JP2002300758A - Permanent magnet motor - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To solve the defect in conventional permanent magnet motors that reduction of the cogging torque is not sufficient. SOLUTION: In the permanent magnet motor comprising permanent magnets and armatures having a plurality of winding slots opposed to the permanent magnets with an air gap in between, a plurality of auxiliary slots are disposed on the magnet pole surface of the armature, so that two vectors compounded from a vector of each auxiliary slot are disposed in the 120-degree facing position with the vectors of the winding slots in the sixth harmonic wave plane and 86% or less of the whole width is constituted of the width of the waveform whose amplitude is 90% or more of the peak value of the magnetomotive force waveform of the permanent magnet.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は永久磁石モータ、特
に永久磁石に空隙を介して対向配置した電機子とより成
り、コギングトルクを低減できる永久磁石モータに関す
るものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a permanent magnet motor, and more particularly, to a permanent magnet motor comprising an armature opposed to a permanent magnet via a gap and capable of reducing cogging torque.

【０００２】[0002]

【従来の技術】補助溝を設けることによってコギングト
ルクを低減せしめた永久磁石モータは、例えば特公平7
−79541号公報に示すように既知である。2. Description of the Related Art A permanent magnet motor in which cogging torque is reduced by providing an auxiliary groove is disclosed in
It is known as shown in -79541.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】然しながら、従来この
種の永久磁石モータでは，未だコギングトルクの低減が
十分ではない。However, in the conventional permanent magnet motor of this type, the cogging torque has not yet been sufficiently reduced.

【０００４】本発明の目的は上記の要望を達成できる永
久磁石モータを得るにある。[0004] It is an object of the present invention to provide a permanent magnet motor capable of achieving the above-mentioned needs.

【０００５】（鉄心溝で発生するコギングトルクの極小
化）(Minimization of cogging torque generated in iron core groove)

【０００６】一般に、電磁機械系において発生するトル
クは仮想仕事の原理から、磁束一定のもとに数１のよう
に求められる。In general, the torque generated in an electromagnetic mechanical system can be obtained from the principle of virtual work as expressed by Equation 1 with a constant magnetic flux.

【０００７】[0007]

【数１】 (Equation 1)

【０００８】ここでＷ_mは全磁気エネルギー、θは回転
角度である。Where W _m is the total magnetic energy and θ is the rotation angle.

【０００９】コギングトルクについて考えると、Ｗ_mは
永久磁石による磁気エネルギーとなり、磁石と鉄心内部
および空隙部に蓄えられる。しかるに、磁石内部の磁気
エネルギーは殆んど一定であり、鉄心は高透磁率のため
その中のエネルギーは非常に小さいので、コギングトル
クＴ_cは空隙部の磁気エネルギーＷ_gのみの角度微分で数
２のように表すことができる。[0009] Considering cogging torque, W _m becomes magnetic energy of the permanent magnet, is stored in the magnet and the iron core inside and the gap portion. However, since the magnetic energy inside the magnet is almost constant and the energy in the core is very small because of the high magnetic permeability, the cogging torque _Tc is _{calculated by} the angular differentiation of only the magnetic energy Wg in the gap. 2 can be expressed.

【００１０】[0010]

【数２】 (Equation 2)

【００１１】簡単のため、ここでは鉄心が回転し、磁気
エネルギーはすべて円筒空隙部に蓄えられると仮定し、
固定子と回転子の相対角度がθのときの磁気エネルギー
をＷ _g（θ）とすると、これは次の空隙部周回積分で数
３で表される。For the sake of simplicity, here the iron core rotates,
Assuming that all energy is stored in the cylindrical cavity,
Magnetic energy when the relative angle between stator and rotor is θ
To W _g(Θ), this will be a number
It is represented by 3.

【００１２】[0012]

【数３】 (Equation 3)

【００１３】ここで、ｌ_gは空隙長、Ｌ_sは実効鉄心積
厚、μ₀は真空透磁率、ｒ_gは空隙部の平均半径、Ｂ
_g（θ＋γ）は角度θ回転した鉄心内の角度γに対する
空隙磁束密度分布である。Here, 1 _g is the gap length, L _s is the effective core thickness, μ ₀ is the vacuum permeability, r _g is the average radius of the gap, B B
_g (θ + γ) is the air gap magnetic flux density distribution with respect to the angle γ in the iron core rotated by the angle θ.

【００１４】ところで、図１に示すような溝のない平滑
鉄心１の場合には、巻線溝がないので回転によるコギン
グトルクは発生しない。従って、数３の磁場エネルギー
Ｗ_g（θ）も回転角度θに無関係に一定である。一方、
巻線溝のある場合はその角度γにおいてＢ_g（ξ）従っ
て、Ｂ_g ²（ξ）が実質的に欠落し、これによってコギン
グトルクが発生すると考えることができる（ξ＝θ＋
γ）。そこで、この溝による欠落部分の磁気エネルギー
をδＷ_gとするとＷ_gは数４〜数６で表することができ
る。By the way, in the case of the smooth iron core 1 having no groove as shown in FIG. 1, no cogging torque due to rotation is generated because there is no winding groove. Therefore, the magnetic field energy W _g (θ) in _Equation 3 is also constant irrespective of the rotation angle θ. on the other hand,
If there is a winding groove, B _g (ξ) and, therefore, B _g ² (に お い て) are substantially missing at that angle γ, which can be considered to generate cogging torque (ξ = θ +
γ). Therefore, if the magnetic energy of the portion missing by this groove is δW _g , W _g can be expressed by Equations 4 to 6.

【００１５】[0015]

【数４】 (Equation 4)

【００１６】[0016]

【数５】 (Equation 5)

【００１７】[0017]

【数６】 (Equation 6)

【００１８】ここで、Ｗ_gは平滑鉄心における空隙部の
磁気エネルギー、_sは溝の数、γ_kはｋ番目の巻線溝の角
度、ｋ_skはｋ番目の巻線溝の形状で決まる係数、Ｂ
_g（θ＋γ_k）はｋ番目の溝位置の空隙磁束密度である。Here, W _g is the magnetic energy of the air gap in the smooth iron core, _s is the number of grooves, γ _k is the angle of the k-th winding groove, and k _sk is a coefficient determined by the shape of the k-th winding groove. , B
_g (θ + γ _k ) is the air gap magnetic flux density at the k-th groove position.

【００１９】数４〜数５を数２に入れると、コギングト
ルクは数７で与えられる。By substituting Equations 4 to 5 into Equation 2, the cogging torque is given by Equation 7.

【００２０】[0020]

【数７】 (Equation 7)

【００２１】数７の右辺は、巻線溝によって抜けた磁気
エネルギー部分の和である。これは、あたかも半導体工
学におけるホール（孔）の作用に類似していると言うこ
とができる。即ち、「溝による磁気エネルギーの減少分
が、コギングトルクを発生している」と言うことができ
る。そこで、以下ではこの観点からコギングトルクの低
減法を検討する。The right side of the equation (7) is the sum of the magnetic energy portions released by the winding grooves. This can be said to be similar to the action of a hole in semiconductor engineering. That is, it can be said that "the amount of decrease in magnetic energy due to the groove generates cogging torque". Therefore, a method for reducing the cogging torque will be discussed below from this viewpoint.

【００２２】Ｂ_g（ξ）の形を知るために、鉄心表面に
ホール素子を添着して回転させ空隙磁束の分布状況を測
定した結果を図２に示す。この形に近似するように、空
隙磁束密度分布を電気角ｐξに対して図３の形に仮定し
て、解析を進めることにする。βは傾斜部分の比率であ
って数８の区間では磁束密度は正弦波の４半周期の形状
で変化するものとする。これを数９で示す。FIG. 2 shows the results of measuring the distribution of air gap magnetic flux by rotating a body with a Hall element attached to the surface of the iron core in order to know the shape of B _g (ξ). In order to approximate this form, the analysis will be proceeded by assuming the air gap magnetic flux density distribution in the form of FIG. 3 with respect to the electrical angle pξ. β is the ratio of the inclined portion, and the magnetic flux density changes in the form of a quarter cycle of a sine wave in the section of Expression 8. This is shown by Equation 9.

【００２３】[0023]

【数８】 (Equation 8)

【００２４】[0024]

【数９】 (Equation 9)

【００２５】これを、フーリエ級数に展開すると奇数次
の項のみからなる数１０の形になる。When this is expanded into a Fourier series, the form of the equation (10) consisting of only odd-order terms is obtained.

【００２６】[0026]

【数１０】 (Equation 10)

【００２７】係数は数１１と数１２で与えられる。The coefficients are given by Equations 11 and 12.

【００２８】β＝０のときWhen β = 0

【００２９】[0029]

【数１１】 [Equation 11]

【００３０】[0030]

【数１２】 (Equation 12)

【００３１】また、β＝１のときは、基本波のみとな
る。When β = 1, there is only a fundamental wave.

【００３２】Ｂ_g（ξ）を２乗したＢ_g ²（ξ）は、数１
３のように偶数次の項のみからなる偶関数で表される。[0032] B _g (ξ) the squared B _g ² (ξ), the number 1
3, it is represented by an even function consisting of only even-order terms.

【００３３】[0033]

【数１３】 (Equation 13)

【００３４】βに対するＢ_g ²（ξ）の各高調波係数a_2n
の変化を、図４に示す。βが０の場合は方形波、１では
純粋の正弦波になる。ここでは、２次成分が基本波に相
当し、次数が小さいほど値が大きいが、βの変化に対し
て中間に極大値を持っていることがわかる。Each harmonic coefficient a _2n of B _g ² (ξ) with respect to β
Are shown in FIG. When β is 0, it is a square wave, and when β is 1, it is a pure sine wave. Here, the secondary component corresponds to the fundamental wave, and the smaller the order, the larger the value. However, it can be seen that the secondary component has a local maximum value with respect to the change in β.

【００３５】数１３を数７に用いると、数１４が得られ
る。When Equation 13 is used for Equation 7, Equation 14 is obtained.

【００３６】[0036]

【数１４】 [Equation 14]

【００３７】数１４より、コギングトルクを最小にする
条件は、影響の大きい低次の調波（ｎ＝１、２、３・・
・）のできるだけ多くにおいて、巻線溝に起因する成分
の和を数１５に示すように零にすればよいことになる。From the equation (14), the condition for minimizing the cogging torque is that the low-order harmonics (n = 1, 2, 3,.
In as many cases as possible, the sum of the components caused by the winding grooves should be zero as shown in Expression 15.

【００３８】[0038]

【数１５】 (Equation 15)

【００３９】これが、鉄心溝によるコギングトルク極小
化の原理である。次に、この原理に基づいて、３相永久
磁石モータについて、コギングトルの低減法の検討を進
める。This is the principle of minimizing the cogging torque by the iron core groove. Next, based on this principle, a study will be made on a method of reducing the cogging torque for the three-phase permanent magnet motor.

【００４０】（３相巻線溝におけるコギングトルク極小
化）(Minimization of cogging torque in three-phase winding groove)

【００４１】最近の小形モータで主流となっている図５
のような非ラップ集中巻構造について検討する。図５に
おいて２は環状の４極永久磁石、３は６個の磁極を形成
する電機子、４は６個の巻線溝を示す。FIG. 5 shows a mainstream of recent small motors.
Consider a non-wrap concentrated winding structure like this. In FIG. 5, reference numeral 2 denotes an annular four-pole permanent magnet, 3 denotes an armature forming six magnetic poles, and 4 denotes six winding grooves.

【００４２】３相巻線が可能な巻線溝は、次の条件を満
足しなければならない。A winding groove capable of three-phase winding must satisfy the following conditions.

【００４３】（１）溝数_sが３の倍数である。(1) The number of grooves _s is a multiple of three.

【００４４】（２）電気角で120°の位相差を持つ３相
巻線ができる。(2) A three-phase winding having a phase difference of 120 ° in electrical angle is formed.

【００４５】ここで、数１５の成分を数１６に示す複数
ベクトルＡ_nkで表し、これを、溝ベクトルと呼ぶことに
する。Here, the component of _Equation 15 is represented by a plurality of vectors _Ank shown in _Equation 16, and this is referred to as a groove vector.

【００４６】[0046]

【数１６】 (Equation 16)

【００４７】一例として図５に示す４極６巻線溝（ｐ＝
２、ｓ＝６）のブラシレスモータについて、ｎ＝１、２
の場合の第２次及び第４次調波平面におけるベクトル図
を示すと図６Ａ、図６Ｂのようになり、３ベクトルごと
にバランスして数１５の関係を満たしていることがわか
る。しかるに、ｎ＝３の場合には、すべてのＡ_6kが同じ
０°位置に重なってバランスが崩れる。従って、この場
合は第６次調波によってコギングトルクが発生すること
になる。As an example, a four-pole, six-turn groove (p =
2, s = 6), n = 1, 2
FIG. 6A and FIG. 6B show vector diagrams on the second and fourth harmonic planes in the case of (1). It can be seen that the balance of every three vectors satisfies the relationship of Expression 15. However, when n = 3, all A _6k overlap at the same 0 ° position and the balance is lost. Therefore, in this case, cogging torque is generated by the sixth harmonic.

【００４８】一般的に、θ＝０のとき_s番目の角度はξ_x
=２π（360°）であるから、その高調波次数の電機角度
４npπの間を等分割する異方向ベクトルが存在する限
り、全溝ベクトルがバランスして数１５が成立する。然
しながら、高次になってベクトルの間隔が２_iπ（ｉ：
整数）になると、全ベクトルが同一方向に重なってバラ
ンスしなくなる。このとき、_s＝３ｍ（ｍ：自然数）と
して数１７が成立する。Generally, when θ = 0, the _s- th angle is ξ _x
= 2π (360 °), so that as long as there is a different direction vector that equally divides between the machine angles 4npπ of the harmonic order, all the groove vectors are balanced and Equation 15 is established. However, at higher orders, the vector spacing is 2 _i π (i:
(Integer), all the vectors overlap in the same direction and are not balanced. At this time, _Expression 17 is satisfied as _s = 3 m (m: natural number).

【００４９】[0049]

【数１７】 [Equation 17]

【００５０】前記の４極６スロットは、ｐ＝２、ｍ＝
２、ｎ＝３、ｉ＝２で、数１７が成立する場合である。The four poles and six slots have p = 2 and m =
This is a case where Equation 17 holds when 2, n = 3 and i = 2.

【００５１】数１７によるアンバランスは、ｐまたはｎ
が３の倍数のときに成立する。前者は３相条件（２）を
満足しない場合もあり、またｎが３の倍数でない場合に
もコギングトルクを発生するので、避けるべき磁極数で
ある。The imbalance according to Equation 17 is p or n
Is a multiple of three. In the former case, the three-phase condition (2) may not be satisfied, and even when n is not a multiple of 3, cogging torque is generated.

【００５２】以上によって、ｎ＝３またはその倍数のと
きに、数１７が成立しない組み合わせを選ぶことが、コ
ギングトルク低減法になる。As described above, when n = 3 or a multiple thereof, selecting a combination that does not satisfy Equation 17 is a cogging torque reduction method.

【００５３】これより、永久磁石モータ用巻線として優
れている非ラップ集中巻（図５参照）に関して、上記に
よって見い出したコギングトルク極小化を達成する巻線
溝数と磁極数の組み合わせの代表例を表１に示す。溝数
６以下では、第６次調波によるコギングトルクを発生し
ないという点で、極小化の組み合わせが存在しない。ま
た、従来よりよく用いられている３対２或は３対４の溝
／極組み合わせもコギングトルク極小化の組み合わせと
は言えない。Thus, with respect to the non-wrap concentrated winding (see FIG. 5) which is excellent as a winding for a permanent magnet motor, a typical example of the combination of the number of winding grooves and the number of magnetic poles which achieves the minimization of cogging torque found above. Are shown in Table 1. When the number of grooves is six or less, there is no combination of minimization in that cogging torque due to the sixth harmonic is not generated. Further, a 3/2 or a 3/4 groove / pole combination that is often used conventionally cannot be said to be a combination for minimizing the cogging torque.

【００５４】表１には、第６次のつぎに問題となる第１
２次のコギングトルクバランスの判定を併せ示した（溝
数２４磁極数２０と２８の場合が×、２２と２６が〇で
ある）。Table 1 shows that the first problem, which is the next problem after the sixth order,
Judgment of secondary cogging torque balance is also shown (x in the case of 24 grooves and 20 and 28 magnetic poles, and Δ in 22 and 26).

【００５５】[0055]

【表１】 [Table 1]

【００５６】図７Ａ、図７Ｂに代表例として、１２巻線
溝１０極（12−S／10−P）モータと９巻線溝８極（9−S
／8−P）モータ構造について第６調波空間でのベクトル
関係を示す。前者では180°の対向する位置の２ベクト
ルに集中しているのに対し、後者は120°間隔の３ベク
トルに集中してバランスしている。FIGS. 7A and 7B show a motor having 12 winding grooves and 10 poles (12-S / 10-P) and a 9 winding groove and 8 poles (9-S
/ 8-P) The vector relationship in the sixth harmonic space for the motor structure is shown. The former concentrates on two vectors at 180 ° opposing positions, while the latter balances on three vectors at 120 ° intervals.

【００５７】次に、表２に含まれないスロット数と磁極
数の小さい組み合わせについて、補助溝の挿入によるコ
ギングトルクの極小化法を検討する。この場合には、第
６次調波平面の溝ベクトルが全て０位相の一直線に並ぶ
ためにコギングトルクが発生するので、これをバランス
する位置に補助溝を挿入するのが有効である。Next, for a combination of the number of slots and the number of magnetic poles not included in Table 2, a method of minimizing cogging torque by inserting an auxiliary groove will be examined. In this case, cogging torque is generated because all the groove vectors on the sixth harmonic plane are aligned in a straight line of 0 phase, so that it is effective to insert an auxiliary groove at a position that balances this.

【００５８】補助溝は、図７の類推から、（a）対称位
相位置挿入と、（b）120°位置挿入の両者が考えられ
る。先ず、（a）の対称位置挿入について検討する。巻
線溝と補助溝の間の角度をζとすると、数１８が成立す
る。From the analogy of FIG. 7, it is conceivable that both the (a) insertion of the symmetrical phase position and the (b) insertion of the 120 ° position are used as the auxiliary grooves. First, the symmetric position insertion of (a) will be discussed. Assuming that the angle between the winding groove and the auxiliary groove is ζ, Expression 18 holds.

【００５９】[0059]

【数１８】 (Equation 18)

【００６０】同様にして、（b）の120°位置挿入を考え
ると数１９のようになる。Similarly, when the 120 ° position insertion of (b) is considered, Equation 19 is obtained.

【００６１】[0061]

【数１９】 [Equation 19]

【００６２】数１８及び数１９による補助溝位置ζの代
表例を表２に示す。なお、数１９の場合には３ベクトル
でバランスさせるために、±角度位置の両方に設ける必
要がある。Table 2 shows typical examples of the auxiliary groove position に よ る according to the equations (18) and (19). In the case of Equation 19, it is necessary to provide at both ± angle positions in order to balance with three vectors.

【００６３】[0063]

【表２】 [Table 2]

【００６４】代表例として、図８に６スロット４極モー
タの電機子３の磁極面４に補助溝５を設けた例を示す。
このときのベクトル関係を図９に示す。ここで、溝ベク
トルASは巻線溝に対応し、AG1、AG2、AG3、AG4は補助溝
G1、G2、G3、G4に対応する溝ベクトルである。一般に、
補助溝は巻線溝に比べて幅、深さとも小さいので、２個
の補助溝で１個の巻線溝の影響をキャンセルすることを
ねらっている。即ち、図９では補助溝G1、G4の位置がス
ロット位置から±10°、G3、G2が±40°の位置にあるの
で、第６次調波平面ではその６ｐ倍の±120°および±2
40°となって、図示の配置となり溝ベクトルとバランス
する関係になる。As a typical example, FIG. 8 shows an example in which an auxiliary groove 5 is provided on the magnetic pole surface 4 of the armature 3 of a 6-slot 4-pole motor.
FIG. 9 shows the vector relation at this time. Here, the groove vector AS corresponds to the winding groove, and AG1, AG2, AG3, and AG4 are auxiliary grooves.
These are groove vectors corresponding to G1, G2, G3, and G4. In general,
Since the width and depth of the auxiliary groove are smaller than those of the winding groove, the effect of the effect of one winding groove is intended to be canceled by two auxiliary grooves. That is, in FIG. 9, since the positions of the auxiliary grooves G1 and G4 are ± 10 ° from the slot position, and G3 and G2 are ± 40 ° from the slot position, the sixth harmonic plane is ± 120 ° and ± 2 ° which is 6p times as large.
At 40 °, the arrangement is as shown in the figure, and the relationship is balanced with the groove vector.

【００６５】また、図９より明らかなように、２個の補
助溝ベクトルのベクトル和がスロットベクトルとバラン
スすればよい。従って、夫々の構成ベクトルの位置角度
は一方が既定角度より少し小さく他方が少し大きくて
も、合成値がバランス位置にあればよい。As is clear from FIG. 9, the vector sum of the two auxiliary groove vectors only needs to be balanced with the slot vector. Therefore, even if one of the position angles of the respective constituent vectors is slightly smaller than the predetermined angle and the other is slightly larger, it is sufficient that the combined value is at the balance position.

【００６６】図８では、補助溝G1とG4の角度を既定値よ
りわずか小さく、G2とG3の角度を既定値よりわずか大き
くしても、それらの合成値が既定の位置にあればバラン
ス条件が崩れないことになる。In FIG. 8, even if the angles of the auxiliary grooves G1 and G4 are slightly smaller than the predetermined value and the angles of G2 and G3 are slightly larger than the predetermined value, the balance condition is satisfied if their combined value is at the predetermined position. It will not collapse.

【００６７】（FEM磁場解析による検証と改善の検討）(Verification by FEM magnetic field analysis and examination of improvement)

【００６８】以上の検討の結果、磁極と鉄心溝によって
発生するコギングトルクの低減法がまとまったので、次
に２次元有限要素法（FEM）による磁場解析を用いて代
表的な機種について検証し、さらなる改善点についても
検討する。As a result of the above study, a method for reducing the cogging torque generated by the magnetic poles and the iron core grooves has been summarized. Consider further improvements.

【００６９】コギングトルクは、回転子を１磁極分回転
させながら、マクスウェル応力法により計算した。計算
精度を上げるために、空隙部は径方向に３層、周方向に
１°（必要に応じて0.5°）間隔で等分割した３角形メ
ッシュを用いた。また、マクスウェル応力は、空隙中央
部の径方向に隣り合う３角形要素の磁束密度の平均値を
用いて計算した。The cogging torque was calculated by the Maxwell stress method while rotating the rotor by one magnetic pole. In order to increase the calculation accuracy, the gap portion was formed of a triangular mesh equally divided into three layers in the radial direction and equally spaced at intervals of 1 ° (0.5 ° if necessary) in the circumferential direction. The Maxwell stress was calculated using the average value of the magnetic flux densities of the triangular elements adjacent in the radial direction at the center of the gap.

【００７０】表１のモータは８極以上の多極であるが、
高速、低価格、高効率などを強く要求される用途におい
ては、それ以下の磁極数を必要とする場合が生じる。こ
の場合には、前述の補助溝を設ける方法が適している。
ここでは、６巻線溝／４極機について検討する。The motor shown in Table 1 has eight or more poles.
In applications where high speed, low cost, high efficiency, and the like are strongly required, the number of magnetic poles less than that may be required. In this case, the above-described method of providing the auxiliary groove is suitable.
Here, a six winding groove / 4 pole machine will be considered.

【００７１】図８に示す構成について、永久磁石がラジ
アル方向に一様に磁化されているものとしてコギングト
ルクを計算した。然しながら、計算結果は、予期に反し
て全く効果が認められなかった。これは、補助溝がスリ
ットと同形状でないことに原因があると思われたので、
第６および第１２次調波エネルギーを減少させるべく、
磁石両端部の着磁強さを図３のように正弦波的に落とし
て計算を試みた。この結果をまとめて図１０に示す。With respect to the configuration shown in FIG. 8, the cogging torque was calculated assuming that the permanent magnet was uniformly magnetized in the radial direction. However, the results of the calculations did not show any unexpected effect. This seems to be because the auxiliary groove is not the same shape as the slit,
To reduce the sixth and twelfth harmonic energy,
The calculation was attempted with the magnetization strength at both ends of the magnet dropped sinusoidally as shown in FIG. The results are shown in FIG.

【００７２】これより、図８に示す方式の補助溝ではβ
が20％以上にならないと改善効果が出ないことがわかっ
た。実際問題としてβ＝０で着磁することは困難であ
り、着磁ヨークを使う場合は傾斜部βが20％程度あると
思われる。従って、補助溝方式を使う場合にはその方式
に応じて必要な傾斜部を持つように着磁パターンを決め
る必要がある。図１１に、着磁波形の傾斜部比率β＝30
％におけるコギングトルク波形を示す。補助溝なしでは
第６次、補助溝ありでは第１８次調波の脈動が出てお
り、夫々前述した溝によるエネルギーバランスの考え方
と符合している。Thus, in the auxiliary groove of the type shown in FIG.
It was found that the improvement effect would not be obtained unless the value was 20% or more. As a practical matter, it is difficult to magnetize at β = 0, and when using a magnetized yoke, the inclined portion β seems to have about 20%. Therefore, when using the auxiliary groove method, it is necessary to determine a magnetization pattern so as to have a necessary inclined portion according to the method. FIG. 11 shows that the inclination ratio β = 30 of the magnetization waveform.
5 shows a cogging torque waveform in%. The pulsation of the sixth harmonic occurs without the auxiliary groove, and the pulsation of the 18th harmonic occurs with the auxiliary groove, which is consistent with the above-described concept of energy balance by the groove.

【００７３】なお、ここでは磁石外転形構造を用いて計
算したが、これらの結果は図１２に示す磁石内転形でも
略同様に成立する。また、補助溝方式は、正弦波に近い
空隙磁界分布が得られる内転形の極異方性磁石の場合に
最も適していると思われる。Although the calculation is made here using the magnet inversion type structure, these results are substantially the same in the magnet inversion type shown in FIG. The auxiliary groove method is considered to be most suitable for an adduction type polar anisotropic magnet capable of obtaining an air gap magnetic field distribution close to a sine wave.

【００７４】また、上記の補助溝方式では、図１０に示
されるように通常の着磁状態すなわちβ＝１０％以下で
は補助溝なしとの差が見られず、着磁波形をβ＝20％程
度以上にしないとほとんど効果のないことが明らかにな
った。β＝20％以上は、別な表現を用いると、磁石の着
磁波形を正弦波に近づける着磁波形のピーク値の90％以
上ある部分の割合が全体の8６％以下になることに相当
するので、この範囲内で大きい効果があることになる。Further, in the above-mentioned auxiliary groove method, as shown in FIG. 10, no difference is observed between the normal magnetization state, that is, β = 10% or less, and the magnetization waveform is β = 20%. It became clear that there was almost no effect if it did not exceed this level. In other words, β = 20% or more is equivalent to the fact that the ratio of the peak value of 90% or more of the peak value of the magnetized waveform that approximates the magnetized waveform of the magnet to a sine wave becomes 86% or less of the whole. Therefore, there is a great effect within this range.

【００７５】本発明は上記知見をもとになされたもので
ある。The present invention has been made based on the above findings.

【００７６】[0076]

【課題を解決するための手段】本発明の永久磁石モータ
は、永久磁石と、この永久磁石に空隙を介して対向配置
した複数個の巻線溝を有する電機子とより成り、上記電
機子がその磁極面に複数の補助溝を有し、上記各補助溝
が夫々第６次調波平面において上記巻線溝と120°の対
向位置に配置され、上記永久磁石の起磁力波形のピーク
値の大きさの90％以上にある波形の幅が全体の幅の86％
以下であることを特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION A permanent magnet motor according to the present invention comprises a permanent magnet and an armature having a plurality of winding grooves opposed to the permanent magnet via a gap. The magnetic pole surface has a plurality of auxiliary grooves, and each of the auxiliary grooves is disposed at a position facing the winding groove at 120 ° on the sixth harmonic plane, and the peak value of the magnetomotive force waveform of the permanent magnet is set. The width of the waveform that is 90% or more of the size is 86% of the entire width
It is characterized by the following.

【００７７】また、本発明の永久磁石モータは、永久磁
石と、この永久磁石に空隙を介して対向配置した複数個
の巻線溝を有する電機子とより成り、上記電機子がその
磁極面に複数の補助溝を有し、上記各補助溝のベクトル
が夫々第６次調波平面において上記巻線溝のベクトルと
120°離れた対向位置に配置され、上記永久磁石の起磁
力波形のピーク値の大きさの90％以上にある波形の幅が
全体の幅の86％以下であることを特徴とする。Further, the permanent magnet motor of the present invention comprises a permanent magnet and an armature having a plurality of winding grooves arranged opposite to the permanent magnet via a gap, and the armature is provided on the pole face thereof. It has a plurality of auxiliary grooves, and the vector of each auxiliary groove is the same as the vector of the winding groove on the sixth harmonic plane.
The width of a waveform which is arranged at a facing position separated by 120 ° and is 90% or more of the magnitude of the peak value of the magnetomotive force waveform of the permanent magnet is 86% or less of the entire width.

【００７８】上記永久磁石は、内転形の極異方性磁石よ
りなることを特徴とする。The above-mentioned permanent magnet is characterized in that it is made of an adduction type polar anisotropic magnet.

【００７９】[0079]

【発明の実施の形態】以下図面によって本発明の実施例
を説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００８０】本発明の実施例においては図５に示す４極
の永久磁石２と、この永久磁石２に空隙を介して対向配
置した６個の巻線溝４を有する電機子３とより成る永久
磁石モータにおいて、上記電機子３の磁極面５に図８に
示すように４個の補助溝６を設け、上記各補助溝６のベ
クトルが夫々第６次調波平面において上記巻線溝４と12
0°の対向位置となるようにし、上記永久磁石２の起磁
力波形のピーク値の大きさの90％以上にある波形の幅が
全体の幅の86％以下となるようにする。In the embodiment of the present invention, a permanent magnet composed of a four-pole permanent magnet 2 shown in FIG. 5 and an armature 3 having six winding grooves 4 opposed to the permanent magnet 2 via a gap. In the magnet motor, four auxiliary grooves 6 are provided on the magnetic pole surface 5 of the armature 3 as shown in FIG. 8, and the vectors of the auxiliary grooves 6 respectively correspond to the winding grooves 4 in the sixth harmonic plane. 12
The opposing position is set to 0 °, and the width of the waveform that is 90% or more of the magnitude of the peak value of the magnetomotive force waveform of the permanent magnet 2 is set to be 86% or less of the entire width.

【００８１】上記永久磁石２は内転形の極異方性磁石と
なし得る。The permanent magnet 2 can be an adduction type polar anisotropic magnet.

【００８２】[0082]

【発明の効果】上記のように本発明の永久磁石モータに
よれば、コギングトルクを比較的簡単な構成によって低
減でき、また、磁束の周波数が低くなるので本発明を高
速モータに適用すれば更に低振動、高効率化を達成でき
る大きな利益がある。As described above, according to the permanent magnet motor of the present invention, the cogging torque can be reduced by a relatively simple structure, and the frequency of the magnetic flux is reduced. There are great benefits to achieve low vibration and high efficiency.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】溝のない平滑鉄心モデルの説明図である。FIG. 1 is an explanatory diagram of a smooth core model without grooves.

【図２】１０極永久磁石モータの空隙磁束分布説明図で
ある。FIG. 2 is an explanatory diagram of air gap magnetic flux distribution of a 10-pole permanent magnet motor.

【図３】図１に示す平滑鉄心モデルの空隙磁束密度分布
説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of an air gap magnetic flux density distribution of the smooth core model shown in FIG. 1;

【図４】磁束密度分布の傾斜部比率の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of an inclined portion ratio of a magnetic flux density distribution.

【図５】非ラップ集中巻永久磁石モータの説明図であ
る。FIG. 5 is an explanatory diagram of a non-wrap concentrated winding permanent magnet motor.

【図６Ａ】図５に示すモータの第２次調波平面における
溝ベクトル図である。FIG. 6A is a groove vector diagram on a second harmonic plane of the motor shown in FIG. 5;

【図６Ｂ】図５に示すモータの第４次調波平面における
溝ベクトル図である。FIG. 6B is a groove vector diagram on the fourth harmonic plane of the motor shown in FIG. 5;

【図７Ａ】１２スロット１０極モータの第６次調波空間
でのベクトル図である。FIG. 7A is a vector diagram of a 12-slot 10-pole motor in a sixth harmonic space.

【図７Ｂ】９巻線溝８極モータの第６次調波空間でのベ
クトル図である。FIG. 7B is a vector diagram of a 9-winding groove 8-pole motor in a sixth harmonic space.

【図８】６巻線溝４極モータの補助溝位置説明図であ
る。FIG. 8 is an explanatory view of an auxiliary groove position of a six-winding groove four-pole motor.

【図９】図８に示すモータの巻線溝と補助溝のベクトル
説明図である。FIG. 9 is a vector explanatory diagram of a winding groove and an auxiliary groove of the motor shown in FIG. 8;

【図１０】補助溝とコギングトルクの関係を示す線図で
ある。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between auxiliary grooves and cogging torque.

【図１１】補助溝付加時のコギングトルクの波形説明図
である。FIG. 11 is an explanatory diagram of a waveform of a cogging torque when an auxiliary groove is added.

【図１２】内転形極異方性磁石の説明図である。FIG. 12 is a diagram illustrating an adduction polar anisotropic magnet.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 平滑鉄心 ２ 永久磁石 ３ 電機子 ４ ６個の巻線溝 ５ 磁極面 ６ 補助溝 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Smooth iron core 2 Permanent magnet 3 Armature 4 Six winding grooves 5 Magnetic pole surface 6 Auxiliary groove

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 関口 時雄 群馬県桐生市相生町３−93番地 日本サー ボ株式会社桐生工場内 Ｆターム(参考） 5H002 AA04 AA09 AB06 AB07 AE07 5H621 AA02 GA01 GA04 GA16 GA17 HH01 JK02 5H622 AA02 CA02 CA05 CB05 PP05 PP19  ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Tokio Sekiguchi 3-93 Aioimachi, Kiryu-shi, Gunma F-term in Kiryu Plant of Serbo Japan (Reference) 5H002 AA04 AA09 AB06 AB07 AE07 5H621 AA02 GA01 GA04 GA16 GA17 HH01 JK02 5H622 AA02 CA02 CA05 CB05 PP05 PP19

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 永久磁石と、この永久磁石に空隙を介し
て対向配置した複数個の巻線溝を有する電機子とより成
り、上記電機子がその磁極面に複数の補助溝を有し、上
記補助溝のベクトルより合成される２個のベクトルが第
６次調波平面において上記巻線溝のベクトルと120°離
れた対向位置に配置され、上記永久磁石の起磁力波形の
ピーク値の大きさの90％以上にある波形の幅が全体の幅
の86％以下であることを特徴とする永久磁石モータ。1. A permanent magnet, comprising: an armature having a plurality of winding grooves opposed to the permanent magnet via an air gap, wherein the armature has a plurality of auxiliary grooves on its magnetic pole surface; Two vectors synthesized from the vector of the auxiliary groove are arranged at a position facing the vector of the winding groove at a distance of 120 ° on the sixth harmonic plane, and the magnitude of the peak value of the magnetomotive force waveform of the permanent magnet is set. A permanent magnet motor characterized in that the width of the waveform that is 90% or more of the total width is 86% or less of the entire width. 【請求項２】 永久磁石と、この永久磁石に空隙を介し
て対向配置した複数個の巻線溝を有する電機子とより成
り、上記電機子がその磁極面に複数の補助溝を有し、上
記各補助溝のベクトルが夫々第６次調波平面において上
記巻線溝のベクトルと120°離れた対向位置に配置さ
れ、上記永久磁石の起磁力波形のピーク値の大きさの90
％以上にある波形の幅が全体の幅の86％以下であること
を特徴とする永久磁石モータ。2. A permanent magnet, comprising an armature having a plurality of winding grooves opposed to the permanent magnet via an air gap, wherein the armature has a plurality of auxiliary grooves on its pole face, The vector of each of the auxiliary grooves is arranged at a position 120 ° apart from the vector of the winding groove on the sixth harmonic plane, and the magnitude of the peak value of the magnetomotive force waveform of the permanent magnet is 90%.
%, Wherein the width of the waveform that is equal to or more than 86% is equal to or less than 86% of the entire width. 【請求項３】 上記永久磁石が内転形の極異方性磁石よ
りなることを特徴とする請求項１または請求項２記載の
永久磁石モータ。3. The permanent magnet motor according to claim 1, wherein the permanent magnet comprises an adduction type polar anisotropic magnet.