JP2002095259A - Power factor improvement circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータ装置
等のスイッチング素子を含む電力変換装置におけるノイ
ズ低減のための力率改善回路に関する。The present invention relates to a power factor improving circuit for reducing noise in a power conversion device including a switching element such as an inverter device.
【0002】[0002]
【従来の技術】商用の交流電源からダイオード整流器に
入力する高調波電流は、他の電力変換装置を誤動作させ
たり、電源の進相コンデンサを焼損させるなどの問題を
発生する。このため、電力変換装置には、ダイオード整
流器に代えて、入力電流高調波を低減するための入力力
率改善回路が必要になる。2. Description of the Related Art Harmonic current input from a commercial AC power supply to a diode rectifier causes problems such as malfunctioning of other power converters and burning of a phase advance capacitor of the power supply. Therefore, the power converter requires an input power factor improvement circuit for reducing input current harmonics, instead of the diode rectifier.
【0003】図5に力率改善回路の従来例を示す。FIG. 5 shows a conventional example of a power factor improving circuit.
【0004】これは、交流電源1に3相リアクトル2を
介してIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)
とダイオードを逆並列接続したスイッチ11〜16で構
成されるコンバータ3を接続し、その出力は直流電源と
してのコンデンサ4に、交流電源1の各端子にはコンデ
ンサ5〜7がそれぞれ接続される。[0004] The IGBT (insulated gate bipolar transistor) is connected to an AC power supply 1 via a three-phase reactor 2.
And a converter 3 composed of switches 11 to 16 in which diodes are connected in anti-parallel. An output of the converter 3 is connected to a capacitor 4 as a DC power supply, and capacitors 5 to 7 are connected to terminals of the AC power supply 1, respectively.
【0005】また、コンデンサ4の電圧が指令値V*に
等しくなるように、調節器R11には電圧指令値V*と
電圧検出値Voが入力され、掛算器M1,M2で調節器
R11の出力に交流電圧VuとVwを掛け合わせて相電
流指令値iu*,iw*が形成される。さらに、相電流指
令値iu*,iw*と相電流検出値iu,iwを調節器R
12,R13に入力し、その調節演算出力をパルス幅変
調回路(PWM)に入力し、ここでPWM信号に変換し
ドライバーDRを介して各スイッチ11〜16のゲート
に与えることにより、所望の直流電圧を得ることができ
る。Further, as the voltage of the capacitor 4 becomes equal to the command value V *, the voltage command value V * and the voltage detection value Vo is input to the regulator R11, the output of the regulator R11 in multipliers M1, M2 Are multiplied by AC voltages Vu and Vw to form phase current command values iu * and iw * . Further, the phase current command values iu * , iw * and the phase current detection values iu, iw are adjusted by the controller R
12 and R13, the output of the adjustment operation is input to a pulse width modulation circuit (PWM), where it is converted into a PWM signal, which is applied to the gates of switches 11 to 16 via a driver DR to obtain a desired direct current. Voltage can be obtained.
【0006】図5の動作について説明する。The operation of FIG. 5 will be described.
【0007】スイッチ11〜16は、電流指令値i
u*,iw*となるようにオン,オフ制御される。例え
ば、電流iuを図の向きに増加させる場合には、スイッ
チ14→スイッチ15(またはスイッチ16)、または
スイッチ11→スイッチ12(またはスイッチ13)を
介して交流電源1を短絡しリアクトル2の電流を増加さ
せる。また、電流iuを減少させる場合は、コンデンサ
4の電圧は交流電源電圧より大きいので、スイッチ11
→コンデンサ4→スイッチ15(またはスイッチ16)
を介してリアクトル2の電流を減少させる。The switches 11 to 16 are provided with a current command value i
On / off control is performed so that u * and iw * are obtained. For example, when increasing the current iu in the direction shown in the figure, the AC power supply 1 is short-circuited via the switch 14 → the switch 15 (or the switch 16) or the switch 11 → the switch 12 (or the switch 13), and the current of the reactor 2 is changed. Increase. When the current iu is decreased, the voltage of the capacitor 4 is higher than the AC power supply voltage.
→ capacitor 4 → switch 15 (or switch 16)
Reduce the current of the reactor 2 via
【0008】この動作を繰り返すことにより、電流iu
を正弦波状に制御できる。また、電流iwも同様に動作
させることにより、正弦波状に制御できる。このとき、
電流iuと電流iwを120°ずらすことにより、電流
ivは、三相電流の和がゼロになることから、電流iu
と電流iwから120°ずれた電流となる。この結果、
電流iu,iv,iwは力率1の三相入力電流とするこ
とができる。By repeating this operation, the current iu
Can be controlled in a sine wave form. In addition, the current iw can be controlled in a sine wave shape by operating in the same manner. At this time,
By shifting the current iu and the current iw by 120 °, the current iv becomes zero because the sum of the three-phase currents becomes zero.
And a current 120 ° shifted from the current iw. As a result,
The currents iu, iv, iw can be three-phase input currents with unity power factor.
【0009】また、コンデンサ4の電圧は、電流指令値
iu*,iw*の振幅値を調節器1で調整することによ
り、制御できる。例えば、コンデンサ4の電圧を大きく
したい場合には、電流指令値iu*,iw*を大きくする
ことでコンデンサ4に充電される電流も大きくなり、コ
ンデンサ4の電圧が増加する。これに対し減少させたい
場合は、電流指令値iu*,iw*を小さくすることで、
コンデンサ4に充電される電流も小さくなり、コンデン
サ4の電圧は減少する。The voltage of the capacitor 4 can be controlled by adjusting the amplitude of the current command values iu * and iw * by the controller 1. For example, when it is desired to increase the voltage of the capacitor 4, the current charged in the capacitor 4 increases by increasing the current command values iu * and iw *, and the voltage of the capacitor 4 increases. On the other hand, if it is desired to decrease the current command values iu * and iw * ,
The current charged in the capacitor 4 also decreases, and the voltage of the capacitor 4 decreases.
【0010】[0010]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図5の
ような従来例では、制御しなければならないスイッチが
6個も必要となる。通常、IGBTなどの半導体スイッ
チはダイオードに比べて高価であり、装置が高価格化す
るという問題を生じる。However, in the conventional example as shown in FIG. 5, as many as six switches need to be controlled. Usually, a semiconductor switch such as an IGBT is more expensive than a diode, which causes a problem that the device becomes expensive.
【0011】また、制御のための検出回路も電流検出器
が2個(CT1,CT2)、交流電圧検出器が2個(P
T1,PT2)、直流電圧(Vo)検出器が1個、の計
5個の検出回路が必要となり、部品点数の増大により装
置の大型化と高価格化を招くことになる。Also, the control circuit includes two current detectors (CT1 and CT2) and two AC voltage detectors (P
T1, PT2) and one DC voltage (Vo) detector, a total of five detection circuits are required, and an increase in the number of parts leads to an increase in the size and cost of the device.
【0012】したがって、この発明の課題は、力率改善
回路の構成を簡略化し、低コスト化を図ることにある。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to simplify the configuration of the power factor correction circuit and reduce the cost.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項1の発明では、三相交流電源からの交流
電力を直流電力に変換する電力変換装置において、前記
三相交流電源の第1の交流端子を第1のダイオードと第
2のダイオードとの直列回路の接続点に、この直列回路
に対し第1のトランス1次巻線と第1の半導体スイッチ
と第1のトランス2次巻線との直列回路を並列に、前記
三相交流電源の第2の交流端子を第3のダイオードと第
4のダイオードとの直列回路の接続点に、この直列回路
に対し第2のトランス1次巻線と第2の半導体スイッチ
と第2のトランス2次巻線との直列回路を並列に、前記
三相交流電源の第3の交流端子を第5のダイオードと第
6のダイオードとの直列回路の接続点に、この直列回路
に対し第3のトランス1次巻線と第3の半導体スイッチ
と第3のトランス2次巻線との直列回路を並列にそれぞ
れ接続し、前記第1から第3のトランスの各1次巻線の
一方をそれぞれ第7から第9のダイオードを介して直流
電源の一方の端子に、前記第1から第3のトランスの1
次巻線の各他方をそれぞれ共通に接続して直流電源の他
方に接続したことを特徴とする。According to the first aspect of the present invention, there is provided a power converter for converting AC power from a three-phase AC power supply into DC power. A first AC terminal is connected to a connection point of a series circuit of a first diode and a second diode, and a first transformer primary winding, a first semiconductor switch, and a first transformer secondary are connected to the series circuit. A series circuit with a winding is connected in parallel, a second AC terminal of the three-phase AC power supply is connected to a connection point of a series circuit of a third diode and a fourth diode, and a second transformer 1 is connected to the series circuit. A series circuit of a secondary winding, a second semiconductor switch, and a secondary transformer secondary winding is connected in parallel, and a third AC terminal of the three-phase AC power supply is connected in series with a fifth diode and a sixth diode. At the connection point of the circuit, a third transformer is connected to this series circuit. A series circuit of a primary winding, a third semiconductor switch, and a third transformer secondary winding is connected in parallel to each other, and one of the primary windings of the first to third transformers is connected to the first winding, respectively. One terminal of the first to third transformers is connected to one terminal of the DC power supply via the seventh to ninth diodes.
The other side of the next winding is connected in common and connected to the other side of the DC power supply.
【0014】上記第1から第3の半導体スイッチに代え
て共通の半導体スイッチを用いることができる(請求項
2の発明)。これら請求項1または2の発明において
は、前記第1から第3のトランスの1次巻線の各他方と
前記直流電源の他方との間に、各トランスの3次巻線と
第10から第12のダイオードとの直列接続回路を挿入
することができる(請求項3の発明)。また、これら請
求項1ないし3のいずれかの発明においては、前記直流
電源の電圧が一定となるように、前記半導体スイッチを
一定のオン,オフ比をもって駆動することができ(請求
項4の発明)、または、前記第1から第3の半導体スイ
ッチまたは共通の半導体スイッチと前記第1から第3の
トランス1次巻線との接続点を第1から第3のコンデン
サまたはこれらに共通のコンデンサの一方に、この第1
から第3のコンデンサまたはこれらに共通のコンデンサ
の他方を前記第7から第9のダイオードと直流電源との
接続点に接続することができる(請求項5の発明)。A common semiconductor switch can be used in place of the first to third semiconductor switches (claim 2). In the first or second aspect of the present invention, the tertiary winding of each transformer and the tenth to third transformers are provided between each other of the primary windings of the first to third transformers and the other of the DC power supply. A series connection circuit with twelve diodes can be inserted (the invention of claim 3). Further, in any one of the first to third aspects of the present invention, the semiconductor switch can be driven with a constant on / off ratio so that the voltage of the DC power supply is constant (the invention of the fourth aspect). Or a connection point between the first to third semiconductor switches or a common semiconductor switch and the first to third transformer primary windings is connected to a first to third capacitor or a capacitor common to these. On the other hand, this first
The third to third capacitors or the other of the common capacitors can be connected to the connection point between the seventh to ninth diodes and the DC power supply (the invention of claim 5).
【0015】[0015]
【発明の実施の形態】図1はこの発明の実施の形態を示
すシステム構成図である。FIG. 1 is a system configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
【0016】三相交流端子uにはダイオード20とダイ
オード21との接続点が、ダイオード20とダイオード
21の他方の端子間にはトランス17の1次巻線,IG
BT26およびトランス17の2次巻線が並列に、三相
交流端子vにはダイオード22とダイオード23との接
続点が、ダイオード22とダイオード23の他方の端子
間にはトランス18の1次巻線,IGBT26およびト
ランス18の2次巻線が並列に、三相交流端子wにはダ
イオード24とダイオード25との接続点が、ダイオー
ド24とダイオード25の他方の端子間にはトランス1
9の1次巻線,IGBT26およびトランス19の2次
巻線が並列にそれぞれ接続される。トランス17〜19
の1次巻線の各一方は各々ダイオード27〜29を介し
てコンデンサ4の一方の端子に、トランス17〜19の
1次巻線の各他方は短絡されてコンデンサ4の他方の端
子に接続され、交流入力端子u,v,wにはコンデンサ
8,9,10がそれぞれ接続される。また、コンデンサ
4の電圧が指令値V*となるように、調節器R14には
電圧指令値V*と電圧検出値Voが入力され、調節器R
14の出力はPWM信号に変換され、ドライバーDRを
介してIGBT26のゲートに入力される。A connection point between the diode 20 and the diode 21 is connected to the three-phase AC terminal u, and a primary winding of the transformer 17 and the IG are connected between the other terminals of the diode 20 and the diode 21.
The BT 26 and the secondary winding of the transformer 17 are connected in parallel, the connection point of the diode 22 and the diode 23 is connected to the three-phase AC terminal v, and the primary winding of the transformer 18 is connected between the diode 22 and the other terminal of the diode 23. , IGBT 26 and the secondary winding of the transformer 18 are connected in parallel, the connection point of the diode 24 and the diode 25 is connected to the three-phase AC terminal w, and the transformer 1 is connected between the other terminal of the diode 24 and the diode 25.
9 are connected in parallel with the IGBT 26 and the secondary winding of the transformer 19, respectively. Transformers 17-19
Is connected to one terminal of the capacitor 4 via diodes 27 to 29, and the other of the primary windings of the transformers 17 to 19 is short-circuited and connected to the other terminal of the capacitor 4. , AC input terminals u, v, w are connected to capacitors 8, 9, 10 respectively. Further, as the voltage of the capacitor 4 becomes the command value V *, the voltage command value V * and the voltage detection value Vo is input to the regulator R14, regulator R
The output of 14 is converted into a PWM signal and input to the gate of the IGBT 26 via the driver DR.
【0017】図2に図1の動作波形を示す。FIG. 2 shows the operation waveforms of FIG.
【0018】いま、例えば時刻T1でIGBT26がオ
ンすると、交流電源u端子→ダイオード20→トランス
17の1次巻線→IGBT26→トランス18の2次巻
線→ダイオード23→交流電源v端子の経路と、交流電
源u端子→ダイオード20→トランス17の1次巻線→
IGBT26→トランス19の2次巻線→ダイオード2
5→交流電源w端子の経路に電流を流す。このとき、各
相電流値iu,iv,iwとすると、相電流は三相電流
であるため、以下の関係が成立する。Now, for example, when the IGBT 26 is turned on at time T1, the path of the AC power supply u terminal → the diode 20 → the primary winding of the transformer 17 → the IGBT 26 → the secondary winding of the transformer 18 → the diode 23 → the AC power supply v terminal , AC power supply u terminal → diode 20 → primary winding of transformer 17 →
IGBT 26 → secondary winding of transformer 19 → diode 2
5 → Current flows through the path of the AC power supply w terminal. At this time, if each phase current value is iu, iv, iw, the following relationship is established because the phase current is a three-phase current.
【0019】 iu+iv+iw=0 ……(1) また、トランス17〜19の励磁インダクタンスの値を
同じ値とすることにより、ivとiwの電流値は相電圧
vvとvwに比例する電流に分流される。つまり、i
u,iv,iwは相電圧にvu,vv,vwに比例した
電流となる。Iu + iv + iw = 0 (1) By setting the values of the exciting inductances of the transformers 17 to 19 to the same value, the current values of iv and iw are divided into currents proportional to the phase voltages vv and vw. . That is, i
u, iv, and iw are currents proportional to the phase voltages vu, vv, and vw.
【0020】次に、時刻T2でIGBT26がオフする
とリアクトル電流は、トランス17の1次巻線→コンデ
ンサ4→ダイオード27→トランス17の1次巻線と、
トランス18の1次巻線→コンデンサ4→ダイオード2
7→トランス18の1次巻線と、トランス19の1次巻
線→コンデンサ4→ダイオード27→トランス19の1
次巻線との経路でコンデンサ4を充電し、電流が減少す
る。このとき、トランス18,19の2次巻線に流れて
いた電流は1次巻線に移されて、コンデンサ4を充電す
る。Next, when the IGBT 26 is turned off at time T2, the reactor current is changed from the primary winding of the transformer 17, the capacitor 4, the diode 27, and the primary winding of the transformer 17,
Primary winding of transformer 18 → capacitor 4 → diode 2
7 → primary winding of transformer 18 and primary winding of transformer 19 → capacitor 4 → diode 27 → transformer 1
The capacitor 4 is charged in the path to the next winding, and the current decreases. At this time, the current flowing in the secondary windings of the transformers 18 and 19 is transferred to the primary winding, and charges the capacitor 4.
【0021】また、交流電圧にvu,vv,vwの極性
が反対の場合は、IGBTがオンのとき1次巻線に流し
ていた電流が2次に、2次巻線に流していた電流が1次
側にと入れ替わるだけで、同じ動作となる。したがっ
て、この動作を繰り返すことにより、交流電源を流れる
電流は正弦波状になる。When the polarity of vu, vv, vw is opposite to the AC voltage, the current flowing in the primary winding when the IGBT is on is secondarily, and the current flowing in the secondary winding is second. The same operation is performed simply by switching to the primary side. Therefore, by repeating this operation, the current flowing through the AC power supply becomes sinusoidal.
【0022】電流値は入力電圧値によって大きさが制御
されるため、IGBTはコンデンサ4の電圧を制御する
一定のオン,オフ比で駆動すれば良い。つまり、各相電
流を個別に制御することが不要である。具体的には、調
節器R14に電圧指令値v*と電圧検出値voを入力
し、その出力をPWM回路で一定のオン,オフ比に変換
し、その出力によりドライバーDRを介してIGBT2
6のゲートを駆動すれば良いわけである。さらに、図2
の動作波形はオフ時に電流が零になるときの波形を示し
たが、零にならなくても電流の増加分は入力電圧に比例
するため正弦波状になり、入力高調波規格を満足させる
ことができる。Since the magnitude of the current value is controlled by the input voltage value, the IGBT may be driven at a constant on / off ratio for controlling the voltage of the capacitor 4. That is, it is not necessary to control each phase current individually. Specifically, the voltage command value v * and the voltage detection value vo are input to the controller R14, and the output is converted to a constant on / off ratio by a PWM circuit, and the output is used to output the IGBT2 via the driver DR.
That is, it is only necessary to drive the sixth gate. Further, FIG.
The operation waveform of the above shows the waveform when the current becomes zero when off, but even if it does not become zero, the increase in the current is proportional to the input voltage and becomes a sine wave, which can satisfy the input harmonic specification. it can.
【0023】図3に、この発明の第2の実施の形態を示
す。図1との相違点は、各トランス17〜19の1次巻
線と直列に3次巻線およびダイオード30〜32を接続
した点である。FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. The difference from FIG. 1 is that a tertiary winding and diodes 30 to 32 are connected in series with the primary windings of the transformers 17 to 19.
【0024】このような構成で、IGBT26がオンし
ているときの動作は、図1の場合と同じである。IGB
T26がオフしているときは、各トランスの1次巻線→
3次巻線→ダイオード30(または31,32)→コン
デンサ4→ダイオード27(または28,29)の経路
で、コンデンサ4を充電する。このとき、各巻線の電圧
はコンデンサ電圧を1次巻線と3次巻線で分圧した電圧
となる。In such a configuration, the operation when the IGBT 26 is on is the same as that in FIG. IGB
When T26 is off, primary winding of each transformer →
The capacitor 4 is charged through the route of the tertiary winding → the diode 30 (or 31, 32) → the capacitor 4 → the diode 27 (or 28, 29). At this time, the voltage of each winding is a voltage obtained by dividing the capacitor voltage by the primary winding and the tertiary winding.
【0025】1次巻線と2次巻線は、励磁インダクタン
スを同じにするため同じ巻数であり、1次巻線と同じ電
圧が発生する。IGBT26に印加される電圧は、1次
巻線電圧,2次巻線電圧および三相線間電圧vlを加え
た値となる。したがって、図1の回路では、1次巻線と
2次巻線にはコンデンサ4の電圧vcが発生しているた
め、次の(2)式のような電圧が印加されるが、図3の
回路では、3次巻線で分圧された次の(3)式のような
電圧になる。The primary winding and the secondary winding have the same number of turns to make the same excitation inductance, and generate the same voltage as the primary winding. The voltage applied to the IGBT 26 has a value obtained by adding the primary winding voltage, the secondary winding voltage, and the three-phase line voltage vl. Therefore, in the circuit of FIG. 1, since the voltage vc of the capacitor 4 is generated in the primary winding and the secondary winding, a voltage as shown in the following equation (2) is applied. In the circuit, the voltage obtained by the voltage dividing by the tertiary winding is expressed by the following equation (3).
【0026】 vc×(1+1)+vl→IGBT26の印加電圧 ……(2) vc×(1+1)×[1次巻線数/(1次巻線数+3次巻線数)]+vl →IGBT26の印加電圧 ……(3) 図4に、この発明の第3の実施の形態を示す。図3との
相違点は、IGBT26とコンデンサ4との間にコンデ
ンサ34を接続した点にある。なお、図4には、回路中
に寄生するトランスの漏れインダクタンスおよび配線イ
ンダクタンス33が、模式的に書き加えられている。Vc × (1 + 1) + v1 → applied voltage of IGBT 26 (2) vc × (1 + 1) × [number of primary windings / (number of primary windings + number of tertiary windings)] + vl → application of IGBT 26 Voltage (3) FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention. The difference from FIG. 3 is that a capacitor 34 is connected between the IGBT 26 and the capacitor 4. In FIG. 4, the leakage inductance of the transformer and the wiring inductance 33 which are parasitic in the circuit are schematically added.
【0027】このような構成で、IGBT26がオンし
ているときの動作は図3と同じである。ただし、図示し
たトランスの漏れインダクタンスおよび配線インダクタ
ンス33にもエネルギーが蓄積される。IGBT26が
オフしているときの動作も図3と同じであるが、IGB
T26がオフした際、漏れインダクタンスおよび配線イ
ンダクタンス33に蓄積されたエネルギーは、漏れイン
ダクタンスおよび配線インダクタンス33→コンデンサ
34→ダイオード27(または28,29)の経路で蓄
積される。With such a configuration, the operation when the IGBT 26 is on is the same as that of FIG. However, energy is also stored in the leakage inductance and the wiring inductance 33 of the illustrated transformer. The operation when the IGBT 26 is off is the same as that in FIG.
When T26 is turned off, the energy stored in the leakage inductance and the wiring inductance 33 is stored in the path of the leakage inductance and the wiring inductance 33 → the capacitor 34 → the diode 27 (or 28, 29).
【0028】また、蓄積されたエネルギーは、コンデン
サ34→トランス17(または18,19)の3次巻線
→ダイオード30(または31,32)→コンデンサ4
の経路で出力側に放出される。The stored energy is transferred from the capacitor 34 → the tertiary winding of the transformer 17 (or 18, 19) → the diode 30 (or 31, 32) → the capacitor 4
It is released to the output side by the path.
【0029】すなわち、図3のようにコンデンサ34が
無い場合には、IGBT26がオフした際にトランスの
漏れインダクタンスおよび配線インダクタンス33に蓄
積されたエネルギーの行き場が無いことから、IGBT
26にスパイク電圧が発生して素子破壊に至るおそれが
あるが、図4のようにコンデンサ34を接続すること
で、素子破壊を防止することが可能となる。That is, when there is no capacitor 34 as shown in FIG. 3, since the leakage inductance of the transformer and the energy stored in the wiring inductance 33 when the IGBT 26 is turned off, there is no place to go.
Although there is a possibility that a spike voltage is generated at 26 and the element is destroyed, by connecting the capacitor 34 as shown in FIG. 4, it is possible to prevent the element from being destroyed.
【0030】なお、図1,図3,図4ではIGBT26
を共通に設けたが、トランス17の1次巻線,2次巻線
間には第1のIGBT、トランス18の1次巻線,2次
巻線間には第2のIGBT、トランス19の1次巻線,
2次巻線間には第3のIGBTのように、個別に設ける
ことも可能である。このとき、図4のコンデンサ34も
共通とせずに、各IGBT対応に設けることができる。In FIGS. 1, 3 and 4, the IGBT 26 is used.
The first IGBT is provided between the primary and secondary windings of the transformer 17, the second IGBT and the second IGBT are provided between the primary and secondary windings of the transformer 18. Primary winding,
It is also possible to separately provide between the secondary windings, like the third IGBT. At this time, the capacitor 34 in FIG. 4 can be provided for each IGBT without being shared.
【0031】[0031]
【発明の効果】この発明によれば、IGBTを最終的に
は1個で構成できるため、回路が簡単になり安価とな
る。制御のための検出回路も交流電圧検出器が不要とな
るため、部品点数が減少し、小型化と低価格化を実現で
きる。また、制御回路も電流指令を出力するための掛算
器が2個不要となる。一般に、掛算器は高価なため、装
置の高価格化を招くが、本発明では制御回路の低価格化
も達成される。According to the present invention, since the IGBT can be finally constituted by one, the circuit is simplified and the cost is reduced. Since the AC voltage detector is not required for the control detection circuit, the number of components is reduced, and the size and cost can be reduced. Also, the control circuit does not need two multipliers for outputting the current command. In general, the multiplier is expensive, which results in an increase in the price of the device. However, the present invention also achieves a reduction in the cost of the control circuit.
【0032】さらに、請求項3に係る発明によれば、請
求項1,2に係る発明のIGBTに比べて低耐圧のもの
で済む。一般に、IGBTは高耐圧品ほど損失が大きく
高価であるため、装置を高効率,低価格化することがで
きる。Further, according to the third aspect of the present invention, the IGBT according to the first and second aspects of the present invention can have a lower breakdown voltage. In general, the higher the breakdown voltage of the IGBT, the greater the loss and the higher the cost, so that the device can be made more efficient and lower in price.
【0033】加えて、請求項5に係る発明によれば、I
GBTのオフ時に発生するスパイク電圧を抑制でき、素
子破壊を防止することが可能となる。In addition, according to the invention of claim 5, I
Spike voltage generated when the GBT is turned off can be suppressed, and element destruction can be prevented.
【図1】この発明の第1の実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図2】図1の動作を説明するための波形図である。FIG. 2 is a waveform chart for explaining the operation of FIG.
【図3】この発明の第2の実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図4】この発明の第3の実施の形態を示す回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図5】従来例を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional example.
1…三相交流電源、2…リアクトル、3…コンバータ回
路、4〜10,34…コンデンサ、11〜16…半導体
スイッチ、17〜19…トランス、20〜25,27〜
30…ダイオード、26…IGBT(絶縁ゲートバイポ
ーラトランジスタ)、33…トランスの漏れインダクタ
ンスおよび配線インダクタンス。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Three-phase AC power supply, 2 ... Reactor, 3 ... Converter circuit, 4-10, 34 ... Capacitor, 11-16 ... Semiconductor switch, 17-19 ... Transformer, 20-25, 27-
Reference numeral 30 denotes a diode, 26 denotes an IGBT (insulated gate bipolar transistor), and 33 denotes a leakage inductance and a wiring inductance of a transformer.
Claims (5)
に変換する電力変換装置において、 前記三相交流電源の第1の交流端子を第1のダイオード
と第2のダイオードとの直列回路の接続点に、この直列
回路に対し第1のトランス1次巻線と第1の半導体スイ
ッチと第1のトランス2次巻線との直列回路を並列に、
前記三相交流電源の第2の交流端子を第3のダイオード
と第4のダイオードとの直列回路の接続点に、この直列
回路に対し第2のトランス1次巻線と第2の半導体スイ
ッチと第2のトランス2次巻線との直列回路を並列に、
前記三相交流電源の第3の交流端子を第5のダイオード
と第6のダイオードとの直列回路の接続点に、この直列
回路に対し第3のトランス1次巻線と第3の半導体スイ
ッチと第3のトランス2次巻線との直列回路を並列にそ
れぞれ接続し、前記第1から第3のトランスの各1次巻
線の一方をそれぞれ第7から第9のダイオードを介して
直流電源の一方の端子に、前記第1から第3のトランス
の1次巻線の各他方をそれぞれ共通に接続して直流電源
の他方に接続したことを特徴とする力率改善回路。1. A power converter for converting AC power from a three-phase AC power supply to DC power, wherein a first AC terminal of the three-phase AC power supply is a series circuit of a first diode and a second diode. At a connection point, a series circuit of a first transformer primary winding, a first semiconductor switch, and a first transformer secondary winding is connected in parallel to this series circuit.
A second AC terminal of the three-phase AC power supply is connected to a connection point of a series circuit of a third diode and a fourth diode, and a second transformer primary winding and a second semiconductor switch are connected to the series circuit. A series circuit with the second transformer secondary winding is connected in parallel,
A third AC terminal of the three-phase AC power supply is connected to a connection point of a series circuit of a fifth diode and a sixth diode, and a third transformer primary winding and a third semiconductor switch are connected to the series circuit. A series circuit with a third transformer secondary winding is respectively connected in parallel, and one of the primary windings of the first to third transformers is connected to a DC power supply via seventh to ninth diodes, respectively. A power factor improving circuit, wherein one of the primary windings of the first to third transformers is commonly connected to one of the terminals and connected to the other of the DC power supplies.
えて共通の半導体スイッチを用いることを特徴とする請
求項1に記載の力率改善回路。2. The power factor improving circuit according to claim 1, wherein a common semiconductor switch is used in place of said first to third semiconductor switches.
の各他方と前記直流電源の他方との間に、各トランスの
3次巻線と第10から第12のダイオードとの直列接続
回路を挿入したことを特徴とする請求項1または2のい
ずれかに記載の力率改善回路。3. A series connection of a tertiary winding of each transformer and a tenth to twelfth diode between each other of the primary windings of the first to third transformers and the other of the DC power supply. 3. The power factor improving circuit according to claim 1, wherein a connecting circuit is inserted.
に、前記半導体スイッチを一定のオン,オフ比をもって
駆動することを特徴とする請求項1ないし3のいずれか
に記載の力率改善回路。4. The power factor improving circuit according to claim 1, wherein the semiconductor switch is driven with a constant on / off ratio so that the voltage of the DC power supply is constant. .
は共通の半導体スイッチと前記第1から第3のトランス
1次巻線との接続点を第1から第3のコンデンサまたは
これらに共通のコンデンサの一方に、この第1から第3
のコンデンサまたはこれらに共通のコンデンサの他方を
前記第7から第9のダイオードと直流電源との接続点に
接続することを特徴とする請求項1ないし3のいずれか
に記載の力率改善回路。5. A connection point between the first to third semiconductor switches or a common semiconductor switch and the first to third transformer primary windings is connected to a first to third capacitor or a capacitor common thereto. One of these is the first to third
4. The power factor correction circuit according to claim 1, wherein the other of the capacitors or the common capacitor is connected to a connection point between the seventh to ninth diodes and a DC power supply.
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---|---|---|---|
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR100440393B1 (en) * | 2002-05-27 | 2004-07-14 | 한국전기연구원 | 3 Phase Step Down AC Regulator |
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JPH1141938A (en) * | 1997-07-23 | 1999-02-12 | Daihen Corp | Dc power supply equipment |
-
2001
- 2001-04-09 JP JP2001109994A patent/JP2002095259A/en active Pending
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