JP2002319823A - I/q oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル変調さ
れた信号の復調用として使用され、互いに位相がπ/2
(90度)異なる局部発振信号を出力するI/Q発振器
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention is used for demodulating digitally modulated signals, and has a phase of .pi. / 2 with respect to each other.
(90 degrees) The present invention relates to an I / Q oscillator that outputs different local oscillation signals.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来のI/Q発振器の代表的なものとし
ては源発振器とロジック回路とを組み合わせたものがあ
る。図4はその構成を示し、源発振器51は必要な周波
数の二倍の周波数で発振する。源発振信号は波形整形回
路52に入力され、その出力aには図5のAのように矩
形波に整形された信号が出力される。この矩形波信号は
第一のフリップ回路53とインバータ54とに入力され
る。すると、第一のフリップフロップ回路53の出力b
には図5のBに示すように1/2に分周された矩形波信
号が出力される。この矩形波信号は必要な局部発振信号
の周波数となる。インバータ54の出力cには図5のC
に示すようにAを反転した矩形波信号が出力される。2. Description of the Related Art A typical conventional I / Q oscillator is a combination of a source oscillator and a logic circuit. FIG. 4 shows the configuration, in which the source oscillator 51 oscillates at twice the required frequency. The source oscillation signal is input to the waveform shaping circuit 52, and a signal shaped into a rectangular wave as shown in FIG. This rectangular wave signal is input to the first flip circuit 53 and the inverter 54. Then, the output b of the first flip-flop circuit 53
As shown in FIG. 5B, a rectangular wave signal whose frequency is halved is output. This square wave signal has the required frequency of the local oscillation signal. The output c of the inverter 54 is C in FIG.
As shown in the figure, a rectangular wave signal obtained by inverting A is output.
【0003】さらに、インバータ54から出力された矩
形波信号を第二のフリップフロップ回路55に入力する
と、第二のフリップフロップ回路55の出力dには図5
のDのように1/2に分周された矩形波信号が出力され
る。この矩形波信号も必要な局部発振信号の周波数とな
る。第二のフリップ回路55から出力される矩形波信号
は第一のフリップフロップ回路53から出力される矩形
波信号に対して位相がπ/2(90度)遅れる。これら
の矩形波信号をそれぞれバンドパスフィルタ56、57
に入力すれば高調波成分が除去され、正弦波に近い、し
かも位相が互いにπ/2(90度)異なる二つの局部発
振信号を得ることが出来る。Further, when the rectangular wave signal output from the inverter 54 is input to the second flip-flop circuit 55, the output d of the second flip-flop circuit 55
As shown in D, a rectangular wave signal divided by 1/2 is output. This rectangular wave signal also has the required frequency of the local oscillation signal. The rectangular wave signal output from the second flip-flop circuit 55 has a phase delayed by π / 2 (90 degrees) with respect to the rectangular wave signal output from the first flip-flop circuit 53. These rectangular wave signals are converted into band-pass filters 56 and 57, respectively.
, The harmonic components are removed, and two local oscillation signals that are close to a sine wave and have a phase different from each other by π / 2 (90 degrees) can be obtained.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】上記のI/Q発振器で
は源発振器を必要な周波数の二倍で発振させる必要があ
る。発振器は発振周波数が高くなるほどその設計や製作
がしにくくなり、また動作の安定性からも不利となる。
また、高い周波数で発振させるにはfT(トランジショ
ン周波数)の高い高価なトランジスタなどを使用する必
要がある。さらに、周波数を1/2に逓減すると共に逓
減した周波数での位相関係をπ/2異ならせるために多
数のロジック回路を必要とする。そのため、構成が複雑
になり、コスト上昇をまねくという問題がある。In the above I / Q oscillator, it is necessary to oscillate the source oscillator at twice the required frequency. The higher the oscillation frequency, the more difficult it is to design and manufacture the oscillator, and the more disadvantageous is the stability of operation.
In order to oscillate at a high frequency, it is necessary to use an expensive transistor having a high f T (transition frequency). Further, a large number of logic circuits are required to reduce the frequency by half and to change the phase relationship at the reduced frequency by π / 2. Therefore, there is a problem that the configuration is complicated and the cost is increased.
【0005】そこで、本発明では、必要な局部発振周波
数で発振器を発振させるとともに、位相が互いにπ/2
異なる二つの局部発振信号を発振器から直接取り出すこ
とで構成を簡単にすることを目的とする。Therefore, according to the present invention, the oscillator is oscillated at a required local oscillation frequency, and the phases are mutually π / 2.
An object is to simplify the configuration by directly extracting two different local oscillation signals from an oscillator.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明のI/Q発振器では、閉ループによって正帰
還される第一の増幅器と、前記閉ループ内に設けられた
第一の位相器とを少なくとも備え、前記第一の位相器を
π/2の位相進み回路または位相遅れ回路で構成し、位
相が互いにπ/2異なる前記閉ループ内の二カ所からそ
れぞれ発振信号を出力した。In order to solve the above-mentioned problems, in the I / Q oscillator according to the present invention, a first amplifier which is positively fed back by a closed loop, and a first phase shifter provided in the closed loop are provided. Wherein the first phase shifter comprises a π / 2 phase advance circuit or a phase delay circuit, and outputs oscillation signals from two points in the closed loop having phases different from each other by π / 2.
【0007】また、前記閉ループ内に第二の増幅器と第
二の位相器とを設け、前記第一の増幅器または第二の増
幅器のいずれか一方を非反転増幅器で構成する共に、他
方を反転増幅器で構成し、前記第一の増幅器の出力端と
前記第二の増幅器の入力端との間に前記第一の移相器を
介挿すると共に前記第二の増幅器の出力端と前記第一の
増幅器の入力端との間に前記第二の移相器を介挿し、前
記第一の位相器及び前記第二の移相器を共にインダクタ
ンス素子と容量素子とを有するπ/2の位相進み回路ま
たはπ/2の位相遅れ回路で構成し、前記第一の増幅器
の出力端と前記第二の増幅器の出力端からそれぞれ発振
信号を出力した。Further, a second amplifier and a second phase shifter are provided in the closed loop, and one of the first amplifier and the second amplifier is constituted by a non-inverting amplifier, and the other is constituted by an inverting amplifier. The first phase shifter is interposed between the output terminal of the first amplifier and the input terminal of the second amplifier, and the output terminal of the second amplifier and the first terminal The second phase shifter is interposed between the input terminal of the amplifier and the first phase shifter and the second phase shifter are both π / 2 phase lead circuits each having an inductance element and a capacitance element. Alternatively, a phase delay circuit of π / 2 was used, and oscillation signals were output from the output terminal of the first amplifier and the output terminal of the second amplifier, respectively.
【0008】また、前記閉ループ内に第二の増幅器と第
二の位相器とを設け、前記第一の増幅器及び前記第二の
増幅器はそれぞれ反転増幅する一対の増幅素子からなる
平衡型の差動増幅器で構成されると共に、前記差動増幅
器の平衡入力端及び平衡出力端がそれぞれ前記増幅素子
の各入力端及び各出力端とされ、前記第一の移相器と前
記第二の移相器をそれぞれ容量素子と前記容量素子の両
端にそれぞれ接続された二つのインダクタンス素子とか
らなる平衡型の移相器で構成し、前記第一の増幅器の平
衡出力端間に前記第一の移相器を接続すると共に、前記
第一の移相器の容量素子を前記第二の増幅器の平衡入力
端間に接続し、前記第二の増幅器の平衡出力端間に前記
第二の位相器を接続すると共に、前記第二の移相器の容
量素子に現れる電圧の位相と前記第一の増幅器の平衡入
力端の位相とを一致させる如く前記第二の移相器の容量
素子を前記第一の増幅器の平衡入力端に結合した。Further, a second amplifier and a second phase shifter are provided in the closed loop, and the first amplifier and the second amplifier are balanced differential amplifiers each comprising a pair of amplifying elements for inverting amplification. And a balanced input terminal and a balanced output terminal of the differential amplifier are respectively an input terminal and an output terminal of the amplifying element, and the first phase shifter and the second phase shifter Are each constituted by a balanced phase shifter including a capacitive element and two inductance elements respectively connected to both ends of the capacitive element, and the first phase shifter is provided between the balanced output terminals of the first amplifier. And the capacitive element of the first phase shifter is connected between the balanced input terminals of the second amplifier, and the second phase shifter is connected between the balanced output terminals of the second amplifier. Together with the voltage appearing in the capacitive element of the second phase shifter. Bound to the phase with the balanced input terminal of the first amplifier of a balanced input terminal of the phase the second and as to match the phase shifter of the capacitor of the first amplifier.
【0009】また、前記第一の移相器及び前記第二の移
相器を直列共振回路で構成し、一方の直列共振回路の共
振周波数を変えられるようにした。Further, the first phase shifter and the second phase shifter are constituted by a series resonance circuit, and the resonance frequency of one of the series resonance circuits can be changed.
【0010】また、前記一方の直列共振回路にバラクタ
ダイオードを用いた。A varactor diode is used for the one series resonance circuit.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】以下、図面に従って本発明のI/
Q発振器を説明する。図1は本発明のI/Q発振器の基
本回路、図2はその動作を説明するベクトル図、図3は
具体的な回路図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG.
The Q oscillator will be described. FIG. 1 is a basic circuit of an I / Q oscillator according to the present invention, FIG. 2 is a vector diagram for explaining its operation, and FIG. 3 is a specific circuit diagram.
【0012】先ず図1において、第一の増幅器1は入力
された信号の位相と出力される信号の位相とが互いに同
相となる非反転増幅器であり、その出力側には第一の移
相器3が接続される。第一の移相器3はインダクタンス
素子3aと容量素子3bとの直列共振回路で構成され、
容量素子3bが接地される。また、第一の増幅器1と第
一の移相器3との間には抵抗2が介挿されているが、こ
れは第一の増幅器1の出力抵抗成分や第一の移相器3の
抵抗成分等を合わせた全ての抵抗成分を代表するもので
ある。Referring to FIG. 1, a first amplifier 1 is a non-inverting amplifier in which the phase of an input signal and the phase of an output signal are the same, and a first phase shifter is provided on the output side. 3 are connected. The first phase shifter 3 is configured by a series resonance circuit of an inductance element 3a and a capacitance element 3b,
The capacitive element 3b is grounded. Further, a resistor 2 is interposed between the first amplifier 1 and the first phase shifter 3. This is due to the output resistance component of the first amplifier 1 and the first phase shifter 3. It represents all the resistance components including the resistance components and the like.
【0013】第一の移相器3の次段に設けられた第二の
増幅器4は入力された信号の位相に対して出力される信
号の位相が逆となる(π(180度)異なる)反転増幅
器であり、第一の移相器3の容量素子3bに現れる電圧
が第二の増幅器4に入力される。第二の増幅器4の出力
側には第二の移相器6が設けられる。第二の移相器6も
インダクタンス素子6aと容量素子6bとの直列共振回
路で構成され、容量素子6bが接地される。また、第二
の増幅器4と第二の移相器6との間に接続されている抵
抗5は、前と同様に、第二の増幅器4の出力抵抗成分や
第二の移相器6の抵抗成分等を全て代表するものであ
る。The second amplifier 4 provided at the next stage of the first phase shifter 3 has the phase of the output signal opposite to that of the input signal (differs by π (180 degrees)). A voltage appearing on the capacitive element 3 b of the first phase shifter 3 is input to the second amplifier 4. On the output side of the second amplifier 4, a second phase shifter 6 is provided. The second phase shifter 6 is also formed of a series resonance circuit of an inductance element 6a and a capacitance element 6b, and the capacitance element 6b is grounded. Further, the resistor 5 connected between the second amplifier 4 and the second phase shifter 6 is connected to the output resistance component of the second amplifier 4 and the second phase shifter 6 in the same manner as before. It represents all resistance components and the like.
【0014】そして、第二の移相器6の容量素子6bに
現れる電圧が第一の増幅器1に入力される。この結果、
全体として閉ループを構成し、種々の条件が成り立てば
移相発振器が構成される。Then, the voltage appearing on the capacitive element 6b of the second phase shifter 6 is input to the first amplifier 1. As a result,
A closed loop is formed as a whole, and a phase shift oscillator is formed if various conditions are satisfied.
【0015】上記の閉ループが移相発振器として成り立
った場合の動作を図2を参照しながら説明する。第一の
増幅器1の出力端に現れる電圧(V1)の移相を基準と
すると、第一の移相器3の容量素子3bに現れる電圧
(Vc1)の移相はπ/2(90度)進む。此が第二の
増幅器4に入力される。第二の増幅器4は反転増幅器で
あるので、その出力端に現れる電圧(V2)の移相はπ
だけずれて270度となる。さらに、第二の移相器6の
容量素子6bに現れる電圧(Vc2)の移相はそれより
もπ/2進んで第一の増幅器1に入力されるが、これは
第一の増幅器1の出力端の位相と一致し、しかも第一の
増幅器14が非反転増幅器であるので第一の増幅器1に
は正帰還が掛かる。The operation when the above closed loop is realized as a phase shift oscillator will be described with reference to FIG. With reference to the phase shift of the voltage (V 1 ) appearing at the output terminal of the first amplifier 1, the phase shift of the voltage (Vc 1 ) appearing at the capacitive element 3 b of the first phase shifter 3 is π / 2 (90 Degree) This is input to the second amplifier 4. Since the second amplifier 4 is an inverting amplifier, the voltage (V 2 ) appearing at its output terminal has a phase shift of π.
270 degrees. Further, the phase shift of the voltage (Vc 2 ) appearing in the capacitive element 6b of the second phase shifter 6 is advanced by π / 2 and input to the first amplifier 1, which is the first amplifier 1 , And the first amplifier 14 is a non-inverting amplifier, so that the first amplifier 1 is subjected to positive feedback.
【0016】第一の増幅器1には正帰還が掛かること
で、第二の増幅器4にも正帰還が掛かる。これによっ
て、位相発振器が構成されると、第一の増幅器1の出力
端における電圧(V1)の移相と第二の増幅器4の出力
端における電圧(V2)の移相とが互いにπ/2異なっ
ているので、これらを局部発振信号として使用すること
が出来る。When the first amplifier 1 is subjected to positive feedback, the second amplifier 4 is also subjected to positive feedback. Thus, when the phase oscillator is configured, the phase shift of the voltage (V 1 ) at the output terminal of the first amplifier 1 and the phase shift of the voltage (V 2 ) at the output terminal of the second amplifier 4 are mutually π. / 2, they can be used as local oscillation signals.
【0017】次に、第一の増幅器1と第二の増幅器4の
利得を共にA、抵抗2、5の抵抗値をそれぞれR1、
R2、インダクタンス素子3a、6aのインダクタンス
値をそれぞれL1、L2、容量素子3b、6bの容量値を
それぞれC1、C2として移相発振器を構成するための条
件を求める。Next, the gain of the first amplifier 1 and the gain of the second amplifier 4 are both A, and the resistances of the resistors 2 and 5 are R 1 and R 2 , respectively.
R 2 and the inductance values of the inductance elements 3 a and 6 a are L 1 and L 2 , respectively, and the capacitance values of the capacitance elements 3 b and 6 b are C 1 and C 2 , respectively.
【0018】第一の増幅器1の出力端における電圧をV
1としたときのループ伝達式は数式1で示され、此がV1
以上であれば発振条件を満たすことになる。それ故、発
振条件は数式2となる。The voltage at the output of the first amplifier 1 is V
Loop transfer type when a 1 is represented by Equation 1,此is V 1
Above, the oscillation condition is satisfied. Therefore, the oscillation condition is represented by Expression 2.
【数1】 (Equation 1)
【数2】 (Equation 2)
【0019】また、発振周波数は数式2の虚数部を0と
した場合の数式3から求められる。Further, the oscillation frequency is obtained from Equation 3 when the imaginary part of Equation 2 is set to 0.
【数3】 従って、第一の移相器3の直列共振周波数または/及び
第二の移相器6の直列共振周波数を変化すれば発振周波
数が変わる。なお、抵抗2の抵抗値と抵抗3の抵抗値を
等しくすれば発振周波数は数式4に示すように簡単にな
る。(Equation 3) Therefore, if the series resonance frequency of the first phase shifter 3 and / or the series resonance frequency of the second phase shifter 6 are changed, the oscillation frequency changes. If the resistance value of the resistor 2 is equal to the resistance value of the resistor 3, the oscillation frequency can be simplified as shown in Expression 4.
【数4】 (Equation 4)
【0020】さらに、数式2における実数部から発振条
件を満たすための第一の増幅器1及び第二の増幅器4の
利得Aが数式5のように求められる。Further, the gain A of the first amplifier 1 and the second amplifier 4 for satisfying the oscillation condition is obtained from the real part in Equation 2 as in Equation 5.
【数5】 (Equation 5)
【0021】さて、数式3を満足する理想的なケースと
しては数式6を満足すればよい。By the way, as an ideal case that satisfies Equation 3, Equation 6 may be satisfied.
【数6】 即ち第一の移相器3の直列共振周波数と第二の移相器6
の直列共振周波数とが一致する場合であって、このとき
は、第一の増幅器1の出力端における電圧の位相と第二
の増幅器4の出力端における電圧の位相とがほぼ正確に
π/2ずれる。(Equation 6) That is, the series resonance frequency of the first phase shifter 3 and the second phase shifter 6
Are the same, the phase of the voltage at the output terminal of the first amplifier 1 and the phase of the voltage at the output terminal of the second amplifier 4 are almost exactly π / 2. Shift.
【0022】しかし、これは理想的な場合であって、一
般的には、六つのパラメータR1、R2、L1、L2、
C1、C2によって発振周波数が決定され(数式3)、数
式3の第一項と第二項とが互いに絶対値が等しく符号が
逆となる。このような場合は、第一の増幅器1の出力端
の電圧V1と第二の増幅器4の出力端の電圧V2との位相
差はπ/2から多少ずれたものとなる。しかし、発振周
波数の変化する範囲が狭いものであれば一方の移相器の
みの直列共振周波数を変化させても位相差は僅少とな
る。そこで、例えば、第一の移相器3の容量素子3bと
してバラクタダイオードを用い、それに印加する電圧を
変えて発振周波数を変化させることが出来る。However, this is the ideal case, and in general, the six parameters R 1 , R 2 , L 1 , L 2 ,
The oscillation frequency is determined by C 1 and C 2 (Equation 3), and the first and second terms of Equation 3 have the same absolute value and opposite signs. In such a case, the phase difference between the voltage V 1 at the output terminal of the first amplifier 1 and the voltage V 2 at the output terminal of the second amplifier 4 is slightly shifted from π / 2. However, if the range in which the oscillation frequency changes is narrow, the phase difference becomes small even if the series resonance frequency of only one phase shifter is changed. Therefore, for example, a varactor diode can be used as the capacitance element 3b of the first phase shifter 3, and the oscillation frequency can be changed by changing the voltage applied to the varactor diode.
【0023】なお、第一の移相器3及び第二の移相器6
を共にπ/2の進み回路としたが、共に遅れ回路として
も移相発振器が構成される。この場合は、各移相器のイ
ンダクタンス素子と容量素子との位置を置換して、イン
ダクタンス素子を接地し、インダクタンス素子に現れる
電圧を各増幅器に入力すればよい。The first phase shifter 3 and the second phase shifter 6
Are both π / 2 advance circuits, but a phase shift oscillator is also configured as a delay circuit. In this case, the positions of the inductance element and the capacitance element of each phase shifter may be replaced, the inductance element may be grounded, and the voltage appearing at the inductance element may be input to each amplifier.
【0024】図3は具体的な回路を示し、第一の平衡型
差動増幅器11は反転増幅する一対の増幅素子(例えば
トランジスタ)11a、11bを有し、それらの入力端
子であるベースが平衡入力端、出力端子であるコレクタ
が平衡出力端となる。第一の平衡型差動増幅器11の次
段には第一の平衡型移相器12が設けられる。第一の平
衡型移相器12は容量素子12cとその両端にそれぞれ
接続されたインダクタンス素子12a、12bとからな
る直列共振回路で構成される。インダクタンス素子12
aのインダクタンス値とインダクタンス素子12bのイ
ンダクタンス値とは互いに等しい。容量素子12cはバ
ラクタダイオードで構成され、図示はしないがその両端
には直流電圧が印加され、その電圧が変えられる。FIG. 3 shows a specific circuit. The first balanced differential amplifier 11 has a pair of amplifying elements (for example, transistors) 11a and 11b for inverting and amplifying, and the bases serving as input terminals thereof are balanced. The collector which is the input terminal and the output terminal is the balanced output terminal. A first balanced type phase shifter 12 is provided at a stage subsequent to the first balanced type differential amplifier 11. The first balanced phase shifter 12 is configured by a series resonance circuit including a capacitive element 12c and inductance elements 12a and 12b connected to both ends of the capacitive element 12c. Inductance element 12
The inductance value of a and the inductance value of the inductance element 12b are equal to each other. The capacitive element 12c is formed of a varactor diode, and although not shown, a DC voltage is applied to both ends thereof, and the voltage is changed.
【0025】第一の平衡型移相器12の次段には第二の
平衡型差動増幅器13が設けられる。第二の平衡型差動
増幅器13も反転増幅する一対のトランジスタ13a、
13bを有し、それらのベースが平衡入力端、コレクタ
が平衡出力端となる。そして、第二の平衡型差動増幅器
13の次段には第二の平衡型移相器14が設けられる。
第二の平衡型移相器14も容量素子14cとその両端に
それぞれ接続されたインダクタンス素子14a、14b
とからなる直列共振回路で構成され、インダクタンス素
子14aのインダクタンス値とインダクタンス素子14
bのインダクタンス値とは互いに等しい。A second balanced differential amplifier 13 is provided at a stage subsequent to the first balanced phase shifter 12. A pair of transistors 13a that also invert and amplify the second balanced differential amplifier 13;
13b, with their bases being balanced inputs and their collectors being balanced outputs. Further, a second balanced phase shifter 14 is provided at a stage subsequent to the second balanced differential amplifier 13.
The second balanced phase shifter 14 also includes a capacitive element 14c and inductance elements 14a and 14b respectively connected to both ends thereof.
And the inductance value of the inductance element 14a.
The inductance values of b are equal to each other.
【0026】以上述べた第一の平衡型差動増幅器11、
第一の平衡型移相器12、第二の平衡型SD押増幅器1
3、第二の平衡型移相器14はそれぞれ第一の増幅器
1、第一の移相器3、第二の増幅器4、第二の移相器6
に相当する。The first balanced differential amplifier 11 described above,
First balanced type phase shifter 12, second balanced type SD push amplifier 1
3, the second balanced phase shifter 14 includes a first amplifier 1, a first phase shifter 3, a second amplifier 4, and a second phase shifter 6, respectively.
Is equivalent to
【0027】そして、第一の平衡型差動増幅器11の平
衡出力胆管に第一の平衡型移相器12が接続され、第一
の平衡型移相器12の容量素子12cが第二の平衡型差
動増幅器13の平衡入力端間に結合される。また、第二
の平衡型差動増幅器13の平衡出力端間に第二の平衡型
移相器14が接続され、第二の平衡型移相器14の容量
素子14cが第一の平衡型差動増幅器11の平衡入力端
間に結合される。The first balanced phase shifter 12 is connected to the balanced output bile duct of the first balanced differential amplifier 11, and the capacitive element 12c of the first balanced type phase shifter 12 is connected to the second balanced phase shifter 12. Between the balanced input terminals of the differential amplifier 13. A second balanced phase shifter 14 is connected between the balanced output terminals of the second balanced differential amplifier 13, and the capacitive element 14c of the second balanced type phase shifter 14 is connected to the first balanced type differential amplifier 13. It is coupled between the balanced inputs of the operational amplifier 11.
【0028】以上の接続関係のうち、第一の平衡型差動
増幅器11の平衡出力端と第二の平衡型差動増幅器13
の平衡入力端との接続においては、第一の平衡型差動増
幅器11における一方のトランジスタ11aのコレクタ
は第一の平衡型移相器12における一方のインダクタン
ス素子12aを介して第二の平衡型差動増幅器13にお
ける一方のトランジスタ13aのベースに結合し、第一
の平衡型差動増幅器11における他方のトランジスタ1
1bのコレクタは第一の平衡型移相器12における他方
のインダクタンス素子12bを介して第二の平衡型差動
増幅器13における他方のトランジスタ13bのベース
に結合する。Of the above connection relationships, the balanced output terminal of the first balanced differential amplifier 11 and the second balanced differential amplifier 13
Is connected to the balanced input terminal, the collector of one transistor 11a in the first balanced differential amplifier 11 is connected to the second balanced type The other transistor 1 in the first balanced differential amplifier 11 is coupled to the base of one transistor 13a in the differential amplifier 13.
The collector 1b is coupled to the base of the other transistor 13b in the second balanced differential amplifier 13 via the other inductance element 12b in the first balanced phase shifter 12.
【0029】また、第二の平衡型差動増幅器13の平衡
出力端と第一の平衡型差動増幅器11の平衡入力端との
接続においては、第二の平衡型差動増幅器13における
一方のトランジスタ13aのコレクタは第二の平衡型移
相器14における一方のインダクタンス素子14aを介
して第一の平衡型差動増幅器11における他方のトラン
ジスタ11bのベースに結合し、第二の平衡型差動増幅
器13における他方のトランジスタ13bのコレクタは
第二の平衡型移相器14における他方のインダクタンス
素子14bを介して第一の平衡型差動増幅器11におけ
る一方のトランジスタ11aのベースに結合する。In connection between the balanced output terminal of the second balanced differential amplifier 13 and the balanced input terminal of the first balanced differential amplifier 11, one of the second balanced differential amplifiers 13 is connected. The collector of the transistor 13a is coupled to the base of the other transistor 11b of the first balanced differential amplifier 11 via one inductance element 14a of the second balanced phase shifter 14, and the second balanced differential The collector of the other transistor 13b in the amplifier 13 is coupled to the base of one transistor 11a in the first balanced differential amplifier 11 via the other inductance element 14b in the second balanced phase shifter 14.
【0030】この結果、第二の平衡型移相器14の容量
素子14cに現れる電圧と第一の平衡型差動増幅器11
の平衡入力端間の電圧位相とが一致し、第一の平衡型差
動増幅器11及び第二の平衡型差動増幅器13が互いに
同一構成であっても、正帰還が掛かる。そして、それら
の利得(それぞれAとする)が数式4を満足すれば歪み
の少ない移相発振器が構成出来る。そして、第一の平衡
型差動増幅器11の一対のトランジスタ11a、11b
のコレクタ間(平衡出力端間)I,Iと、第二の平衡型
差動増幅器13の一対のトランジスタ13a、13bの
コレクタ間(平衡出力端間)Q,Qとから互いの位相が
π/2異なる二つの発振信号を出力することができる。
また、これらの出力点の間には増幅器と位相回路とが介
在するので負荷変動などによる位相変化がない。As a result, the voltage appearing on the capacitive element 14c of the second balanced type phase shifter 14 and the voltage of the first balanced type differential amplifier 11
And the first balanced differential amplifier 11 and the second balanced differential amplifier 13 have the same configuration, positive feedback is applied. If their gains (each of which is A) satisfy Expression 4, a phase-shifted oscillator with little distortion can be constructed. The pair of transistors 11a and 11b of the first balanced differential amplifier 11
(I / I) between the collectors (between the balanced output terminals) and Q and Q between the collectors (between the balanced output terminals) of the pair of transistors 13a and 13b of the second balanced differential amplifier 13 have a phase of π / Two different oscillation signals can be output.
Further, since an amplifier and a phase circuit are interposed between these output points, there is no phase change due to a load change or the like.
【0031】[0031]
【発明の効果】以上説明したように、本発明のI/Q発
振器は閉ループによって正帰還される第一の増幅器と、
閉ループ内に設けられた第一の位相器とを少なくとも備
え、第一の位相器をπ/2の位相進み回路または位相遅
れ回路で構成し、位相が互いにπ/2異なる閉ループ内
の二カ所からそれぞれ発振信号を出力したので、必要な
二つの発振信号を直接取り出すことが出来る。従ってI
/Q発振器としての構成が簡単になる。As described above, the I / Q oscillator of the present invention comprises a first amplifier which is positively fed back by a closed loop,
At least a first phase shifter provided in a closed loop, wherein the first phase shifter is constituted by a π / 2 phase advance circuit or a phase delay circuit, and the phase shifts from two places in a closed loop having phases different from each other by π / 2. Since the respective oscillation signals are output, two necessary oscillation signals can be directly extracted. Therefore I
The structure as a / Q oscillator is simplified.
【0032】また、第一の増幅器または第二の増幅器の
いずれか一方を非反転増幅器で構成する共に、他方を反
転増幅器で構成し、第一の増幅器の出力端と第二の増幅
器の入力端との間に第一の移相器を介挿すると共に第二
の増幅器の出力端と第一の増幅器の入力端との間に第二
の移相器を介挿し、第一の増幅器の出力端と第二の増幅
器の出力端からそれぞれ発振信号を出力したので、二つ
の発振信号の位相が負荷変動などによって互いに影響し
合うことがなく変化しにくい。Also, one of the first amplifier and the second amplifier is constituted by a non-inverting amplifier, the other is constituted by an inverting amplifier, and the output terminal of the first amplifier and the input terminal of the second amplifier are arranged. And a second phase shifter interposed between the output terminal of the second amplifier and the input terminal of the first amplifier, and the output of the first amplifier. Since the oscillation signal is output from the output terminal of the second amplifier and the output terminal of the second amplifier, the phases of the two oscillation signals hardly change without being influenced by a load variation or the like.
【0033】また、第一の増幅器及び第二の増幅器はそ
れぞれ反転増幅する一対の増幅素子からなる平衡型の差
動増幅器で構成され、第一の移相器と第二の移相器をそ
れぞれ平衡型の移相器で構成し、第一の増幅器の平衡出
力端間に第一の移相器を接続すると共に、第一の移相器
の容量素子を第二の増幅器の平衡入力端間に接続し、第
二の増幅器の平衡出力端間に第二の位相器を接続すると
共に、第二の移相器の容量素子に現れる電圧の位相と第
一の増幅器の平衡入力端の位相とを一致させる如く第二
の移相器の容量素子を第一の増幅器の平衡入力端に結合
したので、二つの増幅を同一構成としてもそれぞれに正
帰還が掛かり、位相が互いにπ/2異なって歪みの少な
い二つの発振信号が得られる。The first amplifier and the second amplifier are each constituted by a balanced differential amplifier comprising a pair of amplifying elements for inverting and amplifying, and each of the first and second phase shifters includes The first phase shifter is connected between the balanced output terminals of the first amplifier, and the capacitive element of the first phase shifter is connected between the balanced input terminals of the second amplifier. And a second phase shifter is connected between the balanced output terminals of the second amplifier, and the phase of the voltage appearing on the capacitive element of the second phase shifter and the phase of the balanced input terminal of the first amplifier are , The capacitive element of the second phase shifter is coupled to the balanced input terminal of the first amplifier, so that even if the two amplifiers have the same configuration, positive feedback is applied to each of them, and the phases differ from each other by π / 2. Two oscillation signals with little distortion can be obtained.
【0034】また、第一の移相器及び第二の移相器を直
列共振回路で構成し、一方の直列共振回路の共振周波数
を変えられるようにしたので、発振周波数を変化し得る
I/Q発振器を構成できる。Further, since the first phase shifter and the second phase shifter are constituted by a series resonance circuit, and the resonance frequency of one of the series resonance circuits can be changed, the I / O which can change the oscillation frequency can be used. A Q oscillator can be configured.
【0035】また、一方の直列共振回路にバラクタダイ
オードを用いたので発振周波数を容易に変えられる。Since the varactor diode is used for one of the series resonance circuits, the oscillation frequency can be easily changed.
【図1】本発明のI/Q発振器の基本回路図である。FIG. 1 is a basic circuit diagram of an I / Q oscillator according to the present invention.
【図2】本発明のI/Q発振器の原理を説明するベクト
ル図である。FIG. 2 is a vector diagram illustrating the principle of an I / Q oscillator according to the present invention.
【図3】本発明のI/Q発振器の具体回路図である。FIG. 3 is a specific circuit diagram of the I / Q oscillator of the present invention.
【図4】従来のI/Q発振器の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional I / Q oscillator.
【図5】従来のI/Q発振器の動作を説明するタイミン
グチャートである。FIG. 5 is a timing chart illustrating the operation of a conventional I / Q oscillator.
1 第一の増幅器 2 抵抗 3 第一の移相器 3a インダクタンス素子 3b 容量素子 4 第二の増幅器 5 抵抗 6 第二の移相器 6a インダクタンス素子 6b 容量素子 11 第一の平衡型差動増幅器 11a、11b 増幅素子 12 第一の平衡型移相器 12a、12b インダクタンス素子 12c 容量素子 13 第二の平衡型差動増幅器 13a、13b 増幅素子 14 第二の平衡型移相器 14a、14b インダクタンス素子 14c 容量素子 Reference Signs List 1 first amplifier 2 resistor 3 first phase shifter 3a inductance element 3b capacitance element 4 second amplifier 5 resistance 6 second phase shifter 6a inductance element 6b capacitance element 11 first balanced differential amplifier 11a , 11b amplifying element 12 first balanced phase shifter 12a, 12b inductance element 12c capacitive element 13 second balanced differential amplifier 13a, 13b amplifying element 14 second balanced phase shifter 14a, 14b inductance element 14c Capacitive element
Claims (5)
幅器と、前記閉ループ内に設けられた第一の位相器とを
少なくとも備え、前記第一の位相器をπ/2の位相進み
回路または位相遅れ回路で構成し、位相が互いにπ/2
異なる前記閉ループ内の二カ所からそれぞれ発振信号を
出力したことを特徴とするI/Q発振器。1. A circuit comprising: a first amplifier that is positively fed back by a closed loop; and a first phase shifter provided in the closed loop, wherein the first phase shifter includes a π / 2 phase advance circuit or a phase shifter. It is composed of delay circuits, and the phases are π / 2
An I / Q oscillator wherein oscillation signals are output from two different points in the closed loop.
位相器とを設け、前記第一の増幅器または第二の増幅器
のいずれか一方を非反転増幅器で構成する共に、他方を
反転増幅器で構成し、前記第一の増幅器の出力端と前記
第二の増幅器の入力端との間に前記第一の移相器を介挿
すると共に前記第二の増幅器の出力端と前記第一の増幅
器の入力端との間に前記第二の移相器を介挿し、前記第
一の位相器及び前記第二の移相器を共にインダクタンス
素子と容量素子とを有するπ/2の位相進み回路または
π/2の位相遅れ回路で構成し、前記第一の増幅器の出
力端と前記第二の増幅器の出力端からそれぞれ発振信号
を出力したことを特徴とする請求項1に記載のI/Q発
振器。2. A second amplifier and a second phase shifter are provided in the closed loop, one of the first amplifier and the second amplifier is constituted by a non-inverting amplifier, and the other is constituted by an inverting amplifier. The first phase shifter is interposed between the output terminal of the first amplifier and the input terminal of the second amplifier, and the output terminal of the second amplifier and the first terminal The second phase shifter is interposed between the input terminal of the amplifier and the first phase shifter and the second phase shifter are both π / 2 phase lead circuits each having an inductance element and a capacitance element. 2. The I / Q according to claim 1, wherein the I / Q is constituted by a phase delay circuit of π / 2, and an oscillation signal is outputted from an output terminal of the first amplifier and an output terminal of the second amplifier. Oscillator.
位相器とを設け、前記第一の増幅器及び前記第二の増幅
器はそれぞれ反転増幅する一対の増幅素子からなる平衡
型の差動増幅器で構成されると共に、前記差動増幅器の
平衡入力端及び平衡出力端がそれぞれ前記増幅素子の各
入力端及び各出力端とされ、前記第一の移相器と前記第
二の移相器をそれぞれ容量素子と前記容量素子の両端に
それぞれ接続された二つのインダクタンス素子とからな
る平衡型の移相器で構成し、前記第一の増幅器の平衡出
力端間に前記第一の移相器を接続すると共に、前記第一
の移相器の容量素子を前記第二の増幅器の平衡入力端間
に接続し、前記第二の増幅器の平衡出力端間に前記第二
の位相器を接続すると共に、前記第二の移相器の容量素
子に現れる電圧の位相と前記第一の増幅器の平衡入力端
の位相とを一致させる如く前記第二の移相器の容量素子
を前記第一の増幅器の平衡入力端に結合したことを特徴
とする請求項1に記載のI/Q発振器。3. A balanced type differential amplifier comprising a pair of amplifying elements for inverting and amplifying a second amplifier and a second phaser provided in the closed loop. And a balanced input terminal and a balanced output terminal of the differential amplifier are respectively an input terminal and an output terminal of the amplifying element, and the first phase shifter and the second phase shifter Are each constituted by a balanced phase shifter including a capacitive element and two inductance elements respectively connected to both ends of the capacitive element, and the first phase shifter is provided between the balanced output terminals of the first amplifier. And the capacitive element of the first phase shifter is connected between the balanced input terminals of the second amplifier, and the second phase shifter is connected between the balanced output terminals of the second amplifier. Together with the magnitude of the voltage appearing on the capacitive element of the second phase shifter. 2. The device according to claim 1, wherein a capacitive element of the second phase shifter is coupled to a balanced input terminal of the first amplifier so that a phase matches a phase of a balanced input terminal of the first amplifier. An I / Q oscillator as described.
を直列共振回路で構成し、一方の直列共振回路の共振周
波数を変えられるようにしたことを特徴とする請求項2
又は3に記載のI/Q発振器。4. The apparatus according to claim 2, wherein said first phase shifter and said second phase shifter are configured by a series resonance circuit, and a resonance frequency of one of the series resonance circuits can be changed.
Or the I / Q oscillator according to 3.
オードを用いたことを特徴とする請求項4に記載のI/
Q発振器。5. The I / O circuit according to claim 4, wherein a varactor diode is used for said one series resonance circuit.
Q oscillator.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001125494A JP2002319823A (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | I/q oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001125494A JP2002319823A (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | I/q oscillator |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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JP2001125494A Withdrawn JP2002319823A (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | I/q oscillator |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100498490B1 (en) * | 2003-02-28 | 2005-07-01 | 삼성전자주식회사 | Quadrature Voltage Controlled Oscillator capable of varying phase difference between in-phase output signal and quadrature output signal |
KR100551481B1 (en) | 2004-06-16 | 2006-02-13 | 삼성전자주식회사 | Quadrature output voltage-controlled oscillator capable of implementing phase control, rf transceiver comprising the same, and method for controlling quadrature phase |
-
2001
- 2001-04-24 JP JP2001125494A patent/JP2002319823A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR100498490B1 (en) * | 2003-02-28 | 2005-07-01 | 삼성전자주식회사 | Quadrature Voltage Controlled Oscillator capable of varying phase difference between in-phase output signal and quadrature output signal |
US6995619B2 (en) | 2003-02-28 | 2006-02-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Quadrature voltage controlled oscillator capable of varying a phase difference between an in-phase output signal and a quadrature output signal |
KR100551481B1 (en) | 2004-06-16 | 2006-02-13 | 삼성전자주식회사 | Quadrature output voltage-controlled oscillator capable of implementing phase control, rf transceiver comprising the same, and method for controlling quadrature phase |
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