JP2002290293A - 伝搬路変動推定装置および伝搬路変動推定方法 - Google Patents

伝搬路変動推定装置および伝搬路変動推定方法

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JP2002290293A JP2001085832A JP2001085832A JP2002290293A JP 2002290293 A JP2002290293 A JP 2002290293A JP 2001085832 A JP2001085832 A JP 2001085832A JP 2001085832 A JP2001085832 A JP 2001085832A JP 2002290293 A JP2002290293 A JP 2002290293A
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fourier transform
maximum doppler
doppler frequency
fft
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Katsuyuki Motoyoshi
克幸 元吉
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 最大ドップラ周波数の検出に用いるＦＦＴ点
数を移動体端末の移動速度に応じて適応的に変更可能な
伝搬路変動推定装置を得ること。 【解決手段】 受信信号に含まれる参照信号をフーリエ
変換して最大ドップラ周波数を推定することにより、ド
ップラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性
の変動を推定する伝搬路変動推定装置が、たとえば、過
去の最大ドップラ周波数推定値と所定のしきい値とを比
較しその大小を判定するしきい値判定部１０４と、前記
判定結果において最大ドップラ周波数推定値がしきい値
よりも低い場合にフーリエ変換のサンプル周波数および
サンプル数を削減可能なＦＦＴ点数選択部１０５および
ＦＦＴ１０１と、を備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信における
伝搬路変動推定装置および伝搬路変動推定方法に関する
ものであり、特に、ドップラシフトフェージングに起因
する伝搬路特性の変動を推定する伝搬路変動推定装置お
よび伝搬路変動推定方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の伝搬路変動推定装置および
伝搬路変動推定方法について説明する。従来の伝搬路変
動推定装置としては、たとえば、特開平７−１４０２３
２号公報に記載の「移動速度検出装置」がある。
【０００３】図１８は、上記公報に記載の従来の伝搬路
変動推定装置として動作する受信装置の構成を示す図で
ある。図１８において、２０２はフェージング補償部で
あり、２０３は移動速度検出装置であり、２１１はダウ
ンコンバート／サンプリング／量子化部であり、２１２
はシンボルレート変換部であり、２１３はミキサであ
り、２１４はパルス整形フィルタであり、２１５はシン
ボルサンプラであり、２１６はタイミング抽出部であ
り、２１７はＡＦＣ回路であり、２２１は、パイロット
サンプラであり、２２２はパイロット補間フィルタであ
り、２２３は複素共役回路であり、２２４は絶対値自乗
回路であり、２２５は位相補償回路であり、２２６は振
幅補償回路であり、２２８は判定回路であり、２３１は
ＦＦＴであり、２３２は微分回路であり、２３３は最小
値検出回路であり、２３４は乗算器である。
【０００４】また、図１９は、上記受信装置が受け取る
伝送データ信号の構成を示す図である。伝送データ信号
は、連続するシンボル列、すなわち、所定のタイムスロ
ット毎にデータ信号が順に配列されて形成される。さら
に、所定数のデータ信号毎にフェージング歪を検出する
ためのパイロット信号 (パイロットシンボル) が挿入さ
れる。なお、パイロット信号は、予め定められた内容を
有しており、複素数で表すことができる。
【０００５】ここで、上記のように構成される受信装置
の動作について説明する。まず、アンテナで受信したＲ
Ｆ(高周波) 信号は、ダウンコンバート／サンプリング
／量子化部２１１にて、ベースバンド信号への周波数変
換、サンプリングおよび量子化の信号処理が施される。
信号処理後のベースバンド信号を受け取ったシンボルレ
ート変換部２１２では、タイミング抽出に必要な前処理
を施す。ミキサ２１３では、供給されたＡＦＣ信号（オ
フセット周波数に応じた信号）をシンボルレート変換部
２１２出力のベースバンド信号に乗じる。ミキサ２１３
からの出力信号を受け取ったパルス整形フィルタ２１４
では、帯域フィルタとしてシンボル間干渉を除去する。
シンボルサンプラ２１５では、与えられたサンプルタイ
ミングに基づいてスロット内の各シンボルをサンプリン
グする。
【０００６】一方、タイミング抽出部２１６では、シン
ボルレート変換部２１２の前処理出力に基づいてフレー
ム同期を推定するとともに、シンボルサンプラ２１５に
おけるサンプルタイミングを生成する。
【０００７】ＡＦＣ回路２１７では、シンボルサンプラ
２１５の出力信号におけるオフセット周波数を検知す
る。具体的にいうと、ＡＦＣ回路２１７では、供給され
た信号からプリアンブルを取り出し、搬送波の位相偏移
(送信時と受信時における位相ずれ) を検出し、その検
出した位相偏移を周波数偏差に変換し、そして、この変
換出力を、ループフィルタを介してミキサ２１３に供給
する。ミキサ２１３では、供給されたＡＦＣ信号、すな
わち、オフセット周波数に応じた信号を、シンボルレー
ト変換部２１２出力のベースバンド信号に乗じる。これ
により、送信装置と受信装置との間のキャリア周波数偏
差が補正される。
【０００８】シンボルサンプラ２１５の出力信号を受け
取ったフェージング補償部２０２では、パイロットサン
プラ２２１が、当該出力信号からパイロット信号を抽出
する。パイロット補間フィルタ２２２では、パイロット
サンプラ２２１の出力信号、すなわち、複数のパイロッ
ト信号をサンプル順に保持するシフトレジスタを備え、
当該シフトレジスタが保持する各パイロット信号を出力
する。
【０００９】複素共役回路２２３では、パイロット補間
フィルタ２２２の出力である各パイロット信号（複素
数）からそれぞれ複素共役（・）*を求め、それらの複
素共役を加算することで、位相補償信号を生成する。ま
た、絶対値自乗回路２２４では、各パイロット信号の絶
対値の自乗｜・｜2を求め、それらの逆数１／｜・｜2を
加算することで、振幅補償信号を生成する。なお、
「・」はパイロット信号の複素数を示している。
【００１０】また、フェージング補償部２０２では、位
相補償回路２２５が、シンボルサンプラ２１５出力のデ
ータ信号またはパイロット信号に上記位相補償信号を乗
算する。また、振幅補償回路２２６が、位相補償回路２
２５の出力信号に上記振幅補償信号を乗算することで、
フェージング補償後の信号を出力する。
【００１１】判定回路２２８では、供給されるフェージ
ング補償後のデータ信号を基準値と比較することで、当
該データ信号が論理０または論理１のいずれであるかを
判定する。
【００１２】また、パイロットサンプラ２２１の出力信
号を受け取った移動速度検出装置では、ＦＦＴ２３１、
微分回路２３２、最小値検出回路２３３、乗算器２３４
を介して、移動速度を検出する。たとえば、基地局の送
信装置から伝送されるパイロット信号は、一定間隔Ｔｓ
秒毎に挿入され、かつその振幅は一定である。また、パ
イロット信号のスペクトルは、ベースバンドで０Ｈｚの
位置に垂直な線だけが生じる。そして、このパイロット
信号は、伝搬経路においてフェージングの影響を受けて
移動体端末の受信装置に達するため、周波数シフトが生
じ、受信装置側における振幅は、一定でなく乱れる。こ
の場合、フェージングによる最大ドップラ周波数をｆD
とすると、受信装置で受け取ったパイロット信号は、図
２０に示すように、２ｆDのスペクトル幅を有すること
になる。ｆDはキャリア周波数ｆｃと移動体速度ｖとの
積に比例するので、キャリア周波数ｆｃが予め与えられ
ている場合には、受け取ったパイロット信号の最大ドッ
プラ周波数ｆDを検知することで移動体速度ｖを算出す
ることができる。
【００１３】つぎに、上記移動速度検出装置２０３の動
作を詳細に説明する。受信信号からパイロット信号が抽
出されると、そのパイロット信号はＦＦＴ２３１に供給
される。ＦＦＴ２３１では、入力信号をｘ（ｎ）とした
場合に、出力信号Ｘ（ｋ）が得られる。ＦＦＴの原理に
より、ｋは０，１，２，…，Ｎ−１であり、角周波数と
はωk＝ｋ／ＮＴｓという関係になる。ただし、ＮはＦ
ＦＴの演算に用いるパイロット信号のサンプル数であ
り、Ｔｓはパイロット信号の周期である。
【００１４】受け取ったパイロット信号がフェージング
の影響を受けていると、そのスペクトル、すなわち、
Ｘ（ｋ）は、図２０に示すように、マルチパス伝搬モデ
ルによりＵ型を示すことになる。なお、図２０は、Ｎ点
ＦＦＴの出力データを左から右に連続して並べたもので
あり、横軸はデータの番号を表し、縦軸は電力を表す。
また、図中、横軸における０からＮ−１までの範囲のデ
ータが、１回のＮ点ＦＦＴで得られる。ＦＦＴの原理に
より、得られたデータをＦＦＴ出力の順番で並べると、
図２０で横軸に番号を振っている範囲のように、中央の
周波数がサンプリング周波数の１／２にあたり、中央か
ら左は正の周波数領域となり、右は負の周波数領域とな
る。
【００１５】ＦＦＴ２３１の出力信号Ｘ（ｋ）を受け取
った微分回路２３２では、Ｘ（ｋ）の勾配であるＸ
（ｋ）−Ｘ（ｋ−１）を得る。負の値で傾きが最大にな
るときのｋに対応するωkの周波数が最大ドップラシフ
トｆDに相当する。最小値検出回路２３３では、微分回
路２３２の出力信号の最小値を、最大ドップラ周波数ｆ
Dとして検出する。乗算器２３４では、受け取った最大
ドップラシフトｆDを用いて、移動速度ｖ＝ｃｆD／ｆｃ
を算出する。なお、ｃは光速である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来の伝搬路変動推定装置においては、フーリエ変換に
用いるサンプル周期Ｔｓを、無線通信システムが取り得
る最大のドップラ周波数ｆDmaxを検出できるように、
（ｆDmax＜１／２Ｔｓ） と設定する必要がある。その
ため、移動体端末の移動速度の変動幅が大きいシステ
ム、つまり、最大ドップラ周波数ｆDの変動幅が大きい
システムにおいて、ｆDが小さい状態ｆD＜＜ｆD maxで
は、検出したいｆDに対してサンプル周波数１／Ｔｓが
必要以上に速くなる（ｆD＜＜１／Ｔｓ）。また、フー
リエ変換の演算量は、サンプル周波数に比例する。した
がって、従来方式では、移動体端末の移動速度の小さい
場合に、フーリエ変換の演算量が大きくなってしまう、
という問題があった。
【００１７】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、最大ドップラ周波数ｆDの検出に用いるＦＦＴ点
数を移動体端末の移動速度に応じて適応的に変更可能な
伝搬路変動推定装置および伝搬路変動推定方法を得るこ
とを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる伝搬路変動推定
装置にあっては、受信信号に含まれる参照信号をフーリ
エ変換して最大ドップラ周波数を推定することにより、
ドップラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特
性の変動を推定する構成とし、たとえば、過去の最大ド
ップラ周波数推定値と所定のしきい値とを比較し、その
大小を判定する判定手段（後述する実施の形態のしきい
値判定部１０４に相当）と、前記判定結果において最大
ドップラ周波数推定値がしきい値よりも低い場合に、フ
ーリエ変換のサンプル周波数およびサンプル数を削減す
る削減手段（ＦＦＴ点数選択部１０５、ＦＦＴ１０１に
相当）と、を備えることを特徴とする。
【００１９】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定装置に
あっては、受信信号に含まれる参照信号をフーリエ変換
して最大ドップラ周波数を推定することにより、ドップ
ラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性の変
動を推定する構成とし、たとえば、過去の最大ドップラ
周波数推定値と所定のしきい値とを比較し、その大小を
判定する判定手段（しきい値判定部１０４に相当）と、
前記判定結果において最大ドップラ周波数推定値がしき
い値よりも高い場合に、フーリエ変換時の入力信号を周
波数シフトし、その後、フーリエ変換のサンプル周波数
およびサンプル数を削減する削減手段（ＦＦＴ点数選択
部１０５、周波数分解能選択部１３３、ＦＦＴ１３０に
相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２０】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定装置に
おいて、さらに、前記削減手段は、最大ドップラ周波数
推定値導出時の受信信号の信頼度が低い場合に、フーリ
エ変換のサンプル周波数およびサンプル数の削減を禁止
することを特徴とする（ＦＦＴ点数選択部１２１、ＦＦ
Ｔ１０１に相当）。
【００２１】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定装置に
あっては、さらに、フーリエ変換出力を平均化する平均
化手段（平均化処理部１２２に相当）、を備え、平均化
後の信号を用いて最大ドップラ周波数を推定することを
特徴とする。
【００２２】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定装置に
おいて、前記平均化手段は、前記受信信号の信頼度に応
じてフーリエ変換出力の平均化回数を変更することを特
徴とする（平均化処理部１２３に相当）。
【００２３】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定装置に
あっては、前記参照信号として、時間軸に定期的に挿入
された既知パターン信号の復調出力を用いることを特徴
とする。
【００２４】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定装置に
あっては、前記参照信号として、符号多重された既知パ
ターン信号を定期的に逆拡散した結果を用いることを特
徴とする。
【００２５】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定方法に
あっては、受信信号に含まれる参照信号をフーリエ変換
して最大ドップラ周波数を推定することにより、ドップ
ラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性の変
動を推定し、たとえば、過去の最大ドップラ周波数推定
値と所定のしきい値とを比較し、その大小を判定する判
定ステップと、前記判定結果において、最大ドップラ周
波数推定値がしきい値よりも低い場合に、フーリエ変換
のサンプル周波数およびサンプル数を削減し、一方、最
大ドップラ周波数推定値がしきい値以上の場合に、フー
リエ変換のサンプル周波数およびサンプル数を初期値に
戻す制御ステップと、を含むことを特徴とする。
【００２６】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定方法に
あっては、受信信号に含まれる参照信号をフーリエ変換
して最大ドップラ周波数を推定することにより、ドップ
ラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性の変
動を推定し、たとえば、過去の最大ドップラ周波数推定
値と所定のしきい値とを比較し、その大小を判定する判
定ステップと、前記判定結果において、最大ドップラ周
波数推定値が最大ドップラ周波数の上側しきい値よりも
高い場合、フーリエ変換時の入力信号を周波数シフト
し、その後、フーリエ変換のサンプル周波数およびサン
プル数を削減し、最大ドップラ周波数推定値が最大ドッ
プラ周波数の下側しきい値よりも低い場合、フーリエ変
換時の入力信号の周波数シフトを行わずに、フーリエ変
換のサンプル周波数およびサンプル数を削減し、最大ド
ップラ周波数推定値が最大ドップラ周波数の上側しきい
値以下、下側しきい値以上の場合、フーリエ変換時の入
力信号の周波数シフトを行わずに、フーリエ変換のサン
プル周波数およびサンプル数を初期値に戻す制御ステッ
プと、を含むことを特徴とする。
【００２７】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定方法に
あっては、さらに、最大ドップラ周波数推定値導出時の
受信信号の信頼度が低い場合に、フーリエ変換のサンプ
ル周波数およびサンプル数の削減を禁止する削減禁止ス
テップ、を含むことを特徴とする。
【００２８】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定方法に
あっては、さらに、フーリエ変換出力を平均化する平均
化ステップ、を含み、平均化後の信号を用いて最大ドッ
プラ周波数を推定することを特徴とする。
【００２９】つぎの発明にかかる伝搬路変動推定方法に
おいて、さらに、前記平均化ステップにあっては、前記
受信信号の信頼度に応じてフーリエ変換出力の平均化回
数を変更することを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる伝搬路変
動推定装置および伝搬路変動推定方法の実施の形態を図
面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態に
よりこの発明が限定されるものではない。
【００３１】実施の形態１．図１は、本発明にかかる伝
搬路変動推定装置の実施の形態１の構成を示す図であ
る。図１において、１０１はＦＦＴであり、１０２はス
ペクトラムピーク検出部であり、１０３は周波数計算部
であり、１０４はしきい値判定部であり、１０５はＦＦ
Ｔ点数選択部であり、１０６は周波数分解能選択部であ
る。
【００３２】つぎに、上記伝搬路変動推定装置の動作を
説明する。なお、入力信号は、無線受信機が受信信号の
中からプリアンブルの部分をベースバンド信号に変換し
たものとする。また、本実施の形態においてプリアンブ
ルとは、先に説明した従来技術におけるパイロット信号
に相当する参照信号を表し、これ以降の実施の形態にお
いても、プリアンブルは本実施の形態１と同様の意味で
使用する。
【００３３】ＦＦＴ１０１では、入力信号 (時間波形)
に対して高速フーリエ変換を行い、入力信号の周波数ス
ペクトラムを出力する。
【００３４】スペクトラムピーク検出部１０２では、Ｆ
ＦＴ１０１から出力された周波数スペクトラムから、ス
ペクトラムが最大ピークとなる周波数を検出し、その検
出結果を入力データの位置情報として出力する。
【００３５】周波数計算部１０３では、スペクトラムピ
ーク検出部１０２から出力されたピーク位置情報と、現
在のＦＦＴ１０１の周波数分解能から、スペクトラムが
最大ピークとなる周波数を計算する。この周波数を、現
在の最大ドップラ周波数推定値とする。
【００３６】しきい値判定部１０４では、周波数計算部
１０３から出力された最大ドップラ周波数推定値を、あ
らかじめ設定されたしきい値と比較し、両者の大小を判
定し、判定値を出力する。
【００３７】ＦＦＴ点数選択部１０５では、しきい値判
定部１０４から出力された判定値を用いて、ＦＦＴ１０
１における高速フーリエ変換の演算点数を決定する。た
とえば、しきい値判定部１０４の判定値が、「現在の最
大ドップラ周波数推定値がしきい値よりも低いこと」を
示している場合、ＦＦＴ点数選択部１０５では、ＦＦＴ
１０１における高速フーリエ変換演算点数を現在の１／
２とし、この演算点数を出力する。
【００３８】なお、ＦＦＴ１０１の周波数スペクトラム
出力データの周波数分解能は、ＦＦＴ１０１で実行され
る高速フーリエ変換の演算点数によって変化する。した
がって、周波数計算部１０３の出力を常に同じ単位（た
とえば、１Ｈｚ）で表すためには、現在の周波数分解能
に応じて周波数計算部１０３の出力を補正する必要があ
る。そこで、周波数分解能選択部１０６では、ＦＦＴ点
数選択部１０５が出力する高速フーリエ変換演算点数を
用いて現在の周波数分解能を選択し、その選択結果を周
波数計算部１０３に伝える。周波数計算部１０３では、
伝えられた周波数分解能を用いてピーク周波数を計算
し、出力する。
【００３９】ここで、上記動作を、フローチャートを用
いて詳細に説明する。図２は、実施の形態１の動作を示
すフローチャートである。なお、図２において、ｆDは
最大ドップラ周波数推定値を表し、ｆSはＦＦＴデータ
サンプル周波数を表し、ｆPはプリアンブル繰り返し周
波数を表し、ＮFFTはＦＦＴ演算点数を表し、Ｎ0はＦＦ
Ｔ演算点数初期値を表す。
【００４０】まず、ＦＦＴ点数選択部１０５では、ＦＦ
Ｔ演算点数ＮFFTの初期値をＮ0と設定する（ステップＳ
１０１）。ＦＦＴ１０１では、ＦＦＴデータサンプル周
波数ｆSの初期値をプリアンブル繰り返し周波数ｆPに設
定する（ステップＳ１０２）。そして、ＦＦＴ１０１で
は、入力データに対してＮFFT点ＦＦＴを実行し、入力
データの周波数スペクトラムデータを出力する（ステッ
プＳ１０３）。
【００４１】つぎに、スペクトラムピーク検出部１０２
では、周波数スペクトラムデータから最大ピークとなる
データの番号を出力する（ステップＳ１０４）。周波数
計算部１０３では、最大ピークとなるデータの番号およ
び現在のＦＦＴ出力の周波数分解能を用いて、最大ドッ
プラ周波数推定値ｆDを計算／出力する（ステップＳ１
０５）。
【００４２】つぎに、しきい値判定部１０４では、最大
ドップラ周波数推定値ｆDをあらかじめ決められた最大
ドップラ周波数しきい値ｆthと比較する（ステップＳ１
０６）。 たとえば、ｆD＜ｆthが成立する場合（ステッ
プＳ１０６，Ｔｒｕｅ）、ＦＦＴ点数選択部１０５で
は、ＦＦＴ演算点数ＮFFTをＮ0／２（初期値の１／２）
に設定し（ステップＳ１０７）、ＦＦＴ１０１では、Ｆ
ＦＴデータサンプル周波数をｆP／２（初期値の１／
２）に設定する（ステップＳ１０８）。
【００４３】一方、ステップＳ１０６の比較の結果、ｆ
D≧ｆthが成立する場合（ステップＳ１０６，Ｆａｌｓ
ｅ）、ＦＦＴ点数選択部１０５では、ＦＦＴ演算点数Ｎ
FFTをＮ0（初期値）に再設定し（ステップＳ１０９）、
ＦＦＴ１０１でも、ＦＦＴデータサンプル周波数をｆP
（初期値）に再設定する（ステップＳ１１０）。
【００４４】つぎに、本実施の形態の伝搬路変動推定装
置および伝搬路変動推定方法が、最大ドップラ周波数推
定値の周波数分解能精度に影響をおよぼさないこと、ま
た、演算量削減／低消費電力化を実現可能であること、
を詳細に説明する。
【００４５】図３は、実施の形態１の入力信号を示す図
である。入力信号は、図３に示すように、定期的にプリ
アンブルが挿入されている受信信号をベースベンド信号
に変換したものとする。また、受信信号におけるプリア
ンブルの挿入周期をＴPとする。
【００４６】ＦＦＴ１０１では、入力信号の中からプリ
アンブル部分だけをサンプリングする。このとき、サン
プリング周波数ｆSはｆS＝１／ＴPとなる。そして、Ｆ
ＦＴ１０１では、サンプルしたＮ個のプリアンブルに対
してフーリエ変換を実行する。なお、フーリエ変換によ
って測定可能な最大周波数ｆmaxは、標本化定理によ
り、ｆS／２＝１／（２ＴP）となる。また、フーリエ変
換出力の周波数分解能ｆresはｆres＝ｆS／Ｎとなる。
【００４７】図４は、受信信号がドップラシフトによる
フェージングを受けている場合の、ＦＦＴ１０１の周波
数スペクトラム出力の一例を示す図である。図４におい
て、横軸は周波数であり、縦軸は電力を表す。また、縦
の点線は、後述するしきい値を示し、そして、網掛けの
部分は、標本化定理によって正しく測定できない領域
（＞ｆS／２）である。ドップラシフトの影響で、周波
数スペクトラムは、図４で黒く塗り潰した部分のように
拡がり、図中、円で囲ったスペクトラムピークの部分に
あたる周波数が最大ドップラ周波数推定値となる。
【００４８】ここで、図４における縦の点線のような、
ｆS／２以下の任意の周波数を、しきい値に設定する。
図４の例のように、ドップラ周波数推定値がしきい値よ
りも低いとき、ＦＦＴ１０１ではＦＦＴデータサンプル
周波数ｆSを半分のｆP／２に、ＦＦＴ点数選択部１０５
ではデータサンプル数を半分のＮ／２に、それぞれ設定
する。
【００４９】図５は、上記ＦＦＴデータサンプル周波数
およびデータサンプル数を半分に設定した場合の、入力
信号サンプリング例と、ＦＦＴ１０１の周波数スペクト
ラム出力例と、を示す図である。図５において、各軸は
図４と同じである。図５の入力信号サンプリング例に示
すように、この場合、ＦＦＴ１０１は、プリアンブルを
１個おきに合計Ｎ／２個サンプルするので、フーリエ変
換一回あたりのデータ時間長（入力データ列の最初と最
後のデータの時間間隔）は前回と変わらない。
【００５０】また、図５の周波数スペクトラム例に示す
ように、測定可能な最大周波数ｆma xは、サンプリング
周波数が１／２になっていることから、標本化定理によ
り、ｆmax＝１／（４ＴP）となる。このように、サンプ
リング周波数を１／２に下げることにより、周波数測定
範囲は狭くなるが、前回の最大ドップラ周波数推定値が
しきい値より低く、かつフーリエ変換実行間隔で最大ド
ップラ周波数推定値が大きく変動しなければ、サンプリ
ング周波数を可変した場合でも、周波数計算部１０３に
おける最大ドップラ周波数の推定は、問題なく実行可能
である。なお、最大ドップラ周波数推定値がしきい値を
上回った場合には、ＦＦＴデータサンプル周波数ｆSを
ｆPに戻し、フーリエ変換データサンプル数ＮFFT＝Ｎに
戻す。
【００５１】つぎに、演算点数可変型のフーリエ変換回
路（ＦＦＴ１０１に相当）について説明する。図６は、
８点ＦＦＴ演算回路の一例を示す図である。この場合、
フーリエ回転因子Ｗ8はＷ8＝ｅｘｐ（−ｊ２π／８）で
表される。また、図７は、８点ＦＦＴ演算回路において
４点ＦＦＴを実行する場合の一例を示す図である。この
場合、４点ＤＦＴのフーリエ回転因子Ｗ4はＷ4＝ｅｘｐ
（−ｊ２π／４）で表される。Ｗ4＝（Ｗ8）2の関係が
成立するので、８点ＦＦＴ演算回路では、図７の太字で
示したパスを計算することにより、すなわち、計算パス
を制限することにより、演算段数を一段減らした状態で
の４点ＦＦＴの計算が可能となる。
【００５２】このように、４点ＦＦＴと８点ＦＦＴの間
で係数の変更が不要であり、また、８点ＦＦＴで計算す
る入力データをひとつおきにするだけで４点ＦＦＴの計
算が実現できるため、８点ＦＦＴと４点ＦＦＴの２通り
に演算点数を変更可能なＦＦＴ回路は、容易に実装でき
る。なお、本実施の形態では、８点ＦＦＴ演算回路にお
いて４点ＦＦＴを実行する場合について説明したが、こ
れに限らず、演算点数を半分にできるすべてのＦＦＴ演
算回路に適用できる。
【００５３】以上、本実施の形態においては、現在の最
大ドップラ周波数推定結果を用いて、次回のフーリエ変
換演算点数を変更し、たとえば、ドップラ周波数推定値
が所定のしきい値よりも低い場合に周波数分解能を維持
したまま演算点数を減らす構成としたため、最大ドップ
ラ周波数の推定精度を維持した状態で、演算量の削減お
よび低消費電力化を実現できる。
【００５４】なお、本発明の実施の形態では、ＦＦＴ１
０１への入力信号を、時間分割的にプリアンブル信号が
挿入された信号としたが、たとえば、符号分割多元接続
による無線通信システムのように、符号多重化されたパ
イロット信号を定期的に逆拡散した出力信号であり、受
信信号の振幅および位相変動に関する情報が定期的に得
られるものであれば、どのような信号を用いてもよい。
【００５５】また、本発明の実施の形態では、説明の便
宜上、フーリエ変換の演算点数を２段階に切り換えるこ
ととしたが、これに限らず、たとえば、２段階以外の複
数段に切り換えることとしてもよい。
【００５６】また、本発明の実施の形態では、フーリエ
変換演算回路の例として図６および図７に示す回路を用
いたが、これ以外の既知の演算方法を実行可能なフーリ
エ変換演算回路を用いることとしてもよい。
【００５７】また、本発明の実施の形態では、説明の便
宜上、伝搬路変動推定方法として図２に示すフローチャ
ートを使用したが、「過去の最大ドップラ周波数推定値
が所定のしきい値よりも低い場合にフーリエ変換のサン
プル周波数およびサンプル数を削減する」という手段を
用いるものであれば、どのような伝搬路変動推定方法を
用いてもよい。
【００５８】また、本発明の実施の形態では、最大ドッ
プラ周波数推定方法として周波数スペクトラムのピーク
を検出するものとしたが（スペクトラムピーク検出部１
０２に相当）、これ以外の方法、たとえば、ＦＦＴ出力
の周波数軸方向の累積度数分布としきい値を比較する方
法や、ＦＦＴ出力の平均値や分散などから最大ドップラ
周波数に相当する値を求め、しきい値と比較する方法な
ど、を用いてもよい。
【００５９】実施の形態２．図８は、本発明にかかる伝
搬路変動推定装置の実施の形態２の構成を示す図であ
る。図８において、１２１はＦＦＴ点数選択部である。
なお、前述の実施の形態１と同様の構成については、同
一の符号を付してその説明を省略する。
【００６０】つぎに、上記伝搬路変動推定装置の動作を
説明する。ＦＦＴ点数選択部１２１では、しきい値判定
部１０４が出力する最大ドップラ周波数推定値の判定結
果と、受信信号の信頼度を示す信頼度情報と、を用い
て、ＦＦＴ１０１における次回の高速フーリエ変換演算
点数を選択する。信頼度情報としては、たとえば、受信
信号の信号対雑音推定値や信号強度、また、ディジタル
変復調方式であれば復調後のビット誤り率、フレーム誤
り率、パケット誤り率等が使用できる。
【００６１】一般に受信信号の信頼度が低い場合には、
最大ドップラ周波数推定値の信頼度も低くなり、推定値
と実際の値の誤差が大きいと考えられる。そのため、こ
のような信頼度が低い状態で、最大ドップラ周波数推定
値を実施の形態１と同様のしきい値と比較し、両者の大
小を判定する場合、しきい値判定部１０４では、推定値
の誤差により誤った判定を行ってしまう可能性が高くな
る。
【００６２】たとえば、最大ドップラ周波数推定値が実
際の値よりも低く推定され、本当は最大ドップラ周波数
が最大ドップラ周波数しきい値よりも高いにもかかわら
ず、最大ドップラ周波数しきい値よりも低いと判定され
た場合、実施の形態１では、ＦＦＴ点数選択部１０５
が、ＦＦＴ演算点数を１／２に削減してしまうため、Ｆ
ＦＴ１０１における最大測定周波数が１／２になる。し
かしながら、実際の最大ドップラ周波数は、最大測定周
波数よりも高いため、実施の形態１の周波数計算部１０
３では、以後、最大ドップラ周波数の推定ができなくな
ってしまう。
【００６３】そこで、実施の形態２では、上記のような
問題を解決するために、ＦＦＴ点数選択部１２１におい
て、ドップラ周波数推定値をしきい値と比較判定した結
果と、受信信号の信頼度と、を用いて次回のＦＦＴ演算
点数を選択する。すなわち、受信信号の信頼度が低い場
合には、しきい値判定部１０４の判定結果出力が誤って
いる確率が高いので、ＦＦＴ点数の削減を行わず、ＦＦ
Ｔ１０１における測定可能周波数を最大とする。
【００６４】ここで、実施の形態２の動作を、フローチ
ャートを用いて詳細に説明する。図９は、実施の形態２
の動作を示すフローチャートである。なお、ここでは、
前述の実施の形態１における図２と異なる動作について
のみ説明する。
【００６５】しきい値判定部１０４による比較で、ｆD
＜ｆthが成立する場合（ステップＳ１０６，Ｔｒｕ
ｅ）、ＦＦＴ点数選択部１２１では、受信信号の信頼度
Ｒを、あらかじめ設定された信頼度判定しきい値Ｒthと
比較する（ステップＳ１２１）。たとえば、Ｒ＞Ｒthが
成立する場合（ステップＳ１２１，Ｔｒｕｅ）、ＦＦＴ
演算点数ＮFFTをＮ0／２（初期値の１／２）に設定し
（ステップＳ１０７）、ＦＦＴ１０１では、ＦＦＴデー
タサンプル周波数をｆP／２（初期値の１／２）に設定
する（ステップＳ１０８）。
【００６６】一方、ステップＳ１２１の比較の結果、Ｒ
≦Ｒthが成立する場合（ステップＳ１２１，Ｆａｌｓ
ｅ）、ＦＦＴ点数選択部１２１では、ＦＦＴ演算点数Ｎ
FFTをＮ0（初期値）に再設定し（ステップＳ１０９）、
ＦＦＴ１０１でも、ＦＦＴデータサンプル周波数をｆP
（初期値）に再設定する（ステップＳ１１０）。
【００６７】このように、本実施の形態においては、現
在の最大ドップラ周波数推定結果および受信信号の信頼
度を用いて次回のフーリエ変換演算点数を変更する構成
としたため、たとえば、最大ドップラ周波数が最大ドッ
プラ周波数しきい値よりも高いにもかかわらず、しきい
値よりも低いと判定された場合においても、受信信号の
信頼度が低ければ、フーリエ変換入力サンプル周波数を
削減してしまうことがない。また、本実施の形態におい
ては、誤ってフーリエ変換の入力サンプル周波数を削減
してしまうことによるドップラ周波数推定精度の大幅な
劣化を防ぎつつ、フーリエ変換の演算点数を削減できる
ため、演算量の削減および低消費電力化を図ることがで
きる。
【００６８】なお、本実施の形態では、説明の便宜上、
伝搬路変動推定方法として図９に示すフローチャートを
使用したが、「受信信号の信頼度がしきい値よりも高い
ときにフーリエ変換のサンプル点数およびサンプル周波
数を削減する」という手段を用いるものであれば、どの
ような伝搬路変動推定方法を用いてもよい。
【００６９】また、本発明の実施の形態では、最大ドッ
プラ周波数推定方法として周波数スペクトラムのピーク
を検出するものとしたが（スペクトラムピーク検出部１
０２に相当）、これ以外の方法、たとえば、ＦＦＴ出力
の周波数軸方向の累積度数分布としきい値を比較する方
法や、ＦＦＴ出力の平均値や分散などから最大ドップラ
周波数に相当する値を求め、しきい値と比較する方法な
ど、を用いてもよい。
【００７０】実施の形態３．図１０は、本発明にかかる
伝搬路変動推定装置の実施の形態３の構成を示す図であ
る。図１０において、１２２は平均化処理部である。な
お、先に説明した実施の形態１または２と同様の構成に
ついては、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００７１】つぎに、上記伝搬路変動推定装置の動作を
説明する。平均化処理部１２２では、ＦＦＴ１０１から
出力される周波数スペクトラムを所定回数にわたって平
均化し、その平均化結果をスペクトラムピーク検出部１
０２に対して出力する。この平均化処理によって、周波
数スペクトラムに含まれるランダム雑音成分が抑圧され
るので、この伝搬路変動推定装置では、スペクトラムピ
ーク検出時の検出誤差が低減され、最大ドップラ周波数
推定値の精度が向上する。
【００７２】ここで、実施の形態３の動作を、フローチ
ャートを用いて詳細に説明する。図１１は、実施の形態
３の動作を示すフローチャートである。なお、ここで
は、先に説明した実施の形態１または２と異なる動作に
ついてのみ説明する。
【００７３】ＦＦＴ１０１にてプリアンブル繰り返し周
波数を設定後（ステップＳ１０２）、平均化処理部１２
２では、ＦＦＴ１０１出力の平均化回数インデックスｎ
の初期値を１に設定する（ステップＳ１２２）。
【００７４】そして、ＦＦＴ１０１にてＮFFT点ＦＦＴ
を実行後（ステップＳ１０３）、平均化処理部１２２で
は、ＦＦＴ１０１出力の平均化回数設定値ＮAVGと、現
在の平均化回数インデックスｎと、を比較する（ステッ
プＳ１２３）。たとえば、Ｎ AVG≦ｎが成立する場合
（ステップＳ１２３，Ｔｒｕｅ）、平均化処理部１２２
では、ＦＦＴ１０１出力の平均化回数インデックスを初
期値の１に設定し（ステップＳ１２４）、ステップＳ１
０４へ移行する。
【００７５】一方、ステップＳ１２３の比較の結果、Ｎ
AVG＞ｎが成立する場合（ステップＳ１２３，Ｆａｌｓ
ｅ）、平均化処理部１２２では、ＦＦＴ１０１出力の平
均化回数インデックスに１を加算し（ステップＳ１２
５）、再度、ステップＳ１０３へ移行する。
【００７６】このように、本実施の形態においては、Ｆ
ＦＴ１０１出力を平均化した後にスペクトラムピーク検
出を行う構成としたため、受信信号の信頼度が低い場合
においても、平均化処理によって最大ドップラ周波数推
定値の信頼度を向上させることができる。また、本実施
の形態においては、誤ってフーリエ変換入力サンプル周
波数を削減してしまうことによるドップラ周波数推定精
度の大幅な劣化を防ぎつつ、フーリエ変換の演算点数を
削減できるため、演算量の削減および低消費電力化を図
ることができる。
【００７７】なお、本実施の形態では、ＦＦＴ点数選択
部１０５を用いる構成としたが、たとえば、実施の形態
２におけるＦＦＴ点数選択部１２１を用いる構成として
もよい。この場合、本実施の形態の伝搬路変動推定装置
では、ＦＦＴ点数選択部１２１が、現在の最大ドップラ
周波数推定結果および受信信号の信頼度を用いて次回の
フーリエ変換演算点数を変更する（図９、ステップＳ１
２１参照）。
【００７８】また、本実施の形態では、説明の便宜上、
伝搬路変動推定方法として図１１に示すフローチャート
を使用したが、「フーリエ変換出力を平均化することに
より最大ドップラ周波数推定結果の信頼度を向上させ
る」という手段、および「過去の最大ドップラ周波数推
定値がしきい値よりも低い時にフーリエ変換のサンプル
周波数およびサンプル数を削減する」という手段、を用
いるものであれば、どのような伝搬路変動推定方法を用
いてもよい。
【００７９】また、本発明の実施の形態では、最大ドッ
プラ周波数推定方法として周波数スペクトラムのピーク
を検出するものとしたが（スペクトラムピーク検出部１
０２に相当）、これ以外の方法、たとえば、ＦＦＴ出力
の周波数軸方向の累積度数分布としきい値を比較する方
法や、ＦＦＴ出力の平均値や分散などから最大ドップラ
周波数に相当する値を求め、しきい値と比較する方法な
ど、を用いてもよい。
【００８０】実施の形態４．図１２は、本発明にかかる
伝搬路変動推定装置の実施の形態４の構成を示す図であ
る。図１２において、１２３は前述の平均化処理部１２
２とは動作が異なる平均化処理部である。なお、先に説
明した実施の形態１〜３と同様の構成については、同一
の符号を付してその説明を省略する。
【００８１】つぎに、上記伝搬路変動推定装置の動作を
説明する。平均化処理部１２３では、ＦＦＴ１０１から
出力される周波数スペクトラムを平均化し、その平均化
結果をスペクトラムピーク検出部１０２に対して出力す
る。平均化回数については受信信号の信頼度情報に応じ
て変更可能とする。すなわち、受信信号の信頼度が低い
ときには、平均化回数を増やすことにより、スペクトラ
ムピーク検出精度を向上させる。一方、信頼度が高いと
きには、平均化回数を減らすことで、演算量の削減や最
大ドップラ周波数推定の応答速度向上を図る。
【００８２】ここで、実施の形態４の動作を、フローチ
ャートを用いて詳細に説明する。図１３は、実施の形態
４の動作を示すフローチャートである。なお、ここで
は、先に説明した実施の形態１〜３と異なる動作につい
てのみ説明する。
【００８３】ＦＦＴ１０１にてプリアンブル繰り返し周
波数を設定後（ステップＳ１０２）、平均化処理部１２
３では、ＦＦＴ１０１出力の平均化回数ＮAVGの初期値
をＮ0 avgに設定する（ステップＳ１２６）。
【００８４】そして、ＦＦＴ１０１にてＮFFT点ＦＦＴ
を実行後（ステップＳ１０３）、平均化処理部１２３で
は、ＦＦＴ１０１出力の平均化の進捗を監視する（ステ
ップＳ１２７）。たとえば、平均化回数がＮAVGに達し
ていない場合（ステップＳ１２７，Ｆａｌｓｅ）、平均
化処理部１２３では、平均化回数がＮAVGに達するまで
ＮFFT点ＦＦＴを繰り返し実行する。一方、平均化回数
がＮAVGに達している場合には（ステップＳ１２７，Ｔ
ｒｕｅ）、ステップＳ１０４の処理に移行する。
【００８５】また、周波数計算部１０３にて最大ドップ
ラ周波数を推定後（ステップＳ１０５）、しきい値判定
部１０４では、平均化処理部１２３が受け取った受信信
号の信頼度Ｒと、あらかじめ設定された信頼度判定しき
い値Ｒthと、を比較する（ステップＳ１２８）。たとえ
ば、Ｒ＞Ｒthが成立する場合（ステップＳ１２８，Ｔｒ
ｕｅ）、平均化処理部１２３では、しきい値判定部１０
４における比較結果を受け取り、次回のＦＦＴ１０１出
力の平均化回数をＮ0avg／２に設定し（ステップＳ１２
９）、ステップＳ１０６へ移行する。
【００８６】一方、ステップ１２８の比較の結果、たと
えば、Ｒ≦Ｒthが成立する場合（ステップＳ１２８，Ｆ
ａｌｓｅ）、平均化処理部１２３では、しきい値判定部
１０４における比較結果を受け取り、次回のＦＦＴ１０
１出力の平均化回数を再度Ｎ 0avgに設定し（ステップＳ
１３０）、ステップＳ１０６へ移行する。
【００８７】このように、本実施の形態においては、Ｆ
ＦＴ１０１出力の平均化回数を受信信号の信頼度に応じ
て変更する構成としたため、受信信号の信頼度が低い場
合においても、平均化回数を増やすことによって最大ド
ップラ周波数推定値の信頼度を向上させることができ
る。また、本実施の形態においては、誤ってフーリエ変
換入力サンプル周波数を削減してしまうことによるドッ
プラ周波数推定精度の大幅な劣化を防ぎつつ、フーリエ
変換の演算点数を削減できるため、演算量の削減および
低消費電力化を図ることができる。また、本実施の形態
においては、受信信号の信頼度が低い場合においても、
平均化回数を減らすことで、最大ドップラ周波数推定に
おける推定応答速度を向上させることができる。
【００８８】なお、本実施の形態では、ＦＦＴ点数選択
部１０５を用いる構成としたが、たとえば、実施の形態
２および３におけるＦＦＴ点数選択部１２１を用いる構
成としてもよい。この場合、本実施の形態の伝搬路変動
推定装置では、ＦＦＴ点数選択部１２１が、現在の最大
ドップラ周波数推定結果および受信信号の信頼度を用い
て次回のフーリエ変換演算点数を変更する（図９、ステ
ップＳ１２１参照）。
【００８９】また、本実施の形態では、説明の便宜上、
伝搬路変動推定方法として図１３に示すフローチャート
を使用したが、「フーリエ変換出力を平均化することに
より最大ドップラ周波数推定結果の信頼度を向上させ
る」という手段、「受信信号の信頼度にもとづき平均化
回数を可変する」という手段、および「過去の最大ドッ
プラ周波数推定値がしきい値よりも低い時にフーリエ変
換のサンプル周波数およびサンプル数を削減する」とい
う手段、を用いるものであれば、どのような伝搬路変動
推定方法を用いてもよい。
【００９０】また、本発明の実施の形態では、最大ドッ
プラ周波数推定方法として周波数スペクトラムのピーク
を検出するものとしたが（スペクトラムピーク検出部１
０２に相当）、これ以外の方法、たとえば、ＦＦＴ出力
の周波数軸方向の累積度数分布としきい値を比較する方
法や、ＦＦＴ出力の平均値や分散などから最大ドップラ
周波数に相当する値を求め、しきい値と比較する方法な
ど、を用いてもよい。
【００９１】実施の形態５．図１４は、本発明にかかる
伝搬路変動推定装置の実施の形態５の構成を示す図であ
る。図１４において、１３０は前述のＦＦＴ１０１とは
動作が異なるＦＦＴであり、１３１は周波数計算部１０
３とは動作が異なる周波数計算部であり、１３２はしき
い値判定部１０４とは動作が異なるしきい値判定部であ
り、１３３は周波数シフト選択部である。なお、先に説
明した実施の形態１〜４と同様の構成については、同一
の符号を付してその説明を省略する。
【００９２】つぎに、上記伝搬路変動推定装置の動作を
説明する。ＦＦＴ１３０では、入力信号 (時間波形) に
対してフーリエ変換を行い、入力信号の周波数スペクト
ラムを出力する。このとき、ＦＦＴ１３０では、外部か
らＦＦＴデータ点数（ＦＦＴ点数選択部１０５の出
力）、および入力信号への周波数シフト演算の有無（周
波数シフト選択部１３３の出力）、を受け取り、それら
の情報にしたがってフーリエ変換演算を実施する。
【００９３】周波数計算部１３１では、外部からＦＦＴ
１３０の周波数分解能（周波数分解能選択部１０６の出
力）、および入力信号への周波数シフト演算の有無（周
波数シフト選択部１３３の出力）、を受け取り、それら
の情報にしたがってスペクトラムピーク検出部１０２か
ら出力されたピーク位置情報を補正し、最大ドップラ周
波数推定値を出力する。
【００９４】しきい値判定部１３２では、周波数計算部
１３１から出力された最大ドップラ周波数推定値を、あ
らかじめ設定されたしきい値と比較し、判定値を出力す
る。
【００９５】周波数シフト選択部１３３では、しきい値
判定部１３２から出力された判定値を用いて、上記周波
数シフト演算の有無を決定する。たとえば、最大ドップ
ラ周波数推定値がデータサンプル周波数ｆSの１／４よ
り高いと判定された場合、入力信号に対して周波数ｆS
／４の正弦波を乗算し、入力信号を周波数シフトするよ
うにＦＦＴ１３０に対して要求を出す。
【００９６】このように、上記伝搬路変動推定装置で
は、最大ドップラ周波数推定値がプリアンブル繰り返し
周波数ｆPの１／４より高いときに、ＦＦＴ１３０の入
力信号に対して周波数シフト処理を行うことによって、
最大ドップラ周波数推定値がプリアンブル繰り返し周波
数ｆPより高い領域にあるときにおいても、フーリエ変
換演算点数を削減できる。
【００９７】ここで、実施の形態５の動作を、フローチ
ャートを用いて詳細に説明する。図１５は、実施の形態
５の動作を示すフローチャートである。なお、ここで
は、先に説明した実施の形態１〜４と異なる動作につい
てのみ説明する。
【００９８】ＦＦＴ１３０にてプリアンブル繰り返し周
波数を設定後（ステップＳ１０２）、周波数シフト選択
部１３３では、周波数シフト動作のフラグＳｈｉｆｔを
０に初期設定する（ステップＳ１３１）。なお、Ｓｈｉ
ｆｔとは、入力信号に対して周波数シフトを行うかどう
かを決定するためのフラグである。たとえば、Ｓｈｉｆ
ｔ＝１の場合は、周波数シフト動作を行い、Ｓｈｉｆｔ
＝０の場合は、周波数シフト動作を行わない。
【００９９】その後、ＦＦＴ１３０では、入力データに
対してＮFFT点ＦＦＴを実行し、入力データの周波数ス
ペクトラムデータを出力する（ステップＳ１３２）。こ
のとき、Ｓｈｉｆｔ＝１であれば、入力信号に対して周
波数シフト（周波数ｆD／４の正弦波を乗算）を行う。
Ｓｈｉｆｔ＝０であれば、周波数シフトを行わない。
【０１００】周波数計算部１３１にて最大ドップラ周波
数を推定後（ステップＳ１０５）、しきい値判定部１３
２では、最大ドップラ周波数推定値ｆDをあらかじめ決
められた最大ドップラ周波数上側しきい値ｆthhと比較
する（ステップＳ１３３）。たとえば、ｆD＞ｆthhが成
立する場合（ステップＳ１３３，Ｔｒｕｅ）、周波数シ
フト選択部１３３では、しきい値判定部１３２における
判定結果を受け取り、フラグＳｈｉｆｔを１に設定する
（ステップＳ１３４）。そして、ＦＦＴ点数選択部１０
５では、ＦＦＴ演算点数ＮFFTをＮ0／２（初期値の１／
２）に設定し（ステップＳ１０７）、ＦＦＴ１０１で
は、ＦＦＴデータサンプル周波数をｆP／２（初期値の
１／２）に設定する（ステップＳ１０８）。
【０１０１】一方、ステップＳ１３３の比較の結果、ｆ
D≦ｆthhが成立する場合（ステップＳ１３３，Ｆａｌｓ
ｅ）、周波数シフト選択部１３３では、しきい値判定部
１３２における判定結果を受け取り、フラグＳｈｉｆｔ
を０に設定し（ステップＳ１３５）、さらに、最大ドッ
プラ周波数推定値ｆDを最大ドップラ周波数下側しきい
値ｆthlと比較する（ステップＳ１３６）。たとえば、
ｆD＜ｆthlが成立する場合（ステップＳ１３６，Ｔｒｕ
ｅ）、ＦＦＴ点数選択部１０５では、ＦＦＴ演算点数Ｎ
FFTをＮ0／２（初期値の１／２）に設定し（ステップＳ
１０７）、ＦＦＴ１３０では、ＦＦＴデータサンプル周
波数をｆP／２（初期値の１／２）に設定する（ステッ
プＳ１０８）。一方、ｆD＜ｆthlが成立しない場合（ス
テップＳ１３６，Ｆａｌｓｅ）、ＦＦＴ点数選択部１０
５では、ＦＦＴ演算点数ＮFFTをＮ0（初期値）に再設定
し（ステップＳ１０９）、ＦＦＴ１３０でも、ＦＦＴデ
ータサンプル周波数をｆP（初期値）に再設定する（ス
テップＳ１１０）。
【０１０２】つぎに、最大ドップラ周波数推定値がｆD
／４よりも高い場合に、ＦＦＴ１３０のサンプル周波数
およびデータ点数を１／２に削減する方法を説明する。
図１６は、高速フーリエ変換出力の遷移を示す図であ
る。詳細には、図１６（ａ）は、フーリエ変換の入力デ
ータサンプル周波数がｆS＝ｆPのときの、ＦＦＴ１３０
出力の周波数スペクトラムを示す図であり、（ｂ）は、
（ａ）の信号に対して周波数ｆP／４の正弦波を乗算す
ることで周波数シフトした結果を示す図であり、（ｃ）
は、（ｂ）の信号のサンプル周波数を１／２にダウンサ
ンプリングした結果を示す図である。なお、図１６にお
いて、横軸は周波数を表し、縦軸は電力を表し、斜線部
分は標本化定理によって信号が正しく観測できない周波
数領域を表す。また、縦の矢印は、フーリエ変換の入力
データサンプル周波数およびその倍数の部分を表す。
【０１０３】図１６（ａ）では、最大ドップラ周波数推
定値ｆDと上側しきい値ｆthh（図中縦の点線で表記）
の関係がｆD＞ｆthhとなっている。また、ｆS＝ｆPの間
隔でスペクトラムの折り返しが存在する。図１６（ｂ）
では、周波数シフトによりスペクトラムが重なりあう。
図１６（ｃ）では、スペクトラムが周波数ｆD／４につ
いて対称の形をしているので、ダウンサンプルしてもス
ペクトラムの形は変わらない。
【０１０４】このように、周波数シフト処理によって、
スペクトラムの形状は、図１６（ａ）とは大きく異なっ
てしまうものの、最大ドップラ周波数を示すスペクトラ
ムピークは、判別可能な状態で保持されているのが分か
る。したがって、最大ドップラ周波数推定値ｆDは、図
１６（ｃ）において、周波数０−ｆD／４の範囲でピー
クを検出し、その周波数にｆD／４を加算することで推
定できる。さらに、サンプル周波数が半減するため、周
波数推定に必要な演算を削減できる。
【０１０５】図１７は、周波数シフトを伴う場合のフー
リエ変換演算回路（ＦＦＴ１３０）の一例として、８点
ＦＦＴ演算回路において４点ＦＦＴを実行する場合を示
す図である。本実施の形態では、事前に、入力データに
対して周波数シフト分の位相回転を施す。また、８点Ｆ
ＦＴで計算する入力データをひとつおきにするだけで４
点ＦＦＴの計算が実現できるため、８点ＦＦＴと４点Ｆ
ＦＴの２通りに演算点数を変更可能なＦＦＴ回路は、容
易に実装できる。なお、本実施の形態では、８点ＦＦＴ
演算回路において４点ＦＦＴを実行する場合について説
明したが、これに限らず、演算点数を半分にできるすべ
てのＦＦＴ演算回路に適用できる。
【０１０６】このように、本実施の形態においては、最
大ドップラ周波数推定値が高い場合においても、周波数
を低い側にシフトすることによって、ＦＦＴ点数および
データサンプル周波数を削減できる。
【０１０７】なお、本実施の形態では、ＦＦＴ点数選択
部１０５を用いる構成としたが、たとえば、実施の形態
２におけるＦＦＴ点数選択部１２１を用いる構成として
もよい。この場合、本実施の形態の伝搬路変動推定装置
では、ＦＦＴ点数選択部１２１が、現在の最大ドップラ
周波数推定結果および受信信号の信頼度を用いて次回の
フーリエ変換演算点数を変更する（図９、ステップＳ１
２１参照）。
【０１０８】また、本実施の形態では、より最大ドップ
ラ周波数推定値の信頼度を向上させるために、たとえ
ば、実施の形態３における平均化部１２２や実施の形態
４における平均化部１２３を用いる構成としてもよい
（図１１、図１３参照）。
【０１０９】また、本実施の形態では、説明の便宜上、
伝搬路変動推定方法として図１５に示すフローチャート
を使用したが、「最大ドップラ周波数推定値が高い場合
に、周波数をシフトすることでフーリエ変換ノサンプル
周波数およびサンプル数を削減する」という手段、およ
び「過去の最大ドップラ周波数推定値がしきい値よりも
低い時にフーリエ変換のサンプル周波数およびサンプル
数を削減する」という手段を用いるものであれば、どの
ような伝搬路変動推定方法を用いてもよい。
【０１１０】また、本発明の実施の形態では、最大ドッ
プラ周波数推定方法として周波数スペクトラムのピーク
を検出するものとしたが（スペクトラムピーク検出部１
０２に相当）、これ以外の方法、たとえば、ＦＦＴ出力
の周波数軸方向の累積度数分布としきい値を比較する方
法や、ＦＦＴ出力の平均値や分散などから最大ドップラ
周波数に相当する値を求め、しきい値と比較する方法な
ど、を用いてもよい。
【０１１１】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、現在の最大ドップラ周波数推定結果を用いて次回の
フーリエ変換演算点数を変更する構成とした。具体的に
いうと、ドップラ周波数推定値が所定のしきい値よりも
低い場合に周波数分解能を維持したまま演算点数を減ら
す構成とした。これにより、最大ドップラ周波数の推定
精度を維持した状態で、演算量の削減および低消費電力
化を実現することが可能な伝搬路変動推定装置を得るこ
とができる、という効果を奏する。
【０１１２】つぎの発明によれば、フーリエ変換時の入
力信号の周波数をシフト可能な構成とした。これによ
り、最大ドップラ周波数推定値が高い場合においても、
ＦＦＴ点数およびデータサンプル周波数を削減可能な伝
搬路変動推定装置を得ることができる、という効果を奏
する。
【０１１３】つぎの発明によれば、現在の最大ドップラ
周波数推定結果および受信信号の信頼度を用いて次回の
フーリエ変換演算点数を変更する構成とした。これによ
り、誤ってしきい値よりも低いと判定された場合に、フ
ーリエ変換入力サンプル周波数を削減してしまうことが
ない伝搬路変動推定装置を得ることができる、という効
果を奏する。また、誤ってフーリエ変換の入力サンプル
周波数を削減してしまうことによるドップラ周波数推定
精度の大幅な劣化を防ぎつつ、フーリエ変換の演算点数
を削減できるため、演算量の削減および低消費電力化を
促進可能な伝搬路変動推定装置を得ることができる、と
いう効果を奏する。
【０１１４】つぎの発明によれば、フーリエ変換出力を
平均化した後にスペクトラムピーク検出を行う構成とし
た。これにより、受信信号の信頼度が低い場合において
も、平均化処理によって最大ドップラ周波数推定値の信
頼度を向上させることが可能な伝搬路変動推定装置を得
ることができる、という効果を奏する。また、誤ってフ
ーリエ変換入力サンプル周波数を削減してしまうことに
よるドップラ周波数推定精度の大幅な劣化を防ぎつつ、
フーリエ変換の演算点数を削減できるため、演算量の削
減および低消費電力化を促進可能な伝搬路変動推定装置
を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１５】つぎの発明によれば、フーリエ変換出力の
平均化回数を受信信号の信頼度に応じて変更する構成と
した。これにより、受信信号の信頼度が低い場合におい
ても、平均化回数を増やすことによって最大ドップラ周
波数推定値の信頼度を向上させることが可能な伝搬路変
動推定装置を得ることができる、という効果を奏する。
また、誤ってフーリエ変換入力サンプル周波数を削減し
てしまうことによるドップラ周波数推定精度の大幅な劣
化を防ぎつつ、フーリエ変換の演算点数を削減できるた
め、演算量の削減および低消費電力化を促進可能な伝搬
路変動推定装置を得ることができる、という効果を奏す
る。また、受信信号の信頼度が低い場合においても、平
均化回数を減らすことで、最大ドップラ周波数推定にお
ける推定応答速度を向上させることが可能な伝搬路変動
推定装置を得ることができる、という効果を奏する。
【０１１６】つぎの発明によれば、定期的に挿入された
既知パターン信号に基づいて最大ドップラ周波数を推定
可能な伝搬路変動推定装置を得ることができる、という
効果を奏する。
【０１１７】つぎの発明によれば、符号多重された既知
パターン信号に基づいて最大ドップラ周波数を推定可能
な伝搬路変動推定装置を得ることができる、という効果
を奏する。
【０１１８】つぎの発明によれば、ドップラ周波数推定
値が所定のしきい値よりも低い場合に周波数分解能を維
持したまま演算点数を減らすこととした。これにより、
最大ドップラ周波数の推定精度を維持した状態で、演算
量の削減および低消費電力化を実現することが可能な伝
搬路変動推定方法を得ることができる、という効果を奏
する。
【０１１９】つぎの発明によれば、フーリエ変換時の入
力信号の周波数をシフト可能とした。これにより、最大
ドップラ周波数推定値が高い場合においても、ＦＦＴ点
数およびデータサンプル周波数を削減可能な伝搬路変動
推定方法を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２０】つぎの発明によれば、現在の最大ドップラ
周波数推定結果および受信信号の信頼度を用いて次回の
フーリエ変換演算点数を変更する。これにより、誤って
しきい値よりも低いと判定された場合に、フーリエ変換
入力サンプル周波数を削減してしまうことがない伝搬路
変動推定方法を得ることができる、という効果を奏す
る。また、誤ってフーリエ変換の入力サンプル周波数を
削減してしまうことによるドップラ周波数推定精度の大
幅な劣化を防ぎつつ、フーリエ変換の演算点数を削減で
きるため、演算量の削減および低消費電力化を促進可能
な伝搬路変動推定方法を得ることができる、という効果
を奏する。
【０１２１】つぎの発明によれば、フーリエ変換出力を
平均化した後にスペクトラムピーク検出を行うこととし
た。これにより、受信信号の信頼度が低い場合において
も、平均化処理によって最大ドップラ周波数推定値の信
頼度を向上させることが可能な伝搬路変動推定方法を得
ることができる、という効果を奏する。また、誤ってフ
ーリエ変換入力サンプル周波数を削減してしまうことに
よるドップラ周波数推定精度の大幅な劣化を防ぎつつ、
フーリエ変換の演算点数を削減できるため、演算量の削
減および低消費電力化を促進可能な伝搬路変動推定方法
を得ることができる、という効果を奏する。
【０１２２】つぎの発明によれば、フーリエ変換出力の
平均化回数を受信信号の信頼度に応じて変更することと
した。これにより、受信信号の信頼度が低い場合におい
ても、平均化回数を増やすことによって最大ドップラ周
波数推定値の信頼度を向上させることが可能な伝搬路変
動推定方法を得ることができる、という効果を奏する。
また、誤ってフーリエ変換入力サンプル周波数を削減し
てしまうことによるドップラ周波数推定精度の大幅な劣
化を防ぎつつ、フーリエ変換の演算点数を削減できるた
め、演算量の削減および低消費電力化を促進可能な伝搬
路変動推定方法を得ることができる、という効果を奏す
る。また、受信信号の信頼度が低い場合においても、平
均化回数を減らすことで、最大ドップラ周波数推定にお
ける推定応答速度を向上させることが可能な伝搬路変動
推定方法を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明にかかる伝搬路変動推定装置の実施の
形態１の構成を示す図である。
【図２】 実施の形態１の動作を示すフローチャートで
ある。
【図３】 実施の形態１の入力信号を示す図である。
【図４】 受信信号がドップラシフトによるフェージン
グを受けている場合の、ＦＦＴ１０１の周波数スペクト
ラム出力の一例を示す図である。
【図５】 ＦＦＴデータサンプル周波数およびデータサ
ンプル数を半分に設定した場合の、入力信号サンプリン
グ例と、ＦＦＴ１０１の周波数スペクトラム出力例と、
を示す図である。
【図６】 ８点ＦＦＴ演算回路の一例を示す図である。
【図７】 ８点ＦＦＴ演算回路において４点ＦＦＴを実
行する場合の一例を示す図である。
【図８】 本発明にかかる伝搬路変動推定装置の実施の
形態２の構成を示す図である。
【図９】 実施の形態２の動作を示すフローチャートで
ある。
【図１０】 本発明にかかる伝搬路変動推定装置の実施
の形態３の構成を示す図である。
【図１１】 実施の形態３の動作を示すフローチャート
である。
【図１２】 本発明にかかる伝搬路変動推定装置の実施
の形態４の構成を示す図である。
【図１３】 実施の形態４の動作を示すフローチャート
である。
【図１４】 本発明にかかる伝搬路変動推定装置の実施
の形態５の構成を示す図である。
【図１５】 実施の形態５の動作を示すフローチャート
である。
【図１６】 高速フーリエ変換出力の遷移を示す図であ
る。
【図１７】 ８点ＦＦＴ演算回路において４点ＦＦＴを
実行する場合を示す図である。
【図１８】 従来の伝搬路変動推定装置として動作する
受信装置の構成を示す図である。
【図１９】 受信装置が受け取る伝送データ信号の構成
を示す図である。
【図２０】 受信したパイロット信号のスペクトルを示
す図である。
【符号の説明】
１０１，１３０ ＦＦＴ、１０２ スペクトラムピーク
検出部、１０３，１３１ 周波数計算部、１０４，１３
２ しきい値判定部、１０５，１２１ ＦＦＴ点数選択
部、１０６ 周波数分解能選択部、１２２，１２３ 平
均化処理部、１３３ 周波数シフト選択部。

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信信号に含まれる参照信号をフーリエ
    変換して最大ドップラ周波数を推定することにより、ド
    ップラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性
    の変動を推定する伝搬路変動推定装置において、 過去の最大ドップラ周波数推定値と所定のしきい値とを
    比較し、その大小を判定する判定手段と、 前記判定結果において最大ドップラ周波数推定値がしき
    い値よりも低い場合に、フーリエ変換のサンプル周波数
    およびサンプル数を削減する削減手段と、 を備えることを特徴とする伝搬路変動推定装置。
  2. 【請求項２】 受信信号に含まれる参照信号をフーリエ
    変換して最大ドップラ周波数を推定することにより、ド
    ップラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性
    の変動を推定する伝搬路変動推定装置において、 過去の最大ドップラ周波数推定値と所定のしきい値とを
    比較し、その大小を判定する判定手段と、 前記判定結果において最大ドップラ周波数推定値がしき
    い値よりも高い場合に、フーリエ変換時の入力信号を周
    波数シフトし、その後、フーリエ変換のサンプル周波数
    およびサンプル数を削減する削減手段と、 を備えることを特徴とする伝搬路変動推定装置。
  3. 【請求項３】 さらに、前記削減手段は、 最大ドップラ周波数推定値導出時の受信信号の信頼度が
    低い場合に、フーリエ変換のサンプル周波数およびサン
    プル数の削減を禁止することを特徴とする請求項１また
    は２に記載の伝搬路変動推定装置。
  4. 【請求項４】 さらに、フーリエ変換出力を平均化する
    平均化手段、 を備え、 平均化後の信号を用いて最大ドップラ周波数を推定する
    ことを特徴とする請求項１、２または３に記載の伝搬路
    変動推定装置。
  5. 【請求項５】 さらに、前記平均化手段は、 前記受信信号の信頼度に応じてフーリエ変換出力の平均
    化回数を変更することを特徴とする請求項４に記載の伝
    搬路変動推定装置。
  6. 【請求項６】 前記参照信号として、時間軸に定期的に
    挿入された既知パターン信号の復調出力を用いることを
    特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の伝搬路
    変動推定装置。
  7. 【請求項７】 前記参照信号として、符号多重された既
    知パターン信号を定期的に逆拡散した結果を用いること
    を特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の伝搬
    路変動推定装置。
  8. 【請求項８】 受信信号に含まれる参照信号をフーリエ
    変換して最大ドップラ周波数を推定することにより、ド
    ップラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性
    の変動を推定する伝搬路変動推定方法において、 過去の最大ドップラ周波数推定値と所定のしきい値とを
    比較し、その大小を判定する判定ステップと、 前記判定結果において、最大ドップラ周波数推定値がし
    きい値よりも低い場合に、フーリエ変換のサンプル周波
    数およびサンプル数を削減し、一方、最大ドップラ周波
    数推定値がしきい値以上の場合に、フーリエ変換のサン
    プル周波数およびサンプル数を初期値に戻す制御ステッ
    プと、 を含むことを特徴とする伝搬路変動推定方法。
  9. 【請求項９】 受信信号に含まれる参照信号をフーリエ
    変換して最大ドップラ周波数を推定することにより、ド
    ップラシフトフェージングに起因する無線伝搬路路特性
    の変動を推定する伝搬路変動推定方法において、 過去の最大ドップラ周波数推定値と所定のしきい値とを
    比較し、その大小を判定する判定ステップと、 前記判定結果において、 最大ドップラ周波数推定値が最大ドップラ周波数の上側
    しきい値よりも高い場合、フーリエ変換時の入力信号を
    周波数シフトし、その後、フーリエ変換のサンプル周波
    数およびサンプル数を削減し、 最大ドップラ周波数推定値が最大ドップラ周波数の下側
    しきい値よりも低い場合、フーリエ変換時の入力信号の
    周波数シフトを行わずに、フーリエ変換のサンプル周波
    数およびサンプル数を削減し、 最大ドップラ周波数推定値が最大ドップラ周波数の上側
    しきい値以下、下側しきい値以上の場合、フーリエ変換
    時の入力信号の周波数シフトを行わずに、フーリエ変換
    のサンプル周波数およびサンプル数を初期値に戻す制御
    ステップと、 を含むことを特徴とする伝搬路変動推定方法。
  10. 【請求項１０】 さらに、最大ドップラ周波数推定値導
    出時の受信信号の信頼度が低い場合に、フーリエ変換の
    サンプル周波数およびサンプル数の削減を禁止する削減
    禁止ステップ、 を含むことを特徴とする請求項８または９に記載の伝搬
    路変動推定方法。
  11. 【請求項１１】 さらに、フーリエ変換出力を平均化す
    る平均化ステップ、 を含み、 平均化後の信号を用いて最大ドップラ周波数を推定する
    ことを特徴とする請求項８、９または１０に記載の伝搬
    路変動推定方法。
  12. 【請求項１２】 さらに、前記平均化ステップにあって
    は、 前記受信信号の信頼度に応じてフーリエ変換出力の平均
    化回数を変更することを特徴とする請求項１１に記載の
    伝搬路変動推定方法。
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