JP2002223180A - スペクトラム拡散通信システムの信号処理部 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アナログ方式による構成の簡素化を図り、多
重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換
回路等１系統のみで実現するスペクトラム拡散通信シス
テムの信号処理部を提供する。 【解決手段】 送信側では、複数の情報データ系列を同
一の疑似ランダム符号系列を用いてスペクトラム拡散変
調処理をベースバンドに対して行い、互いにデータシン
ボル速度Ｒの周波数量の整数倍を周期とする正弦波信号
および余弦波信号を用いてベースバンド信号の周波数変
換および多重化処理を行う。また、受信側では、単一周
波数信号を用いてスペクトラム拡散多重化受信信号を高
周波信号からベースバンド信号に変換し、互いにデータ
シンボル速度Ｒの周波数量の整数倍を周期とする正弦波
信号および余弦波信号を用いて周波数変換処理を施す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ダイレクトシーケ
ンス（ＤＳ：Direct Sequence）−スペクトラム拡散
（ＳＳ：Spread Spectrum）通信方式を適用する固定衛
星通信システム、移動体衛星通信システム、固定陸上無
線通信システム、陸上移動体通信システム、無線ＬＡＮ
システム、構内無線通信システム等の全ての無線通信シ
ステム、あるいは、光ファイバ、同軸ケーブル等の有線
を用いて情報伝送を行う全ての有線通信システムに適用
される。また、スペクトラム拡散処理を施す情報データ
信号の変調方式としてＭ相位相変調（ＭＰＳＫ：Ｍは２
の乗数）方式、復調方式として遅延検波方式を適用する
システムにおいて利用される。

【０００２】

【従来の技術】限定された通信帯域幅内でスペクトラム
拡散通信システムの高速化を図る手法として、全ての同
時通信局に共通に与えられた１つの疑似ランダム符号だ
けを用いて多元接続を行う手法（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方
式：Carrier Frequency Offset-Spread Spectrum Multi
ple Access Method）として、特開平５−２６８１８
９、角谷、篠永、「スペクトラム拡散通信システム」が
開示されている。本手法は、複数の送信局が同一の疑似
ランダム符号を用いて各々独立のディジタル情報をスペ
クトラム直接拡散変調し、複数搬送波の中心周波数を互
いに異なるようにし、信号波の占有周波数帯域を互いに
重なるよう設定して受信側に送信することを特徴として
いる。このとき、各送信局が互いにデータシンボル速度
の整数倍の周波数分だけ離れた搬送波周波数を利用すれ
ば、受信側では搬送波の中心周波数が既知な所望波を帯
域通過フィルタで抽出することにより、他信号波の影響
を受けずに所望する情報を受信、復調することが理想的
に可能となる。

【０００３】図５はＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式を適用した無
線システムの送受信機構成例であり、同時送信局数がｎ
の場合を示している。図において、３０１−１〜３０１
−ｎは２進符号化された各通信局の情報信号、３０２−
１〜３０２−ｎは情報信号と疑似ランダム符号を２進乗
算する変調器、３０３−１〜３０３−ｎは情報信号のス
ペクトラムを拡散するための疑似ランダム（ＰＮ：Pseu
do Noise）符号系列、３０４−１〜３０４−ｎは３０２
−１〜３０２−ｎで得られたベースバンド信号に対して
３０５−１〜３０５−ｎで与えられる搬送波を変調する
変調器、３０５−１〜３０５−ｎは搬送波を与える局部
発振器、３０６−１〜３０６−ｎは変調信号から送信に
必要な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタを各々表
している。スペクトラム拡散通信方式は有線通信システ
ム、無線通信システムともに用いることができ、３０７
はそれらの伝送媒体中で個々の信号が多重される様子を
表している。また、３０８は受信信号から復調に必要な
周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、３０９は周波
数変換器であり、３１０は周波数変換のための局部発信
器、３１１は帯域制限された信号から送信された情報を
得る復調器、３１２は復調器により得られた情報信号を
各々表している。

【０００４】前記のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式は互
いに信号波の中心周波数をデータシンボル速度の整数倍
だけ離して通信を行うため、スペクトラム拡散通信シス
テムにおいて同一の疑似ランダム符号を用いた場合で
も、各通信局が互いに干渉を与えることなく双方向とも
に通信を行うことができる。従って、疑似ランダム符号
の数が制限されているシステムにおいても、各送信局か
らの信号波の中心周波数をデータシンボル速度の整数倍
だけずらすことにより疑似ランダム符号の再利用を行う
ことができ、限られた周波数帯域幅内において同時通信
を行うことのできる局数を大幅に増加させることができ
る。更に、各通信局は同一の疑似ランダム符号を使用す
るため通信装置の装置規模を小型化することも可能とな
る。しかしながら、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式では、各送信
局から同時送信されるスペクトラム直接拡散変調波群の
タイミングが受信側で一致した状態でなければ理想的に
干渉のない通信を行うことができない。すなわち、各送
信局からのスペクトラム直接拡散変調波が受信側におい
て同期が取れた状態で受信されなければ、各送信局から
の信号が互いに干渉を引き起こし、伝送路の回線品質を
大きく劣化させるという課題が存在する。

【０００５】上記課題を克服する手法として、搬送波周
波数間隔がデータシンボル速度を単位とする周波数量の
整数倍となる複数の通信チャネルの１つの複合通信チャ
ネルと見なし、個々の通信局からはその複合通信チャネ
ルを用いて情報伝送を行うことにより、搬送波周波数間
隔がデータシンボル速度を単位とする周波数量の整数倍
となる通信チャネル間のタイミング制御誤差を発生させ
ることなく、通信局あたりの情報伝送速度の高速化、並
びに高品質な通信回線の提供が図れる通信チャネル多重
化装置を用いることを特徴とする方式（ＣＦＯ−ＳＳ方
式：Carrier Frequency Offset-Spread Spectrum Multi
ple Access Method）として、特開平１０−１０７７７
１、石川、篠永、小林「スペクトラム拡散通信方式」が
開示されている。

【０００６】図６は、ＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線
システムの送信機構成例を示しており、複合通信チャネ
ルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信
を行うチャネル数がｎの場合を示している。図におい
て、４０１は通信局から送信する情報データ系列、４０
２はシリアルなデータ系列をｎ個の出力端子に順次繰り
返し分配するシリアル−パラレル変換器、４０３−１〜
４０３−ｎは各通信チャネルごとに変調される情報デー
タ系列、４０４−１〜４０４−ｎは情報信号と４０５の
ＰＮ符号発生器から出力される４０６−１〜４０６−ｎ
の疑似ランダム符号とを２進乗算する変調器、４０６−
１〜４０６−ｎは情報信号のスペクトラムを拡散するた
めの疑似ランダム符号系列、４０７−１〜４０７−ｎは
各通信チャネルごとに伝送されるスペクトラム拡散され
たベースバンド信号、４０８−１〜４０８−ｎは４０４
−１〜４０４−ｎで得られたベースバンド信号４０７−
１〜４０７−ｎを各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１〜
ｆｎに応じて変調をかける変調器、４０９−１〜４０９
−ｎは各通信チャネルの搬送波周波数ｆ１〜ｆｎを与え
る局部発振器、４１０−１〜４１０−ｎは変調操作によ
り高周波領域に周波数変換されたスペクトラム拡散信
号、４１１−１〜４１１−ｎは変調信号から送信に必要
な周波数成分を取り出す帯域通過フィルタ、４１２−１
〜４１２−ｎは各帯域通過フィルタから出力されるスペ
クトラム拡散信号、４１３は各通信チャネルのスペクト
ラム拡散信号４１２−１〜４１２−ｎを合成する信号合
成器、４１４は信号合成器４１３の出力信号であるスペ
クトラム拡散合成信号、４１５はスペクトラム拡散合成
信号の送信電力を増幅する共通増幅器、４１６は共通増
幅器４１５により電力増幅されたスペクトラム拡散合成
信号、４１７は通信帯域幅外輻射を削除するための帯域
制限フィルタ、４１８は帯域制限フィルタ４１７の出力
信号を各々表している。スペクトラム拡散通信方式は有
線通信システム、無線通信システムともに用いることが
でき、４１８のスペクトラム拡散合成信号はそれらの伝
送媒体を介して別の通信局に伝送される。

【０００７】図７は、ＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した無線
システムの受信機構成例を示しており、複合通信チャネ
ルを構成する通信チャネル数がｎ、すなわち、同時送信
を行うチャネル数がｎの場合を示している。図におい
て、４２１は別の通信局から送信された複合通信チャネ
ル受信信号、４２２は雑音除去用の受信フィルタ、４２
３は受信フィルタ４２２の出力信号、４２４は復調器を
安定した状態で動作させるための自動利得制御器（ＡＧ
Ｃ）、４２５はＡＧＣの出力信号、４２６−１〜４２６
−ｎは複合通信チャネルを構成する各通信チャネルの搬
送波周波数ｆ０〜ｆｎを受信機の整合フィルタ４３１−
１〜４３１−ｎの中心周波数ｆ０に周波数変換するため
の周波数変換器、４２７−１〜４２７−ｎは各通信チャ
ネルの中心周波数ｆ１〜ｆｎに対応する周波数を発生す
る局部発振器、４２８−１〜４２８−ｎは周波数変換さ
れた各通信チャネルの中間周波受信信号、４２９−１〜
４２９−ｎは周波数拡散帯域幅外に存在する雑音成分を
除去するための帯域通過フィルタ、４３０−１〜４３０
−ｎは帯域通過フィルタの出力信号、４３１−１〜４３
１−ｎはスペクトラム拡散信号から情報信号成分だけを
抽出する整合フィルタ、４３２−１〜４３２−ｎは各通
信チャネルごとのＳＡＷ整合フィルタ出力信号、４３３
−１〜４３３−ｎはＳＡＷ整合フィルタ出力信号をベー
スバンド信号に変換するための遅延検波回路、４３４−
１〜２３４−ｎは４３３−１〜４３３−ｎの遅延検波回
路の出力信号、４３５−１〜４３５−ｎは遅延検波出力
信号に含まれている高調波信号成分を除去し、情報信号
成分のみを抽出するための低域通過フィルタ、４３６−
１〜４３６−ｎは情報信号成分を含むベースバンド信
号、４３７−１〜４３７−ｎは遅延検波出力信号のピー
クポイント（判定ポイント）における情報データ信号を
判定するための判定器、４３８−１〜４３８−ｎは各通
信チャネルごとに得られた判定データ系列、４３９は４
３８−１〜４３８−ｎの判定データ系列を元の連続デー
タ系列に変換するためのパラレル−シリアル変換器、４
４０は４３９のパラレル−シリアル変換器から出力され
る情報データ系列を各々表している。

【０００８】ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、並びにＣＦＯ−Ｓ
Ｓ方式の送信機では、何れも中間周波数（ＩＦ）帯、あ
るいは高周波数（ＲＦ）帯において搬送周波数の異なる
スペクトラム拡散信号を多重化した後、ＲＦ信号として
受信側に対して多重化スペクトラム拡散信号を伝送する
構成法を採用している。また、受信機では多重化チャネ
ル数分だけ多重化スペクトラム拡散信号を分岐回路によ
り同一のＲＦ信号として分岐し、各スペクトラム信号波
の搬送波周波数に対応した局部発振周波数により同一の
ＩＦ信号に周波数変換した後、同一のＳＡＷ整合フィル
タによりスペクトラム拡散信号の相関検出を行い、遅延
検波方式によりベースバンドアナログ信号に変換、デー
タ判定を行う構成を採用していた。

【０００９】上述した従来のＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、並
びにＣＦＯ−ＳＳ方式を適用したスペクトラム拡散通信
システムの送受信機構成では、複数のスペクトラム拡散
信号の多重化処理（合成処理）、分岐処理、復調処理等
をＲＦ帯、あるいはＩＦ帯においてアナログ的に行って
いた。そのため、多重化チャネル数分だけ独立の波形整
形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合
フィルタを回路上に配置する必要があり、回路規模およ
び消費電力が大きくなるとともに部品コストが極めて高
くなるといった問題が生じていた。

【００１０】上記のようなアナログ回路適用時の問題を
回避するため、スペクトラム拡散通信システムのベース
バンド部分をゲートアレイ化することにより、送受信機
の回路規模、消費電力、コストを大幅に削減する手法
（参考文献：小川、衣笠、田中、椰、武井、「ディジタ
ルマッチドフィルタを用いたＳＳ通信用１チップＬＳＩ
の開発」、電子情報通信学会スペクトラム拡散研究会、
ＳＳＴ９４−６５（１９９４−１２））が実用化されて
いる。参考文献の図１に示されているように、この方式
ではスペクトラム拡散変調信号をベースバンド回路によ
り生成し、その出力信号に無線搬送波周波数を重畳して
スペクトラム拡散無線信号を出力するとともに、受信回
路ではベースバンド信号に変換されたスペクトラム拡散
受信信号をディジタルマッチドフィルタ（ディジタル整
合フィルタ）により復調する回路構成となっている。な
お、送信回路、受信回路共にシングルチャネル（１波の
み）のスペクトラム拡散信号を対象としており、ＣＦＯ
−ＳＳＭＡ方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式のようなスペ
クトラム多重化信号を対象とした回路構成とはなってい
ない。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方
式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を適用した通信システム
のベースバンド信号処理回路として、前述した従来のス
ペクトラム拡散通信用ディジタル信号処理回路を用いる
場合、送信回路は複数のスペクトラム拡散信号ごとに独
立に用意する必要があるとともに、周波数変換器、周波
数変換用の局部発信器、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナロ
グ）変換器がチャネル数分だけ独立に必要となる。この
ため、従来のアナログ方式の場合と同様に回路規模が大
きくなると共に、消費電力、コストが高くなるという問
題は依然として解決することができない。

【００１２】更に、ベースバンド帯に周波数変換された
スペクトラム拡散ベースバンド受信信号を従来のスペク
トラム拡散通信用ディジタル信号処理回路で受信する場
合、ＲＦ帯あるいはＩＦ帯において多重化されたスペク
トラム拡散信号ごとに周波数の異なる局部発信器を独立
に用意し、乗積演算により各スペクトラム拡散信号の中
心周波数が同一のベースバンド周波数となるように周波
数変換を行う必要がある。更に、これら複数のスペクト
ラム拡散ベースバンド信号は、独立のＡ／Ｄ（ディジタ
ル／アナログ）変換器によりディジタル信号に変換した
後、ディジタル整合フィルタに入力する必要がある。し
かしながら、この手法の場合、従来のアナログ方式と同
様に受信機回路が多重化される周波数チャネル分だけ独
立に用意する必要があるだけでなく、消費電力が大き
く、かつ、コストの高いＡ／Ｄ変換器をチャネル数分だ
け（ＱＰＳＫ変調適用時には更に２倍）用意する必要が
あり、回路規模の削減、省電力化、低コスト化に貢献す
ることはできない。

【００１３】本発明は、データシンボル速度Ｒおよびシ
ンボルタイミングが同一で、独立の情報データ系列から
構成される複数の情報データ信号を、同一の疑似ランダ
ム符号系列によりスペクトラム直接拡散変調し、かつ、
互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量の整
数倍だけ離れた搬送波周波数を各スペクトラム拡散信号
の中心周波数として多重化するスペクトラム拡散通信シ
ステムにおいて、従来のアナログ方式による送受信機構
成の簡素化を図るだけでなく、従来のスペクトラム拡散
通信用ディジタル信号処理回路を用いる手法において多
重化チャネル数分だけ独立に必要としていた周波数変換
回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディジタルフィル
タ等を１系統のみで実現可能とするベースバンド信号処
理部に関するものである。

【００１４】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明によるスペクトラム拡散通信システムの信号
処理部では、送信側について、複数の情報データ系列に
対して同一の疑似ランダム符号系列によりスペクトラム
拡散変調を行う処理をベースバンドに対して行う手段
と、互いにデータシンボル速度Ｒで規定される周波数量
の整数倍の関係となる周波数量を周期とする正弦波信号
および余弦波信号を用いて複数のスペクトラム拡散ベー
スバンド信号の周波数変換および多重化処理を行う手段
とを有することを特徴とする構成を有している。変調方
式として位相変調方式を適用することも好ましい。

【００１５】また、本発明によるスペクトラム拡散通信
システムの信号処理部では、受信側について、複数のス
ペクトラム拡散信号により多重化されたスペクトラム拡
散多重化受信信号を、単一周波数信号を用いて高周波信
号からベースバンド信号に変換する手段と、そのスペク
トラム拡散ベースバンド多重化信号を互いにデータシン
ボル速度Ｒで規定される周波数量の整数倍を周期とする
正弦波信号および余弦波信号を用いて周波数変換処理を
施す手段とを有し、多重化前のスペクトラム拡散ベース
バンド信号群に分離することを特徴とする構成を有して
いる。

【００１６】本発明の他の実施形態によれば、受信側に
ついて、分離された複数のスペクトラム拡散ベースバン
ド信号に対して、同一の疑似ランダム符号により重み付
けられた同一構成のディジタル整合フィルタを用いて相
関処理を施す手段を更に有することも好ましい。また、
復調方式として遅延検波方式を適用することも好まし
い。

【００１７】なお、上述した信号処理部は、ＣＦＯ−Ｓ
ＳＭＡ方式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を適用したスペ
クトラム拡散通信システムに適用することを前提として
おり、送信側の信号処理部と、受信側の信号処理部とを
含むことも好ましい。

【００１８】本発明方式のように、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方
式、あるいはＣＦＯ−ＳＳ方式を用いる通信システムに
ディジタル方式によるベースバンド信号処理部を適用す
ることにより、従来の送受信機構成ではＲＦ帯、あるい
はＩＦ帯においてアナログ的に行っていた複数のスペク
トラム拡散信号の多重化処理（合成処理）、分岐処理、
復調処理等をベースバンド帯でディジタル的な演算処理
により実現することが可能となる。更に、多重化チャネ
ル数分だけ独立に必要としていた波形整形用アナログフ
ィルタやアナログ素子であるＳＡＷ整合フィルタを削除
することが可能となる。これらの効果により、送受信機
の回路構成の簡素化、部品点数の削減による小型化、省
電力化を実現することができる。

【００１９】更に、従来のスペクトラム拡散通信用ディ
ジタル信号処理回路では多重化チャネル数分だけ独立に
必要としていた周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ
変換器、ディジタルフィルタ等を１系統のみで実現する
ことが可能であり、ベースバンド信号処理回路の回路規
模、演算処理長を大幅に削減することができる。これに
より、消費電力が高く、かつ、高価なＡ／Ｄ変換器、Ｄ
／Ａ変換器の個数を増やすことなく、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ
方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式をディジタル信号処理技
術により実現することが可能となる。

【００２０】

【発明の実施の形態】まず、実施形態の中で本発明方式
の対象とするＣＦＯ−ＳＳ方式について簡単に説明す
る。ＣＦＯ−ＳＳ方式とは、「同一の拡散符号を用いて
周波数拡散変調した他の信号の搬送波周波数が、データ
シンボル速度の整数倍に相当する周波数オフセットして
いる場合には相関値ピークがゼロになる」という性質を
利用した方式であり、従来、搬送波周波数ｆ０の１チャ
ネル（データシンボル速度Ｒ）だけであった通信チャネ
ルに対し、データシンボル速度で規定される周波数量の
整数倍（±Ｒ×Ｎ ＭＨｚ）だけ搬送波周波数を互いに
オフセットさせた複数の通信チャネルを１つの複合通信
チャネルとして同時伝送することにより、限られた周波
数帯域内で情報伝送速度の高速化を図る手段である。Ｃ
ＦＯ−ＳＳ方式を用いることにより、２．４GHｚ帯ＩＳ
Ｍ（産業科学医療）バンドの２６ＭＨｚという限られた
周波数帯域内で２Mbit／sスペクトラム拡散信号を最大
９チャネル多重化した１８Ｍｂｉｔ／ｓの高速無線シス
テムが提供可能となる。なお、従来のＣＦＯ−ＳＳ方式
を適用した無線システムは、スペクトラム拡散信号から
情報変調信号成分を抽出するための相関検出器としてＳ
ＡＷ整合フィルタを利用していたが、アナログ処理では
回路規模が大きくなり、かつ、部品コストが高くなる。
そこで、本発明ではＣＦＯ−ＳＳ方式の復調法としてデ
ィジタル整合フィルタを適用することを前提としてい
る。以下、本発明によるスペクトラム拡散通信システム
の信号処理部について、その実施形態を以下に示す。

【００２１】図１に、ＣＦＯ−ＳＳ方式を用いたスペク
トラム拡散通信システム（以後、ＣＦＯ−ＳＳ無線シス
テムと呼ぶ）において、本発明による信号処理部を適用
した場合の送受信機構成ブロック図を示す。なお、ＣＦ
Ｏ−ＳＳ方式によるスペクトラム拡散信号の多重化チャ
ネル数をｎ、変調方式を差動符合化４相位相変調方式
（ＤＱＰＳＫ）、復調方式を遅延検波方式と各々仮定し
て説明する。図において、ＣＦＯ−ＳＳ無線システムは
高周波数（RF）部、中間周波数（IF）部、信号処理部か
ら構成され、図の太線で囲まれた部分６３が本発明によ
る信号処理部を実現する構成ブロック図を表している。
なお、実施形態ではRF部、IF部から構成される一般的な
無線システムの送受信機構成を想定して説明するが、RF
帯から直接ベースバンド帯に周波数変換を行うダイレク
トコンバージョン方式についても同様のベースバンド信
号処理部を採用することができる。

【００２２】まず、１のアンテナから受信された２の高
周波（RF）受信信号は、３の帯域制限用フィルタ（BP
F）により所望信号を含むスペクトラム成分のみが抽出
され、６の低雑音増幅器により増幅された後、８４のRF
ローカル発信器から出力される８５のローカル信号が８
の乗算器により乗積され、１０のBPFにより高周波成分
が除去された１１のIF受信信号に変換される。次に、１
２の自動利得制御回路（AGC）により受信レベル調整が
施された１３のIF受信信号は、２６のIFローカル発信器
から出力される２７および２８のローカル信号が１４お
よび１５の乗算器により乗積され、１７および２２の低
域通過フィルタ（LPB）により高周波成分が除去された
後、１８および２３のベースバンド受信信号として１９
および２４のＡ／Ｄ変換器に入力される。ここで、２４
のＡ／Ｄ変換器に入力される２３のベースバンド受信信
号は、２８のローカル信号が２９の位相シフタによりπ
／２だけ位相がずれた状態で１４のＩＦ受信信号と乗積
されるため、１９のＡ／Ｄ変換器に入力される１８のベ
ースバンド受信信号とは直交関係が成り立つことにな
る。すなわち、１９のＡ／Ｄ変換器の出力信号１９はベ
ースバンド受信信号のＩチャネル成分、２４のＡ／Ｄ変
換器の出力信号２５はＱチャネル成分を各々表すことに
なる。

【００２３】次に、ベースバンド受信信号２０および２
５は、各々３１および３２のベースバンド周波数変換器
に入力され、多重化前の複数のスペクトラム拡散信号に
対応したベースバンド信号に変換される。すなわち、Ｃ
ＦＯ−ＳＳ方式では複数のスペクトラム拡散信号が、互
いに中心周波数がデータシンボル速度で規定される周波
数量の整数倍だけ離れた状態で多重化されるが、３１お
よび３２のベースバンド周波数変換器により、所望のス
ペクトラム拡散信号がベースバンドとなるように周波数
変換が施されることになる。これら所望のスペクトラム
拡散信号がベースバンド信号となるように変換された３
３および３４のベースバンド受信信号群は、３５−１〜
ｎおよび３６−１〜ｎのディジタル整合フィルタにより
３７−１〜ｎおよび３８−１〜ｎの情報変調信号成分の
みが抽出され、３９−１〜ｎのＤＱＰＳＫ復調器により
４０−１−１〜４０−ｎ−１および４０−２−１〜４０
−ｎ−２の復調信号として出力される。最後に、４１−
１〜４１−ｎの判定回路により４２−１−１〜４２−ｎ
−１および４２−２−１〜４２−ｎ−２のディジタル判
定データに変換された後、４３のパラレル／シリアル変
換器により、４４のシリアル出力データとして出力され
る。

【００２４】一方、送信系では、シリアルの入力データ
系列４５が４６のシリアル／パラレル変換器により２ｎ
個のパラレルデータ４７−１−１〜４７−ｎ−１および
４７−２−１〜４７−ｎ−２に変換され、６１のＰＮ符
号発生器により生成されたスペクトラム拡散用の拡散符
号６２と４８−１〜ｎの乗算器により乗積され、４９−
１−１〜４９−ｎ−１および４９−２−１〜４９−ｎ−
２のスペクトラム拡散されたデータ信号系列として５０
−１〜ｎのＤＱＰＳＫ変調器に入力される。次に、ＤＱ
ＰＳＫ変調器群の出力信号５０−１−１〜５０−ｎ−１
および５０−２−１〜５０−ｎ−２は、５２−１〜５２
−ｎのベースバンド周波数変換器に入力され、データシ
ンボル速度で規定される周波数量Δｆの整数倍を周期と
する余弦周波数信号および正弦周波数信号が乗積された
後、５４の加算器によりＩチャネル成分、Ｑチャネル成
分ごとに独立して５５および５６のスペクトラム拡散ベ
ースバンド多重化信号として出力される。最後に、５７
および５８のディジタルフィルタにより波形整形が施さ
れた後、６４および６５のＤ／Ａ変換器により６６およ
び６７のスペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ
信号に変換される。

【００２５】次に、６６および６７のスペクトラム拡散
ベースバンド多重化アナログ信号は、２６のIFローカル
発信器から出力される７２のローカル信号および７４の
位相シフタによりπ／２だけ位相がずらされた７５のロ
ーカル信号と６８および６９の乗算器により乗積され、
７６の直交変調器により合成された後、７８のＢＰＦに
より高調波信号成分が除去される。更に、８４のRFロー
カル発信器から出力される８６のローカル信号と８０の
乗算器により乗積され、高周波信号８１に変換された
後、最後に８２の電力増幅器（ＰＡ）によって送信電力
が増幅され、３のＢＰＦを通過後、１のアンテナにより
送信される。

【００２６】図２に本発明による信号処理部を適用した
スペクトラム拡散通信システムの送信回路構成に関する
実施形態を示す。尚、破線で囲まれる部分は、ベースバ
ンド周波数変換器に相当する。図において１０１の入力
データ系列は、１０２のシリアル−パラレル変換器によ
り、ｎチャネル分のパラレルデータ系列群１０３に変換
され、スペクトラム拡散信号の周波数チャネルごとに分
配される。次に、１０８−１〜ｎの差動符合化器により
差動符合化が施された後、Ｉチャネル成分およびＱチャ
ネル成分ごとに１０４のＰＮ符号発生器から生成される
拡散符号１０６と１１０−１−１〜１１０−１−ｎおよ
び１１０−２−１〜１１０−２−ｎの乗算器により乗積
され、スペクトラム拡散ベースバンドデータ系列信号１
１１−１−１〜１１１−１−ｎおよび１１１−２−１〜
１１１−２−ｎに変換される。

【００２７】次に、１１０−１−１〜１１０−１−ｎお
よび１１０−２−１〜１１０−２−ｎのベースバンドス
ペクトラム信号群は、各周波数チャネルごとに１０５の
単一周波数信号発生回路から生成されるスペクトラム拡
散多重化信号の中心周波数からの周波数オフセット量に
応じた搬送波信号群１０７が１１２−１−１〜１１２−
１−ｎ、１１２−２−１〜１１２−２−ｎ、１１２−３
−１〜１１２−３−ｎ、および１１２−４−１〜１１２
−４−ｎの乗算器により乗積される。すなわち、基本周
期の異なる正弦波信号、および余弦波信号（発振周波数
ｆ１、ｆ２、・・・、ｆｎ）が独立に乗積される。な
お、正弦波信号は余弦波信号を１１３−１〜１１３−ｎ
および１１４−１〜１１４−ｎの位相シフタを用いて生
成される。最後に、各通信チャネルに対応する独立のス
ペクトラム拡散ベースバンド信号群１１５および１１６
は、Ｉチャネル、Ｑチャネルごとに１１７−１および１
１７−２の加算器により多重化され、１１８および１１
９のスペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｉチャ
ネル成分およびＱチャネル成分）として出力される。こ
こで、搬送波の乗積、並びに加算器による多重化処理は
以下の数式に基づいて行われる。但し、Ｉ１（ｔ）〜Ｉ
ｎ（ｔ）、並びに、Ｑ１（ｔ）〜Ｑｎ（ｔ）は、時刻ｔ
における各周波数チャネルのＩチャネル、およびＱチャ
ネルのベースバンドデータ信号を各々表している。

【００２８】 Ｉチャネルの多重化信号 ＩＴ(ｔ)＝Ｉ１（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋Ｑ１(ｔ) ｃｏｓ（２πｆ１ｔ ＋π／２）＋I２（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋Q２（t） ｃｏｓ（２πf２ｔ＋ π／２）＋Ｉ３（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）＋Ｑ３（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ３ｔ ＋π／２）・・・＋Ｉｎ−１（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋Ｑｎ−１（ｔ ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ＋π／２）＋Ｉｎ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎｔ）＋Ｑ ｎ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎｔ＋π／２） （１）

【００２９】 Qチャネルの多重化信号 ＱＴ（ｔ）＝Ｉ１（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ１ｔ−π／２）＋Ｑ１（ｔ） ｃｏｓ （２πｆ１ｔ）＋Ｉ２（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ２ｔ−π／２）＋Ｑ２（ｔ） ｃｏ ｓ（２πｆ２ｔ）＋Ｉ３（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ３ｔ−π／２）＋Ｑ３（ｔ） ｃ ｏｓ（２πｆ３ｔ）・・・＋Ｉｎ−１（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ−π／２ ）＋Ｑｎ−１（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋Ｉｎ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ ｔ−π／２）＋Ｑｎ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎｔ） （２）

【００３０】なお、発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆ
ｎは、ｎ＝２ｍ＋１（ｍは任意の整数）で表した場合、 ｆ１＝−ｍΔｆ ｆ２＝−（ｍ−１）Δｆ ・・・ ｆｍ＝−Δｆ ｆｍ＋１＝０ ｆｍ＋２＝Δｆ ・・・ ｆｎ−１＝（ｍ−１）Δｆ ｆｎ＝ｍΔｆ (３) の関係となる。但し、Δｆはシンボル速度Ｒで規定され
る周波数量を表している。

【００３１】最後に、１１８および１１９のスペクトラ
ム拡散ベースバンド多重化信号は、１２０および１２１
のベースバンドディジタルフィルタにより波形処理が施
された後、１２４および１２５のＤ／Ａ変換器に入力さ
れ、１２６および１２７のスペクトラム拡散ベースバン
ド多重化アナログ信号として出力された後、１２８の直
交変調器により１３１のＩＦ送信信号に変換される。

【００３２】次に、図３に、本発明による信号処理部を
適用したＣＦＯ−ＳＳ無線システムの受信構成ブロック
図を示す。尚、破線で囲まれる部分は、ベースバンド周
波数変換器に相当する。図において、１５１のＩＦ受信
信号は、１５２の直交変調器により準同期検波され、１
５７−１および１５７−２のＬＰＦにより高調波信号が
除去された後、１５８および１５９のスペクトラム拡散
ベースバンド多重化受信信号としてＩチャネル成分、Ｑ
チャネル成分ごとに１６０−１および１６０−２のＡ／
Ｄ変換器に入力される。次に、Ａ／Ｄ変換器によりアナ
ログ−ディジタル変換された１６１および１６２のスペ
クトラム拡散ベースバンド多重化ディジタル受信信号
は、１６３−１および１６３−２の分岐回路により、１
６４および１６５のスペクトラム拡散ベースバンド多重
化ディジタル受信信号群として出力される。

【００３３】次に、ｎ分岐された１６４および１６５の
ディジタル信号群は、１６６の単一周波数信号発生回路
から生成されるスペクトラム拡散多重化信号の中心周波
数からの周波数オフセット量に応じた余弦波信号群１６
７が１６８−１−１〜１６８−１−ｎ、１６８−２−１
〜１６８−２−ｎ、１６８−３−１〜１６８−３−ｎ、
および１６８−４−１〜１６８−４−ｎの乗算器により
乗積される。すなわち、基本周期の異なる正弦波信号、
および余弦波信号（発振周波数ｆ１、ｆ２、・・・、ｆ
ｎ）が独立に乗積される。なお、正弦波信号は余弦波信
号を１６９−１〜１６９−ｎおよび１７０−１〜１７０
−ｎの位相シフタを用いて生成される。更に、１７１−
１−１〜１７１−ｎ−１および１７１−１−２〜１７１
−ｎ−２の加算器を用いた加算処理により、１８０−１
−１〜１８０−ｎ−１および１８０−１−２〜１８０−
ｎ−２のスペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタ
ル受信信号をスペクトラム拡散信号の周波数チャネルご
とに検出することができる。ここで、スペクトラム拡散
ベースバンド多重化信号からｆ１〜ｆｎの搬送波周波数
を有する各周波数チャネルの情報信号成分のみを検出す
る手法は以下の数式に基づいて行われる。

【００３４】 Ｉチャネル受信ベースバンド信号 ＩＲ１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ１ｔ）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏｓ（２π ｆ１ｔ−π／２） ＩＲ２（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ２ｔ）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏｓ（２π ｆ２ｔ−π／２） ＩＲ３（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ３ｔ）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏｓ（２π ｆ３ｔ−π／２） ・・・ ＩＲｎ−１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏ ｓ（２πｆｎ−１ｔ−π／２） ＩＲｎ（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎｔ）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏｓ（２π ｆｎｔ−π／２） （４）

【００３５】 Ｑチャネル受信ベースバンド信号 ＱＲ１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ１ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏ ｓ（２πｆ１ｔ） ＱＲ２（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ２ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏ ｓ（２πｆ２ｔ） ＱＲ３（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆ３ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏ ｓ（２πｆ３ｔ） ・・・ ＱＲｎ−１（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ＋π／２）＋ＱＲ（ ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎ−１ｔ） ＱＲｎ（ｔ）＝ＩＲ（ｔ） ｃｏｓ（２πｆｎｔ＋π／２）＋ＱＲ（ｔ） ｃｏ ｓ（２πｆｎｔ） （５）

【００３６】次に、１８０−１−１〜１８０−ｎ−１お
よび１８０−１−２〜１８０−ｎ−２のスペクトラム拡
散ベースバンド信号を１７２−１−１〜１７２−ｎ−１
および１７２−１−２〜１７２−ｎ−２のディジタル整
合フィルタを通過させることにより、各チャネルごとに
１８１−１−１〜１８１−ｎ−１および１８１−１−２
〜１８１−ｎ−２のベースバンド信号（Ｉチャネル成
分、Ｑチャネル成分）が抽出される。また、１７２−１
−２〜１７２−ｎ−２のディジタル整合フィルタにより
抽出された復調信号は、１８２のタイミング再生回路に
より再生されたサンプリングタイミングに基づきサンプ
リングされた後、１７１−１〜ｎのベースバンド遅延検
波回路により２値信号に変換されるとともに、１７６−
１〜ｎのデータ判定回路により各周波数チャネルごとに
データ判定が行われる。最後に、１７７−１−１〜１７
７−ｎ−１および１７７−１−２〜１７７−ｎ−２の判
定データ系列群は、１７８のパラレル−シリアル変換器
によりシリアル判定データ系列として出力される。

【００３７】最後に参考として、図４にディジタル整合
フィルタの回路構成例を示す。図において、1チップ長
間隔で配置された２０２−１〜ｋの遅延素子（ｋは拡散
符号のビット数に相当）の出力を、２０４−１〜２０４
−ｋのＰＮ符号に相関づけられた重み係数と乗積し、２
０６の加算器によりそれらの和を求めることによって各
チャネルのＩチャネル、Ｑチャネルのベースバンド信号
成分２０７が抽出できる。なお、ディジタル整合フィル
タのタップ間隔は1チップ長に相当するが、演算処理は
通常1サンプル周期毎に行われる。最後に、抽出された
ベースバンド信号成分を各チャネル毎に用意したベース
バンド遅延検波回路に入力することにより、判定データ
を検出することができる。

【００３８】

【発明の効果】（１）ＣＦＯ−ＳＳＭＡ方式、およびＣ
ＦＯ−ＳＳ方式を適用する通信システムにおいて、複数
のスペクトラム拡散信号の多重化処理、分岐処理、復調
処理等をディジタル演算処理により簡易な回路で実現す
ることが可能となる。 （２）多重化チャネル数分だけ独立に必要としていた波
形整形用アナログフィルタやアナログ素子であるＳＡＷ
整合フィルタを使用せずに済むため、送受信機の回路構
成の簡素化、部品点数の削減による小型化、省電力化が
実現可能となる。 （３）従来のスペクトラム拡散通信用ディジタル信号処
理回路では多重化チャネル数分だけ独立に必要としてい
た周波数変換回路、Ａ／Ｄ変換器、Ｄ／Ａ変換器、ディ
ジタルフィルタ等を１系統のみで実現することが可能と
なる。 （４）スペクトラム拡散通信システムを対象とする従来
のベースバンド信号処理回路の回路規模、演算処理長を
大幅に削減可能となる。 （５）消費電力が高く、かつ、高価なＡ／Ｄ変換器、Ｄ
／Ａ変換器の個数を増やすことなく、ＣＦＯ−ＳＳＭＡ
方式、およびＣＦＯ−ＳＳ方式をディジタル信号処理技
術により実現することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による信号処理部を適用したスペクトラ
ム拡散通信システムの送受信機構成図である。

【図２】本発明による信号処理部を適用したスペクトラ
ム拡散通信システムの送信回路の構成図である。

【図３】本発明による信号処理部を適用したスペクトラ
ム拡散通信システムの受信回路の構成図である。

【図４】本発明による信号処理部を適用したスペクトラ
ム拡散通信システムの受信回路の構成要素であるディジ
タル整合フィルタの回路構成図である。

【図５】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム
拡散多元接続（ＣＦＯ−ＳＳＭＡ）方式における送受信
機構成図である。

【図６】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム
拡散通信（ＣＦＯ−ＳＳ）方式における送信機構成図で
ある。

【図７】従来の搬送波周波数オフセット−スペクトラム
拡散通信（ＣＦＯ−ＳＳ）方式における受信機構成図で
ある。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ 高周波（ＲＦ）受信信号 ３ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ） ４ 高周波切替スイッチ ５ 受信機入力信号 ６ 低雑音増幅器（ＬＮＡ） ７ 低雑音増幅器出力 ８ 乗算器 ９ 乗算器出力 １０ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ） １１ 帯域制限用フィルタ出力信号 １２ 自動利得制御回路（ＡＧＣ） １３ 自動利得制御回路出力 １４、１５ 乗算器 １６、２１ 乗算器出力 １７、２２ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） １８、２３ 低域通過フィルタ出力 １９、２４ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器 ２０、２５ アナログ／ディジタル変換器出力 ２６ ＩＦローカル発振器 ２７、２８ ローカル信号 ２９ π／２位相シフタ ３０ 位相シフタ出力信号 ３１、３２ ベースバンド周波数変換器 ３３、３４ ベースバンド受信信号群 ３５−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ（Ｉチャネル
用） ３６−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ（Ｑチャネル
用） ３７−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｉチ
ャネル） ３８−１〜ｎ ディジタル整合フィルタ出力信号（Ｑチ
ャネル） ３９−１〜ｎ ＤＱＰＳＫ復調器 ４０−１−１〜４０−ｎ−１ ＤＱＰＳＫ復調器出力信
号（Ｉチャネル成分） ４０−１−２〜４０−ｎ−２ ＤＱＰＳＫ復調器出力信
号（Ｑチャネル成分） ４１−１〜ｎ 判定回路 ４２−１−１〜４２−ｎ−１ ディジタル判定データ
（Ｉチャネル成分） ４２−１−２〜４２−ｎ−２ ディジタル判定データ
（Ｑチャネル成分） ４３ パラレル／シリアル変換器 ４４ 出力データ系列 ４５ 入力データ系列 ４６ シリアル／パラレル変換器 ４７−１−１〜４７−ｎ−１ パラレルデータ系列（Ｉ
チャネル成分） ４７−１−２〜４７−ｎ−２ パラレルデータ系列（Ｑ
チャネル成分） ４８−１〜ｎ 乗算器 ４９−１−１〜４９−ｎ−１ スペクトラム拡散データ
信号系列（Ｉチャネル成分） ４９−１−２〜４９−ｎ−２ スペクトラム拡散データ
信号系列（Ｑチャネル成分） ５０−１〜ｎ ＤＱＰＳＫ変調器 ５１−１−１〜５１−ｎ−１ ＤＱＰＳＫ変調信号（Ｉ
チャネル成分） ５１−１−２〜５１−ｎ−２ ＤＱＰＳＫ変調信号（Ｑ
チャネル成分） ５２−１〜ｎ ベースバンド周波数変換器 ５３−１−１〜５３−ｎ−１ ベースバンド周波数変換
器出力信号（Ｉチャネル成分） ５３−１−２〜５３−ｎ−２ ベースバンド周波数変換
器出力信号（Ｑチャネル成分） ５４ 加算器 ５５ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｉチ
ャネル成分） ５６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Ｑチ
ャネル成分） ５７、５８ ディジタルフィルタ ５９ ディジタルフィルタ出力信号（Ｉチャネル成分） ６０ ディジタルフィルタ出力信号（Ｑチャネル成分） ６１ ＰＮ符号発生器 ６２ 拡散符号系列 ６３ ベースバンド信号処理回路 ６４、６５ ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器 ６６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信
号（Ｉチャネル成分） ６７ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ信
号（Ｑチャネル成分 ６８、６９ 乗算器 ７０ スペクトラム拡散ＩＦ多重化アナログ信号（Ｉチ
ャネル成分） ７１ スペクトラム拡散ＩＦ多重化アナログ信号（Ｑチ
ャネル成分） ７２、７３ ローカル信号 ７４ π／２位相シフタ ７５ 位相シフタ出力信号 ７６ 直交変調器 ７７ スペクトラム拡散ＩＦ多重化ベクトル信号 ７８ 帯域制限用フィルタ（ＢＰＦ） ７９ 帯域制限用フィルタ出力信号 ８０ 乗算器 ８１ スペクトラム拡散多重化信号 ８２ 電力増幅器（ＰＡ） ８３ 電力増幅されたスペクトラム拡散多重化信号 ８４ ＲＦローカル発振器 ８５、８６ ローカル信号 １０１ 入力データ系列 １０２ シリアル／パラレル変換器 １０３ パラレルデータ系列群 １０４ ＰＮ符号発生器 １０５ 単一周波数信号発生回路 １０６ 拡散符号系列 １０７ 余弦波信号群 １０８−１〜ｎ 差動符合化器 １０９−１−１〜１０９−ｎ−１ 差動符号化器出力信
号（Ｉチャネル成分） １０９−１−２〜１０９−ｎ−２ 差動符号化器出力信
号（Qチャネル成分） １１０−１−１〜１１０−ｎ−１ 乗算器（Ｉチャネル
用） １１０−１−２〜１１０−ｎ−２ 乗算器（Ｑチャネル
用） １１１−１−１〜１１１−ｎ−１ スペクトラム拡散ベ
ースバンドデータ系列信号（Ｉチャネル用） １１１−１−２〜１１１−ｎ−２ スペクトラム拡散ベ
ースバンドデータ系列信号（Ｑチャネル用） １１２−１−１〜１１２−ｎ−１、１１２−１−２〜１
１２−ｎ−２、１１２−１−３〜１１１−ｎ−３、１１
２−１−４〜１１１−ｎ−４ 乗算器 １１３−１〜ｎ ＋π／２位相シフタ １１４−１〜ｎ −π／２位相シフタ １１５ スペクトラム拡散ベースバンド信号群（Iチャ
ネル成分） １１６ スペクトラム拡散ベースバンド信号群（Qチャ
ネル成分） １１７−１ 加算器（Iチャネル用） １１７−２ 加算器（Qチャネル用） １１８ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（I
チャネル成分） １１９ スペクトラム拡散ベースバンド多重化信号（Q
チャネル成分） １２０ ベースバンドディジタルフィルタ（Iチャネル
用） １２１ ベースバンドディジタルフィルタ（Qチャネル
用） １２２ ベースバンドディジタルフィルタ出力信号（I
チャネル成分） １２３ ベースバンドディジタルフィルタ出力信号（Q
チャネル成分） １２４ ディジタル／アナログ変換器（Iチャネル用） １２５ ディジタル／アナログ変換器（Qチャネル用） １２６ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ
信号（Iチャネル成分） １２７ スペクトラム拡散ベースバンド多重化アナログ
信号（Qチャネル成分） １２８ 直交変調器 １２９ IFローカル発振器 １３０ ローカル信号 １３１ スペクトラム拡散多重化IF送信信号 １５１ IF受信信号 １５２ 直交変調器 １５３ IFローカル発振器 １５４ ローカル信号 １５５ 直交変調器出力信号（Iチャネル成分） １５６ 直交変調器出力信号（Qチャネル成分） １５７−１ 低域通過フィルタ（Iチャネル用） １５７−２ 低域通過フィルタ（Qチャネル用） １５８ スペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号
（Iチャネル成分） １５９ スペクトラム拡散ベースバンド多重化受信信号
（Qチャネル成分） １６０−１ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
（Ｉチャネル用） １６０−２ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
（Ｑチャネル用） １６１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタ
ル受信信号（Ｉチャネル成分） １６２ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタ
ル受信信号（Ｑチャネル成分） １６３−１、２ 分岐回路 １６４ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタ
ル受信信号群（Ｉチャネル成分） １６５ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタ
ル受信信号群（Ｑチャネル成分） １６６ 単一周波数信号発生回路 １６７ 余弦波信号群 １６８−１−１〜１６８−ｎ−１、１６８−１−２〜１
６８−ｎ−２、１６８−１−３〜１６８−ｎ−３、１６
８−１−４〜１６８−ｎ−４ 乗算器 １６９−１〜ｎ −π／２位相シフタ １７０−１〜ｎ ＋π／２位相シフタ １７１−１−１〜１７１−ｎ−１、１７１−１−２〜１
７１−ｎ−２ 加算器 １７２−１−１〜１７２−ｎ−１、１７２−１−２〜１
７２−ｎ−２ ディジタル整合フィルタ １７３−１−１〜１７３−ｎ−１、１７３−１−２〜１
７３−ｎ−２ サンプリング回路 １７４−１〜ｎ ベースバンド遅延検波回路 １７５−１−１〜１７５−ｎ−１ ベースバンド遅延検
波出力信号（Ｉチャネル成分） １７５−１−２〜１７５−ｎ−２ ベースバンド遅延検
波出力信号（Ｑチャネル成分） １７６−１〜ｎ データ判定回路 １７７−１−１〜１７７−ｎ−１ 判定データ系列信号
（Ｉチャネル成分） １７７−１−２〜１７７−ｎ−２ 判定データ系列信号
（Ｑチャネル成分） １７８ パラレル／シリアル変換器 １７９ シリアル判定データ系列 １８０−１−１〜１８０−ｎ−１ スペクトラム拡散ベ
ースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｉチャネル成
分） １８０−１−２〜１８０−ｎ−２ スペクトラム拡散ベ
ースバンド多重化ディジタル受信信号（Ｑチャネル成
分） １８１−１−１〜１８１−ｎ−１ ディジタル整合フィ
ルタ出力信号（Ｉチャネル成分） １８１−１−２〜１８１−ｎ−２ ディジタル整合フィ
ルタ出力信号（Ｑチャネル成分） ２０１ スペクトラム拡散ベースバンド多重化ディジタ
ル受信信号 ２０２−１〜ｎ 遅延素子 ２０３−１〜ｎ 遅延素子出力 ２０４−１〜ｎ 重み係数 ２０５−１〜ｎ 重み付け信号群 ２０５ 加算器 ２０６ ディジタル整合フィルタ出力信号 ３００−１〜３００−ｎ 情報データ系列 ３０１−１〜３０１−ｎ 変調器 ３０２−１〜３０２−ｎ 疑似ランダム符号 ３０３−１〜３０３−ｎ 変調器 ３０４−１〜３０４−ｎ 局部発振器 ３０５−１〜３０５−ｎ 帯域通過フィルタ ３０６ 伝搬路モデルを表す合成器 ３０７ 帯域通過フィルタ ３０８ 局部発振器 ３０９ 周波数変換器 ３１０ 復調器 ３１１ 判定データ系列 ３１２ 自動利得制御回路 ４０１ 情報データ系列 ４０２ シリアル−パラレル変換器 ４０３−１〜３−ｎ 情報データ系列 ４０４−１〜４−ｎ 変調器 ４０５ ＰＮ符号発生器 ４０６−１〜４０６−ｎ ＰＮ（疑似ランダム）符号系
列 ４０７−１〜４０７−ｎ スペクトラム拡散信号 ４０８−１〜４０８−ｎ 変調器 ４０９−１〜４０９−ｎ 局部発振器 ４１０−１〜４１０−ｎ スペクトラム拡散高周波信号 ４１１−１〜４１１−ｎ 帯域通過フィルタ ４１２−１〜４１２−ｎ 帯域通過後スペクトラム拡散
高周波信号 ４１３ 信号合成器 ４１４ スペクトラム拡散合成信号 ４１５ 共通増幅器 ４１６ スペクトラム拡散合成信号 ４１７ 帯域制限用フィルタ ４１８ スペクトラム拡散合成送信信号 ４２１ 複合通信チャネル受信信号 ４２２ 受信フィルタ ４２３ 受信フィルタ出力信号 ４２４ 自動利得制御器（ＡＧＣ） ４２５ ＡＧＣ出力信号 ４２６−１〜４２６−ｎ 周波数変換器 ４２７−１〜４２７−ｎ 局部発振器 ４２８−１〜４２８−ｎ 中間周波受信信号 ４２９−１〜４２９−ｎ 帯域通過フィルタ ４３０−１〜４３０−ｎ 帯域通過フィルタ出力信号 ４３１−１〜４３１−ｎ 整合フィルタ ４３２−１〜４３２−ｎ 整合フィルタ出力信号 ４３３−１〜４３３−ｎ 遅延検波回路 ４３４−１〜４３４−ｎ 遅延検波出力信号 ４３５−１〜４３５−ｎ 低域通過フィルタ ４３６−１〜４３６−ｎ 低域通過フィルタ出力信号 ４３７−１〜４３７−ｎ 判定器 ４３８−１〜４３８−ｎ 判定データ系列 ４３９ パラレル−シリアル変換器 ４４０ 情報データ系列

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 １つ以上の通信局について、データシン
   ボル速度Ｒおよびシンボルタイミングが同一で、独立の
   情報データ系列から構成される複数の情報データ信号を
   同一の疑似ランダム符号系列によりスペクトラム直接拡
   散変調し、かつ、互いにデータシンボル速度Ｒで規定さ
   れる周波数量の整数倍だけ離れた搬送波周波数を各スペ
   クトラム拡散信号の中心周波数として多重化し、無線若
   しくは有線伝送路を介して同時伝送することにより、該
   複数のスペクトラム拡散信号間で互いに干渉がなく、か
   つ、伝送速度の高速化が図れるスペクトラム拡散通信シ
   ステムの信号処理部において、 送信側について、前記スペクトラム拡散変調をベースバ
   ンド信号に対して行う手段と、前記周波数量の整数倍を
   周期とする正弦波信号および余弦波信号を用いて前記ベ
   ースバンド信号の周波数変換および多重化を行う手段と
   を有することを特徴とするスペクトラム拡散通信システ
   ムの信号処理部。
2. 【請求項２】 変調方式として位相変調方式を適用する
   ことを特徴とする請求項１に記載のスペクトラム拡散通
   信システムの信号処理部。
3. 【請求項３】 １つ以上の通信局について、データシン
   ボル速度Ｒおよびシンボルタイミングが同一で、独立の
   情報データ系列から構成される複数の情報データ信号を
   同一の疑似ランダム符号系列によりスペクトラム直接拡
   散変調し、かつ、互いにデータシンボル速度Ｒで規定さ
   れる周波数量の整数倍だけ離れた搬送波周波数を各スペ
   クトラム拡散信号の中心周波数として多重化し、無線若
   しくは有線伝送路を介して同時伝送することにより、該
   複数のスペクトラム拡散信号間で互いに干渉がなく、か
   つ、伝送速度の高速化が図れるスペクトラム拡散通信シ
   ステムの信号処理部において、 受信側について、前記複数のスペクトラム拡散信号によ
   り多重化された受信信号を、単一周波数信号を用いて高
   周波信号からベースバンド信号に変換する手段と、前記
   周波数量の整数倍を周期とする正弦波信号および余弦波
   信号を用いて前記ベースバンド信号の周波数変換を行う
   手段とを有し、前記複数の情報データ信号に関係付けら
   れた複数のスペクトラム拡散ベースバンド信号群に分離
   することを特徴とするスペクトラム拡散通信システムの
   信号処理部。
4. 【請求項４】 前記分離された複数のスペクトラム拡散
   ベースバンド信号に対して、前記同一の疑似ランダム符
   号により重み付けられた同一構成のディジタル整合フィ
   ルタを用いて相関処理を施す手段を更に有することによ
   り、情報変調信号成分を独立に抽出することを特徴とす
   る請求項３に記載のスペクトラム拡散通信システムの信
   号処理部。
5. 【請求項５】 復調方式として遅延検波方式を適用する
   ことを特徴とする請求項３又は４に記載のスペクトラム
   拡散通信システムの信号処理部。
6. 【請求項６】 請求項１又は２に記載の前記送信側の信
   号処理部と、請求項３から５のいずれか1項に記載の前
   記受信側の信号処理部とを含むことを特徴とするスペク
   トラム拡散通信システムの信号処理部。