる他に、少ないの数の周波数に対
して反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得
られるという利点を有する。
【0061】なお、上記実施例の説明においては、ステ
ップ2において、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射
極大周波数を選択する場合について示したが、ステップ
2において、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周
波数を選択しても同様に通過帯域全体に渡ってチェビシ
ェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
ップ2において、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射
極大周波数を選択する場合について示したが、ステップ
2において、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周
波数を選択しても同様に通過帯域全体に渡ってチェビシ
ェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
【0062】実施例6.図14はこの発明の他の実施例
を示す概略構成図であり、図において、12は方形導波
管、13は誘導性アイリス、14は両端を誘導性アイリ
ス13によって仕切られた空胴共振器、P1は入力端、
P2は出力端である。空胴共振器14は両端が略短絡の
1/2波長共振器となっている。
を示す概略構成図であり、図において、12は方形導波
管、13は誘導性アイリス、14は両端を誘導性アイリ
ス13によって仕切られた空胴共振器、P1は入力端、
P2は出力端である。空胴共振器14は両端が略短絡の
1/2波長共振器となっている。
【0063】次に、動作について説明する。隣接する空
胴共振器14は誘導性アイリス13を介して相互に結合
し、結合量は誘導性アイリス13の大きさによって調整
される。
胴共振器14は誘導性アイリス13を介して相互に結合
し、結合量は誘導性アイリス13の大きさによって調整
される。
【0064】今、空胴共振器14それぞれの長さが1/
2波長付近で所定長さに設定され、全ての空胴共振器1
4が同一の周波数、例えばf0で共振しているものとす
れば、その周波数f0では、共振状態にある空胴共振器
14は相互に強く結合しており、入力端P1への入射波
は初段の空胴共振器14へ導かれ、隣接する共振器へ主
として磁界により結合することを繰り返して出力端P2
より出力される。しかしながら、f0以外の周波数で
は、空胴共振器14相互の結合は非常に弱く、入力端P
1への入射波はその電力のほとんどが反射される。この
ように、図14に示した導波管形フィルタは帯域通過フ
ィルタとしての機能を有する。
2波長付近で所定長さに設定され、全ての空胴共振器1
4が同一の周波数、例えばf0で共振しているものとす
れば、その周波数f0では、共振状態にある空胴共振器
14は相互に強く結合しており、入力端P1への入射波
は初段の空胴共振器14へ導かれ、隣接する共振器へ主
として磁界により結合することを繰り返して出力端P2
より出力される。しかしながら、f0以外の周波数で
は、空胴共振器14相互の結合は非常に弱く、入力端P
1への入射波はその電力のほとんどが反射される。この
ように、図14に示した導波管形フィルタは帯域通過フ
ィルタとしての機能を有する。
【0065】次に、設計手順のフローを図15について
説明する。まず、ステップ1において、原形低域通過フ
ィルタから変形され集中定数素子で構成された理想的な
チェビシェフ特性を有する帯域通過フィルタと図14の
フィルタの物理形状に応じて決定された分布定数形の等
価回路をフィルタの通過帯域の中心周波数において比較
し、設計パラメータとしての共振器長、および、誘導性
アイリスのサセプタンス値の初期設計を行う。ステップ
1は図38〜図41に示す従来の設計手順と同様であ
る。このとき、図14のフィルタにおける誘導性アイリ
ス13の等価回路は、図16に示すような並列サセプタ
ンスBaによって表される。ここで、並列サセプタンス
Baは誘導性アイリスの間隔dおよび導波管管内波長の
関数となる。なお、誘導性ポストの等価回路は図17に
示すようになり、誘導性アイリスの代わりに用いること
が可能である。図16の関係を用いると、図14のフィ
ルタは図41の分布定数形等価回路で表される。
説明する。まず、ステップ1において、原形低域通過フ
ィルタから変形され集中定数素子で構成された理想的な
チェビシェフ特性を有する帯域通過フィルタと図14の
フィルタの物理形状に応じて決定された分布定数形の等
価回路をフィルタの通過帯域の中心周波数において比較
し、設計パラメータとしての共振器長、および、誘導性
アイリスのサセプタンス値の初期設計を行う。ステップ
1は図38〜図41に示す従来の設計手順と同様であ
る。このとき、図14のフィルタにおける誘導性アイリ
ス13の等価回路は、図16に示すような並列サセプタ
ンスBaによって表される。ここで、並列サセプタンス
Baは誘導性アイリスの間隔dおよび導波管管内波長の
関数となる。なお、誘導性ポストの等価回路は図17に
示すようになり、誘導性アイリスの代わりに用いること
が可能である。図16の関係を用いると、図14のフィ
ルタは図41の分布定数形等価回路で表される。
【0066】次に、ステップ2において、図18に示す
ように通過帯域内に導波管管内波長の関数としてのチェ
ビシェフ関数の零点を設定し、上記複数の零点の上記管
内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
これらの周波数における反射損を規定する。図18に実
線で示す特性は図14のフィルタの所望の反射特性であ
る。図において、f1〜f11は反射零周波数であり、対
応する導波管管内波長λgpは次の第4式で与えられる。
ように通過帯域内に導波管管内波長の関数としてのチェ
ビシェフ関数の零点を設定し、上記複数の零点の上記管
内波長に対応する周波数を反射零周波数として規定し、
これらの周波数における反射損を規定する。図18に実
線で示す特性は図14のフィルタの所望の反射特性であ
る。図において、f1〜f11は反射零周波数であり、対
応する導波管管内波長λgpは次の第4式で与えられる。
【0067】
【数3】
【0068】ここで、ωp´/ω1´は原形低域通過フ
ィルタの反射零周波数、λg0は中心周波数における管内
波長、λg1およびλg2はそれぞれ通過帯域下限および上
限における管内波長である。
ィルタの反射零周波数、λg0は中心周波数における管内
波長、λg1およびλg2はそれぞれ通過帯域下限および上
限における管内波長である。
【0069】最後に、ステップ3において、上記分布定
数線路形等価回路によるフィルタの特性計算を行い、周
波数f1〜f11における反射損の値が所望の値となるよ
うに、等価回路のパラメータを最適化する。最適化によ
り得られたパラメータから空胴共振器長および誘導性ア
イリスの寸法が求まる。このとき最適化により得られた
i番目の誘導性アイリスのサセプタンス値Biは、初期
設計におけるサセプタンス値をB0i、共振器の段数をN
とすると、次の第1式の範囲で求まる。
数線路形等価回路によるフィルタの特性計算を行い、周
波数f1〜f11における反射損の値が所望の値となるよ
うに、等価回路のパラメータを最適化する。最適化によ
り得られたパラメータから空胴共振器長および誘導性ア
イリスの寸法が求まる。このとき最適化により得られた
i番目の誘導性アイリスのサセプタンス値Biは、初期
設計におけるサセプタンス値をB0i、共振器の段数をN
とすると、次の第1式の範囲で求まる。
【0070】 1<Bi/B0i<1.2 (1≦i≦0.2N, N≦
i≦N+1) 0.8<Bi/B0i<1 (0.2N<i≦0.4N,
0.8N≦i<N) 0.9<Bi/B0i≦1 (0.4N<i<0.8N)
i≦N+1) 0.8<Bi/B0i<1 (0.2N<i≦0.4N,
0.8N≦i<N) 0.9<Bi/B0i≦1 (0.4N<i<0.8N)
【0071】このように、図15の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定している
ため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増
加や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡っ
てチェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られ
る。
例は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定している
ため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増
加や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡っ
てチェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られ
る。
【0072】なお、反射零周波数の数は共振器の数と同
一となるため、全てのパラメータを最適化の際の変数と
して指定できないが、例えば、誘導性アイリス13のサ
セプタンス値のみを変数に指定し、他のパラメータにつ
いては誘導性アイリス13のサセプタンス値の変化によ
り各共振器の共振周波数が変化しないように共振器長を
補正することで、良好な反射特性を実現できる。
一となるため、全てのパラメータを最適化の際の変数と
して指定できないが、例えば、誘導性アイリス13のサ
セプタンス値のみを変数に指定し、他のパラメータにつ
いては誘導性アイリス13のサセプタンス値の変化によ
り各共振器の共振周波数が変化しないように共振器長を
補正することで、良好な反射特性を実現できる。
【0073】従って、図15の設計手順による実施例
は、広帯域な導波管形フィルタを得ることができ、さら
に少数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特
性の良好なものが得られるという利点を有する。
は、広帯域な導波管形フィルタを得ることができ、さら
に少数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特
性の良好なものが得られるという利点を有する。
【0074】また、上記実施例6を実施例5に適用して
再度の最適化を行なうこともでき、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に非常に近
い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を
決定できる。
再度の最適化を行なうこともでき、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により上記通過帯域内のすべての周波
数においてチェビシェフ関数による理想特性に非常に近
い所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を
決定できる。
【0075】実施例7.図19は、この発明の他の実施
例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内に初期設計による特性から反射極大周波
数を選択し、図20に示すように、これらの周波数にお
ける反射損を規定した場合である。、図20において、
f1〜f6は選択した反射極大周波数であり、実線は、f
1〜f6における反射損を規定して最適化を行った後の反
射特性である。初期設計から得られた波線の特性に比
べ、反射特性が大きく改善されている。
例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内に初期設計による特性から反射極大周波
数を選択し、図20に示すように、これらの周波数にお
ける反射損を規定した場合である。、図20において、
f1〜f6は選択した反射極大周波数であり、実線は、f
1〜f6における反射損を規定して最適化を行った後の反
射特性である。初期設計から得られた波線の特性に比
べ、反射特性が大きく改善されている。
【0076】このように、図19の設計手順による実施
例は、通過帯域内の複数の周波数で反射極大値を規定し
ているため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反
射の増加は少なく、通過帯域全体に渡って所望の反射損
が得られる。ただし、この場合、最適化によって得られ
た等価回路パラメータを用いた反射特性は、規定した極
大値より大きな最大値を持つことがあり、この場合は実
施例5に示したのと同様の最適化を行う必要がある。
例は、通過帯域内の複数の周波数で反射極大値を規定し
ているため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反
射の増加は少なく、通過帯域全体に渡って所望の反射損
が得られる。ただし、この場合、最適化によって得られ
た等価回路パラメータを用いた反射特性は、規定した極
大値より大きな最大値を持つことがあり、この場合は実
施例5に示したのと同様の最適化を行う必要がある。
【0077】なお、反射極大周波数の数は最大でも共振
器の数より1少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、誘導性アイリ
ス13のサセプタンス値のみを変数に指定し、他のパラ
メータについては誘導性アイリス13のサセプタンス値
の変化により各共振器の共振周波数が変化しないように
共振器長を補正することで、良好な反射特性を実現でき
る。
器の数より1少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、誘導性アイリ
ス13のサセプタンス値のみを変数に指定し、他のパラ
メータについては誘導性アイリス13のサセプタンス値
の変化により各共振器の共振周波数が変化しないように
共振器長を補正することで、良好な反射特性を実現でき
る。
【0078】従って、図19の設計手順による実施例
は、図15の場合と同様に、広帯域な導波管形フィルタ
を得ることができる他に、最小限の数の周波数に対して
反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得られ
るという利点を有する。
は、図15の場合と同様に、広帯域な導波管形フィルタ
を得ることができる他に、最小限の数の周波数に対して
反射損を規定するだけで反射特性の良好なものが得られ
るという利点を有する。
【0079】実施例8.図21はこの発明の他の実施例
を示す概略構成図であり、図において、1は誘電体基
板、2は誘電体基板1の一方の面全面に導体膜を密着し
て形成された外導体、15は誘電体基板1の他方の面に
導体膜を密着して形成されたストリップ導体、16は誘
電体基板1、外導体2、および、内導体15から成るマ
イクロストリップ線路、17はマイクロストリップ線路
16の一部を構成する1/4波長線路、P1は入力端、
P2は出力端である。ここで、4つの1/4波長線路1
7は出力端P2側に近いものほど線路幅が広く設定され
ている。
を示す概略構成図であり、図において、1は誘電体基
板、2は誘電体基板1の一方の面全面に導体膜を密着し
て形成された外導体、15は誘電体基板1の他方の面に
導体膜を密着して形成されたストリップ導体、16は誘
電体基板1、外導体2、および、内導体15から成るマ
イクロストリップ線路、17はマイクロストリップ線路
16の一部を構成する1/4波長線路、P1は入力端、
P2は出力端である。ここで、4つの1/4波長線路1
7は出力端P2側に近いものほど線路幅が広く設定され
ている。
【0080】次に、動作について説明する。1/4波長
線路17は出力端P2側に近いものほど線路幅が広く設
定されているため、隣接するもの同士の接続面には線路
幅の不連続が存在する。この不連続では、不連続の大き
さに応じた反射が生じる。
線路17は出力端P2側に近いものほど線路幅が広く設
定されているため、隣接するもの同士の接続面には線路
幅の不連続が存在する。この不連続では、不連続の大き
さに応じた反射が生じる。
【0081】今、全ての1/4波長線路17の線路長が
所定の周波数f0において1/4波長となるように設定
されているものとすると、入力端P1から入射した周波
数f0の電波は最初の不連続で一部反射する。最初の不
連続を通過した電波は2番目の1/4波長線路17を通
って2番目の不連続で一部がまた反射する。しかし、1
/4波長線路17の線路長がf0において1/4波長に
設定されているため、2番目の不連続で反射した反射波
は、1番目の不連続に戻った時には1番目の不連続で最
初に反射した反射波に比べて位相が180度すなわち1
/2波長分遅れる。従って、これら2つの反射波はお互
いに打ち消し合い、不連続の相対的な大きさを調整すれ
ば入力端P1へは全く戻って行かなくできる。3番目以
降の不連続についても同様の原理により相互の反射を打
ち消すことが可能であるため、線路幅が狭くインピーダ
ンスの高い入力端P1からの入射は、周波数がf0の場
合にはほとんど反射せず、線路幅が広くインピーダンス
の低い出力端P2から取り出される。このように、図2
1に示したストリップ線路はインピーダンス変成器とし
ての機能を有する。
所定の周波数f0において1/4波長となるように設定
されているものとすると、入力端P1から入射した周波
数f0の電波は最初の不連続で一部反射する。最初の不
連続を通過した電波は2番目の1/4波長線路17を通
って2番目の不連続で一部がまた反射する。しかし、1
/4波長線路17の線路長がf0において1/4波長に
設定されているため、2番目の不連続で反射した反射波
は、1番目の不連続に戻った時には1番目の不連続で最
初に反射した反射波に比べて位相が180度すなわち1
/2波長分遅れる。従って、これら2つの反射波はお互
いに打ち消し合い、不連続の相対的な大きさを調整すれ
ば入力端P1へは全く戻って行かなくできる。3番目以
降の不連続についても同様の原理により相互の反射を打
ち消すことが可能であるため、線路幅が狭くインピーダ
ンスの高い入力端P1からの入射は、周波数がf0の場
合にはほとんど反射せず、線路幅が広くインピーダンス
の低い出力端P2から取り出される。このように、図2
1に示したストリップ線路はインピーダンス変成器とし
ての機能を有する。
【0082】次に、設計手順のフローを図22について
説明する。まず、ステップ1において、1/4波長線路
間の不連続によるサセプタンスの周波数特性を考慮しな
い従来の設計手順に従って、設計パラメータとしての1
/4波長線路の線路長および特性インピーダンスの初期
設計を行う。ステップ1は図43、図44に示す従来の
設計手順と同様である。このとき、図21のインピーダ
ンス変成器において隣接する2つの1/4波長線路17
間の不連続は、図23に示すような並列サセプタンスで
表される。図23においてB12は不連続による並列サセ
プタンス、Z1、Z2は両端の1/4波長線路17の特性
インピーダンスである。図23の等価回路を組み合わせ
て用いることにより、図21のフィルタは図44に示す
のと同様の等価回路で表される。
説明する。まず、ステップ1において、1/4波長線路
間の不連続によるサセプタンスの周波数特性を考慮しな
い従来の設計手順に従って、設計パラメータとしての1
/4波長線路の線路長および特性インピーダンスの初期
設計を行う。ステップ1は図43、図44に示す従来の
設計手順と同様である。このとき、図21のインピーダ
ンス変成器において隣接する2つの1/4波長線路17
間の不連続は、図23に示すような並列サセプタンスで
表される。図23においてB12は不連続による並列サセ
プタンス、Z1、Z2は両端の1/4波長線路17の特性
インピーダンスである。図23の等価回路を組み合わせ
て用いることにより、図21のフィルタは図44に示す
のと同様の等価回路で表される。
【0083】次に、ステップ2において、設計パラメー
タの数以上の周波数を選択し、図5に示すように、これ
らの周波数における挿入損あるいは反射損を規定する。
図24は、図21のインピーダンス変成器の所望の通過
および反射特性を示す図であり、図において、f1〜f1
3は選択した周波数である。ここでは、挿入損より周波
数特性の大きな反射損を規定している。
タの数以上の周波数を選択し、図5に示すように、これ
らの周波数における挿入損あるいは反射損を規定する。
図24は、図21のインピーダンス変成器の所望の通過
および反射特性を示す図であり、図において、f1〜f1
3は選択した周波数である。ここでは、挿入損より周波
数特性の大きな反射損を規定している。
【0084】最後に、ステップ3において、上記等価回
路によるフィルタの特性計算を行い、周波数f1〜f13
における反射損の値が所望の値となるように、等価回路
のパラメータである1/4波長線路の電気長および特性
インピーダンスを最適化する。最適化により得られたパ
ラメータから、1/4波長線路の線路長および線路幅を
求める。
路によるフィルタの特性計算を行い、周波数f1〜f13
における反射損の値が所望の値となるように、等価回路
のパラメータである1/4波長線路の電気長および特性
インピーダンスを最適化する。最適化により得られたパ
ラメータから、1/4波長線路の線路長および線路幅を
求める。
【0085】以上のように、図22の設計手順による図
21の実施例は、通過帯域内の複数の周波数において反
射損を所望の値に規定しているため、通過帯域が広い場
合でも通過帯域端での反射の増加は少なく、通過帯域全
体に渡って良好な特性が得られる。
21の実施例は、通過帯域内の複数の周波数において反
射損を所望の値に規定しているため、通過帯域が広い場
合でも通過帯域端での反射の増加は少なく、通過帯域全
体に渡って良好な特性が得られる。
【0086】また、周波数をパラメータの数以上選択し
ているため関係式がパラメータの数以上得られ、最適化
の際に、等価回路による特性計算結果が所望の特性に近
づく可能性が高い。
ているため関係式がパラメータの数以上得られ、最適化
の際に、等価回路による特性計算結果が所望の特性に近
づく可能性が高い。
【0087】実施例9.図25は、この発明の他の実施
例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零および極大
周波数を選択し、図26に示すように、これらの周波数
における反射損を規定した場合である。図26は、図2
1のインピーダンス変成器の所望の反射特性と、規定す
る周波数および反射損を示す図である。図において、f
1、f3、f5、および、f7は反射零周波数、f2、f4、
および、f6は反射極大周波数であり、従来の場合と同
様に求められる。
例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零および極大
周波数を選択し、図26に示すように、これらの周波数
における反射損を規定した場合である。図26は、図2
1のインピーダンス変成器の所望の反射特性と、規定す
る周波数および反射損を示す図である。図において、f
1、f3、f5、および、f7は反射零周波数、f2、f4、
および、f6は反射極大周波数であり、従来の場合と同
様に求められる。
【0088】このように、図25の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射零および極大周波数を規
定しているため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端で
の反射の増加は少なく、通過帯域全体に渡ってチェビシ
ェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
例は、通過帯域内の全ての反射零および極大周波数を規
定しているため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端で
の反射の増加は少なく、通過帯域全体に渡ってチェビシ
ェフ関数による理想的な反射特性が得られる。
【0089】なお、反射零および極大周波数の数はパラ
メータの総数より少ないため、全てのパラメータを最適
化の際の変数として指定できないが、例えば、1/4波
長線路17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、
特性インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち
並列サセプタンス間の位相差が変化しないように、1/
4波長線路17の電気長を従属的に補正することで、良
好な反射特性を実現できる。
メータの総数より少ないため、全てのパラメータを最適
化の際の変数として指定できないが、例えば、1/4波
長線路17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、
特性インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち
並列サセプタンス間の位相差が変化しないように、1/
4波長線路17の電気長を従属的に補正することで、良
好な反射特性を実現できる。
【0090】従って、図25の設計手順による実施例
は、図22の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、少数の
周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性の良好
なものが得られるという利点を有する。
は、図22の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、少数の
周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性の良好
なものが得られるという利点を有する。
【0091】実施例10.図27は、この発明の他の実
施例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周波数を選
択し、図28に示すように、これらの周波数における反
射損を規定した場合である。図28は図21のインピー
ダンス変成器の所望の反射特性と、規定する周波数およ
び反射損を示す図である。図において、f1、f3、f
5、および、f7は反射零周波数であり、従来の場合と同
様に求められる。
施例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射零周波数を選
択し、図28に示すように、これらの周波数における反
射損を規定した場合である。図28は図21のインピー
ダンス変成器の所望の反射特性と、規定する周波数およ
び反射損を示す図である。図において、f1、f3、f
5、および、f7は反射零周波数であり、従来の場合と同
様に求められる。
【0092】このように、図27の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定している
ため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増
加や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡っ
てチェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られ
る。
例は、通過帯域内の全ての反射零周波数を規定している
ため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の増
加や反射零周波数のずれは少なく、通過帯域全体に渡っ
てチェビシェフ関数による理想的な反射特性が得られ
る。
【0093】なお、反射零周波数の数は1/4波長線路
の数と同一となるため、全てのパラメータを最適化の際
の変数として指定できないが、例えば、1/4波長線路
17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性イ
ンピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列サ
セプタンス間の位相差が変化しないように、1/4波長
線路17の電気長を従属的に補正することで、良好な反
射特性を実現できる。
の数と同一となるため、全てのパラメータを最適化の際
の変数として指定できないが、例えば、1/4波長線路
17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性イ
ンピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列サ
セプタンス間の位相差が変化しないように、1/4波長
線路17の電気長を従属的に補正することで、良好な反
射特性を実現できる。
【0094】従って、図27の設計手順による実施例
は、図25の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、さらに
少数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性
の良好なものが得られるという利点を有する。
は、図25の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、さらに
少数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性
の良好なものが得られるという利点を有する。
【0095】実施例11.図29は、この発明の他の実
施例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射極大周波数を
選択し、図30に示すように、これらの周波数における
反射損を規定した場合である。図29は図21のインピ
ーダンス変成器の所望の反射特性と、規定する周波数お
よび反射損を示す図である。図において、f2、f4、お
よび、f6は反射零周波数であり、従来の場合と同様に
求められる。
施例の設計手順を示すフローであり、ステップ2におい
て、通過帯域内にチェビシェフ特性の反射極大周波数を
選択し、図30に示すように、これらの周波数における
反射損を規定した場合である。図29は図21のインピ
ーダンス変成器の所望の反射特性と、規定する周波数お
よび反射損を示す図である。図において、f2、f4、お
よび、f6は反射零周波数であり、従来の場合と同様に
求められる。
【0096】このように、図29の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、通過帯域全体に
渡ってチェビシェフ関数による理想的な反射特性に近い
特性が得られる。ただし、この場合、最適化によって得
られた等価回路パラメータを用いた反射特性は、図30
に示すように規定した極大値より大きな最大値を持つこ
とがあり、注意を要する。
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、通過帯域全体に
渡ってチェビシェフ関数による理想的な反射特性に近い
特性が得られる。ただし、この場合、最適化によって得
られた等価回路パラメータを用いた反射特性は、図30
に示すように規定した極大値より大きな最大値を持つこ
とがあり、注意を要する。
【0097】なお、反射極大周波数の数は1/4波長線
路の数より1少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、1/4波長線
路17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性
インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列
サセプタンス間の位相差が変化しないように、1/4波
長線路17の電気長を従属的に補正することで、良好な
反射特性を実現できる。
路の数より1少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、1/4波長線
路17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性
インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列
サセプタンス間の位相差が変化しないように、1/4波
長線路17の電気長を従属的に補正することで、良好な
反射特性を実現できる。
【0098】従って、図29の設計手順による実施例
は、図25の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、最小限
の数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性
の良好なものが得られるという利点を有する。
は、図25の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、最小限
の数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性
の良好なものが得られるという利点を有する。
【0099】実施例12.図31は、この発明の他の実
施例の設計手順を示すフローであり、図29の実施例に
対して、さらに、ステップ4において、ステップ3まで
で得られた反射特性を理想的なチェビシェフ特性の反射
特性と比較し、理想特性より反射の大きな周波数を選択
し、この周波数における反射損を新たな拘束条件とした
場合である。新たな周波数は例えば図32のf8、およ
びf9のように与えられる。
施例の設計手順を示すフローであり、図29の実施例に
対して、さらに、ステップ4において、ステップ3まで
で得られた反射特性を理想的なチェビシェフ特性の反射
特性と比較し、理想特性より反射の大きな周波数を選択
し、この周波数における反射損を新たな拘束条件とした
場合である。新たな周波数は例えば図32のf8、およ
びf9のように与えられる。
【0100】ステップ5において、f2、f4、f6、f
8、および、f9の反射損を拘束条件として、再び最適化
し、得られたパラメータから1/4波長線路の線路長お
よび線路幅を求める。
8、および、f9の反射損を拘束条件として、再び最適化
し、得られたパラメータから1/4波長線路の線路長お
よび線路幅を求める。
【0101】このように、図31の設計手順による実施
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、さらに、複数回
の最適化を行うため、通過帯域全体に渡ってチェビシェ
フ関数による理想的な反射特性が特性が得られる。
例は、通過帯域内の全ての反射極大周波数を規定してい
るため、通過帯域が広い場合でも通過帯域端での反射の
増加や反射極大周波数のずれは少なく、さらに、複数回
の最適化を行うため、通過帯域全体に渡ってチェビシェ
フ関数による理想的な反射特性が特性が得られる。
【0102】なお、反射極大周波数の数は1/4波長線
路の数より1少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、1/4波長線
路17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性
インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列
サセプタンス間の位相差が変化しないように、1/4波
長線路17の電気長を従属的に補正することで、良好な
反射特性を実現できる。
路の数より1少ないため、全てのパラメータを最適化の
際の変数として指定できないが、例えば、1/4波長線
路17の特性インピーダンスのみを変数に指定し、特性
インピーダンスの変化に対応して、不連続すなわち並列
サセプタンス間の位相差が変化しないように、1/4波
長線路17の電気長を従属的に補正することで、良好な
反射特性を実現できる。
【0103】従って、図31の設計手順による実施例
は、図25の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、少ない
数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性の
良好なものが得られるという利点を有する。
は、図25の場合と同様に、広帯域なストリップ線路形
インピーダンス変成器を得ることができる他に、少ない
数の周波数に対して反射損を規定するだけで反射特性の
良好なものが得られるという利点を有する。
【0104】実施例13.図33は、この発明の他の実
施例の概略構成図であり、方形導波管によるインピーダ
ンス変成器を示す図である。図において、18は方形導
波管、19は1/4波長導波管、P1は入力端、P2は
出力端である。4つの1/4波長導波管19は出力端P
2側に近いものほど高さが高く設定されている。
施例の概略構成図であり、方形導波管によるインピーダ
ンス変成器を示す図である。図において、18は方形導
波管、19は1/4波長導波管、P1は入力端、P2は
出力端である。4つの1/4波長導波管19は出力端P
2側に近いものほど高さが高く設定されている。
【0105】次に、動作について説明する。1/4波長
導波管19は出力端P2側に近いものほど導波管高さが
高く設定されているため、隣接するもの同士の接続面に
は導波管高さの不連続が存在する。この不連続では、不
連続の大きさに応じた反射が生じる。
導波管19は出力端P2側に近いものほど導波管高さが
高く設定されているため、隣接するもの同士の接続面に
は導波管高さの不連続が存在する。この不連続では、不
連続の大きさに応じた反射が生じる。
【0106】今、全ての1/4波長導波管19の長さが
所定の周波数f0において管内波長で1/4波長となる
ように設定されているものとすると、入力端P1から入
射した周波数f0の電波は最初の不連続で一部反射す
る。最初の不連続を通過した電波は2番目の1/4波長
導波管19を通って2番目の不連続で一部がまた反射す
る。しかし、1/4波長導波管19の線路長がf0にお
いて1/4波長に設定されているため、2番目の不連続
で反射した反射波は、1番目の不連続に戻った時には1
番目の不連続で最初に反射した反射波に比べて位相が1
80度すなわち1/2波長分遅れる。従って、これら2
つの反射波はお互いに打ち消し合い、不連続の相対的な
大きさを調整すれば入力端P1へは全く戻って行かなく
できる。3番目以降の不連続についても同様の原理によ
り相互の反射を打ち消すことが可能であるため、導波管
高さが低くインピーダンスの低い入力端P1からの入射
は、周波数がf0の場合にはほとんど反射せず、導波管
高さが高くインピーダンスの高い出力端P2から取り出
される。このように、図33に示した導波管回路はイン
ピーダンス変成器としての機能を有する。
所定の周波数f0において管内波長で1/4波長となる
ように設定されているものとすると、入力端P1から入
射した周波数f0の電波は最初の不連続で一部反射す
る。最初の不連続を通過した電波は2番目の1/4波長
導波管19を通って2番目の不連続で一部がまた反射す
る。しかし、1/4波長導波管19の線路長がf0にお
いて1/4波長に設定されているため、2番目の不連続
で反射した反射波は、1番目の不連続に戻った時には1
番目の不連続で最初に反射した反射波に比べて位相が1
80度すなわち1/2波長分遅れる。従って、これら2
つの反射波はお互いに打ち消し合い、不連続の相対的な
大きさを調整すれば入力端P1へは全く戻って行かなく
できる。3番目以降の不連続についても同様の原理によ
り相互の反射を打ち消すことが可能であるため、導波管
高さが低くインピーダンスの低い入力端P1からの入射
は、周波数がf0の場合にはほとんど反射せず、導波管
高さが高くインピーダンスの高い出力端P2から取り出
される。このように、図33に示した導波管回路はイン
ピーダンス変成器としての機能を有する。
【0107】一般に、導波管の管内波長は周波数に対し
て分散性を有するため、導波管の電気長は管内波長の逆
数には比例するが、周波数には比例しない。図33のイ
ンピーダンス変成器においても、理想反射特性として用
いるチェビシェフ関数は管内波長の関数として考える必
要がある。
て分散性を有するため、導波管の電気長は管内波長の逆
数には比例するが、周波数には比例しない。図33のイ
ンピーダンス変成器においても、理想反射特性として用
いるチェビシェフ関数は管内波長の関数として考える必
要がある。
【0108】図21に係わる実施例8〜12におけるチ
ェビシェフ関数の傾き零の周波数の代わりにチェビシェ
フ関数の傾き零の管内波長を用いることにより、図33
のインピーダンス変成器は実施例8〜12に示したもの
と同様の設計手順が適用可能であり、広帯域なものを実
現できる。
ェビシェフ関数の傾き零の周波数の代わりにチェビシェ
フ関数の傾き零の管内波長を用いることにより、図33
のインピーダンス変成器は実施例8〜12に示したもの
と同様の設計手順が適用可能であり、広帯域なものを実
現できる。
【0109】なお、実施例1〜7で示した高周波フィル
タは共振器の数が4段あるいは11段の場合について示
したが、1〜3段、5〜10段、あるいは12段以上で
あってもよく、実施例と同様の利点および効果を奏す
る。
タは共振器の数が4段あるいは11段の場合について示
したが、1〜3段、5〜10段、あるいは12段以上で
あってもよく、実施例と同様の利点および効果を奏す
る。
【0110】また、実施例8〜13で示したインピーダ
ンス変成器は1/4波長線路あるいは導波管の数が4段
の場合について示したが、1〜3段あるいは5段以上で
あってもよく、実施例と同様の利点および効果を奏す
る。
ンス変成器は1/4波長線路あるいは導波管の数が4段
の場合について示したが、1〜3段あるいは5段以上で
あってもよく、実施例と同様の利点および効果を奏す
る。
【0111】さらに、以上の実施例では、伝達関数とし
てチェビシェフ関数を用いる場合について示したが、例
えばベッセル関数や楕円関数等、通過帯域内に複数の零
点あるいは極大、極小点を設定できる関数であれば、同
様に本発明の高周波フィルタあるいはインピーダンス変
成器に用いた設計手順を適用できることはいうまでもな
い。
てチェビシェフ関数を用いる場合について示したが、例
えばベッセル関数や楕円関数等、通過帯域内に複数の零
点あるいは極大、極小点を設定できる関数であれば、同
様に本発明の高周波フィルタあるいはインピーダンス変
成器に用いた設計手順を適用できることはいうまでもな
い。
【0112】
【発明の効果】以上のように、請求項1の発明によれ
ば、中心周波数のみでなく選択した周波数の範囲内の複
数の周波数を用いて設計パラメータの数以上の条件式が
設定され、最適化手法等により通過帯域が広い場合でも
所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決
定でき、広帯域に亙って反射の小さいインピーダンス変
成器が得られる効果がある。
ば、中心周波数のみでなく選択した周波数の範囲内の複
数の周波数を用いて設計パラメータの数以上の条件式が
設定され、最適化手法等により通過帯域が広い場合でも
所望の反射特性の得られる上記設計パラメータの値を決
定でき、広帯域に亙って反射の小さいインピーダンス変
成器が得られる効果がある。
【0113】また、請求項2の発明によれば、最適化手
法等により通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さいインピーダンス変成器が得られる効果があ
る。
法等により通過帯域内のすべての周波数においてチェビ
シェフ関数による理想特性に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さいインピーダンス変成器が得られる効果があ
る。
【0114】また、請求項3の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に近
い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値を決定
でき、広帯域に亙って反射の小さいインピーダンス変成
器が得られる効果がある。
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に近
い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値を決定
でき、広帯域に亙って反射の小さいインピーダンス変成
器が得られる効果がある。
【0115】また、請求項4の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により複数回の最適化がさ
れ、通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さいインピーダンス変成器が得られる効果があ
る。
周波数を用いた最適化手法等により複数回の最適化がさ
れ、通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さいインピーダンス変成器が得られる効果があ
る。
【0116】また、請求項5の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に近
い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値を決定
でき、広帯域に亙って反射の小さいインピーダンス変成
器が得られる効果がある。
周波数を用いた最適化手法等により通過帯域内のすべて
の周波数においてチェビシェフ関数による理想特性に近
い所望の反射特性の得られる設計パラメータの値を決定
でき、広帯域に亙って反射の小さいインピーダンス変成
器が得られる効果がある。
【0117】また、請求項6の発明によれば、最小限の
周波数を用いた最適化手法等により複数回の最適化がさ
れ、通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さいインピーダンス変成器が得られる効果があ
る。
周波数を用いた最適化手法等により複数回の最適化がさ
れ、通過帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ
関数による理想特性に非常に近い所望の反射特性の得ら
れる設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反
射の小さいインピーダンス変成器が得られる効果があ
る。
【0118】また、請求項7の発明によれば、ステップ
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により通過帯域内のすべての周波数に
おいてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反
射特性の得られる設計パラメータの値を決定でき、広帯
域に亙って反射の小さいインピーダンス変成器が得られ
る効果がある。
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により通過帯域内のすべての周波数に
おいてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反
射特性の得られる設計パラメータの値を決定でき、広帯
域に亙って反射の小さいインピーダンス変成器が得られ
る効果がある。
【0119】また、請求項8の発明によれば、ステップ
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により複数回の最適化がされ、通過帯
域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数による
理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる設計パ
ラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反射の小さい
インピーダンス変成器が得られる効果がある。
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により複数回の最適化がされ、通過帯
域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数による
理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる設計パ
ラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反射の小さい
インピーダンス変成器が得られる効果がある。
【0120】また、請求項9の発明によれば、ステップ
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により通過帯域内のすべての周波数に
おいてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反
射特性の得られる設計パラメータの値を決定でき、広帯
域に亙って反射の小さいインピーダンス変成器が得られ
る効果がある。
によるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管形
インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を用
いた最適化手法等により通過帯域内のすべての周波数に
おいてチェビシェフ関数による理想特性に近い所望の反
射特性の得られる設計パラメータの値を決定でき、広帯
域に亙って反射の小さいインピーダンス変成器が得られ
る効果がある。
【0121】また、請求項10の発明によれば、ステッ
プによるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管
形インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を
用いた最適化手法等により複数回の最適化がされ、通過
帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数によ
る理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる上記
設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反射の
小さいインピーダンス変成器が得られる効果がある。
プによるサセプタンスの周波数変化の特に大きい導波管
形インピーダンス変成器に対しても、最小限の周波数を
用いた最適化手法等により複数回の最適化がされ、通過
帯域内のすべての周波数においてチェビシェフ関数によ
る理想特性に非常に近い所望の反射特性の得られる上記
設計パラメータの値を決定でき、広帯域に亙って反射の
小さいインピーダンス変成器が得られる効果がある。
【図1】 この発明の実施例1による高周波フィルタを
示す概略構成図である。
示す概略構成図である。
【図2】 この発明の実施例1による高周波フィルタの
内導体パターンを示す図である。
内導体パターンを示す図である。
【図3】 この発明の実施例1による高周波フィルタの
設計手順を示す図である。
設計手順を示す図である。
【図4】 この発明の実施例1による高周波フィルタの
共振器の等価回路を示す図である。
共振器の等価回路を示す図である。
【図5】 この発明の実施例1による高周波フィルタの
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図6】 この発明の実施例2による高周波フィルタの
設計手順を示す図である。
設計手順を示す図である。
【図7】 この発明の実施例2による高周波フィルタの
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図8】 この発明の実施例3による高周波フィルタの
設計手順を示す図である。
設計手順を示す図である。
【図9】 この発明の実施例3による高周波フィルタの
特性を示す図である。
特性を示す図である。
【図10】 この発明の実施例4による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。
の設計手順を示す図である。
【図11】 この発明の実施例4による高周波フィルタ
の特性を示す図である。
の特性を示す図である。
【図12】 この発明の実施例5による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。
の設計手順を示す図である。
【図13】 この発明の実施例5による高周波フィルタ
の特性を示す図である。
の特性を示す図である。
【図14】 この発明の実施例6による高周波フィルタ
の構成図である。
の構成図である。
【図15】 この発明の実施例6による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。
の設計手順を示す図である。
【図16】 この発明の実施例6による高周波フィルタ
のサセプタンス素子を説明する図である。
のサセプタンス素子を説明する図である。
【図17】 この発明の実施例6による高周波フィルタ
のサセプタンス素子を説明する図である。
のサセプタンス素子を説明する図である。
【図18】 この発明の実施例6による高周波フィルタ
の反射特性を示す図である。
の反射特性を示す図である。
【図19】 この発明の実施例7による高周波フィルタ
の設計手順を示す図である。
の設計手順を示す図である。
【図20】 この発明の実施例7による高周波フィルタ
の特性である。
の特性である。
【図21】 この発明の実施例8によるインピーダンス
変成器の概略構成を示す図である。
変成器の概略構成を示す図である。
【図22】 この発明の実施例8によるインピーダンス
変成器の設計手順を示す図である。
変成器の設計手順を示す図である。
【図23】 この発明の実施例8によるインピーダンス
変成器の不連続を示す図である。
変成器の不連続を示す図である。
【図24】 この発明の実施例8によるインピーダンス
変成器の特性を示す図である。
変成器の特性を示す図である。
【図25】 この発明の実施例9によるインピーダンス
変成器の設計手順を示す図である。
変成器の設計手順を示す図である。
【図26】 この発明の実施例9によるインピーダンス
変成器の特性を示す図である。
変成器の特性を示す図である。
【図27】 この発明の実施例10によるインピーダン
ス変成器の設計手順を示す図である。
ス変成器の設計手順を示す図である。
【図28】 この発明の実施例10によるインピーダン
ス変成器の特性を示す図である。
ス変成器の特性を示す図である。
【図29】 この発明の実施例11によるインピーダン
ス変成器の設計手順を示す図である。
ス変成器の設計手順を示す図である。
【図30】 この発明の実施例11によるインピーダン
ス変成器の特性を示す図である。
ス変成器の特性を示す図である。
【図31】 この発明の実施例12によるインピーダン
ス変成器の設計手順を示す図である。
ス変成器の設計手順を示す図である。
【図32】 この発明の実施例12によるインピーダン
ス変成器の特性を示す図である。
ス変成器の特性を示す図である。
【図33】 この発明の実施例13によるインピーダン
ス変成器の構成を示す斜視図である。
ス変成器の構成を示す斜視図である。
【図34】 従来の高周波フィルタの設計手順を示す図
である。
である。
【図35】 従来の高周波フィルタの設計手順を説明す
るための原形低域通過フィルタの回路図である。
るための原形低域通過フィルタの回路図である。
【図36】 従来の高周波フィルタの等価回路を示す図
である。
である。
【図37】 従来の高周波フィルタの特性を示す図であ
る。
る。
【図38】 従来の高周波フィルタの設計手順を示す図
である。
である。
【図39】 従来の高周波フィルタの設計手順を説明す
るための原形低域通過フィルタの回路図である。
るための原形低域通過フィルタの回路図である。
【図40】 従来の高周波フィルタの等価回路を示す図
である。
である。
【図41】 従来の高周波フィルタの等価回路を示す図
である。
である。
【図42】 従来の高周波フィルタの特性を示す図であ
る。
る。
【図43】 従来のインピーダンス変成器の設計手順を
示す図である。
示す図である。
【図44】 従来のインピーダンス変成器の等価回路を
示す図である。
示す図である。
【図45】 従来例のインピーダンス変成器の特性を示
す図である。
す図である。
1 誘電体基板、2 外導体、3、6、7 内導体、9
スルーホール、12 方形導波管、13 誘導性アイ
リス、14 空胴共振器、15 ストリップ導体、16
マイクロストリップ線路、17 1/4波長線路、1
8 方形導波管、19 1/4波長導波管、30 スト
リップ線路共振器、60 入力線路、70 出力線路。
スルーホール、12 方形導波管、13 誘導性アイ
リス、14 空胴共振器、15 ストリップ導体、16
マイクロストリップ線路、17 1/4波長線路、1
8 方形導波管、19 1/4波長導波管、30 スト
リップ線路共振器、60 入力線路、70 出力線路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西野 有 鎌倉市大船五丁目1番1号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内 (72)発明者 湯川 秀憲 鎌倉市大船五丁目1番1号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内 (72)発明者 浅尾 英喜 鎌倉市大船五丁目1番1号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内 (72)発明者 浦崎 修治 鎌倉市大船五丁目1番1号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内
Claims (10)
- 【請求項1】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記
伝送線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路
と入出力線路との間のインピーダンスステップとを備え
たインピーダンス変成器の設計方法において、上記伝送
線路の線路長、および特性インピーダンスを決定するパ
ラメータの数以上の数の周波数を選択し、上記選択した
周波数において上記インピーダンス変成器の通過特性あ
るいは反射特性が所望の値に近づくように上記伝送線路
の線路長、および特性インピーダンスを決定したことを
特徴とするインピーダンス変成器の設計方法。 - 【請求項2】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記
伝送線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路
と入出力線路との間のインピーダンスステップとを備え
たインピーダンス変成器の設計方法において、上記イン
ピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路内の電波
の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の傾き零点を
複数設定し、上記複数の傾き零点に対応する周波数を反
射零周波数あるいは反射極大周波数として規定し、上記
反射零周波数あるいは上記反射極大周波数において反射
が極小値あるいは所定の極大値となるように上記伝送線
路の線路長、および特性インピーダンスを決定したこと
を特徴とするインピーダンス変成器の設計方法。 - 【請求項3】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記
伝送線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路
と入出力線路との間のインピーダンスステップとを備え
たインピーダンス変成器の設計方法において、上記イン
ピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路内の電波
の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の零点を複数
設定し、上記複数の零点に対応する周波数を反射零周波
数として規定し、上記反射零周波数において反射が極小
となるように上記伝送線路の線路長、および特性インピ
ーダンスを決定したことを特徴とするインピーダンス変
成器の設計方法。 - 【請求項4】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記
伝送線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路
と入出力線路との間のインピーダンスステップとを備え
たインピーダンス変成器の設計方法において、上記イン
ピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路内の電波
の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の零点を複数
設定し、上記複数の零点に対応する周波数を反射零周波
数として規定し、上記反射零周波数において反射が極小
となるように上記伝送線路の線路長、および特性インピ
ーダンスを決定し、上記寸法を用いて得られる上記イン
ピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的なチェビシ
ェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を選び、上
記反射の大きな周波数および上記反射零周波数において
反射が所定の大きさ以下となるように上記伝送線路の線
路長、および特性インピーダンスを決定したことを特徴
とするインピーダンス変成器の設計方法。 - 【請求項5】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記
伝送線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路
と入出力線路との間のインピーダンスステップとを備え
たインピーダンス変成器の設計方法において、上記イン
ピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路内の電波
の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の極大点を複
数設定し、上記複数の極大点に対応する周波数を反射極
大周波数として規定し、上記反射極大周波数において反
射が所定の極大値となるように上記伝送線路の線路長、
および特性インピーダンスを決定したことを特徴とする
インピーダンス変成器の設計方法。 - 【請求項6】 複数の略1/4波長の伝送線路と、上記
伝送線路間のインピーダンスステップと、上記伝送線路
と入出力線路との間のインピーダンスステップとを備え
たインピーダンス変成器の設計方法において、上記イン
ピーダンス変成器の通過帯域内に上記伝送線路内の電波
の周波数の関数としてのチェビシェフ関数の極大点を複
数設定し、上記複数の極大点に対応する周波数を反射極
大周波数として規定し、上記反射極大周波数において反
射が所定の極大値となるように上記伝送線路の線路長、
および特性インピーダンスを決定し、上記寸法を用いて
得られる上記インピーダンス変成器の反射特性のうち、
理想的なチェビシェフ形変成器の特性より反射の大きな
周波数を選び、上記反射の大きな周波数および上記反射
極大周波数において反射が所定の大きさ以下となるよう
に上記伝送線路の線路長、および特性インピーダンスを
決定したことを特徴とするインピーダンス変成器の設計
方法。 - 【請求項7】 複数の略1/4波長の導波管と上記導波
管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上記導波
管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方向のス
テップとを備えた導波管形のインピーダンス変成器の設
計方法において、上記インピーダンス変成器の通過帯域
内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビシェフ
関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の上記管内波
長に対応する周波数を反射零周波数として規定し、上記
反射零周波数において反射が極小となるように上記導波
管の軸長、および、高さあるいは幅を決定したことを特
徴とするインピーダンス変成器の設計方法。 - 【請求項8】 複数の略1/4波長の導波管と上記導波
管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上記導波
管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方向のス
テップとを備えた導波管形のインピーダンス変成器の設
計方法において、上記インピーダンス変成器の通過帯域
内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビシェフ
関数の零点を複数設定し、上記複数の零点の上記管内波
長に対応する周波数を反射零周波数として規定し、上記
反射零周波数において反射が極小となるように上記導波
管の軸長、および、高さあるいは幅を決定し、上記寸法
を用いて得られる上記導波管形のインピーダンス変成器
の反射特性のうち、理想的なチェビシェフ形変成器の特
性より反射の大きな周波数を選び、上記反射の大きな周
波数および上記反射零周波数において反射が所定の大き
さ以下となるように上記導波管の軸長、および、高さあ
るいは幅を決定したことを特徴とするインピーダンス変
成器の設計方法。 - 【請求項9】 複数の略1/4波長の導波管と上記導波
管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上記導波
管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方向のス
テップとを備えた導波管形のインピーダンス変成器の設
計方法において、上記インピーダンス変成器の通過帯域
内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビシェフ
関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大点の上記管
内波長に対応する周波数を反射極大周波数として規定
し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大値と
なるように上記導波管の軸長、および、高さあるいは幅
を決定したことを特徴とするインピーダンス変成器の設
計方法。 - 【請求項10】 複数の略1/4波長の導波管と上記導
波管間の高さ方向あるいは幅方向のステップと、上記導
波管と入出力導波管との間の高さ方向あるいは幅方向の
ステップとを備えた導波管形のインピーダンス変成器の
設計方法において、上記インピーダンス変成器の通過帯
域内に上記導波管の管内波長の関数としてのチェビシェ
フ関数の極大点を複数設定し、上記複数の極大点の上記
管内波長に対応する周波数を反射極大周波数として規定
し、上記反射極大周波数において反射が所定の極大値と
なるように上記導波管の軸長、および、高さあるいは幅
を決定し、上記寸法を用いて得られる上記導波管形のイ
ンピーダンス変成器の反射特性のうち、理想的なチェビ
シェフ形変成器の特性より反射の大きな周波数を選び、
上記反射の大きな周波数および上記反射極大周波数にお
いて反射が所定の大きさ以下となるように上記導波管の
軸長、および、高さあるいは幅を決定したことを特徴と
するインピーダンス変成器の設計方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002080840A JP2002335108A (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | インピーダンス変成器の設計方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002080840A JP2002335108A (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | インピーダンス変成器の設計方法 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12268095A Division JP3307155B2 (ja) | 1995-05-22 | 1995-05-22 | 高周波フィルタの設計方法および高周波フィルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002335108A true JP2002335108A (ja) | 2002-11-22 |
Family
ID=19193350
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002080840A Abandoned JP2002335108A (ja) | 2002-03-22 | 2002-03-22 | インピーダンス変成器の設計方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2002335108A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004082065A1 (ja) * | 2003-03-12 | 2004-09-23 | Nec Corporation | 電源分配回路 |
WO2004082064A1 (ja) * | 2003-03-10 | 2004-09-23 | Japan Science And Technology Agency | インピーダンス整合回路とそれを用いた半導体素子及び無線通信装置 |
JP2010199899A (ja) * | 2009-02-24 | 2010-09-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | フィルタ |
WO2011115693A1 (en) * | 2010-03-19 | 2011-09-22 | Raytheon Company | Ground structures in resonators for planar and folded distributed electromagnetic wave filters |
WO2020144740A1 (ja) * | 2019-01-08 | 2020-07-16 | 三菱電機株式会社 | 伝送路設計支援装置、伝送路設計支援方法及びプログラム |
CN113192914A (zh) * | 2021-03-09 | 2021-07-30 | 西安电子科技大学昆山创新研究院 | 一种具有自阻匹配的三维介质腔tsv互连结构 |
-
2002
- 2002-03-22 JP JP2002080840A patent/JP2002335108A/ja not_active Abandoned
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004082064A1 (ja) * | 2003-03-10 | 2004-09-23 | Japan Science And Technology Agency | インピーダンス整合回路とそれを用いた半導体素子及び無線通信装置 |
US7498897B2 (en) | 2003-03-10 | 2009-03-03 | Japan Science And Technlogy Agency | Impedance matching circuit, and semiconductor element and radio communication device using the same |
WO2004082065A1 (ja) * | 2003-03-12 | 2004-09-23 | Nec Corporation | 電源分配回路 |
JP2010199899A (ja) * | 2009-02-24 | 2010-09-09 | Panasonic Electric Works Co Ltd | フィルタ |
WO2011115693A1 (en) * | 2010-03-19 | 2011-09-22 | Raytheon Company | Ground structures in resonators for planar and folded distributed electromagnetic wave filters |
US8258897B2 (en) | 2010-03-19 | 2012-09-04 | Raytheon Company | Ground structures in resonators for planar and folded distributed electromagnetic wave filters |
WO2020144740A1 (ja) * | 2019-01-08 | 2020-07-16 | 三菱電機株式会社 | 伝送路設計支援装置、伝送路設計支援方法及びプログラム |
CN113287115A (zh) * | 2019-01-08 | 2021-08-20 | 三菱电机株式会社 | 传送路径设计支援装置、传送路径设计支援方法以及程序 |
US11727179B2 (en) | 2019-01-08 | 2023-08-15 | Mitsubishi Electric Corporation | Transmission path design assistance system, transmission path design assistance method, and computer readable medium storing transmission path design assistance program |
CN113287115B (zh) * | 2019-01-08 | 2024-06-04 | 三菱电机株式会社 | 传送路径设计支援装置、传送路径设计支援方法以及存储传送路径设计支援程序的存储介质 |
CN113192914A (zh) * | 2021-03-09 | 2021-07-30 | 西安电子科技大学昆山创新研究院 | 一种具有自阻匹配的三维介质腔tsv互连结构 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP1562254B1 (en) | Coplanar waveguide filter and method of forming same | |
EP0836239B1 (en) | Balanced microstrip filter | |
CN108172958B (zh) | 一种基于共面波导的周期性慢波传输线单元 | |
US7183882B2 (en) | Microstrip band pass filter using end-coupled SIRs | |
Horestani et al. | Balanced filter with wideband common-mode suppression in groove gap waveguide technology | |
Mao et al. | A novel 3-dB directional coupler with broad bandwidth and compact size using composite right/left-handed coplanar waveguides | |
KR101870201B1 (ko) | 인터디지털 및 나선형 주파수 선택 결합 구조를 사용한 소형 대역 차단 필터 | |
JP2002335108A (ja) | インピーダンス変成器の設計方法 | |
US7183874B2 (en) | Casing contained filter | |
Abdelaziz et al. | Realization of composite right/left-handed transmission line using coupled lines | |
Martinez et al. | Compact bandpass filter in empty substrate integrated coaxial line | |
JP3307155B2 (ja) | 高周波フィルタの設計方法および高周波フィルタ | |
CN113140882B (zh) | 一种小型化滤波横跨定向耦合器 | |
Abouelnaga et al. | Reconfigurable 3/6 dB novel branch line coupler | |
WO2017193340A1 (zh) | 一种滤波单元及滤波器 | |
Mandal et al. | Low insertion loss, wideband bandpass filters with sharp rejection characteristics | |
Moradian et al. | Optimum design of microstrip parallel coupled-line band-pass filters for multi-spurious pass-band suppression | |
Yeo | A novel canonical triband substrate integrated waveguide bandpass filter | |
KR100907270B1 (ko) | 마이크로스트립 선로를 이용한 밀리미터파 광대역 대역통과필터 | |
Dora et al. | Design and development of Interdigital Band pass filter for L-Band Wireless Communication Applications | |
Kumar et al. | Review on various issues and design topologies of edge coupled coplanar waveguide filters | |
Velidi et al. | High‐rejection wide‐stopband lowpass filters using signal interference technique | |
CN220984830U (zh) | 一种低通滤波器及通信设备 | |
Yeo | Wideband Grounded Coplanar Waveguide Bandpass Filter with Novel Coupling Structures | |
US20220393324A1 (en) | Filter and method for manufacturing the same |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A762 | Written abandonment of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A762 Effective date: 20040115 |