JP2002111759A - Phase control method and transmitter - Google Patents
Phase control method and transmitterInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器の非線
形歪み補償を行うための位相制御方法に関し、特に移動
通信端末機に使用する送信機に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a phase control method for compensating for nonlinear distortion of a power amplifier, and more particularly to a transmitter used for a mobile communication terminal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】デジタル移動通信において広く採用され
ている線形変調方式には、送信側の電力増幅器として線
形増幅器が必要とされている。そのため、電力増幅器の
電力効率と線形性との両立が可能な非線形歪み補償技術
(リニアライザ)が採用されている。その代表的な補償方
法の１つとして、電力増幅器の出力の一部を復調した信
号を利用して非線形歪み補償を行なうカーテシアンルー
プ方式が周知である。しかし、このカーテシアンループ
方式は、ループの安定性が非常に重要であるため、ルー
プの位相制御が必要不可欠となる。位相制御方式は多岐
にわたり存在するが、経年変化及び温度変化による位相
変化に適応するように位相制御を行なう必要がある。2. Description of the Related Art A linear modulation method widely used in digital mobile communication requires a linear amplifier as a transmission-side power amplifier. Therefore, a nonlinear distortion compensation technology that can achieve both power efficiency and linearity of a power amplifier
(Linearizer) is adopted. As one of the typical compensation methods, a Cartesian loop method for performing nonlinear distortion compensation using a signal obtained by demodulating a part of the output of a power amplifier is well known. However, in the Cartesian loop system, since loop stability is very important, loop phase control is indispensable. There are a variety of phase control methods, but it is necessary to perform phase control so as to adapt to phase changes due to aging and temperature changes.
【０００３】従来の送信機を例にとって、カーテシアン
ループ方式における位相補正トレーニングを説明する。
位相補正トレーニングを行なう図２は、従来の移動通信
端末機無線部の送信機の構成を示すブロック図である。
まず、従来の送信機の送信動作について説明する。図２
において、入力端子1-1より送信ベースバンド信号の同
相成分信号Iを入力し、入力端子1-2よりベースバンド信
号の直交成分信号Qを入力する。入力された同相信号I
は、加算器5を介して直交変調器（MOD）7に与えられ、
直交信号Qは、加算器6を介して直交変調器7に与えられ
る。[0003] Taking a conventional transmitter as an example, phase correction training in the Cartesian loop method will be described.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter of a conventional mobile communication terminal radio unit for performing phase correction training.
First, the transmission operation of the conventional transmitter will be described. FIG.
, The in-phase component signal I of the transmission baseband signal is input from the input terminal 1-1, and the quadrature component signal Q of the baseband signal is input from the input terminal 1-2. Input common-mode signal I
Is given to a quadrature modulator (MOD) 7 via an adder 5,
The quadrature signal Q is provided to the quadrature modulator 7 via the adder 6.
【０００４】発振器18は搬送波信号を生成し、生成した
搬送波信号を移相器24と直交復調器（DEMOD）17とに与
える。移相器24は入力された基準周波数信号の位相を所
定量移相して直交変調器7に与える。直交変調器7は、移
相器24から入力された搬送波信号を、別に入力された同
相信号Iと直交信号Qとで直交変調し、変調信号を帯域通
過フィルタ（以降、BPFと称する）8に与える。BPF8で
は、入力された変調信号から帯域外スプリアス成分が除
去され、ミキサ9に与えられる。[0004] The oscillator 18 generates a carrier signal and supplies the generated carrier signal to the phase shifter 24 and the quadrature demodulator (DEMOD) 17. The phase shifter 24 shifts the phase of the input reference frequency signal by a predetermined amount and supplies the same to the quadrature modulator 7. The quadrature modulator 7 quadrature-modulates the carrier signal input from the phase shifter 24 with the separately input in-phase signal I and quadrature signal Q, and modulates the modulated signal with a band-pass filter (hereinafter referred to as a BPF) 8. Give to. In the BPF 8, the out-of-band spurious component is removed from the input modulation signal, and is supplied to the mixer 9.
【０００５】発振器19は基準周波数信号を生成し、生成
した基準周波数信号をミキサ9とミキサ15とに与える。
ミキサでは、BPF8から入力された信号を、発振器19から
入力された基準周波数信号とミクシングして周波数変換
し、周波数変換された信号をBPF10に与える。BPF10で
は、帯域外スプリアス成分が除去され、電力増幅器11に
与えられる。[0005] The oscillator 19 generates a reference frequency signal, and supplies the generated reference frequency signal to the mixers 9 and 15.
The mixer mixes the signal input from the BPF 8 with the reference frequency signal input from the oscillator 19, converts the frequency, and provides the frequency-converted signal to the BPF 10. In the BPF 10, the out-of-band spurious component is removed and supplied to the power amplifier 11.
【０００６】電力増幅器11は、入力された信号を電力増
幅し、カプラ12に与える。カプラ12は、アンテナ13を介
して出力信号を送信するとともに、一部の信号を出力信
号のレベルに応じて所定の割合で分岐して減衰器14に与
える。減衰器14では、入力された信号の電力レベルを適
正な値に調整し、ミキサ15に与える。ミキサ15では、発
振器19から入力された基準周波数信号とミクシングして
周波数変換し、周波数変換された信号をBPF16に与え
る。BPF16は入力された信号から不要周波数成分を除去
して直交復調器17に与える。[0006] The power amplifier 11 power-amplifies the input signal and supplies it to the coupler 12. The coupler 12 transmits an output signal via the antenna 13 and branches a part of the signal at a predetermined ratio in accordance with the level of the output signal and supplies the branched signal to the attenuator 14. In the attenuator 14, the power level of the input signal is adjusted to an appropriate value and provided to the mixer 15. The mixer 15 performs frequency conversion by mixing with the reference frequency signal input from the oscillator 19 and supplies the frequency-converted signal to the BPF 16. The BPF 16 removes unnecessary frequency components from the input signal and supplies the signal to the quadrature demodulator 17.
【０００７】直交復調器17では、BPF16から入力された
信号を、発振器18から入力された搬送波信号で直交復調
し、ベースバンド信号の同相成分信号iと直交成分信号q
とを生成し、同相成分信号iは加算器5に与えられ、直交
成分信号qは加算器6に与えられる。The quadrature demodulator 17 quadrature-demodulates the signal input from the BPF 16 with the carrier signal input from the oscillator 18, and outputs the in-phase component signal i and the quadrature component signal q of the baseband signal.
Are generated, the in-phase component signal i is provided to the adder 5, and the quadrature component signal q is provided to the adder 6.
【０００８】次に従来の送信機の位相制御方法について
説明する。ユーザが送信機を位相制御動作に移行させた
場合に、図２において、位相制御回路23から、まず、入
力端子1-1にベースバンド信号の同相成分信号Iを、入力
端子1-2にテスト信号の直交成分信号Qを与える。入力し
たベースバンド信号の同相成分信号Iは、コンパレータ2
1と加算器5とに与えられ、テスト信号の直交成分信号Q
は、コンパレータ22と加算器6とに与えられる。また、
加算器6の出力は直交変調器7に与えられるほかに、コン
パレータ20にも与えられ、位相制御回路23から移相器24
の移相量を制御するための位相シフト情報が与えられ
る。さらに、加算器5の出力信号は直交変調器7に与えら
れる。以下、直交変調器7から以降、加算器5と加算器6
とから出力され直交復調器17から加算器5と加算器6とに
帰還される信号の処理の流れは、上述した送信機の動作
と同様なので説明を省略する。Next, a conventional transmitter phase control method will be described. When the user shifts the transmitter to the phase control operation, in FIG. 2, the phase control circuit 23 first tests the in-phase component signal I of the baseband signal on the input terminal 1-1 and the input terminal 1-2 on the input terminal 1-2. Give the quadrature component signal Q of the signal. The in-phase component signal I of the input baseband signal is
1 and an adder 5 to output a quadrature component signal Q of the test signal.
Is supplied to the comparator 22 and the adder 6. Also,
The output of the adder 6 is supplied not only to the quadrature modulator 7 but also to the comparator 20, and from the phase control circuit 23 to the phase shifter 24.
Is provided. Further, the output signal of the adder 5 is provided to the quadrature modulator 7. Hereinafter, from the quadrature modulator 7, the adder 5 and the adder 6
And the flow of processing of the signal output from the quadrature demodulator 17 and fed back to the adder 5 and the adder 6 is the same as the above-described operation of the transmitter, and therefore the description is omitted.
【０００９】コンパレータ20，21，22はそれぞれ、入力
された信号の振幅をリミットして出力し、信号COMPMQ
（コンパレータ20の出力信号）、信号COMPI（コンパレ
ータ21の出力信号）、信号COMPQ（コンパレータ22の出
力信号）はそれぞれ移相制御回路23に与えられる。位相
制御回路23は、信号COMPQと信号COMPMQのゼロクロスタ
イミングの差を内部のカウンタで計数することにより、
ループの位相のずれを検出する。さらに、位相制御回路
23は信号COMPIと信号COMPQのタイミングを比較すること
により入力端子1-1，1-2から入力されるベースバンド信
号の同相成分信号Iと、直交成分信号Qの遷移方向を検知
して、検出したループの位相ずれに関する位相の進み／
遅れを判定する。位相制御回路23は、以上の３つの信号
COMPQ、信号COMPMQ、信号COMPIを基に検出した位相シフ
ト情報を移相器24へ与える。移相器24は、入力された位
相シフト情報に基づいて、発振器18から入力される搬送
波信号の位相をシフトし、ループの位相を最適な値に制
御する。Each of the comparators 20, 21, and 22 limits the amplitude of the input signal and outputs the resultant signal.
(The output signal of the comparator 20), the signal COMPI (the output signal of the comparator 21), and the signal COMPQ (the output signal of the comparator 22) are supplied to the phase shift control circuit 23, respectively. The phase control circuit 23 counts the difference between the zero-cross timing of the signal COMPQ and the signal COMPMQ by an internal counter,
Detects a phase shift in the loop. Furthermore, a phase control circuit
23 detects the transition direction of the in-phase component signal I of the baseband signal input from the input terminals 1-1 and 1-2 and the transition direction of the quadrature component signal Q by comparing the timings of the signal COMPI and the signal COMPQ. Phase advance /
Determine the delay. The phase control circuit 23 performs the above three signals
The phase shifter 24 is supplied with phase shift information detected based on the COMPQ, the signal COMPMQ, and the signal COMPI. The phase shifter 24 shifts the phase of the carrier signal input from the oscillator 18 based on the input phase shift information, and controls the phase of the loop to an optimal value.
【００１０】次に図７によって、位相制御回路の動作に
ついて説明する。図７は従来の位相制御回路の構成を示
すブロック図である。図７において、信号COMPMQが、入
力端子2を介して、排他的論理和回路（EX-OR回路）29と
フリップフロップ（FF）32とに与えられる。また入力端
子3を介して、信号COMPQがEX-OR回路29とフリップフロ
ップ28及びインバータ31に与えられる。インバータ31で
は入力された信号の極性を反転してフリップフロップ32
に与える。Next, the operation of the phase control circuit will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional phase control circuit. In FIG. 7, a signal COMPMQ is supplied to an exclusive OR circuit (EX-OR circuit) 29 and a flip-flop (FF) 32 via an input terminal 2. The signal COMPQ is supplied to the EX-OR circuit 29, the flip-flop 28, and the inverter 31 via the input terminal 3. Inverter 31 inverts the polarity of the input signal to flip-flop 32
Give to.
【００１１】EX-OR回路29では、信号COMPMQと信号COMPQ
との排他的論理和の論理結果を出力信号としてカウンタ
30に与える。カウンタ30では、入力された信号をイネー
ブル信号として、EX-OR回路29の出力信号が“H（ハ
イ）”レベルの期間にクロック入力端子より入力された
クロックをカウントする。カウンタ30の出力は、ROM36
に与えられ、ROM36はカウンタ30の出力の値を入力アド
レスとして、予め格納しておいた位相データを読み出
す。このROM36の出力である位相データは加減算器34に
与えられる。In the EX-OR circuit 29, the signal COMPMQ and the signal COMPQ
The result of exclusive OR with the counter is used as the output signal.
Give to 30. The counter 30 uses the input signal as an enable signal and counts the clock input from the clock input terminal while the output signal of the EX-OR circuit 29 is at the “H (high)” level. The output of counter 30 is ROM36
The ROM 36 reads the phase data stored in advance using the output value of the counter 30 as an input address. The phase data output from the ROM 36 is supplied to the adder / subtractor 34.
【００１２】また、フリップフロップ32では、入力され
た信号COMPMQを極性反転された信号COMPQによってラッ
チすることにより位相の遅れ／進みを判定する。フリッ
プフロップ32の出力は、スイッチ26の入力aとインバー
タ27に与えられ、さらにインバータ27は入力された信号
を極性反転してスイッチ26の入力bに与える。スイッチ2
6の入力aと入力bとの接続の切り替えは、フリップフロ
ップ28の出力信号をスイッチ26の切り替え制御端子に与
えることによって行われる。即ち、入力端子3より入力
された信号COMPQと入力端子25によって、入力された信
号COMPIをフリップフロップ28によってラッチすること
により、図２の送信機の入力端子1-2に入力される直交
成分信号Qがゼロクロス時に、図２の送信機の入力端子1
-1に入力される同相成分信号Iが正か負かを判定する。
このように入力同相成分信号Iと直交成分信号Qのベクト
ル遷移方向を判定し、その出力はスイッチ26の切り替え
制御端子に与えられる。The flip-flop 32 determines the delay / advance of the phase by latching the input signal COMPMQ with the polarity-inverted signal COMPQ. The output of the flip-flop 32 is supplied to the input a of the switch 26 and the inverter 27, and the inverter 27 inverts the polarity of the input signal and supplies the inverted signal to the input b of the switch 26. Switch 2
Switching of the connection between the input a and the input b of 6 is performed by applying the output signal of the flip-flop 28 to the switching control terminal of the switch 26. That is, by latching the input signal COMPI by the flip-flop 28 with the signal COMPQ input from the input terminal 3 and the input terminal 25, the quadrature component signal input to the input terminal 1-2 of the transmitter in FIG. When Q crosses zero, input terminal 1 of the transmitter
It is determined whether the in-phase component signal I input to -1 is positive or negative.
Thus, the vector transition direction of the input in-phase component signal I and the quadrature component signal Q is determined, and the output is provided to the switching control terminal of the switch 26.
【００１３】スイッチ26では、以上のように、入力同相
成分信号Iと直交成分信号Qのベクトル遷移方向を表す情
報と、位相の進み／遅れを表す情報とより、補正する位
相の符号(＋、−)を判断する。スイッチ26の出力は加減
算器34に与えられる。加減算器34は、予め設定した位相
初期値に対して、ROM36から入力される位相補正値情報
（位相データ）にスイッチ26から入力される位相の補正
方向情報を加味して、加減算することにより新位相値を
計算して出力する。その出力はフリップフロップ35を介
して、移相器24（図２）に与えられ、搬送波信号の位相
をシフトし、位相補正を行なう。As described above, the switch 26 uses the information indicating the vector transition direction of the input in-phase component signal I and the quadrature component signal Q and the information indicating the advance / delay of the phase to sign (+, -) Is judged. The output of the switch 26 is provided to the adder / subtractor 34. The adder / subtractor 34 adds and subtracts the phase correction value information (phase data) input from the ROM 36 to the phase initial value set in advance and the phase correction direction information input from the switch 26 to add or subtract. Calculate and output the phase value. The output is applied to the phase shifter 24 (FIG. 2) via a flip-flop 35, which shifts the phase of the carrier signal to correct the phase.
【００１４】入力端子4は、制御信号をフリップフロッ
プ35とインバータ33とに与える。インバータ33は入力さ
れた信号の極性を反転し、カウンタ30に与える。制御信
号は、通常は“L（ロー）”レベルであり、“H”レベル
になるとフリップフロップ35はデータを出力し、カウン
タ30はカウント値をクリアする。The input terminal 4 supplies a control signal to the flip-flop 35 and the inverter 33. The inverter 33 inverts the polarity of the input signal and supplies the inverted signal to the counter 30. The control signal is normally at the “L (low)” level. When the control signal goes to the “H” level, the flip-flop 35 outputs data, and the counter 30 clears the count value.
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術には、
入力ベースバンド信号と直交変調器の入力信号との間の
位相差情報（情報）と、入力ベクトルの遷移方向に関
する情報（情報）と、位相の進み／遅れを表す情報
（情報）とを用いて位相補正を行なうため、COMPQ、C
OMPMQ、COMPIの３つの信号をそれぞれ３つのコンパレー
タを用いて位相制御回路に入力する必要があった。さら
に上記３つの情報，，を入力して位相制御処理を
行うため、ハードウェアの構成が複雑である欠点があっ
た。本発明の目的は、上記のような欠点を除去し、位相
制御回路を簡略化することが可能な位相制御方法を提供
することである。The above-mentioned prior art includes the following:
Using phase difference information (information) between the input baseband signal and the input signal of the quadrature modulator, information (information) relating to the transition direction of the input vector, and information (information) indicating the lead / lag of the phase COMPQ, C for phase correction
It was necessary to input three signals of OMPMQ and COMPI to the phase control circuit using three comparators. Furthermore, since the above three pieces of information are input to perform the phase control processing, there is a disadvantage that the hardware configuration is complicated. An object of the present invention is to provide a phase control method capable of eliminating the above-mentioned disadvantages and simplifying a phase control circuit.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の位相制御方法は、電力増幅器の非線形歪み
を補償するために、直交復調器を具備した帰還回路を備
える送信機であって、搬送波信号の位相を自動的にシフ
トして前記直交復調器に与えられる搬送波信号の位相を
制御する位相制御方法において、ベースバンド信号の入
力同相成分信号と入力直交成分信号を送信機に与え、同
相成分または直交成分のいずれか選択した成分信号につ
いて、入力されたベースバンド信号と帰還信号とを比較
し、該比較結果の情報に応じて、前記直交復調器に与え
られる前記搬送波信号の位相をシフトする。また、本発
明の位相制御方法は、前記入力ベースバンド信号と前記
帰還信号の位相差を算出し、前記入力ベースバンド信号
に対して前記帰還信号の位相が進んでいるか送れている
かを判定し、前記算出された位相差と前記判定結果によ
って前記直交復調器に与えられる前記搬送波信号の位相
をシフトする。さらに、本発明の位相制御方法は、前記
入力ベースバンド信号が、同期バーストフォーマットで
あって、該同期バーストフォーマット内にあらかじめ定
められた固定パターンを有している。In order to achieve the above object, a phase control method according to the present invention is a transmitter provided with a feedback circuit having a quadrature demodulator in order to compensate for nonlinear distortion of a power amplifier. A phase control method for automatically shifting the phase of the carrier signal to control the phase of the carrier signal provided to the quadrature demodulator, wherein the input in-phase component signal and the input quadrature component signal of the baseband signal are provided to a transmitter. For the component signal selected from either the in-phase component or the quadrature component, the input baseband signal is compared with the feedback signal, and the phase of the carrier signal supplied to the quadrature demodulator is determined according to the information of the comparison result. Shift. Further, the phase control method of the present invention calculates a phase difference between the input baseband signal and the feedback signal, and determines whether the phase of the feedback signal is advanced or transmitted with respect to the input baseband signal, The phase of the carrier signal provided to the quadrature demodulator is shifted according to the calculated phase difference and the determination result. Further, in the phase control method according to the present invention, the input baseband signal is in a synchronous burst format and has a predetermined fixed pattern in the synchronous burst format.
【００１７】本発明の送信機は、ベースバンド信号の入
力同相成分信号と入力直交成分信号とを入力し、入力さ
れたベースバンド信号によって搬送波信号を直交変調
し、該直交変調された信号を増幅して出力する送信機で
あって、前記送信機の出力する信号の一部を分岐し、該
分岐された信号を前記搬送波信号で帰還同相成分信号と
帰還直交成分信号に直交復調し、該帰還同相成分信号と
帰還直交成分信号をそれぞれ前記入力同相成分信号と入
力直交成分信号に加算して前記送信機の出力する信号の
非線形歪みを補償する送信機において、前記入力同相成
分信号と入力直交成分信号の選択されたいずれか一方の
入力信号の位相と、前記加算された同相成分信号と直交
成分信号のうち前記選択された成分信号の位相とを比較
する位相比較手段と、該位相比較手段が比較した結果を
基に、前記直交復調器に与える前記搬送波信号の位相を
制御する移相器とを有し、前記入力されたベースバンド
信号と前記帰還ベースバンド信号の位相を調整するもの
である。A transmitter according to the present invention receives an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of a baseband signal, quadrature modulates a carrier signal with the input baseband signal, and amplifies the quadrature-modulated signal. A signal output from the transmitter, a part of the signal output from the transmitter is split, and the split signal is quadrature-demodulated by the carrier signal into a feedback in-phase component signal and a feedback quadrature component signal. In a transmitter for adding an in-phase component signal and a feedback quadrature component signal to the input in-phase component signal and the input quadrature component signal, respectively, to compensate for nonlinear distortion of a signal output from the transmitter, the input in-phase component signal and the input quadrature component Phase comparing means for comparing the phase of one of the selected input signals of the signal and the phase of the selected component signal of the added in-phase component signal and the quadrature component signal. A phase shifter for controlling a phase of the carrier signal to be given to the quadrature demodulator based on a result of the comparison by the phase comparing means, and a phase shifter for the input baseband signal and the phase of the feedback baseband signal. It is to adjust.
【００１８】また本発明の送信機は、前記位相比較手段
は、前記ベースバンド信号の入力同相成分信号と入力直
交成分信号の選択されたいずれか一方の入力信号と、前
記加算された同相成分信号と直交成分信号のうち前記選
択された成分信号との、位相差と、位相の遅れまたは進
みを検出する。また、本発明の送信機は、さらに、テス
ト信号を生成して入力する手段を有し、前記位相比較手
段は、前記テスト信号の入力同相成分信号と入力直交成
分信号の選択されたいずれか一方の入力信号の位相と、
前記加算された同相成分信号と直交成分信号のうち前記
選択された成分信号の位相とを比較するものである。Further, in the transmitter according to the present invention, the phase comparing means may include a selected one of an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of the baseband signal, and the added in-phase component signal. And the phase difference between the selected component signal and the quadrature component signal, and the delay or advance of the phase. Further, the transmitter according to the present invention further includes means for generating and inputting a test signal, wherein the phase comparing means selects one of an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of the test signal. Of the input signal of
And comparing the added in-phase component signal and the phase of the selected component signal among the quadrature component signals.
【００１９】[0019]
【発明の実態の形態】本発明の一実施例を、図１を用い
て説明する。図１は、本発明の移動通信端末機無線部の
送信機の構成を示すブロック図である。図２で説明した
構成要素の参照番号と同じ番号の構成要素は、従来の機
能及び動作がほぼ同一である。また、送信機の送信動作
については、すでに説明した従来技術と、まったく同じ
であるので説明を省略する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter of a mobile communication terminal radio unit according to the present invention. Components having the same reference numerals as those of the components described with reference to FIG. 2 have substantially the same functions and operations in the related art. Further, the transmitting operation of the transmitter is exactly the same as that of the conventional technology described above, and therefore the description is omitted.
【００２０】次に本発明の送信機の位相制御（位相補正
トレーニング）方法の一実施例について説明する。ユー
ザが送信機を位相制御動作に移行させた場合に、図１に
おいて、入力端子1-1にベースバンド信号の同相成分信
号Iが、入力端子1-2にテスト信号の直交成分信号Qが与
えられる。入力したベースバンド信号の同相成分信号I
は、加算器5に与えられ、ベースバンド信号の直交成分
信号Qは、コンパレータ22と加算器6とに与えられる。ま
た、加算器6の出力は直交変調器7に与えられるほかに、
コンパレータ20にも与えられ、位相制御回路23から移相
器24の移相量を制御するための位相シフト情報が与えら
れる。また、加算器5の出力信号は直交変調器7に与えら
れる。以下、直交変調器7から以降、加算器5と加算器6
とから出力され直交復調器17から加算器5と加算器6とに
帰還される信号の処理の流れは、上述した送信機の動作
と同様なので説明を省略する。Next, an embodiment of a phase control (phase correction training) method for a transmitter according to the present invention will be described. When the user shifts the transmitter to the phase control operation, the input terminal 1-1 receives the in-phase component signal I of the baseband signal and the input terminal 1-2 receives the quadrature component signal Q of the test signal in FIG. Can be In-phase component signal I of input baseband signal
Is supplied to the adder 5, and the quadrature component signal Q of the baseband signal is supplied to the comparator 22 and the adder 6. The output of the adder 6 is given to the quadrature modulator 7,
The phase shift information is also provided to the comparator 20, and phase shift information for controlling the phase shift amount of the phase shifter 24 is provided from the phase control circuit 23. The output signal of the adder 5 is provided to the quadrature modulator 7. Hereinafter, from the quadrature modulator 7, the adder 5 and the adder 6
And the flow of processing of the signal output from the quadrature demodulator 17 and fed back to the adder 5 and the adder 6 is the same as the above-described operation of the transmitter, and thus the description is omitted.
【００２１】コンパレータ20と22はそれぞれ、入力され
た信号の振幅をリミットして出力し、信号COMPMQ（コン
パレータ20の出力信号）、信号COMPQ（コンパレータ22
の出力信号）はそれぞれ移相制御回路23に与えられる。
移相制御回路23は、信号COMPQと信号COMPMQのゼロクロ
スタイミングの差を内部のカウンタで計数することによ
り、ループの位相のずれを検出する。Each of the comparators 20 and 22 limits the amplitude of the input signal and outputs the signal, and outputs a signal COMPMQ (output signal of the comparator 20) and a signal COMPQ (comparator 22).
Are output to the phase shift control circuit 23.
The phase shift control circuit 23 detects the phase shift of the loop by counting the difference between the zero-cross timing of the signal COMPQ and the signal COMPMQ with an internal counter.
【００２２】次に本発明の動作の一実施例を図３を用い
て更に詳しく説明する。図３は、移動通信端末機で使用
する無線フレームフォーマット内の位相補正トレーニン
グに使用する同期バーストフレームフォーマットの構成
の一実施例を示す図である。図３では、入力信号として
π/4シフトQPSKでデジタル変調した信号を用いた場合を
一例にとって説明する。また、送信フレームは図３のよ
うに１フレームNシンボルで、先頭のnシンボルに固定の
プリアンブルパターン（例えばすべて“0”の固定パタ
ーン）を送信するものと仮定する。Next, an embodiment of the operation of the present invention will be described in more detail with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating an embodiment of a configuration of a synchronous burst frame format used for phase correction training in a radio frame format used in a mobile communication terminal. FIG. 3 illustrates an example in which a signal digitally modulated by π / 4 shift QPSK is used as an input signal. It is also assumed that the transmission frame is N symbols in one frame as shown in FIG. 3 and a fixed preamble pattern (for example, a fixed pattern of all “0”) is transmitted to the first n symbols.
【００２３】図４は、同期バーストフレームフォーマッ
ト内の固定パターン“0”信号の遷移図である。π/4シ
フトQPSK変調信号は、全て“0”の入力データにより、
図４に示すように単位円周上を反時計回りに位相がπ/4
radずつ遷移する信号となる。なお、上記実施例では、
同期バーストフレームフォーマット内の固定パターンを
使って位相比較を行っているが、位相補正トレーニング
動作時に、位相補正用のテスト信号を送信機に入力して
もよい。また、固定パターンは、固定のプリアンブルパ
ターンでなくともよく、またすべて“0”の固定パター
ンではなく、“1”と“0”の組み合わせは自由である。FIG. 4 is a transition diagram of the fixed pattern "0" signal in the synchronous burst frame format. The π / 4 shift QPSK modulation signal uses all “0” input data,
As shown in FIG. 4, the phase is π / 4 counterclockwise on the unit circle.
The signal changes by rad. In the above embodiment,
Although the phase comparison is performed using the fixed pattern in the synchronous burst frame format, a test signal for phase correction may be input to the transmitter during the phase correction training operation. Further, the fixed pattern does not have to be a fixed preamble pattern, and is not a fixed pattern of all “0” s, and a combination of “1” and “0” is free.
【００２４】図５は、本発明の位相ずれ検出方法の一実
施例を説明するための図である。ベースバンド信号の直
交成分信号Qまたは同相成分信号Iは、図５に示すような
正弦波（１周期：8シンボル）となる。同様に直交変調
器7に入力する直交成分信号Q′も正弦波となる（両者の
位相差がループの位相ずれに対応している）。従って、
入力端子1-2から入力された直交成分信号Qと直交変調器
に入力される直交成分信号Q′とのゼロクロスタイミン
グを比較することにより、位相のずれと位相の進み／遅
れを検出することができる。更に、入力信号は既知のパ
ターンであるため、その遷移方向は既知である。FIG. 5 is a diagram for explaining an embodiment of the phase shift detecting method according to the present invention. The quadrature component signal Q or the in-phase component signal I of the baseband signal is a sine wave (one cycle: 8 symbols) as shown in FIG. Similarly, the quadrature component signal Q 'input to the quadrature modulator 7 also becomes a sine wave (the phase difference between the two corresponds to the phase shift of the loop). Therefore,
By comparing the zero-cross timing of the quadrature component signal Q input from the input terminal 1-2 with the quadrature component signal Q 'input to the quadrature modulator, it is possible to detect a phase shift and a phase lead / lag. it can. Further, since the input signal has a known pattern, its transition direction is known.
【００２５】次に位相制御回路23′について、図６によ
って説明する。図６は、本発明の位相制御回路の一実施
例の構成を示すブロック図である。図７で説明した構成
要素の参照番号と同じ番号の構成要素は、従来の機能及
び動作がほぼ同一である。図６において、信号COMPMQ
が、入力端子2を介して、排他的論理和回路（EX-OR回
路）29とフリップフロップ（FF）32とに与えられる。ま
た入力端子3を介して、信号COMPQがEX-OR回路29とイン
バータ31に与えられる。インバータ31では入力された信
号の極性を反転してフリップフロップ32に与える。EX-O
R回路29では、信号COMPMQと信号COMPQ信号との排他的論
理和の論理結果を出力信号としてカウンタ30に与える。
カウンタ30では、入力された信号をイネーブル信号とし
て、EX-OR回路29の出力信号が“H”レベルの期間にクロ
ック入力端子より入力されたクロックをカウントする。Next, the phase control circuit 23 'will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of the phase control circuit of the present invention. Components having the same reference numerals as those described with reference to FIG. 7 have substantially the same functions and operations as those in the related art. In FIG. 6, the signal COMPMQ
Is supplied to an exclusive OR circuit (EX-OR circuit) 29 and a flip-flop (FF) 32 via the input terminal 2. The signal COMPQ is supplied to the EX-OR circuit 29 and the inverter 31 via the input terminal 3. The inverter 31 inverts the polarity of the input signal and supplies the inverted signal to the flip-flop 32. EX-O
In the R circuit 29, the logical result of the exclusive OR of the signal COMPMQ and the signal COMPQ is given to the counter 30 as an output signal.
The counter 30 uses the input signal as an enable signal and counts the clock input from the clock input terminal while the output signal of the EX-OR circuit 29 is at the “H” level.
【００２６】図５の例では、入力直交成分信号Qが１周
期（８シンボル）の間にカウンタが“0”→“m”まで増
加する。本カウント値“m”がROM36に与えられる。ROM3
6はカウンタ30の出力の値を入力アドレスとして、予め
格納しておいた位相データを読み出す。このROM36の出
力である位相データは加減算器34に与えられる。In the example of FIG. 5, the counter increases from "0" to "m" during one period (8 symbols) of the input quadrature component signal Q. The count value “m” is given to the ROM 36. ROM3
Reference numeral 6 reads the previously stored phase data using the output value of the counter 30 as an input address. The phase data output from the ROM 36 is supplied to the adder / subtractor 34.
【００２７】また、フリップフロップ32では、入力され
た信号COMPMQを極性反転された信号COMPQによってラッ
チすることにより位相の遅れ／進みを判定する。フリッ
プフロップ32の出力は、加減算器34に与えられる。加減
算器34は、予め設定した位相初期値に対して、ROM36か
ら入力される位相補正値情報（位相データ）にフリップ
フロップ32から入力される位相の補正方向情報を加味し
て、加減算することにより新位相値を計算して出力す
る。その計算された新位相値のデータは、フリップフロ
ップ35に与えられ、フリップフロップ35は入力端子4よ
り入力されている信号が“L”レベルから“H”レベルに
立ち上がると同時にデータを取り込み、新位相値を出力
する。その出力は移相器24（図１）に与えられ、搬送波
信号の位相をシフトし、位相補正を行なう。The flip-flop 32 determines the delay / advance of the phase by latching the input signal COMPMQ with the inverted signal COMPQ. The output of the flip-flop 32 is provided to the adder / subtractor 34. The adder / subtractor 34 adds and subtracts the phase correction value information (phase data) input from the ROM 36 and the phase correction direction information input from the flip-flop 32 to a preset phase initial value. Calculate and output the new phase value. The data of the calculated new phase value is given to the flip-flop 35, and the flip-flop 35 captures the data at the same time when the signal input from the input terminal 4 rises from the “L” level to the “H” level. Outputs the phase value. The output is applied to a phase shifter 24 (FIG. 1), which shifts the phase of the carrier signal and performs phase correction.
【００２８】[0028]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、従来必
要であった同相成分信号と直交成分信号の遷移方向を検
出する必要がないことから、コンパレータが１つ不要と
なり、かつ、位相制御回路の構成を簡略化することがで
きる。As described above, according to the present invention, since it is not necessary to detect the transition directions of the in-phase component signal and the quadrature component signal which have been required in the past, one comparator is not required, and The configuration of the control circuit can be simplified.
【図１】 本発明の送信機の構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to the present invention.
【図２】 従来の送信機の構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmitter.
【図３】 位相補正トレーニングに使用する同期バース
トフレームフォーマットの一実施例を示す図。FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of a synchronous burst frame format used for phase correction training.
【図４】 同期バーストフレームフォーマット内の固定
パターン“0”信号の遷移図。FIG. 4 is a transition diagram of a fixed pattern “0” signal in a synchronous burst frame format.
【図５】 本発明の位相ずれ検出方法の一実施例の概略
図。FIG. 5 is a schematic diagram of an embodiment of a phase shift detecting method according to the present invention.
【図６】 本発明の位相制御回路の一実施例の構成を示
すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a phase control circuit of the present invention.
【図７】 従来の位相制御回路の構成を示すブロック
図。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional phase control circuit.
1-1，1-2，2，3，4：入力端子、 5，6：加算器、 7：
直交変調器、 8：BPF、 9：ミキサ、 10：BPF、 1
1：電力増幅器、 12：カプラ、 13：アンテナ、 1
4：減衰器、 15：ミキサ、 16：BPF、 17：直交復調
器、 18，19：発振器、 20，21，22：コンパレータ、
23：位相制御回路、 24，24′：移相器、 25：入力
端子、 26：スイッチ、 27，31，33：インバータ、
28，32，35：フリップフロップ、 29：EX-OR回路、3
0：カウンタ、 34：加減算器、 36：ROM、 37：タイ
ミング発生器。1-1, 1-2, 2, 3, 4: Input terminal, 5, 6: Adder, 7:
Quadrature modulator, 8: BPF, 9: mixer, 10: BPF, 1
1: Power amplifier, 12: Coupler, 13: Antenna, 1
4: Attenuator, 15: Mixer, 16: BPF, 17: Quadrature demodulator, 18, 19: Oscillator, 20, 21, 22: Comparator,
23: phase control circuit, 24, 24 ': phase shifter, 25: input terminal, 26: switch, 27, 31, 33: inverter,
28, 32, 35: flip-flop, 29: EX-OR circuit, 3
0: counter, 34: adder / subtractor, 36: ROM, 37: timing generator.
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 FA19 GN01 GN06 HA38 KA00 KA04 KA16 KA17 KA26 KA32 KA33 KA35 KA36 KA44 KA55 KA68 MA11 SA14 TA01 TA02 TA06 5J106 BB01 CC27 DD44 DD47 GG10 HH02 KK09 5K004 AA01 AA05 AA08 BA02 FA05 FF05 JF04 Continued on the front page F-term (reference) 5J090 AA01 AA41 CA21 FA19 GN01 GN06 HA38 KA00 KA04 KA16 KA17 KA26 KA32 KA33 KA35 KA36 KA44 KA55 KA68 MA11 SA14 TA01 TA02 TA06 5J106 BB01 CC27 DD44 DD47 GG10 AH05A05 KA10
Claims (6)
に、直交復調器を具備した帰還回路を備える送信機であ
って、搬送波信号の位相を自動的にシフトして前記直交
復調器に与えられる搬送波信号の位相制御方法におい
て、 ベースバンド信号の入力同相成分信号と入力直交成分信
号を送信機に与え、 同相成分または直交成分のいずれか選択した成分信号に
ついて、入力されたベースバンド信号と帰還信号とを比
較し、 該比較結果の情報に応じて、前記直交復調器に与えられ
る前記搬送波信号の位相を制御することを特徴とする位
相制御方法。1. A transmitter having a feedback circuit having a quadrature demodulator for compensating for nonlinear distortion of a power amplifier, wherein the transmitter automatically shifts the phase of a carrier signal and is provided to the quadrature demodulator. In the carrier signal phase control method, an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of a baseband signal are provided to a transmitter, and for a component signal selected from either an in-phase component or a quadrature component, an input baseband signal and a feedback signal And controlling the phase of the carrier signal provided to the quadrature demodulator according to the information of the comparison result.
出し、 前記入力ベースバンド信号に対して前記帰還信号の位相
が進んでいるか送れているかを判定し、 前記算出された位相差と前記判定結果によって前記直交
復調器に与えられる前記搬送波信号の位相をシフトする
ことを特徴とする位相制御方法。2. The phase control method according to claim 1, wherein a phase difference between the input baseband signal and the feedback signal is calculated, and the phase of the feedback signal is advanced with respect to the input baseband signal. A phase control method, wherein a phase of the carrier signal provided to the quadrature demodulator is shifted according to the calculated phase difference and the determination result.
おいて、 前記入力ベースバンド信号が、同期バーストフォーマッ
トであって、該同期バーストフォーマット内にあらかじ
め定められた固定パターンを有していることを特徴とす
る位相制御方法。3. The phase control method according to claim 1, wherein the input baseband signal is in a synchronous burst format and has a predetermined fixed pattern in the synchronous burst format. Characteristic phase control method.
入力直交成分信号とを入力し、入力されたベースバンド
信号によって搬送波信号を直交変調し、該直交変調され
た信号を増幅して出力する送信機であって、 前記送信機の出力する信号の一部を分岐し、該分岐され
た信号を前記搬送波信号で帰還同相成分信号と帰還直交
成分信号に直交復調し、該帰還同相成分信号と帰還直交
成分信号をそれぞれ前記入力同相成分信号と入力直交成
分信号に加算して前記送信機の出力する信号の非線形歪
みを補償する送信機において、 前記入力同相成分信号と入力直交成分信号の選択された
いずれか一方の入力信号の位相と、前記加算された同相
成分信号と直交成分信号のうち前記選択された成分信号
の位相とを比較する位相比較手段と、 該位相比較手段が比較した結果を基に、前記直交復調器
に与える前記搬送波信号の位相を制御する移相器とを有
し、 前記入力されたベースバンド信号と前記帰還ベースバン
ド信号の位相を制御することを特徴とする送信機。4. A transmission in which an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of a baseband signal are input, a carrier signal is quadrature-modulated by the input baseband signal, and the quadrature-modulated signal is amplified and output. A part of a signal output from the transmitter, quadrature-demodulates the branched signal into a feedback in-phase component signal and a feedback quadrature component signal with the carrier signal, and returns the feedback in-phase component signal and the feedback A transmitter for adding a quadrature component signal to the input in-phase component signal and the input quadrature component signal to compensate for nonlinear distortion of a signal output from the transmitter, wherein the input in-phase component signal and the input quadrature component signal are selected. Phase comparing means for comparing the phase of one of the input signals with the phase of the selected component signal of the added in-phase component signal and quadrature component signal; Has a phase shifter that controls the phase of the carrier signal provided to the quadrature demodulator based on the result of the comparison, and controls the phases of the input baseband signal and the feedback baseband signal. Features transmitter.
相比較手段は、 前記ベースバンド信号の入力同相成分信号と入力直交成
分信号の選択されたいずれか一方の入力信号と、前記加
算された同相成分信号と直交成分信号のうち前記選択さ
れた成分信号との、位相差と、位相の遅れまたは進みを
検出することを特徴とする送信機。5. The transmitter according to claim 4, wherein the phase comparing means is configured to add the selected one of an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of the baseband signal to the added signal. A transmitter for detecting a phase difference and a phase delay or advance between an in-phase component signal and a selected component signal among quadrature component signals.
て、 さらに、テスト信号を生成して入力する手段を有し、 前記位相比較手段は、前記テスト信号の入力同相成分信
号と入力直交成分信号の選択されたいずれか一方の入力
信号の位相と、前記加算された同相成分信号と直交成分
信号のうち前記選択された成分信号の位相とを比較する
ことを特徴とする送信機。6. The transmitter according to claim 4, further comprising means for generating and inputting a test signal, wherein said phase comparing means includes an input in-phase component signal and an input quadrature component signal of the test signal. Wherein the phase of any one of the selected input signals is compared with the phase of the selected component signal of the added in-phase and quadrature component signals.
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|---|---|---|---|
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Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005022561A1 (en) * | 2003-08-27 | 2005-03-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Method for polling in digital radio communication system, and method searching vehicles |
| US7133649B2 (en) | 2002-12-24 | 2006-11-07 | Hitachi Kokusai Electric, Inc. | Negative feedback amplifier for transmitter, transmitter, and method of correcting error in the negative feedback amplifier |
| JP2010166433A (en) * | 2009-01-16 | 2010-07-29 | Fujitsu Ltd | Phase discriminator for cartesian feedback amplifier |
| JP2011004061A (en) * | 2009-06-17 | 2011-01-06 | Fujitsu Ltd | Device and method for phase correction |
| JP2014127785A (en) * | 2012-12-26 | 2014-07-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Transmitter |
| CN107565194A (en) * | 2017-07-19 | 2018-01-09 | 京信通信***（中国）有限公司 | Metal guide module and its metal conduction band, separator, support frame, microwave device |
-
2000
- 2000-09-29 JP JP2000297803A patent/JP2002111759A/en active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7133649B2 (en) | 2002-12-24 | 2006-11-07 | Hitachi Kokusai Electric, Inc. | Negative feedback amplifier for transmitter, transmitter, and method of correcting error in the negative feedback amplifier |
| WO2005022561A1 (en) * | 2003-08-27 | 2005-03-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Method for polling in digital radio communication system, and method searching vehicles |
| US8094642B2 (en) | 2003-08-27 | 2012-01-10 | Hitachi Kokusai Electric, Inc. | Polling method and vehicle search method in digital radio communication system |
| JP2010166433A (en) * | 2009-01-16 | 2010-07-29 | Fujitsu Ltd | Phase discriminator for cartesian feedback amplifier |
| JP2011004061A (en) * | 2009-06-17 | 2011-01-06 | Fujitsu Ltd | Device and method for phase correction |
| JP2014127785A (en) * | 2012-12-26 | 2014-07-07 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Transmitter |
| CN107565194A (en) * | 2017-07-19 | 2018-01-09 | 京信通信***（中国）有限公司 | Metal guide module and its metal conduction band, separator, support frame, microwave device |
| CN107565194B (en) * | 2017-07-19 | 2023-01-31 | 京信通信技术(广州)有限公司 | Metal conduction band subassembly and metal conduction band, isolator, support frame, microwave device thereof |
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