JP2002094357A - Filter automatic adjustment circuit - Google Patents
Filter automatic adjustment circuitInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、フィルタの特性周
波数を目標周波数に調整するためのフィルタ自動調整回
路に関し、特に当該回路の低消費電力化及び高精度化に
関するものである。ここに特性周波数とは、バンドパス
フィルタ（ＢＰＦ）にあっては中心周波数を、ハイパス
フィルタ（ＨＰＦ）又はローパスフィルタ（ＬＰＦ）に
あっては遮断周波数をそれぞれ意味する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an automatic filter adjusting circuit for adjusting a characteristic frequency of a filter to a target frequency, and more particularly to a low power consumption and high accuracy circuit. Here, the characteristic frequency means a center frequency in a band-pass filter (BPF), and a cutoff frequency in a high-pass filter (HPF) or a low-pass filter (LPF).
【０００２】[0002]
【従来の技術】通信用の集積回路では、ｇｍ−Ｃフィル
タがしばしば使用される。これは、周波数特性を電圧又
は電流で可変制御できるように、トランジスタの相互コ
ンダクタンス（ｇｍ；トランスコンダクタンスともい
う。）とキャパシタ（Ｃ）とを利用したフィルタであっ
て、特開平７−２９７６７７号公報、特開２０００−１
０１３９２号公報等にその構成例が示されている。2. Description of the Related Art In communication integrated circuits, gm-C filters are often used. This is a filter using a transconductance (gm; also referred to as transconductance) of a transistor and a capacitor (C) so that the frequency characteristic can be variably controlled by voltage or current. JP-A-2000-1
No. 01392 discloses an example of the configuration.
【０００３】従来、通信機器の受信部に使用するフィル
タ自動調整回路において、受信ごとにフィルタ調整を行
うために電力消費が多くなり、特に携帯電話システムで
は待ち受け時間の長時間化が難しく、調整動作時の低消
費電力化が課題であった。また、携帯電話システムで
は、中心周波数に対して５％程度の帯域幅をもつ狭帯域
ＢＰＦが必要とされ、その中心周波数を短時間にかつ高
精度（０．２〜０．３％程度）に調整することが必要と
されている。Conventionally, in a filter automatic adjusting circuit used in a receiving section of a communication device, power consumption is increased because a filter is adjusted for each reception. In particular, in a cellular phone system, it is difficult to make a standby time longer, and an adjusting operation is performed. Low power consumption at the time was a challenge. Further, in a mobile phone system, a narrow band BPF having a bandwidth of about 5% with respect to the center frequency is required, and the center frequency can be adjusted in a short time and with high accuracy (about 0.2 to 0.3%). There is a need to adjust.
【０００４】特開昭６３−１６７５１１号公報（特公平
７−１２０９２３号公報）には、ｇｍ−Ｃフィルタの１
つであるバイクォッド（biquad）フィルタのディップ周
波数を調整するためのフィルタ自動調整回路が開示され
ている。この調整回路は、テレビジョン受像器における
音声多重復調用集積回路に内蔵され、一定周波数の正弦
波信号を被調整フィルタに入力し、デジタル・アナログ
コンバータ（ＤＡＣ）の出力をマイクロコンピュータに
より制御することで徐々にフィルタ特性を変化させ、フ
ィルタ出力のレベル検波出力が所定の基準レベルを横切
るときの２つのＤＡＣ入力値の平均値を最適な調整値と
し、この調整値を不揮発性メモリに記憶させるというも
のである。Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-167511 (JP-B-7-120923) discloses a gm-C filter.
A filter automatic adjustment circuit for adjusting a dip frequency of a biquad filter is disclosed. This adjustment circuit is built in an integrated circuit for audio multiplex demodulation in a television receiver, inputs a sine wave signal of a constant frequency to a filter to be adjusted, and controls the output of a digital-to-analog converter (DAC) by a microcomputer. , The filter characteristic is gradually changed, and the average value of the two DAC input values when the level detection output of the filter output crosses a predetermined reference level is set as an optimum adjustment value, and this adjustment value is stored in the nonvolatile memory. Things.
【０００５】特開平５−１１４８３６号公報には、ｇｍ
−Ｃフィルタの特性周波数及びクオリティファクタ（Ｑ
ファクタ：当該フィルタの周波数選択度を表す。）を調
整するためのフィルタ自動調整回路が開示されている。
この調整回路は、正弦波信号に代えてインパルス信号、
パルス信号又はステップ信号を被調整フィルタに入力
し、当該フィルタの出力に現れる振動波形をアナログ・
デジタルコンバータ（ＡＤＣ）でデジタル化してマイク
ロコンピュータに取り込み、当該振動波形にラプラス変
換処理を施すことにより被調整フィルタの特性周波数及
びＱファクタを当該マイクロコンピュータが算出すると
いうものである。このようにして被調整フィルタの特性
を検出した後、目標特性からのずれを補正するように特
性周波数用ＤＡＣ及びＱファクタ用ＤＡＣの各々の調整
値を決定し、これらの調整値を不揮発性メモリに記憶さ
せる。そして、フィルタの使用時には、不揮発性メモリ
に記憶された調整値をもってフィルタ特性を制御するよ
うになっている。[0005] Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-114836 discloses gm
-C filter characteristic frequency and quality factor (Q
Factor: Indicates the frequency selectivity of the filter. ) Is disclosed.
This adjustment circuit uses an impulse signal instead of a sine wave signal,
A pulse signal or a step signal is input to the filter to be adjusted, and the vibration waveform that appears in the output of the
The digital frequency is digitized by a digital converter (ADC), taken into a microcomputer, and subjected to Laplace conversion processing on the vibration waveform, whereby the microcomputer calculates the characteristic frequency and Q factor of the filter to be adjusted. After detecting the characteristics of the filter to be adjusted in this way, the adjustment values of the characteristic frequency DAC and the Q factor DAC are determined so as to correct the deviation from the target characteristics, and these adjustment values are stored in the nonvolatile memory. To memorize. When the filter is used, the filter characteristics are controlled using the adjustment values stored in the nonvolatile memory.
【０００６】特開２０００−５９１６２号公報に開示さ
れたフィルタ自動調整回路は、インパルス信号又はステ
ップ信号を被調整フィルタに入力し、当該フィルタの出
力に現れる振動波形の周期を計測し、この計測結果から
当該フィルタの特性周波数を検出し、目標周波数からの
ずれを補正するように当該フィルタの特性を制御すると
いうものである。ただし、電源電圧変動や温度変動が生
じる度にフィルタ調整が実行されるようになっている。The filter automatic adjustment circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-59162 inputs an impulse signal or a step signal to a filter to be adjusted, measures a period of a vibration waveform appearing at an output of the filter, and measures the measurement result. , The characteristic frequency of the filter is detected, and the characteristic of the filter is controlled so as to correct the deviation from the target frequency. However, each time a power supply voltage fluctuation or a temperature fluctuation occurs, the filter adjustment is performed.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】特開昭６３−１６７５
１１号公報（特公平７−１２０９２３号公報）の従来技
術は、ＤＡＣ入力値を少しずつ変化させて最適な調整値
を探すものであったので、フィルタ調整に長い時間を要
する。特に携帯電話システムへの応用では受信の度にフ
ィルタ調整がなされることとなるため、調整に多くの電
力を消費することになる。また、高精度のアナログレベ
ル検波器はその実現が難しく、携帯電話システムで要求
される０．２〜０．３％程度という高い周波数調整精度
の実現は困難であった。SUMMARY OF THE INVENTION Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-1675
In the prior art of Japanese Patent Publication No. 11 (Japanese Patent Publication No. 7-120923), a long time is required for filter adjustment because the DAC input value is changed little by little to search for an optimum adjustment value. In particular, in the application to a mobile phone system, a filter adjustment is performed each time reception is performed, so that a large amount of power is consumed for the adjustment. Further, it is difficult to realize a high-precision analog level detector, and it is difficult to realize a high frequency adjustment accuracy of about 0.2 to 0.3% required for a mobile phone system.
【０００８】特開平５−１１４８３６号公報の従来技術
は、被調整フィルタの特性周波数及びＱファクタを算出
するためのラプラス変換処理をマイクロコンピュータが
実行するものであったので、当該マイクロコンピュータ
に過大な負担がかかる。In the prior art disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. H5-114836, a Laplace transform process for calculating a characteristic frequency and a Q factor of a filter to be adjusted is performed by a microcomputer. Burdensome.
【０００９】特開２０００−５９１６２号公報の従来技
術は、電源電圧変動や温度変動が生じる度にフィルタ調
整を実行するものであったので、フィルタ特性の調整の
ための消費電力が大きくなる。しかも、フィルタ出力に
現れる振動波形にノイズが重畳すると、周期計測結果に
大きな誤差が生じ、高精度の特性周波数調整が実現不可
能になる。In the prior art disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-59162, the filter adjustment is performed every time a power supply voltage fluctuation or a temperature fluctuation occurs, so that the power consumption for adjusting the filter characteristics increases. In addition, when noise is superimposed on the vibration waveform appearing in the filter output, a large error occurs in the cycle measurement result, and it becomes impossible to adjust the characteristic frequency with high accuracy.
【００１０】本発明の目的は、携帯電話システムの受信
部等に使用されるフィルタの調整に適した、ノイズに強
く、高精度かつ低消費電力化の可能なフィルタ自動調整
回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a filter automatic adjustment circuit which is suitable for adjustment of a filter used in a receiving section of a portable telephone system and which is resistant to noise, capable of high accuracy and low power consumption. is there.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、インパルス信号、パルス信号又はステッ
プ信号を利用して被調整フィルタの特性周波数を検出・
調整し、その調整結果をメモリに記憶して再利用するこ
ととしたものである。しかも、フィルタ調整時に限っ
て、当該フィルタの回路構成を調整に適した高いＳＮ比
（信号対雑音比：signal-to-noise ratio）を持つ回路
構成に変更することとした。In order to achieve the above object, the present invention detects and detects the characteristic frequency of a filter to be adjusted using an impulse signal, a pulse signal or a step signal.
The adjustment is performed, and the adjustment result is stored in a memory and reused. Moreover, only during the filter adjustment, the circuit configuration of the filter is changed to a circuit configuration having a high SN ratio (signal-to-noise ratio) suitable for adjustment.
【００１２】具体的に説明すると、本発明のフィルタ自
動調整回路は、フィルタの特性周波数を目標周波数に調
整するための回路であって、前記フィルタの本来の回路
構成を、当該フィルタの調整時に、前記本来の回路構成
と同じ特性周波数を持ち、かつ前記本来の回路構成に比
べて改善されたＳＮ比を持つ調整専用の回路構成に変更
するための回路構成変更手段と、前記調整専用の回路構
成を持つフィルタにインパルス信号、パルス信号又はス
テップ信号をテスト信号として入力した時に当該フィル
タの出力に現れる振動波形の周期を計測し、当該周期計
測の結果から当該フィルタの特性周波数を検出し、かつ
前記目標周波数からのずれを補正するように当該フィル
タに調整信号を与えるための特性調整回路と、当該特性
調整回路を起動するための調整命令を発行した後、前記
フィルタの特性周波数と前記目標周波数との差が許容範
囲内に入った時の前記調整信号を記憶し、前記フィルタ
の使用時には、当該フィルタの本来の回路構成に戻し、
前記特性調整回路の動作を停止させ、かつ前記記憶した
調整信号をもって前記フィルタの特性を制御するための
コントローラとを備えた構成を採用したものである。More specifically, an automatic filter adjusting circuit according to the present invention is a circuit for adjusting a characteristic frequency of a filter to a target frequency, and changes an original circuit configuration of the filter when adjusting the filter. A circuit configuration changing means for changing to a circuit dedicated to adjustment having the same characteristic frequency as the original circuit configuration and having an improved SN ratio compared to the original circuit configuration; and a circuit configuration dedicated to adjustment. When the impulse signal, the pulse signal or the step signal is input as a test signal to the filter having, the cycle of the vibration waveform appearing in the output of the filter is measured, and the characteristic frequency of the filter is detected from the result of the cycle measurement, and A characteristic adjustment circuit for providing an adjustment signal to the filter so as to correct the deviation from the target frequency; and activating the characteristic adjustment circuit. After the issuance of the adjustment instruction, the adjustment signal when the difference between the characteristic frequency of the filter and the target frequency falls within an allowable range is stored, and when the filter is used, the original circuit configuration of the filter is used. Back to
A controller for stopping the operation of the characteristic adjustment circuit and controlling the characteristics of the filter using the stored adjustment signal.
【００１３】前記回路構成変更手段は、前記フィルタの
調整時に当該フィルタのゲインを増大させるための手
段、前記フィルタの調整時に当該フィルタのＱファクタ
を増大させるための手段、あるいは、前記フィルタの調
整時に当該フィルタの特性周波数と同じ周波数で当該フ
ィルタを発振させるための手段を備える。The circuit configuration changing means includes means for increasing the gain of the filter when adjusting the filter, means for increasing the Q factor of the filter when adjusting the filter, or when adjusting the filter. There is provided means for causing the filter to oscillate at the same frequency as the characteristic frequency of the filter.
【００１４】[0014]
【発明の実施の形態】図１は、本発明に係るフィルタ自
動調整回路の構成例を示している。図１において、１０
は通信機器の受信部を表しており、狭帯域ＢＰＦである
ｇｍ−Ｃフィルタ１１を備えている。図１中の不揮発性
メモリ付きマイクロコンピュータ２０、特性調整回路３
０、ＤＡＣ４０及び位相同期ループ（ＰＬＬ）回路５０
は、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0を目標周波
数ｆ0tに調整するためのフィルタ自動調整回路を構成し
ている。後述するようにｇｍ−Ｃフィルタ１１自身も、
その中心周波数調整時に、本来の回路構成と同じ中心周
波数ｆ0を持ち、かつ改善されたＳＮ比を持つ調整専用
の回路構成に、その回路構成を変更し得るように構成さ
れている。FIG. 1 shows a configuration example of an automatic filter adjusting circuit according to the present invention. In FIG. 1, 10
Represents a receiving unit of a communication device, and includes a gm-C filter 11 which is a narrow band BPF. Microcomputer 20 with nonvolatile memory and characteristic adjustment circuit 3 in FIG.
0, DAC 40 and phase locked loop (PLL) circuit 50
Constitutes an automatic filter adjustment circuit for adjusting the center frequency f 0 of the gm-C filter 11 to the target frequency f 0t . As described later, the gm-C filter 11 itself also
When the center frequency is adjusted, the circuit configuration can be changed to a circuit configuration dedicated to adjustment having the same center frequency f 0 as the original circuit configuration and having an improved SN ratio.
【００１５】特性調整回路３０は、分周器３１、テスト
信号発生器３２、カウンタ３３、周波数検出器３４及び
アップダウンカウンタ３５を備えており、ｇｍ−Ｃフィ
ルタ１１の中心周波数ｆ0の目標周波数ｆ0tからのずれ
を高精度で補正するものである。まず、分周器３１は、
基準信号としてＰＬＬ回路５０から与えられたクロック
信号（周波数ｆclk：例えば８８．２ＭＨｚ）を分周す
るための回路ブロックである。テスト信号発生器３２
は、マイクロコンピュータ２０が発行した調整命令によ
り起動されて、分周されたクロック信号からテスト信号
を発生し、これをｇｍ−Ｃフィルタ１１に与える。この
テスト信号は、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0
の成分を含んだ信号であればよく、インパルス信号、パ
ルス信号又はステップ信号である。特にインパルス信号
は、全ての周波数の正弦波成分を含んでいるので好適で
ある。これに応答してｇｍ−Ｃフィルタ１１の出力に
は、周波数ｆ0の振動波形が現れる。カウンタ３３は、
基準信号としてＰＬＬ回路５０から与えられたクロック
信号を用いて、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の出力に現れる振
動波形の周期を計測するための回路ブロックである。周
波数検出器３４は、カウンタ３３による計測結果からｇ
ｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ0を検出し、この中
心周波数ｆ0と目標周波数ｆ0tとの差、すなわち周波数
誤差Δｆをアップダウンカウンタ３５に伝える。アップ
ダウンカウンタ３５は、後述のとおり、周波数誤差Δｆ
に応じてデジタル出力値を変化させる。The characteristic adjustment circuit 30 includes a frequency divider 31, a test signal generator 32, a counter 33, a frequency detector 34, and an up / down counter 35. The target frequency of the center frequency f 0 of the gm-C filter 11 The deviation from f 0t is corrected with high accuracy. First, the frequency divider 31
This is a circuit block for dividing the frequency of a clock signal (frequency fclk: for example, 88.2 MHz) provided from the PLL circuit 50 as a reference signal. Test signal generator 32
Is activated by an adjustment command issued by the microcomputer 20, generates a test signal from the frequency-divided clock signal, and supplies the test signal to the gm-C filter 11. This test signal has a center frequency f 0 of the gm-C filter 11.
The signal may be an impulse signal, a pulse signal, or a step signal. In particular, the impulse signal is preferable because it contains sine wave components of all frequencies. In response to this, a vibration waveform having a frequency f 0 appears in the output of the gm-C filter 11. The counter 33
This is a circuit block for measuring the period of the vibration waveform appearing in the output of the gm-C filter 11 using the clock signal given from the PLL circuit 50 as a reference signal. The frequency detector 34 calculates g
detecting the center frequency f 0 of the m-C filter 11, the difference between the center frequency f 0 and the target frequency f 0t, i.e. transmit the frequency error Δf to the up-down counter 35. The up / down counter 35 has a frequency error Δf as described later.
The digital output value is changed according to.
【００１６】ＤＡＣ４０は、アップダウンカウンタ３５
の出力値を調整信号として受け取り、該調整信号に応じ
たアナログ制御出力（電圧又は電流）をｇｍ−Ｃフィル
タ１１に与えることにより、当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１
の中心周波数ｆ0を調整する。The DAC 40 has an up / down counter 35
Is output as an adjustment signal, and an analog control output (voltage or current) corresponding to the adjustment signal is supplied to the gm-C filter 11 so that the gm-C filter 11
To adjust the center frequency f 0 of the.
【００１７】ＰＬＬ回路５０は、特性調整回路３０に与
える高精度の基準信号を発生するように、温度補償型水
晶発振器（ＴＣＸＯ）５１、位相比較器（ＰＤ）５２、
チャージポンプ（ＣＰ）５３、ＬＰＦ５４、電圧制御発
振器（ＶＣＯ）５５及び分周器（１／Ｎ）５６によって
構成されている。ＶＣＯ５５の発振周波数は、例えば７
０５．６ＭＨｚである。８８．２ＭＨｚ以外の任意周波
数をもつ基準信号を発生できるように、分周器５６にプ
ログラマブルカウンタを用いることも可能である。The PLL circuit 50 includes a temperature-compensated crystal oscillator (TCXO) 51, a phase comparator (PD) 52,
It comprises a charge pump (CP) 53, an LPF 54, a voltage controlled oscillator (VCO) 55 and a frequency divider (1 / N) 56. The oscillation frequency of the VCO 55 is, for example, 7
05.6 MHz. It is also possible to use a programmable counter for the frequency divider 56 so that a reference signal having an arbitrary frequency other than 88.2 MHz can be generated.
【００１８】不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ
２０は、テスト信号発生器３２を起動するための調整命
令を発行した後、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ
0と目標周波数ｆ0tとの差が許容範囲内に入った時のア
ップダウンカウンタ３５の出力値すなわちＤＡＣ入力値
を記憶し、ｇｍ−Ｃフィルタ１１を含む受信部１０の使
用時には、特性調整回路３０の動作を停止させ、かつ当
該記憶値をＤＡＣ４０に与える機能を有する。これによ
り、特性調整回路３０の消費電力を削減することができ
る。また、複数回の試行に係る複数のＤＡＣ入力値を平
均化して不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ２０
に記憶させるようにすれば、周期計測結果の量子化誤差
が緩和されて統計的な分散が減少するので、調整精度が
向上する。The microcomputer 20 with the non-volatile memory issues an adjustment command for activating the test signal generator 32, and then issues the center frequency f of the gm-C filter 11.
The output value of the up / down counter 35 when the difference between 0 and the target frequency f 0t falls within the allowable range, that is, the DAC input value, is stored. When the receiving unit 10 including the gm-C filter 11 is used, the characteristic adjustment circuit is used. 30 has a function of stopping the operation of 30 and giving the stored value to the DAC 40. Thereby, the power consumption of the characteristic adjustment circuit 30 can be reduced. Further, a plurality of DAC input values relating to a plurality of trials are averaged to obtain a microcomputer 20 with a nonvolatile memory.
, The quantization error of the cycle measurement result is reduced and the statistical variance is reduced, so that the adjustment accuracy is improved.
【００１９】さて、上記ｇｍ−Ｃフィルタ１１が２次の
ＢＰＦであるものとするとき、その伝達関数Ｈ（ｓ）
は、角周波数をω、当該フィルタの中心角周波数を
ω0、ＱファクタをＱ、ｊ＝√（−１）、ｓ＝ｊωとす
ると、 Ｈ（ｓ）＝（ω0×ｓ／Ｑ）／（ｓ2＋ω0×ｓ／Ｑ＋ω0 2） …（１） のように表される。このフィルタのラプラス逆変換され
た時間軸応答は、時間をｔとすると、 Ｋ1×ｅｘｐ｛ｊ（ω0／２）×（−１／Ｑ＋√（１／Ｑ2−４））ｔ｝ ＋Ｋ2×ｅｘｐ｛ｊ（ω0／２）×（−１／Ｑ−√（１／Ｑ2−４））ｔ｝ …（２） となる。Ｋ1、Ｋ2は定数である。ここで、Ｑファクタが
非常に大きいものとすると、 Ｋ1×ｅｘｐ（ｊω0ｔ）＋Ｋ2×ｅｘｐ（−ｊω0ｔ） …（３） となり、中心角周波数ω0の振動波形がフィルタ出力に
現れる。つまり、ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波数ｆ
0の成分を含んだテスト信号を当該ｇｍ−Ｃフィルタ１
１に与えれば、これに応答して当該ｇｍ−Ｃフィルタ１
１の出力に周波数ｆ0の振動波形が現れることとなる。When the gm-C filter 11 is a second-order BPF, its transfer function H (s)
Is H (s) = (ω 0 × s / Q) /, where Angular frequency is ω, center angular frequency of the filter is ω 0 , Q factor is Q, j = √ (−1), and s = jω. (S 2 + ω 0 × s / Q + ω 0 2 ) (1) Laplace inversion time axis response of this filter, the time and t, K 1 × exp {j (ω 0/2) × (-1 / Q + √ (1 / Q 2 -4)) t} + K 2 × exp a {j (ω 0/2) × (-1 / Q-√ (1 / Q 2 -4)) t} ... (2). K 1 and K 2 are constants. Here, assuming that the Q factor is extremely large, K 1 × exp (jω 0 t) + K 2 × exp (−jω 0 t) (3), and the vibration waveform of the central angular frequency ω 0 is output to the filter output. appear. That is, the center frequency f of the gm-C filter 11
The test signal containing the 0 component is converted to the gm-C filter 1
1, the corresponding gm-C filter 1
Thus, a vibration waveform of frequency f 0 appears at the output of No. 1.
【００２０】ここで、ｇｍ−Ｃフィルタ１１に与えられ
るテスト信号は、当該ｇｍ−Ｃフィルタ１１の中心周波
数ｆ0の半分より低い繰り返し周波数をもつ信号である
ことが好ましい。カウンタ３３による最低限１周期の時
間計測が保証されるからである。中心周波数ｆ0に係る
Ｍ周期分のカウント値をＮCとすると、 ｆ0＝ｆclk×Ｍ／ＮC …（４） の関係がある。したがって、中心周波数ｆ0の高精度検
出のためには、基準信号としてＰＬＬ回路５０からカウ
ンタ３３に与えられるクロック信号の周波数ｆclkを大
きく、かつ計測周期の数Ｍを大きくすればよい。Here, the test signal applied to the gm-C filter 11 is preferably a signal having a repetition frequency lower than half the center frequency f 0 of the gm-C filter 11. This is because at least one period of time measurement by the counter 33 is guaranteed. Assuming that the count value for M cycles related to the center frequency f 0 is N C , there is a relationship of f 0 = fclk × M / N C (4). Therefore, in order to detect the center frequency f 0 with high accuracy, the frequency fclk of the clock signal provided from the PLL circuit 50 to the counter 33 as the reference signal may be increased, and the number M of measurement cycles may be increased.
【００２１】図２は、図１中のアップダウンカウンタ３
５の動作を説明するための図である。検出された中心周
波数ｆ0と目標周波数ｆ0tとの差、すなわちｇｍ−Ｃフ
ィルタ１１の周波数誤差Δｆを横軸（対数目盛）に、ア
ップダウンカウンタ３５の出力値変化ΔＮを縦軸にとっ
てある。Δｆaは量子化された周波数誤差である。アッ
プダウンカウンタ３５は、図２中に実線（特性Ａ）で示
すとおり、周波数誤差Δｆが大きいほど出力値を大きく
変化させる。これにより、中心周波数調整を高速化する
ことができ、消費電力が低減される。しかも、アップダ
ウンカウンタ３５は、図２中に破線（特性Ｂ）で示すと
おり、検出された中心周波数ｆ0が目標周波数ｆ0tに近
づいた時点で出力値の制御感度を落とすように構成され
ている。これにより、ノイズによる制御の乱れを低減で
き、中心周波数調整を安定化することができる。なお、
アップダウンカウンタ３５の入力ビットは、ｎを整数と
するとき、各々に±２k（ｋは０からｎ−１までの整
数）の重み付けをした２ｎビットでもよいし、アップ／
ダウンの２ビットでもよい。FIG. 2 shows an up-down counter 3 in FIG.
5 is a diagram for explaining the operation of FIG. The horizontal axis (logarithmic scale) is the difference between the detected center frequency f 0 and the target frequency f 0t , that is, the frequency error Δf of the gm-C filter 11, and the vertical axis is the output value change ΔN of the up / down counter 35. Delta] f a is the frequency error is quantized. As indicated by the solid line (characteristic A) in FIG. 2, the up-down counter 35 changes the output value more as the frequency error Δf is larger. Thereby, the center frequency adjustment can be speeded up, and the power consumption is reduced. Moreover, the up-down counter 35 is configured to decrease the control sensitivity of the output value when the detected center frequency f 0 approaches the target frequency f 0t as shown by the broken line (characteristic B) in FIG. I have. Thus, control disturbance due to noise can be reduced, and center frequency adjustment can be stabilized. In addition,
When n is an integer, the input bits of the up / down counter 35 may be 2n bits each weighted ± 2 k (k is an integer from 0 to n−1), or up / down.
Down two bits may be used.
【００２２】図３は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の
第１の構成例を示している。図３のｇｍ−Ｃフィルタ１
１は、４個のトランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアン
プ）１１０，１１１，１１２，１１３と、２個のキャパ
シタ１１９，１２０とを有する２次のＢＰＦである。ｇ
ｍアンプ１１０，１１１，１１２，１１３は各々トラン
スコンダクタンスｇｍ１，ｇｍ２，ｇｍ３，ｇｍ４を持
ち、キャパシタ１１９，１２０は各々キャパシタンスＣ
1，Ｃ2を持つものとする。Ｖｉｎはフィルタ入力電圧、
Ｖｏはキャパシタ１１９の両端に現れるフィルタ出力電
圧である。実際はＤＡＣ４０のアナログ制御出力に応じ
てフィルタ特性を可変制御できるように４個のｇｍアン
プ１１０〜１１３にそれぞれ可変電流源が接続されてい
るのであるが、このうち初段ｇｍアンプ１１０に接続さ
れた電流源（Ｉ01）１２４のみが図示されている。この
初段ｇｍアンプ１１０は、ｇｍ−Ｃフィルタ１１のゲイ
ンを決めるアンプであって、スイッチ（Ｓ1）１２３を
介してフィルタ調整専用の電流源（Ｉ02）１２５が更に
接続されている。図３のｇｍ−Ｃフィルタ１１の伝達関
数Ｈ（ｓ）、ゲインＧ、中心角周波数ω0、Ｑファクタ
はそれぞれ、 Ｈ（ｓ）＝（ｓ・ｇｍ１／Ｃ1） ／｛（ｓ2＋ｓ・ｇｍ２／Ｃ1＋ｇｍ３・ｇｍ４／（Ｃ1・Ｃ2）｝ …（５） Ｇ＝ｇｍ１／ｇｍ２ …（６） ω0＝２πｆ0＝√｛ｇｍ３・ｇｍ４／（Ｃ1・Ｃ2）｝ …（７） Ｑ＝√（ｇｍ３・ｇｍ４・Ｃ1／Ｃ2）／ｇｍ２ …（８） である。FIG. 3 shows a first configuration example of the gm-C filter 11 in FIG. Gm-C filter 1 in FIG.
Reference numeral 1 denotes a secondary BPF including four transconductance amplifiers (gm amplifiers) 110, 111, 112, and 113 and two capacitors 119 and 120. g
m amplifiers 110, 111, 112, and 113 have transconductances gm1, gm2, gm3, and gm4, respectively, and capacitors 119 and 120 each have a capacitance C.
1 and C 2 . Vin is the filter input voltage,
Vo is a filter output voltage appearing across the capacitor 119. Actually, the variable current sources are respectively connected to the four gm amplifiers 110 to 113 so that the filter characteristics can be variably controlled according to the analog control output of the DAC 40. Of these, the currents connected to the first stage gm amplifier 110 are Only source (I 01 ) 124 is shown. The first stage gm amplifier 110 is an amplifier that determines the gain of the gm-C filter 11, and is further connected to a current source (I 02 ) 125 dedicated to filter adjustment via a switch (S 1 ) 123. The transfer function H (s), gain G, central angular frequency ω 0 , and Q factor of the gm-C filter 11 in FIG. 3 are respectively H (s) = (s · gm1 / C 1 ) / ｛(s 2 + s · gm2 / C 1 + gm 3 · gm 4 / (C 1 · C 2 )｝ (5) G = gm 1 / gm 2 (6) ω 0 = 2πf 0 = {gm 3 · gm 4 / (C 1 · C 2 )} ... (7) Q = a √ (gm3 · gm4 · C 1 / C 2) / gm2 ... (8).
【００２３】図４は、図３中の初段ｇｍアンプ１１０の
内部構成例を示している。初段ｇｍアンプ１１０は、２
個のバイポーラトランジスタ１４０，１４１と、２個の
電流源１４２，１４３とで構成されている。Ｖｃｃは電
源である。両バイポーラトランジスタ１４０，１４１
は、キャパシタ１１９及び電流源１４２，１４３ととも
に積分器を構成している。図３中の他のｇｍアンプ１１
１，１１２，１１３の内部構成も図４の初段ｇｍアンプ
１１０と同様である。なお、バイポーラトランジスタ１
４０，１４１に代えてＭＯＳＦＥＴを採用することも可
能である。FIG. 4 shows an example of the internal configuration of the first stage gm amplifier 110 in FIG. The first stage gm amplifier 110 has 2
It comprises two bipolar transistors 140 and 141 and two current sources 142 and 143. Vcc is a power supply. Both bipolar transistors 140, 141
Form an integrator with the capacitor 119 and the current sources 142 and 143. Another gm amplifier 11 in FIG.
The internal configuration of 1, 112 and 113 is the same as that of the first stage gm amplifier 110 in FIG. The bipolar transistor 1
It is also possible to employ MOSFETs instead of 40 and 141.
【００２４】スイッチ１２３は、フィルタ調整時に限っ
て閉じられる。両トランジスタ１４０，１４１の共通エ
ミッタ電流は、スイッチ１２３が開いた状態ではＩ01で
あり、スイッチ１２３が閉じた状態ではＩ01＋Ｉ02であ
る。ここで、温度をＴ、ボルツマン定数をｋ、電子の電
荷をｑとすると、両トランジスタ１４０，１４１の各々
のしきい値電圧Ｖｔは、 Ｖｔ＝ｋＴ／ｑ …（９） であり、フィルタ非調整時には、 ｇｍ１＝Ｉ01／Ｖｔ …（１０） であり、フィルタ調整時には、 ｇｍ１＝（Ｉ01＋Ｉ02）／Ｖｔ …（１１） である。つまり、フィルタ調整時にはｇｍ１が大きくな
り、式（６）からｇｍ−Ｃフィルタ１１のゲインが増大
することが判る。ただし、式（７）及び式（８）から判
るように、ｇｍ１が大きくなってもｇｍ−Ｃフィルタ１
１の中心角周波数及びＱファクタは変化しない。The switch 123 is closed only when the filter is adjusted. The common emitter current of the transistors 140 and 141 is I 01 when the switch 123 is open, and I 01 + I 02 when the switch 123 is closed. Here, assuming that the temperature is T, the Boltzmann constant is k, and the charge of electrons is q, the threshold voltage Vt of each of the transistors 140 and 141 is as follows: Vt = kT / q (9) In some cases, gm1 = I 01 / Vt (10), and at the time of filter adjustment, gm1 = (I 01 + I 02 ) / Vt (11). That is, gm1 increases during filter adjustment, and it can be seen from equation (6) that the gain of the gm-C filter 11 increases. However, as can be seen from equations (7) and (8), even if gm1 increases, the gm-C filter 1
The central angular frequency and Q factor of 1 do not change.
【００２５】ところで、図４での主要なノイズ源とし
て、両トランジスタ１４０，１４１が発生するショット
ノイズが考えられる。両トランジスタ１４０，１４１の
共通エミッタ電流をＩ0（Ｉ01又はＩ01＋Ｉ02）、帯域
幅をΔＦとすると、ショットノイズＩｎは、 Ｉｎ2＝２ｑＩ0ΔＦ …（１２） のように表され、初段ｇｍアンプ１１０の入力換算ノイズＶｎは、 Ｖｎ＝√（Ｉｎ2）／ｇｍ１ ＝√（２ｑＩ0ΔＦ）／Ｉ0／Ｖｔ ＝Ｖｔ√（２ｑΔＦ／Ｉ0） …（１３） である。つまり、フィルタ調整時に電流Ｉ0が大きくな
ることにより入力換算ノイズは減少し、ｇｍ−Ｃフィル
タ１１のＳＮ比が改善される。By the way, as a main noise source in FIG. 4, shot noise generated by both transistors 140 and 141 can be considered. Assuming that the common emitter current of both transistors 140 and 141 is I 0 (I 01 or I 01 + I 02 ) and the bandwidth is ΔF, the shot noise In is expressed as In 2 = 2qI 0 ΔF (12) The input conversion noise Vn of the first stage gm amplifier 110 is as follows: Vn = √ (In 2 ) / gm1 = √ (2qI 0 ΔF) / I 0 / Vt = Vt√ (2qΔF / I 0 ) (13) That is, when the current I 0 increases during the filter adjustment, the input conversion noise decreases, and the SN ratio of the gm-C filter 11 improves.
【００２６】以上のとおり、図３のｇｍ−Ｃフィルタ１
１を採用すれば、その特性調整時にスイッチ１２３を閉
じることで当該フィルタのゲインを増大させることによ
り、本来の回路構成と同じ中心周波数ｆ0を持ち、かつ
改善されたＳＮ比を持つ調整専用のフィルタ構成を実現
することができる。したがって、ノイズに強くかつ高精
度のフィルタ調整を達成することが可能となる。スイッ
チ１２３のオン・オフ制御は、マイクロコンピュータ２
０の調整命令により起動されるテスト信号発生器３２又
はマイクロコンピュータ２０自身が司る。ｇｍ−Ｃフィ
ルタ１１を含む受信部１０の使用時にはスイッチ１２３
が開かれて当該フィルタ本来の回路構成に戻される結
果、ｇｍ−Ｃフィルタ１１自身の消費電力も削減され
る。As described above, the gm-C filter 1 shown in FIG.
If 1 is adopted, the gain of the filter is increased by closing the switch 123 at the time of the characteristic adjustment, thereby having the same center frequency f 0 as the original circuit configuration and having an improved SN ratio. A filter configuration can be realized. Therefore, it is possible to achieve high-accuracy filter adjustment that is resistant to noise. The on / off control of the switch 123 is performed by the microcomputer 2
The test signal generator 32 started by the adjustment instruction of 0 or the microcomputer 20 itself is in charge. When the receiving unit 10 including the gm-C filter 11 is used, the switch 123 is used.
Is opened to return to the original circuit configuration of the filter, so that the power consumption of the gm-C filter 11 itself is also reduced.
【００２７】図５は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の
第２の構成例を示している。図５のｇｍ−Ｃフィルタ１
１は、図３の構成に加えて５個のｇｍアンプ１１４，１
１５，１１６，１１７，１１８と、２個のキャパシタ１
２１，１２２とを有する４次のＢＰＦである。ｇｍアン
プ１１４，１１５，１１６，１１７，１１８は各々トラ
ンスコンダクタンスｇｍ５，ｇｍ６，ｇｍ７，ｇｍ８，
ｇｍ９を持ち、キャパシタ１２１，１２２は各々キャパ
シタンスＣ3，Ｃ4を持つものとする。Ｖｉｎはフィルタ
入力電圧、Ｖｏはキャパシタ１２２の両端に現れるフィ
ルタ出力電圧である。実際はＤＡＣ４０のアナログ制御
出力に応じてフィルタ特性を可変制御できるように５個
のｇｍアンプ１１４〜１１８にそれぞれ可変電流源が接
続されているのであるが、このうちゲイン調整用のｇｍ
アンプ１１４に接続された電流源（Ｉ03）１２７のみが
図示されている。ただし、この電流源１２７は、フィル
タ調整時に限って開かれるスイッチ（Ｓ2）１２６を介
して、当該ｇｍアンプ１１４に接続されている。FIG. 5 shows a second configuration example of the gm-C filter 11 in FIG. Gm-C filter 1 in FIG.
Reference numeral 1 denotes five gm amplifiers 114, 1 in addition to the configuration of FIG.
15, 116, 117, 118 and two capacitors 1
21 and 122 are fourth-order BPFs. The gm amplifiers 114, 115, 116, 117 and 118 have transconductances gm5, gm6, gm7, gm8,
gm9, and the capacitors 121 and 122 have capacitances C 3 and C 4 , respectively. Vin is a filter input voltage, and Vo is a filter output voltage appearing across the capacitor 122. Actually, variable current sources are respectively connected to the five gm amplifiers 114 to 118 so that the filter characteristics can be variably controlled according to the analog control output of the DAC 40. Among them, gm for gain adjustment is used.
Only the current source (I 03 ) 127 connected to the amplifier 114 is shown. However, this current source 127 is connected to the gm amplifier 114 via a switch (S 2 ) 126 that is opened only during filter adjustment.
【００２８】図５のｇｍ−Ｃフィルタ１１においてｇｍ
アンプ１１４と電流源１２７とを繋ぐスイッチ１２６が
開くと、ｇｍアンプ１１５の入力へのフィルタ出力電圧
Ｖｏのフィードバック経路が絶たれるため、４次ＢＰＦ
が２個の２次ＢＰＦの縦続接続に切り替えられる。ここ
で、初段の２次ＢＰＦは４個のｇｍアンプ１１０〜１１
３と、２個のキャパシタ１１９，１２０とにより、２段
目のＢＰＦは４個のｇｍアンプ１１５〜１１８と、２個
のキャパシタ１２１，１２２とによりそれぞれ構成され
る。そして、この切り替えにより、当該ｇｍ−Ｃフィル
タ１１の中心周波数は変化しないが、Ｑファクタは１／
（√２−１）倍、つまり約２．４倍に増大する。この結
果、３ｄＢダウンの帯域幅が約２．４分の１に狭められ
るので、帯域内ノイズが減ることになる。しかも、Ｑフ
ァクタの増大によりフィルタ出力の振動周波数が安定す
るため、フィルタ調整精度を高めることが可能となる。In the gm-C filter 11 shown in FIG.
When the switch 126 connecting the amplifier 114 and the current source 127 is opened, the feedback path of the filter output voltage Vo to the input of the gm amplifier 115 is cut off.
Is switched to cascade connection of two secondary BPFs. Here, the first-stage secondary BPF is composed of four gm amplifiers 110 to 11.
3 and two capacitors 119 and 120, the second-stage BPF includes four gm amplifiers 115 to 118 and two capacitors 121 and 122, respectively. By this switching, the center frequency of the gm-C filter 11 does not change, but the Q factor is 1 /
(√2-1) times, that is, about 2.4 times. As a result, the bandwidth of 3 dB down is reduced to about 2.4 times, so that in-band noise is reduced. Moreover, since the oscillation frequency of the filter output is stabilized by the increase of the Q factor, it is possible to increase the filter adjustment accuracy.
【００２９】図６は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の
第３の構成例を示している。図６のｇｍ−Ｃフィルタ１
１は、図３の構成に加えてｇｍアンプ１２８と、スイッ
チ（Ｓ3）１２９と、電流源（Ｉ04）１３０とを有する
２次のＢＰＦである。ｇｍアンプ１２８はトランスコン
ダクタンスｇｍ１０を持つものとする。スイッチ１２９
はフィルタ調整時に限って閉じられる。FIG. 6 shows a third configuration example of the gm-C filter 11 in FIG. Gm-C filter 1 in FIG.
Reference numeral 1 denotes a secondary BPF having a gm amplifier 128, a switch (S 3 ) 129, and a current source (I 04 ) 130 in addition to the configuration shown in FIG. The gm amplifier 128 has transconductance gm10. Switch 129
Is closed only when the filter is adjusted.
【００３０】スイッチ１２９が閉じた状態の図６のｇｍ
−Ｃフィルタ１１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、 Ｈ（ｓ）＝（ｓ・ｇｍ１／Ｃ1） ／｛（ｓ2＋ｓ・（ｇｍ２−ｇｍ１０）／Ｃ1 ＋ｇｍ３・ｇｍ４／（Ｃ1・Ｃ2）｝ …（１４） である。したがって、 ｇｍ１０＞ｇｍ２ …（１５） を満たすｇｍ１０を選ぶと、ｇｍアンプ１２８が負性抵
抗として機能することとなって、フィルタ本来の中心周
波数ｆ0と同じ周波数で発振するＶＣＯが得られる。し
たがって、式（４）中の計測周期数Ｍを大きくとれ、ノ
イズの影響が緩和されて調整精度が向上する。Gm of FIG. 6 with switch 129 closed
The transfer function H (s) of the −C filter 11 is as follows: H (s) = (s · gm1 / C 1 ) / ｛(s 2 + s · (gm2−gm10) / C 1 + gm3 · gm4 / (C 1 · C) 2 )｝ (14) Therefore, if gm10 that satisfies gm10> gm2 (15) is selected, the gm amplifier 128 functions as a negative resistance and is the same as the original center frequency f 0 of the filter. As a result, a VCO oscillating at a frequency can be obtained, so that the number of measurement cycles M in equation (4) can be increased, and the influence of noise is reduced, thereby improving the adjustment accuracy.
【００３１】図７は、図１中のｇｍ−Ｃフィルタ１１の
第４の構成例を示している。図７のｇｍ−Ｃフィルタ１
１は、図５の構成に加えて２個のｇｍアンプ１２８，１
３１と、２個のスイッチ（Ｓ3，Ｓ4）１２９，１３２
と、２個の電流源（Ｉ04，Ｉ05）１３０，１３３とを有
する４次のＢＰＦである。ｇｍアンプ１２８，１３１は
各々トランスコンダクタンスｇｍ１０，ｇｍ１１を持つ
ものとする。スイッチ１２９，１３２はフィルタ調整時
に限って閉じられる。FIG. 7 shows a fourth configuration example of the gm-C filter 11 in FIG. Gm-C filter 1 in FIG.
1 is two gm amplifiers 128, 1 in addition to the configuration of FIG.
31, two switches (S 3, S 4) 129,132
And four current sources (I 04 , I 05 ) 130 and 133. The gm amplifiers 128 and 131 have transconductances gm10 and gm11, respectively. Switches 129 and 132 are closed only during filter adjustment.
【００３２】スイッチ１２９，１３２が閉じた状態で
は、 ｇｍ１０＞ｇｍ２ かつ ｇｍ１１＞ｇｍ９ …（１６） を満たすｇｍ１０及びｇｍ１１を選ぶと、ｇｍアンプ１
２８、１３１がそれぞれ負性抵抗として機能することと
なって、フィルタ本来の中心周波数ｆ0と同じ周波数で
発振するＶＣＯが得られる。したがって、式（４）中の
計測周期数Ｍを大きくとれ、ノイズの影響が緩和されて
調整精度が向上する。When the switches 129 and 132 are closed, if gm10 and gm11 satisfying gm10> gm2 and gm11> gm9 (16) are selected, the gm amplifier 1
28 and 131 each function as a negative resistance, and a VCO that oscillates at the same frequency as the original center frequency f 0 of the filter is obtained. Therefore, the number of measurement cycles M in equation (4) can be increased, and the influence of noise is reduced, thereby improving the adjustment accuracy.
【００３３】図８は、本発明に係るフィルタ自動調整回
路の他の構成例を示している。図８によれば、ｇｍ−Ｃ
フィルタ１１は、各々ＤＡＣ４０の制御出力に応じて中
心周波数を可変制御できるマスターフィルタ１１ａとス
レーブフィルタ１１ｂとを有し、その回路構成を調整時
に限って高ＳＮ比構成に変更し得るものである。マスタ
ーフィルタ１１ａはスレーブフィルタ１１ｂに対してい
わゆるリファレンスフィルタとして機能し、基準信号よ
り分周器３１で分周された第２の基準信号がマスターフ
ィルタ１１ａに与えられてプリ調整された後、テスト信
号発生器３２で発生したテスト信号を用いたスレーブフ
ィルタ１１ｂの調整が行われるようになっている。これ
により、高精度の中心周波数調整を達成できる。FIG. 8 shows another configuration example of the automatic filter adjustment circuit according to the present invention. According to FIG. 8, gm-C
The filter 11 has a master filter 11a and a slave filter 11b, each of which can variably control the center frequency according to the control output of the DAC 40, and can change its circuit configuration to a high SN ratio configuration only during adjustment. The master filter 11a functions as a so-called reference filter for the slave filter 11b. After the second reference signal divided by the frequency divider 31 from the reference signal is given to the master filter 11a and pre-adjusted, the test signal The adjustment of the slave filter 11b using the test signal generated by the generator 32 is performed. Thereby, highly accurate center frequency adjustment can be achieved.
【００３４】図９は、本発明に係るフィルタ自動調整回
路を用いた携帯電話システムのブロック図である。図９
中の集積回路６０は、周波数変換復調部６１と、シンセ
サイザＰＬＬ６２と、変調部６３とを１チップ化したも
のであって、被調整フィルタであるｇｍ−Ｃフィルタと
その自動調整回路とが周波数変換復調部６１の中にあ
る。FIG. 9 is a block diagram of a portable telephone system using the automatic filter adjusting circuit according to the present invention. FIG.
The integrated circuit 60 has a frequency conversion demodulation unit 61, a synthesizer PLL 62, and a modulation unit 63 integrated into one chip. The gm-C filter, which is a filter to be adjusted, and its automatic adjustment circuit are frequency-converted. It is in the demodulation unit 61.
【００３５】図９の携帯電話システムでは、アンテナ７
０で受信されたＲＦ信号が共用器７２を経て受信アンプ
７１へ導かれ、ＢＰＦにより受信信号を選択・増幅す
る。その受信信号をシンセサイザＰＬＬ６２からの信号
でチャンネル選択し、第１及び第２ＩＦ（４００ｋＨ
ｚ）に変換増幅され、復調された音声信号を出力する。
この音声信号は音声信号処理部７４で復号化され、スピ
ーカ７７から音として取り出される。またデータ信号は
データ処理部７５で復号化され、制御部７６により表示
部８１に表示される。一方、マイク７８から取り込まれ
た音声信号は、キーマトリックス８０から入力されたデ
ータ信号をデータ処理部７５で符号化した信号ととも
に、符号化され、変調部６３に加えられる。この信号
は、シンセサイザＰＬＬ６２からの信号でＲＦ信号に変
調される。この変調信号は送信アンプ７３にて送信出力
に必要なレベルまで電力増幅され、共用器７２を通して
アンテナ７０から出力される。なお、ＩＤ−ＲＯＭ７９
は端末のＩＤ番号を記憶するものである。In the portable telephone system shown in FIG.
The RF signal received at 0 is guided to the receiving amplifier 71 via the duplexer 72, and the received signal is selected and amplified by the BPF. The channel of the received signal is selected by the signal from the synthesizer PLL 62, and the first and second IFs (400 kHz
z), and outputs a demodulated audio signal.
This audio signal is decoded by the audio signal processing unit 74 and extracted from the speaker 77 as sound. The data signal is decoded by the data processing unit 75 and displayed on the display unit 81 by the control unit 76. On the other hand, the audio signal fetched from the microphone 78 is encoded together with a signal obtained by encoding the data signal input from the key matrix 80 by the data processing unit 75, and is applied to the modulation unit 63. This signal is modulated into an RF signal by a signal from the synthesizer PLL 62. This modulated signal is power-amplified by the transmission amplifier 73 to a level required for transmission output, and output from the antenna 70 through the duplexer 72. The ID-ROM 79
Stores the ID number of the terminal.
【００３６】携帯電話システムにおける各チャンネルの
帯域幅は±１０ｋＨｚ程度（中心周波数に対して５％程
度）に選ばれており、隣接チャンネル（５０ｋＨｚ離調
信号）の妨害を防ぐため、狭帯域のＢＰＦが周波数変換
復調部６１で使用される。このような携帯電話システム
の受信部に上記本発明に係るフィルタ自動調整回路を採
用することで、高精度の中心周波数調整と、待ち受け時
間の長時間化を達成できる。The bandwidth of each channel in the portable telephone system is selected to be about ± 10 kHz (about 5% with respect to the center frequency). In order to prevent interference of an adjacent channel (50 kHz detuned signal), a narrow band BPF is used. Are used in the frequency conversion demodulation unit 61. By employing the filter automatic adjustment circuit according to the present invention in the receiving section of such a mobile phone system, it is possible to achieve highly accurate center frequency adjustment and a long standby time.
【００３７】なお、以上の説明では被調整フィルタをｇ
ｍ−Ｃフィルタとしたが、中心周波数を電圧又は電流で
可変制御できる電子フィルタであればよい。また、本発
明はＢＰＦに限らず、ＨＰＦ又はＬＰＦにも適用可能で
ある。In the above description, the filter to be adjusted is g
Although the m-C filter is used, any electronic filter that can variably control the center frequency by voltage or current may be used. Further, the present invention is not limited to the BPF, but is applicable to an HPF or an LPF.
【００３８】[0038]
【発明の効果】以上説明してきたとおり、本発明によれ
ば、被調整フィルタの回路構成を調整時に限って高ＳＮ
比構成に変更し、インパルス信号、パルス信号又はステ
ップ信号を利用して当該フィルタの特性周波数を検出・
調整し、その調整結果をメモリに記憶して再利用するこ
ととしたので、携帯電話システムの受信部等に使用され
るフィルタの調整に適した、ノイズに強く、高精度かつ
低消費電力化の可能なフィルタ自動調整回路を提供する
ことができる。As described above, according to the present invention, the circuit configuration of the filter to be adjusted has a high SN only when it is adjusted.
Change to the ratio configuration, and use the impulse signal, pulse signal, or step signal to detect the characteristic frequency of the filter.
Since adjustments are made and the adjustment results are stored in the memory and reused, it is suitable for adjustment of filters used in the receiving unit of the mobile phone system, etc., and is resistant to noise, high precision and low power consumption. A possible filter automatic adjustment circuit can be provided.
【図１】本発明に係るフィルタ自動調整回路の構成例を
示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an automatic filter adjustment circuit according to the present invention.
【図２】図１中のアップダウンカウンタの動作を説明す
るための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of an up-down counter in FIG. 1;
【図３】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第１の構成例を示
すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a first configuration example of a gm-C filter in FIG. 1;
【図４】図３中の初段トランスコンダクタンスアンプの
内部構成例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of an internal configuration of a first-stage transconductance amplifier in FIG. 3;
【図５】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第２の構成例を示
すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram illustrating a second configuration example of the gm-C filter in FIG. 1;
【図６】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第３の構成例を示
すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a third configuration example of the gm-C filter in FIG. 1;
【図７】図１中のｇｍ−Ｃフィルタの第４の構成例を示
すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a fourth configuration example of the gm-C filter in FIG. 1;
【図８】本発明に係るフィルタ自動調整回路の他の構成
例を示すブロック図である。FIG. 8 is a block diagram showing another configuration example of the automatic filter adjustment circuit according to the present invention.
【図９】本発明に係るフィルタ自動調整回路を用いた携
帯電話システムのブロック図である。FIG. 9 is a block diagram of a mobile phone system using the filter automatic adjustment circuit according to the present invention.
１０ 受信部 １１ ｇｍ−Ｃフィルタ １１ａ マスターフィルタ １１ｂ スレーブフィルタ ２０ 不揮発性メモリ付きマイクロコンピュータ（コン
トローラ） ３０ 特性調整回路 ３１ 分周器 ３２ テスト信号発生器 ３３ カウンタ ３４ 周波数検出器 ３５ アップダウンカウンタ ４０ デジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ） ５０ 位相同期ループ（ＰＬＬ）回路 ６０ 集積回路 ６１ 周波数変換復調部 ６２ シンセサイザＰＬＬ ６３ 変調部 １１０〜１１８ トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍ
アンプ） １１９，１２０，１２１，１２２ キャパシタ １２３，１２６，１２９，１３２ スイッチ（回路構成
変更手段） １２４，１２５，１２７，１３０，１３３ 電流源（回
路構成変更手段） １２８，１３１ トランスコンダクタンスアンプ（回路
構成変更手段） １４０，１４１ トランジスタ １４２，１４３ 電流源 Δｆ ｇｍ−Ｃフィルタの周波数誤差 ΔＮ アップダウンカウンタの出力値変化DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Receiving part 11 gm-C filter 11a Master filter 11b Slave filter 20 Microcomputer (controller) with nonvolatile memory 30 Characteristic adjustment circuit 31 Divider 32 Test signal generator 33 Counter 34 Frequency detector 35 Up / down counter 40 Digital Analog converter (DAC) 50 Phase locked loop (PLL) circuit 60 Integrated circuit 61 Frequency conversion demodulation unit 62 Synthesizer PLL 63 Modulation unit 110-118 Transconductance amplifier (gm)
Amplifiers 119, 120, 121, 122 Capacitors 123, 126, 129, 132 Switches (Circuit Configuration Changing Means) 124, 125, 127, 130, 133 Current Sources (Circuit Configuration Changing Means) 128, 131 Transconductance Amplifiers (Circuit Configuration) Changing means) 140, 141 Transistors 142, 143 Current source Δf Frequency error of gm-C filter ΔN Change in output value of up / down counter
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 道代 大阪府門真市大字門真1006番地 松下シス テムテクノ株式会社内 (72)発明者 衣笠 教英 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 荒屋敷 護 神奈川県横浜市港北区綱島東４丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J098 AA14 AB00 AB02 AB03 AB04 AB12 AB15 AB21 AB23 AB26 AB31 AC02 AC13 AC22 AC27 AD16 AD18 AD24 CA02 CA04 CA05 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing from the front page (72) Michiyo Yamamoto, 1006 Kadoma Kadoma, Kazuma, Osaka Prefecture Inside Matsushita System Techno Co., Ltd. (72) Norihide Kinugasa 1006 Kadoma Kadoma, Kadoma, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Inventor Mamoru Arayashiki 4-3-1 Tsunashima Higashi, Kohoku-ku, Yokohama-shi, Kanagawa Prefecture F-term in Matsushita Communication Industrial Co., Ltd. 5J098 AA14 AB00 AB02 AB03 AB04 AB12 AB15 AB21 AB23 AB26 AB31 AC02 AC13 AC22 AC27 AD16 AD18 AD24 CA02 CA04 CA05
Claims (13)
整するためのフィルタ自動調整回路であって、 前記フィルタの本来の回路構成を、当該フィルタの調整
時に、前記本来の回路構成と同じ特性周波数を持ち、か
つ前記本来の回路構成に比べて改善された信号対雑音比
を持つ調整専用の回路構成に変更するための回路構成変
更手段と、 前記調整専用の回路構成を持つフィルタにインパルス信
号、パルス信号又はステップ信号をテスト信号として入
力した時に当該フィルタの出力に現れる振動波形の周期
を計測し、当該周期計測の結果から当該フィルタの特性
周波数を検出し、かつ前記目標周波数からのずれを補正
するように当該フィルタに調整信号を与えるための特性
調整回路と、 前記特性調整回路を起動するための調整命令を発行した
後、前記フィルタの特性周波数と前記目標周波数との差
が許容範囲内に入った時の前記調整信号を記憶し、前記
フィルタの使用時には、当該フィルタの本来の回路構成
に戻し、前記特性調整回路の動作を停止させ、かつ前記
記憶した調整信号をもって前記フィルタの特性を制御す
るためのコントローラとを備えたことを特徴とするフィ
ルタ自動調整回路。1. An automatic filter adjusting circuit for adjusting a characteristic frequency of a filter to a target frequency, wherein an original circuit configuration of the filter is adjusted to the same characteristic frequency as the original circuit configuration when adjusting the filter. Having, and a circuit configuration changing means for changing to a circuit dedicated to adjustment having an improved signal-to-noise ratio compared to the original circuit configuration, and an impulse signal, pulse to a filter having the circuit dedicated to adjustment When a signal or a step signal is input as a test signal, a cycle of a vibration waveform appearing at an output of the filter is measured, a characteristic frequency of the filter is detected from a result of the cycle measurement, and a deviation from the target frequency is corrected. A characteristic adjustment circuit for providing an adjustment signal to the filter, and after issuing an adjustment instruction for activating the characteristic adjustment circuit, Storing the adjustment signal when the difference between the characteristic frequency of the filter and the target frequency falls within an allowable range, and when using the filter, returning to the original circuit configuration of the filter; A controller for stopping operation and controlling a characteristic of the filter using the stored adjustment signal.
おいて、 前記フィルタは、複数のトランスコンダクタンスアンプ
と複数のキャパシタとを有するｇｍ−Ｃフィルタである
ことを特徴とするフィルタ自動調整回路。2. The automatic filter adjustment circuit according to claim 1, wherein the filter is a gm-C filter having a plurality of transconductance amplifiers and a plurality of capacitors.
おいて、 前記回路構成変更手段は、前記フィルタの調整時に当該
フィルタのゲインを増大させるための手段を備えたこと
を特徴とするフィルタ自動調整回路。3. The automatic filter adjusting circuit according to claim 1, wherein said circuit configuration changing means includes means for increasing a gain of said filter when adjusting said filter. .
おいて、 前記回路構成変更手段は、前記フィルタの調整時に当該
フィルタのクオリティファクタを増大させるための手段
を備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。4. The automatic filter adjustment circuit according to claim 1, wherein said circuit configuration changing means includes means for increasing a quality factor of said filter when adjusting said filter. circuit.
おいて、 前記回路構成変更手段は、前記フィルタの調整時に当該
フィルタの特性周波数と同じ周波数で当該フィルタを発
振させるための手段を備えたことを特徴とするフィルタ
自動調整回路。5. The automatic filter adjusting circuit according to claim 1, wherein said circuit configuration changing means includes means for oscillating said filter at the same frequency as the characteristic frequency of said filter when adjusting said filter. Characteristic filter automatic adjustment circuit.
おいて、 前記コントローラは、複数回の試行に係る複数の前記調
整信号を平均化して記憶し、当該平均化した調整信号を
もって前記フィルタの特性を制御するように構成された
ことを特徴とするフィルタ自動調整回路。6. The automatic filter adjustment circuit according to claim 1, wherein the controller averages and stores a plurality of the adjustment signals according to a plurality of trials, and uses the averaged adjustment signal to determine a characteristic of the filter. An automatic filter adjustment circuit configured to control.
おいて、 前記特性調整回路は、 基準信号として与えられたクロック信号を分周するため
の分周器と、 前記分周されたクロック信号から前記テスト信号を発生
するためのテスト信号発生器と、 前記テスト信号に応答して前記フィルタの出力に現れる
振動波形の周期を、前記クロック信号を用いて計測する
ためのカウンタと、 前記カウンタによる計測結果から前記フィルタの特性周
波数を検出するための周波数検出器と、 前記検出された特性周波数と前記目標周波数との差に応
じて前記調整信号を変化させるためのアップダウンカウ
ンタとを備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回
路。7. The automatic filter adjustment circuit according to claim 1, wherein the characteristic adjustment circuit includes: a frequency divider for dividing a clock signal provided as a reference signal; A test signal generator for generating a test signal, a counter for measuring, using the clock signal, a cycle of an oscillation waveform appearing at an output of the filter in response to the test signal, and a measurement result by the counter. And a frequency detector for detecting a characteristic frequency of the filter from; and an up / down counter for changing the adjustment signal in accordance with a difference between the detected characteristic frequency and the target frequency. Filter automatic adjustment circuit.
おいて、 前記特性調整回路又は前記コントローラからデジタル形
式の調整信号を受け取り、当該調整信号に応じたアナロ
グ制御信号を前記フィルタに与えるためのデジタル・ア
ナログコンバータを更に備えたことを特徴とするフィル
タ自動調整回路。8. The automatic filter adjustment circuit according to claim 7, wherein a digital adjustment signal is received from the characteristic adjustment circuit or the controller, and an analog control signal corresponding to the adjustment signal is supplied to the filter. An automatic filter adjustment circuit, further comprising an analog converter.
おいて、 前記基準信号を発生するための位相同期ループ回路を更
に備えたことを特徴とするフィルタ自動調整回路。9. The automatic filter adjustment circuit according to claim 7, further comprising a phase locked loop circuit for generating the reference signal.
において、 前記アップダウンカウンタは、前記検出された特性周波
数と前記目標周波数との差が大きいほど前記調整信号を
大きく変化させるように構成されたことを特徴とするフ
ィルタ自動調整回路。10. The automatic filter adjustment circuit according to claim 7, wherein the up / down counter is configured to change the adjustment signal larger as the difference between the detected characteristic frequency and the target frequency is larger. An automatic filter adjustment circuit, characterized in that:
において、 前記アップダウンカウンタは、前記検出された特性周波
数が前記目標周波数に近づいた時点で前記調整信号の制
御感度を落とすように構成されたことを特徴とするフィ
ルタ自動調整回路。11. The filter automatic adjustment circuit according to claim 7, wherein the up / down counter is configured to reduce the control sensitivity of the adjustment signal when the detected characteristic frequency approaches the target frequency. An automatic filter adjustment circuit, characterized in that:
において、 前記フィルタは、各々前記調整信号に応じて特性周波数
を可変制御できるマスターフィルタとスレーブフィルタ
とを有し、 前記マスターフィルタに前記基準信号より分周された第
２の基準信号が与えられてプリ調整された後、前記テス
ト信号を用いた前記スレーブフィルタの調整が行われる
ように構成されたことを特徴とするフィルタ自動調整回
路。12. The automatic filter adjustment circuit according to claim 7, wherein each of the filters includes a master filter and a slave filter capable of variably controlling a characteristic frequency according to the adjustment signal, and the master filter includes a reference signal. An automatic filter adjustment circuit, wherein the slave filter is adjusted using the test signal after a second frequency-divided second reference signal is supplied and pre-adjusted.
のフィルタ自動調整回路を受信部に有することを特徴と
する携帯電話システム。13. A mobile phone system, comprising: a receiving unit including the filter automatic adjustment circuit according to claim 1.
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