JP2002319823A - I/q oscillator - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、デジタル変調さ
れた信号の復調用として使用され、互いに位相がπ／２
（９０度）異なる局部発振信号を出力するＩ／Ｑ発振器
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention is used for demodulating digitally modulated signals, and has a phase of .pi. / 2 with respect to each other.
(90 degrees) The present invention relates to an I / Q oscillator that outputs different local oscillation signals.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のＩ／Ｑ発振器の代表的なものとし
ては源発振器とロジック回路とを組み合わせたものがあ
る。図４はその構成を示し、源発振器５１は必要な周波
数の二倍の周波数で発振する。源発振信号は波形整形回
路５２に入力され、その出力ａには図５のＡのように矩
形波に整形された信号が出力される。この矩形波信号は
第一のフリップ回路５３とインバータ５４とに入力され
る。すると、第一のフリップフロップ回路５３の出力ｂ
には図５のＢに示すように１／２に分周された矩形波信
号が出力される。この矩形波信号は必要な局部発振信号
の周波数となる。インバータ５４の出力ｃには図５のＣ
に示すようにＡを反転した矩形波信号が出力される。2. Description of the Related Art A typical conventional I / Q oscillator is a combination of a source oscillator and a logic circuit. FIG. 4 shows the configuration, in which the source oscillator 51 oscillates at twice the required frequency. The source oscillation signal is input to the waveform shaping circuit 52, and a signal shaped into a rectangular wave as shown in FIG. This rectangular wave signal is input to the first flip circuit 53 and the inverter 54. Then, the output b of the first flip-flop circuit 53
As shown in FIG. 5B, a rectangular wave signal whose frequency is halved is output. This square wave signal has the required frequency of the local oscillation signal. The output c of the inverter 54 is C in FIG.
As shown in the figure, a rectangular wave signal obtained by inverting A is output.
【０００３】さらに、インバータ５４から出力された矩
形波信号を第二のフリップフロップ回路５５に入力する
と、第二のフリップフロップ回路５５の出力ｄには図５
のＤのように１／２に分周された矩形波信号が出力され
る。この矩形波信号も必要な局部発振信号の周波数とな
る。第二のフリップ回路５５から出力される矩形波信号
は第一のフリップフロップ回路５３から出力される矩形
波信号に対して位相がπ／２（９０度）遅れる。これら
の矩形波信号をそれぞれバンドパスフィルタ５６、５７
に入力すれば高調波成分が除去され、正弦波に近い、し
かも位相が互いにπ／２（９０度）異なる二つの局部発
振信号を得ることが出来る。Further, when the rectangular wave signal output from the inverter 54 is input to the second flip-flop circuit 55, the output d of the second flip-flop circuit 55
As shown in D, a rectangular wave signal divided by 1/2 is output. This rectangular wave signal also has the required frequency of the local oscillation signal. The rectangular wave signal output from the second flip-flop circuit 55 has a phase delayed by π / 2 (90 degrees) with respect to the rectangular wave signal output from the first flip-flop circuit 53. These rectangular wave signals are converted into band-pass filters 56 and 57, respectively.
, The harmonic components are removed, and two local oscillation signals that are close to a sine wave and have a phase different from each other by π / 2 (90 degrees) can be obtained.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】上記のＩ／Ｑ発振器で
は源発振器を必要な周波数の二倍で発振させる必要があ
る。発振器は発振周波数が高くなるほどその設計や製作
がしにくくなり、また動作の安定性からも不利となる。
また、高い周波数で発振させるにはｆT（トランジショ
ン周波数）の高い高価なトランジスタなどを使用する必
要がある。さらに、周波数を１／２に逓減すると共に逓
減した周波数での位相関係をπ／２異ならせるために多
数のロジック回路を必要とする。そのため、構成が複雑
になり、コスト上昇をまねくという問題がある。In the above I / Q oscillator, it is necessary to oscillate the source oscillator at twice the required frequency. The higher the oscillation frequency, the more difficult it is to design and manufacture the oscillator, and the more disadvantageous is the stability of operation.
In order to oscillate at a high frequency, it is necessary to use an expensive transistor having a high f T (transition frequency). Further, a large number of logic circuits are required to reduce the frequency by half and to change the phase relationship at the reduced frequency by π / 2. Therefore, there is a problem that the configuration is complicated and the cost is increased.
【０００５】そこで、本発明では、必要な局部発振周波
数で発振器を発振させるとともに、位相が互いにπ／２
異なる二つの局部発振信号を発振器から直接取り出すこ
とで構成を簡単にすることを目的とする。Therefore, according to the present invention, the oscillator is oscillated at a required local oscillation frequency, and the phases are mutually π / 2.
An object is to simplify the configuration by directly extracting two different local oscillation signals from an oscillator.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明のＩ／Ｑ発振器では、閉ループによって正帰
還される第一の増幅器と、前記閉ループ内に設けられた
第一の位相器とを少なくとも備え、前記第一の位相器を
π／２の位相進み回路または位相遅れ回路で構成し、位
相が互いにπ／２異なる前記閉ループ内の二カ所からそ
れぞれ発振信号を出力した。In order to solve the above-mentioned problems, in the I / Q oscillator according to the present invention, a first amplifier which is positively fed back by a closed loop, and a first phase shifter provided in the closed loop are provided. Wherein the first phase shifter comprises a π / 2 phase advance circuit or a phase delay circuit, and outputs oscillation signals from two points in the closed loop having phases different from each other by π / 2.
【０００７】また、前記閉ループ内に第二の増幅器と第
二の位相器とを設け、前記第一の増幅器または第二の増
幅器のいずれか一方を非反転増幅器で構成する共に、他
方を反転増幅器で構成し、前記第一の増幅器の出力端と
前記第二の増幅器の入力端との間に前記第一の移相器を
介挿すると共に前記第二の増幅器の出力端と前記第一の
増幅器の入力端との間に前記第二の移相器を介挿し、前
記第一の位相器及び前記第二の移相器を共にインダクタ
ンス素子と容量素子とを有するπ／２の位相進み回路ま
たはπ／２の位相遅れ回路で構成し、前記第一の増幅器
の出力端と前記第二の増幅器の出力端からそれぞれ発振
信号を出力した。Further, a second amplifier and a second phase shifter are provided in the closed loop, and one of the first amplifier and the second amplifier is constituted by a non-inverting amplifier, and the other is constituted by an inverting amplifier. The first phase shifter is interposed between the output terminal of the first amplifier and the input terminal of the second amplifier, and the output terminal of the second amplifier and the first terminal The second phase shifter is interposed between the input terminal of the amplifier and the first phase shifter and the second phase shifter are both π / 2 phase lead circuits each having an inductance element and a capacitance element. Alternatively, a phase delay circuit of π / 2 was used, and oscillation signals were output from the output terminal of the first amplifier and the output terminal of the second amplifier, respectively.
【０００８】また、前記閉ループ内に第二の増幅器と第
二の位相器とを設け、前記第一の増幅器及び前記第二の
増幅器はそれぞれ反転増幅する一対の増幅素子からなる
平衡型の差動増幅器で構成されると共に、前記差動増幅
器の平衡入力端及び平衡出力端がそれぞれ前記増幅素子
の各入力端及び各出力端とされ、前記第一の移相器と前
記第二の移相器をそれぞれ容量素子と前記容量素子の両
端にそれぞれ接続された二つのインダクタンス素子とか
らなる平衡型の移相器で構成し、前記第一の増幅器の平
衡出力端間に前記第一の移相器を接続すると共に、前記
第一の移相器の容量素子を前記第二の増幅器の平衡入力
端間に接続し、前記第二の増幅器の平衡出力端間に前記
第二の位相器を接続すると共に、前記第二の移相器の容
量素子に現れる電圧の位相と前記第一の増幅器の平衡入
力端の位相とを一致させる如く前記第二の移相器の容量
素子を前記第一の増幅器の平衡入力端に結合した。Further, a second amplifier and a second phase shifter are provided in the closed loop, and the first amplifier and the second amplifier are balanced differential amplifiers each comprising a pair of amplifying elements for inverting amplification. And a balanced input terminal and a balanced output terminal of the differential amplifier are respectively an input terminal and an output terminal of the amplifying element, and the first phase shifter and the second phase shifter Are each constituted by a balanced phase shifter including a capacitive element and two inductance elements respectively connected to both ends of the capacitive element, and the first phase shifter is provided between the balanced output terminals of the first amplifier. And the capacitive element of the first phase shifter is connected between the balanced input terminals of the second amplifier, and the second phase shifter is connected between the balanced output terminals of the second amplifier. Together with the voltage appearing in the capacitive element of the second phase shifter. Bound to the phase with the balanced input terminal of the first amplifier of a balanced input terminal of the phase the second and as to match the phase shifter of the capacitor of the first amplifier.
【０００９】また、前記第一の移相器及び前記第二の移
相器を直列共振回路で構成し、一方の直列共振回路の共
振周波数を変えられるようにした。Further, the first phase shifter and the second phase shifter are constituted by a series resonance circuit, and the resonance frequency of one of the series resonance circuits can be changed.
【００１０】また、前記一方の直列共振回路にバラクタ
ダイオードを用いた。A varactor diode is used for the one series resonance circuit.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】以下、図面に従って本発明のＩ／
Ｑ発振器を説明する。図１は本発明のＩ／Ｑ発振器の基
本回路、図２はその動作を説明するベクトル図、図３は
具体的な回路図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG.
The Q oscillator will be described. FIG. 1 is a basic circuit of an I / Q oscillator according to the present invention, FIG. 2 is a vector diagram for explaining its operation, and FIG. 3 is a specific circuit diagram.
【００１２】先ず図１において、第一の増幅器１は入力
された信号の位相と出力される信号の位相とが互いに同
相となる非反転増幅器であり、その出力側には第一の移
相器３が接続される。第一の移相器３はインダクタンス
素子３ａと容量素子３ｂとの直列共振回路で構成され、
容量素子３ｂが接地される。また、第一の増幅器１と第
一の移相器３との間には抵抗２が介挿されているが、こ
れは第一の増幅器１の出力抵抗成分や第一の移相器３の
抵抗成分等を合わせた全ての抵抗成分を代表するもので
ある。Referring to FIG. 1, a first amplifier 1 is a non-inverting amplifier in which the phase of an input signal and the phase of an output signal are the same, and a first phase shifter is provided on the output side. 3 are connected. The first phase shifter 3 is configured by a series resonance circuit of an inductance element 3a and a capacitance element 3b,
The capacitive element 3b is grounded. Further, a resistor 2 is interposed between the first amplifier 1 and the first phase shifter 3. This is due to the output resistance component of the first amplifier 1 and the first phase shifter 3. It represents all the resistance components including the resistance components and the like.
【００１３】第一の移相器３の次段に設けられた第二の
増幅器４は入力された信号の位相に対して出力される信
号の位相が逆となる（π（１８０度）異なる）反転増幅
器であり、第一の移相器３の容量素子３ｂに現れる電圧
が第二の増幅器４に入力される。第二の増幅器４の出力
側には第二の移相器６が設けられる。第二の移相器６も
インダクタンス素子６ａと容量素子６ｂとの直列共振回
路で構成され、容量素子６ｂが接地される。また、第二
の増幅器４と第二の移相器６との間に接続されている抵
抗５は、前と同様に、第二の増幅器４の出力抵抗成分や
第二の移相器６の抵抗成分等を全て代表するものであ
る。The second amplifier 4 provided at the next stage of the first phase shifter 3 has the phase of the output signal opposite to that of the input signal (differs by π (180 degrees)). A voltage appearing on the capacitive element 3 b of the first phase shifter 3 is input to the second amplifier 4. On the output side of the second amplifier 4, a second phase shifter 6 is provided. The second phase shifter 6 is also formed of a series resonance circuit of an inductance element 6a and a capacitance element 6b, and the capacitance element 6b is grounded. Further, the resistor 5 connected between the second amplifier 4 and the second phase shifter 6 is connected to the output resistance component of the second amplifier 4 and the second phase shifter 6 in the same manner as before. It represents all resistance components and the like.
【００１４】そして、第二の移相器６の容量素子６ｂに
現れる電圧が第一の増幅器１に入力される。この結果、
全体として閉ループを構成し、種々の条件が成り立てば
移相発振器が構成される。Then, the voltage appearing on the capacitive element 6b of the second phase shifter 6 is input to the first amplifier 1. As a result,
A closed loop is formed as a whole, and a phase shift oscillator is formed if various conditions are satisfied.
【００１５】上記の閉ループが移相発振器として成り立
った場合の動作を図２を参照しながら説明する。第一の
増幅器１の出力端に現れる電圧（Ｖ1）の移相を基準と
すると、第一の移相器３の容量素子３ｂに現れる電圧
（Ｖｃ1）の移相はπ／２（９０度）進む。此が第二の
増幅器４に入力される。第二の増幅器４は反転増幅器で
あるので、その出力端に現れる電圧（Ｖ2）の移相はπ
だけずれて２７０度となる。さらに、第二の移相器６の
容量素子６ｂに現れる電圧（Ｖｃ2）の移相はそれより
もπ／２進んで第一の増幅器１に入力されるが、これは
第一の増幅器１の出力端の位相と一致し、しかも第一の
増幅器１４が非反転増幅器であるので第一の増幅器１に
は正帰還が掛かる。The operation when the above closed loop is realized as a phase shift oscillator will be described with reference to FIG. With reference to the phase shift of the voltage (V 1 ) appearing at the output terminal of the first amplifier 1, the phase shift of the voltage (Vc 1 ) appearing at the capacitive element 3 b of the first phase shifter 3 is π / 2 (90 Degree) This is input to the second amplifier 4. Since the second amplifier 4 is an inverting amplifier, the voltage (V 2 ) appearing at its output terminal has a phase shift of π.
270 degrees. Further, the phase shift of the voltage (Vc 2 ) appearing in the capacitive element 6b of the second phase shifter 6 is advanced by π / 2 and input to the first amplifier 1, which is the first amplifier 1 , And the first amplifier 14 is a non-inverting amplifier, so that the first amplifier 1 is subjected to positive feedback.
【００１６】第一の増幅器１には正帰還が掛かること
で、第二の増幅器４にも正帰還が掛かる。これによっ
て、位相発振器が構成されると、第一の増幅器１の出力
端における電圧（Ｖ1）の移相と第二の増幅器４の出力
端における電圧（Ｖ2）の移相とが互いにπ／２異なっ
ているので、これらを局部発振信号として使用すること
が出来る。When the first amplifier 1 is subjected to positive feedback, the second amplifier 4 is also subjected to positive feedback. Thus, when the phase oscillator is configured, the phase shift of the voltage (V 1 ) at the output terminal of the first amplifier 1 and the phase shift of the voltage (V 2 ) at the output terminal of the second amplifier 4 are mutually π. / 2, they can be used as local oscillation signals.
【００１７】次に、第一の増幅器１と第二の増幅器４の
利得を共にＡ、抵抗２、５の抵抗値をそれぞれＲ1、
Ｒ2、インダクタンス素子３ａ、６ａのインダクタンス
値をそれぞれＬ1、Ｌ2、容量素子３ｂ、６ｂの容量値を
それぞれＣ1、Ｃ2として移相発振器を構成するための条
件を求める。Next, the gain of the first amplifier 1 and the gain of the second amplifier 4 are both A, and the resistances of the resistors 2 and 5 are R 1 and R 2 , respectively.
R 2 and the inductance values of the inductance elements 3 a and 6 a are L 1 and L 2 , respectively, and the capacitance values of the capacitance elements 3 b and 6 b are C 1 and C 2 , respectively.
【００１８】第一の増幅器１の出力端における電圧をＶ
1としたときのループ伝達式は数式１で示され、此がＶ1
以上であれば発振条件を満たすことになる。それ故、発
振条件は数式２となる。The voltage at the output of the first amplifier 1 is V
Loop transfer type when a 1 is represented by Equation 1,此is V 1
Above, the oscillation condition is satisfied. Therefore, the oscillation condition is represented by Expression 2.
【数１】 (Equation 1)
【数２】 (Equation 2)
【００１９】また、発振周波数は数式２の虚数部を０と
した場合の数式３から求められる。Further, the oscillation frequency is obtained from Equation 3 when the imaginary part of Equation 2 is set to 0.
【数３】 従って、第一の移相器３の直列共振周波数または／及び
第二の移相器６の直列共振周波数を変化すれば発振周波
数が変わる。なお、抵抗２の抵抗値と抵抗３の抵抗値を
等しくすれば発振周波数は数式４に示すように簡単にな
る。(Equation 3) Therefore, if the series resonance frequency of the first phase shifter 3 and / or the series resonance frequency of the second phase shifter 6 are changed, the oscillation frequency changes. If the resistance value of the resistor 2 is equal to the resistance value of the resistor 3, the oscillation frequency can be simplified as shown in Expression 4.
【数４】 (Equation 4)
【００２０】さらに、数式２における実数部から発振条
件を満たすための第一の増幅器１及び第二の増幅器４の
利得Ａが数式５のように求められる。Further, the gain A of the first amplifier 1 and the second amplifier 4 for satisfying the oscillation condition is obtained from the real part in Equation 2 as in Equation 5.
【数５】 (Equation 5)
【００２１】さて、数式３を満足する理想的なケースと
しては数式６を満足すればよい。By the way, as an ideal case that satisfies Equation 3, Equation 6 may be satisfied.
【数６】 即ち第一の移相器３の直列共振周波数と第二の移相器６
の直列共振周波数とが一致する場合であって、このとき
は、第一の増幅器１の出力端における電圧の位相と第二
の増幅器４の出力端における電圧の位相とがほぼ正確に
π／２ずれる。(Equation 6) That is, the series resonance frequency of the first phase shifter 3 and the second phase shifter 6
Are the same, the phase of the voltage at the output terminal of the first amplifier 1 and the phase of the voltage at the output terminal of the second amplifier 4 are almost exactly π / 2. Shift.
【００２２】しかし、これは理想的な場合であって、一
般的には、六つのパラメータＲ1、Ｒ2、Ｌ1、Ｌ2、
Ｃ1、Ｃ2によって発振周波数が決定され（数式３）、数
式３の第一項と第二項とが互いに絶対値が等しく符号が
逆となる。このような場合は、第一の増幅器１の出力端
の電圧Ｖ1と第二の増幅器４の出力端の電圧Ｖ2との位相
差はπ／２から多少ずれたものとなる。しかし、発振周
波数の変化する範囲が狭いものであれば一方の移相器の
みの直列共振周波数を変化させても位相差は僅少とな
る。そこで、例えば、第一の移相器３の容量素子３ｂと
してバラクタダイオードを用い、それに印加する電圧を
変えて発振周波数を変化させることが出来る。However, this is the ideal case, and in general, the six parameters R 1 , R 2 , L 1 , L 2 ,
The oscillation frequency is determined by C 1 and C 2 (Equation 3), and the first and second terms of Equation 3 have the same absolute value and opposite signs. In such a case, the phase difference between the voltage V 1 at the output terminal of the first amplifier 1 and the voltage V 2 at the output terminal of the second amplifier 4 is slightly shifted from π / 2. However, if the range in which the oscillation frequency changes is narrow, the phase difference becomes small even if the series resonance frequency of only one phase shifter is changed. Therefore, for example, a varactor diode can be used as the capacitance element 3b of the first phase shifter 3, and the oscillation frequency can be changed by changing the voltage applied to the varactor diode.
【００２３】なお、第一の移相器３及び第二の移相器６
を共にπ／２の進み回路としたが、共に遅れ回路として
も移相発振器が構成される。この場合は、各移相器のイ
ンダクタンス素子と容量素子との位置を置換して、イン
ダクタンス素子を接地し、インダクタンス素子に現れる
電圧を各増幅器に入力すればよい。The first phase shifter 3 and the second phase shifter 6
Are both π / 2 advance circuits, but a phase shift oscillator is also configured as a delay circuit. In this case, the positions of the inductance element and the capacitance element of each phase shifter may be replaced, the inductance element may be grounded, and the voltage appearing at the inductance element may be input to each amplifier.
【００２４】図３は具体的な回路を示し、第一の平衡型
差動増幅器１１は反転増幅する一対の増幅素子（例えば
トランジスタ）１１ａ、１１ｂを有し、それらの入力端
子であるベースが平衡入力端、出力端子であるコレクタ
が平衡出力端となる。第一の平衡型差動増幅器１１の次
段には第一の平衡型移相器１２が設けられる。第一の平
衡型移相器１２は容量素子１２ｃとその両端にそれぞれ
接続されたインダクタンス素子１２ａ、１２ｂとからな
る直列共振回路で構成される。インダクタンス素子１２
ａのインダクタンス値とインダクタンス素子１２ｂのイ
ンダクタンス値とは互いに等しい。容量素子１２ｃはバ
ラクタダイオードで構成され、図示はしないがその両端
には直流電圧が印加され、その電圧が変えられる。FIG. 3 shows a specific circuit. The first balanced differential amplifier 11 has a pair of amplifying elements (for example, transistors) 11a and 11b for inverting and amplifying, and the bases serving as input terminals thereof are balanced. The collector which is the input terminal and the output terminal is the balanced output terminal. A first balanced type phase shifter 12 is provided at a stage subsequent to the first balanced type differential amplifier 11. The first balanced phase shifter 12 is configured by a series resonance circuit including a capacitive element 12c and inductance elements 12a and 12b connected to both ends of the capacitive element 12c. Inductance element 12
The inductance value of a and the inductance value of the inductance element 12b are equal to each other. The capacitive element 12c is formed of a varactor diode, and although not shown, a DC voltage is applied to both ends thereof, and the voltage is changed.
【００２５】第一の平衡型移相器１２の次段には第二の
平衡型差動増幅器１３が設けられる。第二の平衡型差動
増幅器１３も反転増幅する一対のトランジスタ１３ａ、
１３ｂを有し、それらのベースが平衡入力端、コレクタ
が平衡出力端となる。そして、第二の平衡型差動増幅器
１３の次段には第二の平衡型移相器１４が設けられる。
第二の平衡型移相器１４も容量素子１４ｃとその両端に
それぞれ接続されたインダクタンス素子１４ａ、１４ｂ
とからなる直列共振回路で構成され、インダクタンス素
子１４ａのインダクタンス値とインダクタンス素子１４
ｂのインダクタンス値とは互いに等しい。A second balanced differential amplifier 13 is provided at a stage subsequent to the first balanced phase shifter 12. A pair of transistors 13a that also invert and amplify the second balanced differential amplifier 13;
13b, with their bases being balanced inputs and their collectors being balanced outputs. Further, a second balanced phase shifter 14 is provided at a stage subsequent to the second balanced differential amplifier 13.
The second balanced phase shifter 14 also includes a capacitive element 14c and inductance elements 14a and 14b respectively connected to both ends thereof.
And the inductance value of the inductance element 14a.
The inductance values of b are equal to each other.
【００２６】以上述べた第一の平衡型差動増幅器１１、
第一の平衡型移相器１２、第二の平衡型ＳＤ押増幅器１
３、第二の平衡型移相器１４はそれぞれ第一の増幅器
１、第一の移相器３、第二の増幅器４、第二の移相器６
に相当する。The first balanced differential amplifier 11 described above,
First balanced type phase shifter 12, second balanced type SD push amplifier 1
3, the second balanced phase shifter 14 includes a first amplifier 1, a first phase shifter 3, a second amplifier 4, and a second phase shifter 6, respectively.
Is equivalent to
【００２７】そして、第一の平衡型差動増幅器１１の平
衡出力胆管に第一の平衡型移相器１２が接続され、第一
の平衡型移相器１２の容量素子１２ｃが第二の平衡型差
動増幅器１３の平衡入力端間に結合される。また、第二
の平衡型差動増幅器１３の平衡出力端間に第二の平衡型
移相器１４が接続され、第二の平衡型移相器１４の容量
素子１４ｃが第一の平衡型差動増幅器１１の平衡入力端
間に結合される。The first balanced phase shifter 12 is connected to the balanced output bile duct of the first balanced differential amplifier 11, and the capacitive element 12c of the first balanced type phase shifter 12 is connected to the second balanced phase shifter 12. Between the balanced input terminals of the differential amplifier 13. A second balanced phase shifter 14 is connected between the balanced output terminals of the second balanced differential amplifier 13, and the capacitive element 14c of the second balanced type phase shifter 14 is connected to the first balanced type differential amplifier 13. It is coupled between the balanced inputs of the operational amplifier 11.
【００２８】以上の接続関係のうち、第一の平衡型差動
増幅器１１の平衡出力端と第二の平衡型差動増幅器１３
の平衡入力端との接続においては、第一の平衡型差動増
幅器１１における一方のトランジスタ１１ａのコレクタ
は第一の平衡型移相器１２における一方のインダクタン
ス素子１２ａを介して第二の平衡型差動増幅器１３にお
ける一方のトランジスタ１３ａのベースに結合し、第一
の平衡型差動増幅器１１における他方のトランジスタ１
１ｂのコレクタは第一の平衡型移相器１２における他方
のインダクタンス素子１２ｂを介して第二の平衡型差動
増幅器１３における他方のトランジスタ１３ｂのベース
に結合する。Of the above connection relationships, the balanced output terminal of the first balanced differential amplifier 11 and the second balanced differential amplifier 13
Is connected to the balanced input terminal, the collector of one transistor 11a in the first balanced differential amplifier 11 is connected to the second balanced type The other transistor 1 in the first balanced differential amplifier 11 is coupled to the base of one transistor 13a in the differential amplifier 13.
The collector 1b is coupled to the base of the other transistor 13b in the second balanced differential amplifier 13 via the other inductance element 12b in the first balanced phase shifter 12.
【００２９】また、第二の平衡型差動増幅器１３の平衡
出力端と第一の平衡型差動増幅器１１の平衡入力端との
接続においては、第二の平衡型差動増幅器１３における
一方のトランジスタ１３ａのコレクタは第二の平衡型移
相器１４における一方のインダクタンス素子１４ａを介
して第一の平衡型差動増幅器１１における他方のトラン
ジスタ１１ｂのベースに結合し、第二の平衡型差動増幅
器１３における他方のトランジスタ１３ｂのコレクタは
第二の平衡型移相器１４における他方のインダクタンス
素子１４ｂを介して第一の平衡型差動増幅器１１におけ
る一方のトランジスタ１１ａのベースに結合する。In connection between the balanced output terminal of the second balanced differential amplifier 13 and the balanced input terminal of the first balanced differential amplifier 11, one of the second balanced differential amplifiers 13 is connected. The collector of the transistor 13a is coupled to the base of the other transistor 11b of the first balanced differential amplifier 11 via one inductance element 14a of the second balanced phase shifter 14, and the second balanced differential The collector of the other transistor 13b in the amplifier 13 is coupled to the base of one transistor 11a in the first balanced differential amplifier 11 via the other inductance element 14b in the second balanced phase shifter 14.
【００３０】この結果、第二の平衡型移相器１４の容量
素子１４ｃに現れる電圧と第一の平衡型差動増幅器１１
の平衡入力端間の電圧位相とが一致し、第一の平衡型差
動増幅器１１及び第二の平衡型差動増幅器１３が互いに
同一構成であっても、正帰還が掛かる。そして、それら
の利得（それぞれＡとする）が数式４を満足すれば歪み
の少ない移相発振器が構成出来る。そして、第一の平衡
型差動増幅器１１の一対のトランジスタ１１ａ、１１ｂ
のコレクタ間（平衡出力端間）Ｉ，Ｉと、第二の平衡型
差動増幅器１３の一対のトランジスタ１３ａ、１３ｂの
コレクタ間（平衡出力端間）Ｑ，Ｑとから互いの位相が
π／２異なる二つの発振信号を出力することができる。
また、これらの出力点の間には増幅器と位相回路とが介
在するので負荷変動などによる位相変化がない。As a result, the voltage appearing on the capacitive element 14c of the second balanced type phase shifter 14 and the voltage of the first balanced type differential amplifier 11
And the first balanced differential amplifier 11 and the second balanced differential amplifier 13 have the same configuration, positive feedback is applied. If their gains (each of which is A) satisfy Expression 4, a phase-shifted oscillator with little distortion can be constructed. The pair of transistors 11a and 11b of the first balanced differential amplifier 11
(I / I) between the collectors (between the balanced output terminals) and Q and Q between the collectors (between the balanced output terminals) of the pair of transistors 13a and 13b of the second balanced differential amplifier 13 have a phase of π / Two different oscillation signals can be output.
Further, since an amplifier and a phase circuit are interposed between these output points, there is no phase change due to a load change or the like.
【００３１】[0031]
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＩ／Ｑ発
振器は閉ループによって正帰還される第一の増幅器と、
閉ループ内に設けられた第一の位相器とを少なくとも備
え、第一の位相器をπ／２の位相進み回路または位相遅
れ回路で構成し、位相が互いにπ／２異なる閉ループ内
の二カ所からそれぞれ発振信号を出力したので、必要な
二つの発振信号を直接取り出すことが出来る。従ってＩ
／Ｑ発振器としての構成が簡単になる。As described above, the I / Q oscillator of the present invention comprises a first amplifier which is positively fed back by a closed loop,
At least a first phase shifter provided in a closed loop, wherein the first phase shifter is constituted by a π / 2 phase advance circuit or a phase delay circuit, and the phase shifts from two places in a closed loop having phases different from each other by π / 2. Since the respective oscillation signals are output, two necessary oscillation signals can be directly extracted. Therefore I
The structure as a / Q oscillator is simplified.
【００３２】また、第一の増幅器または第二の増幅器の
いずれか一方を非反転増幅器で構成する共に、他方を反
転増幅器で構成し、第一の増幅器の出力端と第二の増幅
器の入力端との間に第一の移相器を介挿すると共に第二
の増幅器の出力端と第一の増幅器の入力端との間に第二
の移相器を介挿し、第一の増幅器の出力端と第二の増幅
器の出力端からそれぞれ発振信号を出力したので、二つ
の発振信号の位相が負荷変動などによって互いに影響し
合うことがなく変化しにくい。Also, one of the first amplifier and the second amplifier is constituted by a non-inverting amplifier, the other is constituted by an inverting amplifier, and the output terminal of the first amplifier and the input terminal of the second amplifier are arranged. And a second phase shifter interposed between the output terminal of the second amplifier and the input terminal of the first amplifier, and the output of the first amplifier. Since the oscillation signal is output from the output terminal of the second amplifier and the output terminal of the second amplifier, the phases of the two oscillation signals hardly change without being influenced by a load variation or the like.
【００３３】また、第一の増幅器及び第二の増幅器はそ
れぞれ反転増幅する一対の増幅素子からなる平衡型の差
動増幅器で構成され、第一の移相器と第二の移相器をそ
れぞれ平衡型の移相器で構成し、第一の増幅器の平衡出
力端間に第一の移相器を接続すると共に、第一の移相器
の容量素子を第二の増幅器の平衡入力端間に接続し、第
二の増幅器の平衡出力端間に第二の位相器を接続すると
共に、第二の移相器の容量素子に現れる電圧の位相と第
一の増幅器の平衡入力端の位相とを一致させる如く第二
の移相器の容量素子を第一の増幅器の平衡入力端に結合
したので、二つの増幅を同一構成としてもそれぞれに正
帰還が掛かり、位相が互いにπ／２異なって歪みの少な
い二つの発振信号が得られる。The first amplifier and the second amplifier are each constituted by a balanced differential amplifier comprising a pair of amplifying elements for inverting and amplifying, and each of the first and second phase shifters includes The first phase shifter is connected between the balanced output terminals of the first amplifier, and the capacitive element of the first phase shifter is connected between the balanced input terminals of the second amplifier. And a second phase shifter is connected between the balanced output terminals of the second amplifier, and the phase of the voltage appearing on the capacitive element of the second phase shifter and the phase of the balanced input terminal of the first amplifier are , The capacitive element of the second phase shifter is coupled to the balanced input terminal of the first amplifier, so that even if the two amplifiers have the same configuration, positive feedback is applied to each of them, and the phases differ from each other by π / 2. Two oscillation signals with little distortion can be obtained.
【００３４】また、第一の移相器及び第二の移相器を直
列共振回路で構成し、一方の直列共振回路の共振周波数
を変えられるようにしたので、発振周波数を変化し得る
Ｉ／Ｑ発振器を構成できる。Further, since the first phase shifter and the second phase shifter are constituted by a series resonance circuit, and the resonance frequency of one of the series resonance circuits can be changed, the I / O which can change the oscillation frequency can be used. A Q oscillator can be configured.
【００３５】また、一方の直列共振回路にバラクタダイ
オードを用いたので発振周波数を容易に変えられる。Since the varactor diode is used for one of the series resonance circuits, the oscillation frequency can be easily changed.
【図１】本発明のＩ／Ｑ発振器の基本回路図である。FIG. 1 is a basic circuit diagram of an I / Q oscillator according to the present invention.
【図２】本発明のＩ／Ｑ発振器の原理を説明するベクト
ル図である。FIG. 2 is a vector diagram illustrating the principle of an I / Q oscillator according to the present invention.
【図３】本発明のＩ／Ｑ発振器の具体回路図である。FIG. 3 is a specific circuit diagram of the I / Q oscillator of the present invention.
【図４】従来のＩ／Ｑ発振器の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional I / Q oscillator.
【図５】従来のＩ／Ｑ発振器の動作を説明するタイミン
グチャートである。FIG. 5 is a timing chart illustrating the operation of a conventional I / Q oscillator.
１ 第一の増幅器 ２ 抵抗 ３ 第一の移相器 ３ａ インダクタンス素子 ３ｂ 容量素子 ４ 第二の増幅器 ５ 抵抗 ６ 第二の移相器 ６ａ インダクタンス素子 ６ｂ 容量素子 １１ 第一の平衡型差動増幅器 １１ａ、１１ｂ 増幅素子 １２ 第一の平衡型移相器 １２ａ、１２ｂ インダクタンス素子 １２ｃ 容量素子 １３ 第二の平衡型差動増幅器 １３ａ、１３ｂ 増幅素子 １４ 第二の平衡型移相器 １４ａ、１４ｂ インダクタンス素子 １４ｃ 容量素子 Reference Signs List 1 first amplifier 2 resistor 3 first phase shifter 3a inductance element 3b capacitance element 4 second amplifier 5 resistance 6 second phase shifter 6a inductance element 6b capacitance element 11 first balanced differential amplifier 11a , 11b amplifying element 12 first balanced phase shifter 12a, 12b inductance element 12c capacitive element 13 second balanced differential amplifier 13a, 13b amplifying element 14 second balanced phase shifter 14a, 14b inductance element 14c Capacitive element
Claims (5)
幅器と、前記閉ループ内に設けられた第一の位相器とを
少なくとも備え、前記第一の位相器をπ／２の位相進み
回路または位相遅れ回路で構成し、位相が互いにπ／２
異なる前記閉ループ内の二カ所からそれぞれ発振信号を
出力したことを特徴とするＩ／Ｑ発振器。1. A circuit comprising: a first amplifier that is positively fed back by a closed loop; and a first phase shifter provided in the closed loop, wherein the first phase shifter includes a π / 2 phase advance circuit or a phase shifter. It is composed of delay circuits, and the phases are π / 2
An I / Q oscillator wherein oscillation signals are output from two different points in the closed loop.
位相器とを設け、前記第一の増幅器または第二の増幅器
のいずれか一方を非反転増幅器で構成する共に、他方を
反転増幅器で構成し、前記第一の増幅器の出力端と前記
第二の増幅器の入力端との間に前記第一の移相器を介挿
すると共に前記第二の増幅器の出力端と前記第一の増幅
器の入力端との間に前記第二の移相器を介挿し、前記第
一の位相器及び前記第二の移相器を共にインダクタンス
素子と容量素子とを有するπ／２の位相進み回路または
π／２の位相遅れ回路で構成し、前記第一の増幅器の出
力端と前記第二の増幅器の出力端からそれぞれ発振信号
を出力したことを特徴とする請求項１に記載のＩ／Ｑ発
振器。2. A second amplifier and a second phase shifter are provided in the closed loop, one of the first amplifier and the second amplifier is constituted by a non-inverting amplifier, and the other is constituted by an inverting amplifier. The first phase shifter is interposed between the output terminal of the first amplifier and the input terminal of the second amplifier, and the output terminal of the second amplifier and the first terminal The second phase shifter is interposed between the input terminal of the amplifier and the first phase shifter and the second phase shifter are both π / 2 phase lead circuits each having an inductance element and a capacitance element. 2. The I / Q according to claim 1, wherein the I / Q is constituted by a phase delay circuit of π / 2, and an oscillation signal is outputted from an output terminal of the first amplifier and an output terminal of the second amplifier. Oscillator.
位相器とを設け、前記第一の増幅器及び前記第二の増幅
器はそれぞれ反転増幅する一対の増幅素子からなる平衡
型の差動増幅器で構成されると共に、前記差動増幅器の
平衡入力端及び平衡出力端がそれぞれ前記増幅素子の各
入力端及び各出力端とされ、前記第一の移相器と前記第
二の移相器をそれぞれ容量素子と前記容量素子の両端に
それぞれ接続された二つのインダクタンス素子とからな
る平衡型の移相器で構成し、前記第一の増幅器の平衡出
力端間に前記第一の移相器を接続すると共に、前記第一
の移相器の容量素子を前記第二の増幅器の平衡入力端間
に接続し、前記第二の増幅器の平衡出力端間に前記第二
の位相器を接続すると共に、前記第二の移相器の容量素
子に現れる電圧の位相と前記第一の増幅器の平衡入力端
の位相とを一致させる如く前記第二の移相器の容量素子
を前記第一の増幅器の平衡入力端に結合したことを特徴
とする請求項１に記載のＩ／Ｑ発振器。3. A balanced type differential amplifier comprising a pair of amplifying elements for inverting and amplifying a second amplifier and a second phaser provided in the closed loop. And a balanced input terminal and a balanced output terminal of the differential amplifier are respectively an input terminal and an output terminal of the amplifying element, and the first phase shifter and the second phase shifter Are each constituted by a balanced phase shifter including a capacitive element and two inductance elements respectively connected to both ends of the capacitive element, and the first phase shifter is provided between the balanced output terminals of the first amplifier. And the capacitive element of the first phase shifter is connected between the balanced input terminals of the second amplifier, and the second phase shifter is connected between the balanced output terminals of the second amplifier. Together with the magnitude of the voltage appearing on the capacitive element of the second phase shifter. 2. The device according to claim 1, wherein a capacitive element of the second phase shifter is coupled to a balanced input terminal of the first amplifier so that a phase matches a phase of a balanced input terminal of the first amplifier. An I / Q oscillator as described.
を直列共振回路で構成し、一方の直列共振回路の共振周
波数を変えられるようにしたことを特徴とする請求項２
又は３に記載のＩ／Ｑ発振器。4. The apparatus according to claim 2, wherein said first phase shifter and said second phase shifter are configured by a series resonance circuit, and a resonance frequency of one of the series resonance circuits can be changed.
Or the I / Q oscillator according to 3.
オードを用いたことを特徴とする請求項４に記載のＩ／
Ｑ発振器。5. The I / O circuit according to claim 4, wherein a varactor diode is used for said one series resonance circuit.
Q oscillator.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001125494A JP2002319823A (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | I/q oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001125494A JP2002319823A (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | I/q oscillator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002319823A true JP2002319823A (en) | 2002-10-31 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001125494A Withdrawn JP2002319823A (en) | 2001-04-24 | 2001-04-24 | I/q oscillator |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002319823A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100498490B1 (en) * | 2003-02-28 | 2005-07-01 | 삼성전자주식회사 | Quadrature Voltage Controlled Oscillator capable of varying phase difference between in-phase output signal and quadrature output signal |
| KR100551481B1 (en) | 2004-06-16 | 2006-02-13 | 삼성전자주식회사 | Quadrature output voltage-controlled oscillator capable of implementing phase control, rf transceiver comprising the same, and method for controlling quadrature phase |
-
2001
- 2001-04-24 JP JP2001125494A patent/JP2002319823A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100498490B1 (en) * | 2003-02-28 | 2005-07-01 | 삼성전자주식회사 | Quadrature Voltage Controlled Oscillator capable of varying phase difference between in-phase output signal and quadrature output signal |
| US6995619B2 (en) | 2003-02-28 | 2006-02-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Quadrature voltage controlled oscillator capable of varying a phase difference between an in-phase output signal and a quadrature output signal |
| KR100551481B1 (en) | 2004-06-16 | 2006-02-13 | 삼성전자주식회사 | Quadrature output voltage-controlled oscillator capable of implementing phase control, rf transceiver comprising the same, and method for controlling quadrature phase |
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