JP2002272175A - Initial phase detection system and method of motor, and controller thereof - Google Patents
Initial phase detection system and method of motor, and controller thereofInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、同期モータの初期
位相検出方式及びその検出方法に関し、特に、同期リニ
アモータの初期位相検出に関する。The present invention relates to a method and a method for detecting an initial phase of a synchronous motor, and more particularly, to an initial phase of a synchronous linear motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、同期リニアモータは、振動等を
極力抑えることができ、また、微小な制御を直線的に行
うことができるため、回転型の同期モータに比較して、
微小な制御を正確に行うことができると言う利点を備え
ている。2. Description of the Related Art In general, a synchronous linear motor can minimize vibration and the like and can perform minute control in a linear manner.
There is an advantage that minute control can be performed accurately.
【０００３】このような特性を備えているため、同期リ
ニアモータ、特に、可動コイル型永久磁石型同期モータ
は、半導体装置を製造する半導体製造装置、或いは、半
導体装置を検査する検査装置等に対する応用が期待され
ている。具体的に言えば、近年、半導体装置の高集積化
は、益々進んでおり、高集積化と共に、ナノ単位の加工
技術が要求されることが多くなっている。このような要
求に応えるために、半導体装置の製造装置及びその検査
装置では、振動等が極めて少なく、且つ、極めて微小な
単位距離を正確、且つ、迅速に移動できる駆動装置が要
求されている。[0003] Because of these characteristics, synchronous linear motors, especially moving coil type permanent magnet type synchronous motors, are applied to semiconductor manufacturing equipment for manufacturing semiconductor devices or inspection equipment for inspecting semiconductor devices. Is expected. More specifically, in recent years, high integration of semiconductor devices has been increasingly advanced, and in addition to high integration, processing technology in nano units has been increasingly required. In order to respond to such demands, in a semiconductor device manufacturing apparatus and an inspection apparatus therefor, a driving apparatus which has extremely little vibration and the like and which can accurately and quickly move an extremely small unit distance is required.
【０００４】上記した要求に応えるためには、今まで以
上に微小な制御を行える同期リニアモータが必要となっ
ている。このような同期リニアモータの一例として、図
７（Ａ）、（Ｂ）に示すような可動コイル永久磁石同期
リニアモータがある。図示された可動コイル型永久磁石
型同期リニアモータは、固定子１０と、電機子巻線１、
２、３とを有する可動子１１とを備え、固定子１０に
は、永久磁石７が貼り付けられた構成を備えている。[0004] In order to meet the above demand, a synchronous linear motor capable of performing finer control than ever has been required. As an example of such a synchronous linear motor, there is a moving coil permanent magnet synchronous linear motor as shown in FIGS. The illustrated moving coil type permanent magnet type synchronous linear motor includes a stator 10, an armature winding 1,
And a movable element 11 having a permanent magnet 7 attached to the stator 10.
【０００５】ここで、電機子巻線１、２、３は、それぞ
れＵ相、Ｖ相、及びＷ相の巻線によって形成されてい
る。また、可動子１１には、インクリメンタルパルスを
発生するエンコーダヘッド９（図７（Ｂ））が設けられ
ている。更に、対向する磁極を検出する３つの磁極セン
サ４、５、が、電機子巻線１、２、３の巻線位置にそれ
ぞれ取り付けられている。Here, the armature windings 1, 2, and 3 are formed by U-phase, V-phase, and W-phase windings, respectively. The mover 11 is provided with an encoder head 9 (FIG. 7B) for generating an incremental pulse. Further, three magnetic pole sensors 4 and 5 for detecting opposing magnetic poles are attached to the armature windings 1, 2 and 3 respectively at the winding positions.
【０００６】図８を参照すると、位相検出装置は、モー
タ２９、エンコーダ２１、及び、上位制御装置１４に接
続された電流制御器１３によって構成され、この例で
は、モータ２９の初期位相を検出するために使用され
る。電流制御器１３は、エンコーダ２１からのインクリ
メンタルパルスを計測するカウンタ２７、磁極センサ
（図８の４、５、６に相当、図では集合的に２０で示さ
れている）からの信号を受信する磁極センサ受信回路２
８、カウンタ２７及び磁極センサ受信回路２８からの信
号により磁極位置を検出する磁極位置検出部２５とを備
えている。図示された電流制御器１３は、更に、３相交
流電流検出値を回転座標電流検出値ｉｄ’、ｉｑ’に変
換するｄｑ変換部２２、電流指令発生器から与えられる
回転座標電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と、ｄｑ変換器部２
２から与えられる回転座標電流検出値ｉｄ’、ｉｑ’と
により、回転座標電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を発生する
電流制御部４１、回転座標電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を
３相交流電圧指令値に変換する変換部２３、３相交流電
圧指令値によりモータへ電力を供給する電力変換部２４
とを含んでいる。Referring to FIG. 8, the phase detecting device comprises a motor 29, an encoder 21, and a current controller 13 connected to a higher-level control device 14. In this example, an initial phase of the motor 29 is detected. Used for The current controller 13 receives signals from a counter 27 for measuring an incremental pulse from the encoder 21 and signals from magnetic pole sensors (corresponding to 4, 5, and 6 in FIG. 8 and collectively shown as 20 in the figure). Magnetic pole sensor receiving circuit 2
8, a magnetic pole position detecting unit 25 for detecting a magnetic pole position based on signals from the counter 27 and the magnetic pole sensor receiving circuit 28. The illustrated current controller 13 further includes a dq converter 22 that converts the three-phase AC current detection value into rotation coordinate current detection values id ′ and iq ′, and a rotation coordinate current command value id * given from a current command generator. , Iq * and dq converter unit 2
The current control unit 41 generates the rotation coordinate voltage command values vd * and vq * based on the rotation coordinate current detection values id 'and iq' given from 2, and converts the rotation coordinate voltage command values vd * and vq * into a three-phase AC voltage. Conversion unit 23 for converting to a command value, power conversion unit 24 for supplying power to the motor by a three-phase AC voltage command value
And
【０００７】ここで、図８に示された磁極位置検出部２
５の動作を説明する。初期磁極位置検出においては、図
９に示すように、Ｕ、Ｖ、Ｗ相からなる３つのセンサか
らの信号を組み合わせることにより、初期磁極位置は、
―１８０°〜―１２０°、―１２０°〜−６０°、−６
０°〜０°、０°〜＋６０°、＋６０°〜＋１２０°、
＋１２０°〜１８０°の６つの状態のうち、いずれかと
して検出する。これによって、位相誤差±３０°を含ん
だ制御位相を用いて６相励磁状態でモータを起動させ、
いずれかの磁極センサ信号のエッジ部分まで移動させた
瞬間に、−１２０°、−６０°、０°、＋６０°、＋１
２０°、±１８０°の磁極位置を検出する。以後、イン
クリメンタルエンコーダ等の信号に基づいて位相を検出
し、正しい回転座標（ｄｑ座標）制御でモータを駆動す
る。Here, the magnetic pole position detector 2 shown in FIG.
Operation 5 will be described. In the detection of the initial magnetic pole position, as shown in FIG. 9, by combining signals from three sensors consisting of U, V, and W phases, the initial magnetic pole position becomes
-180 ° to -120 °, -120 ° to -60 °, -6
0 ° ~ 0 °, 0 ° ~ + 60 °, + 60 ° ~ + 120 °,
It is detected as any one of the six states of + 120 ° to 180 °. Thereby, the motor is started in the six-phase excitation state using the control phase including the phase error ± 30 °,
At the moment when it is moved to the edge of any of the magnetic pole sensor signals, -120 °, -60 °, 0 °, + 60 °, +1
A magnetic pole position of 20 ° and ± 180 ° is detected. Thereafter, the phase is detected based on a signal from an incremental encoder or the like, and the motor is driven with correct rotation coordinate (dq coordinate) control.
【０００８】この構成では、上位制御装置１４から与え
られる電流指令Ｉｑ＊に基づき、モータの電流制御を行
うことができる。In this configuration, the motor current can be controlled based on the current command Iq * given from the host controller 14.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】上記した従来技術にお
いて、磁極位置検出器２０自体や、その出力信号の配線
及び受信回路２８を設ける必要があり、コスト高になる
と言う問題がある。また、組立時において、磁極センサ
２０の位置をモータ巻線位置と正確に一致させなければ
ならず、製造コストが高いと言う問題がある。更に、磁
極センサ信号のエッジ部分を検出するまで、モータは６
相励磁状態になってしまうと言う問題と、磁極センサ信
号のエッジ部分を検出するまでモータを移動しなければ
ならないと言う問題もある。また、起動直後から磁極セ
ンサ２０の出力エッジ検出位置までの間、位相角が不正
確であるため、精密なモータ電流制御ができないと言う
欠点もある。In the above-mentioned prior art, it is necessary to provide the magnetic pole position detector 20 itself, the wiring of the output signal thereof, and the receiving circuit 28, and there is a problem that the cost is increased. Further, at the time of assembly, the position of the magnetic pole sensor 20 must be accurately matched with the position of the motor winding, so that there is a problem that the manufacturing cost is high. Further, the motor is driven until the edge of the magnetic pole sensor signal is detected.
There are also a problem that the motor is in the phase excitation state and a problem that the motor must be moved until an edge portion of the magnetic pole sensor signal is detected. There is also a disadvantage that precise motor current control cannot be performed because the phase angle is inaccurate immediately after the start up to the output edge detection position of the magnetic pole sensor 20.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明の一態様によれ
ば、回転座標制御方式で制御される同期モータの初期位
相検出方式において、制御座標の初期位相θ’を９０°
としてモータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ
（ｔ）の電流指令を与えたときの所定の時刻における検
出速度ｖ１と、制御座標の初期位相θ’を０°としてモ
ータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電流
指令を与えたときの所定の時刻における検出速度ｖ２の
符号判定により、制御座標の位相θ’を位相誤差±９０
°以内の範囲に決定することを特徴とするモータの初期
位相検出方式が得られる。According to one aspect of the present invention, an initial phase θ ′ of a control coordinate is set to 90 ° in an initial phase detection method of a synchronous motor controlled by a rotation coordinate control method.
Iq * = 0, id * = Id · sin
Assuming that the detected speed v1 at a predetermined time when the current command of (t) is given and the initial phase θ ′ of the control coordinates is 0 °, the current command of iq * = 0 and id * = Id · sin (t) is given to the motor. , The phase θ ′ of the control coordinates is determined by the sign determination of the detected speed v2 at a predetermined time when
Thus, an initial phase detection method for the motor characterized by being determined within the range of ° is obtained.
【００１１】本発明の他の態様によれば、回転座標制御
方式で制御される同期モータの初期位相検出方式におい
て、制御座標の位相θ’でモータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊
＝Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与えたときの所定の
時刻における検出速度ｖにより、制御座標の位相θ’を
補正し、モータの位相θと一致させることを特徴とする
モータの初期位相検出方式が得られる。According to another aspect of the present invention, in the initial phase detection method of the synchronous motor controlled by the rotation coordinate control method, iq * = 0 and id * are applied to the motor at the phase θ ′ of the control coordinate.
= Id · sin (t) The initial phase of the motor, wherein the phase θ ′ of the control coordinates is corrected to match the phase θ of the motor by the detected speed v at a predetermined time when the current command is given. A detection scheme is obtained.
【００１２】本発明の別の態様によれば、互いに直交す
る軸を備えた回転座標により規定される同期モータを制
御する制御器において、前記同期モータの回転座標と、
前記同期モータを制御する際の制御座標との初期位相調
整を行う場合、前記制御座標のいずれか一方の軸に沿っ
て流れる電流を０とした状態で、他方の軸に沿って電流
を流す電流発生手段と、前記電流の供給による同期モー
タの移動状態から、前記制御座標と前記回転座標との位
相差を補正する手段とを備えていることを特徴とする制
御器が得られる。According to another aspect of the present invention, there is provided a controller for controlling a synchronous motor defined by rotational coordinates having axes orthogonal to each other.
When performing initial phase adjustment with the control coordinates when controlling the synchronous motor, the current flowing along one of the control coordinates is set to 0 while the current flowing along the other axis is set to 0. A controller is provided, comprising: a generation unit; and a unit that corrects a phase difference between the control coordinates and the rotation coordinates based on a movement state of the synchronous motor due to the supply of the current.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】図１（Ａ）及び（Ｂ）を参照し
て、本発明の一実施例にかかる可動コイル型永久磁石型
同期リニアモータを説明する。図１に示された本発明の
一実施形態にかかるリニアモータは、図７（Ａ）、
（Ｂ）と同一の参照番号によって示された部分を備え、
これら同一参照番号によって示された部分は、図７と同
様な機能を有している。図７と比較しても明らかな通
り、図１のリニアモータは、図７（Ａ）に示された磁極
センサ４、５、６を備えていないため、磁極センサ無し
のリニアモータと呼ぶこともできる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A moving coil type permanent magnet type synchronous linear motor according to one embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 (A) and 1 (B). The linear motor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
(B) with a portion indicated by the same reference number,
The portions indicated by the same reference numerals have the same functions as those in FIG. As is clear from comparison with FIG. 7, the linear motor of FIG. 1 does not include the magnetic pole sensors 4, 5, and 6 shown in FIG. it can.
【００１４】具体的に説明すると、図１のリニアモータ
は、図７のリニアモータと同様に、固定子１０と可動子
１１とを有し、固定子１０には、永久磁石７が貼り付け
られていると共に、固定子１０の外側には、エンコーダ
スケール８が設けられている。更に、可動子１１は、図
１（Ｂ）に示すように、エンコーダヘッドブラケット１
２に連結されており、当該エンコーダヘッドブラケット
１２の上部には、エンコーダスケール８と対向するよう
に、エンコーダヘッド９が取り付けられ、エンコーダヘ
ッド９は、インクリメンタルパルスを発生する。また、
可動子１１はＵ相、Ｖ相、及びＷ相巻線１、２、及び３
を備えている。More specifically, the linear motor shown in FIG. 1 has a stator 10 and a mover 11, like the linear motor shown in FIG. In addition, an encoder scale 8 is provided outside the stator 10. Further, as shown in FIG. 1B, the mover 11 is
The encoder head 9 is attached to the upper part of the encoder head bracket 12 so as to face the encoder scale 8, and the encoder head 9 generates an incremental pulse. Also,
The mover 11 has U-phase, V-phase, and W-phase windings 1, 2, and 3
It has.
【００１５】ここで、図１に示されたリニアモータにお
いても、回転モータと同様に、互いに直交する座標軸
（ｄｑ軸）を有する回転座標を定義し、この回転座標に
よって、可動子と固定子の磁極との位置関係をあらわす
ことができ、且つ、巻線に流れる電流と、固定子の磁極
との位相関係をもあらわすことができる。Here, in the linear motor shown in FIG. 1, similarly to the rotary motor, rotary coordinates having coordinate axes (dq axes) orthogonal to each other are defined, and the movable coordinates of the mover and the stator are defined by the rotary coordinates. The positional relationship with the magnetic pole can be represented, and the phase relationship between the current flowing through the winding and the magnetic pole of the stator can also be represented.
【００１６】図２を参照すると、図１に示されたモータ
の位相検出装置が示されている。図２に示された位相検
出装置は、同期モータ２９、エンコーダ２１、電流制御
器３３、及び、上位制御器３４とによって構成されてお
り、電流制御器３３は、同期モータ２９、エンコーダ２
１、及び、上位制御装置３４に接続されている。ここ
で、図示された同期モータ２９には、磁極センサが取り
付けられていない点、及び、電流制御器３３には、カウ
ンタ２７のみが接続され、受信回路２８が設けられてい
ない点で、図８に示された電流制御器１３と異なってい
る。Referring to FIG. 2, there is shown an apparatus for detecting the phase of the motor shown in FIG. The phase detection device shown in FIG. 2 includes a synchronous motor 29, an encoder 21, a current controller 33, and a higher-level controller 34. The current controller 33 includes the synchronous motor 29, the encoder 2
1 and the host controller 34. Here, in the illustrated synchronous motor 29, the magnetic pole sensor is not attached, and in the current controller 33, only the counter 27 is connected, and the receiving circuit 28 is not provided. Is different from the current controller 13 shown in FIG.
【００１７】更に、図示された電流制御器３３は、電流
指令生成部３２を備えている。当該電流制御器３３に接
続された上位制御器３４は、位置又は速度を制御する電
流指令Ｉｑ＊を出力する。Further, the illustrated current controller 33 includes a current command generator 32. The upper controller 34 connected to the current controller 33 outputs a current command Iq * for controlling the position or the speed.
【００１８】この構成では、まず、電流指令生成部３２
によって発生される電流指令により、初期磁極位置検出
を行い、当該初期磁極位置検出終了後、上位制御装置３
４から出力される電流指令Ｉｑ＊に基づきモータ電流制
御を行う。In this configuration, first, the current command generator 32
The initial magnetic pole position detection is performed according to the current command generated by
The motor current control is performed based on the current command Iq * output from the control unit 4.
【００１９】より具体的に説明すると、エンコーダ２１
からのインクリメンタルパルスはカウンタ２７によって
計測される。図示された磁極位置検出部２５は、このカ
ウンタ２７からの出力信号だけに基づいて磁極位置を検
出し、磁極位置を位相θの形で３相変換部２３及びｄｑ
変換器部２２に送出する。ｄｑ変換部２２は、電流検出
部２６によって検出された３相交流電流検出値ｉｕ、ｉ
ｖを磁極位置をも参照して、回転座標電流検出値ｉ
ｄ’、ｉｑ’に変換する。More specifically, the encoder 21
Is incremented by the counter 27. The illustrated magnetic pole position detecting unit 25 detects the magnetic pole position based only on the output signal from the counter 27, and converts the magnetic pole position into a three-phase conversion unit 23 and dq
It is sent to the converter unit 22. The dq conversion unit 22 detects the three-phase AC current detection values iu, i detected by the current detection unit 26.
v is also referred to the magnetic pole position, and the rotational coordinate current detection value i
d ′ and iq ′.
【００２０】一方、電流制御部４１では、初期磁極位置
検出を行う段階では、電流指令生成部３２からの回転座
標電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と回転座標電流検出値ｉ
ｄ’、ｉｑ’から、回転座標電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を
発生して、３相変換部２３に供給する。また、初期磁極
位置検出後、上位制御器３４からの電流指令にしたがっ
て、電流制御部４１及び３相変換部２３は、回転座標電
圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を生成する。On the other hand, in the stage of detecting the initial magnetic pole position, the current control unit 41 performs the rotation coordinate current command values id * and iq * from the current command generation unit 32 and the rotation coordinate current detection value i.
Rotary coordinate voltage commands vd *, vq * are generated from d ′, iq ′ and supplied to the three-phase converter 23. After detecting the initial magnetic pole position, the current control unit 41 and the three-phase conversion unit 23 generate rotational coordinate voltage commands vd * and vq * according to a current command from the upper controller 34.
【００２１】３相変換部２３は、上記した回転座標電圧
指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を３相交流電圧値ｖｕ＊、ｖｖ＊、
ｖｗ＊に変換して、電力制御部２４に供給する。電力制
御部２４は、３相交流電圧値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に
したがって、電力を同期モータ２９に与える。The three-phase converter 23 converts the rotation coordinate voltage commands vd *, vq * into three-phase AC voltage values vu *, vv *,
The data is converted to vw * and supplied to the power control unit 24. The power control unit 24 supplies power to the synchronous motor 29 according to the three-phase AC voltage values vu *, vv *, vw *.
【００２２】次に、本発明に係る磁極位置検出部２５の
動作原理を同期モータ２９として、永久磁石ブラシレス
リニアモータを使用した場合について、説明する。Next, the operation principle of the magnetic pole position detecting section 25 according to the present invention will be described for a case where a permanent magnet brushless linear motor is used as the synchronous motor 29.
【００２３】まず、永久磁石ブラシレスリニアモータを
使用した場合、当該モータの推力ｆは、式（１）であら
わされる。First, when a permanent magnet brushless linear motor is used, the thrust f of the motor is expressed by equation (1).
【００２４】 ｆ＝Ｋｆ・ｉｑ （１） 但し、式（１）において、Ｋｆはモータ推力定数であ
り、ｉｑはモータ回転座標磁束軸（ｄ軸）に直交する軸
（ｑ軸）の電流である。F = Kf · iq (1) In the equation (1), Kf is a motor thrust constant, and iq is a current of an axis (q axis) orthogonal to a motor rotation coordinate magnetic flux axis (d axis). .
【００２５】ここで、図３に示すように、モータ回転座
標ｄｑ軸の位相θと、制御のための制御回転座標ｄ’
ｑ’軸の位相θ’との間に、位相誤差Δθ（＝θ’―
θ）が存在すると、ｄｑ軸の電流量ｉｄ、ｉｑと、ｄ’
ｑ’軸の電流量ｉｄ’、ｉｑ’との間には、式（２）が
成立する。Here, as shown in FIG. 3, the phase θ of the motor rotation coordinate dq axis and the control rotation coordinate d ′ for control are set.
A phase error Δθ (= θ′−) between the q ′ axis phase θ ′
θ) exists, the current amounts id and iq on the dq axes and d ′
Equation (2) holds between the q'-axis current amounts id 'and iq'.
【００２６】 ｉｄ ＝ ｃｏｓΔθ・ｉｄ’− ｓｉｎΔθ・ｉｑ’ ｉｑ ＝ ｓｉｎΔθ・ｉｄ’＋ ｃｏｓΔθ・ｉｑ’ （２） 式（１）と式（２）とから次式（３）が得られる。Id = cosΔθ · id′−sinΔθ · iq ′ iq = sinΔθ · id ′ + cosΔθ · iq ′ (2) From the equations (1) and (2), the following equation (3) is obtained.
【００２７】 ｆ ＝ Ｋｆ・（ｓｉｎΔθ・ｉｄ’＋ ｃｏｓΔθ・ｉｑ’） （３） ここで、ｑ’軸電流ｉｑ’＝０、ｄ’軸電流ｉｄ’＝Ｉ
ｄとなるように制御を行ったものとする。このとき、リ
ニアモータの発生推力は式（４）であらわされる。F = Kf · (sin Δθ · id ′ + cos Δθ · iq ′) (3) where q′-axis current iq ′ = 0, d′-axis current id ′ = I
It is assumed that control is performed so as to be d. At this time, the generated thrust of the linear motor is expressed by Expression (4).
【００２８】 ｆ ＝ Ｋｆ・ｓｉｎΔθ・Ｉｄ’ （４） 式（４）からも明らかな通り、モータ回転軸ｄｑ軸と、
制御回転座礁ｄ’ｑ’軸との間に位相誤差Δθが存在し
ない場合、ｑ’軸電流ｉｑ’＝０にすれば、推力が発生
しないことになる。これに対して、位相誤差Δθが存在
する場合、ｑ’軸電流ｉｑ’＝０であっても、推力が発
生して、リニアモータはある速度で移動することにな
る。F = Kf · sinΔθ · Id ′ (4) As is clear from equation (4), the motor rotation axis dq axis and
When there is no phase error Δθ between the control rotating grounding d′ q ′ axis and the q ′ axis current iq ′ = 0, no thrust is generated. On the other hand, when the phase error Δθ exists, even when the q′-axis current iq ′ = 0, a thrust is generated and the linear motor moves at a certain speed.
【００２９】この原理を利用して、ｉｑ’＝０としてｉ
ｄ’にのみに指令を与え、それによって発生するモータ
の速度を０になるように、即ち、Δθ＝０°となるよう
に、制御回転座標の位相θ’の位相補正を行えば、磁極
位置として検出することができる。Using this principle, iq '= 0 and i
A command is given only to d ′, and the phase of the control rotation coordinate phase θ ′ is corrected so that the speed of the motor generated thereby becomes 0, that is, Δθ = 0 °. Can be detected as
【００３０】次に、上記原理に基づく、具体的な磁極位
置検出方法について説明する。Next, a specific magnetic pole position detection method based on the above principle will be described.
【００３１】ここで、モータの負荷に摩擦力がある場合
（Ａ）と、モータの負荷に摩擦力が殆どない場合（Ｂ）
とでは、検出方法を若干変更する必要がある。尚、いず
れの場合にも、１）極性判別、２）磁極位置合わせの２
段階で行われる。以下、上記した（Ａ）の場合と（Ｂ）
の場合とに分けて説明する。Here, the case where the motor load has a frictional force (A) and the case where the motor load has little frictional force (B)
Therefore, it is necessary to slightly change the detection method. In each case, 1) polarity discrimination, 2) magnetic pole alignment
Done in stages. Hereinafter, the above-mentioned case (A) and (B)
The description will be made separately for the case.
【００３２】（Ａ）モータの負荷に摩擦力がある場合に
ついて、図４のフローチャートを参照して説明する。(A) The case where the motor load has a frictional force will be described with reference to the flowchart of FIG.
【００３３】１）極性判別 式（４）からモータの発生推力が０となる条件は、位相
誤差Δθ＝０のほかに、Δθ＝±１８０°の場合があ
る。このため、まず、位相誤差Δθを―９０°〜＋９０
°の範囲に補正する（ステップＳ１）。1) Polarity discrimination From the equation (4), the condition that the thrust generated by the motor becomes 0 may be, in addition to the phase error Δθ = 0, Δθ = ± 180 °. Therefore, first, the phase error Δθ is changed from −90 ° to + 90 °.
The angle is corrected to the range of ° (step S1).
【００３４】最初に、制御回転座標ｄ’ｑ’軸の初期位
相θ’を９０°としてモータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉ
ｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与える（ステップＳ
２）。Ｉｄの大きさは、モータ速度が検出できる範囲で
なるべく小さな値とする。このときのモータ発生推力ｆ
１は、式（４）からも明らかな通り、次式（５）であら
わされる。First, the initial phase θ ′ of the control rotation coordinate d′ q ′ axis is set to 90 °, and iq * = 0, id * = I
A current command of d · sin (t) is given (step S
2). The magnitude of Id is set to a value as small as possible in a range where the motor speed can be detected. Motor generated thrust f
1 is expressed by the following equation (5), as is clear from equation (4).
【００３５】 ｆ１ ＝ Ｋｆ・ｓｉｎ（Δθ＋９０°）・ｉｄ＊ ＝ Ｋｆ・ｃｏｓΔθ・Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ） （５） このときのモータ速度ｖ１は、モータの負荷質量をＭ、
摩擦係数をＤとすると、 ｖ１＝ｆ１／Ｄ ≒（Ｋｆ／Ｄ）・ｃｏｓΔθ・Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ） （６） であらわされる。F1 = Kf · sin (Δθ + 90 °) · id * = Kf · cosΔθ · Id · sin (t) (5) At this time, the motor speed v1 is represented by M, the load mass of the motor,
Assuming that the friction coefficient is D, v1 = f1 / D ≒ (Kf / D) · cosΔθ · Id · sin (t) (6)
【００３６】ここで、ｔ＝π／２かどうかを判定し（ス
テップＳ３）、ｔ＝π／２の速度をＶ１として検出する
（ステップＳ４）。このときのＶ１は、式（７）であら
わされる。Here, it is determined whether or not t = π / 2 (step S3), and the speed at t = π / 2 is detected as V1 (step S4). V1 at this time is represented by equation (7).
【００３７】 Ｖ１ ≒（Ｋｆ／Ｄ）・ｃｏｓΔθ・Ｉｄ （７） 速度Ｖ１の検出は、ｔが２πになるまで継続される（ス
テップＳ５）。V1 ≒ (Kf / D) · cosΔθ · Id (7) The detection of the speed V1 is continued until t becomes 2π (step S5).
【００３８】次に、制御回転座標ｄ’ｑ’軸の初期位相
θ’を０°として（ステップＳ６）、モータにｉｑ＊＝
０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与える
（ステップＳ７）。このときのモータ発生推力ｆ２は、 ｆ２＝Ｋｆ・ｓｉｎΔθ・Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ） （８） となる。このときのモータ速度ｖ２は ｖ２≒（Ｋｆ/Ｄ）・ｓｉｎΔθ・Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ） （９） で与えられる。ここで、ｔ＝π／２とし（ステップＳ
８）、このときにおける速度をＶ２とすると、Ｖ２は次
式（１０）で与えられる（ステップＳ９）。Next, the initial phase θ ′ of the control rotation coordinate d′ q ′ axis is set to 0 ° (step S6), and iq * =
A current command of 0, id * = Id · sin (t) is given (step S7). The motor generated thrust f2 at this time is as follows: f2 = Kf · sinΔθ · Id · sin (t) (8) The motor speed v2 at this time is given by: v2 ≒ (Kf / D) · sin Δθ · Id · sin (t) (9) Here, t = π / 2 (step S
8) Assuming that the speed at this time is V2, V2 is given by the following equation (10) (step S9).
【００３９】 Ｖ２≒（Ｋｆ／Ｄ）・ｓｉｎΔθ・Ｉｄ （１０） このときの位相誤差Δθに対するモータ速度Ｖ１、Ｖ２
の関係をあらわすと、図５のようになる。ステップＳ１
０では、t＝２πになったかどうかが判定され、t＝２π
になるとステップＳ１１に移る。V2 ≒ (Kf / D) · sin Δθ · Id (10) The motor speeds V1 and V2 with respect to the phase error Δθ at this time
FIG. 5 shows the relationship. Step S1
At 0, it is determined whether or not t = 2π, and t = 2π
Then, the process moves to step S11.
【００４０】ここで、図５からも明らかなように、位相
誤差Δθ＜―９０°及びΔθ＞＋９０°の範囲では、Ｖ
１＜０の関係が成立する。ステップＳ１１では、この関
係が成立するか否かが判定され、成立する場合には、位
相を補正することなく、次の磁極位置合わせに移る。一
方、Ｖ１＜０の関係が成立しない場合には、ステップＳ
１２に移る。ステップＳ１２では、Ｖ２＜０の関係が成
立するか否かが判定される。この関係が成立する場合、
制御回転座標の位相θ’を＋９０°し（ステップＳ１
３）、Ｖ２＞０の場合は制御回転座標の位相θ’を―９
０°とする（ステップＳ１４）。これにより、位相誤差
Δθは−９０°〜＋９０°の範囲に補正され、続いて、
磁極位置合わせに移行する。Here, as is apparent from FIG. 5, in the range of the phase errors Δθ <−90 ° and Δθ> + 90 °, V
The relationship of 1 <0 holds. In step S11, it is determined whether or not this relationship is established. If the relationship is established, the process proceeds to the next magnetic pole alignment without correcting the phase. On the other hand, if the relationship of V1 <0 is not established, step S
Move to 12. In step S12, it is determined whether the relationship of V2 <0 holds. If this relationship holds,
The phase θ ′ of the control rotation coordinate is + 90 ° (step S1)
3) If V2> 0, the phase θ ′ of the control rotation coordinate is set to −9.
It is set to 0 ° (step S14). As a result, the phase error Δθ is corrected in the range of −90 ° to + 90 °, and subsequently,
Move on to magnetic pole alignment.
【００４１】２）磁極位置合わせ 前述した極性判別により、位相誤差Δθが−９０°〜＋
９０°の範囲に補正された後、モータにｉｑ＊＝０、ｉ
ｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与える（ステッ
プＳ１５）。ここで、ｔ＝π／２かどうかを判定し（ス
テップＳ１６）、このときにおける速度をＶとして検出
し（ステップＳ１７）、ｔ＝２πになるまで速度Ｖを検
出する（ステップＳ１８）。この場合、速度Ｖは式（１
１）によってあらわされる。2) Alignment of Magnetic Pole According to the polarity determination described above, the phase error Δθ is -90 ° to +
After being corrected to the range of 90 °, iq * = 0, i
A current command of d * = Id · sin (t) is given (step S15). Here, it is determined whether or not t = π / 2 (step S16), the speed at this time is detected as V (step S17), and the speed V is detected until t = 2π (step S18). In this case, the speed V is given by the equation (1)
It is represented by 1).
【００４２】 Ｖ≒（Ｋｆ／Ｄ）ｓｉｎΔθ・Ｉｄ （１１） 式（１１）において、Ｖ＜０なら（ステップＳ１９、Ｓ
２０、及び、Ｓ２１）、制御回転座標の位相θ’を＋ｘ
°し（ステップＳ２１）、Ｖ＞０ならば（ステップＳ１
９、Ｓ２０、Ｓ２２）、制御回転座標の位相θ’を−ｘ
°する（ステップＳ２２）。尚、ｘは任意の所定角度で
ある。このステップの後、上記ステップにリターンして
上記動作を繰り返す。ステップＳ１９で、Ｖ＝０が検出
された場合、Ｉｄの大きさが定格電流値を越えていない
場合には、任意の所定電流ΔＩｄだけ増加して（ステッ
プＳ２３、Ｓ２４）、上記動作を繰り返す。Ｖ＝０で、
且つ、Ｉｄが定格電流値以上ならば（ステップＳ２
３）、位相誤差Δθ＝０°の制御回転座標の位相θ’を
検出できたことになり、初期時期位置検出が終了する。
その直後から、正しい回転座標（ｄｑ座標）制御により
モータが駆動できる。V ≒ (Kf / D) sinΔθ · Id (11) In the equation (11), if V <0 (steps S19 and S19)
20, and S21), the phase θ ′ of the control rotation coordinate is set to + x
(Step S21), if V> 0 (Step S1)
9, S20, S22), the phase θ ′ of the control rotation coordinate is -x
° (step S22). Note that x is an arbitrary predetermined angle. After this step, the process returns to the above step and repeats the above operation. If V = 0 is detected in step S19, and if the magnitude of Id does not exceed the rated current value, the current is increased by an arbitrary predetermined current ΔId (steps S23 and S24), and the above operation is repeated. V = 0,
If Id is equal to or more than the rated current value (step S2
3) Since the phase θ ′ of the control rotation coordinate with the phase error Δθ = 0 ° has been detected, the initial timing position detection ends.
Immediately after that, the motor can be driven by the correct rotation coordinate (dq coordinate) control.
【００４３】一旦、初期磁極位置が検出された後は、イ
ンクリメントパルスにより位相を検出できる。Once the initial magnetic pole position is detected, the phase can be detected by the increment pulse.
【００４４】（Ｂ）次に、モータの負荷に摩擦力が殆ど
ない場合について図５のフローチャートを参照して説明
する。各ステップで使用される式が異なるだけで、フロ
ーチャートの基本的な流れは（Ａ）の場合と同じである
から、図６の各ステップについては、言及しない。(B) Next, a case where there is almost no frictional force in the load of the motor will be described with reference to the flowchart of FIG. Since the basic flow of the flowchart is the same as that of the case (A) except that the formula used in each step is different, each step in FIG. 6 will not be described.
【００４５】１）極性判別 まず、制御回転座標ｄ’ｑ’軸の初期位相θ’を９０°
としてモータにｉｇ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ
（ｔ）の電流指令を与える。Ｉｄの大きさはモータ速度
が検出できる範囲でなるべく小さな値とする。このとき
のモータ速度ｖ１は、モータの負荷質量をＭ、摩擦係数
をＤとすると、式（１２）で与えられる。1) Polarity discrimination First, the initial phase θ ′ of the control rotation coordinate d′ q ′ axis is set to 90 °.
Ig * = 0, id * = Id · sin
The current command of (t) is given. The magnitude of Id is set to a value as small as possible in a range where the motor speed can be detected. The motor speed v1 at this time is given by Expression (12), where M is the load mass of the motor and D is the friction coefficient.
【００４６】 ｖ１≒（Ｋｆ／Ｍ）ｃｏｓΔθ・Ｉｄ・（１−ｃｏｓ（ｔ）） （１２） ここで、ｔ＝πにおける速度をＶ１とすると、 Ｖ１≒ （２Ｋｆ／Ｍ）・ｃｏｓΔθ・Ｉｄ （１３） となる。V1 ≒ (Kf / M) cosΔθ · Id · (1-cos (t)) (12) Here, assuming that the speed at t = π is V1, V1 ≒ (2Kf / M) · cosΔθ · Id ( 13)
【００４７】次に、制御回転座標ｄ’ｑ’軸の初期位相
θ’を０°としてモータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・
ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与える。このときのモータ速
度ｖ２は、 ｖ２＝（Ｋｆ／Ｍ）ｓｉｎΔθ・Ｉｄ・（１−ｃｏｓ（ｔ）） （１４） で与えられる。ここで、ｔ＝πにおける速度をＶ２とす
ると、 Ｖ２＝（Ｋｆ／Ｍ）ｓｉｎΔθ・Ｉｄ （１５） となる。このときの位相誤差Δθに対するモータ速度Ｖ
１、Ｖ２の関係は図５であらわされる。Next, assuming that the initial phase θ ′ of the control rotation coordinate d′ q ′ axis is 0 °, iq * = 0 and id * = Id ·
A current command of sin (t) is given. The motor speed v2 at this time is given by: v2 = (Kf / M) sinΔθ · Id · (1−cos (t)) (14) Here, assuming that the velocity at t = π is V2, V2 = (Kf / M) sinΔθ · Id (15) The motor speed V with respect to the phase error Δθ at this time
The relationship between 1, V2 is shown in FIG.
【００４８】前述したように、位相誤差Δθ＜―９０°
及びΔθ＞＋９０°の範囲では、Ｖ１＜０と言う関係が
成立する。このとき、Ｖ２＜０の場合は制御回転座標の
位相θ’を＋９０°し、Ｖ２＞０の場合は制御回転座標
の位相θ’を―９０°とする。これにより、位相誤差Δ
θは−９０°〜＋９０°の範囲に補正される。As described above, the phase error Δθ <−90 °
And in the range of Δθ> + 90 °, the relationship V1 <0 holds. At this time, when V2 <0, the phase θ ′ of the control rotation coordinate is set to + 90 °, and when V2> 0, the phase θ ′ of the control rotation coordinate is set to −90 °. Thus, the phase error Δ
θ is corrected in the range of −90 ° to + 90 °.
【００４９】２）磁極位置合わせ 磁極判別により、位相誤差Δθが−９０°〜＋９０°の
範囲に補正された後、モータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉ
ｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与える。ここで、ｔ＝π
における速度をＶとすると、 Ｖ≒（Ｋｆ／Ｍ）ｓｉｎΔθ・Ｉｄ （１６） となる。ここで、Ｖ＜０なら制御回転座標の位相θ’を
＋ｘ°し、Ｖ＞０なら制御回転座標の位相θ’を−ｘ°
する。ｘは任意の所定角度である。このステップの後
は、上記ステップにリターンして上記動作を繰り返す。
Ｖ＝０となった場合には、Ｉｄの大きさを任意の所定電
流ΔＩｄだけ増加して上記動作を繰り返す。Ｖ＝０で且
つＩｄが定格電流値以上ならば、位相誤差Δθ＝０°の
制御回転座標の位相θ’を検出できたことになり、初期
磁極位置検出が終了する。その直後から正しい回転座標
（ｄｑ座標）制御によりモータを駆動できる。2) Magnetic pole alignment After the magnetic pole discrimination corrects the phase error Δθ in the range of -90 ° to + 90 °, the motor is given iq * = 0 and id * = I
A current command of d · sin (t) is given. Where t = π
Assuming that the velocity at V is V, V ≒ (Kf / M) sinΔθ · Id (16) Here, if V <0, the phase θ ′ of the control rotation coordinate is + x °, and if V> 0, the phase θ ′ of the control rotation coordinate is −x °.
I do. x is an arbitrary predetermined angle. After this step, the process returns to the above step and repeats the above operation.
When V = 0, the magnitude of Id is increased by an arbitrary predetermined current ΔId, and the above operation is repeated. If V = 0 and Id is equal to or larger than the rated current value, it means that the phase θ ′ of the control rotational coordinate with the phase error Δθ = 0 ° has been detected, and the initial magnetic pole position detection ends. Immediately after that, the motor can be driven by correct rotation coordinate (dq coordinate) control.
【００５０】一旦、初期磁極位置が検出された後は、イ
ンクリメンタルパルスにより位相を検出できる。Once the initial magnetic pole position has been detected, the phase can be detected by incremental pulses.
【００５１】[0051]
【発明の効果】本発明は、磁極センサを備える必要がな
いため、磁極位置検出器自体やその出力信号の配線及び
受信回路に伴うコストを低減できると共に、配線に伴う
不都合を解消できる。また、モータの構造を簡略化でき
る。更に、モータの電気的なパラメータを正確に把握で
きなくても初期磁極位置を検出することが可能である。
また、磁極位置検出に利用するモータ速度信号は位相誤
差Δθの正弦値に比例している。このため、Δθ＝０°
付近ではモータ速度信号の変化率が大きいため、検出の
精度が高い。また、検出時に通電する電流を徐々に大き
くするため、検出の際のモータ移動量が小さい。更に、
電流値を正弦波状に印加するため、機械装置に急激な加
減速が発生しない等の効果がある。According to the present invention, since it is not necessary to provide a magnetic pole sensor, it is possible to reduce the cost associated with the magnetic pole position detector itself, the wiring of the output signal thereof and the receiving circuit, and the inconvenience associated with the wiring can be eliminated. Further, the structure of the motor can be simplified. Further, the initial magnetic pole position can be detected even if the electric parameters of the motor cannot be accurately grasped.
The motor speed signal used for detecting the magnetic pole position is proportional to the sine value of the phase error Δθ. Therefore, Δθ = 0 °
In the vicinity, since the rate of change of the motor speed signal is large, the detection accuracy is high. In addition, the amount of motor movement at the time of detection is small because the current supplied during detection is gradually increased. Furthermore,
Since the current value is applied in the form of a sine wave, there is an effect that sudden acceleration / deceleration does not occur in the mechanical device.
【００５２】前述した実施の形態では、可動コイル型永
久磁石型ブラシレスリニアモータを例として説明した
が、本発明は、何等、これに限定されることなく、可動
磁石型ブラシレスリニアモータ、永久磁石型ブラシレス
回転モータ等にも適用できる。In the above-described embodiment, a moving coil type permanent magnet type brushless linear motor has been described as an example. However, the present invention is not limited to this. It can also be applied to brushless rotary motors and the like.
【図１】（Ａ）及び（Ｂ）は、本発明を適用できるリニ
アモータの一例を示す概略図である。FIGS. 1A and 1B are schematic diagrams showing an example of a linear motor to which the present invention can be applied.
【図２】本発明の一実施形態に係る位相検出装置を示す
ブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a phase detection device according to one embodiment of the present invention.
【図３】本発明において使用される回転座標及び制御座
標を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining rotation coordinates and control coordinates used in the present invention.
【図４】図２に示された電流制御器の動作を説明するた
めのフローチャートである。FIG. 4 is a flowchart illustrating an operation of the current controller shown in FIG. 2;
【図５】図２における駆動電圧と位相との関係を説明す
るための図である。FIG. 5 is a diagram for explaining a relationship between a drive voltage and a phase in FIG. 2;
【図６】図４とは異なる条件下における電流制御器の動
作を説明するフローチャートである。FIG. 6 is a flowchart illustrating an operation of the current controller under conditions different from FIG. 4;
【図７】（Ａ）及び（Ｂ）は、従来の可動コイル型永久
磁石型リニアモータの構成を説明するための図である。FIGS. 7A and 7B are diagrams for explaining the configuration of a conventional moving coil permanent magnet linear motor. FIG.
【図８】従来の位相検出装置を説明するためのブロック
図である。FIG. 8 is a block diagram for explaining a conventional phase detection device.
【図９】図８の動作を説明するためのタイムチャートで
ある。FIG. 9 is a time chart for explaining the operation of FIG. 8;
２１ エンコーダ ２９ モータ ３３ 電流制御器 ３４ 上位制御器 ２２ ｄｑ変換部 ２３ ３相変換部 ２４ 電力変換部 ２５ 磁極位置検
出部 ２６ 電流検出器 ２７ カウンタ ３２ 電流指令生
成部 ４１ 電流制御部Reference Signs List 21 encoder 29 motor 33 current controller 34 host controller 22 dq converter 23 three-phase converter 24 power converter 25 magnetic pole position detector 26 current detector 27 counter 32 current command generator 41 current controller
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H540 AA10 BA03 BB08 CC01 FA06 FA16 FB03 FC02 5H560 AA10 BB04 DA12 DB07 DC12 EB07 HA01 HA09 RR10 TT02 UA01 XA13 5H576 AA20 DD05 EE01 FF01 GG02 GG04 HB01 JJ12 JJ25 LL07 LL22 LL24 LL41 Continued on the front page F-term (reference)
Claims (9)
タの初期位相検出方式において、制御座標の初期位相
θ’を９０°としてモータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ
・ｓｉｎ（ｔ）の電流指令を与えたときの所定の時刻に
おける検出速度ｖ１と、制御座標の初期位相θ’を０°
としてモータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ
（ｔ）の電流指令を与えたときの所定の時刻における検
出速度ｖ２の符号判定により、制御座標の位相θ’を位
相誤差±９０°以内の範囲に決定することを特徴とする
モータの初期位相検出方式。1. An initial phase detection method for a synchronous motor controlled by a rotary coordinate control method, wherein an initial phase θ ′ of control coordinates is set to 90 ° and iq * = 0 and id * = Id
The detection speed v1 at a predetermined time when the sin (t) current command is given and the initial phase θ ′ of the control coordinates are 0 °
Iq * = 0, id * = Id · sin
(T) determining the sign of the detected speed v2 at a predetermined time when the current command is given to determine the phase θ ′ of the control coordinate within a range of ± 90 ° of the phase error. Detection method.
タの初期位相検出方式において、制御座標の位相θ’で
モータにｉｑ＊＝０、ｉｄ＊＝Ｉｄ・ｓｉｎ（ｔ）の電
流指令を与えたときの所定の時刻における検出速度ｖに
より、制御座標の位相θ’を補正し、モータの位相θと
一致させることを特徴とするモータの初期位相検出方
式。2. In an initial phase detection method of a synchronous motor controlled by a rotation coordinate control method, a current command of iq * = 0, id * = Id · sin (t) is given to the motor at a phase θ ′ of control coordinates. A phase θ ′ of the control coordinate is corrected based on the detected speed v at a predetermined time when the motor is rotated, and the phase θ ′ is made coincident with the phase θ of the motor.
直交するｄｑ軸によって規定される回転座標を前記同期
モータに設定するステップと、当該同期モータを制御し
た場合における制御座標を用意しておくステップと、前
記制御座標を定めるｄｑ軸のいずれか一方に沿って流れ
る電流を０にすることにより、前記制御座標を前記回転
座標に一致させるステップとを含むことを特徴とする同
期モータの初期位相検出方法。3. A method for controlling a synchronous motor, comprising the steps of: setting rotational coordinates defined by dq axes orthogonal to each other to the synchronous motor; and preparing control coordinates when the synchronous motor is controlled. Making the control coordinates coincide with the rotation coordinates by setting the current flowing along one of the dq axes that defines the control coordinates to zero, and detecting the initial phase of the synchronous motor. .
回転座標とを一致させるステップは、前記制御座標の位
相を回転座標と一致させるように補正するステップであ
ることを特徴とする同期モータの初期位相検出方法。4. The synchronous motor according to claim 3, wherein the step of matching the control coordinates with the rotation coordinates is a step of correcting the phase of the control coordinates to match the rotation coordinates. Initial phase detection method.
を定めるｄｑ軸のうち、電流を０にした軸以外の軸に沿
って、正弦波形を有する電流を流すことを特徴とする同
期モータの初期位相検出方法。5. The synchronous motor according to claim 3, wherein a current having a sinusoidal waveform flows along an axis other than an axis for which the current is zero among the dq axes defining the control coordinates. Initial phase detection method.
記同期モータは、同期リニアモータであることを特徴と
する同期モータの初期位相検出方法。6. The method according to claim 3, wherein the synchronous motor is a synchronous linear motor.
タは、可動コイル型或いは可動磁石型のリニアモータで
あることを特徴とする同期モータの初期位相検出方法。7. The synchronous motor initial phase detecting method according to claim 6, wherein the synchronous linear motor is a moving coil type or a moving magnet type linear motor.
記同期モータは、回転モータであることを特徴とする同
期モータの初期位相検出方法。8. The method according to claim 3, wherein the synchronous motor is a rotary motor.
り規定される同期モータを制御する制御器において、前
記同期モータの回転座標と、前記同期モータを制御する
際の制御座標との初期位相調整を行う場合、前記制御座
標のいずれか一方の軸に沿って流れる電流を０とした状
態で、他方の軸に沿って電流を流す電流発生手段と、前
記電流の供給による同期モータの移動状態から、前記制
御座標と前記回転座標との位相差を補正する手段とを備
えていることを特徴とする制御器。9. A controller for controlling a synchronous motor defined by rotational coordinates having axes orthogonal to each other, wherein an initial phase adjustment between a rotational coordinate of the synchronous motor and a control coordinate when controlling the synchronous motor is performed. When the current flowing along one of the axes of the control coordinates is set to 0, current generating means for flowing a current along the other axis, and a moving state of the synchronous motor due to the supply of the current, A controller for correcting a phase difference between the control coordinates and the rotation coordinates.
Priority Applications (1)
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