JP2002305248A - 半導体集積回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】電池電圧の半分以下の電圧に変換する場合でも
変換効率が低下せず、電圧変換部の効率が９０％以上で
あり、オンチップ化が容易であるＤＣ／ＤＣ変換器の実
現。 【解決手段】 電源装置２００は、所定のタイミングで
エネルギーを供給するエネルギー供給回路２１０と、エ
ネルギー供給回路２１０から供給されるエネルギーを受
け取り、そのエネルギーを保存するエネルギー保存回路
２２０とを備えている。エネルギー保存回路２２０は、
インダクタ２２１と、接続点２２２においてインダクタ
２２１の一端に接続される容量２２３と、接続点２２４
においてインダクタ２２１の他端に接続される容量２２
５とを含んでいる。エネルギーは、接続点２２２と接続
点２２４のうち少なくとも一方を介して負荷に供給され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（技術分野）本発明は、低電力ＬＳＩに適
した電源装置および電圧変換器に関する。

【０００２】（背景技術）直流の入力電圧値を異なる直
流の出力電圧値に昇圧、降圧及び反転させる回路には、
ＤＣ／ＤＣ変換器がある。ＤＣ／ＤＣ変換器は変換効率
と発熱量の観点からレギュレータよりも変換効率に優れ
発熱量が小さい。トランスとの比較では装置の体積が小
さくなる。こうした特徴から変換効率、発熱量及び装置
の体積の要求が強いワーク・ステーション、パーソナル
・コンピュータに多く使用されている。

【０００３】図５１Ａおよび図５１Ｂは、従来のＤＣ／
ＤＣ変換器６１の構成を示す。入力電圧を降圧して出力
する部分を図５１Ａに示している。電圧入力端子には電
源の電圧が与えられる。信号入力端子Ａと信号入力端子
Ｂに与えられたパルス信号に従ってＮＭＯＳトランジス
タ５０、５１が開状態と閉状態に変化させる。ＮＭＯＳ
トランジスタ５０が閉状態になり、ＮＭＯＳトランジス
タ５１が開状態になるとＬＣ部に電流が供給される。こ
の供給された電流の時間変化はインダクタンスＬによっ
て電圧に変換されて端子Ａは出力端子よりも速く電圧が
上昇する。つぎに、ＮＭＯＳトランジスタ５０が開状態
になり、ＮＭＯＳトランジスタ５１が閉状態になるとＬ
Ｃ部から電流が放出される。これらの供給された電流と
放出された電流との比率で出力電圧が決定される。ＮＭ
ＯＳトランジスタ５０が閉状態の時間がＮＭＯＳトラン
ジスタ５１が閉状態の時間に比べて長い場合には出力電
圧は上昇し、ＮＭＯＳトランジスタ５０が閉状態の時間
がＮＭＯＳトランジスタ５１が閉状態の時間に比べて短
い場合には出力電圧は降下する。例えば、ＮＭＯＳトラ
ンジスタ５０が閉状態の時間がＮＭＯＳトランジスタ５
１が閉状態の時間と等しいときに出力電圧が１．５Ｖで
あったとする。ＮＭＯＳトランジスタ５０が閉状態の時
間がＮＭＯＳトランジスタ５１が閉状態の時間に比べて
長い場合には出力電圧は１．５Ｖよりも高い電圧とな
り、ＮＭＯＳトランジスタ５０が閉状態の時間がＮＭＯ
Ｓトランジスタ５１が閉状態の時間に比べて短い場合に
は出力電圧は１．５Ｖよりも低い電圧となる。

【０００４】図５１Ｂに示されているように、ＮＭＯＳ
トランジスタ５０、５１の開閉状態を指示する信号が、
信号入力端子Ａ、Ｂから入力され、信号入力端子Ａ、Ｂ
に入力されるパルス信号はパルス生成部５５によって生
成されている。パルス生成部５５の出力パルスの周期と
パルス幅は制御部５７によって制御されている。制御部
５７は基準電圧生成部５６から出力される電圧と電圧変
換部５４のモニタ端子の電圧を比較して、パルス生成部
から出力されるパルス信号の周期とパルス幅をモニタ端
子の電圧が目標の電圧となるように制御する。

【０００５】最近はＤＣ／ＤＣ変換器を、携帯電話やＰ
ＨＳなどの携帯機器にも使用することで、リチウム・イ
オン電池の寿命をのばすことが考えられるようになっ
た。３Ｖの出力電圧を持つリチウム・イオン電池の出力
電圧を、ＤＣ／ＤＣ変換器によって１Ｖ近傍に降圧し携
帯電話に使用されているＬＳＩを前記１Ｖ近傍で動作さ
せることによりＬＳＩの消費電力を削減できる可能性が
あるからである。

【０００６】しかしながら、こうした電池の寿命を延ば
すことを実現するためには、ＤＣ／ＤＣ変換器は以下に
示す（１）および（２）の課題を同時に解決する必要が
ある。 （１）電池の電圧を半分以下の電圧に変換する場合で
も、変換効率を低下させないこと。

【０００７】携帯電話に使用されているリチウム・イオ
ン電池の出力電圧は３Ｖである。ＬＳＩの消費電力を削
減するためにはリチウム・イオン電池の出力電圧を効率
よく１Ｖに降圧する必要がある。しかしながら、従来の
ＤＣ／ＤＣ変換器６１（図５１Ｂ）を用いてこのような
降圧をすると、変換効率が低下してしまう。従来のＤＣ
／ＤＣ変換器６１は、制御系回路５８の消費電力が大き
いからである。例えば、電源電圧が１Ｖの場合には、Ｌ
ＳＩの消費電力が１０ｍＷ程度であるのに対し、パルス
生成部５５、制御部５７および基準電圧生成部５６を含
む制御系回路５８の消費電力は１００ｍＷ程度となって
しまう。このように、電源電圧が低い場合には、ＬＳＩ
の消費電力よりもＤＣ／ＤＣ変換器６１の制御系回路５
８の消費電力の方が大きくなってしまうことが、変換効
率を低下させる原因である。 （２）電圧変換部の効率が９０％以上であること。

【０００８】従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１において、電
圧変換部５４の効率低下は、ＮＭＯＳトランジスタ５
０、５１に流れる電流によって発生する。電圧変換部５
４では、１サイクルで２回分の効率低下を生じさせるこ
とになる。電圧変換部５４では、ＮＭＯＳトランジスタ
５０、５１は１サイクルで開状態となるからである。

【０００９】さらに、オンチップに関する課題として以
下に示す（３）が挙げられる。 （３）オンチップ化が容易であること。

【００１０】従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１においては、
インダクタ５２の値は１００μＨ程度である。しかし、
そのような大きい値を有するインダクタをシリコン基板
上に形成することは困難である。シリコン基板上に形成
できるのは、せいぜい２００ｎＨ程度のインダクタだか
らである。また、１００μＨ程度のインダクタを使用す
ると、輻射電磁波ノイズによって他のＬＳＩの誤動作を
誘発するおそれがある。

【００１１】さらに、従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１にお
いて、８０％以上の変換効率を実現するためには、スイ
ッチ５０、５１の閉状態での抵抗値（オン抵抗）が０．
１ｍΩ程度である必要がある。しかし、そのような小さ
いオン抵抗を有するスイッチをシリコン基板上に形成す
ることは困難である。シリコン基板上に形成できるの
は、オン抵抗がせいぜい５００ｍΩ程度のスイッチだか
らである。５００ｍΩ程度のオン抵抗を有するスイッチ
を使用した場合には、変換効率が６０％以下にまで低下
してしまう。

【００１２】このように、従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１
では、上記（１）〜（３）の課題のいずれも解決するこ
とができない。

【００１３】本発明の目的の１つは、上記（１）〜
（３）の課題を同時に解決し、かつ、小さい出力電流出
力時においても高効率の電圧変換を実現する電圧変換器
を提供することにある。

【００１４】さらに、本発明は、低電力ＬＳＩに適した
電源装置の基本発明である。本発明は、（１）エネルギ
ー損失がほとんどなく、（２）様々なタイプの電圧波形
を生成することができ、（３）ＬＳＩ用の電源として適
している、という特徴を有する電源装置を提供すること
を目的とする。

【００１５】さらに、本発明は、ＬＣ共振回路を含む電
源装置とその電源装置から電源電圧が供給される少なく
とも１つの回路ブロックとを含む半導体集積回路におい
て、ＬＣ共振回路の動作によって発生するノイズを低減
することができる半導体集積回路を提供することを目的
とする。

【００１６】（発明の開示）請求項１に係る本発明の電
源装置は、所定のタイミングでエネルギーを供給するエ
ネルギー供給手段と、前記エネルギー供給手段から供給
される前記エネルギーを受け取り、前記エネルギーを保
存するエネルギー保存手段とを備えている。前記エネル
ギー保存手段は、インダクタと、第１の接続点において
前記インダクタの一端に接続される第１の容量と、第２
の接続点において前記インダクタの他端に接続される第
２の容量とを含み、前記エネルギーは、前記第１の接続
点と前記第２の接続点のうち少なくとも一方を介して負
荷に供給される。

【００１７】請求項１に係る本発明によれば、エネルギ
ー保存手段に含まれるインダクタと第１の容量と第２の
容量とによってエネルギー保存手段の外部にエネルギー
を実質的に漏らさない閉じた系が形成される。エネルギ
ー保存手段の外部にエネルギーが実質的に漏れないた
め、電源装置におけるエネルギーの損失がほとんどな
い。これにより、低消費電力型の電源装置を提供するこ
とができる。

【００１８】また、請求項１に係る本発明によれば、第
１の容量と第２の容量とをそれぞれ所定値に設定するこ
とにより、第１の接続点および第２の接続点のそれぞれ
から様々なタイプの電圧波形を負荷に供給することがで
きる。例えば、第１の接続点と第２の接続点のうちの一
方から直流電圧波形を負荷に供給することができる。あ
るいは、第１の接続点と第２の接続点のうちの一方から
交流電圧波形を負荷に供給することができる。あるい
は、第１の接続点と第２の接続点のうちの一方から直流
電圧波形を負荷に供給し、第１の接続点と第２の接続点
のうちの他方から交流電圧波形を負荷に供給することが
できる。あるいは、第１の接続点と第２の接続点の両方
から交流電圧波形を負荷に供給することができる。

【００１９】ある実施形態では、前記負荷は、整流作用
を提供する構造を有する半導体回路である。請求項１に
係る本発明の電源装置は、このような負荷に電源を供給
するのに適している。請求項１に係る本発明の電源装置
は、負荷に集中的に電流が流れることが起こり得ない構
造を有しているからである。

【００２０】他の実施形態では、前記負荷には、前記第
１の接続点と前記第２の接続点のうち一方から直流電圧
波形が供給される。

【００２１】他の実施形態では、前記負荷には、前記第
１の接続点と前記第２の接続点のうち一方から交流電圧
波形が供給される。

【００２２】他の実施形態では、前記負荷には、前記第
１の接続点と前記第２の接続点のうち一方から直流電圧
波形が供給され、前記第１の接続点と前記第２の接続点
のうち他方から交流電圧波形が供給される。

【００２３】他の実施形態では、前記負荷には、前記第
１の接続点と前記第２の接続点のうち一方から交流電圧
波形が供給され、前記第１の接続点と前記第２の接続点
のうち他方から交流電圧波形が供給される。

【００２４】他の実施形態では、前記電源装置と前記負
荷とは、単一の半導体チップ上に形成される。

【００２５】他の実施形態では、前記電源装置から前記
負荷に供給された前記エネルギーのうち少なくとも一部
は、再利用を目的として前記電源装置に戻される。

【００２６】他の実施形態では、前記電源装置から前記
負荷に供給された前記エネルギーのうち少なくとも一部
は、前記第１の接続点と前記第２の接続点のうち前記エ
ネルギーを前記負荷に供給する際に使用された接続点と
同一の接続点を介して前記電源装置に戻される。

【００２７】他の実施形態では、前記電源装置から前記
負荷に供給された前記エネルギーのうち少なくとも一部
は、前記第１の接続点と前記第２の接続点のうち前記エ
ネルギーを前記負荷に供給する際に使用された接続点と
異なる接続点を介して前記電源装置に戻される。

【００２８】本発明の電圧変換器は、電源から供給され
る第１の電圧を第２の電圧に変換して、前記第２の電圧
を被電圧供給回路に供給する電圧変換部と、前記被電圧
供給回路によって消費された電力に実質的に等しい電力
を前記電源から前記電圧変換部に供給するように、前記
電圧変換部を制御する制御部とを備えており、これによ
り上記目的が達成される。

【００２９】ある実施形態では、前記制御部は、前記電
圧変換部から出力される前記第２の電圧が所望の電圧よ
り下がったことを検出する第１の検出器を備えており、
前記制御部は、前記第１の検出器によって前記電圧変換
部から出力される前記第２の電圧が前記所望の電圧より
下がったことが検出された場合に前記電圧変換部を制御
する。

【００３０】本発明の他の電圧変換器は、電源から供給
される第１の電圧を第２の電圧に変換して、前記第２の
電圧を被電圧供給回路に供給する電圧変換部と、前記電
圧変換部を制御する制御部とを備えた電圧変換器であっ
て、前記電圧変換部は、インダクタと、第１の接続点に
おいて前記インダクタの一端に接続される第１の容量
と、第２の接続点において前記インダクタの他端に接続
される第２の容量とを含む共振回路と、第１の端子と第
２の端子とを有するスイッチであって、前記第１の端子
は前記電源に接続され、前記第２の端子は前記共振回路
の前記第１の接続点に接続されるスイッチとを含んでお
り、前記制御部は、前記スイッチの開閉を制御する。こ
れにより上記目的が達成される。

【００３１】ある実施形態では、前記制御部は、前記電
圧変換部から出力される前記第２の電圧が所望の電圧よ
り下がったことを検出する第１の検出器を備えており、
前記制御部は、前記第１の検出器によって前記電圧変換
部から出力される前記第２の電圧が前記所望の電圧より
下がったことが検出された場合において、前記スイッチ
の開閉を制御する。

【００３２】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧が前記電源から供給される前記第１の
電圧より小さく前記所望の電圧より大きい期間におい
て、前記スイッチの開閉を制御する。

【００３３】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧が所定の第１の基準電圧に到達したこ
とを検出する第２の検出器と、前記第１の接続点の電圧
が前記所定の第１の基準電圧より大きい所定の第２の基
準電圧に到達したことを検出する第３の検出器とをさら
に備えており、前記第２の検出器によって前記第１の接
続点の電圧が前記所定の第１の基準電圧に到達したこと
が検出された場合には、前記制御部は、前記スイッチの
状態が開状態から閉状態に変化するように前記スイッチ
を制御し、前記第３の検出器によって前記第１の接続点
の電圧が前記所定の第２の基準電圧に到達したことが検
出された場合には、前記制御部は、前記スイッチの状態
が閉状態から開状態に変化するように前記スイッチを制
御する。

【００３４】他の実施形態では、前記第１の検出器は、
前記被電圧供給回路が動作するタイミングと同期して動
作を開始する。

【００３５】他の実施形態では、前記制御部は、前記電
圧変換部から出力される前記第２の電圧が所定の基準電
圧に到達したことを検出する第４の検出器を備えてお
り、リセット信号に応答して、前記制御部は、前記スイ
ッチの状態が開状態から閉状態に変化するように前記ス
イッチを制御し、前記第４の検出器によって前記電圧変
換部から出力される前記第２の電圧が前記所定の基準電
圧に到達したことが検出された場合には、前記制御部
は、前記スイッチの状態が閉状態から開状態に変化する
ように前記スイッチを制御する。

【００３６】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧変化に応じて、クロック信号を生成す
るクロック信号生成器と、前記クロック信号の周期が所
定の周期と異なることを検出した場合に、前記リセット
信号を出力する回路をさらに備えている。

【００３７】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧変化の最大値が所定の基準電圧より小
さいことを検出した場合に、前記リセット信号を出力す
る回路をさらに備えている。

【００３８】他の実施形態では、前記制御部は、前記所
望の電圧を生成する第１の基準電圧生成器をさらに備え
ており、前記第１の基準電圧生成器は、前記第１の検出
器が動作する期間内でのみ動作する。

【００３９】他の実施形態では、前記制御部は、前記所
望の電圧を生成する第１の基準電圧生成器をさらに備え
ており、前記第１の基準電圧生成器は、前記被電圧供給
回路から送られた信号に応じて、前記所望の電圧を変動
させる。

【００４０】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧が所定の第１基準電圧に到達したこと
を検出する第２の検出器をさらに備えており、前記第２
の検出器によって前記第１の接続点の電圧が前記所定の
第１の基準電圧に到達したことが検出された場合には、
前記制御部は、前記スイッチの状態が開状態から閉状態
に変化するように前記スイッチを制御し、前記制御部
は、前記スイッチの状態が開状態から閉状態に変化して
から所定の時間が経過した後に前記スイッチの状態が閉
状態から開状態に変化するように前記スイッチを制御す
る。

【００４１】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧が上昇している期間において、前記ス
イッチの開閉を制御する。

【００４２】他の実施形態では、前記制御部は、前記第
１の接続点の電圧が下降している期間において、前記ス
イッチの開閉を制御する。

【００４３】他の実施形態では、前記電圧変換部は、前
記スイッチを通って前記インダクタから前記電源に向か
って流れる戻り電流を一時的に蓄積する蓄積手段をさら
に備えている。

【００４４】本発明の他の電圧変換器は、電源から供給
される電圧を所望の電圧に変換して、前記所望の電圧を
被電圧供給回路に供給する電圧変換器であって、前記電
圧変換器は、第１の変換効率を有する第１の電圧変換器
と、所定の電流より小さい電流が前記電圧変換器から前
記被電圧供給回路に流れる場合において前記第１の変換
効率より大きい第２の変換効率を有する第２の電圧変換
器と、前記電圧変換器から前記被電圧供給回路に流れる
電流を検出する電流検出器とを含んでおり、前記電流検
出器によって検出される電流が前記所定の電流より大き
い場合には、前記第１の電圧変換器が動作し、前記電流
検出器によって検出される電流が前記所定の電流より小
さい場合には、前記第２の電圧変換器が動作する。これ
により上記目的が達成される。

【００４５】本発明の他の電圧変換器は、電源から供給
される第１の電圧を第２の電圧に変換して、前記第２の
電圧を被電圧供給回路に供給する電圧変換部と、前記電
圧変換部を制御する制御部とを備えた電圧変換器であっ
て、前記電圧変換部は、第１のインダクタと、第１の接
続点において前記第１のインダクタの一端に接続される
第１の容量と、第２の接続点において前記第１のインダ
クタの他端に接続される第２の容量とを含む第１の共振
回路と、第１の端子と第２の端子とを有する第１のスイ
ッチであって、前記第１の端子は前記電源に接続され、
前記第２の端子は前記第１の共振回路の前記第１の接続
点に接続される第１のスイッチと、第２のインダクタ
と、第３の接続点において前記第２のインダクタの一端
に接続される第３の容量と、第４の接続点において前記
第２のインダクタの他端に接続される第４の容量とを含
む第２の共振回路と、第３の端子と第４の端子とを有す
る第２のスイッチであって、前記第３の端子は前記第１
の共振回路の前記第２の接続点に接続され、前記第４の
端子は前記第２の共振回路の前記第３の接続点に接続さ
れる第２のスイッチとを含んでおり、前記制御部は、前
記第１のスイッチおよび第２のスイッチの開閉を制御す
る。これにより、上記目的を達成することができる。

【００４６】本発明の他の電圧変換器は、電源から供給
される第１の電圧を第２の電圧に変換して、前記第２の
電圧を被電圧供給回路に供給する電圧変換部と、前記電
圧変換部を制御する制御部とを備えた電圧変換器であっ
て、前記電圧変換部は、第１のインダクタと、第１の接
続点において前記第１のインダクタの一端に接続される
第１の容量と、第２の接続点において前記第１のインダ
クタの他端に接続される第２の容量とを含む共振回路
と、第１の端子と第２の端子とを有する第１のスイッチ
であって、前記第１の端子は前記電源に接続され、前記
第２の端子は前記共振回路の前記第１の接続点に接続さ
れる第１のスイッチと、第２のインダクタと、第３の容
量と、第３の端子と第４の端子とを有する第２のスイッ
チとを含む変調共振回路であって、前記第２のインダク
タの一端は第３の接続点において前記第２の容量に接続
され、前記第２のインダクタの他端は前記第２の接続点
に接続され、前記第２のスイッチの前記第３の端子は前
記電源に接続され、前記第２のスイッチの前記第４の端
子は前記第３の接続点に接続される、変調共振回路とを
含んでおり、前記制御部は、前記第１のスイッチおよび
第２のスイッチの開閉を制御する。これにより、上記目
的を達成することができる。

【００４７】本発明の他の電圧変換器は、電源から供給
される第１の電圧を第２の電圧に変換して、前記第２の
電圧を被電圧供給回路に供給する電圧変換部と、前記電
圧変換部を制御する制御部とを備えた電圧変換器であっ
て、前記電圧変換部は、第１のインダクタと、第１の接
続点において前記第１のインダクタの一端に接続される
第１の容量と、第２の接続点において前記第１のインダ
クタの他端に接続される第２の容量とを含む共振回路
と、第１の端子と第２の端子とを有する第１のスイッチ
であって、前記第１の端子は前記電源に接続され、前記
第２の端子は前記共振回路の前記第１の接続点に接続さ
れる第１のスイッチと、第２のインダクタと、第３の容
量と、第３の端子と第４の端子とを有する第２のスイッ
チとを含む変調共振回路であって、前記第２のインダク
タの一端は前記第１の接続点に接続され、前記第２のイ
ンダクタの他端は第３の接続点において前記第３の容量
に接続され、前記第２のスイッチの前記第３の端子は前
記電源に接続され、前記第２のスイッチの前記第４の端
子は前記第３の接続点に接続される、変調共振回路とを
含んでおり、前記制御部は、前記第１のスイッチおよび
第２のスイッチの開閉を制御する。これにより、上記目
的を達成することができる。

【００４８】本発明の半導体集積回路は、ＬＣ共振回路
を含む電源装置と、前記電源装置から電源電圧を供給さ
れる少なくとも１つの回路ブロックとを備えた半導体集
積回路であって、前記ＬＣ共振回路の共振周波数は、前
記少なくとも１つの回路ブロックによって使用される周
波数帯域において、前記共振周波数に基づいて決定され
るノイズの強さが所定の値以下となるように設定されて
いる。これにより、上記目的が達成される。

【００４９】前記電源装置と前記少なくとも１つの回路
ブロックとは、単一の半導体チップ上に形成されていて
もよい。

【００５０】前記電源装置と前記少なくとも１つの回路
ブロックとは、異なる半導体チップ上に形成されていて
もよい。

【００５１】前記電源装置は、直流電圧を前記少なくと
も１つの回路ブロックに供給してもよい。

【００５２】（発明を実施するための最良の形態）１．本発明による電源装置の基本原理 図１は、本発明による電源装置２００の構成を示す。電
源装置２００は、エネルギー供給回路２１０と、エネル
ギー保存回路２２０とを含んでいる。

【００５３】エネルギー供給回路２１０は、所定のタイ
ミングでエネルギーをエネルギー保存回路２２０に供給
する。エネルギー供給回路２１０から供給されるエネル
ギーは、任意の種類のエネルギーであり得る。例えば、
エネルギー供給回路２１０から供給されるエネルギー
は、電気エネルギー（電力）、光エネルギー、磁気エネ
ルギー、放射線エネルギーである。

【００５４】エネルギー保存回路２２０は、エネルギー
供給回路２１０から供給されるエネルギーを受け取り、
そのエネルギーを保存する。エネルギー保存回路２２０
は、インダクタ２２１と、接続点２２２においてインダ
クタ２２１の一端に接続される容量２２３と、接続点２
２４においてインダクタ２２１の他端に接続される容量
２２５とを含んでいる。ここで、Ｌはインダクタ２２１
のインダクタンスを示し、Ｃ₁は容量２２５の容量値を
示し、Ｃ₂は容量２２３の容量値を示す。

【００５５】エネルギー保存回路２２０に保存されるエ
ネルギーは、接続点２２２と接続点２２４のうち少なく
とも一方を介して負荷（図１には示されていない）に供
給される。

【００５６】電源装置２００と負荷とは、単一の半導体
チップ上に形成されてもよい。後述するように、電源装
置２００に使用されるインダクタの値は、比較的小さい
値で足りる。例えば、そのようなインダクタの値は１０
０ｎＨ程度である。従って、電源装置２００をシリコン
基板上に形成することは容易である。

【００５７】電源装置２００は、以下の（１）〜（３）
に示す特徴を有する。 （１）電源装置２００におけるエネルギー損失がほとん
どない。 （２）電源装置２００は、様々なタイプの電圧波形を生
成することができる。 （３）電源装置２００は、ＬＳＩ用の電源として適して
いる。特徴１：エネルギー損失がほとんどない 図１に示されるように、容量２２３は、極板２２３−１
と極板２２３−２とを有している。極板２２３−１と極
板２２３−２とは互いに電気的に絶縁されている。極板
２２３−１は接続点２２２に接続され、極板２２３−２
はグランドに接続されている。同様に、容量２２５は、
極板２２５−１と極板２２５−２とを有している。極板
２２５−１と極板２２５−２とは互いに電気的に絶縁さ
れている。極板２２５−１は接続点２２４に接続され、
極板２２５−２はグランドに接続されている。

【００５８】エネルギー供給回路２１０から供給される
エネルギーは、容量２２３の極板２２３−１からインダ
クタ２２１を介して容量２２５の極板２２５−１に至る
閉じた系に電荷を発生させる。このようにして発生した
電荷は、その閉じた系の外部に移動することができな
い。極板２２３−１と極板２２３−２とは互いに電気的
に絶縁されているため、極板２２３−１から極板２２３
−２に電荷が移動する経路がなく、極板２２５−１と極
板２２５−２とは互いに電気的に絶縁されているため、
極板２２５−１から極板２２５−２に電荷が移動する経
路がないからである。

【００５９】このように、閉じた系における電荷の量は
一定に保たれる。このことは、エネルギー保存回路２２
０において静的エネルギーの量が一定に保たれることを
意味する。静的エネルギーは、その閉じた系における電
荷の量によって表されるからである。エネルギー保存回
路２２０に保存される静的エネルギーの量は、１／２・
（ｑ₁＋ｑ₂）²／（Ｃ₁＋Ｃ₂）によって表される。ここ
で、ｑ₁は容量２２５に蓄積された電荷量を表し、ｑ₂は
容量２２３に蓄積された電荷量を表す。いいかえれば、
静的エネルギーとは、閉じた系に含まれる端子の電圧変
化がなくなり一定となったとき、いわば静止したときに
閉じた系が持っているエネルギーということもできる。

【００６０】図２Ａ〜図２Ｅは、エネルギー保存回路２
２０において動的エネルギーが容量２２３と容量２２５
との間をインダクタ２２１を介して循環しながら一定に
保たれることを模式的に示したものである。エネルギー
保存回路２２０における動的エネルギーの状態は、図２
Ａに示す状態から図２Ｅに示す状態に遷移し、その後、
図２Ｅに示す状態から図２Ａに示す状態に遷移する。以
降、このような状態変化が繰り返される。

【００６１】動的エネルギーは、インダクタ２２１に蓄
積されるエネルギーと、容量２２３と容量２２５との間
の電荷量の差（電位差）に基づくエネルギーとに分類さ
れる。図２Ａ〜図２Ｅにおいて、Ｅ_M1はインダクタ２２
１に蓄積されるエネルギーを示し、Ｅ_M2は容量２２３と
容量２２５との間の電荷量の差（電位差）に基づくエネ
ルギーを示す。（Ｅ_M1＋Ｅ_M2）は、一定に保たれる。Ｅ
_M1＝１／２・Ｌｉ₁ ²である。ここで、ｉ₁はインダクタ
２２１を流れる電流を表す。Ｅ_M2＝｜１／２・ｑ₁ ²／Ｃ
₁−１／２・ｑ₂ ²／Ｃ₂｜である。ここで、ｑ₁は容量２
２５に蓄積された電荷量を表し、ｑ₂は容量２２３に蓄
積された電荷量を表す。いいかえれば、動的エネルギー
とは、閉じた系に含まれる端子の電圧を振動させる、い
わば動かすことができるエネルギーということができ
る。

【００６２】インダクタ２２１に蓄積されたエネルギー
Ｅ_M1は、容量２２３から容量２２５に向かって（また
は、容量２２５から容量２２３に向かって）電荷を移動
させるように作用する。従って、インダクタ２２１に蓄
積されたエネルギーＥ_M1がゼロになるまで、容量２２３
から容量２２５に向かって（または、容量２２５から容
量２２３に向かって）電荷の移動が継続する。

【００６３】インダクタ２２１に蓄積されたエネルギー
Ｅ_M1がゼロである場合には、容量２２３と容量２２５と
の間の電荷量の差（電位差）に基づくエネルギーＥ_M2が
最大となる。従って、容量２２３と容量２２５との間の
電荷量の差（電位差）をなくす方向に電荷の移動が開始
される。電荷がインダクタ２２１を通過することによ
り、インダクタ２２１にエネルギーＥ_M1が蓄積される。
以下、このようなプロセスが繰り返される。

【００６４】このように、エネルギー保存回路２２０
は、静的エネルギーおよび動的エネルギーを実質的に一
定に保つ。言い換えれば、エネルギー保存回路２２０の
外部に静的エネルギーおよび動的エネルギーが実質的に
漏れることがない。ここで、「実質的に」とは、容量２
２３および２２５の極板間を流れるリーク電流による静
的エネルギーの漏れや、インダクタ２２１の抵抗に基づ
く減衰による動的エネルギーの漏れのような意図しない
エネルギー漏れを除いて、エネルギー漏れがないという
意味である。このことは、電源装置２００におけるエネ
ルギーの損失がほとんどないことを意味する。これによ
り、低消費電力型の電源装置を提供することが可能とな
る。特徴２：様々なタイプの電圧波形を生成することができ
る Ｃ₁＞＞Ｃ₂という関係を満たすように容量２２３の容量
値と容量２２５の容量値とを設定することにより、接続
点２２２において交流電圧波形、接続点２２４において
直流電圧波形を生成することができる。このような電圧
波形は、エネルギー保存回路２２０における共振に基づ
いて得られる。電圧波形に関する数学的根拠は、（式
１）〜（式１７）を参照して後述される。

【００６５】また、Ｃ₁≒Ｃ₂という関係を満たすように
容量２２３の容量値と容量２２５の容量値とを設定する
ことにより、接続点２２２および接続点２２４のいずれ
においても、交流電圧波形を生成することができる。

【００６６】さらに、エネルギー供給回路２１０から供
給されるエネルギーのうち静的エネルギーとしてエネル
ギー保存回路２２０に保存されるエネルギーと、動的エ
ネルギーとしてエネルギー保存回路２２０に保存される
エネルギーとの割合を調整することによって、交流電圧
波形の振幅中心と交流電圧波形の振幅とを任意に設定す
ることができる。静的エネルギーが交流電圧波形の振動
中心を決定し、動的エネルギーが交流電圧波形の振幅を
決定するからである。

【００６７】図３は、Ｃ₁＞＞Ｃ₂の場合における、接続
点２２２の交流電圧波形の一例を示す。このように、静
的エネルギーＥ_Sと動的エネルギーＥ_Mとを適切に与える
ことにより、振動中心が電圧Ｖ_Pであり、かつ、振幅が
１／２Ｖ_DDである交流電圧波形を得ることができる。接
続点２２２の電圧は、グランド電圧より常に高いか等し
いことに留意されたい。

【００６８】Ｃ₁＞＞Ｃ₂である場合には、接続点２２２
の電圧波形は、周期Ｔ₀＝２π（√ＬＣ₂で振動する正弦
波に近似され得る。従って、インダクタ２２１のインダ
クタンスＬと容量２２３の容量値Ｃ₂との積（ＬＣ₂）を
可変にすることによって接続点２２２の電圧波形の周期
Ｔ₀を任意の値に調整することができる。ＬＣ₂は、電源
装置２００の動作前に予め所定の値に調整され、電源装
置２００の動作中にはその所定の値に固定されていても
よい。あるいは、ＬＣ₂は、電源装置２００の動作中に
制御回路によって動的に制御され得る。例えば、その制
御回路は、エネルギー供給回路２１０からエネルギー保
存回路２２０に供給されるエネルギーが小さくなるにつ
れて周期Ｔ₀が長くなるようにＬＣ₂を制御し、エネルギ
ー供給回路２１０からエネルギー保存回路２２０に供給
されるエネルギーが大きくなるにつれて周期Ｔ₀が短く
なるようにＬＣ₂を制御する。このように周期Ｔ₀を制御
することにより、エネルギー供給回路２１０からエネル
ギー保存回路２２０に供給されるエネルギーが大きくな
るにつれて、単位時間あたりに、接続点２２２の電圧が
電源電圧Ｖ_DDに近接する回数を増加させることができ
る。従って、接続点２２２の電圧が電源電圧Ｖ_DDに近接
した期間（図３の期間Ｔ_A）においてエネルギー供給回
路２１０からエネルギー保存回路２２０にエネルギーが
供給されるようにエネルギー供給のタイミングを制御す
ることにより、エネルギー供給回路２１０からエネルギ
ー保存回路２２０にエネルギーが供給される際に発生す
るエネルギー損失を最小化することができる。接続点２
２２の電圧が電源電圧Ｖ_DDに近接した期間（図３の期間
Ｔ_A）において、エネルギー供給回路２１０からエネル
ギー保存回路２２０にエネルギーを供給することが最も
高効率のエネルギー供給だからである。

【００６９】さらに、ＬＣ₂を一定に保つという条件の
下にＬとＣ₂とを可変にすることにより、周期Ｔ₀を変化
させることなく、エネルギー供給回路２１０から供給さ
れるエネルギーに含まれる静的エネルギーＥ_Sと動的エ
ネルギーＥ_Mとの比率を調整することが可能となる。容
量２２３の容量値Ｃ₂を増加させてインダクタ２２１の
インダクタンスＬを減少させることにより、容量２２３
および容量２２５に蓄積されるエネルギー（静的エネル
ギー）を増加させ、インダクタ２２１に蓄積されるエネ
ルギー（動的エネルギー）を減少させることができる。
逆に、容量２２３の容量値Ｃ₂を減少させてインダクタ
２２１のインダクタンスＬを増加させることにより、容
量２２３および容量２２５に蓄積されるエネルギー（静
的エネルギー）を減少させ、インダクタ２２１に蓄積さ
れるエネルギー（動的エネルギー）を増加させることが
できる。

【００７０】以上、容量値Ｃ₂とインダクタンスＬとを
調整する例を説明した。さらに、容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂
とインダクタンスＬとを調整することにより、静的エネ
ルギーＥ_Sと動的エネルギーＥ_Mとの比率をさらに詳細に
調整することができる。

【００７１】例えば、エネルギー供給回路２１０によ
り、接続点２２２から電流ｉ₀が流れ出すと仮定する。
電流ｉ₀のうち容量２２３に流れ込む電流を電流ｉ₁と
し、電流ｉ₀のうち容量２２５に流れ込む電流を電流ｉ₂
とする。電流ｉ₁と電流ｉ₂との比率は、容量値Ｃ₁、容
量値Ｃ₂およびインダクタンスＬを調整することにより
任意の値に設定することができる。容量２２３および容
量２２５に蓄積されるエネルギー（静的エネルギー）
は、１／２・（ｑ₁＋ｑ₂）²／（Ｃ₁＋Ｃ₂）によって表
され、インダクタ２２１に蓄積されるエネルギー（動的
エネルギー）は、１／２・Ｌｉ₁ ²によって表される。こ
こで、ｑ₁は容量２２５に蓄積された電荷量を表し、ｑ₂
は容量２２３に蓄積された電荷量を表す。従って、電流
ｉ₁と電流ｉ₂との比率を調整することにより、容量２２
３および容量２２５に蓄積されるエネルギー（静的エネ
ルギー）とインダクタ２２１に蓄積されるエネルギー
（動的エネルギー）とを調整することが可能となる。

【００７２】このように、交流電圧波形の振動中心や振
幅を自在に制御できることは、「断熱充電の原理」を利
用して容量性の負荷を充電することに適している。「断
熱充電の原理」とは、交流電圧波形を用いて容量性の負
荷を充電することに関する原理である。「断熱充電の原
理」によれば、より長い時間をかけてその容量性の負荷
を充電する方が、その充電に伴うエネルギー損失をより
小さくすることができることが知られている。

【００７３】図４Ａは、周期Ｔ₀で電源電圧Ｖ_DDとグラ
ンド電圧ＧＮＤとの間を振動する交流電圧波形（Ａ）
と、周期Ｔ₀で電源電圧Ｖ_DDと電圧−Ｖ_DDとの間を振動
する交流電圧波形（Ｂ）とを対比して示す。電源電圧Ｖ
_DDからグランド電圧ＧＮＤに至るまで断熱充電を行う場
合には、交流電圧波形（Ａ）の断熱充電期間Ｔ_Aの長さ
は、交流電圧波形（Ｂ）の断熱充電期間Ｔ_Bの長さの２
倍である。従って、交流電圧波形（Ａ）を用いて断熱充
電を行う方がエネルギー損失が小さい点で有利であるこ
とが分かる。このことは、グランド電圧ＧＮＤから電源
電圧Ｖ_DDに至るまで断熱充電を行う場合にも同様であ
る。

【００７４】図４Ｂは、周期Ｔ₀で電源電圧Ｖ_DDと電圧
１／２Ｖ_DDとの間を振動する交流電圧波形（Ａ）と、周
期Ｔ₀で電源電圧Ｖ_DDと電圧−Ｖ_DDとの間を振動する交
流電圧波形（Ｂ）とを対比して示す。電源電圧Ｖ_DDから
電圧１／２Ｖ_DDに至るまで断熱充電を行う場合には、交
流電圧波形（Ａ）の断熱充電期間Ｔ_Aの長さは、交流電
圧波形（Ｂ）の断熱充電期間Ｔ_Eの長さの約４倍であ
る。従って、交流電圧波形（Ａ）を用いて断熱充電を行
う方がエネルギー損失が小さい点で有利であることが分
かる。このことは、電圧１／２Ｖ_DDから電源電圧Ｖ_DDに
至るまで断熱充電を行う場合にも同様である。

【００７５】さらに、図４Ａと図４Ｂとを対比すると、
交流電圧波形の振幅が小さい方が断熱充電を行う上でよ
り効果的であることが分かる。特徴３：ＬＳＩ用の電源として適している 電源装置２００の接続点２２２に負荷としてＬＳＩが接
続された場合を考える。ＬＳＩは、必ず寄生ダイオード
を含んでいる。本明細書では、寄生ダイオードとは、整
流作用を提供する構造を有する半導体回路をいうと定義
する。例えば、ＬＳＩの外部で生じる突入電流からＬＳ
Ｉの内部を保護するために設けられている保護ダイオー
ドは、寄生ダイオードである。ＬＳＩがバイポーラトラ
ンジスタを使用する場合には、例えば、ベース・エミッ
タ間、ベース・コレクタ間に寄生ダイオードが形成され
る。ＬＳＩがＭＯＳトランジスタを使用する場合には、
例えば、ソース・ウェル間、ドレイン・ウェル間に寄生
ダイオードが形成される。

【００７６】図５は、寄生ダイオード２５０を含むＬＳ
Ｉを電源装置２００の接続点２２２に接続した場合の等
価回路を示す。接続点２２２の電圧がグランド電圧ＧＮ
Ｄより低くなると、寄生ダイオード２５０に順方向電流
が流れる。これにより、寄生ダイオード２５０において
電力が消費される。その結果、エネルギー損失が発生す
る。また、寄生ダイオード２５０に順方向電流が流れる
ことは、寄生ダイオード２５０を破壊するおそれがあ
る。インダクタ２２１に蓄積されるエネルギーが寄生ダ
イオード２５０によって集中的に消費される可能性があ
るからである。

【００７７】これに対し、本発明による電源装置２００
によれば、特徴２で述べたように、接続点２２２の電圧
がグランド電圧ＧＮＤより常に高いか等しくなるように
交流電圧波形を制御することができる。このような制御
の下では、寄生ダイオード２５０に順方向電流が流れる
ことはない。従って、ＬＳＩに含まれる寄生ダイオード
２５０に起因してエネルギー損失が発生することはな
い。

【００７８】さらに、仮に、寄生ダイオード２５０に順
方向電流が流れた場合であっても、寄生ダイオード２５
０の破壊に至ることはない。インダクタ２２１に蓄えら
れていた動的エネルギーは静的エネルギーに変換されて
エネルギー保存回路２２０において保存されるからであ
る。

【００７９】従来では、デジタル回路やＳＲＡＭ（スタ
ティック・ランダム・アクセス・メモリ）やＲＯＭ（リ
ード・オンリー・メモリ）を集積することによりＬＳＩ
を形成するのが通常であった。近年では、フラッシュ・
メモリやＤＲＡＭ（ダイナミック・ランダム・アクセス
・メモリ）や高周波から低周波に至る範囲のアナログ回
路を集積することによりＬＳＩを形成する傾向にある。
このような傾向は、今後ますます強くなり、１０年後に
は新しい集積回路の時代に入ると予想されている。この
ような集積回路の各回路ブロックがより高い制御領域に
おいて動作するためには、各回路ブロックが必要とする
様々な電圧を高効率で生成する電源が必要となる。様々
な種類の回路ブロックの消費電力を削減することによっ
て集積回路のより高いシステム動作を実現可能となるか
らである。また、所定の周波数領域において低いノイズ
特性がもとめられる。

【００８０】本発明の電源装置は、単電源として、動的
エネルギーを静的エネルギーに高効率で変換すること
や、交流電源および直流電源を負荷に高効率で供給する
ことを実現する。そのような単電源の電源装置を複数個
組み合わせることにより、多電源の電源装置が得られ
る。多電源の電源装置は、複数の電源電圧を発生させ
る。多電源の電源装置は、同一の種類の複数の電源装置
を組み合わせたものであってもよいし、異なる種類の複
数の電源装置を組み合わせたものであってもよい。

【００８１】図６Ａは、エネルギー供給回路２１０の構
成を示す。エネルギー供給回路２１０は、エネルギー保
存回路２２０の接続点２２２に電気エネルギー（電力）
を供給する。エネルギー供給回路２１０は、接続点２２
２においてエネルギー保存回路２２０に接続されてい
る。

【００８２】図６Ａに示すエネルギー供給回路２１０
は、直流電源２１１と、直流電源２１１と接続点２２２
との間に設けられたスイッチ２１２とを含んでいる。

【００８３】スイッチ２１２がオンされると、直流電源
２１１からの電荷がスイッチ２１２を介してエネルギー
保存回路２２０に供給される。スイッチ２１２をオンす
るタイミングを制御することにより、所定のタイミング
で直流電源２１１からの電荷をエネルギー保存回路２２
０に供給することができる。

【００８４】直流電源２１１に代えて交流電源を使用し
てもよい。交流電源からの電力を所定のタイミングでス
イッチングすることにより、交流電源を直流電源とみな
すことができるからである。

【００８５】また、直流電源２１１に代えてパルス状の
波形を有する電圧を供給する電源を使用してもよい。そ
のような電源から供給される電力の大きさは、例えば、
パルス幅変調によって制御され得る。このような電源を
使用すれば、スイッチ２１２は不要になる。

【００８６】図６Ｂは、エネルギー供給回路２１０の他
の構成を示す。エネルギー供給回路２１０は、エネルギ
ー保存回路２２０のインダクタ２２１に磁気エネルギー
を供給する。エネルギー供給回路２１０とエネルギー保
存回路２２０とは、非接触である。

【００８７】図６Ｂに示すエネルギー供給回路２１０
は、インダクタ２１４と、交流電源２１５とを含んでい
る。エネルギー供給回路２１０のインダクタ２１４に電
流が流れることによって磁界が発生し、その磁界によっ
てエネルギー保存回路２２０のインダクタ２２１に電流
が流れる。インダクタ２２１に電流が流れることによっ
て動的エネルギーがインダクタ２２１に蓄積される。こ
のように、エネルギー供給回路２１０から供給される磁
気エネルギーは、エネルギー保存回路２２０のインダク
タ２２１によって受け取られ、動的エネルギーとしてエ
ネルギー保存回路２２０に保存される。

【００８８】図６Ｃは、エネルギー供給回路２１０の他
の構成を示す。エネルギー供給回路２１０は、エネルギ
ー保存回路２２０の容量２２３と容量２２５のうち少な
くとも一方に光エネルギーを供給する。エネルギー供給
回路２１０とエネルギー保存回路２２０とは、非接触で
ある。

【００８９】図６Ｃに示すエネルギー供給回路２１０
は、光を放射する発光回路２１６を含んでいる。容量２
２３と容量２２５のうち少なくとも一方は、受け取った
光を電気に変換する機能を有している。このように、エ
ネルギー供給回路２１０から供給される光エネルギー
は、エネルギー保存回路２２０の容量２２３（または容
量２２５）によって受け取られ、静的エネルギーとして
エネルギー保存回路２２０に保存される。例えば、容量
２２３（または容量２２５）は、フォトダイオードや太
陽電池であり得る。

【００９０】図６Ｄは、エネルギー供給回路２１０の他
の構成を示す。

【００９１】図６Ｄに示すエネルギー供給回路２１０
は、電源２１１と、スイッチ２１２と、スイッチ２１２
ａと、インバータ２１２ｂと、容量２１２ｃとを含んで
いる。

【００９２】エネルギー保存回路２２０において、一般
に、接続点２２２の電圧が上昇する場合には、インダク
タ２２１を通って容量２２５から容量２２３に向かって
電流が流れている。このような電流が流れている場合に
おいてスイッチ２１２をオンすると、スイッチ２１２を
通ってインダクタ２２１から電源２１１に向かって電流
が一時的に流れる。ここでは、この電流を「戻り電流」
と呼ぶことにする。戻り電流は、電源２１１に蓄積され
る。しかし、電源２１１がエネルギー蓄積型ではない電
源（例えば、一般に出力段が電流を吸い込んでグランド
にすててしまうタイプの電源など）や電池などに代表さ
れるように寄生的な内部抵抗が大きい電源（例えば、リ
チウム・イオン・電池など）である場合には、エネルギ
ーの損失が大きくなる。エネルギー蓄積型ではない電源
では、戻り電流が電源２１１を通ってグランドに捨てら
れてしまうし、電池では、寄生的な内部抵抗によってエ
ネルギーが損失されてしまうからである。

【００９３】スイッチ２１２ａと容量２１２ｃとは、戻
り電流が電源２１１に流れ込むのを防ぐために設けられ
ている。スイッチ２１２ａは、電源２１１とスイッチ２
１２との間に設けられている。容量２１２ｃは、スイッ
チ２１２ａとスイッチ２１２との間にある接続点２１２
ｄに接続されている。容量２１２ｃは、容量値Ｃ₀を有
している。

【００９４】スイッチ２１２がオン状態である場合に
は、スイッチ２１２ａはオフ状態とされる。この場合、
戻り電流は、容量２１２ｃに蓄積される。このようにし
て、エネルギーが容量２１２ｃに蓄積される。容量２１
２ｃに蓄積されたエネルギーは、エネルギー保存回路２
２０に供給され得る。

【００９５】スイッチ２１２がオフ状態である場合に
は、スイッチ２１２ａはオン状態とされる。その結果、
電源２１１から容量２１２ｃに電流が流れ、容量２１２
ｃの電圧が電源電圧Ｖ_DDに等しくなる。

【００９６】インバータ２１２ｂは、スイッチ２１２と
スイッチ２１２ａとを交互にオンオフするために使用さ
れる。スイッチ２１２とスイッチ２１２ａとを交互にオ
ンオフすることにより、上述した動作が繰り返される。

【００９７】図５８Ａは、エネルギー供給回路２１０の
他の構成を示す。

【００９８】図５８Ａに示すエネルギー供給回路２１０
は、電源２１１と、スイッチ２１２と、スイッチ２１２
ａと、容量２１２ｃとを含んでいる。容量２１２ｃは、
戻り電流を一時的に蓄積する。

【００９９】図５８Ｂは、接続点２２２の電圧変化（波
形（Ａ））と接続点２２４の電圧変化（波形（Ｂ））と
を示す。

【０１００】時刻ｔ₁において、コンパレータ２７２ａ
は、接続点２２２の電圧が電源電圧Ｖ_DDに到達したこと
を検出し、検出信号を制御回路２７１ａに出力する。制
御回路２７１ａは、検出信号に応答して、スイッチ２１
２ａをオフ状態からオン状態に変化させる。

【０１０１】戻り電流が存在する場合には、時刻ｔ₁か
らｔ₂の期間において、接続点２２２の電圧が電源電圧
Ｖ_DDよりも高い電圧に向かって上昇する。こうした電圧
の変化は、接続点２２２から容量２１２ｃに向かって戻
り電流が流れ、その戻り電流が容量２１２ｃに一時的に
蓄積されていることを表している。

【０１０２】時刻ｔ₂において、接続点２２２の電圧は
最高点に達し、その後、接続点２２２の電圧は降下し始
める。

【０１０３】時刻ｔ₂からｔ₃の期間において、容量２１
２ｃからエネルギー保存回路２２０に電流が流れ始め
る。

【０１０４】時刻ｔ₃において、コンパレータ２７２ａ
は、接続点２２２の電圧が電源電圧Ｖ_DDに再び到達した
ことを検出し、検出信号を制御回路２７１ａに出力す
る。制御回路２７１ａは、検出信号に応答して、スイッ
チ２１２ａをオン状態からオフ状態に変化させる。

【０１０５】さらに、時刻ｔ₃において、制御回路２７
１は、スイッチ２１２をオフ状態からオン状態に変化さ
せる。その後、スイッチ２１２は、時刻ｔ₄に至るまで
オン状態を維持される。スイッチ２１２がオン状態であ
る期間中、電源２１１からスイッチ２１２を介してエネ
ルギー保存回路２２０にエネルギーが供給される。

【０１０６】このように、戻り電流は、電源２１１に戻
ることなく、容量２１２ｃに一時的に蓄積される。２．動的エネルギーと静的エネルギーの比率の調整 エネルギー供給回路２１０が図６Ａに示す構成を有して
いる場合には、スイッチ２１２をオンするタイミングを
制御することにより、エネルギー保存回路２２０に供給
される動的エネルギーと静的エネルギーの比率を調整す
ることができる。

【０１０７】スイッチ２１２をオンする期間は、接続点
２２２の電圧ｖの大きさとインダクタ２２１を流れる電
流ｉ₁の向きとを考慮して、以下に示す４つの期間に分
類される。ここで、接続点２２４から接続点２２２に向
かう方向に電流ｉ₁が流れる場合に電流ｉ₁は正の値を有
し、接続点２２２から接続点２２４に向かう方向に電流
ｉ₁が流れる場合に電流ｉ₁は負の値を有するとする。

【０１０８】期間Ｉ：電源電圧Ｖ_DDと電圧ｖとの差が所
定の電圧Ｖ_THより小さく、かつ、電流ｉ₁が正の値を有
する期間。

【０１０９】期間ＩＩ：電源電圧Ｖ_DDと電圧ｖとの差が
所定の電圧Ｖ_THより小さく、かつ、電流ｉ₁が負の値を
有する期間。

【０１１０】期間ＩＩＩ：電源電圧Ｖ_DDと電圧ｖとの差
が所定の電圧Ｖ_THより大きく、かつ、電流ｉ₁が正の値
を有する期間。

【０１１１】期間ＩＶ：電源電圧Ｖ_DDと電圧ｖとの差が
所定の電圧Ｖ_THより大きく、かつ、電流ｉ₁が負の値を
有する期間。

【０１１２】図７Ａは、期間Ｉ〜ＩＶと電圧ｖの波形と
電流ｉ₁の波形との関係を示す。電圧ｖの波形は、所定
の電圧Ｖ_THを中心に振動する正弦波形である。電流ｉ₁
の波形は、ゼロを中心に振動する正弦波形である。

【０１１３】エネルギー供給回路２１０からエネルギー
保存回路２２０にエネルギーを供給する際に発生するエ
ネルギー損失を最小化するためには、スイッチ２１２の
端子間電圧ができるだけ小さいときにスイッチ２１２を
オンすることが必要とされる。これは、容量に電荷を充
電する際には電源と容量との間に存在する抵抗にかかる
電圧を最小化することによってその抵抗によるエネルギ
ー損失を最小化することができるという「断熱充電の原
理」に基づく。従って、エネルギー損失を最小化するた
めには、電源電圧Ｖ_DDと電圧ｖとの差が小さい期間Ｉま
たは期間ＩＩにおいて、スイッチ２１２がオンされるこ
とが好ましい。

【０１１４】以下、期間Ｉおよび期間ＩＩにおいてエネ
ルギー保存回路２２０に供給される動的エネルギーと静
的エネルギーの比率を説明する。

【０１１５】図７Ｂは、期間Ｉにおいてインダクタ２２
１を流れる電流ｉ₁とスイッチ２１２を流れる電流ｉ₂と
を示し、図７Ｃは、期間Ｉにおいてスイッチ２１２をオ
ンするタイミングを示す。

【０１１６】図７Ｂに示されるように、期間Ｉにおい
て、電流ｉ₁は、電流ｉ₂の方向とは逆方向に流れる。そ
の結果、電流ｉ₂はインダクタ２２１よりも容量２２３
に向かって多く流れる。このことは、期間Ｉにおいて、
エネルギー保存回路２２０に動的エネルギーよりも静的
エネルギーが多く供給されることを意味する。動的エネ
ルギーは、インダクタ２２１を流れる電流によって主と
して発生するからである。

【０１１７】図７Ｄは、期間ＩＩにおいてインダクタ２
２１を流れる電流ｉ₁とスイッチ２１２を流れる電流ｉ₂
とを示し、図７Ｅは、期間ＩＩにおいてスイッチ２１２
をオンするタイミングを示す。

【０１１８】図７Ｄに示されるように、期間ＩＩにおい
て、電流ｉ₁は、電流ｉ₂の方向と同一の方向に流れる。
その結果、電流ｉ₂は容量２２３よりもインダクタ２２
１に向かって多く流れる。このことは、期間ＩＩにおい
て、エネルギー保存回路２２０に静的エネルギーよりも
動的エネルギーが多く供給されることを意味する。動的
エネルギーは、インダクタ２２１を流れる電流によって
主として発生するからである。

【０１１９】このように、スイッチ２１２をオンするタ
イミングとして期間Ｉおよび期間ＩＩのうちの一方を選
択することにより、エネルギー供給回路２１０からエネ
ルギー保存回路２２０に供給される動的エネルギーと静
的エネルギーの比率を調整することが可能となる。３．動的エネルギーと静的エネルギーの検出 エネルギー保存回路２２０は、動的エネルギーと静的エ
ネルギーとを保存する。エネルギー保存回路２２０に接
続される負荷の性質（すなわち、容量的な性質が強いか
抵抗的な性質が強いか）に応じて、負荷によって消費さ
れる動的エネルギーの量と負荷によって消費される静的
エネルギーの量は変動する。

【０１２０】エネルギー保存回路２２０における動的エ
ネルギーと静的エネルギーの保存量を一定に保つために
は、動的エネルギーの減少量と静的エネルギーの減少量
とを分離して検出して、動的エネルギーの減少量に応じ
てエネルギー供給回路２１０からエネルギー保存回路２
２０にエネルギーを供給し、静的エネルギーの減少量に
応じてエネルギー供給回路２１０からエネルギー保存回
路２２０にエネルギーを供給する必要がある。

【０１２１】以下、動的エネルギーおよび静的エネルギ
ーの検出およびその検出に基づく動的エネルギーおよび
静的エネルギーの供給を説明する。なお、ここでは、エ
ネルギー供給回路２１０は、図６Ａに示す構成を有する
ものと仮定する。しかし、以下に説明する動的エネルギ
ーおよび静的エネルギーの検出方法および供給方法は、
エネルギー供給回路２１０が他の構成（例えば、図６Ｂ
または図６Ｃに示す構成）を有している場合にも適用可
能である。

【０１２２】図８は、動的エネルギーおよび静的エネル
ギーを検出する機能を有する電源装置１３０１の構成を
示す。負荷３７０は、接続点２２４において電源装置１
３０１に接続されている。負荷３７０は、容量成分と抵
抗成分のうち少なくとも一方を含む。

【０１２３】電源装置１３０１は、基本的な構成である
エネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０
に加えて、制御回路２７１と、参照電圧生成回路３７１
〜３７４と、コンパレータ３７５〜３７９と、クロック
信号生成回路３８０とをさらに含んでいる。

【０１２４】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０１２５】図９Ａは、交流電圧波形（Ａ）と対比し
て、交流電圧波形（Ａ’）を示す。ここで、交流電圧波
形（Ａ）は、エネルギー保存回路２２０に保存されてい
る動的エネルギーが一定に保たれている場合における接
続点２２２の電圧の時間に対する変化を表し、交流電圧
波形（Ａ’）は、エネルギー保存回路２２０に保存され
ている動的エネルギーが減少した場合における接続点２
２２の電圧の時間に対する変化を表す。図９Ａに示され
るように、エネルギー保存回路２２０に保存されている
動的エネルギーが減少した場合には、接続点２２２にお
ける交流電圧波形の振動中心は変化せず、振動振幅が減
少する。

【０１２６】図９Ｂは、交流電圧波形（Ａ）と対比し
て、交流電圧波形（Ａ’）を示す。ここで、交流電圧波
形（Ａ）は、エネルギー保存回路２２０に保存されてい
る静的エネルギーが一定に保たれている場合における接
続点２２２の電圧の時間に対する変化を表し、交流電圧
波形（Ａ’）は、エネルギー保存回路２２０に保存され
ている静的エネルギーが減少した場合における接続点２
２２の電圧の時間に対する変化を表す。図９Ｂに示され
るように、エネルギー保存回路２２０に保存されている
静的エネルギーが減少した場合には、接続点２２２にお
ける交流電圧波形の振動中心がシフトする。

【０１２７】図１０Ａは、動的エネルギーを検出する処
理の手順を示す。この処理は、制御回路２７１（図８参
照）によって所定の時間毎に実行される。ここで、Ｖ_A
は接続点２２２における電圧を表し、Ｖ_P、Ｖ_r1、Ｖ_r2
およびＶ_r3は参照電圧生成回路３７１〜３７４からそれ
ぞれ出力される参照電圧を表し、Ｖ_DDは電源電圧を表
す。これらの電圧は、Ｖ_P＜Ｖ_r3＜Ｖ_r2＜Ｖ_r1＜Ｖ_DDと
いう関係を満たす。また、交流電圧波形（Ａ）および
（Ａ’）と同一の周期を有するクロック信号がクロック
信号生成回路３８０（図８参照）によって生成される。
クロック信号の波形は、図９Ａに示されている。

【０１２８】ステップＳ１１では、電圧Ｖ_Aが上昇中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を越えたか否かが判定される。電圧
Ｖ_Aが上昇中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を越えたことは、コン
パレータ３７９の出力信号がＬレベルからＨレベルに変
化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが上昇中に電
圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を越えた場合には、処理はステップＳ
１２に進む。

【０１２９】ステップＳ１２では、電圧Ｖ_Aが上昇中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1を越えたか否かが判定される。電圧
Ｖ_Aが上昇中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1を越えたことは、コン
パレータ３７６の出力信号がＬレベルからＨレベルに変
化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが上昇中に電
圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1を越えた場合には、エネルギー供給回
路２１０からエネルギー保存回路２２０に動的エネルギ
ーを供給することなく処理は終了する。動的エネルギー
を供給しなければなれないほどエネルギー保存回路２２
０に保存されている動的エネルギーが減少していないと
判断されるからである。

【０１３０】一方、電圧Ｖ_Aが上昇中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ
_r1を越えることなく、クロック信号の立ち下がりエッジ
が検出された場合（ステップＳ１３）には、エネルギー
供給回路２１０からエネルギー保存回路２２０に動的エ
ネルギーを供給する必要があると判断される。交流電圧
波形（Ａ’）の次の周期まで電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1に到達
することはあり得ないからである。従って、この場合に
は、処理はステップＳ１４に進む。

【０１３１】ステップＳ１４では、電圧Ｖ_Aが下降中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を下回ったか否かが判定される。電
圧Ｖ_Aが下降中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を下回ったことは、
コンパレータ３７８の出力信号がＨレベルからＬレベル
に変化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが下降中
に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を下回った場合には、制御回路２
７１は、スイッチ２１２をオンにする（ステップＳ１
５）。

【０１３２】ステップＳ１６では、電圧Ｖ_Aが下降中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を下回ったか否かが判定される。電
圧Ｖ_Aが下降中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を下回ったことは、
コンパレータ３７９の出力信号がＨレベルからＬレベル
に変化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが下降中
に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を下回った場合には、制御回路２
７１は、スイッチ２１２をオフにする（ステップＳ１
７）。

【０１３３】このように、エネルギー保存回路２２０に
保存されている動的エネルギーが減少した場合には、電
源電圧Ｖ_DDの近傍であり、かつ、電圧Ｖ_Aが下降中の期
間Ｔ₁において、スイッチ２１２がオンにされる。これ
により、エネルギー供給回路２１０からエネルギー保存
回路２２０に動的エネルギーを供給することができる。

【０１３４】図１０Ｂは、静的エネルギーを検出する処
理の手順を示す。この処理は、制御回路２７１（図８参
照）によって所定の時間毎に実行される。ここで、Ｖ_A
は接続点２２２における電圧を表し、Ｖ_P、Ｖ_r1、Ｖ_r2
およびＶ_r3は参照電圧生成回路３７１〜３７４からそれ
ぞれ出力される参照電圧を表し、Ｖ_DDは電源電圧を表
す。これらの電圧は、Ｖ_P＜Ｖ_r3＜Ｖ_r2＜Ｖ_r1＜Ｖ_DDと
いう関係を満たす。

【０１３５】ステップＳ２１では、期間Ｔ₁より期間Ｔ₂
が小さいか否かが判定される。ここで、期間Ｔ₁は、交
流電圧波形（Ａ）に沿って電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_Pを越えた時
刻から次に電圧Ｖ_Pを下回るまでに要する時間として定
義される。期間Ｔ₂は、交流電圧波形（Ａ’）に沿って
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_Pを越えた時刻から次に電圧Ｖ_Pを下回
るまでに要する時間として定義される。期間Ｔ₁および
期間Ｔ₂は、コンパレータ３７５の出力信号がＬレベル
からＨレベルに変化した時刻からＨレベルからＬレベル
に変化した時刻までの時間を測定することにより、制御
回路２７１によって求められる。

【０１３６】期間Ｔ₁より期間Ｔ₂が小さいと判定された
場合には、エネルギー供給回路２１０からエネルギー保
存回路２２０に静的エネルギーを供給する必要があると
判断される。従って、この場合には、処理はステップＳ
２２に進む。

【０１３７】ステップＳ２２では、電圧Ｖ_Aが上昇中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を越えたか否かが判定される。電圧
Ｖ_Aが上昇中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を越えたことは、コン
パレータ３７９の出力信号がＬレベルからＨレベルに変
化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが上昇中に電
圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を越えた場合には、制御回路２７１
は、スイッチ２１２をオンにする（ステップＳ２３）。

【０１３８】ステップＳ２４では、電圧Ｖ_Aが上昇中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を越えたか否かが判定される。電圧
Ｖ_Aが上昇中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を越えたことは、コン
パレータ３７８の出力信号がＬレベルからＨレベルに変
化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが上昇中に電
圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を越えた場合には、制御回路２７１
は、スイッチ２１２をオフにする（ステップＳ２５）。

【０１３９】このように、エネルギー保存回路２２０に
保存されている静的エネルギーが減少した場合には、電
源電圧Ｖ_DDの近傍であり、かつ、電圧Ｖ_Aが上昇中の期
間Ｔ₃において、スイッチ２１２がオンにされる。これ
により、エネルギー供給回路２１０からエネルギー保存
回路２２０に静的エネルギーを供給することができる。 ４．動的エネルギーの調整 図１１Ａは、エネルギー保存回路２２０に保存される動
的エネルギーの量を調整する機能を有する電源装置１３
０２の構成を示す。負荷３９０は、接続点２２４におい
て電源装置１３０２に接続されている。負荷３９０は、
容量成分と抵抗成分のうち少なくとも一方を含む。

【０１４０】電源装置１３０２は、基本的な構成である
エネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０
に加えて、制御回路２７１と、コンパレータ２７２と、
参照電圧生成回路２７３とをさらに含んでいる。

【０１４１】エネルギー保存回路２２０に動的エネルギ
ーが過剰に供給されると、接続点２２２における交流電
圧波形の振動振幅が増大する。電源装置１３０２は、接
続点２２２の電圧がグランド電圧ＧＮＤ以下となった場
合において、接続点２２２における交流電圧波形の振動
振幅を減少させることを目的とする。

【０１４２】エネルギー保存回路２２０には、素子３９
１が設けられている。素子３９１は、接続点２２２に接
続されている。素子３９１は、例えば、カソードを端子
ａとし、アノードを端子ｂとするダイオードである（図
１１Ｂ参照）。そのダイオードは、ショットキ・バリヤ
・ダイオードであってもよい。あるいは、素子３９１
は、ドレインを端子ａとし、ソースを端子ｂとし、ウエ
ルを電源Ｖ_DDとしてゲートとソースとを接続したＰＭＯ
Ｓトランジスタであってもよい（図１１Ｃ参照）。その
ようなＰＭＯＳトランジスタのしきい値Ｖ_Tは、高くて
も低くても構わない。

【０１４３】図１１Ｄは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）を示す。

【０１４４】素子３９１として図１１Ｂに示されるダイ
オードを使用する場合には、接続点２２２の電圧がグラ
ンド電圧ＧＮＤ以下になると、ダイオードが順方向にバ
イアスされる。その結果、グランド電圧ＧＮＤからダイ
オードの順方向電圧Ｖ_Tだけ下がった電圧に接続点２２
２の電圧が固定される（例えば、図１１Ｄの期間ｔ₃〜
ｔ₄を参照）。ダイオードは順方向にバイアスされるた
め、順方向電流が流れる。ダイオードの順方向電流は、
インダクタに蓄積された動的エネルギーによって生じ
る。従って、インダクタに蓄積された動的エネルギーが
ダイオードによって消費される。その結果、接続点２２
２における交流電圧波形の振動振幅が減少する。一方、
ダイオードの順方向電流によって電荷がエネルギー保存
回路２２０に供給される。これにより、静的エネルギー
が増大する。

【０１４５】素子３９１として図１１Ｃに示されるＰＭ
ＯＳトランジスタを使用する場合には、ドレインの電圧
がグランド電圧ＧＮＤからしきい値電圧Ｖ_Tだけ下がっ
た電圧になると、ＰＭＯＳトランジスタが導通状態にな
る。その結果、ＰＭＯＳトランジスタの端子ｂ（ソー
ス）から端子ａ（ドレイン）に向かってドレイン電流が
流れる。このドレイン電流は、インダクタに蓄積された
動的エネルギーによって生じる。従って、インダクタに
蓄積された動的エネルギーがＰＭＯＳトランジスタによ
って消費される。その結果、接続点２２２における交流
電圧波形の振動振幅が減少する。一方、ドレイン電流に
よって電荷がエネルギー保存回路２２０に供給される。
これにより、静的エネルギーが増大する。

【０１４６】図１２は、エネルギー保存回路２２０に保
存される動的エネルギーの量を調整する機能を有する電
源装置１３０３の構成を示す。電源装置１３０３は、磁
気結合を利用して、エネルギー供給回路２１０からエネ
ルギー保存回路にエネルギーを供給する。

【０１４７】エネルギー保存回路２２０には、素子３９
１が設けられている。素子３９１は、接続点２２２に接
続されている。素子３９１の構成は、上述したとおりで
ある。

【０１４８】エネルギー保存回路２２０に動的エネルギ
ーが過剰に供給された場合には、素子３９１によってイ
ンダクタに蓄積された動的エネルギーが消費される。そ
の結果、接続点２２２における交流電圧波形の振動振幅
が減少する。一方、素子３９１によって電荷がエネルギ
ー保存回路２２０に供給される。これにより、静的エネ
ルギーが増大する。

【０１４９】このように、過剰な動的エネルギーが素子
３９１によって消費されることにより、接続点２２２に
おける交流電圧波形の振動振幅が減衰する。これによ
り、エネルギー保存回路２２０に保存される動的エネル
ギーの量が一定に保たれる。

【０１５０】図１３Ａは、エネルギー保存回路２２０に
保存される動的エネルギーの量を調整する機能を有する
電源装置１３０４の構成を示す。負荷４００は、接続点
２２４において電源装置１３０４に接続されている。負
荷４００は、容量成分と抵抗成分のうち少なくとも一方
を含む。

【０１５１】電源装置１３０４は、基本的な構成である
エネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０
に加えて、制御回路２７１と、コンパレータ２７２と、
参照電圧生成回路２７３と、制御回路４０２と、コンパ
レータ４０３〜４０４と、参照電圧生成回路４０５〜４
０６とをさらに含んでいる。

【０１５２】エネルギー保存回路２２０に動的エネルギ
ーが過剰に供給されると、接続点２２２における交流電
圧波形の振動振幅が増大する。電源装置１３０４は、接
続点２２２の電圧がグランド電圧ＧＮＤ以下となった場
合において、接続点２２２における交流電圧波形の振動
振幅を減少させることを目的とする。

【０１５３】エネルギー保存回路２２０には、スイッチ
４０１が設けられている。スイッチ４０１は、接続点２
２２に接続されている。スイッチ４０１は、例えば、Ｎ
ＭＯＳトランジスタであり得る。スイッチ４０１の開閉
タイミングは、制御回路４０２によって制御される。

【０１５４】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０１５５】図１３Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）とを示す。

【０１５６】接続点２２４の電圧が目標電圧Ｖ_Pを下回
った場合には、制御回路２７１はスイッチ２１２をオン
にする。例えば、制御回路２７１は、時刻ｔ₃〜ｔ₄の期
間においてスイッチ２１２をオンにする。あるいは、ス
イッチ２１２をオンにする期間は、時刻ｔ₁〜ｔ₂の期間
であってもよいし、時刻ｔ₁〜ｔ₄の期間であってもよ
い。これにより、エネルギー供給回路２１０からエネル
ギー保存回路２２０にエネルギーが供給される。その結
果、接続点２２２における交流電圧波形の振動振幅が増
大する。

【０１５７】エネルギー保存回路２２０に動的エネルギ
ーが過剰に供給された場合には、接続点２２２の電圧が
グランド電圧ＧＮＤ以下となる。エネルギー保存回路２
２０に保存されている静的エネルギーが減少して接続点
２２２における交流電圧波形の振動中心が１／２Ｖ_DDよ
り小さくなった場合も同様である。

【０１５８】接続点２２２の電圧がグランド電圧ＧＮＤ
以下となる期間において、制御回路４０２はスイッチ４
０１をオンにする。例えば、制御回路４０２は、時刻ｔ
₅〜ｔ₆の期間においてスイッチ４０１をオンにする。あ
るいは、スイッチ４０１をオンにする期間は、時刻ｔ₇
〜ｔ₈の期間であってもよいし、時刻ｔ₅〜ｔ₈の期間で
あってもよい。その結果、グランド電圧ＧＮＤから接続
点２２２に向かって電流が流れる。この電流は、インダ
クタに蓄積された動的エネルギーによって生じる。従っ
て、インダクタに蓄積された動的エネルギーがスイッチ
４０１によって消費される。その結果、接続点２２２に
おける交流電圧波形の振動振幅が減少する。一方、スイ
ッチ４０１を介して電荷がエネルギー保存回路２２０に
供給される。これにより、静的エネルギーが増大する。

【０１５９】このように、接続点２２２の電圧がグラン
ド電圧ＧＮＤよりも低い場合においてスイッチ４０１を
オンにすることにより、エネルギー保存回路２２０に保
存されている動的エネルギーの一部はスイッチ４０１の
寄生抵抗によって熱エネルギーに変換されて消費され、
他の動的エネルギーの一部は静的エネルギーに変換され
てエネルギー保存回路２２０に蓄積される。

【０１６０】一方、接続点２２２の電圧がグランド電圧
ＧＮＤより高い場合においてスイッチ４０１をオンにす
ると、エネルギー保存回路２２０に保存されている静的
エネルギーはグランド電圧ＧＮＤに向かって放出され
る。エネルギー保存回路２２０から放出された静的エネ
ルギーの一部はスイッチ４０１の寄生抵抗によって熱エ
ネルギーに変換されて消費され、他の静的エネルギーの
一部は電荷がインダクタ２２１を通過することによって
動的エネルギーに変換される。

【０１６１】すなわち、グランド電圧ＧＮＤより低い電
圧でスイッチ４０１をオンにすることにより、エネルギ
ー保存回路２２０に保存されている動的エネルギーを減
少させ、静的エネルギーを増大させることができる。グ
ランド電圧ＧＮＤより高い電圧でスイッチ４０１をオン
にすることにより、エネルギー保存回路２２０に保存さ
れている動的エネルギーを増大させ、静的エネルギーを
減少させることができる。

【０１６２】このように、スイッチ４０１をオンにする
タイミングを調整することにより、エネルギー保存回路
２２０に保存される動的エネルギーと静的エネルギーと
を調整することができる。スイッチ４０１をオンにする
タイミングは、参照電圧生成回路４０６から出力される
参照電圧Ｖ_r3、Ｖ_r4を調整することにより、任意に調整
することができる。

【０１６３】図１４は、動的エネルギーを調整する処理
の手順を示す。この処理は、制御回路２７１（図１３Ａ
参照）によって所定の時間毎に実行される。ここで、Ｖ
_Aは接続点２２２における電圧を表し、Ｖ_Bは接続点２２
４における電圧を表し、Ｖ_Pは参照電圧生成回路２７３
から出力される参照電圧を表し、Ｖ_r1およびＶ_r2は参照
電圧生成回路４０５から選択的に出力される参照電圧を
表し、Ｖ_r3およびＶ_r4は参照電圧生成回路４０６から選
択的に出力される参照電圧を表し、Ｖ_DDは電源電圧を表
し、ＧＮＤはグランド電圧を表す。これらの電圧は、Ｖ
_r4＜Ｖ_r3＜ＧＮＤ＜Ｖ_P＜ Ｖ_r2＜Ｖ_r1＜Ｖ_DDという関係
を満たす。

【０１６４】ステップＳ３１では、電圧Ｖ_Bが電圧Ｖ_Pを
下回ったか否かが判定される。電圧Ｖ_Bが電圧Ｖ_Pを下回
ったことは、コンパレータ２７２の出力信号がＨレベル
からＬレベルに変化することによって検出される。電圧
Ｖ_Bが電圧Ｖ_Pを下回った場合には、処理はステップＳ３
２に進む。

【０１６５】ステップＳ３２では、電圧Ｖ_Aが下降中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1を下回ったか否かが判定される。電
圧Ｖ_Aが下降中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1を下回ったことは、
コンパレータ４０３の出力信号がＬレベルからＨレベル
に変化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが下降中
に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r1を下回った場合には、制御回路２
７１は、スイッチ２１２をオンにする（ステップＳ３
３）。

【０１６６】ステップＳ３４では、電圧Ｖ_Aが下降中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を下回ったか否かが判定される。電
圧Ｖ_Aが下降中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を下回ったことは、
コンパレータ４０３の出力信号がＬレベルからＨレベル
に変化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが下降中
に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r2を下回った場合には、制御回路２
７１は、スイッチ２１２をオフにする（ステップＳ３
５）。

【０１６７】ステップＳ３６では、電圧Ｖ_Aが下降中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を下回ったか否かが判定される。電
圧Ｖ_Aが下降中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を下回ったことは、
コンパレータ４０４の出力信号がＬレベルからＨレベル
に変化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが下降中
に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r3を下回った場合には、制御回路４
０２は、スイッチ４０１をオンにする（ステップＳ３
７）。

【０１６８】ステップＳ３８では、電圧Ｖ_Aが下降中に
電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r4を下回ったか否かが判定される。電
圧Ｖ_Aが下降中に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r4を下回ったことは、
コンパレータ４０４の出力信号がＬレベルからＨレベル
に変化することによって検出される。電圧Ｖ_Aが下降中
に電圧Ｖ_Aが電圧Ｖ_r4を下回った場合には、制御回路４
０２は、スイッチ４０１をオフにする（ステップＳ３
９）。

【０１６９】このように、接続点２２２の電圧がグラン
ド電圧ＧＮＤ以下となる期間において、スイッチ４０１
はオンにされる。過剰な動的エネルギーがスイッチ４０
１によって消費されることにより、接続点２２２におけ
る交流電圧波形の振動振幅が減衰する。これにより、エ
ネルギー保存回路２２０に保存される動的エネルギーの
量が一定に保たれる。５．ノイズについて 図６Ａに示されるように、スイッチ２１２を介してエネ
ルギー供給回路２１０からエネルギー保存回路２２０に
エネルギーが供給される場合には、スイッチ２１２がオ
ン状態である期間の長さに応じて、動的エネルギーと静
的エネルギーの総供給量（あるいは、動的エネルギーと
静的エネルギーの変換量）が決定される。エネルギー保
存回路２２０から負荷に供給される動的エネルギーと静
的エネルギーが多くなると、スイッチ２１２がオン状態
である期間が長くなるように制御される。エネルギー保
存回路２２０から負荷に供給される動的エネルギーと静
的エネルギーが少なくなると、スイッチ２１２がオン状
態である期間が短くなるように制御される。

【０１７０】このように、スイッチ２１２がオン状態で
ある期間の長さが変化すると、接続点２２２における正
弦波振動の歪みも変化する。その結果、歪みの周波数ス
ペクトルが変化する。

【０１７１】接続点２２２における正弦波振動は、イン
ダクタ２２１に電流を流す。インダクタ２２１を流れる
電流は電磁波を発生させる。その電磁波の周波数は、正
弦波振動の周波数と一意的に関連する。インダクタ２２
１を電流が流れることによって発生した電磁波は、他の
インダクタに結合して他のインダクタが接続されている
回路に影響を与える。これがいわゆるノイズである。

【０１７２】ノイズはフィルタによって除去され得る。
フィルタによるノイズの除去を容易にするためには、ノ
イズの周波数スペクトルがほぼ一定で変化しないことが
好ましい。スイッチ２１２がオン状態である期間の長さ
を一定とすることにより、ノイズの周波数スペクトルを
一定とすることができる。スイッチ２１２がオン状態で
ある期間の長さを一定とする場合には、スイッチ２１２
の寄生抵抗を変化させることによりエネルギーの供給量
および変換量を調整すればよい。

【０１７３】スイッチ２１２の寄生抵抗を変化させるこ
とは、例えば、電源２１１と接続点２２２との間に互い
に並列に接続された複数のスイッチを設け、その複数の
スイッチのうち同時にオン状態にするスイッチの個数を
変化させることによって達成される。

【０１７４】図１５は、スイッチ部２１２ｅの構成例を
示す。スイッチ部２１２ｅは、互いに並列に接続された
４個のスイッチ２１２−１〜２１２−４を含んでいる。
ある期間では、スイッチ２１２−１のみがオン状態とさ
れる。別のある期間では、スイッチ２１２−１および２
１２−２がオン状態とされる。さらに別のある期間で
は、スイッチ２１２−１〜２１２−３がオン状態とされ
る。さらに別のある期間では、スイッチ２１２−１〜２
１２−４がオン状態とされる。同時にオン状態にされる
スイッチの数が増大するにつれて、エネルギーの供給量
および変換量が増大する。

【０１７５】このように、スイッチ２１２がオン状態で
ある期間の長さを一定とし、かつ、スイッチ２１２の寄
生抵抗を変化させてエネルギーの供給量および変換量を
調整することにより、ノイズの周波数スペクトルを一定
とすることができる。これにより、ノイズをフィルタに
よって除去することが容易になる。６．共振動作について エネルギー保存回路２２０の接続点２２２における正弦
波振動の周波数ｆは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂という条件が成立する
場合には、ｆ＝１／｛２π・√（ＬＣ₂）｝によって表
される。ここで、Ｌはインダクタ２２１のインダクタン
スであり、Ｃ₁は容量２２５の容量値であり、Ｃ₂は容量
２２３の容量値である。

【０１７６】容量値Ｃ₂を大きくすると、周波数ｆは低
くなる。また、インダクタンスＬを大きくすると、周波
数ｆは低くなる。

【０１７７】周波数ｆが低いことは、様々なタイプの電
源回路において使用される比較器に入力される信号の変
化の速度が小さいことを意味する。これにより、比較器
が誤差なく電圧を検出することができる。比較器は、検
出対象の信号が遅くなればそれだけ正確に電圧を検出す
ることができるという特性を有しているからである。さ
らに、比較器が十分に正確に電圧を検出する能力を有し
ている場合には、比較器の検出精度を下げることにより
比較器の消費電力を削減することができる。その上、ス
イッチ２１２の両端子にかかる電圧差が小さくなってい
るときを見はからってエネルギー供給回路２１０からエ
ネルギー保存回路２２０にエネルギーを供給することが
できるので、スイッチ２１２の両端子に大きな電圧差が
生じることによって発生するとつ入電流によるノイズの
発生を回避できる。

【０１７８】このように、エネルギー保存回路２２０
は、容量値および／またはインダクタンスを変更するこ
とにより接続点２２２における正弦波振動の周波数ｆを
高くしたり低くしたりすることができるという特徴を有
している。それゆえ、共振動作におけるノイズの周波数
を高くしたり低くしたりすることができる。

【０１７９】接続点２２２における正弦波振動の振幅を
一定に保つという条件下で、容量値Ｃ₂を大きくする
と、容量２２３に充電されるべき電荷量が増大する。そ
の結果、容量２２３に流れ込む電流が増大する。

【０１８０】正弦波振動を用いて負荷に電荷を供給する
場合、または、負荷から電荷を回収する場合には、その
電荷量は負荷に依存して変動する。従って、周波数ｆと
負荷に供給する電荷量（および／または負荷から回収す
る電荷量）とを考慮して、エネルギー保存回路２２０の
回路設計がなされなければならない。７．ＬＣ共振動作に基づくノイズの低減について ＬＳＩの高集積化が進むに従って、ＤＲＡＭなどに代表
されるメモリ回路、デジタル回路、アナログ回路が単一
のチップに形成されるようになることが予想されてい
る。これらの様々な回路が単一のチップに混載された場
合には、中間周波のアナログ回路の動作周波数帯域にノ
イズが混入することによってアナログ回路の特性に及ぼ
す影響が、今後は次第に、問題になると考えられる。

【０１８１】図７５は、システムＬＳＩの１つの実施形
態を示す。システムＬＳＩ１８０１は、例えば、携帯電
話のように、送られてきた高周波数の電波を受信し、復
調する機能を有している。

【０１８２】システムＬＳＩ１８０１は、高周波信号を
受信し中間周波数に復調する機能を有する中間周波およ
び高周波アナログ回路ブロック１８０２と、復調に必要
なプログラムが記憶されているＤＲＡＭブロック１８０
３と、復調動作を制御し復調信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器を含む低周波アナログ回路ブロック１
８０４と、デジタル復調信号のノイズ除去などの信号処
理を行うデジタル回路ブロック１８０５と、ＬＣ共振回
路を含む電源装置１８０６とを含んでいる。回路ブロッ
ク１８０２〜１８０５および電源装置１８０６は、単一
のシリコン・チップ上に形成されている。電源装置１８
０６は、回路ブロック１８０２〜１８０５の少なくとも
１つに電源電圧を供給する。

【０１８３】図７５に示されるように、中間周波および
高周波アナログ回路ブロック１８０２と電源装置１８０
６とは近接して配置されているため、ＬＣ共振回路のイ
ンダクタによって発生するノイズが中間周波および高周
波アナログ回路ブロック１８０２に混入する。一方、中
間周波および高周波アナログ回路ブロック１８０２はノ
イズによる特性の低下が顕著であることから、信号伝達
などの適用の形態ごとに、許容されるノイズの強さが規
格によって定められている。例えば、ある規格は、１０
〜２０ＭＨｚの周波数帯域に−６０ｄＢｍ以上のノイズ
が混入することを禁止している。

【０１８４】ノイズの混入を防ぐためには、インダクタ
を含まない電源装置、例えばオペアンプによる電源装置
を使用する方法がある。しかし、インダクタを含まない
電源装置は、エネルギー損失が大きいためＬＳＩの低電
力化、低発熱化に対して不利である。インダクタを含む
電源装置を使用する場合には、インダクタに流れる電流
によって放射ノイズが発生する。従って、中間周波およ
び高周波アナログ回路ブロックの特性に影響する周波数
帯域に許容された強さ以上のノイズが混入しないように
する必要がある。

【０１８５】図５１Ａに示される電圧変換部５４を有す
る従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１では、スイッチ５０から
の電流の供給が終了すると、スイッチ５０が開状態から
閉状態に変化する。スイッチ５０が開状態から閉状態に
変化するときにインダクタ５２に流れる電流が急激に変
化するため、インダクタ５２の特性に従って信号入力端
子Ａの電圧は瞬時にグランド電圧に到達する。その結
果、インダクタ５２から発生するノイズは、信号入力端
子Ａの電圧の急激な変化に応じた高い周波数に至るノイ
ズ分布を有することになる。このことは、中間周波およ
び高周波アナログ回路ブロックの特性に影響する周波数
帯域に許容された強さ以上のノイズが混入する原因とな
る。

【０１８６】一方、ＬＣ共振回路を含む電源装置１８０
６では、ＬＣ共振回路の共振周波数を適切に設定するこ
とによりインダクタを流れる電流変化を制限することが
可能である。これにより、ノイズの周波数を低減するこ
とができる。

【０１８７】図７７は、ＬＣ共振回路の共振周波数に対
するノイズの強さの分布を示す。図７７において、曲線
ａ、ｂ、ｃは、それぞれ、ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ
_La、ｆ_Lb、ｆ_Lcに対応する。ここで、ｆ_La＜ｆ_Lb＜ｆ_Lc
という関係がある。ＬＣ共振回路の共振周波数ｆ_La、ｆ
_Lb、ｆ_Lcのそれぞれは、容量Ｃ（例えば、図１のＣ₂）
とインダクタＬ（例えば、図１のＬ）とを設計時に適切
に設定することによって設定される。これにより、設計
時にＬとＣとを適切に選んで作り込むことができる。共
振周波数ｆは、ｆ＝１／２π√ＬＣによって表される。
ノイズが分布する周波数帯域は、ＬＣ共振回路の共振周
波数を低くするにつれて狭くなることがわかる。なお、
曲線ｄは、上述した従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１による
ノイズ分布を示す。

【０１８８】中間周波および高周波アナログ回路ブロッ
ク１８０２に対して、特定の周波数帯域（周波数ｆ₁以
上周波数ｆ₂以下の帯域）におけるノイズの強さを所定
の値Ｐ ₂以下にしなければならないと仮定する。この場
合には、ＬＣ共振回路の共振周波数をｆ_Laまたはｆ_Lbに
設定することによって、その特定の周波数帯域における
ノイズの強さを所定の値Ｐ₂以下にすることができる。
これにより、ノイズによって中間周波および高周波アナ
ログ回路ブロック１８０２の特性が低下することを防止
することができる。周波数ｆ₁は、例えば、１０ＭＨｚ
であり、周波数ｆ₂は、例えば、２０ＭＨｚである。所
定の値Ｐ₂は、例えば、−６０ｄＢｍである。

【０１８９】単一のシリコン・チップ上に様々な回路ブ
ロックを混載する場合に限らず、マルチ・チップ・モジ
ュールや基板上の高密度実装のようにＬＳＩの実装密度
が高くなった場合においても、中間周波および高周波ア
ナログ回路ブロックの特性に影響する周波数帯域に許容
された強さ以上のノイズが混入しないようにする必要が
ある。

【０１９０】図７６は、ＬＣ共振回路を含む電源装置１
８０６と中間周波および高周波アナログ回路ブロック１
８０２とが異なるチップ上に形成されている例を示す。
システムＬＳＩ１８０７は、デジタル回路ブロック１８
０５と電源装置１８０６とを含んでいる。システムＬＳ
Ｉ１８０７と中間周波および高周波アナログ回路ブロッ
ク１８０２とは、異なるシリコン・チップ上に形成され
ている。電源装置１８０６は、回路ブロック１８０２、
１８０５の少なくとも１つに電源電圧を供給する。

【０１９１】図７８は、システムＬＳＩ１８０７と中間
周波および高周波アナログ回路ブロック１８０２との距
離Ｄに対するノイズの強さの分布を示す。図７８におい
て、曲線ｅ、ｆ、ｇは、それぞれ、システムＬＳＩ１８
０７と中間周波および高周波アナログ回路ブロック１８
０２との距離Ｄ_e、Ｄ_f、Ｄ_gに対応する。ここで、Ｄ_e＞
Ｄ_f＞Ｄ_gという関係がある。ノイズが分布する周波数帯
域は、システムＬＳＩ１８０７と中間周波および高周波
アナログ回路ブロック１８０２との距離Ｄが小さくなる
につれて広くなることがわかる。

【０１９２】上述したように、ＬＣ共振回路の共振周波
数を十分に小さく設定することにより、特定の周波数帯
域におけるノイズの強さを所定の値以下にすることがで
きる。これにより、ノイズによって中間周波および高周
波アナログ回路ブロック１８０２の特性が低下すること
を防止することができる。

【０１９３】ＬＣ共振回路を含む電源装置１８０６とし
ては、本明細書の第８章および第９章で説明されるあら
ゆるタイプの電源装置を使用することができる。ただ
し、ＬＣ共振回路は、インダクタの一端に第１容量が接
続され、かつ、インダクタの他端に第２容量が接続され
た構成（以下、Ｃ−Ｌ−Ｃ構成という）を含むことを必
須としない。電源装置１８０６のＬＣ共振回路は、イン
ダクタの一端のみに容量が接続された構成（以下、Ｌ−
Ｃ構成という）を含んでいてもよい。

【０１９４】図７９は、Ｌ−Ｃ構成のＬＣ共振回路を含
む電源装置１８０６の構成を示す。電源装置１８０６
は、複数の回路ブロックのうちの少なくとも１つに直流
の電源電圧を供給する。電源装置１８０６と複数の回路
ブロックとは単一の半導体チップ上に形成されていても
よいし、異なる半導体チップ上に形成されていてもよ
い。

【０１９５】インダクタ１８２０と容量１８２１とによ
ってＬＣ共振回路が構成されている。ＬＣ共振回路には
電流調整回路１８１１が接続されている。電流調整回路
１８１１が接続されているインダクタ１８２０の端子の
電圧はＶ_DD／２に設定されている。ここで、電源電圧を
Ｖ_DDとする。

【０１９６】インダクタ１８２０に流れる電流が電流調
整回路１８１１から容量１８２１に向かって流れる場合
には、接続点１８１８の電圧が上昇する。インダクタ１
８２０に流れる電流が容量１８２１から電流調整回路１
８１１に向かって流れる場合には、接続点１８１８の電
圧が下降する。

【０１９７】接続点１８１８の電圧が所定の電圧振幅の
ＬＣ共振をするように、電流調整回路１８１１は、接続
点１８１８の電圧をモニタしながら電流の入出力を調整
する。接続点１８１８の共振電圧を直流電圧に変換する
ために、コンパレータ１８１３、１８１９と参照電圧生
成回路１８１４と制御回路１８１２とが設けられてい
る。制御回路１８１２によってスイッチ１８１５を開閉
することにより、負荷１８１７の接続点１８１６の電圧
を直流電圧に変換する。このような変換方法は、図１７
Ａを参照して後述される電源装置における変換方法と同
様である。図７９に示される制御回路１８１２、コンパ
レータ１８１９、１８１３、スイッチ１８１５、負荷１
８１７および参照電圧生成回路１８１４は、図１７Ａに
示される制御回路２８３、コンパレータ２８４、２８
５、スイッチ２８２、負荷２８０および参照電圧生成回
路２８６に対応する。８．電源装置２００のタイプ 電源装置２００は、以下の（１）〜（４）に示す４タイ
プに大別される。 （１）ＤＣタイプ：エネルギー保存回路２２０の接続点
２２２と接続点２２４のうち一方から供給される直流電
圧波形を使用するタイプである。 （２）ＡＣタイプ：エネルギー保存回路２２０の接続点
２２２と接続点２２４のうち一方から供給される交流電
圧波形を使用するタイプである。 （３）ＤＣ−ＡＣタイプ：エネルギー保存回路２２０の
接続点２２２と接続点２２４のうち一方から供給される
直流電圧波形を使用し、かつ、他方から供給される交流
電圧波形を使用するタイプである。 （４）ＡＣ−ＡＣタイプ：エネルギー保存回路２２０の
接続点２２２と接続点２２４のうち一方から供給される
交流電圧波形を使用し、かつ、他方から供給される交流
電圧波形を使用するタイプである。８．１ ＤＣタイプの電源装置 図１６Ａは、接続点２２４に接続された負荷２７０に直
流電圧波形を供給するＤＣタイプの電源装置２０１の構
成を示す。負荷２７０は、容量成分と抵抗成分のうち少
なくとも一方を含む。

【０１９８】電源装置２０１は、基本的な構成であるエ
ネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０に
加えて、制御回路２７１と、コンパレータ２７２と、参
照電圧生成回路２７３とをさらに含んでいる。なお、図
１６Ａに示す例では、エネルギー供給回路２１０は、図
６Ａに示す構成を採用している。しかし、エネルギー供
給回路２１０の構成としては、図６Ａ〜図６Ｄおよび図
５８Ａに示すいずれの構成を採用してもよい。動的エネ
ルギーを調整する手段として図１１Ａ、図１１Ｂ、図１
３Ａに示す構成を採用してもよい。

【０１９９】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０２００】図１６Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）（破線で示される）と接続点２２４におけ
る直流電圧波形（Ｂ）（実線で示される）とを示す。厳
密にいうと、接続点２２４における電圧波形も交流電圧
波形である。しかし、接続点２２４における電圧波形は
直流電圧波形とみなすことができる。接続点２２４にお
ける電圧振動は、接続点２２２における電圧振動に比較
して十分に小さいからである。

【０２０１】上述したように、エネルギー供給回路２１
０から供給される静的エネルギーと動的エネルギーの割
合を適切に調整することにより、振動中心が電圧Ｖ_Pで
あり、かつ、振幅が１／２Ｖ_DDである交流電圧波形
（Ａ）を得ることができる。また、直流電圧波形（Ｂ）
は、交流電圧波形（Ａ）の振動中心にほぼ等しい。

【０２０２】以下、電源装置２０１の動作を説明する。

【０２０３】コンパレータ２７２は、接続点２２４の電
圧と参照電圧生成回路２７３から出力される電圧Ｖ_Pと
を比較することにより、接続点２２４の電圧が電圧Ｖ_P
を下回ったことを検出する。接続点２２４の電圧が電圧
Ｖ_P以上である場合には、コンパレータ２７２の出力信
号はＨレベルであり、接続点２２４の電圧が電圧Ｖ_Pよ
り低い場合には、コンパレータ２７２の出力信号はＬレ
ベルである。

【０２０４】時刻ｔ₁において、接続点２２４の電圧が
電圧Ｖ_Pを下回ると、コンパレータ２７２の出力信号
は、ＨレベルからＬレベルに変化する。制御回路２７１
は、コンパレータ２７２の出力信号の変化に応答して、
スイッチ２１２をオン状態にする。これにより、エネル
ギー保存回路２２０へのエネルギーの供給が開始され
る。その結果、接続点２２４の電圧は上昇する。

【０２０５】時刻ｔ₂において、接続点２２４の電圧が
電圧Ｖ_P以上となると、コンパレータ２７２の出力信号
は、ＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路２７１
は、コンパレータ２７２の出力信号の変化に応答して、
スイッチ２１２をオフ状態にする。これにより、エネル
ギー保存回路２２０へのエネルギーの供給が終了する。

【０２０６】同様にして、時刻ｔ₃においてエネルギー
保存回路２２０へのエネルギーの供給が開始され、時刻
ｔ₄においてエネルギー保存回路２２０へのエネルギー
の供給が終了する。

【０２０７】このように、負荷２７０によって消費され
たエネルギーは、エネルギー保存回路２２０に保存され
ていたエネルギーが減少することによって検知される。
減少したエネルギーが回復するように、エネルギーがエ
ネルギー保存回路２２０に供給される。

【０２０８】このようにして、ＤＣタイプの電源装置２
０１は、電源電圧Ｖ_DDより低い電圧を負荷２７０に提供
することができる。８．２ ＡＣタイプの電源装置 図１７Ａは、交流電圧波形を用いて、接続点２２２に接
続された負荷２８０における接続点２８１の電圧を所望
の電圧に充電するＡＣタイプの電源装置２０２の構成を
示す。負荷２８０は、容量成分と抵抗成分のうち少なく
とも一方とスイッチ２８２とを含む。

【０２０９】電源装置２０２は、図１６Ａに示す電源装
置２０１の構成に加えて、制御回路２８３と、コンパレ
ータ２８４と、コンパレータ２８５と、参照電圧生成回
路２８６とをさらに含んでいる。動的エネルギーを調整
する手段として図１１Ａ、図１１Ｂ、図１３Ａに示す構
成を採用してもよい。

【０２１０】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０２１１】図１７Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）と接続点２８１における電圧波形（Ｃ）を示す。

【０２１２】上述したように、エネルギー供給回路２１
０から供給される静的エネルギーと動的エネルギーの割
合を適切に調整することにより、振動中心が電圧Ｖ_Pで
あり、かつ、振幅が１／２Ｖ_DDである交流電圧波形
（Ａ）を得ることができる。また、直流電圧波形（Ｂ）
は、交流電圧波形（Ａ）の振動中心にほぼ等しい。

【０２１３】以下、接続点２８１の電圧を電圧Ｖ₁から
電圧Ｖ₁より低い電圧Ｖ_r1に設定する場合における電源
装置２０２の動作を説明する。時刻ｔ＝０において、接
続点２８１は、電圧Ｖ₁に充電されていると仮定する。

【０２１４】コンパレータ２８４は、接続点２２２の電
圧と接続点２８１の電圧とを比較することにより、交流
電圧波形（Ａ）が下降中の状態において接続点２２２の
電圧が電圧Ｖ₁に到達したのか交流電圧波形（Ａ）が上
昇中の状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に到
達したのかを検出する。交流電圧波形（Ａ）が下降中の
状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に到達した
場合には、コンパレータ２８４の出力信号はＬレベルか
らＨレベルに変化する。交流電圧波形（Ａ）が上昇中の
状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に到達した
場合には、コンパレータ２８４の出力信号はＨレベルか
らＬレベルに変化する。

【０２１５】時刻ｔ₁において、交流電圧波形（Ａ）が
下降中の状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に
到達すると、コンパレータ２８４の出力信号はＬレベル
からＨレベルに変化する。制御回路２８３は、コンパレ
ータ２８４の出力信号の変化に応答して、スイッチ２８
２をオン状態にする。これにより、交流電圧波形（Ａ）
に沿って接続点２８１の電圧が変化する。

【０２１６】コンパレータ２８５は、接続点２８１の電
圧と参照電圧生成回路２８６から出力される電圧Ｖ_r1と
を比較することにより、接続点２８１の電圧が電圧Ｖ_r1
に到達したか否かを検出する。

【０２１７】時刻ｔ₂において、接続点２８１の電圧が
電圧Ｖ_r1に到達すると、コンパレータ２８５の出力信号
はＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路２８３
は、コンパレータ２８５の出力信号の変化に応答して、
スイッチ２８２をオフ状態にする。これにより、接続点
２８１の電圧は電圧Ｖ_r1に保たれる。

【０２１８】次に、接続点２８１の電圧を電圧Ｖ_r1から
電圧Ｖ_r1より高い電圧Ｖ_r2に設定する場合には、交流電
圧波形（Ａ）の上昇変化を利用する。

【０２１９】時刻ｔ₃において、交流電圧波形（Ａ）が
上昇中の状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ_r1に
到達すると、コンパレータ２８４の出力信号はＨレベル
からＬレベルに変化する。制御回路２８３は、コンパレ
ータ２８４の出力信号の変化に応答して、スイッチ２８
２をオン状態にする。これにより、交流電圧波形（Ａ）
に沿って接続点２８１の電圧が変化する。

【０２２０】コンパレータ２８５は、接続点２８１の電
圧と参照電圧生成回路２８６から出力される電圧Ｖ_r2と
を比較することにより、接続点２８１の電圧が電圧Ｖ_r2
に到達したか否かを検出する。このように、参照電圧生
成回路２８６は、電圧Ｖ_r1と電圧Ｖ_r2とを所定のタイミ
ングで切り換えて出力する。

【０２２１】時刻ｔ₄において、接続点２８１の電圧が
電圧Ｖ_r2に到達すると、コンパレータ２８５の出力信号
はＨレベルからＬレベルに変化する。制御回路２８３
は、コンパレータ２８５の出力信号の変化に応答して、
スイッチ２８２をオフ状態にする。これにより、接続点
２８１の電圧は電圧Ｖ_r2に保たれる。

【０２２２】負荷２８０の接続点２８１の電圧は、参照
電圧生成回路２８６から出力される電圧を調整すること
によって任意の電圧に充電され得る。

【０２２３】また、ＤＣタイプの電源装置２０１と同様
にして、負荷２８０によって消費されたエネルギーは、
エネルギー保存回路２２０に保存されていたエネルギー
が減少することによって検知される。減少したエネルギ
ーが回復するように、エネルギーがエネルギー保存回路
２２０に供給される。

【０２２４】このようにして、ＡＣタイプの電源装置２
０２は、交流電圧波形を用いて、接続点２２２に接続さ
れた負荷２８０における接続点２８１の電圧を所望の電
圧に充電することができる。交流電圧波形を用いて容量
成分を含む負荷２８０を充電することは、上述した「断
熱充電の原理」に基づいている。従って、負荷２８０を
充電する際に負荷２８０によって消費されるエネルギー
はきわめて小さい。８．３ ＤＣ−ＡＣタイプの電源装置 図１８Ａは、ＤＣ−ＡＣタイプの電源装置２０３の構成
を示す。電源装置２０３の構成は、接続点２２４に負荷
２７０が接続されている点を除いて、図１７Ａに示す電
源装置２０２の構成と同一である。

【０２２５】接続点２２４に負荷２７０を接続すること
により、負荷２７０に直流電圧波形を供給することがで
きる。また、接続点２２２に負荷２８０を接続すること
により、交流電圧波形を用いて負荷２８０における接続
点２８１の電圧を所望の電圧に充電することができる。

【０２２６】図１８Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）と接続点２８１における電圧波形（Ｃ）を示す。８．４ ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置（その１） 図１９Ａは、ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０４の構成
を示す。電源装置２０４は、第１の交流電圧波形を用い
て接続点２２２に接続された負荷２８０における接続点
２８１の電圧を所望の電圧に充電し、かつ、第１の交流
電圧波形とは１８０度だけ位相の異なる第２の交流電圧
波形を用いて接続点２２４に接続される負荷２９０にお
ける接続点２９１の電圧を所望の電圧に充電する。負荷
２９０は、容量成分と抵抗成分のうち少なくとも一方と
スイッチ２９２とを含む。

【０２２７】電源装置２０４は、図１７Ａに示す電源装
置２０２の構成に加えて、制御回路２９３と、コンパレ
ータ２９４と、コンパレータ２９５とをさらに含んでい
る。制御回路２９３の機能は、制御回路２８３の機能と
同一である。コンパレータ２９４の機能は、コンパレー
タ２８４の機能と同一である。コンパレータ２９５の機
能は、コンパレータ２８５の機能と同一である。動的エ
ネルギーを調整する手段として図１１Ａ、図１１Ｂ、図
１３Ａに示す構成を採用してもよい。

【０２２８】参照電圧生成回路２８６は、電圧Ｖ_r1と電
圧Ｖ_r2とを所定のタイミングで切り換えて出力する。参
照電圧生成回路２８６は、コンパレータ２８５に電圧Ｖ
_r1を出力する一方、コンパレータ２９５に電圧Ｖ_r2を出
力する。また、参照電圧生成回路２８６は、コンパレー
タ２８５に電圧Ｖ_r2を出力する一方、コンパレータ２９
５に電圧Ｖ_r1を出力する。

【０２２９】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁≒Ｃ₂とい
う関係を満たすように設定される。これにより、接続点
２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４に
おいて交流電圧波形が得られる。

【０２３０】図１９Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における交流電圧波形
（Ｂ）と接続点２８１における電圧波形（Ｃ）と接続点
２９１における電圧波形（Ｄ）とを示す。交流電圧波形
（Ａ）と交流電圧波形（Ｂ）とは、振動中心と振幅はほ
ぼ同じであるが、位相が１８０度だけ異なっている。

【０２３１】交流電圧波形（Ａ）と交流電圧波形（Ｂ）
の両方を使用することにより、下降中の交流電圧波形
（Ａ）を用いて接続点２８１の電圧を電圧Ｖ₁から電圧
Ｖ₁より低い電圧Ｖ_r1に設定することと並行して、上昇
中の交流電圧波形（Ｂ）を用いて接続点２９１の電圧を
電圧Ｖ₂から電圧Ｖ₂より高い電圧Ｖ_r2に設定することが
できる。同様にして、上昇中の交流電圧波形（Ａ）を用
いて接続点２８１の電圧を電圧Ｖ_r1から電圧Ｖ_r1より高
い電圧Ｖ_r2に設定することと並行して、下降中の交流電
圧波形（Ｂ）を用いて接続点２９１の電圧を電圧Ｖ_r2か
ら電圧Ｖ_r2より低い電圧Ｖ_r1に設定することができる。
なお、容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂との関係は、Ｃ ₁＞Ｃ₂であ
ってもよく、Ｃ₁＜Ｃ₂であってもよい。８．５ ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置（その２） 図２０Ａは、ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０５の構成
を示す。電源装置２０５は、第１の交流電圧波形と第１
の交流電圧波形とは１８０度だけ位相の異なる第２の交
流電圧波形とを選択的に利用して、接続点２２２および
接続点２２４に接続される負荷３００における接続点３
０１の電圧を所望の電圧に充電する。負荷３００は、容
量成分と抵抗成分のうち少なくとも一方とスイッチ３０
２とスイッチ３０３とを含む。

【０２３２】電源装置２０５は、図１６Ａに示す電源装
置２０１の構成に加えて、制御回路３０４と、コンパレ
ータ３０５と、コンパレータ３０６と、コンパレータ３
０７と、参照電圧生成回路３０８とをさらに含んでい
る。動的エネルギーを調整する手段として図１１Ａ、図
１１Ｂ、図１３Ａに示す構成を採用してもよい。

【０２３３】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁≒Ｃ₂とい
う関係を満たすように設定される。これにより、接続点
２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４に
おいて交流電圧波形が得られる。

【０２３４】図２０Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における交流電圧波形
（Ｂ）と接続点３０１における電圧波形（Ｃ）および
（Ｃ’）とを示す。交流電圧波形（Ａ）と交流電圧波形
（Ｂ）とは、振動中心と振幅はほぼ同じであるが、位相
が１８０度だけ異なっている。

【０２３５】以下、接続点３０１の電圧を電圧Ｖ₁から
電圧Ｖ₁より高い電圧Ｖ_r2に設定する場合における電源
装置２０５の動作を説明する。時刻ｔ＝０において、接
続点３０１は、電圧Ｖ₁に充電されていると仮定する。

【０２３６】コンパレータ３０５は、接続点２２２の電
圧と接続点３０１の電圧とを比較することにより、交流
電圧波形（Ａ）が下降中の状態において接続点２２２の
電圧が電圧Ｖ₁に到達したのか交流電圧波形（Ａ）が上
昇中の状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に到
達したのかを検出する。交流電圧波形（Ａ）が下降中の
状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に到達した
場合には、コンパレータ３０５の出力信号はＬレベルか
らＨレベルに変化する。交流電圧波形（Ａ）が上昇中の
状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に到達した
場合には、コンパレータ３０５の出力信号はＨレベルか
らＬレベルに変化する。

【０２３７】コンパレータ３０７は、接続点２２４の電
圧と接続点３０１の電圧とを比較することにより、交流
電圧波形（Ｂ）が下降中の状態において接続点２２４の
電圧が電圧Ｖ₁に到達したのか交流電圧波形（Ｂ）が上
昇中の状態において接続点２２４の電圧が電圧Ｖ₁に到
達したのかを検出する。交流電圧波形（Ｂ）が下降中の
状態において接続点２２４の電圧が電圧Ｖ₁に到達した
場合には、コンパレータ３０７の出力信号はＬレベルか
らＨレベルに変化する。交流電圧波形（Ｂ）が上昇中の
状態において接続点２２４の電圧が電圧Ｖ₁に到達した
場合には、コンパレータ３０７の出力信号はＨレベルか
らＬレベルに変化する。

【０２３８】時刻ｔ₂において、交流電圧波形（Ｂ）が
上昇中の状態において接続点２２４の電圧が電圧Ｖ₁に
到達すると、コンパレータ３０７の出力信号はＨレベル
からＬレベルに変化する。制御回路３０４は、コンパレ
ータ３０７の出力信号の変化に応答して、スイッチ３０
３をオン状態にする。これにより、交流電圧波形（Ｂ）
に沿って接続点３０１の電圧が変化する。

【０２３９】コンパレータ３０６は、接続点３０１の電
圧と参照電圧生成回路３０８から出力される電圧Ｖ_r2と
を比較することにより、接続点３０１の電圧が電圧Ｖ_r2
に到達したか否かを検出する。

【０２４０】時刻ｔ₃において、接続点３０１の電圧が
電圧Ｖ_r2に到達すると、コンパレータ３０６の出力信号
はＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路３０４
は、コンパレータ３０６の出力信号の変化に応答して、
スイッチ３０３をオフ状態にする。これにより、接続点
３０１の電圧は電圧Ｖ_r2に保たれる。

【０２４１】次に、接続点３０１の電圧を電圧Ｖ₁から
電圧Ｖ₁より低い電圧Ｖ_r1に設定する場合における電源
装置２０５の動作を説明する。時刻ｔ＝０において、接
続点３０１は、電圧Ｖ₁に充電されていると仮定する。

【０２４２】時刻ｔ₁において、交流電圧波形（Ａ）が
下降中の状態において接続点２２２の電圧が電圧Ｖ₁に
到達すると、コンパレータ３０５の出力信号はＬレベル
からＨレベルに変化する。制御回路３０４は、コンパレ
ータ３０５の出力信号の変化に応答して、スイッチ３０
２をオン状態にする。これにより、交流電圧波形（Ａ）
に沿って接続点３０１の電圧が変化する。

【０２４３】コンパレータ３０６は、接続点３０１の電
圧と参照電圧生成回路３０８から出力される電圧Ｖ_r1と
を比較することにより、接続点３０１の電圧が電圧Ｖ_r1
に到達したか否かを検出する。このように、参照電圧生
成回路３０８は、電圧Ｖ_r1と電圧Ｖ_r2とを所定のタイミ
ングで切り換えて出力する。

【０２４４】時刻ｔ₃において、接続点３０１の電圧が
電圧Ｖ_r1に到達したことが検出されると、コンパレータ
３０６の出力信号はＬレベルからＨレベルに変化する。
制御回路３０４は、コンパレータ３０６の出力信号の変
化に応答して、スイッチ３０２をオフ状態にする。これ
により、接続点３０１の電圧は電圧Ｖ_r1に保たれる。

【０２４５】負荷３００の接続点３０１の電圧は、参照
電圧生成回路３０８から出力される電圧を調整すること
によって任意の電圧に充電され得る。

【０２４６】また、ＤＣタイプの電源装置２０１と同様
にして、負荷３００によって消費されたエネルギーは、
エネルギー保存回路２２０に保存されていたエネルギー
が減少することによって検知される。減少したエネルギ
ーが回復するように、エネルギーがエネルギー保存回路
２２０に供給される。

【０２４７】このようにして、交流電圧波形（Ａ）と交
流電圧波形（Ｂ）のうち所望の電圧に早くたどりつく電
圧波形を選択的に使用することにより、負荷３００を所
望の電圧に充電するのに要する時間を短縮することがで
きる。なお、容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂との関係は、Ｃ₁＞
Ｃ₂であってもよく、Ｃ₁＜Ｃ₂であってもよい。８．６ ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置（その３） 図２１は、ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０６の構成を
示す。負荷４１０は、接続点１２２２と接続点１２２４
と接続点１２２６とにおいて電源装置２０６に接続され
ている。負荷４１０は、容量成分と抵抗成分のうち少な
くとも一方とスイッチ４１２〜４１４とを含む。

【０２４８】電源装置２０６は、エネルギー供給回路２
１０とエネルギー保存回路１２２０とを含む。動的エネ
ルギーを調整する手段として図１１Ａ、図１１Ｂ、図１
３Ａに示す構成を採用してもよい。

【０２４９】エネルギー保存回路１２２０は、ＬＣの共
振回路を縦続接続した構成を有している。より詳しく言
うと、エネルギー保存回路１２２０は、インダクタ１２
２１と、インダクタ１２２８と、容量１２２３と、容量
１２２５と、容量１２２７とを含んでいる。インダクタ
１２２１とインダクタ１２２８とは接続点１２２４を介
して直列に接続されている。容量１２２３は、接続点１
２２２においてインダクタ１２２１に接続されている。
容量１２２５は、接続点１２２４においてインダクタ１
２２１および１２２８に接続されている。容量１２２７
は、接続点１２２６においてインダクタ１２２８に接続
されている。ここで、Ｌ₁、Ｌ₂はインダクタ１２２１、
１２２８のインダクタンスをそれぞれ示し、Ｃ₁〜Ｃ₃は
容量１２２３、１２２５、１２２７の容量値をそれぞれ
示す。

【０２５０】電源装置２０６は、制御回路２７１と、コ
ンパレータ２７２と、参照電圧生成回路２７３と、制御
回路４１５と、コンパレータ４１６〜４１９と、参照電
圧生成回路４２０とをさらに含んでいる。

【０２５１】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂と容量値Ｃ₃とは、
Ｃ₁≒Ｃ₂≒Ｃ₃という関係を満たすように設定される。
これにより、接続点１２２２において交流電圧波形が得
られ、接続点１２２４において交流電圧波形が得られ、
接続点１２２６において交流電圧波形が得られる。

【０２５２】図２２は、接続点１２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点１２２４における交流電圧波形
（Ｂ）と接続点１２２６における交流電圧波形（Ｃ）と
負荷４１０の接続点４１１における電圧波形（Ｄ）とを
示す。交流電圧波形（Ａ）〜（Ｃ）は、ほぼ同一の振動
中心と振幅とを有している。交流電圧波形（Ａ）と交流
電圧波形（Ｃ）とは、位相が１８０度だけ異なってい
る。

【０２５３】図２３Ａ〜図２３Ｄは、図２２に示される
期間Ｔ₁〜Ｔ₄のそれぞれにおける電荷の移動を示す。こ
こで、Ｖ_Aは接続点１２２２の電圧を表し、Ｖ_Bは接続点
１２２４の電圧を表し、Ｖ_Cは接続点１２２６の電圧を
表すと定義する。

【０２５４】期間Ｔ₁において、容量１２２３に蓄積さ
れた電荷が容量１２２５と容量１２２７とに移動する
（図２３Ａ）。これにより、電圧Ｖ_Aは下降し、電圧Ｖ_B
と電圧Ｖ_Cとは上昇する。

【０２５５】期間Ｔ₂において、容量１２２３に蓄積さ
れた電荷と容量１２２５に蓄積された電荷とが容量１２
２７に移動する（図２３Ｂ）。これにより、電圧Ｖ_Aと
電圧Ｖ_Bとは下降し、電圧Ｖ_Cは上昇する。

【０２５６】期間Ｔ₃において、容量１２２５に蓄積さ
れた電荷と容量１２２７に蓄積された電荷とが容量１２
２３に移動する（図２３Ｃ）。これにより、電圧Ｖ_Aは
上昇し、電圧Ｖ_Bと電圧Ｖ_Cとは下降する。

【０２５７】期間Ｔ₄において、容量１２２７に蓄積さ
れた電荷が容量１２２３と容量１２２５とに移動する
（図２３Ｄ）。これにより、電圧Ｖ_Aと電圧Ｖ_Bとは上昇
し、電圧Ｖ_Cは下降する。

【０２５８】以下、接続点４１１の電圧を電圧Ｖ₁から
電圧Ｖ₁より低い電圧Ｖ_r1に設定する場合における電源
装置２０６の動作を説明する。時刻ｔ＝０において、接
続点４１１は、電圧Ｖ₁に充電されていると仮定する。

【０２５９】時刻ｔ₁において、電圧Ｖ_Cが下降中に電圧
Ｖ_Cが接続点４１１の電圧（すなわち、電圧Ｖ₁）に到達
すると、制御回路４１５はスイッチ４１４をオンにす
る。その結果、接続点４１１の電圧は、交流電圧波形
（Ｃ）に沿って下降する。

【０２６０】時刻ｔ₂において、電圧Ｖ_Cが下降中に電圧
Ｖ_Cが参照電圧生成回路４２０から出力される参照電圧
Ｖ_r2に到達すると、制御回路４１５はスイッチ４１４を
オフにする。その結果、接続点４１１の電圧は、電圧Ｖ
_r2に保たれる。

【０２６１】次に、接続点４１１の電圧を電圧Ｖ_r2から
電圧Ｖ_r2より高い電圧Ｖ_r1に設定する場合における電源
装置２０６の動作を説明する。

【０２６２】時刻ｔ₃において、電圧Ｖ_Cが上昇中に電圧
Ｖ_Cが参照電圧生成回路４２０から出力される参照電圧
Ｖ_r2に到達すると、制御回路４１５はスイッチ４１４を
オンにする。その結果、接続点４１１の電圧は、交流電
圧波形（Ｃ）に沿って上昇する。

【０２６３】時刻ｔ₄において、電圧Ｖ_Cが上昇中に電圧
Ｖ_Cが参照電圧生成回路４２０から出力される参照電圧
Ｖ_r1に到達すると、制御回路４１５はスイッチ４１４を
オフにする。このようにして、負荷４１０における容量
成分が断熱充電される。ここまでの動作は、上述したＡ
Ｃ−ＡＣタイプの電源装置２０４および２０５の動作と
同様である。

【０２６４】時刻ｔ₄において、接続点４１１の電圧を
電圧Ｖ_r1から電圧Ｖ_r2に設定する場合には、交流電圧波
形（Ｃ）の代わりに交流電圧波形（Ｂ）を使用すること
が効率的である。交流電圧波形（Ｃ）に沿って接続点４
１１の電圧を下降させるためにはスイッチ４１４をオン
するのを時刻ｔ₅まで待つ必要がある。これに対し、交
流電圧波形（Ｂ）を使用すれば、時刻ｔ₅より早い時刻
ｔ₄においてスイッチ４１３をオンすることができるか
らである。このように、交流電圧波形（Ｂ）を使用する
ことにより、動作周波数を高くすることが可能となる。

【０２６５】一般に、別々の回路によってそれぞれ生成
される複数の交流電圧波形を使用する場合には、それら
の交流電圧波形間の位相を調整する必要がある。これに
対し、電源装置２０６によれば、交流電圧波形（Ａ）〜
（Ｃ）の間で位相を調整する必要がない。ＬＣの共振回
路の縦続接続の性質により、交流電圧波形（Ｂ）の位相
は、交流電圧波形（Ａ）と交流電圧波形（Ｃ）との間に
設定されるからである。

【０２６６】図２４Ａは、Ｃ₁，Ｃ₂＜＜Ｃ₃という関係
を満たすように容量値Ｃ₁〜Ｃ₃を設定した場合に、各接
続点において得られる電圧波形を示す。接続点１２２２
において交流電圧波形（Ａ）が得られ、接続点１２２４
において交流電圧波形（Ｂ）が得られ、接続点１２２６
において直流電圧波形（Ｃ）が得られる。

【０２６７】図２４Ｂは、Ｃ₁，Ｃ₃＜＜Ｃ₂という関係
を満たすように容量値Ｃ₁〜Ｃ₃を設定した場合に、各接
続点において得られる電圧波形を示す。接続点１２２２
において交流電圧波形（Ａ）が得られ、接続点１２２４
において直流電圧波形（Ｂ）が得られ、接続点１２２６
において交流電圧波形（Ｃ）が得られる。

【０２６８】このように、容量値Ｃ₁〜Ｃ₃を適切に組み
合わせることにより、様々なタイプの電圧波形を生成す
ることができる。

【０２６９】表１は、接続点１２２２、１２２４および
１２２６のそれぞれにおいて得られる電圧波形の組み合
わせをまとめたものである。

【０２７０】表１

【０２７１】

【表１】 ９．電源装置２００のエネルギー再利用タイプ 電源装置２００は、エネルギー再利用の観点から、以下
の（１）〜（５）に示す５タイプに大別される。 （１）エネルギー再利用ＡＣタイプ：エネルギー保存回
路２２０の接続点２２２と接続点２２４のうち一方から
供給される交流電圧のエネルギーのうち少なくとも一部
を同一の接続点を介してエネルギー保存回路２２０に戻
すことにより、エネルギーを再利用するタイプである。 （２）エネルギー再利用ＤＣタイプ：エネルギー保存回
路２２０の接続点２２２と接続点２２４のうち一方から
供給される直流電圧のエネルギーのうち少なくとも一部
を同一の接続点を介してエネルギー保存回路２２０に戻
すことにより、エネルギーを再利用するタイプである。 （３）エネルギー再利用ＡＣ−ＡＣタイプ：エネルギー
保存回路２２０の接続点２２２と接続点２２４のうち一
方から供給される交流電圧のエネルギーのうち少なくと
も一部を他方の接続点を介してエネルギー保存回路２２
０に交流電圧のエネルギーとして戻すことにより、エネ
ルギーを再利用するタイプである。 （４）エネルギー再利用ＡＣ−ＤＣタイプ：エネルギー
保存回路２２０の接続点２２２と接続点２２４のうち一
方から供給される交流電圧のエネルギーのうち少なくと
も一部を他方の接続点を介してエネルギー保存回路２２
０に直流電圧のエネルギーとして戻すことにより、エネ
ルギーを再利用するタイプである。 （５）エネルギー再利用ＤＣ−ＡＣタイプ：エネルギー
保存回路２２０の接続点２２２と接続点２２４のうち一
方から供給される直流電圧のエネルギーのうち少なくと
も一部を他方の接続点を介してエネルギー保存回路２２
０に交流電圧のエネルギーとして戻すことにより、エネ
ルギーを再利用するタイプである。９．１ エネルギー再利用ＡＣタイプの電源装置 図１９Ａに示されるＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０４
は、エネルギー再利用ＡＣタイプの電源装置１２０１に
相当する。エネルギー保存回路２２０の接続点２２２か
ら供給される交流電圧波形（Ａ）（図１９Ｂ参照）が上
昇中である状態にはエネルギー保存回路２２０から負荷
２８０にエネルギーが供給され、交流電圧波形（Ａ）が
下降中である場合には接続点２２２を介して負荷２８０
からエネルギー保存回路２２０にエネルギーが戻される
からである。エネルギー保存回路２２０の接続点２２４
から供給される交流電圧波形（Ｂ）についても同様であ
る。

【０２７２】このように、負荷２８０および負荷２９０
の容量成分に蓄積された電荷がエネルギー保存回路２２
０に戻されることにより、エネルギーが再利用される。
これにより、わずかなエネルギー損失で負荷２８０およ
び負荷２９０を充放電することが可能となる。９．２ エネルギー再利用ＤＣタイプの電源装置 図２５Ａは、エネルギー再利用ＤＣタイプの電源装置１
２０２の構成を示す。負荷３１０は、接続点２２４とに
おいて電源装置１２０２に接続されている。負荷３１０
は、容量成分Ｃ₃とスイッチ３１２とスイッチ３１３と
を含む。

【０２７３】電源装置１２０２は、接続点２２４を介し
て直流電圧波形を負荷３１０に供給する。電源装置１２
０２から接続点２２４を介して供給されるエネルギー
は、負荷３１０の容量成分Ｃ₃に蓄積される。負荷３１
０の容量成分Ｃ₃に蓄積されたエネルギーのうち少なく
とも一部は、接続点２２４を介して電源装置１２０２に
戻される。これにより、エネルギーが再利用される。

【０２７４】電源装置１２０２は、基本的な構成である
エネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０
に加えて、制御回路２７１と、コンパレータ２７２と、
参照電圧生成回路２７３と、制御回路３１４とをさらに
含んでいる。なお、図２５Ａに示す例では、エネルギー
供給回路２１０は、図６Ａに示す構成を採用している。
しかし、エネルギー供給回路２１０の構成としては、図
６Ａ〜図６Ｄおよび図５８Ａに示すいずれの構成を採用
してもよい。動的エネルギーを調整する手段として図１
１Ａ、図１１Ｂ、図１３Ａに示す構成を採用してもよ
い。

【０２７５】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０２７６】図２５Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）と接続点３１１における電圧波形（Ｃ）とを示
す。

【０２７７】以下、電源装置１２０２の動作を説明す
る。

【０２７８】コンパレータ２７２は、接続点２２４の電
圧と参照電圧生成回路２７３から出力される電圧Ｖ_Pと
を比較することにより、接続点２２４の電圧が電圧Ｖ_P
を下回ったことを検出する。接続点２２４の電圧が電圧
Ｖ_P以上である場合には、コンパレータ２７２の出力信
号はＨレベルであり、接続点２２４の電圧が電圧Ｖ_Pよ
り低い場合には、コンパレータ２７２の出力信号はＬレ
ベルである。

【０２７９】時刻ｔ＝０において、スイッチ３１２はオ
フ状態であり、かつ、スイッチ３１３はオン状態であ
る。従って、負荷３１０の接続点３１１の電圧はグラン
ド電圧ＧＮＤに設定される。

【０２８０】時刻ｔ₁において、制御回路３１４は、ス
イッチ３１２をオン状態にし、かつ、スイッチ３１３を
オフ状態とする。その結果、接続点３１１の電圧は電源
電圧Ｖ_DDに向かって充電される。時刻ｔ₁から時刻ｔ₂の
期間において、接続点３１１の電圧は上昇するので、負
荷３１０の容量成分Ｃ₃に蓄積されていた電荷は接続点
２２４を介してエネルギー保存回路２２０に戻される。

【０２８１】時刻ｔ₃において、制御回路３１４は、ス
イッチ３１２をオフ状態にし、かつ、スイッチ３１３を
オン状態とする。その結果、接続点３１１の電圧はグラ
ンド電圧ＧＮＤに向かって充電される。時刻ｔ₃から時
刻ｔ₄の期間において、接続点３１１の電圧は下降する
ので、エネルギー保存回路２２０から接続点２２４を介
して供給される電荷が負荷３１０の容量成分Ｃ₃に蓄積
される。

【０２８２】負荷３１０にエネルギーを供給することに
より、エネルギー保存回路２２０の接続点２２４の電圧
が低下する。

【０２８３】時刻ｔ₄において、接続点２２４の電圧が
電圧Ｖ_Pを下回ると、コンパレータ２７２の出力信号
は、ＨレベルからＬレベルに変化する。制御回路２７１
は、コンパレータ２７２の出力信号の変化に応答して、
スイッチ２１２をオン状態にする。これにより、エネル
ギー保存回路２２０へのエネルギーの供給が開始され
る。その結果、接続点２２４の電圧は上昇する。

【０２８４】時刻ｔ₅において、接続点２２４の電圧が
電圧Ｖ_P以上となると、コンパレータ２７２の出力信号
は、ＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路２７１
は、コンパレータ２７２の出力信号の変化に応答して、
スイッチ２１２をオフ状態にする。これにより、エネル
ギー保存回路２２０へのエネルギーの供給が終了する。

【０２８５】負荷３１０の接続点３１１の電圧は、グラ
ンド電圧ＧＮＤから電源電圧Ｖ_DDに上昇するように、ま
たは、電源電圧Ｖ_DDからグランド電圧ＧＮＤに下降する
ように制御される。負荷３１０の接続点３１１の電圧が
上昇すると、負荷３１０の容量成分Ｃ₃に蓄積された電
荷は接続点２２４を介してエネルギー保存回路２２０に
戻される。負荷３１０の接続点３１１の電圧が下降する
と、エネルギー保存回路２２０から接続点２２４を介し
て供給される電荷が負荷３１０の容量成分Ｃ₃に蓄積さ
れる。

【０２８６】このように、負荷３１０の容量成分Ｃ₃に
蓄積された電荷がエネルギー保存回路２２０に戻される
ことにより、エネルギーが再利用される。これにより、
わずかなエネルギー損失で負荷３１０を充放電すること
が可能となる。９．３ エネルギー再利用ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置 図２６Ａは、エネルギー再利用ＡＣ−ＡＣタイプの電源
装置１２０３の構成を示す。電源装置１２０３の構成
は、図２０Ａに示されるＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２
０５の構成と同一である。負荷３００は、接続点２２２
と接続点２２４とにおいて電源装置１２０３に接続され
ている。負荷３００は、容量成分Ｃ₃とスイッチ３０２
とスイッチ３０３とを含む。動的エネルギーを調整する
手段として図１１Ａ、図１１Ｂ、図１３Ａに示す構成を
採用してもよい。

【０２８７】電源装置１２０３は、接続点２２２を介し
て交流電圧波形を負荷３００に供給し、接続点２２４を
介して交流電圧波形を負荷３００に供給する。電源装置
１２０３から接続点２２４を介して供給されるエネルギ
ーは、負荷３００の容量成分Ｃ₃に蓄積される。負荷３
００の容量成分Ｃ₃に蓄積されたエネルギーのうち少な
くとも一部は、接続点２２２を介して電源装置１２０３
に戻される。これにより、エネルギーが再利用される。

【０２８８】図２６Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における交流電圧波形
（Ｂ）と接続点３０１における電圧波形（Ｃ）とを示
す。交流電圧波形（Ａ）と交流電圧波形（Ｂ）とは、振
動中心と振幅はほぼ同じであるが、位相が１８０度だけ
異なっている。

【０２８９】以下、電源装置１２０３の動作を説明す
る。

【０２９０】時刻ｔ＝０において、負荷３００の接続点
３０１は、電圧Ｖ₁に充電されていると仮定する。スイ
ッチ３０２はオフ状態であり、かつ、スイッチ３０３は
オフ状態である。

【０２９１】時刻ｔ₁において、交流電圧波形（Ｂ）が
上昇中の状態において接続点２２４の電圧が接続点３０
１の電圧（すなわち、電圧Ｖ₁）に到達すると、コンパ
レータ３０７の出力信号はＨレベルからＬレベルに変化
する。制御回路３０４は、コンパレータ３０７の出力信
号の変化に応答して、スイッチ３０３をオン状態にす
る。これにより、交流電圧波形（Ｂ）に沿って接続点３
０１の電圧が変化する。

【０２９２】コンパレータ３０６は、接続点３０１の電
圧と参照電圧生成回路３０８から出力される電圧Ｖ_r2と
を比較することにより、接続点３０１の電圧が電圧Ｖ_r2
に到達したか否かを検出する。

【０２９３】時刻ｔ₂において、接続点３０１の電圧が
電圧Ｖ_r2に到達すると、コンパレータ３０６の出力信号
はＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路３０４
は、コンパレータ３０６の出力信号の変化に応答して、
スイッチ３０３をオフ状態にする。これにより、接続点
３０１の電圧は電圧Ｖ_r2に保たれる。

【０２９４】時刻ｔ₃において、交流電圧波形（Ａ）が
下降中の状態において接続点２２２の電圧が接続点３０
１の電圧（すなわち、Ｖ_r2）に到達すると、コンパレー
タ３０５の出力信号はＬレベルからＨレベルに変化す
る。制御回路３０４は、コンパレータ３０５の出力信号
の変化に応答して、スイッチ３０２をオン状態にする。
これにより、交流電圧波形（Ａ）に沿って接続点３０１
の電圧が変化する。

【０２９５】コンパレータ３０６は、接続点３０１の電
圧と参照電圧生成回路３０８から出力される電圧Ｖ_r1と
を比較することにより、接続点３０１の電圧が電圧Ｖ_r1
に到達したか否かを検出する。このように、参照電圧生
成回路３０８は、電圧Ｖ_r1と電圧Ｖ_r2とを所定のタイミ
ングで切り換えて出力する。

【０２９６】時刻ｔ₄において、接続点３０１の電圧が
電圧Ｖ_r1に到達したことが検出されると、コンパレータ
３０６の出力信号はＨレベルからＬレベルに変化する。
制御回路３０４は、コンパレータ３０６の出力信号の変
化に応答して、スイッチ３０２をオフ状態にする。これ
により、接続点３０１の電圧は電圧Ｖ_r1に保たれる。

【０２９７】時刻ｔ＝０から時刻ｔ₁の期間では、エネ
ルギー保存回路２２０と負荷３００との間でエネルギー
の移動はない。この期間中、スイッチ３０２およびスイ
ッチ３０３はいずれもオフ状態であり、エネルギー保存
回路２２０と負荷３００とが電気的に分離されているか
らである。

【０２９８】時刻ｔ₁から時刻ｔ₂の期間では、エネルギ
ー保存回路２２０から接続点２２４を介して負荷３００
にエネルギーが供給される。この期間中、スイッチ３０
２がオフ状態であり、かつ、スイッチ３０３がオン状態
であるからである。その結果、負荷３００の接続点３０
１の電圧が上昇する。

【０２９９】時刻ｔ₂から時刻ｔ₃の期間では、エネルギ
ー保存回路２２０と負荷３００との間でエネルギーの移
動はない。この期間中、スイッチ３０２およびスイッチ
３０３はいずれもオフ状態であり、エネルギー保存回路
２２０と負荷３００とが電気的に分離されているからで
ある。

【０３００】時刻ｔ₃から時刻ｔ₄の期間では、負荷３０
０から接続点２２２を介してエネルギー保存回路２２０
にエネルギーが戻される。この期間中、スイッチ３０２
がオン状態であり、かつ、スイッチ３０３がオフ状態で
あるからである。その結果、負荷３００の接続点３０１
の電圧が下降する。

【０３０１】このようにして、エネルギー保存回路２２
０から接続点２２４を介して負荷３００に供給されたエ
ネルギーのうち少なくとも一部が負荷３００から接続点
２２２を介してエネルギー保存回路２２０に戻されるこ
とにより、エネルギーが再利用される。これにより、わ
ずかなエネルギー損失で負荷３００を充放電することが
可能となる。なお、容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂との関係は、
Ｃ₁＞Ｃ₂であってもよく、Ｃ₁＜Ｃ₂であってもよい。９．４ エネルギー再利用ＡＣ−ＤＣタイプの電源装置 図２７Ａは、エネルギー再利用ＡＣ−ＤＣタイプの電源
装置１２０４の構成を示す。負荷３２０は、接続点２２
２と接続点２２４とにおいて電源装置１２０４に接続さ
れている。負荷３２０は、容量成分Ｃ₃とスイッチ３２
３〜３２６とを含む。動的エネルギーを調整する手段と
して図１１Ａ、図１１Ｂ、図１３Ａに示す構成を採用し
てもよい。

【０３０２】電源装置１２０４は、接続点２２２を介し
て交流電圧波形を負荷３２０に供給し、接続点２２４を
介して直流電圧波形を負荷３２０に供給する。電源装置
１２０４から接続点２２２を介して供給されるエネルギ
ーは、負荷３２０の容量成分Ｃ₃に蓄積される。負荷３
２０の容量成分Ｃ₃に蓄積されたエネルギーのうち少な
くとも一部は、接続点２２４を介して電源装置１２０４
に戻される。これにより、エネルギーが再利用される。

【０３０３】電源装置１２０４は、基本的な構成である
エネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０
に加えて、制御回路２７１と、コンパレータ２７２と、
参照電圧生成回路２７３と、制御回路３２７と、コンパ
レータ３２８と、コンパレータ３２９と、参照電圧生成
回路３３０とをさらに含んでいる。なお、図２７Ａに示
す例では、エネルギー供給回路２１０は、図６Ａに示す
構成を採用している。しかし、エネルギー供給回路２１
０の構成としては、図６Ａ〜図６Ｃに示すいずれの構成
を採用してもよい。

【０３０４】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０３０５】図２７Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）と接続点３２１における電圧波形（Ｃ）と接続点
３２２における電圧波形（Ｄ）とを示す。

【０３０６】以下、電源装置１２０４の動作を説明す
る。

【０３０７】時刻ｔ＝０において、負荷３２０の接続点
３２１は、電圧Ｖ₁に充電されていると仮定する。スイ
ッチ３２３〜３２５はオフ状態であり、かつ、スイッチ
３２６はオン状態である。

【０３０８】時刻ｔ₁において、交流電圧波形（Ａ）が
上昇中の状態において接続点２２２の電圧が接続点３２
１の電圧（すなわち、電圧Ｖ₁）に到達すると、コンパ
レータ３２８の出力信号はＨレベルからＬレベルに変化
する。制御回路３２７は、コンパレータ３２８の出力信
号の変化に応答して、スイッチ３２３をオン状態にす
る。これにより、交流電圧波形（Ａ）に沿って接続点３
２１の電圧が変化する。

【０３０９】コンパレータ３２９は、接続点３２１の電
圧と参照電圧生成回路３３０から出力される電源電圧Ｖ
_DDとを比較することにより、接続点３２１の電圧が電源
電圧Ｖ_DDに到達したか否かを検出する。

【０３１０】時刻ｔ₂において、接続点３２１の電圧が
電源電圧Ｖ_DDに到達すると、コンパレータ３２９の出力
信号はＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路３２
７は、コンパレータ３２９の出力信号の変化に応答し
て、スイッチ３２３をオフ状態にし、かつ、スイッチ３
２４をオン状態にする。これにより、接続点３２１の電
圧は接続点２２４の電圧（すなわち、電圧Ｖ_P）に向か
って変化する。

【０３１１】時刻ｔ₃において、接続点３２１の電圧が
電圧Ｖ_Pに到達する。

【０３１２】時刻ｔ₁から時刻ｔ₂の期間では、エネルギ
ー保存回路２２０から接続点２２２を介して負荷３２０
にエネルギーが供給される。エネルギー保存回路２２０
から供給されたエネルギーは、負荷３２０の容量成分Ｃ
₃に蓄積される。時刻ｔ₂から時刻ｔ₃の期間では、負荷
３２０から接続点２２４を介してエネルギー保存回路２
２０にエネルギーが戻される。

【０３１３】このように、エネルギー保存回路２２０か
ら接続点２２２を介して負荷３２０に供給されたエネル
ギーのうち少なくとも一部が負荷３２０から接続点２２
４を介してエネルギー保存回路２２０に戻されることに
より、エネルギーが再利用される。これにより、わずか
なエネルギー損失で負荷３２０を充放電することが可能
となる。

【０３１４】時刻ｔ₄において、交流電圧波形（Ａ）が
下降中の状態において接続点２２２の電圧が接続点３２
１の電圧（すなわち、電圧Ｖ_P）に到達すると、コンパ
レータ３２８の出力信号はＬレベルからＨレベルに変化
する。制御回路３２７は、コンパレータ３２８の出力信
号の変化に応答して、スイッチ３２３をオン状態にし、
かつ、スイッチ３２４をオフ状態にする。これにより、
交流電圧波形（Ａ）に沿って接続点３２１の電圧が変化
する。

【０３１５】時刻ｔ₅において、接続点３２１の電圧が
電圧Ｖ_r1に到達したことが検出されると、コンパレータ
３２９の出力信号はＨレベルからＬレベルに変化する。
制御回路３２７は、コンパレータ３２９の出力信号の変
化に応答して、スイッチ３２３をオフ状態にし、かつ、
スイッチ３２４をオン状態にする。また、制御回路３２
７は、コンパレータ３２９の出力信号の変化に応答し
て、スイッチ３２５をオン状態にし、かつ、スイッチ３
２６をオフ状態にする。これにより、接続点３２１の電
圧は接続点２２４の電圧（すなわち、電圧Ｖ_P）に向か
って変化する。

【０３１６】時刻ｔ₆において、接続点３２１の電圧が
電圧Ｖ_Pに到達する。

【０３１７】時刻ｔ₄から時刻ｔ₅の期間では、負荷３２
０から接続点２２２を介してエネルギー保存回路２２０
にエネルギーが戻される。時刻ｔ₅から時刻ｔ₆の期間で
は、エネルギー保存回路２２０から接続点２２４を介し
て負荷３２０にエネルギーが供給される。エネルギー保
存回路２２０から供給されたエネルギーは、負荷３２０
の容量成分Ｃ₃に蓄えられる。

【０３１８】このように、エネルギー保存回路２２０か
ら接続点２２４を介して負荷３２０に供給されたエネル
ギーのうち少なくとも一部が負荷３２０から接続点２２
２を介してエネルギー保存回路２２０に戻されることに
より、エネルギーが再利用される。これにより、わずか
なエネルギー損失で負荷３２０を充放電することが可能
となる。

【０３１９】なお、負荷３２０にエネルギーを供給する
ことにより、エネルギー保存回路２２０の接続点２２４
の電圧が低下する。図２７Ｂに示す例では、時刻ｔ₂に
おいて接続点２２４の電圧が電圧Ｖ_Pを下回っている。
接続点２２４の電圧が電圧Ｖ_Pを下回ると、コンパレー
タ２７２の出力信号は、ＨレベルからＬレベルに変化す
る。制御回路２７１は、コンパレータ２７２の出力信号
の変化に応答して、スイッチ２１２を所定の期間中オン
状態にする。その結果、接続点２２４の電圧が上昇す
る。９．５ エネルギー再利用ＤＣ−ＡＣタイプの電源装置 図２８Ａは、エネルギー再利用ＤＣ−ＡＣタイプの電源
装置１２０５の構成を示す。負荷３５０は、電源装置１
２０５の接続点２２４と接続点３５１との間に設けられ
ている。負荷３６０は、接続点３５１とグランドとの間
に設けられている。接続点３５１には、容量成分Ｃ₃が
接続されている。

【０３２０】電源装置１２０５は、接続点２２４を介し
て直流電圧波形を負荷３５０に供給する。電源装置１２
０５から接続点２２４を介して供給されるエネルギー
は、容量成分Ｃ₃に蓄積される。容量成分Ｃ₃に蓄積され
たエネルギーのうち少なくとも一部は、接続点２２２を
介して電源装置１２０５に戻される。これにより、エネ
ルギーが再利用される。

【０３２１】電源装置１２０５は、基本的な構成である
エネルギー供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０
に加えて、制御回路２７１と、コンパレータ２７２と、
参照電圧生成回路２７３と、スイッチ３５２と、制御回
路３５３と、コンパレータ３５４と、コンパレータ３５
５と、参照電圧生成回路３５６とをさらに含んでいる。
なお、図２８Ａに示す例では、エネルギー供給回路２１
０は、図６Ａに示す構成を採用している。しかし、エネ
ルギー供給回路２１０の構成としては、図６Ａ〜図６Ｄ
および図５８Ａに示すいずれの構成を採用してもよい。
動的エネルギーを調整する手段として図１１Ａ、図１１
Ｂ、図１３Ａに示す構成を採用してもよい。

【０３２２】容量値Ｃ₁と容量値Ｃ₂とは、Ｃ₁＞＞Ｃ₂と
いう関係を満たすように設定される。これにより、接続
点２２２において交流電圧波形が得られ、接続点２２４
において直流電圧波形が得られる。

【０３２３】図２８Ｂは、接続点２２２における交流電
圧波形（Ａ）と接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）と接続点３５１における電圧波形（Ｃ）とを示
す。

【０３２４】以下、電源装置１２０５の動作を説明す
る。

【０３２５】時刻ｔ＝０から時刻ｔ₁の期間では、エネ
ルギー保存回路２２０から接続点２２４を介して負荷３
５０に電荷が供給される。その結果、接続点２２４の電
圧はしだいに低下する。負荷３５０を通過した電荷のう
ち一部は負荷３６０を通ってグランドに到達する。残り
の電荷は、容量成分Ｃ₃に蓄積される。その結果、接続
点３５１の電圧はしだいに上昇する。

【０３２６】時刻ｔ₁において、接続点２２４の電圧が
電圧Ｖ_Pを下回ると、コンパレータ２７２の出力信号
は、ＨレベルからＬレベルに変化する。制御回路２７１
は、コンパレータ２７２の出力信号の変化に応答して、
時刻ｔ₁から時刻ｔ₂の期間中、スイッチ２１２をオン状
態にする。これにより、エネルギー供給回路２１０から
エネルギー保存回路２２０にエネルギーが供給される。
その結果、接続点２２４の電圧が上昇する。

【０３２７】時刻ｔ₂から時刻ｔ₃の期間では、エネルギ
ー供給回路２１０からエネルギー保存回路２２０にエネ
ルギーは供給されない。その結果、接続点２２４の電圧
はしだいに下降する。

【０３２８】時刻ｔ₃において、交流電圧波形（Ａ）が
下降中の状態において接続点２２２の電圧が接続点３５
１の電圧に到達すると、コンパレータ３５４の出力信号
はＬレベルからＨレベルに変化する。制御回路３５３
は、コンパレータ３５４の出力信号の変化に応答して、
スイッチ３５２をオン状態にする。これにより、交流電
圧波形（Ａ）に沿って接続点３５１の電圧が変化する。

【０３２９】時刻ｔ₃から時刻ｔ₄の期間では、容量成分
Ｃ₃に蓄積された電荷がスイッチ３５２および接続点２
２２を介してエネルギー保存回路２２０に戻される。

【０３３０】時刻ｔ₄において、接続点３５１の電圧が
電圧Ｖ_rに到達すると、コンパレータ３５５の出力信号
はＨレベルからＬレベルに変化する。ここで、参照電圧
生成回路は電圧Ｖ_rを参照電圧としてコンパレータ３５
５に出力している。制御回路３５３は、コンパレータ３
５５の出力信号の変化に応答して、スイッチ３５２をオ
フ状態にする。

【０３３１】時刻ｔ₄から時刻ｔ₅の期間では、エネルギ
ー供給回路２１０からエネルギー保存回路２２０にエネ
ルギーが供給されないため接続点２２４の電圧はしだい
に下降し、容量成分Ｃ₃に蓄積された電荷がエネルギー
保存回路２２０に戻されないため接続点３５１の電圧は
しだいに上昇する。接続点２２４の電圧の下降は、エネ
ルギー供給回路２１０からエネルギー保存回路２２０に
エネルギーが供給されることによって上昇に転じる。接
続点３５１の電圧の上昇は、容量成分Ｃ₃に蓄積された
電荷がエネルギー保存回路２２０に戻されることによっ
て下降に転じる。このようにして、接続点２２４の電圧
と接続点３５１の電圧とはいずれも所望の電圧の近傍に
維持される。

【０３３２】なお、図２８Ａに示す例では、接続点２２
４と接続点３５１との間に負荷３５０が設けられ、接続
点３５１とグランドとの間に負荷３６０が設けられてい
る。負荷３５０および負荷３６０に加えて、接続点２２
４とグランドとの間にさらに別の負荷を設けてもよい。
あるいは、接続点２２４と接続点３５１との間に負荷３
５０を設け、かつ、接続点２２４とグランドとの間に負
荷３６０を設けてもよい。あるいは、負荷３６０を設け
ずに、負荷３５０のみを設けてもよい。１０．本発明の電圧変換器への適用 以下、本発明を電圧変換器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）に
適用する場合について説明する。 （実施の形態１）図２９は、本発明による電圧変換器２
０の構成を示す。電圧変換器２０は、電源１から供給さ
れる電圧を他の電圧に変換して、その他の電圧を被電圧
供給回路（負荷）２に供給する電圧変換部３と、負荷２
によって消費された電力に実質的に等しい電力を電源１
から電圧変換部３に供給するように、電圧変換部３を制
御する制御部１３０とを含んでいる。電源１は、端子２
１において電圧変換器２０に接続されている。負荷２
は、端子２２において電圧変換器２０に接続されてい
る。

【０３３３】制御部１３０は、電圧変換部３に含まれる
スイッチ２６（図２９には示されていない。図３０参
照）を開閉動作する駆動回路４と、検出器８、１５およ
び１８から出力される信号に基づいてスイッチ２６の開
閉状態を決定する同期回路５とを含んでいる。

【０３３４】制御部１３０は、電圧変換部３の動作周期
を規定するクロック・パルスを生成するクロック生成器
６と、クロック生成器６から出力されたクロック・パル
スを検出するクロック検出器７とをさらに含んでいる。

【０３３５】制御部１３０は、電圧変換部３の端子３ｅ
から出力される電圧と目的の電圧とを比較する検出器８
と、目的の電圧を生成する基準電圧生成器９と、制御ク
ロック・パルスとクロック生成器６から出力されるクロ
ック・パルスとに基づいて検出器８と基準電圧生成器９
の動作タイミングを制御する同期回路１０とをさらに含
んでいる。制御クロック・パルスは、端子２３を介して
同期回路１０に供給される。また、目的の電圧を指示す
る信号が端子２５を介して基準電圧生成器９に供給され
る。

【０３３６】制御部１３０は、電圧変換部３の端子３ｅ
から出力される電圧と初期電圧とを比較する検出器１１
と、初期電圧を生成する基準電圧生成器１２と、スター
ト信号と制御クロック・パルスと同期回路５から出力さ
れる信号とクロック検出器７から出力される信号とに基
づいて検出器１１と基準電圧生成器１２の動作タイミン
グを制御する同期回路１３とをさらに含んでいる。スタ
ート信号は、端子２４を介して同期回路１３に供給され
る。制御クロック・パルスは、端子２３を介して同期回
路１３に供給される。

【０３３７】制御部１３０は、電圧変換部３に含まれる
スイッチ２６（図２９には示されていない。図３０参
照）の状態が開状態から閉状態に変化するタイミングを
規定する電圧を生成する基準電圧生成器１４と、基準電
圧生成器１４から出力される電圧と電圧変換部３の端子
３ｃから出力される電圧とを比較する検出器１５と、制
御クロック・パルスとクロック生成器６から出力される
クロック・パルスとに基づいて基準電圧生成器１４と検
出器１５の動作タイミングを制御する同期回路１６とを
さらに含んでいる。制御クロック・パルスは、端子２３
を介して同期回路１６に供給される。

【０３３８】制御部１３０は、電圧変換部３に含まれる
スイッチ２６（図２９には示されていない。図３０参
照）の状態が閉状態から開状態に変化するタイミングを
規定する電圧を生成する基準電圧生成器１７と、基準電
圧生成器１７から出力される電圧と電圧変換部３の端子
３ｃから出力される電圧とを比較する検出器１８と、制
御クロック・パルスとクロック生成器６から出力される
クロック・パルスとに基づいて基準電圧生成器１７と検
出器１８の動作タイミングを制御する同期回路１９とを
さらに含んでいる。制御クロック・パルスは、端子２３
を介して同期回路１９に供給される。

【０３３９】図３０は、電圧変換部３の構成を示す。電
圧変換部３は、端子３ａ〜３ｅを有している。端子３ａ
は、端子２１を介して電源１に接続される。端子３ｂ
は、駆動回路４に接続される。端子３ｃは、検出器１５
と検出器１８とクロック生成器６とに接続される。端子
３ｄは、端子２２を介して負荷２に接続される。端子３
ｅは、検出器８と検出器１１とに接続される。

【０３４０】電圧変換部３は、共振回路１４０と、電源
１と共振回路１４０とを電気的に接続するスイッチ２６
とを含んでいる。

【０３４１】スイッチ２６は、例えば、ＰＭＯＳトラン
ジスタであり得る。

【０３４２】共振回路１４０は、インダクタ２８と容量
２７、２９とを含んでいる。

【０３４３】インダクタ２８の一端と容量２７とは接続
点３ｆにおいて接続される。接続点３ｆは端子３ｃに接
続される。以下の説明では、接続点３ｆと端子３ｃとを
同一のものとして扱う。スイッチ２６は、共振回路１４
０の接続点３ｆに接続される。

【０３４４】インダクタ２８の他端と容量２９とは接続
点３ｇにおいて接続される。接続点３ｇは端子３ｄと端
子３ｅに接続される。以下の説明では、接続点３ｇと端
子３ｄと端子３ｅとを同一のものとして扱う。

【０３４５】端子３ｂには、スイッチ２６の開閉状態を
制御する信号が入力される。

【０３４６】以下、電圧変換部３の動作を説明する。こ
こで、容量２９、２７の容量値をＣ ₁、Ｃ₂と表し、イン
ダクタ２８のインダクタンス値をＬと表すこととする。

【０３４７】共振回路１４０において、容量２９に蓄積
された電荷の一部はインダクタ２８を介して容量２７に
伝搬される。さらに、容量２７に伝搬された電荷はイン
ダクタ２８を介して容量２９に伝搬されなおす。このよ
うに電荷が容量２７と容量２９との間でインダクタ２８
を介してやりとりされる。

【０３４８】図３１は、スイッチ２６が開状態であり、
かつ、負荷２が端子３ｄに接続されていない場合におけ
る、共振回路１４０の等価回路を示す。スイッチ２６が
開状態であり、かつ、負荷２が端子３ｄに接続されてい
ない場合には、容量２７と容量２９とを流れる電流は反
対方向であり大きさは等しい。このことから（式１）が
成り立つ。

【０３４９】 Ｃ₁・（ｄｖ_g（ｔ））／（ｄｔ）＋Ｃ₂・（ｄｖ_f（ｔ））／（ｄｔ）＝０ ・・・（式１） ここで、 ｖ_f（ｔ）、ｖ_g（ｔ）は、時刻ｔにおける端
子３ｆ、３ｇの電圧をそれぞれ表す。

【０３５０】インダクタ２８の端子電圧は（式２）によ
って表される。

【０３５１】 ｖ_g（ｔ）−ｖ_f（ｔ）＝Ｌ・（ｄｉ）／（ｄｔ） ・・・（式２） ここで、ｉはインダクタ２８を流れる電流を表し、端子
３ｇから端子３ｆに流れる電流を正符号とした。さら
に、インダクタ２８を流れる電流ｉは容量２７を流れる
電流と等しい。このことから（式３）が成り立つ。

【０３５２】 ｉ＝Ｃ₂・（ｄｖ_f（ｔ））／（ｄｔ） ・・・（式３） （式１）〜（式３）を演算して、電圧ｖ_f（ｔ）、ｖ
_g（ｔ）について整理すると（式４）、（式５）が得ら
れる。

【０３５３】

【数１】 （式４）、（式５）を理解しやすくするために、実際の
設計値を考慮して、（式６）〜（式８）の条件を導入す
る。

【０３５４】 Ｃ₁＞＞Ｃ₂ ・・・（式６） Ｃ₂／Ｃ₁・ｖ_f（０）≒０ ・・・（式７） Ｃ₂／Ｃ₁・（ｖ_g（０）−ｖ_f（０））≒０ ・・・（式８） （式６）〜（式８）の条件を（式４）、（式５）に適用
すると、（式４）、（式５）は（式９）、（式１０）に
示すように簡単化される。

【０３５５】

【数２】 ここで、ｖ_f（０）、ｖ_g（０）は時刻ｔ＝０における端
子３ｆ、３ｇの電圧を表す。ｉ（０）は時刻ｔ＝０にお
けるインダクタンス電流ｉを表す。さらに、αは（式１
１）によって表される。

【０３５６】

【数３】 （式６）〜（式８）の条件を（式１１）に適用すると、
（式１１）は（式１２）に示すように簡単化される。

【０３５７】

【数４】 （式９）から、端子３ｆの電圧ｖ_f（ｔ）は余弦関数で
表された第１項の交流成分と第２項の直流成分とによっ
て表されることが理解される。交流成分の周波数ｆ_Rは
余弦関数の時刻ｔの係数（角速度）から求められる。す
なわち、交流成分の周波数ｆ_Rは（式１３）によって表
される。

【０３５８】 ｆ_R＝１／（２π・√（ＬＣ₂）） ・・・（式１３） 交流成分の振幅Ａ_fは余弦関数の係数である。すなわ
ち、交流成分の振幅Ａ_fは（式１４）によって表され
る。

【０３５９】 Ａ_f＝ｖ_f（０）−ｖ_g（０）＋ｉ（０）／Ｃ₂ ・・・（式１４） （式１０）から、端子３ｇの電圧ｖ_g（ｔ）は余弦関数
で表された第１項の交流成分と第２項の直流成分とによ
って表されることが理解される。端子３ｇの電圧ｖ
_g（ｔ）の交流成分の周波数は端子３ｆの電圧ｖ_f（ｔ）
の交流成分の周波数と等しい。

【０３６０】交流成分の振幅Ａ_gは余弦関数の係数であ
る。すなわち、交流成分の振幅Ａ_gは（式１５）によっ
て表される。

【０３６１】 Ａ_g＝（ｉ（０）／Ｃ₁）・√（ＬＣ₂） ・・・（式１５） 実際の設計では、（式１６）の条件を適用することがで
きる。

【０３６２】 ｖ_f（０）−ｖ_g（０），ｉ（０）／Ｃ₂＞＞ｉ（０）／Ｃ₁ ・・・（式１ ６） （式１６）から、端子３ｆ、３ｇの電圧の交流成分の振
幅には次の関係があることがわかる。

【０３６３】Ａ_f＞＞Ａ_g ・・・（式１７） 実際の設計では、端子３ｇの振幅は端子３ｆの振幅の１
／５０〜１／１００程度である。

【０３６４】例えば、被変換電源から供給される電圧を
３Ｖ、電圧変換器２０から出力される電圧を１．５Ｖと
仮定する。Ｃ₁＝５０［μＦ］、Ｃ₂＝５［μＦ］、Ｌ＝
１００［ｎＨ］のときのシミュレーション結果による
と、端子３ｆの電圧の振幅は１．５Ｖ、端子３ｇの電圧
の振幅は２０ｍＶである。周波数は５００［ｋＨｚ］で
あった。したがって、端子３ｇの電圧の振幅は端子３ｆ
の電圧の振幅の１／７５である。

【０３６５】このように、端子３ｆの電圧ｖ_f（ｔ）の
交流成分は大きな振幅を有する。一方、端子３ｇの電圧
ｖ_g（ｔ）の交流成分は、端子３ｆの電圧ｖ_f（ｔ）と比
較するとほとんど無視できるほど小さい振幅を有するこ
とがわかる。

【０３６６】端子３ｆの電圧ｖ_f（ｔ）の直流成分は端
子３ｇの電圧ｖ_g（ｔ）の直流成分と近似的に等しい。
一例として、電圧変換器２０から出力される電圧（端子
ｇの電圧ｖ_g（ｔ））を１．５Ｖとすれば、端子３ｆの
電圧ｖ_f（ｔ）の直流成分は１．５Ｖである。したがっ
て、端子３ｆの電圧ｖ_f（ｔ）は１．５Ｖを中心に３Ｖ
から０Ｖまで振動することがわかる。

【０３６７】図３４において、曲線ａは、端子３ｆの電
圧の変化を示す。曲線ａは、時刻ｔｓｓ以降で余弦波振
動をしている。ここで、余弦波が時間とともに減衰して
いるのは電圧変換器２０の出力端子２２に負荷２が接続
されているためである。

【０３６８】図３１を参照して既に行った議論では、電
圧変換器２０の出力端子２２に負荷２が接続されていな
い場合を仮定していたため、（式４）、（式５）には減
衰項が表れなかった。実際には、電圧変換器２０の出力
端子２２に負荷２が接続されているため、（式４）、
（式５）に減衰項が発生する。電圧変換器２０から負荷
２を通じて電流が流れだすためである。

【０３６９】図３４に示されるように、余弦波は減衰す
る。図３４において、Ｖ_DDは被変換電源１の電圧を表
し、Ｖ_Pは目的の出力電圧を表す。

【０３７０】次に、図２９〜図３４を参照しながら、電
圧変換部３のスイッチ（ＰＭＯＳトランジスタ）２６の
開閉動作の制御を詳細に説明する。

【０３７１】まず、図３２を参照しながら、電圧変換器
２０の動作を説明する。

【０３７２】スタート信号は、端子２４を介して電圧変
換器２０に入力される。スタート信号が電圧変換器２０
に入力される前は、基準電圧生成器１２および検出器１
１は電流を消費しない。このように、基準電圧生成器１
２および検出器１１が電流を消費しない動作をスリープ
という。

【０３７３】スタート信号に応答して、基準電圧生成器
１２の動作は、スリープから基準電圧出力に移行する。
基準電圧出力期間では、基準電圧生成器１２は動作を開
始し、基準電圧Ｖ_S（図３４における電圧Ｖ_S）を検出器
１１に出力する。

【０３７４】スタート信号に応答して、検出器１１の動
作は、スリープからセットに移行する。セット期間で
は、検出器１１は、基準電圧生成器１２から出力される
基準電圧Ｖ_Sを標本化し保持する。

【０３７５】スタート信号に応答して、スイッチ２６の
状態は開状態（ＯＦＦ）から閉状態（ＯＮ）に変化す
る。

【０３７６】基準電圧Ｖ_Sを検出器１１に出力した後、
基準電圧生成器１２の動作は、基準電圧出力からスリー
プに戻る。

【０３７７】基準電圧Ｖ_Sを標本化し保持した後、検出
器１１の動作は、セットから検出に移行する。検出期間
では、検出器１１は、電圧変換部３の端子３ｅ（端子
ｄ、ｇと同じ）の電圧と基準電圧Ｖ_Sとを比較すること
により、端子３ｅの電圧が基準電圧Ｖ_Sより高いか否か
を検出する。

【０３７８】端子３ｅの電圧が基準電圧Ｖ_Sより高いこ
とが検出器１１によって検出されると、検出器１１はパ
ルス信号（図３２の出力信号）を出力する。出力信号を
出力した後、検出器１１の動作は、検出からスリープに
戻る。

【０３７９】出力信号に応答して、スイッチ２６の状態
は閉状態（ＯＮ）から開状態（ＯＦＦ）に変化する。

【０３８０】次に、図３４を参照して、電圧変換器２０
の動作を説明する。図３４において、波形ａは、電圧変
換部３の端子３ｃの電圧変化を示し、波形ｂは、電圧変
換部３の端子３ｅの電圧変化を示す。

【０３８１】スタート信号が電圧変換器２０に入力され
る。これにより、電圧変換器２０の動作が開始される。
時刻ｔ_sにおいて、スイッチ２６の状態が開状態（ＯＦ
Ｆ）から閉状態（ＯＮ）に変化する。

【０３８２】時刻ｔ_sから時刻ｔ_eまでの期間中、電圧変
換部３の端子３ｃおよび３ｅの電圧が基準電圧Ｖ_S（電
圧変換器２０の初期電圧）に上昇する。この期間をセッ
ト・アップ期間という。セット・アップ期間では、（式
６）の条件に従って端子３ｃの電圧（図３４において波
形ａで示される）と端子３ｅの電圧（図３４において波
形ｂで示される）とが上昇する。端子３ｃの電圧は、端
子３ｅの電圧に比較して急速に上昇する。

【０３８３】時刻ｔ_eから時刻ｔ_SLまでの期間中、電圧
変換部３の端子３ｄには負荷２が接続されていないと仮
定する。この期間をホールド期間という。このような仮
定をおくことができるのは、電圧変換器２０の出力端子
２２（電圧変換部３の端子３ｄ）に接続されるＬＳＩは
電圧変換器２０のセット・アップ期間が終了してもすぐ
には動作せず、電圧変換器２０のセット・アップ期間の
終了後、一定時間が経過した後に動作を開始することが
一般的だからである。

【０３８４】図２９では、負荷２を抵抗の記号を用いて
表している。電圧変換器２０の動作速度に比べて出力端
子２２に接続されるＬＳＩの動作速度は十分に早いの
で、ＬＳＩによる負荷を抵抗による負荷に近似的に置き
換えることができるからである。電圧変換器２０の動作
は５００ｋＨｚ程度であるのに対して、ＬＳＩの動作は
一般的に２０ＭＨｚ以上である。

【０３８５】ホールド期間では、電圧変換部３の端子３
ｄの電圧は保持される。電圧変換部３の出力端子２２に
負荷２は接続されないからである。ホールド期間におい
て端子３ｄの電圧が保持されることは、図３４に示され
る波形ｂがホールド期間では横軸に平行であることによ
って表されている。

【０３８６】（式４）および（式５）に従って、端子３
ｃの電圧（波形ａ）と端子３ｅの電圧（波形ｂ）とはと
もに正弦波振動を開始する。ここで、端子３ｅの電圧
（波形ｂ）も正弦波振動をしているが図３４には端子３
ｅの電圧（波形ｂ）が正弦波振動している様子は示され
ていない。（式１７）からわかるように、端子３ｅの電
圧（波形ｂ）の振幅は端子３ｃの電圧（波形ａ）の振幅
に比べて十分に小さいからである。

【０３８７】ホールド期間における電圧変換部３の端子
３ｃの電圧の振幅は、他の期間に比べて大きくなってし
まう。これは、セット・アップ期間における電圧変化に
よって時刻ｔ_eにおける端子３ｃの電圧が電源電圧Ｖ_DD
よりも降下するからである。これにより、ＰＭＯＳスイ
ッチ２６の端子３ｆ側のドレイン領域とウエル領域とに
より形成されているダイオードは順方向にバイアスされ
る。その結果、正弦波ａはクランプされる。

【０３８８】時刻ｔ_SS以後は、電圧変換部３の端子３ｆ
の電圧はクランプされない。これは、移行期間（時刻ｔ
_SLから時刻ｔ_SSまでの期間）において端子３ｆの電圧
（波形ａ）が一度クランプされると、それによって振動
エネルギーが減衰して端子３ｆの電圧（波形ａ）の振幅
が小さくなるためである。

【０３８９】時刻ｔ_SS以後の期間を定常動作期間とい
う。定常動作期間では、電圧変換部３の端子３ｆ、３ｇ
の電圧は正弦波振動をする。ただし、定常動作期間では
出力端子２２に接続されるＬＳＩは動作を開始するので
（負荷２が接続されているので）減衰型の正弦波振動と
なる。このように正弦波振動は実際には減衰している
が、正弦波振動の１周期程度の期間であれば端子３ｆ、
３ｇの電圧は（式４）、（式５）に従って振動している
とみなすことができる。減衰量は十分に小さいからであ
る。

【０３９０】図３５は、図３４に示される時刻ｔ₁以後
の波形ａおよび波形ｂを示す。定常動作期間における正
弦波振動の１周期以上の期間にわたって波形ａおよび波
形ｂを観察すると、波形ａ、ｂの正弦波の振幅と直流成
分は減衰していくことになる。負荷２に電流が流れるか
らである。

【０３９１】図３３は、定常動作期間における電圧変換
器２０の動作を示す。

【０３９２】図３３には、共振クロックの波形が示され
ている。共振クロックは、クロック生成器６によって電
圧変換部３の端子３ｆの正弦波振動をクロック・パルス
に整形することによって得られる。

【０３９３】共振クロックのレベルがＨレベルからＬレ
ベルに変化することに応答して、検出器８の動作は、ス
リープから標本に移行する。標本期間では、検出器８
は、電圧変換部３の端子３ｇの電圧を追従して保持する
といういわゆる標本化動作を行う。あるいは、検出器８
の動作は、被電圧供給回路（負荷）２が動作するタイミ
ングに同期して開始されてもよい。

【０３９４】標本期間の終了後、検出器８の動作は、標
本から比較に移行する。比較期間では、検出器８は、基
準電圧生成器９から出力される所望の電圧Ｖ_Pと標本化
された電圧とを比較する。その結果、所望の電圧Ｖ_Pが
標本化された電圧よりも大きい（すなわち、標本化され
た電圧が所望の電圧Ｖ_Pより小さい）場合には、検出器
８から出力される信号のレベルがＬレベルからＨレベル
に変化する。比較期間の終了後、検出器８の動作はスリ
ープに戻る。

【０３９５】検出器８の動作が標本から比較に移行する
のに同期して、基準電圧生成器９の動作がスリープから
電圧出力に移行する。電圧出力期間では、基準電圧生成
器９は、所望の電圧Ｖ_Pを検出器８に出力する。電力出
力期間の終了後、基準電圧生成器９の動作はスリープに
戻る。

【０３９６】検出器８から出力される信号のレベルがＨ
レベルである場合には、共振クロックのレベルがＬレベ
ルからＨレベルに変化することに応答して、基準電圧生
成器１４の動作は、スリープから電圧出力に移行する。
電圧出力期間では、基準電圧生成器１４は、基準電圧Ｖ
_Sを検出器１５に出力する。基準電圧Ｖ_Sは、スイッチ２
６を閉状態にするタイミングを決定するために使用され
る。電圧出力期間の終了後、基準電圧生成器１４の動作
はスリープに戻る。

【０３９７】基準電圧生成器１４の動作がスリープから
電圧出力に移行するのに同期して、検出器１５の動作
は、スリープからセットに移行する。セット期間では、
検出器１５は、基準電圧生成器１４から出力される基準
電圧Ｖ_Sを標本化し保持する。その後、検出器１５の動
作は、セットから検出に移行する。検出期間では、検出
器１５は、電圧変換部３の端子３ｆの電圧（図３５の波
形ａ）と基準電圧Ｖ_Sとを比較することにより、端子３
ｆの電圧（図３５の波形ａ）が基準電圧Ｖ_Sに到達した
か否かを検出する。端子３ｆの電圧（図３５の波形ａ）
が基準電圧Ｖ_Sに到達した場合には（図３５の点１）、
検出器１５から出力される信号のレベルがＬレベルから
Ｈレベルに変化する。検出器１５から出力される信号の
レベルが変化したことは、同期回路５に伝達される。同
期回路５は、この信号のレベル変化に応答して、スイッ
チ２６の状態を開状態から閉状態に変化させる。検出期
間の終了後、検出器１５の動作はスリープに戻る。

【０３９８】検出器８から出力される信号のレベルがＨ
レベルである場合には、共振クロックのレベルがＬレベ
ルからＨレベルに変化することに応答して、基準電圧生
成器１７の動作は、スリープから電圧出力に移行する。
電圧出力期間では、基準電圧生成器１７は、基準電圧Ｖ
_Cを検出器１５に出力する。基準電圧Ｖ_Cは、スイッチ２
６を開状態にするタイミングを決定するために使用され
る。電圧出力期間の終了後、基準電圧生成器１７の動作
はスリープに戻る。

【０３９９】基準電圧生成器１７の動作がスリープから
電圧出力に移行するのに同期して、検出器１８の動作
は、スリープからセットに移行する。セット期間では、
検出器１８は、基準電圧生成器１７から出力される基準
電圧Ｖ_Cを標本化し保持する。その後、検出器１８の動
作は、セットから検出に移行する。検出期間では、検出
器１８は、電圧変換部３の端子３ｆの電圧（図３５の波
形ａ）と基準電圧Ｖ_Cとを比較することにより、端子３
ｆの電圧（図３５の波形ａ）が基準電圧Ｖ_Cに到達した
か否かを検出する。端子３ｆの電圧（図３５の波形ａ）
が基準電圧Ｖ_Cに到達した場合には（図３５の点２）、
検出器１８から出力される信号のレベルがＬレベルから
Ｈレベルに変化する。検出器１８から出力される信号の
レベルが変化したことは、同期回路５に伝達される。同
期回路５は、この信号のレベル変化に応答して、スイッ
チ２６の状態を閉状態から開状態に変化させる。検出期
間の終了後、検出器１８の動作はスリープに戻る。

【０４００】スイッチ２６は、検出器１５から出力され
る信号がＬレベルからＨレベルに変化してから検出器１
８から出力される信号がＬレベルからＨレベルに変化す
るまでの期間において閉状態（ＯＮ）となり、その他の
期間において開状態（ＯＦＦ）となる。このように、ス
イッチ２６は、端子３ｆの電圧が電源１から供給される
電圧Ｖ_DDより小さく、目的の電圧Ｖ_Pより大きい期間に
おいて、開閉される。

【０４０１】上述した定常動作期間における電圧変換器
３の動作を要約すると以下のようになる。

【０４０２】電圧変換部３の端子３ｇの電圧が所望の電
圧Ｖ_Pを下回っていることが検出部８によって検出され
ると、動作開始信号が同期回路５を経由して検出部８か
ら検出器１５および検出器１８に送られる。動作開始信
号に応答して、電源１から電圧変換部３に電荷を注入す
る動作が開始される。

【０４０３】検出部１５と検出部１８とは、検出部８か
らの動作開始信号に応答して、それぞれの動作を開始す
る。端子３ｆの電圧が基準電圧Ｖ_Sに到達したことが検
出部１５によって検出されると、スイッチ２６は開状態
から閉状態に変化するように制御される。その後、端子
３ｆの電圧が基準電圧Ｖ_C（＞基準電圧Ｖ_S）に到達した
ことが検出部１８によって検出されると、スイッチ２６
は閉状態から開状態に変化するように制御される。

【０４０４】あるいは、スイッチ２６が開状態から閉状
態に変化するように制御された後、所定の期間が経過し
た後にスイッチ２６が閉状態から開状態に変化するよう
に制御されてもよい。あるいは、スイッチ２６が開状態
から閉状態に変化するように制御された後、端子３ｆの
電圧が基準電圧Ｖ_C（＞基準電圧Ｖ_S）に到達したことが
検出部１８によって検出されてから所定の期間が経過し
た後にスイッチ２６が閉状態から開状態に変化するよう
に制御されてもよい。

【０４０５】スイッチ２６が閉状態である期間中、被変
換電源１と電圧変換部３とが接続される。その結果、被
変換電源１から電圧変換部３に電荷が注入され、電力が
供給される。

【０４０６】本発明による電圧変換器２０は、消費電力
がきわめて小さいという利点を有している。その理由を
以下に述べる。

【０４０７】スイッチ２６が閉状態である期間中、被変
換電源１から電圧変換部３に電流が流れる。被変換電源
１から電圧変換部３に流れ込む電流はＰＭＯＳスイッチ
２６のソース端子（被変換電源１に接続されている側の
端子）からドレイン端子（端子３ｆに接続されている側
の端子）に流れる。ＰＭＯＳスイッチ２６のソース端子
からドレイン端子間には抵抗が存在する。従って、ＰＭ
ＯＳスイッチ２６の端子間（ソース端子とドレイン端子
との間）で電圧が発生し、端子間を流れる電流によって
電力が消費される。このような電力の消費が電圧変換の
ときに発生する変換エネルギー損失である。変換エネル
ギー損失率η_cは（式１８）によって定義される。

【０４０８】 η_c＝（ＰＭＯＳスイッチ２６のソース端子とドレイン端子間で消費される 電力）／（負荷２で消費される電力） ・・・（式１８） 変換効率が悪い電圧変換器とは、変換エネルギー損失率
η_cが大きい電圧変換器をいう。逆に、変換効率が良い
電圧変換器とは、変換エネルギー損失率η_cが小さい電
圧変換器をいう。（式１８）の分母は負荷２の抵抗値と
変換後の電圧とが一定の場合にはオームの法則によって
一定である。そこで、変換エネルギー損失率η_cを小さ
くするためには分子を小さくする必要がある。ＰＭＯＳ
スイッチ２６のソース端子とドレイン端子間で発生した
電圧をＶ_ds、その端子間を流れる電流をＩ_d（ソース端
子からドレイン端子に流れる電流の向きを正とする。）
とすると消費電力Ｐ_tは次式で表される。

【０４０９】Ｐ_t＝Ｖ_ds・Ｉ_d ・・・（式１９） 負荷２の抵抗値と変換後の電圧とが一定の場合には、供
給しなければならない電流Ｉ_d（供給しなければならな
い総電荷量）は一定である。従って、消費電力Ｐ_tを小
さくすることは、端子間電圧Ｖ_dsを小さくすることによ
って達成できる。

【０４１０】電圧変換器２０は、図３５に示されている
ように電圧変換部３の端子３ｆの電圧を振動させて、Ｐ
ＭＯＳスイッチ２６のソース端子に接続されている被電
源電圧１の電圧Ｖ_DDと端子３ｆの電圧（波形ａ）とを近
接させてＰＭＯＳスイッチ２６を閉じる。被電源電圧１
の電圧Ｖ_DDと端子３ｆの電圧とを近接させてＰＭＯＳス
イッチ２６を閉じることにより、消費電力Ｐ_tを小さく
することが可能になる。そのようなタイミングでＰＭＯ
Ｓスイッチ２６を閉じることにより、ソース端子とドレ
イン端子間を流れる電流Ｉ_dが同一という仮定の下で、
ソース端子とドレイン端子間に発生した電圧Ｖ_dsを小さ
くできるからである。

【０４１１】さらに、電圧変換部３における抵抗成分
は、ＰＭＯＳスイッチ２６のソース端子とドレイン端子
間の抵抗であるから、この部分での消費電力が小さいこ
とは上述のとうりである。この点から電圧変換部３での
発熱がほとんどない。

【０４１２】さらに、検出器８が基準電圧生成器９から
出力される基準電圧Ｖ_P（所望の電圧）と電圧変換部３
の端子３ｄの電圧とを比較した結果において、基準電圧
Ｖ_P（所望の電圧）が端子３ｄの電圧よりも低い場合に
は、検出器１５、基準電圧生成器１４、同期回路１６、
検出器１８、基準電圧生成器１７および同期回路１９は
動作しない。例えば、図３３に示される２周期目の動作
がこれに相当する。このように、制御部１３０が条件的
な動作を行うことにより、消費電力を削減している。さ
らに、消費電力をさげるためには、電圧変換器２０から
出力される出力電流が小さいときに検出器８、基準電圧
生成器９の動作周期を長くすればよい。

【０４１３】さらに、本発明による電圧変換器２０は次
のような利点を有している。検出器８、基準電圧生成器
９、検出器１１、基準電圧生成器１２、検出器１５、基
準電圧生成器１４、検出器１８および基準電圧生成器１
７によって消費される電力は、制御部１３０全体によっ
て消費される電力の大部分を占めている。一般に、制御
回路系における電力消費の主な要因は、高精度および／
または高速な動作が要求される点にある。例えば、基準
電圧生成器においては高精度な電圧出力が要求されるほ
ど消費電力が増大する。また、検出器においては高精度
かつ高速な検出が要求されるほど消費電力が増大する。
従って、低消費電力化のためには制御回路系は低精度な
電圧出力、低精度と低速の検出を行うことが好ましい。
本発明による電圧変換器２０における電圧変換部３の共
振周波数は上述のように１ＭＨｚ〜５００ｋＨｚ程度で
あるから、電圧変換部３の端子３ｆの電圧は非常にゆっ
くり変化する。従って、電圧変換部３を制御する制御部
１３０は、高精度かつ高速な動作を必要としない。例え
ば、図３５における点１、２の検出は低速で十分である
し、低精度な検出で十分である（高速動作では、高精
度、高速の検出が必要である）。

【０４１４】このようにして、制御部１３０の消費電力
を極めて小さくすることが可能となる。実際の設計で
は、制御部１３０の消費電力を１ｍＷ以下に抑えること
ができることが確認された。このことは、負荷２の消費
電力が１０ｍＷ以下となった場合であっても、制御部１
３０の消費電力が負荷２の消費電力の約１０％にしかす
ぎないことを意味する。共振周波数を低く設定できるの
で、共振動作によるノイズ周波数を低くすることができ
る。

【０４１５】図５３Ａは、従来のＤＣ／ＤＣ変換器にお
ける負荷の消費電力Ｐ_Lと変換損失Ｐ_tとの関係を示す。
図５３Ｂは、本発明による電圧変換器２０における負荷
の消費電力Ｐ_Lと変換損失Ｐ_tとの関係を示す。ここで、
変換損失Ｐ_tは、制御系回路の消費電力Ｐ_Cと電圧変換部
の消費電力Ｐ_Sを加算することよって得られる。すなわ
ち、Ｐ_t＝ Ｐ_C＋Ｐ_Sである。

【０４１６】図５４Ａは、従来のＤＣ／ＤＣ変換器にお
ける負荷の消費電力Ｐ_Lと総合損失率η_Ctとの関係を示
す。図５４Ｂは、本発明による電圧変換器２０における
負荷の消費電力Ｐ_Lと総合損失率η_Ctとの関係を示す。
ここで、総合損失率η_Ctは、変換損失Ｐ_tを負荷の消費
電力Ｐ_Lで割り算することによって得られる。すなわ
ち、η_Ct＝Ｐ_t／Ｐ_L＝（Ｐ_C＋Ｐ_S）／Ｐ_Lである。

【０４１７】表２に、従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１およ
び本発明による電圧変換器２０の特性をまとめた。

【０４１８】表２

【０４１９】

【表２】 さらに、本発明による電圧変換器２０は、オンチップ化
が容易であるという利点を有している。その理由を以下
に説明する。

【０４２０】共振回路１４０のインダクタ２８の値は１
００ｎＨ程度で足りる。このように、インダクタ２８の
値が十分に小さいので、電圧変換器２０をシリコン基板
上に形成することは容易である。また、インダクタ２８
の値が十分に小さいので、輻射電磁波ノイズもほとんど
発生しない。その上、スイッチ２６の両端子には大きな
電圧差が生じないので、スイッチ２６の両端子に大きな
電圧差が生じたときに生じるとつ入電流によるノイズも
発生しない。

【０４２１】また、スイッチ２６としてＰＭＯＳスイッ
チを使用した場合には、スイッチ２６のオン抵抗を５０
０ｍΩ程度にすることができる。このように、スイッチ
２６のオン抵抗が十分に大きいので、電圧変換器２０を
シリコン基板上に形成することは容易である。５００ｍ
Ω程度のオン抵抗を有するスイッチを使用した場合で
も、９０％以上の変換効率を確保することが可能であ
る。

【０４２２】以下、電圧変換器２０の非定常動作を説明
する。電圧変換部３の端子３ｆの正弦波の振動電圧はク
ロック生成器６によって方形波のクロック・パルスに変
換されている。クロック生成器６から出力されるクロッ
ク・パルスは同期回路１０、１６および１９に供給され
る。従って、このクロック・パルスが正しく出力されな
いことは、電圧変換器２０の誤動作を引き起こす。検出
器８、１５および１８と基準電圧生成器９、１４および
１７とは、同期回路１０、１６および１９から供給され
るクロック・パルスに同期して動作しているからであ
る。

【０４２３】クロック検出器７は、クロック生成器６か
らクロック・パルスが正しく出力されない場合に、電圧
変換器２０の動作を正常な動作に戻すために設けられて
いる。クロック・パルスが正しく出力されないことは、
例えば、電圧変換部３の端子３ｆの電圧変動に異常が発
生した場合に起こり得る。クロック検出部７は、クロッ
ク生成器６からクロック・パルスが正しく出力されてい
ないことを検出すると、リセット信号を同期回路１３に
出力する。

【０４２４】同期回路１３は、リセット信号に応答し
て、電圧変換器２０の動作を再開始する。同期回路１３
がリセット信号を受け取った後の電圧変換器２０の動作
は、同期回路１３が端子２４を介してスタート信号を受
け取った後の電圧変換器２０の動作と同様である。この
ようにして、電圧変換部３における共振動作が再生さ
れ、クロック生成器６から出力されるクロック・パルス
が再生される。その結果、電圧変換器２０の動作は、定
常動作に戻る。

【０４２５】以下、電圧変換器２０の他の非定常動作を
説明する。

【０４２６】端子３ｆの振動振幅が小さくなると、端子
３ｆの電圧が基準電圧Ｖ_Sには到達するが、基準電圧Ｖ_C
には到達しないということが起こり得る。この場合、Ｐ
ＭＯＳスイッチ２６の状態は、開状態から閉状態に変化
した後、閉状態のままとなり、閉状態から開状態に変化
できないことになる。

【０４２７】このような非定常動作は、同期回路５によ
って検出される。同期回路５は、電圧変換部３の容量２
７、２９とインダクタ２８によって決定される所定の期
間（共振回路の振動周期）内に、以下に示す３つの信号
のうちいずれか１つが生成されなかったことを検出した
場合には、リセット信号を同期回路１３に出力する。

【０４２８】・検出器８から同期回路５を経由して検出
器１５および検出器１８に出力される動作開始信号 ・検出器１５から同期回路５に出力される信号であっ
て、ＰＭＯＳスイッチ２６の状態を開状態から閉状態に
変化させるタイミングを規定する信号 ・検出器１８から同期回路５に出力される信号であっ
て、ＰＭＯＳスイッチ２６の状態を閉状態から開状態に
変化させるタイミングを規定する信号 同期回路１３は、リセット信号に応答して、電圧変換器
２０の動作を再開始する。同期回路１３がリセット信号
を受け取った後の電圧変換器２０の動作は、同期回路１
３が端子２４を介してスタート信号を受け取った後の電
圧変換器２０の動作と同様である。このようにして、電
圧変換部３における共振動作が再生される。その結果、
電圧変換器２０の動作は、定常動作に戻る。

【０４２９】さらに、電圧変換器２０の定常動作とは異
なる動作を説明する。

【０４３０】電圧変換器２０から出力される電圧（端子
２２の電圧）は、電圧変換器２０の端子３ｅの電圧が基
準電圧生成器９から出力される基準電圧Ｖ_P（所望の電
圧）に一致するように変動される。所望の電圧Ｖ_Pは、
端子２５を介して基準電圧生成器９に入力される信号に
よって指定される。基準電圧生成器９に入力される信号
によって所望の電圧Ｖ_Pの変更が指示されると、電圧変
換器２０から出力される電圧（端子２２の電圧）は変更
後の所望の電圧Ｖ_Pに向かって変化していく。

【０４３１】電圧変換器２０から出力される電圧が低下
する場合には、電圧変換部３の端子３ｆの振動振幅が減
衰していくので、前回の所望の電圧から次の所望の電圧
までの電圧差が大きいと端子３ｆの振動振幅の減衰も大
きくなる。端子３ｆの振動振幅を保持するために、前回
の所望の電圧と次の所望の電圧と間に中間の電圧を設
け、電圧変換器２０から出力される電圧がその中間の電
圧を下回ったときに、検出器１５、１８を動作させて、
ＰＭＯＳスイッチ２６の開閉動作を行うようにすればよ
い。このように、電圧変換部３の共振回路に電荷（共振
エネルギー）を供給することにより、端子３ｆの振動振
幅を回復することが可能となる。

【０４３２】次に、電圧変換部３に電荷を供給する他の
方法を説明する。図３５を参照して上述した方法によれ
ば、端子３ｆの電圧が上昇する期間において、点１にお
いてＰＭＯＳスイッチ２６の状態が開状態から閉状態に
変化し、点２においてＰＭＯＳスイッチ２６の状態が閉
状態から開状態に変化するように、電圧変換部３に電荷
を供給するタイミングが制御される。

【０４３３】端子３ｆの電圧が上昇する期間の代わり
に、端子３ｆの電圧が下降する期間において、電圧変換
部３に電荷を供給するようにしてもよい。

【０４３４】図３６は、定常動作状態における端子３ｆ
の電圧変化（波形ａ）と端子３ｅの電圧変化（波形ｂ）
とを示す。図３６に示されるように、端子３ｆの電圧が
基準電圧Ｖ_Sに到達した時点（点３）でＰＭＯＳスイッ
チ２６の状態が開状態から閉状態に変化し、端子３ｆの
電圧が基準電圧Ｖ_Cに到達した時点（点４）でＰＭＯＳ
スイッチ２６の状態が閉状態から開状態に変化するよう
に、電圧変換部３に電荷を供給するタイミングを制御す
るようにしてもよい。

【０４３５】もちろん、端子３ｆの電圧が上昇する期間
において電圧変換部３に電荷を供給する動作（図３５）
と、端子３ｆの電圧が下降する期間において電圧変換部
３に電荷を供給する動作（図３６）とを組み合わせるこ
とも可能である。このような２つの動作を組み合わせれ
ば１つの動作による電圧変換動作よりも高効率の電圧変
換動作を実現することができる。このように、２つの動
作を組み合わせることは、変換効率の点で好ましく、Ｐ
ＭＯＳスイッチ２６の制御が複雑になる点で好ましくな
い。しかし、回路規模の増大は無視できる程に小さいの
で優れた電圧変換動作であると考えることができる。た
だし、ＰＭＯＳスイッチ２６の動作を制御する制御回路
の消費電力が大きくなるので、電圧変換器２０からの出
力電流値が大きいときは２つの制御を組み合わせるのが
望ましく、電圧変換器２０からの出力電流値が小さいと
きには１つの制御による動作が適している。

【０４３６】図３７Ａおよび図３７Ｂは、検出器８の構
成と動作を示す。図３７Ａにおいて、入力端子Ｉ₁は電
圧変換部３の端子３ｅ（端子３ｇ）に接続されている。
入力端子Ｉ₂には基準電圧生成器９から出力される電圧
が入力される。検出器８は、トランジスタ３０〜３５、
３７、３８と容量３６とを含むチョッパ比較器と、論理
ゲート３９、４０とを含んでいる。

【０４３７】チョッパ比較器は、図３７Ｂに示される動
作に従って電圧変換部３の端子３ｇ（端子３ｅ、３ｄ、
出力端子２２）の電圧と基準電圧生成器９から出力され
る電圧とを比較する。クロック・パルスφ₁（φ_1Bはφ₁
の反転クロック・パルス）がＬレベルからＨレベルに変
化した期間（図３７Ｂにおける標本期間）では電圧変換
部３の端子３ｇ（端子３ｅ、３ｄ、出力端子２２）の電
圧を追従して保持する。クロック・パルスφ₁がＨレベ
ルからＬレベルに変化した期間（図３７Ｂにおける比較
期間）では、端子Ｉ₂に基準電圧生成器９から出力され
る電圧が入力される。端子３ｇの電圧が基準電圧生成器
９から出力される電圧よりも小さいときは、インバータ
（トランジスタ３７、３８）の出力端子ではＬレベルの
信号が出力される。

【０４３８】クロック・パルスφ₄（φ_4Bはφ₄の反転ク
ロック・パルス）がＬレベルからＨレベルに変化する
と、端子３ｇの電圧と基準電圧生成器９から出力される
電圧の比較結果が検出器８から出力することが可能とな
り、出力端子ＯはＬレベルからＨレベル（端子３ｇの電
圧が基準電圧生成器９から出力される電圧よりも小さい
とき）に変化する。クロック・パルスφ₄がＬレベルか
らＨレベルに変化する時刻はチョッパ比較器が比較期間
に入って（クロック・パルスφ₂がＨレベルに変化す
る）から遅延している。これは、チョッパ比較器の出力
値が比較期間の初期では不安定であり、不安定な信号を
検出器８から出力されないようにするためである。検出
器８は、電圧変換部３から出力される電圧（端子３ｅの
電圧）を保持した後（標本化した後）に、標本化された
電圧と基準電圧生成器９から出力される電圧と比較す
る。このように端子３ｅの電圧を標本化する理由は、負
荷２がデジタルＬＳＩであった場合におけるノイズの影
響を軽減するためである。端子３ｅの電圧を標本化する
ことにより、端子２２に重畳されたノイズを加算した電
圧を検出器８が検出することを回避することができる。

【０４３９】図３８は、負荷２がデジタルＬＳＩである
場合に、ノイズの影響を低減する方法を示す。端子２３
を介して同期回路１０に入力されるクロック・パルスを
端子２２に接続されたデジタルＬＳＩのクロック・パル
スとする（同期クロック・パルスとする）ことによっ
て、デジタルＬＳＩから発生しているノイズのタイミン
グを計り、回避することができる。図３８において、シ
ステム・クロックはデジタルＬＳＩ（負荷２）に入力さ
れている動作クロック・パルスである。図３８では、シ
ステム・クロックが変化する点でデジタルＬＳＩがノイ
ズを発生させている様子が、電圧変換器２０から出力さ
れる電圧Ｖ_Pにノイズが重畳されていることによって表
されている。重畳されたノイズはシステム・クロックの
変化点から一定の時間ｔ_dが経過すると減衰するので、
時刻ｔ_dが経過したのちに検出器８が電圧変換部３の端
子３ｅの電圧を保持することにより、ノイズを回避する
ことができる。端子２３に入力されるクロック・パルス
は、端子２２に接続されたデジタルＬＳＩに入力されて
いるクロック・パルスと同じ周期でなくてもよいが、同
期がかかっていることが必要である。

【０４４０】図５２を参照して、ＬＳＩのノイズの発生
機構を説明する。ＬＳＩは、パッケージの中にシリコン
・チップを組み込んでいる。パッケージのピンとシリコ
ン・チップとの間はボンディング・ワイヤによって接続
されている。このボンディング・ワイヤはインダクタン
スＬ_pを有している。システム・クロックが変化するこ
とにより、シリコン・チップには電流ｉ（ｔ）が流れ
る。電流ｉ（ｔ）が変化すると、インダクタンスＬ_pに
よって電圧が発生する。この電圧がノイズとなるわけで
ある。

【０４４１】図３９Ａは、検出器１５の構成を示す。検
出器１８の構成は検出器１５の構成と同一であるから、
検出器１５について詳細な説明をし、検出器１８の説明
は省略する。

【０４４２】図３７Ａと異なるのは端子Ｉ₁、Ｉ₂に接続
されたスイッチがＰＭＯＳスイッチ４１、４２である点
である。スイッチとしてＰＭＯＳスイッチ４１、４２を
使用するのは、以下の理由による。電圧変換器２０から
出力される電圧が被変換電源１の電圧の１／２よりも小
さい場合には、端子Ｉ₂（電圧変換部３の端子３ｆの電
圧が入力される端子）の電圧が０Ｖ以下に振動する。ス
イッチとしてＮＭＯＳトランジスタを使用するか、並列
接続されたＰＭＯＳトランジスタを使用する構成では、
ＮＭＯＳトランジスタのドレイン（ソース）とウエルで
構成されたダイオードは順方向にバイアスされてしま
い、電圧変換部３からダイオードを通して電荷が損失さ
れてしまう。この電荷の損失は共振回路に供給された電
荷の損失であり、電圧変換効率を低下させる。

【０４４３】このような電荷の損失を避けるために、Ｐ
ＭＯＳスイッチ４１、４２を使用しているのである。

【０４４４】出力端子にＡＮＤゲートを使用しているの
は、基準電圧生成器１４から出力される電圧が電圧変換
部３から出力される電圧を越えたときに検出器１５から
出力される信号がＬレベルからＨレベルに変化するよう
にするためである。クロック・パルスφ₄がＬレベルか
らＨレベルに変化する時刻はチョッパ比較器が比較期間
に入って（クロック・パルスφ_2BがＬレベルに変化す
る）から遅れている。これは、チョッパ比較器の出力値
が比較期間の初期では不安定であり、不安定な信号を検
出器１５から出力しないようにするためである。

【０４４５】図３９Ｂは、検出器１５の動作を示す。標
本期間（基準電圧生成器１４の電圧を標本化）ではクロ
ック・パルスφ_1BがＬレベルになり、比較期間ではクロ
ック・パルスφ_2BがＬレベルに変化する。

【０４４６】なお、クロック生成器６によって変換され
たクロック・パルスは端子３ｆの正弦波の振動電圧の周
期としているが逓倍の周期であってもよく、端子３ｆの
正弦波の振動周期の２倍のクロック・パルスとすると、
検出器８は図３３に示された動作周期の２倍の周期で電
圧変換部３の出力電圧（端子３ｇの電圧）を標本化する
ことになる。検出器８の動作周期は低い方が電圧変換器
２０の全体で消費される電力が小さくなる。しかしなが
ら、電圧変換器２０の出力電圧を大きくすると、ＰＭＯ
Ｓスイッチ２６で消費される電力が大きくなる傾向があ
るので負荷２の大きさによって適切な設計にする必要が
ある。 （実施の形態２）図４０は、電圧変換器２０の他の構成
を示す。図４０に示される電圧変換器の構成は、モニタ
６６１を除いて図２９に示される電圧変換器２０の構成
と同一である。

【０４４７】モニタ６６１は２つの入力端子と３つの出
力端子とを有している。モニタ６６１の一方の入力端子
は、電圧変換部３の端子３ｄに接続されている。モニタ
６６１の他方の入力端子は、同期回路１０に接続されて
いる。モニタ６６１の３つの出力端子は、同期回路５と
基準電圧生成器１４、１７にそれぞれ接続されている。
モニタ６６１は、電圧変換部３の出力端子３ｄの電流
（時間あたりに低下する電圧）を検出する。この電流
（時間あたりに低下する電圧）から負荷２に流れ込む電
流（時間あたりに低下する電圧）を求めることができる
からである。モニタ６６１は、負荷２によって消費され
る電力に実質的に等しい電力を電源１から電圧変換部３
に供給する。例えば、モニタ６６１は負荷２によって消
費される電流が増大することを検出すると、電圧変換部
３に含まれるＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態である期間
を増やすことによって、電圧変換部３に供給する電荷量
を増やす。

【０４４８】ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態である期間
を増加させるには、例えば、基準電圧生成器１４から出
力される電圧（この電圧によってスイッチ２６が開状態
から閉状態に変化するタイミングが決定される）を低下
させ、基準電圧生成器１７から出力される電圧（この電
圧によってスイッチ２６が閉状態から開状態に変化する
タイミングが決定される）を上昇させればよい。

【０４４９】ところで、電圧変換効率に関しては次のよ
うなことが考えられる。ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態
となる期間は短く、電圧変換部３の端子３ｆの振動電圧
が被変換電源１の電圧に近い所で、スイッチ２６が閉状
態となる期間が設定されることが電圧変換効率を良くす
る上で好ましい。より優れた変換効率を実現するために
基準電圧生成器１４、１７から出力される電圧を調整す
ることが望ましい。

【０４５０】ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態となる期間
を増加させるために、基準電圧生成器１４、１７から出
力される電圧を検出器８の動作状態に応じて調整するよ
うにしてもよい。例えば、電圧変換部３の端子３ｅの電
圧と基準電圧生成器９から出力される電圧の比較結果が
２回つづけて、端子３ｅの電圧が基準電圧生成器９から
出力される電圧を下回る場合には、負荷２で消費される
電荷量がＰＭＯＳスイッチ２６を閉状態とすることによ
り被変換電源１から供給される電荷量より大きいことを
意味する。このような場合には、ＰＭＯＳスイッチ２６
が閉状態となる期間を増大させないと、電圧変換器２０
の出力端子２２の電圧は所望の電圧を維持することがで
きない。そこで、検出器８は、２回つづけて端子３ｅの
電圧が基準電圧生成器９から出力される電圧を下回って
いることを示す信号をモニタ６６１に送る。モニタ６６
１は、検出器８からの信号に応答して、基準電圧生成器
１４、１７から出力される電圧を調整して、ＰＭＯＳス
イッチ２６が閉状態となる期間を増大させる。

【０４５１】このように、モニタ６６１が電圧変換部３
の出力電流を検出することに代えて、検出器８が電圧変
換部３の端子３ｅの電圧と基準電圧生成器９から出力さ
れる電圧の比較結果における端子３ｅの電圧が基準電圧
生成器９から出力される電圧を下回る頻度を検出するこ
とにより、ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態となる期間を
増大させることができる。

【０４５２】さらに、電圧変換部３に含まれるＰＭＯＳ
スイッチ２６の状態が閉状態から開状態に変化するタイ
ミングは、基準電圧生成器１７から出力される電圧を上
昇させることによって遅延させることができるだけでは
なく、モニタ６６１からの信号によって同期回路５から
のＰＭＯＳスイッチ２６の閉状態から開状態への動作信
号を遅延させることによっても実現することができる。
同期回路５からのＰＭＯＳスイッチ２６の閉状態から開
状態への動作信号を遅延させるほうが、回路規模を増大
させずに微細な調整ができる。従って、基準電圧生成器
１７によって粗調整し、同期回路５からのＰＭＯＳスイ
ッチ２６の閉状態から開状態への動作信号を遅延させる
ことによって微調整を行うのが、優れた調整方法である
といえる。

【０４５３】図４１は、モニタ６６１の処理の手順を示
す制御フローである。

【０４５４】制御ブロックＣ１では、電圧変換部３の端
子３ｄの電圧Ｖ_dと目的の電圧（すなわち、基準電圧生
成器９から出力される電圧）Ｖ_pとが比較される。電圧
Ｖ_dが電圧Ｖ_pより小さい場合には、処理は制御ブロック
Ｃ２に進む。電圧Ｖ_dが電圧Ｖ _pより大きい場合には、制
御ブロックＣ３の処理が繰り返される。制御ブロックＣ
１において電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_pとを比較した結果は、制御
ブロックＣ２において記憶される。制御ブロックＣ２で
は、制御ブロックＣ１における比較結果が５回連続して
Ｖ_d＜Ｖ_pである場合が検出される。Ｖ_d＜Ｖ_pが５回連続
すると、制御ブロックＣ３において電圧Ｖ_sがΔＶだけ
下げられる。ここで、電圧Ｖ_sは、基準電圧生成器１４
から出力される電圧であり、電圧ΔＶは、電圧Ｖ_sを変
動させるときの最小電圧幅である。制御ブロックＣ３の
処理が終了した後、処理は制御ブロックＣ１に戻る。

【０４５５】制御ブロックＣ２においてＶ_d＜Ｖ_pが５回
連続したことが検出されることは、電源１から電圧変換
部３に供給される電力が負荷２で消費される電力より小
さいことを意味する。ところで、Ｖ_d＜Ｖ_pが５回連続す
るまで待つのはマージンをとるためである。電圧Ｖ_dが
電圧Ｖ_pより小さい場合には電源１から電圧変換部３に
電力が供給され、この供給された電力が負荷２で消費さ
れる電力よりも小さい場合には、制御ブロックＣ１にお
ける次の比較においても電圧Ｖ_dは電圧Ｖ_pより小さくな
る。従って、Ｖ_d＜Ｖ_pが２回連続することは、電源１か
ら電圧変換部３に供給される電力が不足していることを
意味する。しかしながら、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_pとの比較は
ノイズの影響を受けやすい。特に、電圧Ｖ_dが電圧Ｖ_pに
近ければそれだけノイズの影響を受けやすくなる。ノイ
ズの影響を受けにくくするためには、Ｖ_d＜Ｖ_pが２回連
続した場合に電源１から電圧変換部３に供給される電力
が不足していると判定するよりも、Ｖ_d＜Ｖ_pが５回連続
した場合に電源１から電圧変換部３に供給される電力が
不足していると判定する方が好ましい。３回分のマージ
ンを取ることによりノイズによる比較ミスが除外される
ので、判定がより確実となるからである。制御ブロック
Ｃ３において電圧Ｖ_sをΔＶだけ下げることは、電源１
から電圧変換部３に供給される電力を増やすことを意味
する。電圧Ｖ _sを下げると、スイッチ２６が閉状態とな
る期間が長くなるからである。

【０４５６】制御ブロックＣ４〜Ｃ６においても制御ブ
ロックＣ１〜Ｃ３と同様の処理が行われる。すなわち、
制御ブロックＣ４では、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_pとが比較され
る。制御ブロックＣ５においてＶ_d＞Ｖ_pが５回連続した
ことが検出された場合には、制御ブロックＣ６において
電圧Ｖ_sがΔＶだけ上げられる。制御ブロックＣ５にお
いてＶ_d＞Ｖ_pが５回連続したことが検出されることは、
電源１から電圧変換部３に供給される電力が負荷２で消
費される電力より大きいことを意味する。制御ブロック
Ｃ６において電圧Ｖ_sをΔＶだけ上げることは、電源１
から電圧変換部３に供給される電力を減らすことを意味
する。電圧Ｖ_sを上げると、スイッチ２６が閉状態とな
る期間が短くなるからである。

【０４５７】図４２は、図４１の制御フローを実現する
ための回路構成例を示す。基準電圧生成器１４１は、電
圧Ｖ_pを生成する。検出器１４２は、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_p
とを比較する。検出器１４２は、Ｖ_d＜Ｖ_pの場合には”
０”をシフトレジスタ１４３に出力し、Ｖ_d＞Ｖ_pの場合
には”１”をシフトレジスタ１４３に出力する。シフト
レジスタ１４３は、検出器１４２からの”０””１”の
出力信号を５回にわたって保持する。エンコーダ１４４
は、シフトレジスタ１４３に保持された５回分のデータ
がすべて”０”である場合（すなわち、”０”が５回連
続した場合）には、基準電圧生成器１４から出力される
電圧Ｖ_sをΔＶだけ下げ、シフトレジスタ１４３に保持
された５回分のデータがすべて”１”である場合（すな
わち、”１”が５回連続した場合）には、基準電圧生成
器１４から出力される電圧Ｖ_sをΔＶだけ上げる。この
ようにして、図４１に示す制御が実現される。

【０４５８】図４３は、基準電圧生成器１４から出力さ
れる電圧Ｖ_sが変化する様子を示す。一度の電圧変化で
十分でない場合には、電源１から電圧変換部３に供給さ
れる電力が負荷２で消費される電力に等しくなるまでさ
らに電圧変化が繰り返される。

【０４５９】図４４は、電圧Ｖ_cを決定する処理の手順
を示す制御フローである。

【０４６０】制御ブロックＣ７では、電圧変換部３の端
子３ｄの電圧Ｖ_dと目的の電圧（すなわち、基準電圧生
成器９から出力される電圧）Ｖ_pとが比較される。電圧
Ｖ_dが電圧Ｖ_pより小さい場合には、処理は制御ブロック
Ｃ８に進み、そうでない場合には、制御ブロックＣ７の
処理が繰り返される。制御ブロックＣ８では、Ｖ_d＜Ｖ_p
が５回連続したか否かが判定される。Ｖ_d＜Ｖ_pが５回連
続した場合には、処理は制御ブロックＣ７に戻る。そう
でない場合には、処理は制御ブロックＣ９に進む。制御
ブロックＣ９では、電圧Ｖ_cがΔＶだけ上げる。その
後、処理は制御ブロックＣ１０に進む。制御ブロックＣ
１０では、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_pとが比較される。電圧Ｖ_d
が電圧Ｖ_pより大きい場合には、処理は制御ブロックＣ
１１に進み、そうでない場合には、制御ブロックＣ１０
の処理が繰り返される。制御ブロックＣ１１では、Ｖ_d
＞Ｖ_pが５回連続したか否かが判定される。Ｖ_d＞Ｖ_pが
５回連続した場合には、処理は制御ブロックＣ７、Ｃ１
４に戻る。そうでない場合には、処理は制御ブロックＣ
１２、Ｃ１３に進み、電圧Ｖ_cが２ΔＶだけ下がる。そ
の後、処理は制御ブロックＣ７、Ｃ１４に戻る。制御ブ
ロックＣ１４では、電圧Ｖ_d電圧Ｖ_pとが比較される。電
圧Ｖ_dが電圧Ｖ_pより大きい場合には、処理は制御ブロッ
クＣ１５に進み、そうでない場合には、制御ブロックＣ
１４の処理が繰り返される。制御ブロックＣ１５では、
Ｖ_d＞Ｖ_pが５回連続したか否かが判定される。Ｖ_d＞Ｖ_p
が５回連続した場合には、処理は制御ブロックＣ１４に
戻る。そうでない場合には、処理は制御ブロックＣ９に
進む。

【０４６１】制御ブロックＣ７〜Ｃ１５の意味を以下に
述べる。制御ブロックＣ７、Ｃ８のフローは、電圧Ｖ_d
が電圧Ｖ_pより小さい期間が５回連続していることか
ら、図４１に示した制御フローでも述べたように、
「幅」（電圧 Ｖ_sと電圧Ｖ_cの電位差）を決定している
最中であることを意味する。制御ブロックＣ１４、Ｃ１
５のフローについても同様である。制御ブロックＣ８、
Ｃ１５の出力が「Ｎｏ」であるならば、その幅は決定さ
れていることを意味する。その幅が決定された時点で、
「高さ」（電圧Ｖ_c）が決定される。制御ブロックＣ９
では、電圧Ｖ_cがΔＶだけ上げられる。この動作は、図
４１に示される制御後の適切な幅から意図的に電圧Ｖ_c
を変動させることを意味している。適切な幅を意図的に
広げれば（電圧Ｖ_cをΔＶだけ上げれば）、電源１から
電圧変換部３に供給される電力は増大するから、制御ブ
ロックＣ１０における電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_pとの比較は、Ｖ
_d＞Ｖ_pが５回連続すると予想される。Ｖ_d＞Ｖ_pが５回連
続すれば、図４４の制御フローは完了する。しかしなが
ら、Ｖ_d＞Ｖ_pが５回連続しない場合には電圧Ｖ_cを上げ
すぎていることを意味する。なぜなら、電圧Ｖ_cを上げ
ることにより、本来は幅が増大することによって電源１
から電圧変換部３に供給される電力が増加するはずであ
るのに実際にはその電力の増加が少ない（Ｖ_d＞Ｖ_pが５
回連続しない）のは、電圧変換部３の端子３ｆの電圧が
電源１の電圧よりも高い期間でスイッチ２６を閉状態と
しているために、電圧変換部３に供給した電力が電源１
に逆流するからである。この場合には、より低い電圧Ｖ
_cでスイッチ２６を閉状態から開状態に移行しなければ
ならない。従って、この場合には制御ブロックＣ９にお
いて電圧Ｖ_cをいったんΔＶだけ上げていることを考慮
して制御ブロックＣ１２、Ｃ１３において電圧Ｖ_cを２
ΔＶだけ下げるわけである。以上が、電圧Ｖ_cの高さの
調整手順の一例である。

【０４６２】表３に幅の決定、高さの決定、間欠動作に
ついてまとめた。

【０４６３】表３

【０４６４】

【表３】 （実施の形態３）図４５は、本発明による電圧変換器の
他の構成を示す。６１は従来のＤＣ／ＤＣ変換器であ
る。６２は被変換電源であり、６３は電圧変換器２０の
端子２３に接続されるクロック・パルス生成器であり、
６４は端子２４に接続されているスタート信号生成器で
ある。６５は変換後の電圧が供給されている負荷となる
ＬＳＩである。ＬＳＩ６５からは最適な供給電圧値を電
圧変換器２０の端子２５に送る。電圧変換器２０はＬＳ
Ｉ６５に供給する電流が小さいときには高効率の電圧変
換をおこなうが、その一方では供給電流が大きくなると
変換効率は低下して従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１の電圧
変換効率よりも低くなる。

【０４６５】図４５に示される電圧変換器２０の構成
は、図４０に示される電圧変換器２０の構成と同様であ
る。電圧変換器２０は、端子２２からＬＳＩ６５に流れ
る電流を検出する電流検出器を含んでいる。あるいは、
この電流検出器は、電圧変換器２０の外部に設けられて
いてもよい。

【０４６６】その電流検出器によって検出される電流が
所定の電流より小さい場合には、電圧変換器２０が動作
する。その電流検出器によって検出される電流が所定の
電流より大きい場合には、ＤＣ／ＤＣ変換器６１が動作
する。

【０４６７】あるいは、端子２２からＬＳＩ６５に出力
される電圧が所定の電圧の時間積分値より大きい場合に
は、電圧変換器２０が動作し、端子２２からＬＳＩ６５
に出力される電圧が所定の電圧の時間積分値より小さい
場合には、ＤＣ／ＤＣ変換器６１が動作するようにして
もよい。

【０４６８】このように、ＤＣ／ＤＣ変換器６１の電圧
変換効率が電圧変換器２０よりも高い場合には、電圧変
換器２０からの供給を停止して、ＤＣ／ＤＣ変換器６１
から電流を供給する。

【０４６９】さらに、ＬＳＩ６５の消費電流の変化に対
する対応だけでなく、所望の電圧が大きく変化するとき
に所望の電圧までの移行をＤＣ／ＤＣ変換器６１によっ
て実行する。所望の電圧に到達したのちは電圧変換器２
０によって電流供給を開始する。これで、所望の電圧へ
の移行（セトリング）が高速になる。所望の電圧間の移
行期間でのＤＣ／ＤＣ変換器６１の切り替えだけではな
く、電圧変換器２０のスタートアップ、リセットをＤＣ
／ＤＣ変換器６１によって実行することもできる。

【０４７０】図４６は、電圧変換器２０と従来のＤＣ／
ＤＣ変換器６１とを組み合わせることにより、電圧変化
の速度を大きくする様子を示す。

【０４７１】図４６において、期間Ｉ、ＩＩＩでは電圧
変換器２０のみが動作する。従って、これらの期間では
高変換効率で電力が負荷２に供給される。期間ＩＩでは
電圧変換器２０とＤＣ／ＤＣ変換器６１とが同時に動作
するによって、電圧変換器２０のみが動作する場合に比
較して、出力電圧を１Ｖから２Ｖに急速に立ち上げる。
ただし、この期間では変換効率は低下する。

【０４７２】図４７は、ＤＣ／ＤＣ変換器６１の電圧変
換部５４と電圧変換器２０の電圧変換部３との間に共用
することができる回路部分があることを示す。ＤＣ／Ｄ
Ｃ変換器６１と電圧変換器２０の回路規模に最も影響を
与えるのはスイッチ２６、６６と容量２７、２９とイン
ダクタ２８である。従って、これらの回路部分を共有す
ることで回路規模を大きくすることなくＤＣ／ＤＣ変換
器６１を電圧変換器２０に取り込むことができる。すな
わち、図４７に示されているように電圧変換部３の端子
３ｆにＮＭＯＳスイッチ６６を接続することにより、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換器６１の電圧変換部５４を構成することが
できる。電圧変換部５４と電圧変換部３との間で回路部
分を共用することができることから、図４７の構成をと
れば回路規模をほとんど増大させずにＤＣ／ＤＣ変換器
６１と電圧変換器２０とを実現できる。 （実施の形態４）図４８Ａおよび図４８Ｂは、電圧変換
部３の他の構成を示す。

【０４７３】図４８Ａに示される電圧変換部３の構成
は、ダイオード６７と容量６６とがスイッチ２６に接続
されている点で、図３０に示される電圧変換部３の構成
と異なっている。ダイオード６７は、例えば、ショット
キバリア・ダイオードであり得る。

【０４７４】図４８Ｂに示される電圧変換部３の構成
は、ツェナー・ダイオード６８がスイッチ２６に接続さ
れている点で、図３０に示される電圧変換部３の構成と
異なる。

【０４７５】図４８Ａおよび図４８Ｂに示される端子３
ａ〜３ｅは、図２９に示される端子３ａ〜３ｅと同一で
ある。図３３に示されているように、セット・アップ期
間の電圧変換部３の動作特性から移行期間で端子３ｆの
電圧（波形ａの電圧）が被変換電圧Ｖ_DDよりも高くなり
ＰＭＯＳトランジスタ２６の端子３ｆに接続されたドレ
インとウエル間で形成されている（寄生している）ダイ
オードが順方向にバイアスされたときにドレインからウ
エルに向かって電流がながれる。この電流は容量２７、
２９とインダクタ２８の値によっては大きい電流値を持
つことになり、ドレインとウエル間のダイオードの順方
向耐電流値を越えてＰＭＯＳトランジスタを破壊する。
そこで、端子３ｆと端子３ａ間にダイオード６７を接続
し、端子３ａとグランド間に容量６６を接続する。端子
３ｆの電圧が被変換電源１の電圧（端子３ａの電圧）よ
りも高くなって、ダイオード６７が順方向にバイアスさ
れると電流は端子３ｆから端子３ａに向かってながれ、
端子３ａに流れ込んだ電流は容量６６に流れ込む。ここ
で、ダイオード６７はＰＭＯＳトランジスタ２６のドレ
インとウエル間で構成されたダイオードが順方向に電流
が流れ始める電圧値よりも小さい電圧で順方向電流が流
れ始める。ＰＭＯＳトランジスタ２６には大電流が流れ
ないので破壊は起こらない。ただし、ダイオード６７は
耐電流値が大きいものが必要になるので半導体集積回路
上に形成するよりも外付け部品とすることが一般的であ
る。容量６６はダイオード６７の順方向電流を被変換電
源１に逆流量を低減する。

【０４７６】図４８Ｂは、ツェナー・ダイオード６８に
よって端子３ｆからグランド端子に電流を流して、ＰＭ
ＯＳトランジスタ２６には大電流を流さないようにする
構成を示す。ここで、ツェナー・ダイオード６８はＰＭ
ＯＳトランジスタ２６のドレインとウエル間に電流が流
れ始める電圧よりも低い電圧であり、被変換電源１の電
圧よりも高い電圧となっている。 （実施の形態５）図４９Ａおよび図４９Ｂは、電圧変換
部３の他の構成を示す。

【０４７７】図４９Ａに示される電圧変換部３の構成
は、端子３ｆとグランド端子との間にダイオード６９が
接続されている点で、図３０に示される電圧変換部３と
異なる。ダイオード６９は、例えば、ショットキバリア
・ダイオードであり得る。

【０４７８】図４９Ｂに示される電圧変換部３の構成
は、端子３ｆとグランド端子との間にツェナー・ダイオ
ード７０が接続されている点で、図３０に示される電圧
変換部３と異なる。

【０４７９】図４９Ａの構成では、端子３ｆの電圧がグ
ランド電圧ＧＮＤよりも低い電圧になり、ダイオード６
９が順方向にバイアスされるとグランド端子から端子３
ｆに向かって電流が流れる。ダイオード６９に順方向電
流が流れ始める電圧はＰＭＯＳトランジスタ２６の端子
３ｆに接続されたドレインとウエル間で構成されたダイ
オードの逆方向耐電圧よりも小さい電圧とすることで、
ＰＭＯＳトランジスタ２６の破壊を防ぐことができる。

【０４８０】図４９Ｂの構成は、図４９Ａのダイオード
６９をツェナー・ダイオード７０に置き換えたものであ
る。ツェナー・ダイオード７０に電流が流れ始める電圧
はＰＭＯＳトランジスタ２６の端子３ｆに接続されたド
レインとウエル間で構成されたダイオードの逆方向耐電
圧よりも小さい電圧とすることで、ＰＭＯＳトランジス
タ２６の破壊を防ぐことができる。ダイオード６９とツ
ェナー・ダイオード７０は半導体集積回路上に形成する
よりも外付け部品とすることが一般的である。 （実施の形態６）図５０は、電圧変換器２０の他の動作
手順を示す。図５０に示される電圧変換器２０の動作手
順は、検出器１５、１８の検出期間、検出器１５、１８
の出力信号およびＰＭＯＳスイッチ２６の開閉動作の点
で、図３３に示される電圧変換器２０の動作手順と異な
る。

【０４８１】検出器１５が検出期間にはいると、検出器
１５は、電圧変換部３の端子３ｆの電圧と基準電圧生成
器１４から出力される電圧Ｖ_Sとを比較し、端子３ｆの
電圧が電圧Ｖ_Sを越えたときに出力信号としてＨパルス
を出力する。その後、端子３ｆの電圧が頂点をこえて下
がりはじめると、端子３ｆの電圧は電圧Ｖ_Sに再び近づ
く。検出器１５は、端子３ｆの電圧が電圧Ｖ_Sを下回っ
たときに出力信号としてＨパルスを再び出力する。

【０４８２】検出器１８が検出期間にはいると、検出器
１８は、電圧変換部３の端子３ｆの電圧と基準電圧生成
器１７から出力される電圧Ｖ_Cとを比較し、端子３ｆの
電圧が電圧Ｖ_Cを越えたときに出力信号としてＨパルス
を出力する。端子３ｆの電圧が電圧Ｖ_Sまで降下した
後、再び上昇しはじめると、端子３ｆの電圧は電圧Ｖ_C
に再び近づく。検出器１８は、電圧Ｖ_Cを上回ったとき
に出力信号としてＨパルスを出力する。

【０４８３】検出器１５の初めのＨパルス（端子３ｆの
電圧が電圧Ｖ_Sを越えたときの信号）に応答してスイッ
チ２６は開状態から閉状態に移行する。その後、検出器
１７の初めのＨパルス（端子３ｆの電圧が電圧Ｖ_Cを越
えたときの信号）に応答してスイッチ２６は閉状態から
開状態に移行する。

【０４８４】さらに、検出器１５の次のＨパルス（端子
３ｆの電圧が電圧Ｖ_Sを下回ったときの信号）に応答し
てスイッチ２６は開状態から閉状態に移行する。最後
に、検出器１７の次のＨパルス（端子３ｆの電圧が電圧
Ｖ_Cを上回ったときの信号）に応答してスイッチ２６は
閉状態から開状態に移行する。

【０４８５】このようにして、図３５に示された点１と
点２の間でＰＭＯＳスイッチ２６は閉状態となり、図３
６に示された点３と点４の間でＰＭＯＳスイッチ２６は
再び閉状態となる。

【０４８６】このように、１周期の動作において、２度
ＰＭＯＳスイッチ２６を閉状態とすることにより、電圧
変換部３に電荷を供給する点１、点３の位置を規定する
電圧Ｖ_Sを被変換電源１の電圧に近づけることができ
る。このことにより、電圧変換効率が向上する。

【０４８７】なお、上述した実施の形態では、ＰＭＯＳ
スイッチ２６が開状態から閉状態に移行するタイミング
と、ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態から開状態に移行す
るタイミングとをそれぞれ独立に制御していた。あるい
は、ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態から開状態に移行す
るタイミングをＰＭＯＳスイッチ２６が開状態から閉状
態に移行するタイミングに従属させて制御するようにし
てもよい。例えば、ＰＭＯＳスイッチ２６が閉状態から
開状態に移行するタイミングは、ＰＭＯＳスイッチ２６
が開状態から閉状態に移行するタイミングを遅延させる
ことにより作成され得る。 （実施の形態７）図５９は、電圧変換器１５００の構成
を示す。電圧変換器１５００は、電源１５１６から供給
される電源電圧を所望の電圧に変換する電圧変換部１５
０１と、電圧変換部１５０１を制御する制御部１５１８
とを備えている。

【０４８８】電圧変換部１５０１は、端子１５０１ａ〜
１５０１ｆを有している。端子１５０１ａは、電源１５
１６に接続されている。端子１５０１ｆは、負荷１５１
７に接続されている。負荷１５１７は、抵抗成分と容量
成分の少なくとも一方を含んでいる。電圧変換部１５０
１から出力される所望の電圧は、端子１５０１ｆを介し
て負荷１５１７に供給される。

【０４８９】制御部１５１８は、検出部１５１０、１５
１２、１５１３および１５１５と、同期部１５１１およ
び１５１４とを含んでいる。

【０４９０】図６０Ａは、電圧変換部１５０１の構成を
示す。電圧変換部１５０１は、スイッチ１５０２と、共
振回路ＬＣ１と、スイッチ１５０６と、共振回路ＬＣ２
とを含んでいる。

【０４９１】共振回路ＬＣ１は、インダクタ１５０４
と、接続点１５０４−１においてインダクタ１５０４の
一端に接続される容量１５０３と、接続点１５０４−２
においてインダクタ１５０４の他端に接続される容量１
５０５とを含んでいる。

【０４９２】スイッチ１５０２は、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂と
を有している。スイッチ１５０２は、制御信号に応じ
て、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に接続し、または、端
子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に分離する。その制御信号
は、端子１５０１ｂを介して同期部１５１１から供給さ
れる。スイッチ１５０２の端子Ｓ₁は、端子１５０１ａ
を介して電源１５１６に接続されている。スイッチ１５
０２の端子Ｓ₂は、共振回路ＬＣ１の接続点１５０４−
１に接続されている。

【０４９３】共振回路ＬＣ２は、インダクタ１５０８
と、接続点１５０８−１においてインダクタ１５０８の
一端に接続される容量１５０７と、接続点１５０８−２
においてインダクタ１５０８の他端に接続される容量１
５０９とを含んでいる。

【０４９４】スイッチ１５０６は、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂と
を有している。スイッチ１５０６は、制御信号に応じ
て、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に接続し、または、端
子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に分離する。その制御信号
は、端子１５０１ｅを介して同期部１５１４から供給さ
れる。スイッチ１５０６の端子Ｓ₁は、共振回路ＬＣ１
の接続点１５０４−２に接続されている。スイッチ１５
０６の端子Ｓ₂は、共振回路ＬＣ２の接続点１５０８−
１に接続されている。

【０４９５】ここで、スイッチとそれに接続された共振
回路とを「基本共振回路」と呼ぶことにすると、電圧変
換部１５０１は、基本共振回路を２個直列に接続した構
成を有している。もちろん、基本共振回路の数は２個に
限定されない。電圧変換部１５０１は、Ｎ個の基本共振
回路を含み得る。ここで、Ｎは２以上の任意の整数であ
る。

【０４９６】このように基本共振回路を直列に接続した
構成を有する電圧変換部１５０１は、電源１５１６から
供給される電源電圧Ｖ_DDを効率的に降圧することに適し
ている。その理由は、１段目の基本共振回路から出力さ
れる電圧Ｖ_P（Ｖ_P＜Ｖ_DD）２段目の基本共振回路の電源
電圧として利用することができるからである。

【０４９７】１個の基本共振回路のみを用いて電源電圧
Ｖ_DDを降圧する方法としては、交流波形の振動中心を下
方にシフトする方法と、交流波形の振幅を小さくする方
法とが考えられる。

【０４９８】図６１Ａは、１個の基本共振回路のみを用
いて交流波形（Ａ）の振動中心を下方にシフトすること
により電源電圧Ｖ_DDを降圧する様子を示す。波形
（Ａ’）は交流波形（Ａ）の振動中心を下方にシフトす
ることによって得られる波形である。このようにして得
られた波形（Ａ’）の一部はグランドＧＮＤを下回って
しまう。このことは、ＬＳＩの保護上好ましくない。

【０４９９】図６１Ｂは、１個の基本共振回路のみを用
いて交流波形（Ａ）の振幅を減少させることにより電源
電圧Ｖ_DDを降圧する様子を示す。波形（Ａ’）は交流波
形（Ａ）の振幅を減少させることによって得られる波形
である。電圧Ｖ_Pと波形（Ａ’）との間の電位差ΔＶは
最小で（Ｖ_DD−Ｖ_P）である。従って、スイッチをオン
することによるエネルギー損失が大きい。

【０５００】図６１Ｃは、２個の基本共振回路が直列に
接続された電圧変換部１５０１によって電源電圧Ｖ_DDが
降圧される様子を示す。基本共振回路を直列に接続する
構成は、１個の基本共振回路のみを用いて電源電圧Ｖ_DD
を降圧する際に発生する上述した問題点を解決する。

【０５０１】図６１Ｃにおいて、波形（Ａ）は共振回路
ＬＣ１の接続点１５０４−１の電圧の変化を示す。波形
（Ａ）は電圧Ｖ_Pを中心として電源電圧Ｖ_DDとグランド
ＧＮＤとの間を振動する交流波形である。波形（Ｂ）は
共振回路ＬＣ１の接続点１５０４−２の電圧の変化を示
す。波形（Ｂ）は電圧Ｖ_Pの直流波形である。波形
（Ｃ）は共振回路ＬＣ２の接続点１５０８−１の電圧の
変化を示す。波形（Ｃ）は電圧Ｖ_PPを中心として電圧Ｖ
_PとグランドＧＮＤとの間を振動する交流波形である。
波形（Ｄ）は共振回路ＬＣ２の接続点１５０８−２の電
圧の変化を示す。波形（Ｄ）は電圧Ｖ_PPの直流波形であ
る。ここで、Ｖ_DD＞Ｖ_P＞Ｖ_PP＞ＧＮＤある。

【０５０２】共振回路ＬＣ２は、共振回路ＬＣ１から出
力される電圧Ｖ_Pを電源電圧として利用することができ
る。従って、電圧Ｖ_Pと波形（Ｃ）との間の電位差ΔＶ
が小さい期間にスイッチ１５０２をオンすることができ
る。このようにスイッチ１５０２のオン期間を制御する
ことにより、スイッチ１５０２をオンすることによるエ
ネルギー損失を最小化することができる。また、図６１
ＣにおいてＴ₁＜Ｔ₂である。このことは、波形（Ａ）に
比べて波形（Ｃ）が断熱充電に適していることを示して
いる。

【０５０３】図６０Ｂは、電圧変換部１５０１の構成を
「エネルギー供給回路２１０」と「エネルギー保存回路
２２０」という観点から見直したものである。図６０Ｂ
に示されるように、スイッチ１５０２と共振回路ＬＣ１
とスイッチ１５０６とを「エネルギー供給回路２１０」
として把握し、共振回路ＬＣ２を「エネルギー保存回路
２２０」として把握することができる。この場合、共振
回路ＬＣ１は、スイッチ１５０６を通って共振回路ＬＣ
２から電源１５１６に向かって流れる戻り電流を一時的
に蓄えるキャパシタとしての機能を有している。この意
味で、電圧変換部１５０１は、図６Ｄに示される構成と
類似の構成を有している。電圧変換部１５０１は、電源
１５１６からの電流を共振回路ＬＣ１に蓄える際には、
図６Ｄに示される構成に比較して低電力であるという利
点を有している。スイッチ１５０２の両端点間の電位差
が小さい期間にスイッチ１５０２をオンすることができ
るからである。

【０５０４】図６２Ａは、制御部１５１８が電圧変換部
１５０１のスイッチ１５０２をオンオフするタイミング
を示す制御フロー図である。

【０５０５】ステップＳ５１：検出部１５１０は、端子
１５０１ｄの電圧Ｖ_dと目的電圧Ｖ_{p 1}とを比較する。電
圧Ｖ_dが目的電圧Ｖ_p1より小さい場合には、処理はステ
ップＳ５２に進む。この場合、検出部１５１０は、電圧
Ｖ_dが目的電圧Ｖ_p1より小さいことを示す検出信号を検
出部１５１２に出力する。

【０５０６】ステップＳ５２：検出部１５１２は、端子
１５０１ｃの電圧Ｖ_cが上昇中に電圧Ｖ_cが所定の電圧Ｖ
_s1以上となったか否かを判定する。所定の電圧Ｖ_s1は、
スイッチ１５０２をオフからオンにするタイミングを決
定するために使用される。電圧Ｖ_cが上昇中に電圧Ｖ_cが
所定の電圧Ｖ_s1以上となった場合には、処理はステップ
Ｓ５３に進む。この場合、検出部１５１２は、電圧Ｖ_c
が上昇中に電圧Ｖ_cが所定の電圧Ｖ_s1以上となったこと
を示す検出信号を同期部１５１１に出力する。

【０５０７】ステップＳ５３：同期部１５１１は、スイ
ッチ１５０２をオンにする。

【０５０８】ステップＳ５４：検出部１５１２は、端子
１５０１ｃの電圧Ｖ_cが上昇中に電圧Ｖ_cが所定の電圧Ｖ
_sp1以上となったか否かを判定する。所定の電圧Ｖ
_sp1は、スイッチ１５０２をオンからオフにするタイミ
ングを決定するために使用される。電圧Ｖ_cが上昇中に
電圧Ｖ_cが所定の電圧Ｖ_sp1以上となった場合には、処理
はステップＳ５５に進む。この場合、検出部１５１２
は、電圧Ｖ_cが上昇中に電圧Ｖ_cが所定の電圧Ｖ_sp1以上
となったことを示す検出信号を同期部１５１１に出力す
る。

【０５０９】ステップＳ５５：同期部１５１１は、スイ
ッチ１５０２をオフにする。

【０５１０】ここで、所定の電圧Ｖ_sp1は所定の電圧Ｖ
_s1よりも大きい。所定の電圧Ｖ_sp1と所定の電圧Ｖ_s1と
の間の電位差が大きいほど、スイッチ１５０２がオンと
なる期間が長くなる。

【０５１１】図６２Ｂは、制御部１５１８が電圧変換部
１５０１のスイッチ１５０６をオンオフするタイミング
を示す制御フロー図である。図６２Ｂに示される制御フ
ロー図は、目標電圧として電圧Ｖ_p2が使用され、スイッ
チ１５０６のオン期間を決定する電圧として電圧Ｖ_s2と
電圧Ｖ_sp2とが使用される点を除いて、図６２Ａに示さ
れる制御フロー図と同様である。

【０５１２】このように、スイッチ１５０６のオンオフ
は、スイッチ１５０２のオンオフとは独立に制御し得
る。

【０５１３】端子１５０１ｄの電圧Ｖ_dが直流である場
合には、共振回路ＬＣ１における正弦波振動と共振回路
ＬＣ２における正弦波振動とが互いに独立に動作しても
電圧の変換効率に影響を与えない。共振回路ＬＣ２は、
電圧Ｖ_dを電源電圧として動作するからである。

【０５１４】一方、端子１５０１の電圧Ｖ_dが交流であ
る場合には、端子１５０１ｄの電圧Ｖ_dと端子１５０１
ｆの電圧Ｖ_fが同期しているか否かが電圧の変換効率に
影響を与える。共振回路ＬＣ１から共振回路ＬＣ２にエ
ネルギーを転送する際のエネルギー損失を小さくするた
めには、スイッチ１５０６の両端子間の電位差（すなわ
ち、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_fとの間の電位差）が小さい期間に
スイッチ１５０６がオンとなるように電圧Ｖ_fの振幅と
位相とを制御する必要がある。このような制御は、例え
ば、スイッチ１５０６のオン期間を決定する電圧Ｖ_s2と
電圧Ｖ_sp2とを可変に制御することによって達成され得
る。

【０５１５】図６３Ａは、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_fとが同期し
ている場合のスイッチ１５０６のオンオフのタイミング
を示す。図６３Ｂは、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_fの同期が十分で
ない場合のスイッチ１５０６のオンオフのタイミングを
示す。

【０５１６】図６３Ａおよび図６３Ｂにおいて、波形
（Ａ）は電圧Ｖ_dの変化を示し、波形（Ｂ）は電圧Ｖ_fの
変化を示す。図６３Ｂの場合に比べて図６３Ａの場合の
方がスイッチ１５０６のオン期間におけるスイッチ１５
０６の両端子間の電位差（すなわち、電圧Ｖ_dと電圧Ｖ_f
との間の電位差）が小さい。従って、図６３Ｂの場合に
比べて図６３Ａの場合の方がスイッチ１５０６によるエ
ネルギー損失が少ない。 （実施の形態８）図６４は、電圧変換器１６００の構成
を示す。電圧変換器１６００は、電源１６１６から供給
される電源電圧を所望の電圧に変換する電圧変換部１６
０１と、電圧変換部１６０１を制御する制御部１６３２
とを備えている。

【０５１７】電圧変換部１６０１は、端子１６０１ａ〜
１６０１ｇを有している。端子１６０１ａと端子１６０
１ｂとは、電源１６１６に接続されている。端子１６０
１ｇは、負荷１６１７に接続されている。負荷１６１７
は、抵抗成分と容量成分の少なくとも一方を含んでい
る。電圧変換部１６０１から出力される所望の電圧は、
端子１６０１ｇを介して負荷１６１７に供給される。

【０５１８】制御部１６３２は、検出部１６２７、１６
２９および１６３１と、同期部１６２８および１６３０
とを含んでいる。

【０５１９】図６５は、電圧変換部１６０１の構成を示
す。電圧変換部１６０１は、スイッチ１６１９と、共振
回路ＬＣと、変調共振回路ＭＬＣとを含んでいる。

【０５２０】共振回路ＬＣは、インダクタ１６２３と、
接続点１６２３−１においてインダクタ１６２３の一端
に接続される容量１６２１と、接続点１６２３−２にお
いてインダクタ１６２３の他端に接続される容量１６２
５とを含んでいる。

【０５２１】スイッチ１６１９は、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂と
を有している。スイッチ１６１９は、制御信号に応じ
て、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に接続し、または、端
子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に分離する。その制御信号
は、端子１６０１ｃを介して同期部１６２８から供給さ
れる。スイッチ１６１９の端子Ｓ₁は、端子１６０１ａ
を介して電源１６１６に接続されている。スイッチ１６
１９の端子Ｓ₂は、共振回路ＬＣの接続点１６２３−１
に接続されている。

【０５２２】変調共振回路ＭＬＣは、インダクタ１６２
４と、容量１６２２と、スイッチ１６２０とを含んでい
る。インダクタ１６２４の一端は、接続点１６２４−１
において容量１６２２に接続される。インダクタ１６２
４の他端は、共振回路ＬＣの接続点１６２３−２に接続
される。

【０５２３】スイッチ１６２０は、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂と
を有している。スイッチ１６２０は、制御信号に応じ
て、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に接続し、または、端
子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に分離する。その制御信号
は、端子１６０１ｄを介して同期部１６３０から供給さ
れる。スイッチ１６２０の端子Ｓ₁は、端子１６０１ｂ
を介して電源１６１６に接続されている。スイッチ１６
２０の端子Ｓ₂は、接続点１６２４−１に接続されてい
る。

【０５２４】電圧変換部１６０１は、スイッチ１６１９
とインダクタ１６２３と容量１６２１、１６２５とを含
む第１の基本共振回路と、スイッチ１６２０とインダク
タ１６２４と容量１６２２、１６２５とを含む第２の基
本共振回路とによって構成されていると考えることもで
きる。すなわち、容量１６２５は、第１の基本共振回路
と第２の基本共振回路とに共通の容量として作用する。
電圧変換部１６０１は、端子１６０１ｇからリップルの
ない直流電圧を出力するという利点を提供する。

【０５２５】端子１６０１ｇの電圧は、第１の基本共振
回路から出力される電圧と、第２の基本共振回路から出
力される電圧とを重ね合わせることによって得られる電
圧に等しい。従って、第１の基本共振回路から出力され
る電圧と第２の基本共振回路から出力される電圧とが同
一の振幅を有し、かつ、互いに１８０度だけシフトした
逆位相を有するように、電圧変換部１６０１を制御する
ことにより、端子１６０１ｇにおいてリップルが消去さ
れた直流電圧を得ることができる。

【０５２６】図６６は、定常状態における電圧変換部１
６０１の各点の電圧変化を示したものである。曲線Ｅは
端子１６０１ｅの電圧変化を示す。曲線Ｆは端子１６０
１ｆの電圧変化を示す。曲線Ｇ’は第２の基本共振回路
から出力される電圧変化を示す。曲線Ｇ”は第１の基本
共振回路から出力される電圧変化を示す。曲線Ｇは端子
１６０１ｇの電圧変化を示す。曲線Ｇは、重ね合わせの
原理に基づいて曲線Ｇ’と曲線Ｇ”とを重ね合わせるこ
とによって得られる。

【０５２７】制御部１６３２は、端子１６０１ｅの電圧
（曲線Ｅ）と端子１６０１ｆの電圧（曲線Ｆ）とが同一
の振幅を有し、かつ、互いに１８０度だけシフトした逆
位相を有するように、スイッチ１６２０の開閉タイミン
グを制御する。このような制御により、第１の基本共振
回路から出力される電圧（曲線Ｇ”）と第２の基本共振
回路から出力される電圧（曲線Ｇ’）とが同一の振幅を
有し、かつ、互いに１８０度だけシフトした逆位相を有
する結果となる。その結果、曲線Ｇ’の振動と曲線Ｇ”
の振動とが互いに打ち消されて振動のない直流電圧（曲
線Ｇ）が得られる。このようにして、端子１６０１ｇか
ら出力される直流電圧からリップルを消去することがで
きる。

【０５２８】端子１６０１ｅの電圧と端子１６０１ｆの
電圧とが逆位相でない場合には、制御部１６３２は、端
子１６０１ｅの電圧と端子１６０１ｆの電圧とが逆位相
となるようにスイッチ１６２０をオンオフするタイミン
グを制御する。具体的には、制御部１６３２は、端子１
６０１ｅの電圧の位相を基準として、端子１６０１ｆの
電圧の位相を進めたり遅らせたりすることにより、端子
１６０１ｅの電圧の位相と端子１６０１ｆの電圧の位相
との間の関係を調整する。

【０５２９】図６７は、端子１６０１ｅの電圧の位相と
端子１６０１ｆの電圧の位相との間の関係を調整する様
子を示す。図６７において、曲線Ｅは端子１６０１ｅの
電圧変化を示し、曲線Ｆは端子１６０１ｆの電圧変化を
示す。

【０５３０】端子１６０１ｆの電圧が上昇中の期間Δｔ
_oaにおいてスイッチ１６２０をオンすることにより、端
子１６０１ｆの電圧が引き上げられる。これにより、曲
線Ｆが曲線Ｆ’に移行する。このことは、曲線Ｆの位相
を進ませることを意味する。また、スイッチ１６２０を
オンする期間Δｔ_oaの長さを調整することにより、曲線
Ｆの位相の進みの程度を調整することができる。

【０５３１】端子１６０１ｆの電圧が下降中の期間Δｔ
_obにおいてスイッチ１６２０をオンすることにより、端
子１６０１ｆの電圧が引き上げられる。これにより、曲
線Ｆが曲線Ｆ”に移行する。このことは、曲線Ｆの位相
を遅らせることを意味する。また、スイッチ１６２０を
オンする期間Δｔ_obの長さを調整することにより、曲線
Ｆの位相の遅れの程度を調整することができる。

【０５３２】このようにして、端子１６０１ｆの電圧
（曲線Ｆ）の位相を進めたり遅らせたりすることができ
る。

【０５３３】図６８Ａは、端子１６０１ｆの電圧（曲線
Ｆ）の位相を進めることにより、端子１６０１ｅの電圧
（曲線Ｅ）と端子１６０１ｆの電圧（曲線Ｆ）とが逆位
相となる様子を示す。図６８Ａでは、端子１６０１ｆの
電圧の上昇中にスイッチ１６２０をオンすることによ
り、時刻ｔ₅において端子１６０１ｅの電圧と端子１６
０１ｆの電圧とが逆位相となっている。

【０５３４】図６８Ｂは、端子１６０１ｆの電圧（曲線
Ｆ）の位相を遅らせることにより、端子１６０１ｅの電
圧（曲線Ｅ）と端子１６０１ｆの電圧（曲線Ｆ）とが逆
位相となる様子を示す。図６８Ｂでは、端子１６０１ｆ
の電圧の下降中にスイッチ１６２０をオンすることによ
り、時刻ｔ₅において端子１６０１ｅの電圧と端子１６
０１ｆの電圧とが逆位相となっている。

【０５３５】以下、制御部１６３２の動作を説明する。

【０５３６】図６９は、制御部１６３２が電圧変換部１
６０１のスイッチ１６１９をオンオフするタイミングを
示す制御フロー図である。

【０５３７】ステップＳ７１：検出部１６２７は、端子
１６０１ｇの電圧Ｖ_gと目的電圧Ｖ_pとを比較する。電圧
Ｖ_gが目的電圧Ｖ_pより小さい場合には、処理はステップ
Ｓ７２に進む。この場合、検出部１６２７は、電圧Ｖ_g
が目的電圧Ｖ_pより小さいことを示す検出信号を検出部
１６２９に出力する。

【０５３８】ステップＳ７２：検出部１６２９は、端子
１６０１ｅの電圧Ｖ_eが上昇中に電圧Ｖ_eが所定の電圧Ｖ
_s1以上となったか否かを判定する。所定の電圧Ｖ_s1は、
スイッチ１６１９をオフからオンにするタイミングを決
定するために使用される。電圧Ｖ_eが上昇中に電圧Ｖ_eが
所定の電圧Ｖ_s1以上となった場合には、処理はステップ
Ｓ７３に進む。この場合、検出部１６２９は、電圧Ｖ_e
が上昇中に電圧Ｖ_eが所定の電圧Ｖ_s1以上となったこと
を示す検出信号を同期部１６２８に出力する。

【０５３９】ステップＳ７３：同期部１６２８は、スイ
ッチ１６１９をオンにする。

【０５４０】ステップＳ７４：検出部１６２９は、端子
１６０１ｅの電圧Ｖ_eが上昇中に電圧Ｖ_eが所定の電圧Ｖ
_sp1以上となったか否かを判定する。所定の電圧Ｖ
_sp1は、スイッチ１６１９をオンからオフにするタイミ
ングを決定するために使用される。電圧Ｖ_eが上昇中に
電圧Ｖ_eが所定の電圧Ｖ_sp1以上となった場合には、処理
はステップＳ７５に進む。この場合、検出部１６２９
は、電圧Ｖ_eが上昇中に電圧Ｖ_eが所定の電圧Ｖ_sp1以上
となったことを示す検出信号を同期部１６２８に出力す
る。

【０５４１】ステップＳ７５：同期部１６２８は、スイ
ッチ１６１９をオフにする。

【０５４２】ここで、所定の電圧Ｖ_sp1は所定の電圧Ｖ
_s1よりも大きい。所定の電圧Ｖ_sp1と所定の電圧Ｖ_s1と
の間の電位差が大きいほど、スイッチ１６１９がオンと
なる期間が長くなる。

【０５４３】図７０は、制御部１６３２が電圧変換部１
６０１のスイッチ１６２０をオンオフするタイミングを
示す制御フロー図である。

【０５４４】ステップＳ８１：検出部１６２９は、端子
１６０１ｅの電圧Ｖ_eが下降中に電圧Ｖ_eが目標電圧Ｖ_p
に一致する時刻ｔ₁を検出する。検出された時刻ｔ₁は、
同期部１６３０に報知される。

【０５４５】ステップＳ８２：検出部１６３１は、端子
１６０１ｆの電圧Ｖ_fが上昇中に電圧Ｖ_fが目標電圧Ｖ_p
に一致する時刻ｔ₂を検出する。検出された時刻ｔ₂は、
同期部１６３０に報知される。

【０５４６】ステップＳ８３：同期部１６３０は、時刻
ｔ₁と時刻ｔ₂とを比較する。ｔ₁＜ｔ₂である場合には、
処理はステップＳ８４に進む。ｔ₁≧ｔ₂である場合に
は、処理はステップＳ８８に進む。

【０５４７】ステップＳ８４：検出部１６３１は、電圧
Ｖ_fが上昇中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_sf以上となったか
否かを判定する。所定の電圧Ｖ_sfは、スイッチ１６２０
をオフからオンにするタイミングを決定するために使用
される。電圧Ｖ_fが上昇中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_sf以
上となった場合には、処理はステップＳ８５に進む。こ
の場合、検出部１６３１は、電圧Ｖ_fが上昇中に電圧Ｖ_f
が所定の電圧Ｖ_sf以上となったことを示す検出信号を同
期部１６３０に出力する。

【０５４８】ステップＳ８５：同期部１６３０は、スイ
ッチ１６２０をオンにする。

【０５４９】ステップＳ８６：検出部１６３１は、電圧
Ｖ_fが上昇中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_spf以上となった
か否かを判定する。所定の電圧Ｖ_spfは、スイッチ１６
２０をオンからオフにするタイミングを決定するために
使用される。電圧Ｖ_fが上昇中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ
_spf以上となった場合には、処理はステップＳ８７に進
む。この場合、検出部１６３１は、電圧Ｖ_fが上昇中に
電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_{sp f}以上となったことを示す検出
信号を同期部１６３０に出力する。

【０５５０】ステップＳ８７：同期部１６３０は、スイ
ッチ１６２０をオフにする。

【０５５１】ここで、所定の電圧Ｖ_spfは所定の電圧Ｖ
_sfよりも大きい。所定の電圧Ｖ_spfと所定の電圧Ｖ_sfと
の間の電位差が大きいほど、スイッチ１６２０がオンと
なる期間が長くなる。

【０５５２】ステップＳ８８：検出部１６３１は、電圧
Ｖ_fが下降中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_sd以下となったか
否かを判定する。所定の電圧Ｖ_sdは、スイッチ１６２０
をオフからオンにするタイミングを決定するために使用
される。電圧Ｖ_fが下降中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_sd以
下となった場合には、処理はステップＳ８９に進む。こ
の場合、検出部１６３１は、電圧Ｖ_fが下降中に電圧Ｖ_f
が所定の電圧Ｖ_sd以下となったことを示す検出信号を同
期部１６３０に出力する。

【０５５３】ステップＳ８９：同期部１６３０は、スイ
ッチ１６２０をオンにする。

【０５５４】ステップＳ９０：検出部１６３１は、電圧
Ｖ_fが下降中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_spd以下となった
か否かを判定する。所定の電圧Ｖ_spdは、スイッチ１６
２０をオンからオフにするタイミングを決定するために
使用される。電圧Ｖ_fが下降中に電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ
_spd以下となった場合には、処理はステップＳ９１に進
む。この場合、検出部１６３１は、電圧Ｖ_fが下降中に
電圧Ｖ_fが所定の電圧Ｖ_{sp d}以下となったことを示す検出
信号を同期部１６３０に出力する。

【０５５５】ステップＳ９１：同期部１６３０は、スイ
ッチ１６２０をオフにする。

【０５５６】ここで、所定の電圧Ｖ_spdは所定の電圧Ｖ
_sdよりも小さい。所定の電圧Ｖ_spdと所定の電圧Ｖ_sdと
の間の電位差が大きいほど、スイッチ１６２０がオンと
なる期間が長くなる。 （実施の形態９）図７１は、電圧変換器１７００の構成
を示す。電圧変換器１７００は、電源１７１６から供給
される電源電圧を所望の電圧に変換する電圧変換部１７
０１と、電圧変換部１７０１を制御する制御部１７５８
とを備えている。

【０５５７】電圧変換部１７０１は、端子１７０１ａ〜
１７０１ｇを有している。端子１７０１ａと端子１７０
１ｅとは、電源１７１６に接続されている。端子１７０
１ｃは、負荷１７１７に接続されている。負荷１７１７
は、抵抗成分と容量成分の少なくとも一方を含んでい
る。電圧変換部１７０１から出力される所望の電圧は、
端子１７０１ｃを介して負荷１７１７に供給される。

【０５５８】制御部１７５８は、検出部１７５３〜１７
５５と、同期部１７５６および１７５７とを含んでい
る。

【０５５９】図７２は、電圧変換部１７０１の構成を示
す。電圧変換部１７０１は、スイッチ１７４７と、共振
回路ＬＣと、変調共振回路ＭＬＣとを含んでいる。

【０５６０】共振回路ＬＣは、インダクタ１７４８と、
接続点１７４８−１においてインダクタ１７４８の一端
に接続される容量１７４６と、接続点１７４８−２にお
いてインダクタ１７４８の他端に接続される容量１７４
９とを含んでいる。

【０５６１】スイッチ１７４７は、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂と
を有している。スイッチ１７４７は、制御信号に応じ
て、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に接続し、または、端
子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に分離する。その制御信号
は、端子１７０１ｂを介して同期部１７５６から供給さ
れる。スイッチ１７４７の端子Ｓ₁は、端子１７０１ａ
を介して電源１７１６に接続されている。スイッチ１７
４７の端子Ｓ₂は、共振回路ＬＣの接続点１７４８−１
に接続されている。

【０５６２】変調共振回路ＭＬＣは、インダクタ１７５
０と、容量１７５１と、スイッチ１７５２とを含んでい
る。インダクタ１７５０の一端は、接続点１７５０−１
において容量１７５１に接続される。インダクタ１７５
０の他端は、共振回路ＬＣの接続点１７４８−１に接続
される。

【０５６３】スイッチ１７５２は、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂と
を有している。スイッチ１７５２は、制御信号に応じ
て、端子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に接続し、または、端
子Ｓ₁と端子Ｓ₂とを電気的に分離する。その制御信号
は、端子１７０１ｄを介して同期部１７５７から供給さ
れる。スイッチ１７５２の端子Ｓ₁は、端子１７０１ｅ
を介して電源１７１６に接続されている。スイッチ１７
５２の端子Ｓ₂は、接続点１７５０−１に接続されてい
る。

【０５６４】電圧変換部１７０１は、スイッチ１７４７
とインダクタ１７４８と容量１７４６、１７４９とを含
む第１の基本共振回路（図７３Ａ参照）と、スイッチ１
７５２とインダクタ１７５０と容量１７４６、１７５１
とを含む第２の基本共振回路（図７３Ｂ参照）とによっ
て構成されていると考えることもできる。すなわち、容
量１７４６は、第１の基本共振回路と第２の基本共振回
路とに共通の容量として作用する。電圧変換部１７０１
は、端子１７０１ｇの電圧と電源電圧Ｖ_DDとの電位差が
小さい期間が長いという利点を提供する。

【０５６５】端子１７０１ｇの電圧は、第１の基本共振
回路における接続点１７４８−１の電圧と、第２の基本
共振回路における接続点１７４８−１の電圧とを重ね合
わせることによって得られる電圧に等しい。

【０５６６】図７４は、定常状態における電圧電圧変換
部１７０１の各点の電圧変化を示したものである。曲線
Ｇは端子１７０１ｇの電圧変化を示す。曲線Ｇ’は第１
の基本共振回路における接続点１７４８−１の電圧変化
を示す。曲線Ｇ”は第２の基本共振回路における接続点
１７４８−１の電圧変化を示す。曲線Ｇは、重ね合わせ
の原理に基づいて曲線Ｇ’と曲線Ｇ”とを重ね合わせる
ことによって得られる。

【０５６７】なお、曲線Ｇ’の位相と曲線Ｇ”の位相と
は実施の形態８で述べた方法と同様の方法により調整さ
れ得る。

【０５６８】図７４に示されるように、曲線Ｇの電位と
電源電圧Ｖ_DDの電位との間の電位差が小さい期間Δｔ_c1
は、通常の正弦波曲線Ａと電源電圧Ｖ_DDの電位との間の
電位差が小さい期間Δｔ_c2よりも長い。従って、期間Δ
ｔ_c1においてスイッチ１７４７をオンすることによっ
て、スイッチ１７４７によるエネルギー損失を低減する
ことができる。このように、変調共振回路ＭＬＣを設け
ることによって、通常の正弦波振動を用いるよりも高効
率かつ大きな出力電流を許容できる電圧変換器を得るこ
とができる。１１．ＬＳＩのシステム電源として 本発明の電源装置は、ＬＳＩのシステム電源として、複
数の負荷のそれぞれに異なる電源電圧を供給する能力を
有している。

【０５６９】図５５は、複数の負荷２８０−１〜２８０
−４がエネルギー保存回路２２０の接続点２２２に接続
されている電源装置の構成を示す。負荷２８０−１〜２
８０−４をそれぞれに含む被エネルギー供給部２８７−
１〜２８７−４の構成は、図１７Ａに示されるそれの構
成と同様である。ただし、被エネルギー供給部２８７−
１〜２８７−４は、参照電圧生成回路２８６−１が参照
電圧Ｖ_r1を出力し、参照電圧生成回路２８６−２が参照
電圧Ｖ_r2を出力し、参照電圧生成回路２８６−３が参照
電圧Ｖ_r3を出力し、参照電圧生成回路２８６−４が参照
電圧Ｖ_r4を出力する点で異なっている。

【０５７０】図５６は、接続点２２２における交流電圧
波形（Ａ）と、接続点２２４における直流電圧波形
（Ｂ）と、負荷２８０−１の接続点２８１−１における
電圧波形（Ｃ）と、負荷２８０−２の接続点２８１−２
における電圧波形（Ｄ）と、負荷２８０−３の接続点２
８１−３における電圧波形（Ｅ）と、負荷２８０−４の
接続点２８１−４における電圧波形（Ｆ）とを示す。こ
こで、電圧は、Ｖ_r4＜Ｖ₄＜ＧＮＤ＜Ｖ₃＜Ｖ_r3＜Ｖ_P＜
Ｖ₂＜Ｖ_r2＜Ｖ_DD＜Ｖ₁＜Ｖ_r1という関係を満たす。エネ
ルギー保存回路２２０に保存される動的エネルギーを増
大させることによって、図５６に示されるように、交流
電圧波形（Ａ）を電源電圧Ｖ_DDより高い電圧とグランド
電圧ＧＮＤより低い電圧との間で振動させることができ
る。なお、交流電圧波形（Ａ）の振動中心は電圧Ｖ
_P（＝１／２Ｖ_DD）とした。交流電圧波形（Ａ）の振動
中心は任意の電圧に設定可能である。

【０５７１】時刻ｔ₁において、接続点２２２の電圧が
上昇中に接続点２２２の電圧が負荷２８０−１の接続点
２８１−１の電圧に到達すると、制御回路２８３−１
は、コンパレータ２８４−１の出力値の変化に応答し
て、スイッチ２８２−１をオフ状態からオン状態に変化
させる。その結果、接続点２８１−１の電圧は交流電圧
波形（Ａ）に沿って上昇する。

【０５７２】時刻ｔ₂において、接続点２２２の電圧が
参照電圧Ｖ_r1に到達すると、制御回路２８３−１は、コ
ンパレータ２８５−１の出力値の変化に応答して、スイ
ッチ２８２−１をオン状態からオフ状態に変化させる。
その結果、接続点２８１−１の電圧は電圧Ｖ_r1に設定さ
れる。その後、接続点２８１の電圧は電圧Ｖ₁に向かっ
てしだいに下降する。負荷２８０−１によってエネルギ
ーが消費されるからである。

【０５７３】再び、接続点２２２の電圧が上昇中に接続
点２２２の電圧が負荷２８０−１の接続点２８１−１の
電圧に到達すると、制御回路２８３−１は、コンパレー
タ２８４−１の出力値の変化に応答して、スイッチ２８
２−１をオフ状態からオン状態に変化させる。その結
果、接続点２８１−１の電圧は交流電圧波形（Ａ）に沿
って上昇する。

【０５７４】このように、接続点２８１−１の電圧は、
電圧Ｖ₁と電圧Ｖ_r1との間で上昇と下降とを繰り返す。
電圧Ｖ₁と電圧Ｖ_r1との差を十分に小さくすることによ
って直流とみなすことのできる電圧を負荷２８０−１に
供給することが可能となる。なお、電圧Ｖ_r1は、任意の
値に設定することができる。

【０５７５】同様にして、接続点２８１−２の電圧は、
電圧Ｖ₂と電圧Ｖ_r2との間で上昇と下降とを繰り返す。
電圧Ｖ₂と電圧Ｖ_r2との差を十分に小さくすることによ
って直流とみなすことのできる電圧を負荷２８０−２に
供給することが可能となる。接続点２８１−３の電圧
は、電圧Ｖ₃と電圧Ｖ_r3との間で上昇と下降とを繰り返
す。電圧Ｖ₃と電圧Ｖ_r3との差を十分に小さくすること
によって直流とみなすことのできる電圧を負荷２８０−
３に供給することが可能となる。

【０５７６】電圧Ｖ₄と電圧Ｖ_r4とはグランド電圧ＧＮ
Ｄより低い。接続点２２２の電圧が下降中にスイッチ２
８２−４をオフ状態からオン状態に変化させることによ
り、接続点２８１−４の電圧は交流電圧波形（Ａ）に沿
って下降する。その結果、電荷がエネルギー保存回路２
２０に回収される。

【０５７７】接続点２８１−４の電圧は、電圧Ｖ₄と電
圧Ｖ_r4との間で上昇と下降とを繰り返す。電圧Ｖ₄と電
圧Ｖ_r4との差を十分に小さくすることによって直流とみ
なすことのできる電圧を負荷２８０−４に供給すること
が可能となる。

【０５７８】負荷２８０−１〜２８０−４に供給される
電圧は互いに異なる。このようにして、複数の負荷に対
して異なる電源電圧を供給することができる。

【０５７９】図５５に示す例では、接続点２２２に並列
に接続される被エネルギー供給部２８７−１〜２８７−
４は同一のタイプの構成を有する。しかし、被エネルギ
ー供給部２８７−１〜２８７−４は異なるタイプの構成
を有してもよい。例えば、被エネルギー供給部２８７−
１〜２８７−４のそれぞれは、第８章で言及した任意の
タイプの電源装置において接続点２２２または接続点２
２４に接続される被エネルギー供給部に相当する構成に
置換され得る。また、被エネルギー供給部２８７−１〜
２８７−４のそれぞれは、第９章で言及した任意のエネ
ルギー再利用タイプの電源装置において接続点２２２ま
たは接続点２２４に接続される被エネルギー供給部に相
当する構成に置換され得る。複数の被エネルギー供給部
を接続点２２４に並列に接続する場合についても同様で
ある。

【０５８０】エネルギー保存回路２２０にエネルギーを
注入して保存する基本原理と、動的エネルギーと静的エ
ネルギーとをエネルギー保存回路２２０に高効率で注入
する方法と、動的エネルギーと静的エネルギーの比率を
制御する方法と、エネルギー保存回路２２０に蓄積され
た動的エネルギーを静的エネルギーに変換する方法（ま
たは、エネルギー保存回路２２０に蓄積された静的エネ
ルギーを動的エネルギーに変換する方法）と、スイッチ
のサイズを変調することによってノイズの周波数を一定
にする方法とを適切に組み合わせることにより、本発明
の電源装置を様々なタイプの回路の電源として応用する
ことができる。これは、本発明の電源装置を第１０章で
言及した電圧変換器（ＤＣ／ＤＣ変換器）に適用する場
合においても同様である。

【０５８１】以下、エネルギー保存回路２２０の役割を
エネルギーの流れに着目して再考察する。

【０５８２】図５７は、エネルギー保存回路２２０を中
心とした動的エネルギーおよび静的エネルギーの流れを
示す。エネルギー保存回路２２０は、回路内の抵抗成分
によるエネルギー損失を最小化した状態で、エネルギー
供給回路２１０とエネルギー保存回路２２０との間で双
方向に動的エネルギーおよび静的エネルギーをやりとり
することを実現する。また、エネルギー保存回路２２０
は、回路内の抵抗成分によるエネルギー損失を最小化し
た状態で、エネルギー保存回路２２０と負荷との間で双
方向に動的エネルギーおよび静的エネルギーをやりとり
することを実現する。

【０５８３】このように、エネルギー供給回路２１０や
負荷などの電子回路および部品に対して、エネルギー保
存回路２２０を中心とした動的エネルギーおよび静的エ
ネルギーの低損失の流れが生じていることがわかる。

【０５８４】エネルギー保存回路２２０に蓄積されてい
る動的エネルギーおよび静的エネルギーは、エネルギー
供給回路２１０、エネルギー保存回路２２０、負荷のそ
れぞれと制御回路との間で制御信号をやりとりすること
によって、エネルギー供給回路２１０と負荷が要求する
動的エネルギーおよび静的エネルギーの総和および比率
とに応じて適切に制御され得る。あるいは、エネルギー
保存回路２２０に蓄積される動的エネルギーおよび静的
エネルギーに対して、エネルギー供給回路２１０および
負荷によって消費されるエネルギーの量が適切に設計さ
れることが必要とされるかもしれない。

【０５８５】上述した実施形態では、動的エネルギーお
よび静的エネルギーは回路内の抵抗成分によって熱エネ
ルギーに変換され、その熱エネルギーは電子回路系のエ
ネルギー体系の外部に散逸する。熱エネルギーを動的エ
ネルギーおよび静的エネルギーに変換する変換回路を設
け、その変換回路から得られる動的エネルギーおよび静
的エネルギーをエネルギー供給回路２１０および／また
はエネルギー保存回路２２０に高効率で返還することに
より、電子回路系のエネルギー体系の外部に散逸するエ
ネルギー量を低減することができる。

【０５８６】なお、本願明細書には、以下のことが開示
されている。

【０５８７】本発明の電圧変換器は、電源から供給され
る第１の電圧を第２の電圧に変換して、前記第２の電圧
を被電圧供給回路に供給する電圧変換部と、前記電圧変
換部を制御する制御部とを備えている。前記電圧変換部
は、インダクタと、第１の接続点において前記インダク
タの一端に接続される第１の容量と、第２の接続点にお
いて前記インダクタの他端に接続される第２の容量とを
含む共振回路と、第１の端子と第２の端子とを有するス
イッチであって、前記第１の端子は前記電源に接続さ
れ、前記第２の端子は前記共振回路の前記第１の接続点
に接続されるスイッチとを含んでおり、前記制御部は、
前記スイッチの開閉を制御する。

【０５８８】前記制御部は、前記電圧変換部から出力さ
れる前記第２の電圧が所望の電圧より下がったことを検
出する第１の検出器を備えており、前記制御部は、前記
第１の検出器によって前記電圧変換部から出力される前
記第２の電圧が前記所望の電圧より下がったことが検出
された場合において、前記スイッチの開閉を制御する。

【０５８９】前記制御部は、前記第１の接続点の電圧が
所定の第１の基準電圧に到達したことを検出する第２の
検出器と、前記第１の接続点の電圧が前記所定の第１の
基準電圧より大きい所定の第２の基準電圧に到達したこ
とを検出する第３の検出器とをさらに備えており、前記
第２の検出器によって前記第１の接続点の電圧が前記所
定の第１の基準電圧に到達したことが検出された場合に
は、前記制御部は、前記スイッチの状態が開状態から閉
状態に変化するように前記スイッチを制御し、前記第３
の検出器によって前記第１の接続点の電圧が前記所定の
第２の基準電圧に到達したことが検出された場合には、
前記制御部は、前記スイッチの状態が閉状態から開状態
に変化するように前記スイッチを制御する。

【０５９０】前記制御部は、前記第１の接続点の電圧変
化に応じて、クロック信号を生成するクロック信号生成
器を備えており、前記クロック信号の１周期のうち第１
の半周期において前記第１の検出器によって前記電圧変
換部から出力される前記第２の電圧が前記所望の電圧よ
り下がったことが検出された場合には、前記クロック信
号の１周期のうち前記第１の半周期に続く第２の半周期
において前記第２の検出器および前記第３の検出器が動
作する。

【０５９１】前記制御部は、前記第１の基準電圧を生成
する第２の基準電圧生成器をさらに備えており、前記第
２の基準電圧生成器は、前記第２の検出器が動作する期
間内でのみ動作する。

【０５９２】前記制御部は、前記第２の基準電圧を生成
する第３の基準電圧生成器をさらに備えており、前記第
３の基準電圧生成器は、前記第３の検出器が動作する期
間内でのみ動作する。

【０５９３】前記制御部は、前記第１の基準電圧を生成
する第２の基準電圧生成器と、前記電圧変換部から出力
される前記第２の電圧の時間変化をモニタするモニタ回
路とをさらに備えており、前記第２の基準電圧生成器
は、前記モニタ回路の出力に応じて、前記第１の基準電
圧を変動させる。

【０５９４】前記制御部は、前記第２の基準電圧を生成
する第３の基準電圧生成器と、前記電圧変換部から出力
される前記第２の電圧の時間変化をモニタするモニタ回
路とをさらに備えており、前記第３の基準電圧生成器
は、前記モニタ回路の出力に応じて、前記第２の基準電
圧を変動させる。

【０５９５】前記電圧変換部から出力される前記第２の
電圧が前記所望の電圧に到達しないことを前記モニタ回
路が検出した場合には、前記第２の基準電圧生成器は、
前記第１の基準電圧を低下させる。

【０５９６】前記電圧変換部から出力される前記第２の
電圧が前記所望の電圧に到達しないことを前記モニタ回
路が検出した場合には、前記第３の基準電圧生成器は、
前記第２の基準電圧を上昇させる。

【０５９７】前記電圧変換部から出力される前記第２の
電圧が前記所望の電圧に到達していることを前記モニタ
回路が検出した場合には、前記第２の基準電圧生成器
は、前記第１の基準電圧を上昇させる。

【０５９８】前記電圧変換部から出力される前記第２の
電圧が前記所望の電圧に到達していることを前記モニタ
回路が検出した場合には、前記第３の基準電圧生成器
は、前記第２の基準電圧を低下させる。

【０５９９】前記制御部は、前記電圧変換部から出力さ
れる前記第２の電圧の時間変化をモニタするモニタ回路
をさらに備えており、前記電圧変換部から出力される前
記第２の電圧が前記所望の電圧に到達しないことを前記
モニタ回路が検出した場合には、前記制御部は、前記第
３の検出器によって前記第１の接続点の電圧が前記所定
の第２の電圧に到達したことが検出されてから所定の時
間が経過した後に前記スイッチの状態が閉状態から開状
態に変化するように前記スイッチを制御する。

【０６００】前記制御部は、前記第３の検出器によって
前記第１の接続点の電圧が前記所定の第２の電圧に到達
したことが検出されてから所定の時間が経過した後に前
記スイッチの状態が閉状態から開状態に変化するように
前記スイッチを制御する。

【０６０１】（産業上の利用可能性）本発明の電源装置
によれば、エネルギー保存手段に含まれるインダクタと
第１の容量と第２の容量とによってエネルギー保存手段
の外部にエネルギーを実質的に漏らさない閉じた系が形
成される。エネルギー保存手段の外部にエネルギーが実
質的に漏れないため、電源装置におけるエネルギーの損
失がほとんどない。これにより、低消費電力型の電源装
置を提供することができる。

【０６０２】また、第１の容量と第２の容量とをそれぞ
れ所定値に設定することにより、第１の接続点および第
２の接続点のそれぞれから様々なタイプの電圧波形を負
荷に供給することができる。また、本発明の電源装置は
ＬＳＩ用の電源として適している。

【０６０３】本発明の電圧変換器によれば、被電圧供給
回路によって消費された電力に実質的に等しい電力を電
源から電圧変換部に供給するように、電圧変換部が制御
される。これにより、電圧変換におけるエネルギー損失
の少ない高効率（９０％以上）の電圧変換器を実現する
ことが可能となる。

【０６０４】また、本発明の他の電圧変換器によれば、
電源と共振回路とがスイッチを介して接続され、そのス
イッチの開閉動作は、制御部によって制御される。共振
回路は、インダクタと、第１の接続点においてそのイン
ダクタの一端に接続された第１の容量と、第２の接続点
においてそのインダクタの他端に接続された第２の容量
とを含んでいる。そのスイッチの開閉動作を所定のタイ
ミングで行うことにより、電圧変換におけるエネルギー
損失の少ない電圧変換器を実現することが可能となる。

【０６０５】スイッチの開閉動作の制御は、共振回路に
おける第１の接続点の電圧が電源電圧に近づいたときに
スイッチを閉状態として電源から共振回路に電流を流し
込むことにより、スイッチの両端子間の電圧差を小さく
して電流を共振回路に流し込むことができる。さらに、
スイッチの状態を開状態から閉状態に移行した後に、共
振回路における第１の接続点の電圧が電源電圧よりも高
くなる前に閉状態から開状態に移行することにより、共
振回路から電源に電流が逆流することを防いでいる。そ
して、電源から共振回路に流れ込む電流が一定のとき
（負荷で消費される電力が一定ならば、電源から共振回
路に流れ込む電流は一定になる。）スイッチの両端子間
の電圧差が小さいほどスイッチで消費される電力が小さ
くなり電圧変換効率は向上する。さらに、共振回路から
電源に電流が逆流することを防止することによって電力
消費が低減する。

【０６０６】本発明の他の電圧変換器によれば、変換効
率の異なる２つの電圧変換器を組み合わせることによ
り、変換効率の良い電圧変換器を実現することができ
る。

【０６０７】本発明の半導体集積回路によれば、電源装
置はＬＣ共振回路を含んでおり、ＬＣ共振回路の共振周
波数は、電源電圧から電源電圧が供給される回路ブロッ
クによって使用される周波数帯域において、共振周波数
に基づいて決定されるノイズの強さが所定の値以下とな
るように設定されている。これにより、ＬＣ共振回路に
よって発生するノイズによって回路ブロックの特性が低
下することを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電源装置２００の構成を示す図で
ある。

【図２Ａ】エネルギー保存回路２２０において動的エネ
ルギーが容量２２３と容量２２５との間をインダクタ２
２１を介して循環しながら一定に保たれることを模式的
に示す図である。

【図２Ｂ】エネルギー保存回路２２０において動的エネ
ルギーが容量２２３と容量２２５との間をインダクタ２
２１を介して循環しながら一定に保たれることを模式的
に示す図である。

【図２Ｃ】エネルギー保存回路２２０において動的エネ
ルギーが容量２２３と容量２２５との間をインダクタ２
２１を介して循環しながら一定に保たれることを模式的
に示す図である。

【図２Ｄ】エネルギー保存回路２２０において動的エネ
ルギーが容量２２３と容量２２５との間をインダクタ２
２１を介して循環しながら一定に保たれることを模式的
に示す図である。

【図２Ｅ】エネルギー保存回路２２０において動的エネ
ルギーが容量２２３と容量２２５との間をインダクタ２
２１を介して循環しながら一定に保たれることを模式的
に示す図である。

【図３】Ｃ₁＞＞Ｃ₂の場合における、接続点２２２の交
流電圧波形の一例を示す図である。

【図４Ａ】交流電圧波形の例を示す図である。

【図４Ｂ】交流電圧波形の例を示す図である。

【図５】寄生ダイオード２５０を含むＬＳＩを電源装置
２００の接続点２２２に接続した場合の等価回路を示す
図である。

【図６Ａ】エネルギー供給回路２１０の構成を示す図で
ある。

【図６Ｂ】エネルギー供給回路２１０の構成を示す図で
ある。

【図６Ｃ】エネルギー供給回路２１０の構成を示す図で
ある。

【図６Ｄ】エネルギー供給回路２１０の構成を示す図で
ある。

【図７Ａ】電圧ｖの波形と電流ｉ₁の波形とを示す図で
ある。

【図７Ｂ】電圧ｖの波形と電流ｉ₁の波形とを示す図で
ある。

【図７Ｃ】電圧ｖの波形と電流ｉ₁の波形とを示す図で
ある。

【図７Ｄ】電圧ｖの波形と電流ｉ₁の波形とを示す図で
ある。

【図７Ｅ】電圧ｖの波形と電流ｉ₁の波形とを示す図で
ある。

【図８】電源装置１３０１の構成を示す図である。

【図９Ａ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図９Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図１０Ａ】動的エネルギーを検出する処理の手順を示
すフローチャートである。

【図１０Ｂ】静的エネルギーを検出する処理の手順を示
すフローチャートである。

【図１１Ａ】電源装置１３０２の構成を示す図である。

【図１１Ｂ】素子３９１の構成を示す図である。

【図１１Ｃ】素子３９１の構成を示す図である。

【図１１Ｄ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図１２】電源装置１３０３の構成を示す図である。

【図１３Ａ】電源装置１３０４の構成を示す図である。

【図１３Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図１４】動的エネルギーを調整する処理の手順を示す
フローチャートである。

【図１５】スイッチ部２１２ｅの構成例を示す図であ
る。

【図１６Ａ】ＤＣタイプの電源装置２０１の構成を示す
図である。

【図１６Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図１７Ａ】ＡＣタイプの電源装置２０２の構成を示す
図である。

【図１７Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図１８Ａ】ＤＣ−ＡＣタイプの電源装置２０３の構成
を示す図である。

【図１８Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図１９Ａ】ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０４の構成
を示す図である。

【図１９Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２０Ａ】ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０５の構成
を示す図である。

【図２０Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２１】ＡＣ−ＡＣタイプの電源装置２０６の構成を
示す図である。

【図２２】接続点おける電圧波形を示す図である。

【図２３Ａ】期間Ｔ₁〜Ｔ₄のそれぞれにおける電荷の移
動を示す図である。

【図２３Ｂ】期間Ｔ₁〜Ｔ₄のそれぞれにおける電荷の移
動を示す図である。

【図２３Ｃ】期間Ｔ₁〜Ｔ₄のそれぞれにおける電荷の移
動を示す図である。

【図２３Ｄ】期間Ｔ₁〜Ｔ₄のそれぞれにおける電荷の移
動を示す図である。

【図２４Ａ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２４Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２５Ａ】エネルギー再利用ＤＣタイプの電源装置１
２０２の構成を示す図である。

【図２５Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２６Ａ】エネルギー再利用ＡＣ−ＡＣタイプの電源
装置１２０３の構成を示す図である。

【図２６Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２７Ａ】エネルギー再利用ＡＣ−ＤＣタイプの電源
装置１２０４の構成を示す図である。

【図２７Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２８Ａ】エネルギー再利用ＤＣ−ＡＣタイプの電源
装置１２０５の構成を示す図である。

【図２８Ｂ】接続点における電圧波形を示す図である。

【図２９】本発明による電圧変換器２０の構成を示す図
である。

【図３０】電圧変換部３の構成を示す図である。

【図３１】共振回路１４０の等価回路を示す図である。

【図３２】電圧変換器２０の動作を示す図である。

【図３３】定常動作期間における電圧変換器２０の動作
を示す図である。

【図３４】電圧変換部３の端子３ｃの電圧変化（波形
ａ）と、電圧変換部３の端子３ｅの電圧変化（波形ｂ）
とを示す図である。

【図３５】定常動作状態における波形ａと波形ｂとを示
す図である。

【図３６】定常動作状態における波形ａと波形ｂとを示
す図である。

【図３７Ａ】検出器８の構成を示す図である。

【図３７Ｂ】検出器８の動作を示す図である。

【図３８】負荷２がデジタルＬＳＩである場合に、ノイ
ズの影響を低減する方法を示す図である。

【図３９Ａ】検出器１５の構成を示す図である。

【図３９Ｂ】検出器１５の動作を示す図である。

【図４０】電圧変換器２０の他の構成を示す図である。

【図４１】モニタ６６１の処理の手順を示す制御フロー
である。

【図４２】図４１の制御フローを実現するための回路構
成例を示す図である。

【図４３】基準電圧生成器１４から出力される電圧Ｖ_s
が変化する様子を示す図である。

【図４４】電圧Ｖ_cを決定する処理の手順を示す制御フ
ローである。

【図４５】本発明による電圧変換器の他の構成を示す図
である。

【図４６】電圧変換器２０と従来のＤＣ／ＤＣ変換器６
１とを組み合わせることにより、電圧変化の速度を大き
くする様子を示す図である。

【図４７】ＤＣ／ＤＣ変換器６１の電圧変換部５４と電
圧変換器２０の電圧変換部３との間に共用することがで
きる回路部分があることを示す図である。

【図４８Ａ】電圧変換部３の他の構成を示す図である。

【図４８Ｂ】電圧変換部３の他の構成を示す図である。

【図４９Ａ】電圧変換部３の他の構成を示す図である。

【図４９Ｂ】電圧変換部３の他の構成を示す図である。

【図５０】電圧変換器２０の他の動作手順を示す図であ
る。

【図５１Ａ】従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１の構成を示す
図である。

【図５１Ｂ】従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１の構成を示す
図である。

【図５２】ＬＳＩのノイズの発生機構を説明する図であ
る。

【図５３Ａ】従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１における負荷
の消費電力Ｐ_Lと変換損失Ｐ_tとの関係を示す図である。

【図５３Ｂ】本発明による電圧変換器２０における負荷
の消費電力Ｐ_Lと変換損失Ｐ_tとの関係を示す図である。

【図５４Ａ】従来のＤＣ／ＤＣ変換器６１における負荷
の消費電力Ｐ_Lと総合損失率η_Ctとの関係を示す図であ
る。

【図５４Ｂ】本発明による電圧変換器２０における負荷
の消費電力Ｐ_Lと総合損失率η_Ctとの関係を示す図であ
る。

【図５５】複数の負荷に異なる電源電圧を供給する電源
装置の構成を示す図である。

【図５６】接続点における電圧波形を示す図である。

【図５７】エネルギー保存回路２２０を中心とした動的
エネルギーおよび静的エネルギーの流れを示す図であ
る。

【図５８Ａ】エネルギー供給回路２１０の他の構成を示
す図である。

【図５８Ｂ】接続点２２２の電圧変化（波形（Ａ））と
接続点２２４の電圧変化（波形（Ｂ））とを示す図であ
る。

【図５９】電圧変換器１５００の構成を示す図である。

【図６０Ａ】電圧変換部１５０１の構成を示す図であ
る。

【図６０Ｂ】電圧変換部１５０１の構成を示す図であ
る。

【図６１Ａ】電源電圧Ｖ_DDを降圧する様子を示す図であ
る。

【図６１Ｂ】電源電圧Ｖ_DDを降圧する様子を示す図であ
る。

【図６１Ｃ】電源電圧Ｖ_DDを降圧する様子を示す図であ
る。

【図６２Ａ】制御部１５１８が電圧変換部１５０１のス
イッチ１５０２をオンオフするタイミングを示す制御フ
ロー図である。

【図６２Ｂ】制御部１５１８が電圧変換部１５０１のス
イッチ１５０６をオンオフするタイミングを示す制御フ
ロー図である。

【図６３Ａ】スイッチ１５０６のオンオフのタイミング
を示す図である。

【図６３Ｂ】スイッチ１５０６のオンオフのタイミング
を示す図である。

【図６４】電圧変換器１６００の構成を示す図である。

【図６５】電圧変換部１６０１の構成を示す図である。

【図６６】定常状態における電圧変換部１６０１の各点
の電圧変化を示す図である。

【図６７】端子１６０１ｅの電圧の位相と端子１６０１
ｆの電圧の位相との間の関係を調整する様子を示す図で
ある。

【図６８Ａ】端子１６０１ｅの電圧（曲線Ｅ）と端子１
６０１ｆの電圧（曲線Ｆ）とが逆位相となる様子を示す
図である。

【図６８Ｂ】端子１６０１ｅの電圧（曲線Ｅ）と端子１
６０１ｆの電圧（曲線Ｆ）とが逆位相となる様子を示す
図である。

【図６９】制御部１６３２が電圧変換部１６０１のスイ
ッチ１６１９をオンオフするタイミングを示す制御フロ
ー図である。

【図７０】制御部１６３２が電圧変換部１６０１のスイ
ッチ１６２０をオンオフするタイミングを示す制御フロ
ー図である。

【図７１】電圧変換器１７００の構成を示す図である。

【図７２】電圧変換部１７０１の構成を示す図である。

【図７３Ａ】第１の基本共振回路の構成を示す図であ
る。

【図７３Ｂ】第２の基本共振回路の構成を示す図であ
る。

【図７４】定常状態における電圧電圧変換部１７０１の
各点の電圧変化を示す図である。

【図７５】システムＬＳＩの１つの実施形態を示す図で
ある。

【図７６】ＬＣ共振回路の共振周波数に対するノイズの
強さの分布を示す図である。

【図７７】ＬＣ共振回路を含む電源装置１８０６と中間
周波および高周波アナログ回路ブロック１８０２とが異
なるチップ上に形成されている例を示す図である。

【図７８】システムＬＳＩ１８０７と中間周波および高
周波アナログ回路ブロック１８０２との距離Ｄに対する
ノイズの強さの分布を示す図である。

【図７９】Ｌ−Ｃ構成のＬＣ共振回路を含む電源装置１
８０６の構成を示す図である。

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5F038 AZ04 AZ10 BB04 BB08 BH03 BH04 BH05 BH15 BH19 DF01 EZ20 5H730 AA02 BB13 BB14 DD04 DD26 5J055 AX25 AX47 AX54 BX16 CX19 DX14 DX22 EX07 EY05 EY10 EY21 EZ10 EZ52 FX05 FX12 FX17 GX01 GX05

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＬＣ共振回路を含む電源装置と、 前記電源装置から電源電圧を供給される少なくとも１つ
   の回路ブロックとを備えた半導体集積回路であって、 前記ＬＣ共振回路の共振周波数は、前記少なくとも１つ
   の回路ブロックによって使用される周波数帯域におい
   て、前記共振周波数に基づいて決定されるノイズの強さ
   が所定の値以下となるように設定されている、半導体集
   積回路。
2. 【請求項２】 前記電源装置と前記少なくとも１つの回
   路ブロックとは、単一の半導体チップ上に形成されてい
   る、請求項１に記載の半導体集積回路。
3. 【請求項３】 前記電源装置と前記少なくとも１つの回
   路ブロックとは、異なる半導体チップ上に形成されてい
   る、請求項１に記載の半導体集積回路。
4. 【請求項４】 前記電源装置は、直流電圧を前記少なく
   とも１つの回路ブロックに供給する、請求項１に記載の
   半導体集積回路。