JP2002252553A - Driving circuit for semiconductor device and semiconductor device - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波信号の通電
経路に挿入された半導体スイッチをオンオフさせる半導
体装置の駆動回路および高周波信号を導通・遮断する半
導体装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a driving circuit for a semiconductor device for turning on and off a semiconductor switch inserted into a high-frequency signal conduction path, and to a semiconductor device for conducting and blocking high-frequency signals.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、高周波信号を扱う各種機器に
半導体スイッチを備えた半導体装置が利用されており、
例えば、電子計算機におけるＡ／Ｄ変換器に用いられる
半導体装置としては、図７に示すように、２個のｎチャ
ネル型のＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂにより構成され
る半導体スイッチ１を備えたものが知られている。2. Description of the Related Art Conventionally, a semiconductor device provided with a semiconductor switch has been used for various devices that handle high-frequency signals.
For example, as a semiconductor device used for an A / D converter in an electronic computer, there is known a semiconductor device provided with a semiconductor switch 1 composed of two n-channel MOS transistors 1a and 1b as shown in FIG. Have been.
【０００３】図７に示す半導体スイッチ１は、高周波信
号の通電経路に接続される一対の主端子２ａ，２ｂおよ
び制御信号が与えられる一対の入力端子３ａ，３ｂを有
し、一対の入力端子３ａ，３ｂ間に与えられる制御信号
によりオンオフされる。ここに、半導体スイッチ１は、
２個のＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂのゲート同士およ
びソース同士をそれぞれ共通接続し、ＭＯＳトランジス
タ１ａ，１ｂのゲート同士の接続点４ａを一方の入力端
子（以下、制御端子と称す）３ａに接続し、ソース同士
の接続点４ｂを他方の入力端子（以下、基準電位端子と
称す）３ｂに接続し、各ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂ
のドレインをそれぞれ主端子２ａ，２ｂに接続してあ
る。ここに、半導体スイッチ１は、制御端子３ａと基準
電位端子３ｂとの間に駆動回路１０が接続されている。A semiconductor switch 1 shown in FIG. 7 has a pair of main terminals 2a and 2b connected to a high-frequency signal conduction path and a pair of input terminals 3a and 3b to which a control signal is applied. , 3b are turned on / off by a control signal applied between them. Here, the semiconductor switch 1
The gates and sources of the two MOS transistors 1a and 1b are commonly connected to each other, and a connection point 4a between the gates of the MOS transistors 1a and 1b is connected to one input terminal (hereinafter, referred to as a control terminal) 3a. A connection point 4b between the sources is connected to the other input terminal (hereinafter referred to as a reference potential terminal) 3b, and the respective MOS transistors 1a, 1b
Are connected to the main terminals 2a and 2b, respectively. Here, in the semiconductor switch 1, the drive circuit 10 is connected between the control terminal 3a and the reference potential terminal 3b.
【０００４】図７における駆動回路１０は、半導体スイ
ッチ１の制御端子３ａと基準電位端子３ｂとの間へ制御
信号を与える駆動電源１１により構成されている。ここ
に、駆動電源１１としては、例えば、ＭＯＳトランジス
タ１ａ，１ｂを導通状態とするＨレベルの電圧とＭＯＳ
トランジスタ１ａ，１ｂを遮断状態とするＬレベルの電
圧とが交互に現れる矩形波信号を出力するパルス発生回
路が用いられ、Ｈレベルの期間とＬレベルの期間との比
率（デューティ比）を略５０％として矩形波信号の周波
数を数十ＭＨｚから数ＫＨｚのオーダまで変化させるこ
とができるようになっている。[0004] The drive circuit 10 in FIG. 7 is constituted by a drive power supply 11 for supplying a control signal between the control terminal 3 a and the reference potential terminal 3 b of the semiconductor switch 1. Here, as the drive power supply 11, for example, an H level voltage for turning on the MOS transistors 1a and 1b and a MOS
A pulse generating circuit is used that outputs a rectangular wave signal in which the L level voltage that turns off the transistors 1a and 1b alternately appears. The ratio (duty ratio) between the H level period and the L level period is approximately 50. As a percentage, the frequency of the rectangular wave signal can be changed from several tens of MHz to several KHz.
【０００５】上述の半導体装置では、制御端子３ａの電
位が各ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂのゲート電位（ゲ
ート・ソース間電圧）に等しく、基準電位端子３ｂの電
位が各ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂのソース電位と等
しくなっており、駆動回路１０から各ＭＯＳトランジス
タ１ａ，１ｂのゲート・ソース間にゲート電位を与える
ことで駆動でき（上述の矩形波信号が各ＭＯＳトランジ
スタ１ａ，１ｂのゲート・ソース間に与えられ）、ＭＯ
Ｓトランジスタ１ａ，１ｂのゲート電位がしきい値電圧
以上になるとＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂが導通状態
（オン）となり、高周波信号の導通経路が閉じた状態
（導通状態）となる。また、ＭＯＳトランジスタ１ａ，
１ｂのゲート電位がしきい値電圧よりも低くなると、Ｍ
ＯＳトランジスタ１ａ，１ｂが遮断状態（オフ）とな
り、高周波信号の導通経路は開いた状態（遮断状態）と
なる。In the above-described semiconductor device, the potential of the control terminal 3a is equal to the gate potential (gate-source voltage) of each MOS transistor 1a, 1b, and the potential of the reference potential terminal 3b is the source potential of each MOS transistor 1a, 1b. It can be driven by applying a gate potential between the gate and source of each of the MOS transistors 1a and 1b from the drive circuit 10 (the above-described rectangular wave signal is applied between the gate and source of each of the MOS transistors 1a and 1b). ), MO
When the gate potentials of the S transistors 1a and 1b become equal to or higher than the threshold voltage, the MOS transistors 1a and 1b are turned on (on) and the high-frequency signal is closed (on). Also, the MOS transistors 1a,
When the gate potential of 1b becomes lower than the threshold voltage, M
The OS transistors 1a and 1b are turned off (off), and the high-frequency signal conduction path is opened (cut off).
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところで、図７に示し
た半導体装置では、高周波信号の通電経路に挿入された
半導体スイッチ１が上述のように接続された２個のＭＯ
Ｓトランジスタ１ａ，１ｂにより構成されており、通電
経路に直列に容量成分が挿入されていないので、直流信
号のオンオフ、交流信号のオンオフ、いずれにも用いる
ことができるとともに、比較的広帯域の信号が扱えると
いう利点を有する。By the way, in the semiconductor device shown in FIG. 7, the semiconductor switch 1 inserted in the current supply path of the high-frequency signal has two MOs connected as described above.
Since it is composed of S transistors 1a and 1b and no capacitance component is inserted in series in the current path, it can be used for both on / off of a DC signal and on / off of an AC signal, and a signal of a relatively wide band can be used. It has the advantage that it can be handled.
【０００７】しかしながら、図７に示した半導体装置に
おいて半導体スイッチ１の主端子２ａ，２ｂ間の高周波
信号の導通特性（高周波特性）について測定すると、図
８に示すように、導通損失の周波数依存性が平坦でな
く、特定の周波数付近（２００ＭＨｚ付近）で導通損失
が極大になることが分かった。ここに、図８の横軸は高
周波信号の周波数、縦軸は導通損失である。なお、図８
は、駆動電源１１から半導体スイッチ１の各ＭＯＳトラ
ンジスタ１ａ，１ｂへ与えるゲート電位を９Ｖとして各
ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂを導通状態とし、主端子
２ａ，２ｂ間の導通損失についてネットワークアナライ
ザを用いて測定した結果であり、測定時の高周波信号の
掃引周波数は１ＭＨｚから１ＧＨｚまでとした。ここ
に、ネットワークアナライザによる測定は高周波出力の
ポートおよび入力のポートをそれぞれ主端子２ａ，２ｂ
に接続して行った。However, when the conduction characteristics (high-frequency characteristics) of a high-frequency signal between the main terminals 2a and 2b of the semiconductor switch 1 in the semiconductor device shown in FIG. 7 are measured, as shown in FIG. Was not flat, and the conduction loss became maximum around a specific frequency (around 200 MHz). Here, the horizontal axis in FIG. 8 is the frequency of the high-frequency signal, and the vertical axis is the conduction loss. FIG.
Sets the gate potential applied from the driving power supply 11 to each of the MOS transistors 1a and 1b of the semiconductor switch 1 to 9 V, turns on each of the MOS transistors 1a and 1b, and measures the conduction loss between the main terminals 2a and 2b using a network analyzer. The sweep frequency of the high-frequency signal at the time of measurement was from 1 MHz to 1 GHz. Here, in the measurement by the network analyzer, the high-frequency output port and the input port are connected to the main terminals 2a and 2b, respectively.
I went to connect.
【０００８】上述のように特定の周波数近傍で導通損失
が極大になるのは、高周波信号の通電経路（伝送路）と
上記伝送路のグランド（以下、高周波グランドと称す）
との間に、駆動回路１０の２本の配線それぞれのインダ
クタンス成分および抵抗成分および容量成分、各ＭＯＳ
トランジスタ１ａ，１ｂそれぞれのゲート容量、駆動電
源１１と高周波グランドとの間の浮遊容量（容量迷結
合）、上記伝送路と高周波グランドとを接続するグラン
ド線のインダクタンス成分などによる共振回路が形成さ
れ、特定の周波数で共振が起こり、該当する周波数成分
の共振電流が駆動回路１０へ流れてしまうからであると
考えられる。As described above, the conduction loss is maximized near a specific frequency because the high-frequency signal energizing path (transmission path) and the ground of the transmission path (hereinafter referred to as high-frequency ground).
Between the two wirings of the drive circuit 10, the inductance component, the resistance component, and the capacitance component,
A resonance circuit is formed by the gate capacitance of each of the transistors 1a and 1b, the stray capacitance (capacitance stray coupling) between the driving power supply 11 and the high-frequency ground, and the inductance component of the ground line connecting the transmission line and the high-frequency ground. It is considered that resonance occurs at a specific frequency, and a resonance current of a corresponding frequency component flows to the drive circuit 10.
【０００９】すなわち、駆動回路１０を流れる電流に
は、並走する２本の配線（駆動電源１１と半導体スイッ
チ１の制御端子３ａおよび基準電位端子３ｂとを接続す
るための２本の配線）を逆相で流れるノーマルモード電
流と、同相で流れるコモンモード電流とがあり、上述の
２本の配線を逆向きに流れる駆動電流はノーマルモード
電流であり、高周波信号の通電経路から高周波グランド
へ向かって流れて上述の２本の配線を同じ向きで流れる
高周波電流はコモンモードノイズ電流となり、この高周
波電流は導通特性の広帯域の平坦性を阻害する共振を引
き起こす。In other words, two wires (two wires for connecting the drive power supply 11 with the control terminal 3a and the reference potential terminal 3b of the semiconductor switch 1) are connected to the current flowing through the drive circuit 10 in parallel. There are a normal mode current flowing in the opposite phase and a common mode current flowing in the same phase, and the driving current flowing in the opposite directions through the two wirings is a normal mode current. The high-frequency current flowing and flowing in the two wirings in the same direction becomes a common-mode noise current, and this high-frequency current causes resonance that impairs the flatness of the conduction characteristics over a wide band.
【００１０】図８に示すように導通損失の周波数依存性
が平坦にならずに極大となる特定の周波数があると、高
周波信号の通過可能な周波数帯域の上限が上記特定の周
波数で制約されてしまい、広帯域の高周波スイッチとし
て使用できないという不具合があった。As shown in FIG. 8, when there is a specific frequency at which the frequency dependence of the conduction loss becomes maximum instead of being flat, the upper limit of the frequency band through which a high-frequency signal can pass is restricted by the specific frequency. As a result, there is a problem that the device cannot be used as a broadband high-frequency switch.
【００１１】そこで、広帯域の高周波信号に対応できる
半導体スイッチの駆動回路として、半導体スイッチ１と
駆動電源１１との間にフォトカプラを介在させ半導体ス
イッチ１と駆動電源１１との間を電気的に絶縁したもの
が知られている。この種の駆動回路では、発光ダイオー
ドのような発光素子を駆動電源１１側に設けるとともに
発光素子に光結合したフォトトランジスタのような受光
素子を半導体スイッチ１側に設け、受光素子の起電力に
より半導体スイッチ１をオンオフ制御することができる
から、上述の共振電流が流れるような共振回路が存在せ
ず、特定の周波数で導通損失が極大となるのを防止する
ことができる。Therefore, a photocoupler is interposed between the semiconductor switch 1 and the drive power supply 11 to electrically insulate the semiconductor switch 1 from the drive power supply 11 as a drive circuit for the semiconductor switch capable of coping with a broadband high-frequency signal. Is known. In this type of drive circuit, a light emitting element such as a light emitting diode is provided on the drive power supply 11 side, and a light receiving element such as a phototransistor optically coupled to the light emitting element is provided on the semiconductor switch 1 side. Since the on / off control of the switch 1 can be performed, there is no resonance circuit through which the above-described resonance current flows, and it is possible to prevent the conduction loss from being maximized at a specific frequency.
【００１２】しかしながら、フォトカプラを用いたもの
では、受光素子の充放電時間が比較的長いので、半導体
スイッチ１のスイッチング速度がフォトカプラのスイッ
チング速度に依存して遅くなってしまい、半導体スイッ
チ１を構成しているＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂの高
速性（高速スイッチング性能）を活かせないという不具
合があった。なお、半導体スイッチ１のスイッチング時
間は略１０ｎｓｅｃ程度であるのに対して、フォトカプ
ラのスイッチング時間は略１００μｓｅｃ程度である。However, in the case of using the photocoupler, the charge / discharge time of the light receiving element is relatively long, so that the switching speed of the semiconductor switch 1 becomes slow depending on the switching speed of the photocoupler. There is a problem that the high speed (high speed switching performance) of the MOS transistors 1a and 1b cannot be utilized. The switching time of the semiconductor switch 1 is about 10 nsec, while the switching time of the photocoupler is about 100 μsec.
【００１３】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、半導体スイッチのスイッチング特性
を低下させることなく高周波での導通損失の増大を抑制
できる半導体装置の駆動回路および広帯域の高周波スイ
ッチとして利用できスイッチング性能の優れた半導体装
置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a drive circuit for a semiconductor device and a broadband semiconductor device capable of suppressing an increase in conduction loss at a high frequency without deteriorating the switching characteristics of a semiconductor switch. An object of the present invention is to provide a semiconductor device which can be used as a high-frequency switch and has excellent switching performance.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、高周波信号の通電経路に接続さ
れる一対の主端子および制御信号が与えられる一対の入
力端子を有し制御信号によりオンオフされる半導体スイ
ッチの入力端子間に制御信号を与えるための駆動電源
と、一対の入力端子と駆動電源との間に挿入されコモン
モードノイズを除去するノイズ除去フィルタとを備えて
なることを特徴とするものである。この構成によれば、
一対の入力端子と駆動電源との間に挿入されコモンモー
ドノイズを除去するノイズ除去フィルタを備えているこ
とにより、高周波信号の伝送経路には変更を加えること
なしに、駆動回路へコモンモードノイズ電流が流れるの
を阻止できるから、高周波での導通損失が特定の周波数
近傍で増大するのを防止できて広帯域で導通損失の平坦
性を確保でき、しかも、駆動回路と半導体スイッチとの
間にフォトカプラを用いる必要がないので、半導体スイ
ッチのスイッチング性能を活かすことができる。In order to achieve the above object, the present invention has a pair of main terminals connected to a high-frequency signal conduction path and a pair of input terminals to which a control signal is applied. A drive power supply for supplying a control signal between input terminals of a semiconductor switch which is turned on / off by a control signal, and a noise removal filter inserted between the pair of input terminals and the drive power supply for removing common mode noise are provided. It is characterized by the following. According to this configuration,
By providing a noise removal filter inserted between the pair of input terminals and the drive power supply to remove common mode noise, the common mode noise current can be supplied to the drive circuit without changing the transmission path of high frequency signals. Can be prevented from flowing, so that conduction loss at high frequencies can be prevented from increasing near a specific frequency, flatness of conduction loss can be secured over a wide band, and a photocoupler can be provided between the drive circuit and the semiconductor switch. It is not necessary to use the semiconductor device, so that the switching performance of the semiconductor switch can be utilized.
【００１５】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、上記各入力端子と上記
駆動電源との間にそれぞれ直列に挿入される少なくとも
一対の定数が等しいインダクタよりなることを特徴とす
るものである。この構成は望ましい実施態様であり、各
入力端子と駆動電源との間に、定数が等しいインダクタ
をそれぞれ直列に挿入することで、駆動回路へコモンモ
ードノイズ電流が流れるのを阻止することができるの
で、高周波での導通損失が特定の周波数近傍で増大する
のを防止できて広帯域で導通損失の平坦性を確保でき、
しかも、駆動回路と半導体スイッチとの間にフォトカプ
ラを用いる必要がないので、半導体スイッチのスイッチ
ング性能を活かすことができる。なお、インダクタは、
インダクタを設けていない場合に駆動回路へ共振電流が
流れる周波数で高インピーダンスとなるような周波数特
性を有することが望ましい。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the noise elimination filter is formed of an inductor having at least one pair of constant equal inductors inserted in series between each of the input terminals and the drive power supply. It is characterized by the following. This configuration is a desirable embodiment, and the common mode noise current can be prevented from flowing to the drive circuit by inserting inductors having the same constant in series between each input terminal and the drive power supply. , The conduction loss at high frequencies can be prevented from increasing near a specific frequency, and the conduction loss flatness can be secured in a wide band,
Moreover, since it is not necessary to use a photocoupler between the driving circuit and the semiconductor switch, the switching performance of the semiconductor switch can be utilized. The inductor is
It is desirable to have frequency characteristics such that the impedance becomes high at the frequency at which the resonance current flows to the drive circuit when no inductor is provided.
【００１６】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、上記各入力端子と上記
駆動電源との間に挿入される少なくとも１つのコモンモ
ードフィルタよりなることを特徴とする。この構成は望
ましい実施態様であり、上記ノイズ除去フィルタが、上
記各入力端子と上記駆動電源との間に挿入される少なく
とも１つのコモンモードフィルタよりなるので、コモン
モードノイズに対してはインダクタとして働きコモンモ
ードノイズ電流が流れるのを阻止でき、ノーマルモード
の場合は逆相で電流が流れることで生じる磁束が打ち消
しあって低インピーダンスとなり、駆動電流に影響しな
くなるから、半導体スイッチのスイッチング特性を確保
することができる。つまり、駆動電流に対してはインダ
クタがないものとして扱えるので、ノイズ除去フィルタ
を設けたことによる半導体スイッチのスイッチング速度
の低下を抑制することができる。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the noise elimination filter includes at least one common mode filter inserted between each of the input terminals and the driving power supply. I do. This configuration is a desirable embodiment, and since the noise elimination filter includes at least one common mode filter inserted between each of the input terminals and the drive power supply, the noise elimination filter functions as an inductor with respect to common mode noise. The common mode noise current can be prevented from flowing, and in the normal mode, the magnetic flux generated by the current flowing in the opposite phase cancels out, resulting in low impedance and no influence on the drive current, thus ensuring the switching characteristics of the semiconductor switch. be able to. That is, since the drive current can be treated as having no inductor, it is possible to suppress a decrease in the switching speed of the semiconductor switch due to the provision of the noise removal filter.
【００１７】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、オペアンプを用いて構
成されてなることを特徴とする。この構成は望ましい実
施態様であり、上記ノイズ除去フィルタが、オペアンプ
を用いて構成されているので、ノイズ除去フィルタをオ
ペアンプのような電子回路で形成していることにより、
ノイズ除去フィルタを半導体チップに作り込むことがで
き、ノイズ除去フィルタの小型化および特性の安定化が
可能になる。According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the noise elimination filter is configured using an operational amplifier. This configuration is a desirable embodiment, and since the noise removal filter is configured using an operational amplifier, the noise removal filter is formed by an electronic circuit such as an operational amplifier.
The noise elimination filter can be built in the semiconductor chip, and the noise elimination filter can be reduced in size and the characteristics can be stabilized.
【００１８】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、コンパレータを用いて
構成されていることを特徴とする。この構成は望ましい
実施態様であり、上記ノイズ除去フィルタが、コンパレ
ータを用いて構成されているので、ノイズ除去フィルタ
をコンパレータのような電子回路で形成していることに
より、ノイズ除去フィルタを半導体チップに作り込むこ
とができ、ノイズ除去フィルタの小型化および特性の安
定化が可能になり、また、請求項４の発明のようにオペ
アンプを用いて構成している場合に比べて高速駆動化お
よびノイズ除去フィルタの小型化を図れる。According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, the noise elimination filter is configured using a comparator. This configuration is a desirable embodiment, and since the noise elimination filter is configured using a comparator, the noise elimination filter is formed by an electronic circuit such as a comparator, so that the noise elimination filter is provided on a semiconductor chip. It is possible to reduce the size of the noise elimination filter and stabilize the characteristics, and to achieve higher speed driving and noise elimination as compared with the case of using an operational amplifier as in the invention of claim 4. The size of the filter can be reduced.
【００１９】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
５のいずれかに記載の駆動回路と、高周波信号の通電経
路に接続される一対の主端子および制御信号が与えられ
る一対の入力端子を有し駆動回路から入力端子間に与え
られる制御信号によりオンオフされる半導体スイッチと
を備えてなることを特徴とする。この構成によれば、高
周波での導通損失が特定の周波数近傍で増大することが
なく広帯域で導通損失の平坦性が確保され、しかも、駆
動回路と半導体スイッチとの間にフォトカプラが介在し
ないので、半導体スイッチのスイッチング性能がフォト
カプラで損なわれることもなく、スイッチング性能に優
れた広帯域の高周波スイッチとして利用できる。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a driving circuit as set forth in any one of the first to fifth aspects, a pair of main terminals connected to a high-frequency signal conduction path and a pair of input terminals to which a control signal is supplied. And a semiconductor switch that is turned on and off by a control signal supplied from a drive circuit to an input terminal. According to this configuration, the conduction loss at a high frequency does not increase in the vicinity of a specific frequency, and the flatness of the conduction loss is ensured in a wide band, and since no photocoupler is interposed between the drive circuit and the semiconductor switch. Further, the switching performance of the semiconductor switch is not impaired by the photocoupler, and the semiconductor switch can be used as a broadband high-frequency switch having excellent switching performance.
【００２０】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、上記半導体スイッチが、２つのトランジスタで構成
され、各トランジスタの制御電極同士および各一対の主
電極のうちの一方同士をそれぞれ共通接続して構成さ
れ、共通接続された制御電極および共通接続された主電
極がそれぞれ上記入力端子に接続されてなることを特徴
とする。この構成によれば、上記各一対の主電極のうち
の他方同士間で双方向に電流を流すことができ、高周波
信号が直流信号、交流信号いずれの高周波信号にも対応
することができる。また、制御電極同士が共通に接続さ
れているから、１つの駆動回路で半導体スイッチをオン
オフ制御することができ駆動が容易である。According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect, the semiconductor switch includes two transistors, and the control electrodes of each transistor and one of the pair of main electrodes are commonly connected. And the commonly connected control electrode and the commonly connected main electrode are respectively connected to the input terminal. According to this configuration, a current can flow bidirectionally between the other of the pair of main electrodes, and the high-frequency signal can correspond to either a DC signal or an AC signal. In addition, since the control electrodes are commonly connected, the semiconductor switch can be turned on / off by one drive circuit, and driving is easy.
【００２１】請求項８の発明は、請求項６の発明におい
て、上記半導体スイッチは、１つのトランジスタで構成
され、トランジスタの制御電極が上記一対の入力端子の
一方に接続され、一対の主電極のうちの一方が上記一対
の入力端子の他方に接続されてなることを特徴とする。
この構成によれば、請求項７の発明のように２つのトラ
ンジスタにより半導体スイッチを構成している場合に比
べて導通損失を半減できるるとともに、小型化を図るこ
とができる。According to an eighth aspect of the present invention, in the sixth aspect of the present invention, the semiconductor switch includes one transistor, a control electrode of the transistor is connected to one of the pair of input terminals, and One of the input terminals is connected to the other of the pair of input terminals.
According to this configuration, the conduction loss can be reduced to half and the size can be reduced as compared with the case where a semiconductor switch is formed by two transistors as in the invention of claim 7.
【００２２】[0022]
【発明の実施の形態】（実施形態１）本実施形態では、
図１に示すように、高周波信号の通電経路に接続される
一対の主端子２ａ，２ｂおよび制御信号が与えられる一
対の入力端子３ａ，３ｂを有し、一対の入力端子３ａ，
３ｂ間に与えられる制御信号によりオンオフされる半導
体スイッチ１が、２個のｎチャネル型のＭＯＳトランジ
スタ１ａ，１ｂにより構成されている。ここに、半導体
スイッチ１は、２個のＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂの
ゲート同士およびソース同士をそれぞれ共通接続し、Ｍ
ＯＳトランジスタ１ａ，１ｂのゲート同士の接続点４ａ
を一方の入力端子（以下、制御端子と称す）３ａに接続
し、ソース同士の接続点４ｂを他方の入力端子（以下、
基準電位端子と称す）３ｂに接続し、各ＭＯＳトランジ
スタ１ａ，１ｂのドレインをそれぞれ主端子２ａ，２ｂ
に接続してある。また、半導体スイッチ１は、制御端子
３ａと基準電位端子３ｂとの間に駆動回路１０が接続さ
れている。なお、本実施形態では、各ＭＯＳトランジス
タ１ａ，１ｂのゲート電極（図示せず）が制御電極を構
成し、各ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂのドレイン電極
（図示せず）およびソース電極（図示せず）それぞれが
主電極を構成している。(Embodiment 1) In this embodiment,
As shown in FIG. 1, it has a pair of main terminals 2 a and 2 b connected to a high-frequency signal conduction path and a pair of input terminals 3 a and 3 b to which a control signal is applied.
The semiconductor switch 1 which is turned on / off by a control signal given between the terminals 3b is composed of two n-channel MOS transistors 1a and 1b. Here, the semiconductor switch 1 connects the gates and the sources of the two MOS transistors 1a and 1b in common, respectively.
Connection point 4a between the gates of OS transistors 1a and 1b
Is connected to one input terminal (hereinafter, referred to as a control terminal) 3a, and a connection point 4b between the sources is connected to the other input terminal (hereinafter, referred to as a control terminal).
3b, and the drains of the MOS transistors 1a and 1b are connected to the main terminals 2a and 2b, respectively.
Connected to In the semiconductor switch 1, a drive circuit 10 is connected between the control terminal 3a and the reference potential terminal 3b. In this embodiment, the gate electrodes (not shown) of the MOS transistors 1a and 1b constitute control electrodes, and the drain electrodes (not shown) and the source electrodes (not shown) of the MOS transistors 1a and 1b. Each constitutes a main electrode.
【００２３】本実施形態における駆動回路１０は、半導
体スイッチ１の制御端子３ａと基準電位端子３ｂとの間
へ制御信号を与える電源回路よりなる駆動電源１１と、
半導体スイッチ１の制御端子３ａおよび基準電位端子３
ｂと駆動電源１１との間に挿入されコモンモードノイズ
を除去するノイズ除去フィルタ１２とを備えている。The drive circuit 10 according to the present embodiment includes a drive power supply 11 composed of a power supply circuit for supplying a control signal between the control terminal 3a of the semiconductor switch 1 and the reference potential terminal 3b;
Control terminal 3a and reference potential terminal 3 of semiconductor switch 1
and a noise removing filter 12 inserted between the driving power supply 11 and the driving power supply 11 for removing common mode noise.
【００２４】ここに、駆動電源１１としては、例えば、
ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂを導通状態とするＨレベ
ルの電圧とＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂを遮断状態と
するＬレベルの電圧とが交互に現れる矩形波信号を出力
するパルス発生回路が用いられ、Ｈレベルの期間とＬレ
ベルの期間との比率（デューティ比）を略５０％として
矩形波信号の周波数を数十ＭＨｚから数ＫＨｚのオーダ
まで変化させることができるようになっている。Here, as the driving power source 11, for example,
A pulse generating circuit that outputs a rectangular wave signal in which an H-level voltage for turning on the MOS transistors 1a and 1b and an L-level voltage for turning off the MOS transistors 1a and 1b alternately is used. With the ratio (duty ratio) between the period and the L level period being approximately 50%, the frequency of the rectangular wave signal can be changed from several tens of MHz to several KHz.
【００２５】ノイズ除去フィルタ１２は、定数が等しい
２つのインダクタＬ１，Ｌ２からなり、駆動電源１１の
正極と半導体スイッチ１の制御端子３ａとの間にインダ
クタＬ１が直列に挿入され、駆動電源１１の負極と半導
体スイッチ１の基準電位端子３ｂとの間にインダクタＬ
２が直列に挿入されている。ここに、インダクタＬ１，
Ｌ２を購入するような場合、カタログには一般的に１０
０ＭＨｚでのインピーダンス値が代表値として記載され
ているので、上述の高周波信号として扱いたい周波数帯
域（使用周波数帯域）でのインピーダンスの大きさ（望
ましくは、２００Ω以上）で選択すべきであることは言
うまでもない。なお、駆動回路１０のグランドは、上述
の高周波信号の伝送路の高周波グランドとは絶縁されて
いる。The noise removing filter 12 is composed of two inductors L1 and L2 having the same constant. An inductor L1 is inserted in series between the positive electrode of the driving power supply 11 and the control terminal 3a of the semiconductor switch 1. An inductor L is connected between the negative electrode and the reference potential terminal 3b of the semiconductor switch 1.
2 are inserted in series. Here, inductor L1,
When purchasing L2, the catalog generally contains 10
Since the impedance value at 0 MHz is described as a representative value, it should be selected according to the magnitude of the impedance (preferably 200 Ω or more) in the frequency band (used frequency band) to be treated as the high-frequency signal described above. Needless to say. The ground of the drive circuit 10 is insulated from the high-frequency ground of the transmission path for the high-frequency signal.
【００２６】しかして、本実施形態では、半導体スイッ
チ１の制御端子３ａおよび基準電位端子３ｂと駆動電源
１１との間に挿入されコモンモードノイズを除去するノ
イズ除去フィルタ１２を備えていることにより、高周波
信号の通電経路（伝送経路）には変更を加えることなし
に、駆動回路１０へコモンモードノイズ電流が流れるの
を阻止できるから、高周波での導通損失が特定の周波数
近傍で増大するのを防止できて広帯域で導通損失の平坦
性を確保でき、しかも、駆動回路１０と半導体スイッチ
１との間にフォトカプラを用いる必要がないので、半導
体スイッチ１を構成しているＭＯＳトランジスタ１ａ，
１ｂのスイッチング性能を活かすことができる。In this embodiment, the noise removal filter 12 for removing the common mode noise inserted between the control terminal 3a and the reference potential terminal 3b of the semiconductor switch 1 and the drive power supply 11 is provided. Since the common mode noise current can be prevented from flowing to the drive circuit 10 without changing the current path (transmission path) of the high frequency signal, conduction loss at a high frequency is prevented from increasing near a specific frequency. As a result, the flatness of the conduction loss can be ensured over a wide band, and since there is no need to use a photocoupler between the drive circuit 10 and the semiconductor switch 1, the MOS transistors 1a,
The switching performance of 1b can be utilized.
【００２７】なお、インダクタＬ１，Ｌ２は、高周波で
高インピーダンスとなるような周波数特性を有すること
が望ましい。また、本実施形態では、ノイズ除去フィル
タ１２を駆動電源１０と各入力端子３ａ，３ｂとの間に
直列に挿入される一対の定数の等しいインダクタＬ１，
Ｌ２により構成しているが、ノイズ除去フィルタ１２を
構成するインダクタの対は一対に限定されるものではな
く、二対以上設けてもく、対となる２つのインダクタの
一方を駆動電源１１と制御端子３との間に直列に挿入
し、２つのインダクタの他方を駆動電源１１と基準電位
端子３ｂとの間に直列に挿入すればよい。It is desirable that the inductors L1 and L2 have a frequency characteristic such that the impedance becomes high at a high frequency. Further, in the present embodiment, the noise removal filter 12 is connected between the drive power supply 10 and each of the input terminals 3a and 3b in series with a pair of inductors L1 and L2 having the same constant.
Although it is constituted by L2, the pair of inductors constituting the noise elimination filter 12 is not limited to one pair, and two or more pairs may be provided. What is necessary is just to insert in series between the terminal 3 and the other of the two inductors in series between the drive power supply 11 and the reference potential terminal 3b.
【００２８】（実施形態２）本実施形態の基本構成は実
施形態１と略同じであり、図２に示すように、ノイズ除
去フィルタ１２がコモンモードフィルタにより構成され
ている点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要
素には同一の符号を付して説明を省略する。(Embodiment 2) The basic configuration of this embodiment is substantially the same as that of Embodiment 1, except that the noise removal filter 12 is constituted by a common mode filter as shown in FIG. Note that the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００２９】ところで、駆動回路１０から半導体スイッ
チ１には駆動電流を流す必要があるが、実施形態１のよ
うに駆動電源１１と制御端子３ａおよび基準電位端子３
ｂとの間にそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２が挿入される
と駆動電流の流れを妨げる方向に働いてしまう。It is necessary to supply a drive current from the drive circuit 10 to the semiconductor switch 1. However, as in the first embodiment, the drive power supply 11, the control terminal 3a and the reference potential terminal 3
If the inductors L1 and L2 are inserted between the inductors b and b, the inductors L1 and L2 work in a direction to obstruct the flow of the drive current.
【００３０】これに対して、本実施形態では、ノイズ除
去フィルタ１２がコモンモードフィルタにより構成され
ているので、ノイズ除去フィルタ１２によって駆動電流
の流れが妨げられることはない。すなわち、本実施形態
におけるノイズ除去フィルタ１２は、コモンモード電流
に対しては実施形態１と同様に各入力端子３ａ，３ｂと
駆動電源１１との間にそれぞれ直列に挿入される定数の
等しいインダクタＬ１，Ｌ２として働きコモンモードノ
イズ電流が流れるのを阻止でき、ノーマルモード電流の
場合は逆相で電流が流れるので生じる磁束が打ち消しあ
って低インピーダンスとなり、駆動電流の流れに影響し
なくなるから、半導体スイッチ１を構成するＭＯＳトラ
ンジスタ１ａ，１ｂのスイッチング特性を確保すること
ができる。ここに、コモンモードフィルタを購入するよ
うな場合、カタログには一般的に１００ＭＨｚでのイン
ピーダンス値が代表値として記載されているので、上述
の高周波信号として扱いたい周波数帯域（使用周波数帯
域）でのインピーダンスの大きさ（望ましくは、２００
Ω以上）で選択すべきであることは言うまでもない。On the other hand, in the present embodiment, since the noise removal filter 12 is formed by a common mode filter, the flow of the driving current is not hindered by the noise removal filter 12. That is, the noise elimination filter 12 according to the present embodiment is the same as the first embodiment with respect to the common mode current, and the inductor L1 having the same constant inserted between each of the input terminals 3a and 3b and the drive power supply 11 in series. , L2 to prevent the flow of the common mode noise current. In the case of the normal mode current, the currents flow in opposite phases, so that the magnetic flux generated cancels out and has a low impedance, so that it does not affect the flow of the drive current. 1 can ensure the switching characteristics of the MOS transistors 1a and 1b. Here, when a common mode filter is purchased, the impedance value at 100 MHz is generally described in the catalog as a representative value. Therefore, in the frequency band (used frequency band) to be treated as a high-frequency signal described above. The magnitude of the impedance (preferably 200
Needless to say, it should be selected in the range of Ω or more.
【００３１】本実施形態の構成を採用した半導体装置に
おいて、半導体スイッチ１の主端子２ａ，２ｂ間の高周
波信号の導通特性（高周波特性）について測定すると、
図３に示すように、導通損失の周波数依存性が１ＭＨｚ
〜１ＧＨｚの範囲でほぼ平坦となり、図８に示した従来
構成の周波数依存性のように特定の周波数付近（２００
ＭＨｚ付近）で導通損失が極大になることはなかった。
ここに、図３の横軸は高周波信号の周波数、縦軸は導通
損失である。なお、図３は２００ＭＨｚ付近で導通損失
が極大とならないようにコモンモードフィルタのインピ
ーダンス値を設定したときの測定結果であるが、１ＭＨ
ｚ〜１ＧＨｚ以外の周波数帯域において導通損失が極大
となる周波数が存在し当該周波数での導通損失を少なく
したい場合には当該周波数に応じてコモンモードフィル
タのインピーダンス値を適宜設定すればよい。In a semiconductor device employing the configuration of the present embodiment, the conduction characteristics (high-frequency characteristics) of a high-frequency signal between the main terminals 2a and 2b of the semiconductor switch 1 are measured.
As shown in FIG. 3, the frequency dependence of the conduction loss is 1 MHz.
It becomes almost flat in the range of 1 GHz to 1 GHz, and as shown in FIG.
(Around MHz), the conduction loss did not become maximum.
Here, the horizontal axis in FIG. 3 is the frequency of the high-frequency signal, and the vertical axis is the conduction loss. FIG. 3 shows a measurement result when the impedance value of the common mode filter is set so that the conduction loss does not become maximum near 200 MHz.
If there is a frequency at which the conduction loss is maximized in a frequency band other than z to 1 GHz and it is desired to reduce the conduction loss at that frequency, the impedance value of the common mode filter may be appropriately set according to the frequency.
【００３２】図３は、駆動電源１１から半導体スイッチ
１の各ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂへ与えるゲート電
位を９Ｖとして各ＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂを導通
状態とし、主端子２ａ，２ｂ間の導通損失についてネッ
トワークアナライザを用いて測定した結果であり、測定
時の高周波信号の掃引周波数は１ＭＨｚから１ＧＨｚま
でとした。ここに、ネットワークアナライザによる測定
は高周波出力のポートおよび入力のポートをそれぞれ主
端子２ａ，２ｂに接続して行った。FIG. 3 shows a state in which the gate potential applied from the driving power supply 11 to each of the MOS transistors 1a and 1b of the semiconductor switch 1 is set to 9 V to make each of the MOS transistors 1a and 1b conductive. This is the result of measurement using an analyzer, and the sweep frequency of the high-frequency signal at the time of measurement was from 1 MHz to 1 GHz. Here, the measurement by the network analyzer was performed by connecting the high-frequency output port and the input port to the main terminals 2a and 2b, respectively.
【００３３】しかして、本実施形態においても、実施形
態１と同様に、駆動回路１０にコモンモードノイズ電流
が流れるのを阻止できるから、高周波での導通損失が特
定の周波数近傍で増大するのを防止できて広帯域で導通
損失の平坦性を確保できる。In this embodiment, as in the first embodiment, the common mode noise current can be prevented from flowing through the drive circuit 10, so that the conduction loss at a high frequency does not increase near a specific frequency. Can be prevented and the flatness of conduction loss can be ensured in a wide band.
【００３４】しかも、ノイズ除去フィルタ１２が、各入
力端子３ａ，３ｂと駆動電源１１との間に挿入されるコ
モンモードフィルタよりなるので、ノーマルモードの場
合は逆相で電流が流れることで生じる磁束が打ち消しあ
って低インピーダンスとなり、駆動電流に影響しなくな
るから、半導体スイッチのスイッチング特性を確保する
ことができる。つまり、駆動電流に対してはインダクタ
Ｌ１，Ｌ２がないものとして扱えるので、ノイズ除去フ
ィルタ１２を設けたことによる半導体スイッチ１を構成
するＭＯＳトランジスタ１ａ，１ｂのスイッチング速度
の低下を抑制することができる。In addition, since the noise removing filter 12 is a common mode filter inserted between each of the input terminals 3a and 3b and the drive power supply 11, in the case of the normal mode, the magnetic flux generated by the current flowing in the opposite phase. Cancel each other and the impedance is low, and the driving current is not affected. Therefore, the switching characteristics of the semiconductor switch can be secured. That is, since the drive current can be handled as if there is no inductor L1 or L2, it is possible to suppress a decrease in the switching speed of the MOS transistors 1a and 1b constituting the semiconductor switch 1 due to the provision of the noise removal filter 12. .
【００３５】なお、本実施形態では、ノイズ除去フィル
タ１２を１つのコモンモードフィルタにより構成してい
るが、複数のコモンモードフィルタにより構成してもよ
く、各コモンモードフィルタにおいてインダクタとして
機能する各２つの巻線がコモンモードフィルタ間でそれ
ぞれ直列に接続されるようにすればよい。In this embodiment, the noise removal filter 12 is constituted by one common mode filter. However, the noise removal filter 12 may be constituted by a plurality of common mode filters, and each common mode filter functions as an inductor. One winding may be connected in series between the common mode filters.
【００３６】（実施形態３）本実施形態の基本構成は実
施形態１と略同じであり、図４に示すように、ノイズ除
去フィルタ１２の構成が相違する。なお、実施形態１と
同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。(Embodiment 3) The basic configuration of this embodiment is substantially the same as that of Embodiment 1, and the configuration of the noise removal filter 12 is different as shown in FIG. Note that the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００３７】本実施形態におけるノイズ除去フィルタ１
２は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３および抵抗Ｒ
１〜Ｒ６を用いて構成されている。すなわち、ノイズ除
去フィルタ１２は、駆動電源１１の負極が各オペアンプ
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３の非反転端子に接続され、駆動
電源１１の正極が抵抗Ｒ１を介してオペアンプＯＰ１の
反転端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ３を介してオペ
アンプＯＰ２の反転端子に接続され、オペアンプＯＰ２
の出力端子が抵抗Ｒ５を介してオペアンプＯＰ３の反転
端子に接続され、オペアンプＯＰ１の出力端子が制御端
子３ａに接続され、オペアンプＯＰ３の出力端子が基準
電位端子３ｂに接続されている。ここにおいて、制御端
子３ａはオペアンプＯＰ１の出力端子が接続されている
ので、制御端子３ａには駆動電源１１から出力される矩
形波信号を反転増幅するとともに駆動電源１１のコモン
モードノイズを除去した信号が入力される。また、基準
電位端子３ｂはオペアンプＯＰ３の出力端子が接続され
ているが、オペアンプＯＰ３はオペアンプＯＰ２の出力
端子が抵抗Ｒ５を介して反転端子に接続されているの
で、駆動電源１１から出力される矩形波信号を非反転増
幅するとともに駆動電源１１のコモンモードノイズを除
去した信号が入力される。したがって、半導体スイッチ
１は、駆動電源１１から出力される矩形波信号がＨレベ
ルのときにはオフ状態となり、駆動電源１１から出力さ
れる矩形波信号がＬレベルのときにはオン状態となる。The noise elimination filter 1 in the present embodiment
2 are operational amplifiers OP1, OP2, OP3 and a resistor R
1 to R6. That is, in the noise removal filter 12, the negative electrode of the driving power supply 11 is connected to the non-inverting terminals of the operational amplifiers OP1, OP2, and OP3, and the positive electrode of the driving power supply 11 is connected to the inverting terminal of the operational amplifier OP1 via the resistor R1. , Connected to the inverting terminal of the operational amplifier OP2 via the resistor R3.
Is connected to the inverting terminal of the operational amplifier OP3 via the resistor R5, the output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the control terminal 3a, and the output terminal of the operational amplifier OP3 is connected to the reference potential terminal 3b. Here, since the output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the control terminal 3a, the control terminal 3a inverts and amplifies the rectangular wave signal output from the drive power supply 11, and removes the common mode noise of the drive power supply 11. Is entered. The output terminal of the operational amplifier OP3 is connected to the reference potential terminal 3b, but the output terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the inverting terminal via the resistor R5. A signal obtained by amplifying the wave signal in a non-inverting manner and removing common mode noise of the driving power supply 11 is input. Therefore, the semiconductor switch 1 is turned off when the rectangular wave signal output from the driving power supply 11 is at the H level, and is turned on when the rectangular wave signal output from the driving power supply 11 is at the L level.
【００３８】しかして、本実施形態においても、実施形
態１と同様に、駆動回路１０にコモンモードノイズ電流
が流れるのを阻止できるから、高周波での導通損失が特
定の周波数近傍で増大するのを防止できて広帯域で導通
損失の平坦性を確保でき、しかも、駆動回路１０と半導
体スイッチ１との間にフォトカプラを用いる必要がない
ので、半導体スイッチ１を構成しているＭＯＳトランジ
スタ１ａ，１ｂのスイッチング性能を活かすことができ
る。In this embodiment, as in the first embodiment, the common mode noise current can be prevented from flowing through the drive circuit 10, so that the conduction loss at a high frequency does not increase near a specific frequency. Since the flatness of conduction loss can be ensured over a wide band and a photocoupler need not be used between the drive circuit 10 and the semiconductor switch 1, the MOS transistors 1a and 1b constituting the semiconductor switch 1 can be prevented. The switching performance can be utilized.
【００３９】また、本実施形態では、ノイズ除去フィル
タ１２が、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３および抵
抗Ｒ１〜Ｒ６を用いて構成されているので、ノイズ除去
フィルタ１２を電子回路として構成することができ、ノ
イズ除去フィルタ１２を半導体チップ（シリコンチッ
プ）に作り込むことができるから、ノイズ除去フィルタ
１２の小型化および特性の安定化が可能になる。In this embodiment, since the noise elimination filter 12 is configured using the operational amplifiers OP1, OP2, OP3 and the resistors R1 to R6, the noise elimination filter 12 can be configured as an electronic circuit. Since the noise elimination filter 12 can be built in a semiconductor chip (silicon chip), the noise elimination filter 12 can be downsized and its characteristics can be stabilized.
【００４０】なお、図４では３個のオペアンプＯＰ１，
ＯＰ２，ＯＰ３を使用した例を示したが、オペアンプの
数は３個に限定されるものではなく、ノイズ除去フィル
タ１２として差動出力機能が得られれば、１個でも複数
個でもよい。In FIG. 4, three operational amplifiers OP1 and OP1,
Although an example using OP2 and OP3 has been described, the number of operational amplifiers is not limited to three, and may be one or more as long as a differential output function can be obtained as the noise removal filter 12.
【００４１】（実施形態４）本実施形態の基本構成は実
施形態１と略同じであり、図５に示すように、ノイズ除
去フィルタ１２の構成が相違する。なお、実施形態１と
同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。(Embodiment 4) The basic configuration of this embodiment is substantially the same as that of Embodiment 1, and the configuration of the noise removal filter 12 is different as shown in FIG. Note that the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００４２】本実施形態におけるノイズ除去フィルタ１
２は、３つの差動増幅回路よりなるコンパレータ１５
ａ，１５ｂ，１５ｃを用いて構成されている。ここに、
コンパレータ１５ａは、２個のｐチャネル型のＭＯＳト
ランジスタ１６ａ，１７ａよりなるカレントミラー回路
を負荷として備えるアクティブ負荷付きの差動増幅回路
であって、ＭＯＳトランジスタ１６ａ，１７ａのソース
が直流電源Ｖｄｄに接続され、ＭＯＳトランジスタ１６
ａ，１７ａの各ドレインにそれぞれｎチャネル型のＭＯ
Ｓトランジスタ１８ａ，１９ａのドレインが接続され、
ＭＯＳトランジスタ１８ａ，１９ａのソースと駆動電源
１１の負極側の配線との間に定電流源２０ａが接続され
ている。要するに、コンパレータ１５ａは、定電流源２
０ａと、定電流源２０ａにソースが共通接続された２つ
のＭＯＳトランジスタ１８ａ，１９ａと、ＭＯＳトラン
ジスタ１８ａ，１９ａそれぞれのドレインと直流電源Ｖ
ｄｄとの間に接続された２つのＭＯＳトランジスタ１６
ａ，１７ａからなる。同様に、コンパレータ１５ｂは、
定電流源２０ｂと、定電流源２０ｂにソースが共通接続
された２つのＭＯＳトランジスタ１８ｂ，１９ｂと、Ｍ
ＯＳトランジスタ１８ｂ，１９ｂそれぞれのドレインと
直流電源Ｖｄｄとの間に接続された２つのＭＯＳトラン
ジスタ１６ｂ，１７ｂからなる。また、コンパレータ１
５ｃは、定電流源２０ｃと、定電流源２０ｃにソースが
共通接続された２つのＭＯＳトランジスタ１８ｃ，１９
ｃと、ＭＯＳトランジスタ１８ｃ，１９ｃそれぞれのド
レインと直流電源Ｖｄｄとの間に接続された２つのＭＯ
Ｓトランジスタ１６ｃ，１７ｃからなる。The noise elimination filter 1 in the present embodiment
2 is a comparator 15 composed of three differential amplifier circuits
a, 15b, and 15c. here,
The comparator 15a is a differential amplifier circuit with an active load having a current mirror circuit including two p-channel MOS transistors 16a and 17a as a load, and the sources of the MOS transistors 16a and 17a are connected to the DC power supply Vdd. And the MOS transistor 16
a and 17a drains of n-channel type
The drains of the S transistors 18a and 19a are connected,
A constant current source 20a is connected between the sources of the MOS transistors 18a and 19a and the wiring on the negative side of the drive power supply 11. In short, the comparator 15a includes the constant current source 2
0a, two MOS transistors 18a and 19a whose sources are commonly connected to a constant current source 20a, drains of the MOS transistors 18a and 19a, and a DC power supply V.
dd and two MOS transistors 16 connected between them.
a and 17a. Similarly, the comparator 15b
A constant current source 20b, two MOS transistors 18b and 19b whose sources are commonly connected to the constant current source 20b,
It comprises two MOS transistors 16b and 17b connected between the drains of the OS transistors 18b and 19b and the DC power supply Vdd. Also, comparator 1
5c is a constant current source 20c and two MOS transistors 18c and 19 whose sources are commonly connected to the constant current source 20c.
c and two MOs connected between the drains of the MOS transistors 18c and 19c and the DC power supply Vdd.
It comprises S transistors 16c and 17c.
【００４３】ここにおいて、コンパレータ１５ａは、Ｍ
ＯＳトランジスタ１８ａのゲートに駆動電源１１の正極
が接続され、ＭＯＳトランジスタ１９ａのゲートに駆動
電源１１の負極が接続されており、２個のＭＯＳトラン
ジスタ１６ａ，１８ａのドレイン同士の接続点がコンパ
レータ１５ｂのＭＯＳトランジスタ１８ｂのゲートと接
続されている。また、コンパレータ１５ｂは、ＭＯＳト
ランジスタ１９ｂのゲートに駆動電源１１の負極が接続
されており、２個のＭＯＳトランジスタ１６ｂ，１８ｂ
のドレイン同士の接続点が制御端子３ａに接続されてい
る。また、コンパレータ１５ｃは、ＭＯＳトランジスタ
１８ｃのゲートに駆動電源１１の正極が接続され、ＭＯ
Ｓトランジスタ１９ｃのゲートに駆動電源１１の負極が
接続されており、２個のＭＯＳトランジスタ１６ｃ，１
８ｃのドレイン同士の接続点が基準電位端子３ｂに接続
されている。要するに、本実施形態におけるノイズ除去
フィルタ１２はコンパレータの差動出力機能を利用して
コモンモードノイズを除去している。Here, the comparator 15a uses M
The positive electrode of the drive power supply 11 is connected to the gate of the OS transistor 18a, the negative electrode of the drive power supply 11 is connected to the gate of the MOS transistor 19a, and the connection point between the drains of the two MOS transistors 16a and 18a is connected to the comparator 15b. It is connected to the gate of MOS transistor 18b. In the comparator 15b, the negative electrode of the drive power supply 11 is connected to the gate of the MOS transistor 19b, and the two MOS transistors 16b and 18b
Are connected to the control terminal 3a. In the comparator 15c, the positive electrode of the driving power supply 11 is connected to the gate of the MOS transistor 18c,
The negative electrode of the drive power supply 11 is connected to the gate of the S transistor 19c, and the two MOS transistors 16c, 1
The connection point between the drains 8c is connected to the reference potential terminal 3b. In short, the noise removal filter 12 in the present embodiment removes common mode noise by utilizing the differential output function of the comparator.
【００４４】したがって、半導体スイッチ１は、駆動電
源１１から出力される矩形波信号がＨレベルのときには
制御端子３ａの方が基準電位端子３ｂよりも高電位とな
ってオン状態となり、駆動電源１１から出力される矩形
波信号がＬレベルのときには基準電位端子３ｂの方が制
御端子３ａよりも高電位となってオフ状態となる。Therefore, when the rectangular wave signal output from the drive power supply 11 is at the H level, the control terminal 3a has a higher potential than the reference potential terminal 3b, and the semiconductor switch 1 is turned on. When the output rectangular wave signal is at the L level, the reference potential terminal 3b has a higher potential than the control terminal 3a and is turned off.
【００４５】しかして、本実施形態においても、実施形
態１と同様に、駆動回路１０にコモンモードノイズが流
れるのを阻止できるから、高周波での導通損失が特定の
周波数近傍で増大するのを防止できて広帯域で導通損失
の平坦性を確保でき、しかも、駆動回路１０と半導体ス
イッチ１との間にフォトカプラを用いる必要がないの
で、半導体スイッチ１を構成しているＭＯＳトランジス
タ１ａ，１ｂのスイッチング性能を活かすことができ
る。In this embodiment, as in the first embodiment, the common mode noise can be prevented from flowing through the drive circuit 10, so that the conduction loss at a high frequency is prevented from increasing near a specific frequency. As a result, the flatness of the conduction loss can be ensured over a wide band, and since there is no need to use a photocoupler between the drive circuit 10 and the semiconductor switch 1, the switching of the MOS transistors 1a and 1b constituting the semiconductor switch 1 is performed. The performance can be utilized.
【００４６】また、本実施形態では、ノイズ除去フィル
タ１２が、コンパレータ１５ａ，１５ｂ，１５ｃを用い
て構成されているので、ノイズ除去フィルタ１２を電子
回路として構成することができ、ノイズ除去フィルタ１
２を半導体チップ（シリコンチップ）に作り込むことが
できるから、ノイズ除去フィルタ１２の小型化および特
性の安定化が可能になる。また、本実施形態では、各コ
ンパレータ１５ａ，１５ｂ，１５ｃが差動増幅回路によ
り構成されているので、オペアンプのように負帰還をか
ける必要がなく、また、一般的にオペアンプにおいて差
動増幅回路の他に設けられている位相補正用のコンデン
サや増幅機能を有する回路が不要となるので、実施形態
３のようにオペアンプを用いてノイズ除去フィルタ１２
を構成している場合に比べて高速駆動化およびノイズ除
去フィルタ１２の小型化を図れる。Further, in this embodiment, since the noise elimination filter 12 is constituted by using the comparators 15a, 15b and 15c, the noise elimination filter 12 can be constituted as an electronic circuit, and
2 can be built in a semiconductor chip (silicon chip), so that the noise reduction filter 12 can be downsized and its characteristics can be stabilized. Further, in the present embodiment, since each of the comparators 15a, 15b, and 15c is constituted by a differential amplifier circuit, it is not necessary to apply a negative feedback unlike an operational amplifier. Since other phase correction capacitors and circuits having an amplifying function are not required, a noise removing filter 12 using an operational amplifier as in the third embodiment is used.
, And the size of the noise removal filter 12 can be reduced.
【００４７】なお、図５では３個のコンパレータ１５
ａ，１５ｂ，１５ｃを使用した例を示したが、コンパレ
ータの数は３個に限定されるものではなく、ノイズ除去
フィルタ１２として差動出力機能が得られれば、１個で
も複数個でもよい。また、実施形態では、コンパレータ
にｎチャネル型のＭＯＳトランジスタおよびｐチャネル
型のＭＯＳＦＥＴを組み合わせて使用した例を示した
が、ＪＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、ＭＥＳ
ＦＥＴ、ＢＪＴ（接合型バイポーラトランジスタ）など
を使用してもよい。In FIG. 5, three comparators 15
Although an example using a, 15b, and 15c has been described, the number of comparators is not limited to three, and may be one or more as long as a differential output function can be obtained as the noise removal filter 12. In the embodiment, an example in which an n-channel type MOS transistor and a p-channel type MOSFET are used in combination for the comparator has been described. However, a JFET (junction field effect transistor), a MES
An FET, a BJT (junction bipolar transistor), or the like may be used.
【００４８】（実施形態５）本実施形態の基本構成は実
施形態２と略同じであり、図６に示すように、半導体ス
イッチ１が１個のＭＯＳトランジスタ１ａにより構成さ
れている点が相違する。すなわち、本実施形態では、Ｍ
ＯＳトランジスタ１ａのドレインが主端子２ａに、ソー
スが主端子２ｂに、ゲートが制御端子３ａにそれぞれ接
続され、ソースと主端子２ｂとの間に基準電位点が基準
電位端子３ｂに接続されている。ここに、半導体スイッ
チ１は、ＭＯＳトランジスタ１ａのゲート電極（図示せ
ず）が制御電極を構成し、ＭＯＳトランジスタ１ａのド
レイン電極（図示せず）およびソース電極（図示せず）
がそれぞれ主電極を構成している。なお、実施形態２と
同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。(Fifth Embodiment) The basic configuration of this embodiment is substantially the same as that of the second embodiment, and the difference is that the semiconductor switch 1 is constituted by one MOS transistor 1a as shown in FIG. . That is, in the present embodiment, M
The drain of the OS transistor 1a is connected to the main terminal 2a, the source is connected to the main terminal 2b, the gate is connected to the control terminal 3a, and a reference potential point is connected to the reference potential terminal 3b between the source and the main terminal 2b. . Here, in the semiconductor switch 1, the gate electrode (not shown) of the MOS transistor 1a forms a control electrode, and the drain electrode (not shown) and the source electrode (not shown) of the MOS transistor 1a.
Each constitute a main electrode. Note that the same components as those in the second embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
【００４９】しかして、本実施形態においても、実施形
態２と同様に、コモンモードフィルタよりなるノイズ除
去フィルタ１２を備えているので、駆動回路１０にコモ
ンモードノイズ電流が流れるのを阻止できるから、高周
波での導通損失が特定の周波数近傍で増大するのを防止
できて広帯域で導通損失の平坦性を確保でき、しかも、
駆動回路１０と半導体スイッチ１との間にフォトカプラ
を用いる必要がないので、半導体スイッチ１を構成して
いるＭＯＳトランジスタ１ａのスイッチング性能を活か
すことができる。In this embodiment, as in the second embodiment, the noise removal filter 12 including the common mode filter is provided, so that the common mode noise current can be prevented from flowing through the drive circuit 10. The conduction loss at a high frequency can be prevented from increasing near a specific frequency, so that the flatness of the conduction loss can be secured in a wide band, and
Since it is not necessary to use a photocoupler between the drive circuit 10 and the semiconductor switch 1, the switching performance of the MOS transistor 1a constituting the semiconductor switch 1 can be utilized.
【００５０】また、本実施形態では、半導体スイッチ１
を１個のＭＯＳトランジスタ１ａで構成することによっ
て、実施形態２のように半導体スイッチ１を２個のＭＯ
Ｓトランジスタ１ａ，１ｂで構成する場合に比べて導通
損失を半減することができるとともに、半導体スイッチ
１を小型化することができる。In this embodiment, the semiconductor switch 1
Is constituted by one MOS transistor 1a, so that the semiconductor switch 1 is
The conduction loss can be halved as compared with the case where the S transistors 1a and 1b are used, and the size of the semiconductor switch 1 can be reduced.
【００５１】ところで、上記各実施形態では、半導体ス
イッチ１を構成するトランジスタとしてｎチャネル型の
ＭＯＳトランジスタを用いた例を示したが、半導体スイ
ッチ１を構成するトランジスタとして、ｐチャネル型の
ＭＯＳトランジスタ、ＪＦＥＴ（接合型電界効果トラン
ジスタ）、ＭＥＳＦＥＴ、ＢＪＴ（接合型バイポーラト
ランジスタ）などを用いてもよい。In each of the above embodiments, an example in which an n-channel MOS transistor is used as a transistor constituting the semiconductor switch 1 has been described. However, as a transistor constituting the semiconductor switch 1, a p-channel MOS transistor, A JFET (junction field effect transistor), MESFET, BJT (junction bipolar transistor), or the like may be used.
【００５２】[0052]
【発明の効果】請求項１の発明は、高周波信号の通電経
路に接続される一対の主端子および制御信号が与えられ
る一対の入力端子を有し制御信号によりオンオフされる
半導体スイッチの入力端子間に制御信号を与えるための
駆動電源と、一対の入力端子と駆動電源との間に挿入さ
れコモンモードノイズを除去するノイズ除去フィルタと
を備えてなるものであり、一対の入力端子と駆動電源と
の間に挿入されコモンモードノイズを除去するノイズ除
去フィルタを備えていることにより、高周波信号の伝送
経路には変更を加えることなしに、駆動回路へコモンモ
ードノイズ電流が流れるのを阻止できるから、高周波で
の導通損失が特定の周波数近傍で増大するのを防止でき
て広帯域で導通損失の平坦性を確保でき、しかも、駆動
回路と半導体スイッチとの間にフォトカプラを用いる必
要がないので、半導体スイッチのスイッチング性能を活
かすことができるという効果がある。According to the first aspect of the present invention, there is provided a semiconductor switch having a pair of main terminals connected to a current path of a high-frequency signal and a pair of input terminals to which a control signal is applied, the input terminal of a semiconductor switch being turned on and off by the control signal. A drive power supply for supplying a control signal to the power supply, and a noise removal filter inserted between the pair of input terminals and the drive power supply for removing common mode noise. Since a noise removal filter is provided to remove the common mode noise, the common mode noise current can be prevented from flowing to the drive circuit without changing the transmission path of the high-frequency signal. The conduction loss at a high frequency can be prevented from increasing near a specific frequency, so that the flatness of the conduction loss can be ensured over a wide band, and moreover, the driving circuit and the semiconductor switch can be used. It is not necessary to use a photo-coupler between the switch, there is an effect that it is possible to utilize the switching performance of the semiconductor switch.
【００５３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、上記各入力端子と上記
駆動電源との間にそれぞれ直列に挿入される定数が等し
いインダクタよりなるので、各入力端子と駆動電源との
間に、定数が等しいインダクタをそれぞれ直列に挿入す
ることで、駆動回路へコモンモードノイズ電流が流れる
のを阻止することができるから、高周波での導通損失が
特定の周波数近傍で増大するのを防止できて広帯域で導
通損失の平坦性を確保でき、しかも、駆動回路と半導体
スイッチとの間にフォトカプラを用いる必要がないか
ら、半導体スイッチのスイッチング性能を活かすことが
できるという効果がある。なお、インダクタは、インダ
クタを設けていない場合に駆動回路へ共振電流が流れる
周波数で高インピーダンスとなるような周波数特性を有
することが望ましい。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the noise elimination filter includes inductors having the same constant inserted in series between each of the input terminals and the drive power supply. By inserting inductors with the same constants in series between the input terminal and the drive power supply, it is possible to prevent the common mode noise current from flowing to the drive circuit, so that conduction loss at high frequencies can be reduced to a specific frequency. The increase in the vicinity can be prevented, the flatness of the conduction loss can be ensured in a wide band, and the switching performance of the semiconductor switch can be utilized because there is no need to use a photocoupler between the drive circuit and the semiconductor switch. This has the effect. It is desirable that the inductor has a frequency characteristic such that the impedance becomes high at a frequency at which a resonance current flows to the drive circuit when no inductor is provided.
【００５４】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、上記各入力端子と上記
駆動電源との間に挿入される少なくとも１つのコモンモ
ードフィルタよりなるので、コモンモードノイズに対し
てはインダクタとして働きコモンモードノイズ電流が流
れるのを阻止でき、ノーマルモードの場合は逆相で電流
が流れることで生じる磁束が打ち消しあって低インピー
ダンスとなり、駆動電流に影響しなくなるから、半導体
スイッチのスイッチング特性を確保することができると
いう効果がある。つまり、駆動電流に対してはインダク
タがないものとして扱えるので、ノイズ除去フィルタを
設けたことによる半導体スイッチのスイッチング速度の
低下を抑制することができる。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the noise elimination filter includes at least one common mode filter inserted between each of the input terminals and the drive power supply. It works as an inductor against noise and can prevent the flow of common mode noise current.In the case of normal mode, the magnetic flux generated by the current flowing in the opposite phase cancels out and becomes low impedance, so it does not affect the drive current. There is an effect that the switching characteristics of the semiconductor switch can be secured. That is, since the drive current can be treated as having no inductor, it is possible to suppress a decrease in the switching speed of the semiconductor switch due to the provision of the noise removal filter.
【００５５】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、オペアンプを用いて構
成されているので、ノイズ除去フィルタをオペアンプの
ような電子回路で形成していることにより、ノイズ除去
フィルタを半導体チップに作り込むことができ、ノイズ
除去フィルタの小型化および特性の安定化が可能になる
という効果がある。According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, since the noise elimination filter is configured using an operational amplifier, the noise elimination filter is formed by an electronic circuit such as an operational amplifier. In addition, the noise elimination filter can be built in the semiconductor chip, and there is an effect that the noise elimination filter can be downsized and the characteristics can be stabilized.
【００５６】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、上記ノイズ除去フィルタが、コンパレータを用いて
構成されているので、ノイズ除去フィルタをコンパレー
タのような電子回路で形成していることにより、ノイズ
除去フィルタを半導体チップに作り込むことができ、ノ
イズ除去フィルタの小型化および特性の安定化が可能に
なり、また、請求項４の発明のようにオペアンプを用い
て構成している場合に比べて高速駆動化およびノイズ除
去フィルタの小型化を図れるという効果がある。According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, since the noise elimination filter is configured using a comparator, the noise elimination filter is formed by an electronic circuit such as a comparator. In addition, the noise elimination filter can be built in the semiconductor chip, and the noise elimination filter can be reduced in size and the characteristics can be stabilized. In addition, in the case where the noise elimination filter is configured using an operational amplifier as in the invention of claim 4, In comparison with this, there is an effect that the driving speed can be increased and the size of the noise removal filter can be reduced.
【００５７】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
５のいずれかに記載の駆動回路と、高周波信号の通電経
路に接続される一対の主端子および制御信号が与えられ
る一対の入力端子を有し駆動回路から入力端子間に与え
られる制御信号によりオンオフされる半導体スイッチと
を備えてなるものであり、高周波での導通損失が特定の
周波数近傍で増大することがなく広帯域で導通損失の平
坦性が確保され、しかも、駆動回路と半導体スイッチと
の間にフォトカプラが介在しないので、半導体スイッチ
のスイッチング性能がフォトカプラで損なわれることも
なく、スイッチング性能に優れた広帯域の高周波スイッ
チとして利用できるという効果がある。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a driving circuit according to any one of the first to fifth aspects, a pair of main terminals connected to a conduction path of a high-frequency signal, and a pair of input terminals supplied with a control signal. And a semiconductor switch that is turned on and off by a control signal supplied from a drive circuit to an input terminal, and the conduction loss at a high frequency does not increase near a specific frequency. Flatness is ensured, and no photocoupler is interposed between the drive circuit and the semiconductor switch, so that the switching performance of the semiconductor switch is not impaired by the photocoupler, and it is used as a wideband high-frequency switch with excellent switching performance. There is an effect that can be.
【００５８】請求項６の発明は、請求項１ないし請求項
５のいずれかに記載の駆動回路と、高周波信号の通電経
路に接続される一対の主端子および制御信号が与えられ
る一対の入力端子を有し駆動回路から入力端子間に与え
られる制御信号によりオンオフされる半導体スイッチと
を備えてなるものであり、高周波での導通損失が特定の
周波数近傍で増大することがなく広帯域で導通損失の平
坦性が確保され、しかも、駆動回路と半導体スイッチと
の間にフォトカプラが介在しないので、半導体スイッチ
のスイッチング性能がフォトカプラで損なわれることも
ないという効果がある。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a driving circuit according to any one of the first to fifth aspects, a pair of main terminals connected to a high-frequency signal conduction path and a pair of input terminals to which a control signal is supplied. And a semiconductor switch that is turned on and off by a control signal supplied from a drive circuit to an input terminal, and the conduction loss at a high frequency does not increase near a specific frequency. Since the flatness is ensured and the photocoupler is not interposed between the driving circuit and the semiconductor switch, there is an effect that the switching performance of the semiconductor switch is not impaired by the photocoupler.
【００５９】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、上記半導体スイッチが、２つのトランジスタで構成
され、各トランジスタの制御電極同士および各一対の主
電極のうちの一方同士をそれぞれ共通接続して構成さ
れ、共通接続された制御電極および共通接続された主電
極がそれぞれ上記入力端子に接続されているので、上記
各一対の主電極のうちの他方同士間で双方向に電流を流
すことができ、高周波信号が直流信号、交流信号いずれ
の高周波信号にも対応することができるという効果があ
る。また、制御電極同士が共通に接続されているから、
１つの駆動回路で半導体スイッチをオンオフ制御するこ
とができ駆動が容易である。According to a seventh aspect of the present invention, in the sixth aspect, the semiconductor switch is constituted by two transistors, and the control electrodes of each transistor and one of the pair of main electrodes are commonly connected. Since the commonly-connected control electrode and the commonly-connected main electrode are respectively connected to the input terminals, a bidirectional current can flow between the other of the pair of main electrodes. Thus, there is an effect that the high-frequency signal can correspond to either the DC signal or the AC signal. Also, since the control electrodes are commonly connected,
The on / off control of the semiconductor switch can be performed by one drive circuit, and the drive is easy.
【００６０】請求項８の発明は、請求項６の発明におい
て、上記半導体スイッチが、１つのトランジスタで構成
され、トランジスタの制御電極が上記一対の入力端子の
一方に接続され、一対の主電極のうちの一方が上記一対
の入力端子の他方に接続されているので、請求項７の発
明のように２つのトランジスタにより半導体スイッチを
構成している場合に比べて導通損失を半減できるるとと
もに、小型化を図ることができるという効果がある。According to an eighth aspect of the present invention, in the sixth aspect of the invention, the semiconductor switch is constituted by one transistor, a control electrode of the transistor is connected to one of the pair of input terminals, and Since one of the input terminals is connected to the other of the pair of input terminals, the conduction loss can be reduced by half as compared with the case where a semiconductor switch is constituted by two transistors as in the invention of claim 7, and the size can be reduced. There is an effect that it can be achieved.
【図１】実施形態１を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment.
【図２】実施形態２を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment.
【図３】同上における特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram of the above.
【図４】実施形態３を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment.
【図５】実施形態４を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth embodiment.
【図６】実施形態５を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a fifth embodiment.
【図７】従来例を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional example.
【図８】同上の特性図である。FIG. 8 is a characteristic diagram of the above.
１ 半導体スイッチ １ａ ＭＯＳトランジスタ １ｂ ＭＯＳトランジスタ ２ａ 主端子 ２ｂ 主端子 ３ａ 入力端子（制御端子） ３ｂ 入力端子（基準電位端子） ４ａ 接続点 ４ｂ 接続点 １０ 駆動回路 １１ 駆動電源 １２ ノイズ除去フィルタ Ｌ１ インダクタ Ｌ２ インダクタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Semiconductor switch 1a MOS transistor 1b MOS transistor 2a Main terminal 2b Main terminal 3a Input terminal (control terminal) 3b Input terminal (reference potential terminal) 4a Connection point 4b Connection point 10 Drive circuit 11 Drive power supply 12 Noise removal filter L1 Inductor L2 Inductor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴村 正彦 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 鈴木 裕二 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 早崎 嘉城 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 白井 良史 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 ▲高▼野 仁路 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 吉田 岳司 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 吉原 孝明 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 Ｆターム(参考） 5J055 AX02 AX25 AX54 BX16 CX03 DX14 DX22 DX83 EX07 EY05 EZ03 EZ04 EZ10 EZ14 FX38 GX01 GX06 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Masahiko Suzumura 1048 Kadoma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works, Ltd. (72) Inventor Yuji Suzuki 1048 Kadoma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works Company ( 72) Inventor Kashiro Hayasaki 1048 Kazuma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works, Ltd. (72) Inventor Yoshifumi Shirai 1048 Kadoma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Inside Matsushita Electric Works Co., Ltd. (72) Inventor Hitoshi Nono 1048 Kadoma Kadoma, Kadoma City, Osaka Pref.Matsushita Electric Works Co., Ltd. (72) Inventor Takeshi Yoshida 1048 Kadoma Kadoma, Kadoma City, Osaka Pref. 1048 Kadoma Matsushita Electric Works Co., Ltd. F-term (reference) 5J055 AX02 AX25 AX54 BX16 CX03 DX14 DX22 DX83 EX07 EY05 EZ03 EZ04 EZ10 EZ14 FX38 GX01 GX06
Claims (8)
の主端子および制御信号が与えられる一対の入力端子を
有し制御信号によりオンオフされる半導体スイッチの入
力端子間に制御信号を与えるための駆動電源と、一対の
入力端子と駆動電源との間に挿入されコモンモードノイ
ズを除去するノイズ除去フィルタとを備えてなることを
特徴とする半導体装置の駆動回路。An input terminal for supplying a control signal to a semiconductor switch which has a pair of main terminals connected to an energizing path of a high-frequency signal and a pair of input terminals to which a control signal is applied; A drive circuit for a semiconductor device, comprising: a drive power supply; and a noise removal filter inserted between the pair of input terminals and the drive power supply to remove common mode noise.
端子と上記駆動電源との間にそれぞれ直列に挿入される
少なくとも一対の定数が等しいインダクタよりなること
を特徴とする請求項１記載の半導体装置の駆動回路。2. The semiconductor device according to claim 1, wherein said noise elimination filter is formed of an inductor having at least one pair of constants which are inserted in series between each of said input terminals and said drive power supply. Drive circuit.
端子と上記駆動電源との間に挿入される少なくとも１つ
のコモンモードフィルタよりなることを特徴とする請求
項１記載の半導体装置の駆動回路。3. The drive circuit according to claim 1, wherein the noise removal filter includes at least one common mode filter inserted between each of the input terminals and the drive power supply.
を用いて構成されてなることを特徴とする請求項１記載
の半導体装置の駆動回路。4. The driving circuit according to claim 1, wherein said noise elimination filter is configured using an operational amplifier.
タを用いて構成されてなることを特徴とする請求項１記
載の半導体装置の駆動回路。5. The driving circuit according to claim 1, wherein the noise elimination filter is configured using a comparator.
載の駆動回路と、高周波信号の通電経路に接続される一
対の主端子および制御信号が与えられる一対の入力端子
を有し駆動回路から入力端子間に与えられる制御信号に
よりオンオフされる半導体スイッチとを備えてなること
を特徴とする半導体装置。6. A drive circuit comprising: the drive circuit according to claim 1; a pair of main terminals connected to a high-frequency signal conduction path; and a pair of input terminals to which a control signal is supplied. And a semiconductor switch that is turned on and off by a control signal applied between the input terminal and the input terminal.
スタで構成され、各トランジスタの制御電極同士および
各一対の主電極のうちの一方同士をそれぞれ共通接続し
て構成され、共通接続された制御電極および共通接続さ
れた主電極がそれぞれ上記入力端子に接続されてなるこ
とを特徴とする請求項６記載の半導体装置。7. The semiconductor switch includes two transistors, and is configured by commonly connecting control electrodes of each transistor and one of a pair of main electrodes to each other. 7. The semiconductor device according to claim 6, wherein the commonly connected main electrodes are respectively connected to the input terminals.
スタで構成され、トランジスタの制御電極が上記一対の
入力端子の一方に接続され、一対の主電極のうちの一方
が上記一対の入力端子の他方に接続されてなることを特
徴とする請求項６記載の半導体装置。8. The semiconductor switch includes one transistor, a control electrode of the transistor is connected to one of the pair of input terminals, and one of the pair of main electrodes is connected to the other of the pair of input terminals. 7. The semiconductor device according to claim 6, wherein the semiconductor device is connected.
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