JP2002078373A - Brushless motor controller - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a brushless motor controller which can realize wide-angle power feeding at high efficiency and low vibration and noise, without the use of a magnetism detecting means, such as Hall element for detecting the rotating position of a rotor in the brushless motor. SOLUTION: This brushless motor controller is constructed to determine a motor speed, an index of power feeding coefficient so as to determine the power feeding coefficient during a pulse width modulation period and the start timing and the end timing of the cut-off period, depending on the DC power source voltage.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明はブラシレスモータへ
の印加電圧を制御する制御装置に関し、特にロータの回
転位置の検出をホール素子等の磁気検出手段等を用いる
ことなく行うブラシレスモータの制御装置に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for controlling a voltage applied to a brushless motor, and more particularly to a control device for a brushless motor which detects a rotational position of a rotor without using magnetic detecting means such as a Hall element. Things.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来のブラシレスモータの制御装置にお
いて、ロータの回転位置の検出をホール素子等の磁気検
出手段を用いることなく行う、いわゆるセンサレス制御
としては特開２０００−８３３９７号公報に開示された
技術がある。以下、従来のブラシレスモータの制御装置
について説明する。図１９は従来のブラシレスモータの
制御装置のシステム構成を示すブロック図である。図１
９において、ブラシレスモータ１０１は、相巻線１２１
ｕ、１２１ｖ、１２１ｗが取付けられたステータ１０２
と、磁石が装着されて回転可能に支持されたロータ１０
３とを備えている。各相巻線１２１ｕ、１２１ｖ、１２
１ｗはスイッチング回路１０５に接続されており、相巻
線１２１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗに印加される電圧が制
御されている。このスイッチング回路１０５には電源１
０４により直流電圧が供給される。2. Description of the Related Art In a conventional brushless motor control apparatus, a so-called sensorless control for detecting the rotational position of a rotor without using a magnetic detecting means such as a Hall element is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-83397. There is technology. Hereinafter, a conventional control device for a brushless motor will be described. FIG. 19 is a block diagram showing the system configuration of a conventional brushless motor control device. FIG.
9, the brushless motor 101 includes a phase winding 121.
stator 102 to which u, 121v, 121w are attached
And a rotor 10 mounted with a magnet and rotatably supported.
3 is provided. Each phase winding 121u, 121v, 12
1w is connected to the switching circuit 105, and controls the voltage applied to the phase windings 121u, 121v, and 121w. This switching circuit 105 has a power supply 1
04 supplies a DC voltage.

【０００３】スイッチング回路１０５は、電流の流れの
方向に対して上流側と下流側に配設された一対のスイッ
チング素子が直列に接続されており、この直列回路がＵ
相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３つ設けられている。図１
９に示したように、Ｕ相用の直列回路は上流側スイッチ
ング素子１５１ｕと下流側スイッチング素子１５２ｕと
を有している。Ｖ相用の直列回路は上流側スイッチング
素子１５１ｖと下流側スイッチング素子１５２ｖとを有
している。また、Ｗ相用の直列回路は上流側スイッチン
グ素子１５１ｗと下流側スイッチング素子１５２ｗとを
有している。また、スイッチング回路１０５において
は、それぞれのスイッチング素子１５１ｕ、１５２ｕ、
１５１ｖ、１５２ｖ、１５１ｗ、１５２ｗに逆方向で並
列に接続されたダイオード１５３ｕ、１５４ｕ、１５３
ｖ、１５４ｖ、１５３ｗ、１５４ｗがそれぞれ設けられ
ている。スイッチング回路１０５におけるＵ相用のスイ
ッチング素子１５１ｕ、１５２ｕの相互接続点には、ブ
ラシレスモータ１０１の相巻線１２１ｕが接続されてい
る。同様に、Ｖ相用のスイッチング素子１５１ｖ、１５
２ｖの相互接続点にはブラシレスモータ１０１の相巻線
１２１ｖが接続されており、Ｗ相用のスイッチング素子
１５１ｗ、１５２ｗの相互接続点にはブラシレスモータ
１０１の相巻線１２１ｗが接続されている。The switching circuit 105 has a pair of switching elements arranged in series upstream and downstream with respect to the direction of current flow, and is connected in series.
Three are provided for the phase, the V phase, and the W phase. FIG.
As shown in FIG. 9, the series circuit for the U phase has an upstream switching element 151u and a downstream switching element 152u. The series circuit for the V phase has an upstream switching element 151v and a downstream switching element 152v. The series circuit for the W phase has an upstream switching element 151w and a downstream switching element 152w. In the switching circuit 105, each of the switching elements 151u, 152u,
Diodes 153u, 154u, 153 connected in parallel in the opposite direction to 151v, 152v, 151w, 152w
v, 154v, 153w, and 154w, respectively. A phase winding 121u of the brushless motor 101 is connected to an interconnection point of the U-phase switching elements 151u and 152u in the switching circuit 105. Similarly, V-phase switching elements 151v, 15v
The phase winding 121v of the brushless motor 101 is connected to the interconnection point 2v, and the phase winding 121w of the brushless motor 101 is connected to the interconnection point of the W-phase switching elements 151w and 152w.

【０００４】スイッチング回路１０５のスイッチング素
子１５１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、１５１
ｗ、１５２ｗは、印加電圧制御回路１０８によりスイッ
チング素子変調回路１０６を介して制御され、各スイッ
チング素子１５１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、
１５１ｗ、１５２ｗに対してパルス幅が変調された信号
が順次入力される。さらに、従来のブラシレスモータの
制御装置には、電圧出力回路１１０、電流零判断部１０
９、誘起電圧検出回路１１１、及び電圧指令部１０７が
設けられている。The switching elements 151u, 152u, 151v, 152v, 151 of the switching circuit 105
w, 152w are controlled by the applied voltage control circuit 108 via the switching element modulation circuit 106, and each of the switching elements 151u, 152u, 151v, 152v,
Signals whose pulse widths are modulated are sequentially input to 151w and 152w. Further, the conventional brushless motor control device includes a voltage output circuit 110 and a current zero determination unit 10.
9, an induced voltage detection circuit 111, and a voltage command unit 107.

【０００５】上記のように構成された従来の制御装置に
おいて、印加電圧制御回路１０８はスイッチング素子変
調回路１０６を介してスイッチング回路５の各スイッチ
ング素子１５１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、１
５１ｗ、１５２ｗを制御する。各スイッチング素子１５
１ｕ、１５２ｕ、１５１ｖ、１５２ｖ、１５１ｗ、１５
２ｗには、スイッチング素子変調回路１０６からのパル
ス幅が変調された導通指令信号、または遮断指令信号が
入力され、各相の巻線１２１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗへ
の印加電圧が制御されている。このとき、各相の巻線１
２１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗには順次電流が流れてロー
タ１０３を回転させる。このとき巻線１２１ｕ、１２１
ｖ、１２１ｗに流れる電流は、位相が１２０度ずつ異な
る電流波形となる。上記制御装置は、各相において上流
側スイッチング素子と下流側スイッチング素子の両方と
も遮断される遮断期間を検知して、ロータ１０３の回転
位置を検出する。ロータ位置の検出方法は、一つの相
（例えばＵ相）の一対のスイッチング素子（１５１ｕ、
１５２ｕ）がともに遮断されている期間内に、同相の巻
線（１２１ｕ）に発生する誘起電圧を誘起電圧検出回路
１１１により検出し、ブラシレスモータ１０１の特性か
ら決定される誘起電圧と比較してロータ１０３の回転位
置を検出する。印加電圧制御回路１０８は、検知された
ロータ位置を基準とした遮断期間の開始タイミングと終
了タイミングを決定して、スイッチング回路１０５へ出
力する。In the conventional control device configured as described above, the applied voltage control circuit 108 switches the switching elements 151u, 152u, 151v, 152v, and 152v of the switching circuit 5 via the switching element modulation circuit 106.
51w and 152w are controlled. Each switching element 15
1u, 152u, 151v, 152v, 151w, 15
To 2w, a conduction command signal or a cutoff command signal whose pulse width is modulated from the switching element modulation circuit 106 is input, and the voltage applied to the windings 121u, 121v, 121w of each phase is controlled. At this time, winding 1 of each phase
Current flows sequentially through 21u, 121v, and 121w to rotate the rotor 103. At this time, the windings 121u, 121
The currents flowing through v and 121w have current waveforms that differ in phase by 120 degrees. The control device detects a rotation period of the rotor 103 by detecting a shutoff period in which both the upstream switching element and the downstream switching element are shut off in each phase. The rotor position is detected by a pair of switching elements (151u, 151u,
152u), the induced voltage generated in the winding (121u) of the same phase is detected by the induced voltage detection circuit 111 during the period in which both are shut off, and the rotor is compared with the induced voltage determined from the characteristics of the brushless motor 101. The rotational position of 103 is detected. The applied voltage control circuit 108 determines the start timing and the end timing of the cutoff period based on the detected rotor position, and outputs the determined timing to the switching circuit 105.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
た従来の制御装置において、ロータ１０３の内部に磁石
が埋め込まれているようなブラシレスモータの場合、検
出される誘起電圧はモータ速度と各巻線１２１ｕ、１２
１ｖ、１２１ｗに流れる電流の大きさにより大きく変化
する。従って、従来の制御装置において、条件によって
は有効な誘起電圧が検出できなくなるという問題があっ
た。図２０は無負荷時におけるブラシレスモータのロー
タ１０３の磁石により生じるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の誘起電
圧と電気角との関係を示す波形図である。図２０に示す
ように、このときの各相の誘起電圧は各相が１２０°ず
つ異なる正弦波曲線となる。In the conventional control device configured as described above, in the case of a brushless motor in which a magnet is embedded in the rotor 103, the induced voltage detected is the motor speed and each winding. Lines 121u, 12
It largely changes depending on the magnitude of the current flowing through 1v and 121w. Therefore, the conventional control device has a problem that an effective induced voltage cannot be detected depending on conditions. FIG. 20 is a waveform diagram showing the relationship between the induced voltage of the U-phase, V-phase, and W-phase generated by the magnet of the rotor 103 of the brushless motor and the electrical angle at the time of no load. As shown in FIG. 20, the induced voltage of each phase at this time is a sine wave curve in which each phase differs by 120 °.

【０００７】一方、従来の制御装置によりブラシレスモ
ータに対して通電制御を行った場合、パルス幅変調され
たパルス幅が小さい時、導通する期間が短くなるためブ
ラシレスモータの電流は小さくなる。この時、巻線１２
１ｕ、１２１ｖ、１２１ｗに発生する誘起電圧は位相が
変化する。この変化が大きいとき、場合によっては遮断
期間内で誘起電圧変化を検出できなくなる。図２１は従
来のブラシレスモータの制御装置において遮断期間で検
出される誘起電圧波形を示す信号波形図である。図２１
の（ａ）はＵ相のスイッチング素子１５１ｕに入力され
る信号波形図であり、（ｂ）はスイッチング素子１５２
ｕに入力される信号波形図である。図２１の（ｃ）はＵ
相の巻線１２１ｕに印加される電圧波形図である。図２
１の波形図において、長円で囲った部分が遮断期間にお
ける誘起電圧の波形であり、この期間においてはほとん
ど誘起電圧が検出できないことが理解できる。また、ブ
ラシレスモータが高速になってくると発生する誘起電圧
が大きくなるため、有効な印加電圧が減少する。この結
果、最高回転数が制限されるという問題があった。On the other hand, when the current control is performed on the brushless motor by the conventional control device, when the pulse width modulated by the pulse width is small, the conduction period is shortened and the current of the brushless motor is reduced. At this time, the winding 12
The phases of the induced voltages generated at 1u, 121v, and 121w change. When this change is large, it may not be possible to detect a change in the induced voltage within the cutoff period. FIG. 21 is a signal waveform diagram showing an induced voltage waveform detected in a cutoff period in a conventional brushless motor control device. FIG.
10A is a signal waveform diagram input to the U-phase switching element 151u, and FIG.
FIG. 9 is a signal waveform diagram input to u. FIG. 21C shows U
It is a voltage waveform diagram applied to phase winding 121u. FIG.
In the waveform diagram of FIG. 1, it can be understood that the portion surrounded by an ellipse is the waveform of the induced voltage during the cutoff period, and the induced voltage can hardly be detected during this period. Further, when the speed of the brushless motor increases, the induced voltage generated increases, so that the effective applied voltage decreases. As a result, there is a problem that the maximum rotation speed is limited.

【０００８】一方、従来のブラシレスモータの制御装置
において、負荷が重くなったとき、即ち、パルス幅変調
の通電率が大きいとき、各相の巻線に流れる電流波形は
矩形波状に変化する。図２２は、パルス幅変調の通電率
が大きいときの電流波形を示す波形図である。図２２に
示すように、このときの電流波形はトルクリップルが大
きくるので、ブラシレスモータの振動が多くなる。従っ
て、このような状態の従来のブラシレスモータの制御装
置においては、効率が悪いという問題があった。本発明
は、上記の従来の制御装置における問題を解決すること
を課題とし、ロータの回転位置の検出のためにホール素
子等の磁気検出手段を用いることなく、高効率で動作範
囲の広い広角通電ができ、振動を確実に抑制できるブラ
シレスモータの制御装置を提供することを目的とするも
のである。On the other hand, in the conventional brushless motor control device, when the load becomes heavy, that is, when the duty ratio of pulse width modulation is large, the waveform of the current flowing through the winding of each phase changes in a rectangular waveform. FIG. 22 is a waveform diagram showing a current waveform when the duty ratio of pulse width modulation is large. As shown in FIG. 22, the current waveform at this time has a large torque ripple, so that the vibration of the brushless motor increases. Therefore, the conventional brushless motor control device in such a state has a problem of low efficiency. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-described problems in the conventional control device, and to use a wide-angle energizing device with high efficiency and a wide operating range without using a magnetic detecting unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor. It is an object of the present invention to provide a control device for a brushless motor capable of reliably suppressing vibration.

【０００９】[0009]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、複
数相の巻線を有するステータと複数極の磁石を有するロ
ータとを備えたブラシレスモータのための制御装置であ
って、直流電源に接続された一対のスイッチング素子が
電流の流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて
直列接続された直列回路を複数有するスイッチング回
路、前記スイッチング回路の各相の直列回路に供給され
る直流電圧を検出する直流電圧検出手段、前記スイッチ
ング回路の１つの直列回路の両方のスイッチング素子が
同時に遮断されている期間に当該直列回路のスイッチン
グ素子間に接続された巻線の端子に現れる誘起電圧を検
出し、出力する誘起電圧検出手段、前記誘起電圧検出手
段から出力された誘起電圧の波形と、前記ブラシレスモ
ータの特性から決められる誘起電圧の波形とに基づいて
前記ロータの回転位置を演算し、出力するロータ回転位
置検出手段、前記ロータの回転位置の時間による変化か
らモータ速度を演算するモータ速度演算手段、前記モー
タ速度と指令速度との偏差に基づいて通電率指標を出力
する速度制御手段、前記モータ速度、前記直流電圧、及
び前記通電率指標のうち少なくとも１つの値と前記ロー
タ回転位置検出手段から出力されたロータ回転位置とに
基づいて、前記スイッチング回路の各相の直列回路の一
対のスイッチング素子に同時に遮断信号を出力する期間
である遮断期間の開始タイミングと終了タイミングとを
各相分作成する遮断期間タイミング作成手段、及び、前
記遮断期間タイミング作成手段から出力された各相の遮
断期間の開始タイミングと終了タイミングと前記ロータ
回転位置検出手段から出力されたロータ回転位置とに基
づいて、各相の遮断期間には直列回路の両方のスイッチ
ング素子への遮断信号を作成し、前記遮断期間以外の期
間である導通期間には各直列回路の一対のいずれかのス
イッチング素子への連続導通信号もしくは前記通電率指
標に基づいた断続導通信号のいずれかの信号を作成する
とともに、当該対の他方のスイッチング素子への遮断信
号を作成して、前記スイッチング回路に出力するスイッ
チング信号作成手段を具備する。上記のように構成され
た本発明の制御装置は、ロータの回転位置の検出のため
にホール素子等の磁気検出手段を用いることなく、高効
率で広角通電を行うことができる。In order to achieve the above object, a control device for a brushless motor according to the present invention comprises a brushless motor having a stator having a plurality of phase windings and a rotor having a plurality of pole magnets. A control device for a motor, a switching circuit having a plurality of series circuits in which a pair of switching elements connected to a DC power supply are arranged on an upstream side and a downstream side with respect to a current flow direction and are connected in series. DC voltage detecting means for detecting a DC voltage supplied to a series circuit of each phase of the switching circuit, a switching element of the series circuit during a period in which both switching elements of one series circuit of the switching circuit are simultaneously cut off. An induced voltage detecting means for detecting and outputting an induced voltage appearing at a terminal of a winding connected therebetween, and an induced voltage output from the induced voltage detecting means. A rotor rotation position detecting means for calculating and outputting a rotation position of the rotor based on a voltage waveform and a waveform of an induced voltage determined from characteristics of the brushless motor; Motor speed calculating means, which calculates a motor speed, a speed control means for outputting a duty ratio index based on a deviation between the motor speed and the command speed, at least one of the motor speed, the DC voltage, and the duty ratio index. Start timing and end timing of a shutoff period during which a shutoff signal is simultaneously output to a pair of switching elements of a series circuit of each phase of the switching circuit based on the rotor rotation position output from the rotor rotation position detection means. From the cut-off period timing creating means for creating each phase. Based on the start and end timings of the shut-off period of each phase and the rotor rotational position output from the rotor rotational position detecting means, a shut-off signal to both switching elements of the series circuit is provided during the shut-off period of each phase. In the conduction period that is a period other than the cutoff period, a signal of either a continuous conduction signal to one of a pair of switching elements of each series circuit or an intermittent conduction signal based on the duty ratio index is created. And a switching signal generating means for generating a cutoff signal to the other switching element of the pair and outputting the signal to the switching circuit. The control device of the present invention configured as described above can perform wide-angle energization with high efficiency without using a magnetic detection unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor.

【００１０】他の観点の発明におけるブラシレスモータ
の制御装置は、複数相の巻線を有するステータと複数極
の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータのた
めの制御装置であって、直流電源に接続された一対のス
イッチング素子が電流の流れの方向に対して上流側と下
流側に配置されて直列接続された直列回路を複数有する
スイッチング回路、前記スイッチング回路の各直列回路
に供給される直流電圧を検出する直流電圧検出手段、前
記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッチ
ング素子が同時に遮断されている期間に、当該直列回路
のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れる
誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、前記誘
起電圧検出手段から出力された誘起電圧の波形と、前記
ブラシレスモータの特性から決められる誘起電圧の波形
とに基づいて前記ロータの回転位置を演算し、出力する
ロータ回転位置検出手段、前記ロータの回転位置の時間
による変化からモータ速度を演算するモータ速度演算手
段、前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて通電
率指標を出力する速度制御手段、前記モータ速度、前記
直流電圧、及び前記通電率指標のうち少なくとも１つの
値と前記ロータ回転位置検出手段から出力されたロータ
回転位置とに基づいて、前記スイッチング回路の各相の
直列回路の一対のスイッチング素子に同時に遮断信号を
出力する期間である遮断期間の開始タイミングと終了タ
イミングとを各相分作成する第１の遮断期間タイミング
作成手段、前記速度制御手段から出力された前記通電率
指標に基づいて前記遮断期間の開始タイミングと終了タ
イミングとを各相分変化させる進角量調整手段、及び前
記進角量調整手段から出力された各相の遮断期間の開始
タイミングと終了タイミングとに基づいて、各相の遮断
期間には直列回路の両方のスイッチング素子への遮断信
号を作成し、前記遮断期間以外の期間である導通期間に
は各相の直列回路の一対のいずれかのスイッチング素子
への連続導通信号もしくは前記通電率指標に基づいた断
続導通信号のいずれかの信号を作成するとともに、当該
対の他方のスイッチング素子への遮断信号を作成して、
前記スイッチング回路に出力するスイッチング信号作成
手段を具備する。上記のように構成された本発明の制御
装置は、ロータの回転位置の検出のためにホール素子等
の磁気検出手段を用いることなく、動作範囲を広く広角
通電を行うことができる。A control device for a brushless motor according to another aspect of the present invention is a control device for a brushless motor including a stator having windings of a plurality of phases and a rotor having magnets of a plurality of poles. A switching circuit having a plurality of series circuits in which a pair of connected switching elements are arranged upstream and downstream with respect to the direction of current flow, and a plurality of series circuits connected in series, a DC voltage supplied to each series circuit of the switching circuits; DC voltage detecting means for detecting an induced voltage appearing at a terminal of a winding connected between switching elements of the series circuit during a period in which both switching elements of one series circuit of the switching circuit are simultaneously cut off. Induced voltage detecting means for detecting and outputting, a waveform of the induced voltage output from the induced voltage detecting means, and the brushless motor A rotor rotation position detecting means for calculating and outputting a rotation position of the rotor based on a waveform of an induced voltage determined from characteristics, a motor speed calculation means for calculating a motor speed from a change in the rotation position of the rotor with time, A speed control unit that outputs a duty ratio index based on a deviation between a motor speed and a command speed, at least one of the motor speed, the DC voltage, and the duty ratio index and output from the rotor rotation position detection unit; A start timing and an end timing of a shut-off period for outputting a shut-off signal to a pair of switching elements of a series circuit of each phase of the switching circuit at the same time based on the rotor rotation position. Start of the cutoff period based on the duty ratio index output from the speed control unit Advancing amount adjustment means for changing the timing and the end timing for each phase, and, based on the start timing and the end timing of the interruption period of each phase output from the advancing amount adjustment means, in the interruption period of each phase. Creates a cutoff signal to both switching elements of the series circuit, and a continuous conduction signal to one of a pair of switching elements of the series circuit of each phase or the duty ratio during a conduction period other than the cutoff period. Create one of the intermittent conduction signal based on the index, and create a cutoff signal to the other switching element of the pair,
A switching signal generating means for outputting to the switching circuit. The control device of the present invention configured as described above can perform a wide-angle energization with a wide operation range without using a magnetic detection unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor.

【００１１】他の観点の発明におけるブラシレスモータ
の制御装置は、複数相の巻線を有するステータと複数極
の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータのた
めの制御装置であって、直流電源に接続された一対のス
イッチング素子が電流の流れの方向に対して上流側と下
流側に配置されて直列接続された直列回路を複数有する
スイッチング回路、前記スイッチング回路の各相の直列
回路に供給される直流電圧を検出する直流電圧検出手
段、前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のス
イッチング素子が同時に遮断されている期間に当該直列
回路のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現
れる誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、前
記誘起電圧検出手段から出力された誘起電圧の波形と、
前記ブラシレスモータの特性から決められる誘起電圧の
波形とに基づいて前記ロータの回転位置を演算し、出力
するロータ回転位置検出手段、前記ロータの回転位置の
時間による変化からモータ速度を演算するモータ速度演
算手段、前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて
通電率指標を出力する速度制御手段、前記ロータ回転位
置検出手段から出力されたロータ回転位置に基づいて、
前記スイッチング回路の各相の直列回路の一対の両方の
スイッチング素子に同時に遮断信号を出力する期間であ
る遮断期間の開始タイミングと終了タイミングとを作成
する遮断期間タイミング作成手段、前記遮断期間以外の
期間である通電期間における通電率の通電パターンにお
いて、通電期間開始から所定期間の通電率の平均値が通
電期間終了までの所定期間の通電率の平均値より大きく
なるよう作成する通電パターン作成手段、及び、前記遮
断期間タイミング作成手段から出力された各相の遮断期
間の開始タイミングと終了タイミングと前記ロータ回転
位置検出手段から出力された回転位置に基づいて、各相
の遮断期間には直列回路の両方のスイッチング素子への
遮断信号を作成し、前記通電期間には各相の直列回路の
一対のスイッチング素子の一方への前記通電パターン作
成手段の出力に応じた信号を作成するとともに、当該対
の他方への遮断信号を作成して、前記スイッチング回路
に出力するスイッチング信号作成手段を具備する。上記
のように構成された本発明の制御装置は、ロータの回転
位置の検出のためにホール素子等の磁気検出手段を用い
ることなく、高効率で広角通電を行うことができ、振動
を抑制することができる。A control device for a brushless motor according to another aspect of the present invention is a control device for a brushless motor including a stator having windings of a plurality of phases and a rotor having magnets of a plurality of poles. A switching circuit in which a pair of connected switching elements are arranged on the upstream side and the downstream side with respect to the direction of current flow and have a plurality of series circuits connected in series, and are supplied to a series circuit of each phase of the switching circuit. DC voltage detecting means for detecting a DC voltage, an induced voltage appearing at a terminal of a winding connected between switching elements of the series circuit during a period in which both switching elements of one series circuit of the switching circuit are simultaneously cut off. Induced voltage detection means for detecting and outputting, the waveform of the induced voltage output from the induced voltage detection means,
A rotor rotation position detecting means for calculating and outputting a rotation position of the rotor based on a waveform of an induced voltage determined from characteristics of the brushless motor, and a motor speed for calculating a motor speed from a change with time of the rotation position of the rotor. Calculating means, speed control means for outputting a duty ratio index based on the deviation between the motor speed and the command speed, based on the rotor rotation position output from the rotor rotation position detection means,
Shutdown period timing creating means for creating a start timing and an end timing of an interruption period, which is a period for simultaneously outputting an interruption signal to a pair of both switching elements of a series circuit of each phase of the switching circuit, a period other than the interruption period Energization pattern creating means for creating an energization pattern of the energization rate in the energization period that is greater than the average value of the energization rate for the predetermined period from the start of the energization period to the end of the energization period, and Based on the start timing and end timing of each phase cut-off period output from the cut-off period timing creating means and the rotational position output from the rotor rotational position detecting means, both series circuits are used for each phase cut-off period. A shut-off signal to the switching element is generated, and a pair of switches of the series circuit of each phase are generated during the energization period. Thereby creating a signal corresponding to the output of the energization pattern creating means to one of the elements, by creating a blocking signal to the other of said pair comprises a switching signal generating means for outputting to the switching circuit. The control device of the present invention configured as described above can perform wide-angle energization with high efficiency and suppress vibration without using magnetic detection means such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor. be able to.

【００１２】[0012]

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るブラシレスモ
ータの制御装置の好ましい実施例について添付の図面を
用いて説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of a control device for a brushless motor according to the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.

【００１３】《実施例１》図１は本発明に係る実施例１
のブラシレスモータの制御装置のシステム構成を示すブ
ロック図である。図１において、ブラシレスモータ１
は、相巻線２１ｕ、２１ｖ、２１ｗが取付けられたステ
ータ２と、磁石が装着されて回転可能に支持されたロー
タ３とを備えている。各相巻線２１ｕ、２１ｖ、２１ｗ
はスイッチング回路５に接続されており、相巻線２１
ｕ、２１ｖ、２１ｗに印加される電圧が制御されてい
る。このスイッチング回路５には直流電源４により電圧
が供給される。Embodiment 1 FIG. 1 shows Embodiment 1 according to the present invention.
1 is a block diagram illustrating a system configuration of a control device for a brushless motor of FIG. In FIG. 1, a brushless motor 1
Includes a stator 2 to which phase windings 21u, 21v, and 21w are mounted, and a rotor 3 to which a magnet is mounted and rotatably supported. Each phase winding 21u, 21v, 21w
Is connected to the switching circuit 5, and the phase winding 21
The voltages applied to u, 21v, and 21w are controlled. The switching circuit 5 is supplied with a voltage from the DC power supply 4.

【００１４】スイッチング回路５は、電流の流れの方向
に対して上流側と下流側に配設された一対のスイッチン
グ素子が直列に接続されており、この直列回路がＵ相
用、Ｖ相用、Ｗ相用として３つ設けられている。図１に
示しように、Ｕ相用の直列回路は上流側スイッチング素
子５１ｕと下流側スイッチング素子５２ｕとを有してい
る。Ｖ相用の直列回路は上流側スイッチング素子５１ｖ
と下流側スイッチング素子５２ｖとを有している。ま
た、Ｗ相用の直列回路は上流側スイッチング素子５１ｗ
と下流側スイッチング素子５２ｗとを有している。ま
た、スイッチング回路５においては、それぞれのスイッ
チング素子５１ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、
５２ｗに逆方向で並列に接続されたダイオード５３ｕ、
５４ｕ、５３ｖ、５４ｖ、５３ｗ、５４ｗがそれぞれ設
けられている。The switching circuit 5 has a pair of switching elements arranged in series upstream and downstream with respect to the direction of current flow, and is connected in series. Three are provided for the W phase. As shown in FIG. 1, the series circuit for the U phase has an upstream switching element 51u and a downstream switching element 52u. The series circuit for the V phase is composed of an upstream switching element 51v.
And a downstream switching element 52v. Further, the series circuit for the W phase is composed of an upstream switching element 51w.
And a downstream switching element 52w. In the switching circuit 5, each of the switching elements 51u, 52u, 51v, 52v, 51w,
A diode 53u connected in parallel in the opposite direction to 52w,
54u, 53v, 54v, 53w, and 54w are provided, respectively.

【００１５】スイッチング回路５におけるＵ相用のスイ
ッチング素子５１ｕ、５２ｕの相互接続点には、ブラシ
レスモータ１の相巻線２１ｕが接続されている。同様
に、Ｖ相用のスイッチング素子５１ｖ、５２ｖの相互接
続点にはブラシレスモータ１の相巻線２１ｖが接続され
ており、Ｗ相用のスイッチング素子５１ｗ、５２ｗの相
互接続点にはブラシレスモータ１の相巻線２１ｗが接続
されている。スイッチング回路５のスイッチング素子５
１ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、５２ｗは、第
１のスイッチング信号作成回路６によって制御されてい
る。さらに、実施例１のブラシレスモータの制御装置に
は、ブラシレスモータ１の各相巻線２１ｕ、２１ｖ、２
１ｗに発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路
７、直流電圧の電圧値を検出する直流電圧検出回路８、
ロータ回転位置検出回路９、モータ速度演算回路１０、
速度制御回路１１、及び第１の遮断期間タイミング作成
回路１２が設けられている。The phase winding 21u of the brushless motor 1 is connected to an interconnection point of the U-phase switching elements 51u and 52u in the switching circuit 5. Similarly, the phase winding 21v of the brushless motor 1 is connected to the interconnection point of the V-phase switching elements 51v and 52v, and the brushless motor 1 is connected to the interconnection point of the W-phase switching elements 51w and 52w. Are connected. Switching element 5 of switching circuit 5
1u, 52u, 51v, 52v, 51w, 52w are controlled by the first switching signal generation circuit 6. Further, the control device for the brushless motor according to the first embodiment includes the phase windings 21 u, 21 v, 2
An induced voltage detection circuit 7 for detecting an induced voltage generated in 1w, a DC voltage detection circuit 8 for detecting a DC voltage value,
A rotor rotation position detection circuit 9, a motor speed calculation circuit 10,
A speed control circuit 11 and a first cutoff period timing creation circuit 12 are provided.

【００１６】次に、上記のように構成された実施例１の
ブラシレスモータの制御装置におけるそれぞれの構成部
分の動作について詳細に説明する。まず、スイッチング
回路５に対する第１のスイッチング信号作成回路６の制
御動作について説明する。Next, the operation of each component in the brushless motor control device of the first embodiment configured as described above will be described in detail. First, a control operation of the first switching signal generation circuit 6 for the switching circuit 5 will be described.

【００１７】［第１のスイッチング信号作成回路６の制
御動作］第１のスイッチング信号作成回路６は、スイッ
チング回路５の各スイッチング素子５１ｕ、５２ｕ、５
１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、５２ｗに対し、導通指令信号ま
たは遮断指令信号を与えることにより、各相巻線２１
ｕ、２１ｖ、２１ｗへの印加電圧を制御する。図２は、
スイッチング回路５における各スイッチング素子５１
ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１ｗ、５２ｗのタイミ
ングを示す信号波形と、各相巻線２１ｕ、２１ｖ、２１
ｗへの印加電圧を示す波形図である。図２における
（ａ）〜（ｆ）の信号波形は、各スイッチング素子５１
ｕ、５１ｖ、５１ｗ、５２ｕ、５２ｖ、５２ｗに対する
導通、遮断の指令信号を示している。図２の（ａ）〜
（ｆ）の信号波形において、"ハイレベル"が導通指
令、"ローレベル"が遮断指令を示す。[Control operation of the first switching signal generation circuit 6] The first switching signal generation circuit 6 includes the switching elements 51u, 52u, 5
By giving a conduction command signal or a cutoff command signal to 1v, 52v, 51w, 52w, each phase winding 21
u, 21v and 21w are controlled. FIG.
Each switching element 51 in the switching circuit 5
u, 52u, 51v, 52v, 51w, 52w, and signal waveforms indicating the timings of the respective phase windings 21u, 21v, 21w.
It is a waveform diagram which shows the voltage applied to w. The signal waveforms (a) to (f) in FIG.
7 shows conduction and cutoff command signals for u, 51v, 51w, 52u, 52v, and 52w. FIG.
In the signal waveform of (f), “high level” indicates a conduction command, and “low level” indicates a cutoff command.

【００１８】図２に示すように、期間Ｔ１においては、
Ｕ相用の上流側スイッチング素子５１ｕが導通状態であ
り、下流側スイッチング素子５２ｕが遮断状態である。
同様に、期間Ｔ１において、Ｗ相用の上流側スイッチン
グ素子５１ｗと下流側スイッチング素子５２ｗ、及びＶ
相用の上流側スイッチング素子５１ｖは遮断状態であ
る。但し、この期間Ｔ１においては、Ｖ相用の下流側ス
イッチング素子５２ｖがパルス幅変調（ＰＷＭ）で導通
・遮断のスイッチング動作を繰り返している。この結
果、Ｕ相用の上流側スイッチング素子５１ｕと、Ｖ相用
の下流側スイッチング素子５２ｖが導通状態となり、ス
テータ２のＵ相巻線２１ｕからＶ相巻線２１ｖへ電流が
流れる。As shown in FIG. 2, during the period T1,
The U-phase upstream switching element 51u is in a conductive state, and the downstream switching element 52u is in a cut-off state.
Similarly, in the period T1, the W-phase upstream switching element 51w, downstream switching element 52w, and V
The upstream switching element 51v for the phase is in a cutoff state. However, in this period T1, the V-phase downstream switching element 52v repeats the switching operation of conduction / interruption by pulse width modulation (PWM). As a result, the U-phase upstream switching element 51u and the V-phase downstream switching element 52v become conductive, and current flows from the U-phase winding 21u of the stator 2 to the V-phase winding 21v.

【００１９】次に、期間Ｔ２においては、Ｕ相用の上流
側スイッチング素子５１ｕが導通状態であり、Ｖ相用の
下流側スイッチング素子５２ｖとＷ相用の下流側スイッ
チング素子５２ｗがパルス幅変調（ＰＷＭ）で導通・遮
断のスイッチング動作を繰り返している。このとき、他
のスイッチング素子５１ｖ、５１ｗ、５２ｕは遮断状態
である。この結果、Ｕ相用の上流側スイッチング素子５
１ｕとＶ相用の下流側スイッチング素子５２ｖとＷ相用
の下流側スイッチング素子５２ｗが導通状態となり、ス
テータ２のＵ相巻線２１ｕからＶ相巻線２１ｖとＷ相巻
線２１ｗへ電流が流れる。同様に、期間Ｔ３においては
ステータのＵ相巻線２１ｕからＶ相巻線２１ｗへ電流が
流れ、期間Ｔ４においてはＵ相巻線２１ｕとＶ相巻線２
１ｖからＷ相巻線２１ｗへ電流が流れる。また、期間Ｔ
５においてはＶ相巻線２１ｖからＷ相巻線２１ｗへ電流
が流れ、期間Ｔ６においてはＶ相巻線２１ｖからＵ相巻
線２１ｕとＷ相巻線２１ｗへ電流が流れる。Next, in the period T2, the upstream switching element 51u for the U phase is in a conductive state, and the downstream switching element 52v for the V phase and the downstream switching element 52w for the W phase are pulse width modulated ( (PWM). At this time, the other switching elements 51v, 51w, and 52u are in the cutoff state. As a result, the U-phase upstream switching element 5
1u, the downstream switching element 52v for the V phase and the downstream switching element 52w for the W phase become conductive, and current flows from the U phase winding 21u of the stator 2 to the V phase winding 21v and the W phase winding 21w. . Similarly, a current flows from the U-phase winding 21u of the stator to the V-phase winding 21w in the period T3, and the U-phase winding 21u and the V-phase winding 2 in the period T4.
A current flows from 1v to the W-phase winding 21w. Also, period T
5, a current flows from the V-phase winding 21v to the W-phase winding 21w, and in a period T6, a current flows from the V-phase winding 21v to the U-phase winding 21u and the W-phase winding 21w.

【００２０】また、期間Ｔ７においてはＶ相巻線２１ｖ
からＵ相巻線２１ｕへ、期間Ｔ８においてはＶ相巻線２
１ｖとＷ相巻線２１ｗからＵ相巻線２１ｕへ、期間Ｔ９
においてはＷ相巻線２１ｗからＵ相巻線２１ｕへ、期間
Ｔ１０においてはＷ相巻線２１ｗからＵ相巻線２１ｕと
Ｖ相巻線２１ｖへ、期間Ｔ１１においてはＷ相巻線２１
ｗからＶ相巻線２１ｖへ、期間Ｔ１２においてはＵ相巻
線２１ｕとＷ相巻線２１ｗからＶ相巻線２１ｖへそれぞ
れ電流が流れる。なお、パルス幅変調（ＰＷＭ）の通電
率は速度制御回路１１の出力である通電率指標信号の値
を用いる。In the period T7, the V-phase winding 21v
To the U-phase winding 21u, and in the period T8, the V-phase winding 2
1v and the W-phase winding 21w to the U-phase winding 21u during a period T9.
, The W-phase winding 21w to the U-phase winding 21u, during the period T10, the W-phase winding 21w to the U-phase winding 21u and the V-phase winding 21v, and during the period T11, the W-phase winding 21w.
A current flows from w to the V-phase winding 21v, and during a period T12, a current flows from the U-phase winding 21u and the W-phase winding 21w to the V-phase winding 21v. The duty ratio of the pulse width modulation (PWM) uses the value of the duty ratio index signal output from the speed control circuit 11.

【００２１】上記のように期間Ｔ１〜Ｔ１２の導通・遮
断のスイッチング動作を繰り返すことにより、ロータ３
は回転する。このようにロータ３を回転させる場合、相
巻線２１ｕ、２１ｖ、２１ｗに流れる電流は、位相が１
２０度ずつ異なる電流波形を有している。図２に示す波
形図において、期間Ｔ１の開始から期間Ｔ６の終了まで
の間が電気角で１８０度の期間を表している。図２に示
すブシレスモータの駆動制御においては、各相とも電気
角１８０度期間中の１５０度期間で電圧を印加する指令
が与えられている。この電圧を与える期間の開始タイミ
ング及び終了タイミングは第１の遮断期間タイミング作
成回路１２より与えられる。各相の上流側スイッチング
素子と下流側スイッチング素子とも遮断される遮断期間
において、誘起電圧検出回路７により検出された誘起電
圧からロータ３の回転位置を検出する。Ｕ相の場合には
期間Ｔ５と期間Ｔ１１、Ｖ相の場合には期間Ｔ３と期間
Ｔ９、Ｗ相の場合には期間Ｔ１と期間７である。回転位
置の検出方法として例えば以下の手法がある。一つの相
（例えばＵ相）の一対のスイッチング素子（５１ｕ、５
２ｕ）がともに遮断されている期間内に、同相の巻線
（２１ｕ）に発生する誘起電圧の波形を誘起電圧検出回
路７により検出する。そして、ブラシレスモータ１の特
性から予め決められる誘起電圧の波形との比較によりロ
ータ３の回転位置が得られる。By repeating the switching operation of the conduction / interruption in the periods T1 to T12 as described above, the rotor 3
Rotates. When the rotor 3 is rotated in this manner, the current flowing through the phase windings 21u, 21v, and 21w has a phase of 1
It has current waveforms that differ by 20 degrees. In the waveform diagram shown in FIG. 2, the period from the start of the period T1 to the end of the period T6 represents a period of 180 electrical degrees. In the drive control of the bushless motor shown in FIG. 2, a command to apply a voltage is applied to each phase in a 150-degree period of an 180-degree electrical angle period. The start timing and the end timing of the period in which this voltage is applied are given from the first cutoff period timing creation circuit 12. In a cutoff period in which both the upstream switching element and the downstream switching element of each phase are cut off, the rotational position of the rotor 3 is detected from the induced voltage detected by the induced voltage detection circuit 7. The period T5 and period T11 for the U phase, the period T3 and period T9 for the V phase, and the period T1 and period 7 for the W phase. As a method of detecting the rotational position, for example, there is the following method. A pair of switching elements (51u, 5u,
The induced voltage waveform generated in the in-phase winding (21u) is detected by the induced voltage detection circuit 7 during a period in which both 2u) are shut off. Then, the rotational position of the rotor 3 is obtained by comparison with a waveform of an induced voltage determined in advance from the characteristics of the brushless motor 1.

【００２２】［第１の遮断期間タイミング作成回路１２
の動作］次に、上記のように構成された実施例１のブラ
シレスモータの制御装置における第１の遮断期間タイミ
ング作成回路１２の詳細な動作ついて説明する。磁石が
内部に埋め込まれたロータ３を持つモータのように突極
性を持つブラシレスモータの場合、遮断期間における、
例えばＵ相に発生する誘起電圧Ｖｕは下記に示す式
（１）により算出される。[First Shutdown Period Timing Creation Circuit 12]
Operation] Next, the detailed operation of the first cut-off period timing generation circuit 12 in the control device for the brushless motor of the first embodiment configured as described above will be described. In the case of a brushless motor having saliency, such as a motor having a rotor 3 with a magnet embedded therein,
For example, the induced voltage Vu generated in the U phase is calculated by the following equation (1).

【００２３】[0023]

【数１】 (Equation 1)

【００２４】上記式（１）において、Ｖｖ、Ｖｗはそれ
ぞれＶ相、Ｗ相の端子電圧、ｉｖは中性点に流れる方向
を正とする相電流、Φｕ、Φｖ、Φｗはそれぞれ各相に
おける中性点から見た磁石による誘起電圧、ωはモータ
速度である。図３は一般的なＩＰＭモータ（Interior P
ermanent Magnet Motor：埋込磁石型モータ）における
有効インダクタンス（Ｌ）とロータ位置（θ）との関係
を示す特性図である。図３において、ＬａとＬａｓはロ
ータ位置によって変化する１相あたりの有効インダクタ
ンスを表すパラメータであり、Ｌａはその相における基
準有効インダクタンスであり、Ｌａｓはその変化分を示
す。In the above equation (1), Vv and Vw are V-phase and W-phase terminal voltages, respectively, iv is a phase current whose direction flowing to the neutral point is positive, and Φu, Φv, and Φw are medium voltages in each phase, respectively. The voltage induced by the magnet from the viewpoint of the characteristic, ω, is the motor speed. Fig. 3 shows a general IPM motor (Interior P
FIG. 9 is a characteristic diagram showing a relationship between an effective inductance (L) and a rotor position (θ) in an ermanent magnet motor (recessed magnet type motor). In FIG. 3, La and Las are parameters representing the effective inductance per phase that changes according to the rotor position, La is the reference effective inductance in that phase, and Las represents the change.

【００２５】図４はある相の相電流の大小により誘起電
圧の違いを示す波形図であり、誘起電圧が変化した時の
遮断期間において検出される誘起電圧波形を示してい
る。図４において、波形３ａ（破線により示す波形）は
相電流が少ない時の誘起電圧波形であり、波形３ｂ（実
線により示す波形）は相電流が大きいときの誘起電圧波
形を示している。図４に示すように、誘起電圧波形は相
電流が大きくなるにつれてロータ位置に対して前へ進む
波形になることが理解でき、このことは前述の式（１）
を計算することによって確認される。次に、図４に示す
波形図において、誘起電圧が波形３ｂである時（相電流
が大きい時）について考察する。FIG. 4 is a waveform diagram showing a difference in induced voltage depending on the magnitude of a phase current of a certain phase, and shows an induced voltage waveform detected in a cutoff period when the induced voltage changes. In FIG. 4, a waveform 3a (waveform indicated by a broken line) is an induced voltage waveform when the phase current is small, and a waveform 3b (waveform indicated by a solid line) is an induced voltage waveform when the phase current is large. As shown in FIG. 4, it can be understood that the induced voltage waveform becomes a waveform that moves forward with respect to the rotor position as the phase current increases.
Is confirmed by calculating Next, consider the case where the induced voltage has the waveform 3b (when the phase current is large) in the waveform diagram shown in FIG.

【００２６】図４に示すように、遮断期間を波形３ｂに
おける上下の頂部を外した遮断期間Ａに設定した場合、
この遮断期間Ａにおける誘起電圧の変化は大きい。これ
により、検出された誘起電圧に多少の誤差があってもブ
ラシレスモータ１の特性から予め検出されていた誘起電
圧波形との比較によりロータ位置が検出され、得られた
位置誤差は小さい値である。次に、相電流が小さくなっ
て誘起電圧が波形３ａのように変化した場合について考
える。この場合において、遮断期間を上記と同様に遮断
期間Ａに設定したとき、誘起電圧の変化は小さい。その
結果、比較処理が難しく検出されたロータ位置は誤差が
大きくなる。そこで、この場合は遮断期間をずらし遮断
期間Ｂに設定すれば、誘起電圧の変化が大きくなり、そ
の結果、比較処理を精度高く行うことが可能となり、ロ
ータ位置の誤差が小さくなる。このように条件に応じて
遮断期間を適切に設定すれば、回転位置の誤差を小さく
することが可能となる。As shown in FIG. 4, when the cut-off period is set to a cut-off period A in which the upper and lower tops of the waveform 3b are removed.
The change in the induced voltage during the interruption period A is large. As a result, even if there is some error in the detected induced voltage, the rotor position is detected by comparison with the induced voltage waveform detected in advance from the characteristics of the brushless motor 1, and the obtained position error is a small value. . Next, the case where the phase current decreases and the induced voltage changes as shown by waveform 3a will be considered. In this case, when the cutoff period is set to the cutoff period A in the same manner as described above, the change in the induced voltage is small. As a result, the comparison process is difficult, and the detected rotor position has a large error. Therefore, in this case, if the cutoff period is shifted to the cutoff period B, the change in the induced voltage increases, and as a result, the comparison process can be performed with high accuracy, and the error in the rotor position decreases. By appropriately setting the cutoff period according to the conditions as described above, it is possible to reduce the error in the rotational position.

【００２７】実施例１の制御装置においては、相電流を
検出するセンサが設けられていないため、電流の大きさ
は分からない。しかし、パルス幅変調期間の通電率が大
きければ、印加電圧の大きさが大きくなり、相電流の大
きさは大きくなる。また、同じ通電率でも直流電圧が大
きいと相電流が大きい。従って、通電率と直流電圧との
積は相電流と相関性を有している。また、誘起電圧はモ
ータ速度によっても変化する。そこでモータ速度、通電
率と直流電圧との積、こ２つの値をパラメータとした２
次元で、付与すべき遮断期間の終了タイミング補正量の
マップを予め作成しておく。実施例１の場合、電気角１
８０度期間中１５０度期間が通電する期間であるので、
遮断期間の終了タイミングが決まれば遮断期間の開始タ
イミングは自動的に得られる。In the control device of the first embodiment, since the sensor for detecting the phase current is not provided, the magnitude of the current is not known. However, if the duty ratio during the pulse width modulation period is large, the magnitude of the applied voltage increases, and the magnitude of the phase current increases. Also, even at the same duty ratio, if the DC voltage is large, the phase current is large. Therefore, the product of the duty ratio and the DC voltage has a correlation with the phase current. Further, the induced voltage changes depending on the motor speed. Therefore, the motor speed, the product of the duty ratio and the DC voltage, and these two values as parameters 2
A map of the end timing correction amount of the interruption period to be given is created in advance in the dimension. In the case of the first embodiment, the electrical angle is 1
Since the 150-degree period of the 80-degree period is the period for energizing,
Once the end timing of the cutoff period is determined, the start timing of the cutoff period is automatically obtained.

【００２８】図５は、モータ速度（rpm）、及び通電率
（％）と直流電圧比（％：基準比）との積をパラメータ
とした２次元のマップである。図５において、Ａはモー
タ速度（ｒｐｍ）であり、Ｂは通電率（％）と直流電圧
比（％：基準比）との積を示している。図５のマップに
よれば、モータ速度Ａが1000rpmで通電率が２０％で直
流電圧が基準電圧と同じ時は、β21が遮断期間の終了タ
イミング補正量となる。図２に示したスイッチング信号
から分かるように各相の遮断期間は電気角６０°ごとに
変わっている。ロータ位置の１回転を０°、６０°、１
２０°と６０°刻みにすると、各相の遮断の終了タイミ
ングはその刻み位置に対し一定の位相差を持つことにな
る。その位相差が前述の補正量となる。図６は終了タイ
ミング補正量と実際の遮断期間との関係を示す波形図で
ある。図６において、（ａ）と（ｂ）の信号波形はある
相の上流側スイッチング素子と下流側スイッチング素子
の信号波形である。（ａ）と（ｂ）の信号波形におい
て、オフの期間が遮断期間である。図６に示すように、
刻み位置に対してβ21だけの位相を進めたところを遮断
期間の終了タイミングとする。他の相に関しても、刻み
位置を変えて同じようにタイミングを決められる。FIG. 5 is a two-dimensional map in which the motor speed (rpm) and the product of the duty ratio (%) and the DC voltage ratio (%: reference ratio) are used as parameters. In FIG. 5, A is the motor speed (rpm), and B is the product of the duty ratio (%) and the DC voltage ratio (%: reference ratio). According to the map of FIG. 5, when the motor speed A is 1000 rpm, the duty ratio is 20%, and the DC voltage is the same as the reference voltage, β21 is the end timing correction amount of the cutoff period. As can be seen from the switching signal shown in FIG. 2, the cutoff period of each phase changes every 60 electrical degrees. One rotation of the rotor position is 0 °, 60 °, 1
At intervals of 20 ° and 60 °, the end timing of the interruption of each phase has a certain phase difference with respect to the position of the interruption. The phase difference becomes the aforementioned correction amount. FIG. 6 is a waveform diagram showing the relationship between the end timing correction amount and the actual cutoff period. In FIG. 6, the signal waveforms of (a) and (b) are the signal waveforms of the upstream switching element and the downstream switching element of a certain phase. In the signal waveforms of (a) and (b), the off period is the cutoff period. As shown in FIG.
The point advanced by β21 with respect to the step position is defined as the end timing of the cutoff period. For other phases, the timing can be determined in the same manner by changing the notch position.

【００２９】図５に示したマップは、例えば直流電圧を
基準値（例えば２４０Ｖ）に固定した状態で、マップの
各点（例えばモータ速度が1000rpmで通電率が10%の点）
において、誘起電圧の変化が十分大きいところを検出し
て、モータ効率が最も良い遮断期間終了タイミングを実
験的にあるいは計算によって求めることによって作成さ
れる。このマップではパラメータを離散的にとっている
が、それ以外の場合は条件の近い点の値を線形補間して
遮断期間終了タイミングを得ることができる。The map shown in FIG. 5 is, for example, a state where the DC voltage is fixed to a reference value (for example, 240 V), and each point of the map (for example, a point where the motor speed is 1000 rpm and the duty ratio is 10%).
In this case, the change in the induced voltage is detected to be sufficiently large, and the cutoff period end timing with the highest motor efficiency is obtained experimentally or by calculation. In this map, the parameters are discrete, but in other cases, the values of points having close conditions can be linearly interpolated to obtain the end timing of the cutoff period.

【００３０】以上のように、第１の遮断期間タイミング
作成回路１２は次のような動作を行う。第１の遮断期間
タイミング作成回路１２にモータ速度演算回路１０の出
力であるモータ速度、速度制御回路１１の出力である通
電率指標、直流電圧検出回路８の出力である直流電圧が
入力されると、図５に示したようなマップを用いること
により、遮断期間終了タイミング補正量を求められる。
求められた値に応じて遮断期間終了タイミングが決定さ
れる。同時に遮断期間開始タイミングが求められる。こ
のように求められた遮断期間の開始タイミングと終了タ
イミングは第１のスイッチング信号作成回路６に出力さ
れる。実施例１の第１のスイッチング信号作成回路６は
電気周期で１８０度期間中１５０度を通電期間としてい
るが、本発明はこのような通電期間に限定されるもので
はなく、１８０度未満１２０度以上の通電期間としても
同様の構成が可能である。上記のように、実施例１のブ
ラシレスモータの制御装置は、ロータ３の回転位置の検
出のためにホール素子等の磁気検出手段を用いることな
く、高効率で広角通電制御を行うことができる。As described above, the first cut-off period timing creating circuit 12 operates as follows. When the motor speed, which is the output of the motor speed calculation circuit 10, the duty ratio index, which is the output of the speed control circuit 11, and the DC voltage, which is the output of the DC voltage detection circuit 8, are input to the first cutoff period timing creation circuit 12. By using the map as shown in FIG. 5, the cutoff period end timing correction amount can be obtained.
The shutdown period end timing is determined according to the obtained value. At the same time, the start timing of the cutoff period is required. The start timing and the end timing of the cutoff period thus determined are output to the first switching signal generation circuit 6. Although the first switching signal generation circuit 6 of the first embodiment has an electrical period of 150 degrees during the 180-degree period of the electric cycle, the present invention is not limited to such an energizing period, and the electrical period is less than 180 degrees and 120 degrees. A similar configuration is possible for the above energization period. As described above, the control device for the brushless motor according to the first embodiment can perform the wide-angle energization control with high efficiency without using a magnetic detection unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor 3.

【００３１】《実施例２》次に、本発明に係るブラシレ
スモータの制御装置の実施例２について説明する。実施
例２においては、モータ速度、通電率指標、及び電源電
圧のうち少なくとも１つが変化率が所定値以上になった
とき、遮断期間を徐々に長くする制御を行う。そして、
実施例２の制御装置は、モータ速度、通電率指標、電源
電圧のすべての変化率が所定値以下になったとき、遮断
期間を徐々に短くする制御を行う。負荷状態あるいは制
御状態が急変した場合には、誘起電圧も急変する。この
ような場合に、実施例２の制御装置においては、遮断期
間を長くすることにより有効な誘起電圧を確実に検出し
て安定性を向上させている。以下、実施例２のブラシレ
スモータの制御装置における制御方法について添付の図
７から図９を用いて説明する。Second Embodiment Next, a second embodiment of the control device for a brushless motor according to the present invention will be described. In the second embodiment, when at least one of the motor speed, the duty ratio index, and the power supply voltage has a change rate equal to or more than a predetermined value, control for gradually increasing the cutoff period is performed. And
The control device according to the second embodiment performs control to gradually shorten the cutoff period when all the rates of change of the motor speed, the duty ratio index, and the power supply voltage become equal to or less than predetermined values. When the load state or the control state changes suddenly, the induced voltage also changes suddenly. In such a case, in the control device according to the second embodiment, by increasing the cutoff period, an effective induced voltage is reliably detected and stability is improved. Hereinafter, a control method in the control device of the brushless motor according to the second embodiment will be described with reference to FIGS.

【００３２】図７は実施例２のブラシレスモータの制御
装置の構成を示すブロック図である。図７において、前
述の実施例１における構成と同じものには図１と同じ番
号を付し、その説明は省略する。実施例２の制御装置
は、前述の実施例１の構成に加えて遮断期間タイミング
調整回路１３が設けられている。遮断期間タイミング調
整回路１３は、各相の遮断期間タイミングを決める第１
の遮断期間タイミング作成回路１２の出力が入力され、
モータ速度、通電率指標、及び直流電圧の情報に基づい
て調整された遮断期間タイミングを第１のスイッチング
信号作成回路６へ出力する。FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a control device for a brushless motor according to the second embodiment. 7, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and description thereof is omitted. The control device of the second embodiment is provided with a cutoff period timing adjustment circuit 13 in addition to the configuration of the first embodiment. The shut-off period timing adjusting circuit 13 determines a first cut-off period timing for each phase.
The output of the cutoff period timing creation circuit 12 is input,
The cutoff period timing adjusted based on the information of the motor speed, the duty ratio index, and the DC voltage is output to the first switching signal generation circuit 6.

【００３３】［遮断期間タイミング調整回路１３の動
作］以下、遮断期間タイミング調整回路１３の動作につ
いて説明する。なお、他の構成品は実施例１と同じ動作
を行うため、その動作説明は省略する。実施例１では決
められた一定時間内の遮断期間において発生する誘起電
圧情報を基にロータ位置を求めている。しかし、電気角
で６０度ごとにしかロータ位置を求めていないため、モ
ータ速度変化が大きいとき、または通電率指標の変化が
大きいとき、または直流電圧の変化が大きいとき、その
ような遮断期間ではロータ角度を推定するのに適さなく
なる。[Operation of Cutoff Period Timing Adjustment Circuit 13] The operation of the cutoff period timing adjustment circuit 13 will be described below. The other components perform the same operation as in the first embodiment, and the description of the operation will be omitted. In the first embodiment, the rotor position is obtained based on the information on the induced voltage generated during the cutoff period within the fixed time. However, since the rotor position is obtained only every 60 degrees in electrical angle, when the motor speed change is large, or when the change in the duty ratio index is large, or when the DC voltage is large, in such a cutoff period, It is not suitable for estimating the rotor angle.

【００３４】図８はモータ速度が急変する前後における
誘起電圧の波形図である。図８において、波形７ａ（実
線にて示す）がモータ速度の急変する前の誘起電圧波形
であり、波形７ｂ（破線にて示す）がモータ速度の急変
した後の誘起電圧波形である。急変前の状態において、
遮断期間が誘起電圧の波形７ａの頂部を含まない遮断期
間Ｃに設定されている場合、ロータ位置は誤差少なく算
出可能である。しかし、モータ速度が急変した後、誘起
電圧が波形７ｂになった時、遮断期間Ｃには波形７ｂの
頂部が含まれるため、この遮断期間Ｃでは誘起電圧の変
化が小さく、算出されたロータ位置の誤差が大きくなる
可能性がある。このような状態において算出されたロー
タ位置の誤差を小さくすることは、遮断期間の終了タイ
ミングを遅らせることによって達成することが可能とな
る。図８に示すように、誘起電圧が波形７ｂのようにな
った場合、遮断期間を遮断期間Ｃより長くして遮断期間
Ｄのように設定すると、誘起電圧の変化が大きくなり、
ロータ位置を誤差少なく算出可能となる。FIG. 8 is a waveform diagram of the induced voltage before and after a sudden change in the motor speed. In FIG. 8, a waveform 7a (shown by a solid line) is an induced voltage waveform before the motor speed suddenly changes, and a waveform 7b (shown by a broken line) is an induced voltage waveform after the motor speed suddenly changes. In the state before the sudden change,
When the cutoff period is set to the cutoff period C that does not include the top of the induced voltage waveform 7a, the rotor position can be calculated with a small error. However, when the induced voltage has a waveform 7b after a sudden change in the motor speed, the cutoff period C includes the top of the waveform 7b. May be large. Reducing the error of the rotor position calculated in such a state can be achieved by delaying the end timing of the cutoff period. As shown in FIG. 8, when the induced voltage has a waveform 7b, if the cutoff period is set to be longer than the cutoff period C and is set as the cutoff period D, the change in the induced voltage increases,
The rotor position can be calculated with less error.

【００３５】負荷状態あるいは制御状態の変化として
は、上記のようなモータ速度の変化だけでなく、通電率
指標の変化や直流電圧の変化がある。このような状態の
急変を検知した時、上記のように遮断期間を長く設定
し、安定して精度の高いロータ位置を検出することによ
り、ブラシレスモータの制御を効率高く高精度に行うこ
とができる。上記のように遮断期間を長く設定する場合
には、ショックが起こらないよう徐々に長く設定する。
そして、再び安定状態に戻った場合には、通常状態の遮
断期間に戻すことによって、高効率、低振動駆動を行う
ことが可能となる。このように遮断期間を通常状態に戻
す場合にも、ショックが起こらないよう徐々に短く設定
する。The change in the load state or the control state includes not only the change in the motor speed as described above, but also the change in the duty ratio index and the change in the DC voltage. When such a sudden change in the state is detected, the brushless motor can be controlled with high efficiency and high accuracy by setting the cutoff period long as described above and detecting the rotor position stably and accurately. . When setting the interruption period to be long as described above, the interruption period is gradually set so as not to cause a shock.
Then, when returning to the stable state again, by returning to the interruption period of the normal state, it becomes possible to perform high-efficiency, low-vibration driving. Thus, even when the interruption period is returned to the normal state, the interruption period is gradually set so as not to cause a shock.

【００３６】次に、実施例２における遮断期間タイミン
グ調整回路１３の動作を図９のフローチャートを用いて
説明する。図９は遮断期間タイミング調整回路１３の動
作を示すフローチャートである。図９に示すように、ス
テップ１において、遮断期間タイミング調整回路１３に
は、第１の遮断期間タイミング作成回路１２から遮断期
間タイミングが入力され、モータ速度演算回路１０から
モータ速度ω入力され、速度制御回路１１から通電率指
標δが入力され、そして直流電圧検出回路８から直流電
源電圧Ｖｄｃが入力される。Next, the operation of the cutoff period timing adjustment circuit 13 in the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the cutoff period timing adjustment circuit 13. As shown in FIG. 9, in step 1, the cutoff period timing is input from the first cutoff period timing creation circuit 12 to the cutoff period timing adjustment circuit 13, and the motor speed ω is input from the motor speed calculation circuit 10. The duty ratio index δ is input from the control circuit 11, and the DC power supply voltage Vdc is input from the DC voltage detection circuit 8.

【００３７】ステップ２において、モータ速度ω、通電
率指標δ、及び直流電源電圧Ｖｄｃについてそれぞれの
変化率Δω、Δδ、ΔＶｄｃが計算される。変化率とは
１制御周期前の値と現在の値との比率であり、各変化率
は以下のように算出される。モータ速度ωの変化率Δω
は、Δω＝ω（ｎ）−ω（ｎ−１）、で求められる。通
電率指標δの変化率Δδは、Δδ＝δ（ｎ）−δ（ｎ−
１）、で求められる。直流電源電圧Ｖｄｃの変化率ΔＶ
ｄｃは、ΔＶｄｃ＝Ｖｄｃ（ｎ）−Ｖｄｃ（ｎ−１）、
で求められる。ステップ３において、算出された各変化
率Δω、Δδ、ΔＶｄｃの絶対値がそれぞれ所定値Ｔｈ
_Δω、Ｔｈ_Δδ、Ｔｈ_ΔＶｄｃを超えているか、否
かが判断される。ここで、所定値Ｔｈ_Δωはモータ速
度ωの変化率Δωに対する予め決められた閾値であり、
所定値Ｔｈ_Δδは通電率指標δの変化率Δδに対する
予め決められた閾値であり、所定値Ｔｈ_ΔＶｄｃは直
流電源電圧Ｖｄｃの変化率ΔＶｄｃに対する予め決めら
れた閾値である。In step 2, the rates of change Δω, Δδ, ΔVdc are calculated for the motor speed ω, the duty ratio index δ, and the DC power supply voltage Vdc. The rate of change is the ratio between the value one control cycle ago and the current value, and each rate of change is calculated as follows. Change rate Δω of motor speed ω
Is obtained by Δω = ω (n) −ω (n−1). The change rate Δδ of the duty ratio index δ is Δδ = δ (n) −δ (n−
1). Change rate ΔV of DC power supply voltage Vdc
dc is ΔVdc = Vdc (n) −Vdc (n−1),
Is required. In step 3, the absolute values of the calculated change rates Δω, Δδ, ΔVdc are respectively set to predetermined values Th.
_Δω, Th_Δδ, and Th_ΔVdc are determined. Here, the predetermined value Th_Δω is a predetermined threshold value for the rate of change Δω of the motor speed ω,
The predetermined value Th_Δδ is a predetermined threshold value for the change rate Δδ of the duty ratio index δ, and the predetermined value Th_ΔVdc is a predetermined threshold value for the change rate ΔVdc of the DC power supply voltage Vdc.

【００３８】ステップ４において、各変化率Δω、Δ
δ、ΔＶｄｃのいずれか１つでも所定値を超えていると
き、遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆを１制御
周期前の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆ（ｎ
−１）の値に所定量（Ｘｔ）を加えた値とする。ステッ
プ４において設定された遮断期間が長くなりすぎると、
効率が悪くなるため、ステップ５において設定された遮
断期間が上限を越えるか否かが確認される。ステップ５
においては、遮断期間が電気角で６０°になるところを
制限値とする。一方、ステップ３において全ての変化率
Δω、Δδ、ΔＶｄｃの絶対値がそれぞれの所定値Ｔｈ
_Δω、Ｔｈ_Δδ、Ｔｈ_ΔＶｄｃを超えていないと判
断されたとき、ステップ６において現在の遮断期間終了
タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆが０より大きいかが判断さ
れる。In step 4, each change rate Δω, Δω
When any one of δ and ΔVdc exceeds a predetermined value, the cutoff period end timing correction amount T_off is changed to the cutoff period end timing correction amount T_off (n
A value obtained by adding a predetermined amount (Xt) to the value of -1). If the cutoff period set in step 4 is too long,
Since the efficiency deteriorates, it is confirmed whether or not the cutoff period set in step 5 exceeds the upper limit. Step 5
In this case, the limit value is set such that the cutoff period becomes 60 ° in electrical angle. On the other hand, in step 3, the absolute values of all the change rates Δω, Δδ, ΔVdc are set to the respective predetermined values Th.
When it is determined that the current value does not exceed _Δω, Th_Δδ, and Th_ΔVdc, it is determined in step 6 whether the current shutdown period end timing correction amount T_off is greater than zero.

【００３９】現在の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_
ｏｆｆが０より大きければ、ステップ７において、１制
御周期前の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆ
（ｎ−１）の値に所定量（Ｘｔ）を減算する。一方、現
在の遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆが０であ
れば、遮断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆはその
まま０を保持する。ステップ５、７、及び８において遮
断期間終了タイミング補正量Ｔ_ｏｆｆが決定されるの
で、ステップ９の遮断期間タイミング調整回路１３は第
１の遮断期間タイミング作成回路１２から入力された遮
断期間終了タイミングに決定された遮断期間終了タイミ
ング補正量Ｔ_ｏｆｆを加算して、新たな遮断期間終了
タイミングを算出し、第１のスイッチング信号作成回路
６に出力する。なお、実施例２においては、遮断期間開
始タイミングは変更せずそのまま第１のスイッチング信
号作成回路６に出力する。The current interruption period end timing correction amount T_
If off is greater than 0, in step 7, the cutoff period end timing correction amount T_off one control cycle earlier is corrected.
A predetermined amount (Xt) is subtracted from the value of (n-1). On the other hand, if the current cutoff period end timing correction amount T_off is 0, the cutoff period end timing correction amount T_off is kept at 0 as it is. Since the cutoff period end timing correction amount T_off is determined in steps 5, 7, and 8, the cutoff period timing adjustment circuit 13 in step 9 determines the cutoff period end timing input from the first cutoff period timing creation circuit 12. The calculated shutdown period end timing correction amount T_off is added to calculate a new shutdown period end timing, which is output to the first switching signal generation circuit 6. In the second embodiment, the cutoff period start timing is output to the first switching signal generation circuit 6 without being changed.

【００４０】以上のように実施例２の制御装置において
遮断期間を変更可能な構成とすることにより、モータ速
度等の状態の急変に対しても安定したロータ位置検出が
できる。従って、実施例２のブラシレスモータの制御装
置は、ロータ３の回転位置を高精度に検出することがで
きるため、高効率で広角通電制御を行うことができる。
実施例２における遮断期間調整回路１３は、遮断期間の
終了タイミングのみを調整するが、遮断期間の開始タイ
ミングを調整する、あるいは遮断期間の開始タイミング
と終了タイミングの両方を同時に調整するよう構成して
も上記実施例２と同様の効果が得られる。このように実
施例２のブラシレスモータの制御装置は、ロータ３の回
転位置の検出のためにホール素子等の磁気検出手段を用
いることなく、高効率で広角通電を行うことができる。As described above, the control device according to the second embodiment is configured such that the cutoff period can be changed, so that the rotor position can be stably detected even when the motor speed or the like changes suddenly. Therefore, the control device for the brushless motor according to the second embodiment can detect the rotation position of the rotor 3 with high accuracy, and can perform wide-angle energization control with high efficiency.
The cutoff period adjustment circuit 13 in the second embodiment adjusts only the end timing of the cutoff period, but adjusts the start timing of the cutoff period, or adjusts both the start timing and the end timing of the cutoff period at the same time. Also, the same effects as those of the second embodiment can be obtained. As described above, the control device of the brushless motor according to the second embodiment can perform wide-angle energization with high efficiency without using a magnetic detection unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor 3.

【００４１】《実施例３》次に、本発明に係るブラシレ
スモータの制御装置の実施例３について説明する。実施
例３の制御装置においては、通電率指標が所定値以上の
場合に遮断期間の開始タイミングと終了タイミングを早
めるよう構成されている。このように構成することによ
り、実施例３の制御装置は動作範囲の拡大が可能とな
る。以下、実施例３の制御装置における制御方法につい
て図１０から図１２を用いて詳細に説明する。図１０は
実施例３のブラシレスモータの制御装置の構成を示すブ
ロック図である。図１０において、前述の実施例１にお
ける構成と同じものには図１と同じ番号を付し、その説
明は省略する。実施例３の制御装置は、前述の実施例１
の構成に加えて進角量調整回路１４が設けられている。Third Embodiment Next, a third embodiment of the control device for a brushless motor according to the present invention will be described. In the control device according to the third embodiment, the start timing and the end timing of the cutoff period are advanced when the duty ratio index is equal to or more than the predetermined value. With this configuration, the control device according to the third embodiment can expand the operation range. Hereinafter, a control method in the control device of the third embodiment will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a brushless motor control device according to the third embodiment. In FIG. 10, the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and description thereof will be omitted. The control device of the third embodiment is the same as that of the first embodiment.
In addition to the configuration described above, an advance angle adjustment circuit 14 is provided.

【００４２】［進角量調整回路１４の動作］以下、進角
量調整回路１４の動作について詳細に説明する。なお、
他の構成品は実施例１と同じ動作を行うため、その動作
説明は省略する。モータ速度が速くなると誘起電圧は大
きくなる。一方、ブラシレスモータ１に印加できる電圧
は直流電源４によって制限されている。従って、ブラシ
レスモータ１の最高速には限界がある。ブラシレスモー
タ１の最高速をできるだけ高くする方法としては、誘起
電圧の位相に対して電流位相を進める弱め界磁制御と呼
ばれる制御方法がある。この制御方法によれば、ブラシ
レスモータ１のロータ３の最高回転数が高くなることが
知られている。[Operation of Advance Angle Adjustment Circuit 14] The operation of the advance angle adjustment circuit 14 will be described in detail below. In addition,
The other components perform the same operation as in the first embodiment, and the description of the operation will be omitted. As the motor speed increases, the induced voltage increases. On the other hand, the voltage that can be applied to the brushless motor 1 is limited by the DC power supply 4. Therefore, the maximum speed of the brushless motor 1 has a limit. As a method of increasing the maximum speed of the brushless motor 1 as much as possible, there is a control method called field weakening control for advancing the current phase with respect to the phase of the induced voltage. According to this control method, it is known that the maximum rotation speed of the rotor 3 of the brushless motor 1 increases.

【００４３】図１１はブラシレスモータ１におけるトル
クとモータ回転数との関係を示すグラフである。図１１
において斜線で示す領域がブラシレスモータ１の電流位
相の設定に対する動作範囲を示す。図１１において、電
流位相の設定が基準値の場合、直線Ａで示すトルク−モ
ータ回転数の関係となる。そのときの動作範囲は、直線
Ａの下側の領域となり、この場合の最高速度がＰ１であ
る。図１１に示すように、電流位相を基準値に対して１
０°進めると、直線Ｂの下側の領域が動作範囲となり、
そのときの最高速度はＰ２（Ｐ１＜Ｐ２）になる。ま
た、電流位相を基準値に対して２０°進めると、直線Ｃ
の下側の領域が動作範囲となり、そのときの最高速度が
Ｐ３（Ｐ２＜Ｐ３）となる。そのときの印加電圧が限界
か否かは、速度制御回路１１の出力である通電率指標δ
が約１００％になっているかどうかにより判断できる。FIG. 11 is a graph showing the relationship between the torque and the motor speed in the brushless motor 1. FIG.
In FIG. 5, the shaded area indicates the operating range for setting the current phase of the brushless motor 1. In FIG. 11, when the setting of the current phase is the reference value, the relationship between the torque and the motor rotation speed indicated by the straight line A is obtained. The operation range at that time is a region below the straight line A, and the maximum speed in this case is P1. As shown in FIG. 11, the current phase is set to 1 with respect to the reference value.
When advanced by 0 °, the area below the straight line B becomes the operating range,
The maximum speed at that time is P2 (P1 <P2). When the current phase is advanced by 20 ° with respect to the reference value, the straight line C
The lower area is the operation range, and the maximum speed at that time is P3 (P2 <P3). Whether the applied voltage at that time is the limit or not is determined by the duty ratio index δ which is the output of the speed control circuit 11.
Is about 100%.

【００４４】次に、実施例３における進角量調整回路１
４の動作を図１２を用いて説明する。図１２は進角量調
整回路１４の動作を示すフローチャートである。ステッ
プ１において、進角量調整回路１４には第１の遮断期間
タイミング作成回路１２から遮断期間タイミングが入力
され、速度制御回路１１から通電率指標δが入力され
る。ステップ２において、通電率指標δが所定値Ｔｈ_
δを超えているか否かが判断される。通電率指標δが所
定値Ｔｈ_δを超えていればステップ３へ移行する。ス
テップ３において、通電率指標δが所定値Ｔｈ_δを越
えている時、そのときの進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）を１
制御周期前の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ−１）の値に所定
量（Ｘｇ）加えた値とする。次に、ステップ４におい
て、加算処理された進角量Ｔ_ｇａｉｎが制限値を越え
ているか否かが判断される。Next, the advance angle adjustment circuit 1 in the third embodiment
Operation 4 will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a flowchart showing the operation of the advance angle adjustment circuit 14. In step 1, the advance angle adjustment circuit 14 receives the cutoff period timing from the first cutoff period timing creation circuit 12 and the duty ratio index δ from the speed control circuit 11. In step 2, the duty ratio index δ is set to a predetermined value Th_
It is determined whether or not δ is exceeded. If the duty factor δ exceeds the predetermined value Th_δ, the process proceeds to step S3. In step 3, when the duty ratio index δ exceeds the predetermined value Th_δ, the advance angle amount T_gain (n) at that time is set to 1
A value obtained by adding a predetermined amount (Xg) to the value of the advance angle amount T_gain (n-1) before the control cycle. Next, in step 4, it is determined whether or not the advanced angle amount T_gain subjected to the addition processing exceeds the limit value.

【００４５】一方、ステップ２において通電率指標δが
所定値Ｔｈ_δ未満と判断されたときは、ステップ５へ
移行する。ステップ５において、通電率指標δが所定値
Ｔｈ_δ未満の時、現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）が０
より大きいか否かが判断される。進角量Ｔ_ｇａｉｎが
０より大きい場合には、ステップ６へ移行する。ステッ
プ６において、現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）が０よ
り大きければ１制御周期前の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ−
１）の値に所定量（Ｘｇ）を減じる。一方、ステップ５
において現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎ（ｎ）が０であると
判断されれば、ステップ７において進角量Ｔ_ｇａｉｎ
（ｎ）は０に保持される。ステップ４、６、及び７にお
いて現在の進角量Ｔ_ｇａｉｎが決定されるので、ステ
ップ８の進角量調整回路１４は、第１の遮断期間タイミ
ング作成回路１２から入力された遮断期間開始タイミン
グ及び遮断期間終了タイミングから進角量Ｔ_ｇａｉｎ
だけタイミングを早め、新たな遮断期間開始タイミング
及び遮断期間終了タイミングを第１のスイッチング信号
作成回路６に出力する。On the other hand, if it is determined in step 2 that the duty ratio index δ is less than the predetermined value Th_δ, the process proceeds to step 5. In step 5, when the duty factor δ is less than the predetermined value Th_δ, the current advance amount T_gain (n) is set to 0.
It is determined whether it is greater than. If the advance angle amount T_gain is larger than 0, the process proceeds to step S6. In step 6, if the current advance amount T_gain (n) is larger than 0, the advance amount T_gain (n-
A predetermined amount (Xg) is reduced to the value of 1). Step 5
In step 7, if it is determined that the current advance amount T_gain (n) is 0, in step 7, the advance amount T_gain (n) is determined.
(N) is held at 0. Since the current advance amount T_gain is determined in steps 4, 6, and 7, the advance amount adjustment circuit 14 in step 8 executes the cutoff period start timing and the cutoff input from the first cutoff period timing creation circuit 12. Advance amount T_gain from period end timing
The new start timing and the new end timing of the cut-off period are output to the first switching signal generation circuit 6.

【００４６】以上のように、実施例３のブラシレスモー
タの制御装置は、進角量調整回路１４を設けて適切な進
角量を算出して制御することにより、ブラシレスモータ
１の最高速度を高くすることが可能となる。なお、実施
例３における通電率指標の閾値である所定値Ｔｈ_δは
通電率の最大許容値とすることが望ましい。上記のよう
に、実施例３のブラシレスモータの制御装置は、ロータ
３の回転位置の検出のためにホール素子等の磁気検出手
段を用いることなく、効率高く制御することができると
共に、動作範囲の広い広角通電を行うことができる。As described above, the brushless motor control device according to the third embodiment increases the maximum speed of the brushless motor 1 by providing the advance angle adjustment circuit 14 and calculating and controlling an appropriate advance amount. It is possible to do. It is desirable that the predetermined value Th_δ, which is the threshold value of the duty ratio index in the third embodiment, be the maximum allowable value of the duty ratio. As described above, the control device for the brushless motor according to the third embodiment can perform high-efficiency control without using a magnetic detection unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor 3 and can reduce the operating range. Wide wide-angle energization can be performed.

【００４７】《実施例４》次に、本発明に係るブラシレ
スモータの制御装置の実施例４について説明する。実施
例４の制御装置においては、通電期間における通電率の
時系列である通電パターンを変更するものである。実施
例４においては、通電期間開始から所定期間の通電率を
通電期間終了までの所定期間の通電率より大きくなるよ
う通電パターンを作成する。実施例４の制御装置によれ
ば、ブラシレスモータ１に対して負荷条件に応じた電圧
印加が可能となるため、相巻線における電流波形の変化
が滑らかになり高効率、低振動制御が実現できる。Fourth Embodiment Next, a fourth embodiment of the control device for a brushless motor according to the present invention will be described. In the control device according to the fourth embodiment, the energization pattern that is a time series of the energization rate during the energization period is changed. In the fourth embodiment, the energization pattern is created such that the energization rate during the predetermined period from the start of the energization period to the end of the energization period is greater than the energization rate during the predetermined period from the end of the energization period. According to the control device of the fourth embodiment, it is possible to apply a voltage to the brushless motor 1 according to the load condition, so that the current waveform in the phase winding changes smoothly, and high efficiency and low vibration control can be realized. .

【００４８】以下、実施例４のブラシレスモータの制御
装置における制御方法について図１３から図１８を用い
て説明する。図１３は実施例４のブラシレスモータの制
御装置の構成を示すブロック図である。図１３におい
て、前述の実施例１における構成と同じものには同じ番
号を付して、その説明は省略する。実施例４の制御装置
においては、前述の実施例１の制御装置と異なるところ
は、第１のスイッチング信号作成回路の代わりに第２の
スイッチング信号作成回路１６が設けられていること
と、通電パターン作成回路１５が設けられていることで
ある。通電パターン作成回路１５は、モータ速度、及び
通電率指標δの情報に基づいて通電パターンを作成し、
第２のスイッチング信号作成回路１６へ出力する。第２
のスイッチング信号作成回路１６は、各相の遮断期間の
開始タイミングと終了タイミング、通電パターン、及び
ロータ回転角度に基づいてスイッチング回路５の各スイ
ッチング素子５１ｕ、５２ｕ、５１ｖ、５２ｖ、５１
ｗ、５２ｗへの通電・遮断信号を作成し出力する。Hereinafter, a control method in the control device for the brushless motor according to the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a brushless motor control device according to the fourth embodiment. In FIG. 13, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The control device according to the fourth embodiment is different from the control device according to the first embodiment in that a second switching signal generation circuit 16 is provided instead of the first switching signal generation circuit, That is, a creation circuit 15 is provided. The energization pattern creation circuit 15 creates an energization pattern based on information on the motor speed and the duty ratio index δ,
The signal is output to the second switching signal generation circuit 16. Second
The switching signal generation circuit 16 of each of the switching circuits 51u, 52u, 51v, 52v, 51v of the switching circuit 5 based on the start timing and end timing of each phase cutoff period, the energization pattern, and the rotor rotation angle.
w and 52w are generated and output.

【００４９】［通電パターン作成回路１５の動作］次
に、通電パターン作成回路１５の動作について詳細を説
明する。実施例４におけるその他の構成品は前述の実施
例１と同じ動作を行う。図１４は電気角１８０度の期間
中１５０度の期間を通電期間とした場合のスイッチング
信号波形と電流波形である。図１４において、（ａ）は
Ｕ相の上流側スイッチング素子５１ｕへの通電・遮断信
号であり、（ｂ）はＵ相の下流側スイッチング素子５２
ｕへの通電・遮断信号である。また、図１４の（ｃ）は
パルス幅変調期間の通電率が小さい時のＵ相電流波形を
示し、（ｄ）はパルス幅変調期間の通電率が大きい時の
Ｕ相電流波形を示している。ここで、パルス幅変調期間
とは各スイッチング素子への信号がモータ速度よりも速
い周期で通電・遮断を繰り返す期間のことである。図１
４において、パルス幅変調期間は期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ
４、Ｔ７、Ｔ８、Ｔ１０である。パルス幅変調期間の通
電率は速度制御回路１１の出力である通電率指標δの値
を用いる。[Operation of energization pattern creation circuit 15] Next, the operation of the energization pattern creation circuit 15 will be described in detail. Other components in the fourth embodiment perform the same operations as in the first embodiment. FIG. 14 shows a switching signal waveform and a current waveform in a case where a period of 150 degrees in a period of an electrical angle of 180 degrees is a conduction period. 14A shows the energization / disconnection signal to the U-phase upstream switching element 51u, and FIG. 14B shows the U-phase downstream switching element 52u.
This is an energization / interruption signal to u. FIG. 14C shows a U-phase current waveform when the duty ratio during the pulse width modulation period is small, and FIG. 14D shows a U-phase current waveform when the duty ratio is large during the pulse width modulation period. . Here, the pulse width modulation period is a period in which a signal to each switching element repeats energization / interruption at a cycle faster than the motor speed. FIG.
4, the pulse width modulation period is divided into periods T1, T2, T
4, T7, T8, and T10. The duty ratio during the pulse width modulation period uses the value of the duty ratio index δ output from the speed control circuit 11.

【００５０】通電率指標δが小さい時の電流波形（ｃ）
は正弦波に近い。一方、通電率が大きい時の電流波形
（ｄ）において、期間Ｔ４及びＴ１０では電流振幅が大
きくなる速度が遅い。また、期間Ｔ２及びＴ８では電流
振幅の小さくなる速度が遅いため方形波に近くなってい
る。発明者らは、通電率指標δが増えるほど（ｄ）のよ
うな方形波に近い波形に近づいていくことをシミュレー
ション等で確認した。そのために、電流と誘起電圧の積
によって生じるトルクの波形にリップルが生じ、振動や
騒音が発生するとともに、効率も悪化する。期間Ｔ４と
Ｔ１０での印加電圧を大きくすれば期間Ｔ４とＴ１０で
の電流振幅の大きくなる速度が速くなり、期間Ｔ２とＴ
８での印加電圧を小さくすれば、期間Ｔ２とＴ８での電
流振幅の小さくなる速度が速くなる。印加電圧の上げ下
げ量は通電率指標δが大きくなるほど増やした方が良い
ことが容易に考えられる。Current waveform (c) when the duty ratio index δ is small
Is close to a sine wave. On the other hand, in the current waveform (d) when the duty ratio is large, the speed at which the current amplitude increases in the periods T4 and T10 is slow. In addition, in the periods T2 and T8, the speed at which the current amplitude decreases is slow, so that the current is close to a square wave. The inventors have confirmed by simulation and the like that the waveform approaches a square wave as shown in (d) as the duty ratio index δ increases. As a result, ripples occur in the waveform of the torque generated by the product of the current and the induced voltage, causing vibration and noise, and deteriorating the efficiency. If the applied voltage in the periods T4 and T10 is increased, the speed at which the current amplitude increases in the periods T4 and T10 is increased, and the periods T2 and T10 are increased.
If the applied voltage at 8 is reduced, the speed at which the current amplitude decreases during the periods T2 and T8 increases. It is easily conceivable that it is better to increase or decrease the applied voltage as the conductivity index δ increases.

【００５１】図１５は通電パターンの違いによる電流波
形の変化を示す。図１５の（ｅ）と（ｆ）は全てのパル
ス幅変調区間の通電率が同じ場合の上流側スイッチング
素子５１ｕへの通電・遮断信号（ｅ）、と下流側スイッ
チング素子５２ｕへの通電・遮断信号（ｆ）である。図
１５の（ｇ）はその時のＵ相巻線の相電流波形である。
図１５の（ｈ）と（ｉ）は、期間Ｔ４とＴ１０での通電
率を通電率指標＋１０％とし、期間Ｔ２とＴ８での通電
率を通電率指標―１０％とし、期間Ｔ１とＴ７での通電
率を通電率指標と同じにしたときの上流側スイッチング
素子５１ｕと下流側スイッチング素子５２ｕへの通電・
遮断信号の波形である。図１５の（ｊ）はその時の相巻
線の電流波形を示す。図１５の（ｇ）の電流波形と
（ｊ）の電流波形とを比較すると理解できるように、図
１５の（ｊ）の電流波形は正弦波に近づいている。FIG. 15 shows a change in the current waveform due to the difference in the energization pattern. FIGS. 15E and 15F show an energization / interruption signal (e) to the upstream switching element 51u and an energization / interruption to the downstream switching element 52u when the duty ratios in all the pulse width modulation sections are the same. This is the signal (f). FIG. 15G shows a phase current waveform of the U-phase winding at that time.
(H) and (i) of FIG. 15 show that the duty ratio in the periods T4 and T10 is the duty ratio index + 10%, the duty ratio in the periods T2 and T8 is the duty ratio index -10%, and the duty ratios in the periods T1 and T7 are To the upstream switching element 51u and the downstream switching element 52u when the conduction rate of
It is a waveform of a cutoff signal. FIG. 15 (j) shows the current waveform of the phase winding at that time. As can be understood by comparing the current waveform in FIG. 15G and the current waveform in FIG. 15J, the current waveform in FIG. 15J approaches a sine wave.

【００５２】次に、実施例４における通電パターン作成
回路１５の動作を図１６のフローチャートを用いて説明
する。図１６は通電パターン作成回路１５の動作を示す
フローチャートである。ステップ１において、通電パタ
ーン作成回路１５にはモータ速度演算回路１０からモー
タ速度ωが入力され、速度制御回路１１から通電率指標
δが入力され、そして直流電圧検出回路８から直流電圧
Ｖｄｃが入力される。ステップ２において、モータ速度
ω、通電率指標δ、及び直流電圧Ｖｄｃから通電率補正
量Δｄを算出する。この算出方法としては、例えば図１
７に示すようなマップによる。図１７に示したマップに
おいて、Ａはモータ速度(rpm)でありＢは通電率（％）
に直流電圧比（％：基準比）を乗算したものである。マ
ップ値としては通電率が増えるほど通電率補正量Δｄが
増えるように予め決定しておく。Next, the operation of the energization pattern creating circuit 15 in the fourth embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the energization pattern creation circuit 15. In step 1, the motor speed ω is input from the motor speed calculation circuit 10 to the energization pattern creation circuit 15, the duty ratio index δ is input from the speed control circuit 11, and the DC voltage Vdc is input from the DC voltage detection circuit 8. You. In step 2, a duty ratio correction amount Δd is calculated from the motor speed ω, the duty ratio index δ, and the DC voltage Vdc. As a calculation method, for example, FIG.
According to a map as shown in FIG. In the map shown in FIG. 17, A is the motor speed (rpm) and B is the duty ratio (%).
Is multiplied by a DC voltage ratio (%: reference ratio). The map value is determined in advance so that the duty ratio correction amount Δd increases as the duty ratio increases.

【００５３】ステップ２において通電率補正量Δｄによ
り補正された通電率（δ±Δｄ）の値が０％を下回った
り１００％を超えないようにする必要がある。このため
に、ステップ３において、求められた通電率補正量Δｄ
が限界値を超えていないかを確認する。ステップ４にお
いて、電気角１８０度期間において１５０度期間を通電
期間とする基本通電パターンに対し、その通電期間の最
初の３０度区間の通電率をδ＋Δｄとし、通電期間の最
後の３０度区間の通電率をδ―Δｄとする通電パターン
を作成する。このように作成された通電パターンを第２
のスイッチング信号作成回路１６へ出力する。It is necessary that the value of the duty ratio (δ ± Δd) corrected by the duty ratio correction amount Δd in step 2 does not fall below 0% or exceed 100%. For this purpose, in step 3, the duty factor correction amount Δd obtained
Check that does not exceed the limit. In step 4, for the basic energizing pattern in which the electrical angle is 180 ° and the 150 ° period is the energizing period, the energization rate in the first 30 ° section of the energizing period is δ + Δd, and An energization pattern with a rate of δ−Δd is created. The energization pattern created in this way is
To the switching signal generating circuit 16 of FIG.

【００５４】以上のように、実施例４の制御装置は、通
電パターン作成回路１５を設けることにより、ブラシレ
スモータ１に供給される電流波形が改善されるので、結
果として振動、騒音が減少するとともに効率向上が図れ
ている。実施例４における通電パターン作成回路１５に
おいては、通電期間が１５０度の通電パターンを基本パ
ターンとして有している例で説明したが、１２０度〜１
８０度の間の通電期間の通電パターンを基本パターンと
しても実施例４と同様の効果が得られる。また、実施例
４における通電パターン作成回路１５は通電開始タイミ
ングから３０度の区間の通電率が通電終了までの３０度
の区間の通電率よりも大きくなるよう設定したが、電気
角１８０度期間中の通電期間の長さに応じて通電率の変
更区間を複数設定した通電パターンに変更しても同様の
効果が得られる。また、実施例４における通電パターン
作成回路１５は、通電開始タイミングから所定期間の通
電率を通電率指標に一定量を加算した例で説明したが、
加算する量は一定量である必要はない。図１８の（ａ）
はある相のスイッチング素子への通電・遮断信号であ
り、（ｂ）は通電率指標δを示す通電パターンである。
上記実施例４においては、図１８の（ｂ）に示すよう
に、期間Ｔ４、Ｔ８において一定量で通電率を上下させ
たが、図１８の（ｃ）の通電パターンに示すように期間
Ｔ４、Ｔ８において通電率に傾斜持たせるよう設定して
も同様の効果が得られる。As described above, in the control device according to the fourth embodiment, the current waveform supplied to the brushless motor 1 is improved by providing the energization pattern forming circuit 15, so that vibration and noise are reduced and the result is reduced. Efficiency is improved. In the energization pattern creation circuit 15 according to the fourth embodiment, the example in which the energization pattern having the energization period of 150 degrees is used as the basic pattern has been described.
The same effect as that of the fourth embodiment can be obtained by using the energization pattern in the energization period between 80 degrees as the basic pattern. In addition, the energization pattern creating circuit 15 in the fourth embodiment is set so that the energization rate in the section of 30 degrees from the energization start timing is higher than the energization rate in the section of 30 degrees until the end of energization. The same effect can be obtained by changing the energization rate changing section to a plurality of energization patterns set according to the length of the energization period. Further, the energization pattern creating circuit 15 in the fourth embodiment has been described with an example in which the energization rate for a predetermined period from the energization start timing is added to the energization rate index by a certain amount.
The amount to be added does not need to be a fixed amount. (A) of FIG.
Is an energization / interruption signal to a certain phase switching element, and (b) is an energization pattern indicating an energization rate index δ.
In the fourth embodiment, as shown in FIG. 18B, the duty ratio is increased or decreased by a constant amount in the periods T4 and T8. However, as shown in the energization pattern of FIG. The same effect can be obtained even if the duty ratio is set to have a slope at T8.

【００５５】[0055]

【発明の効果】以上、実施例について詳細に説明したと
ころから明らかなように、本発明のブラシレスモータの
制御装置は次の効果を有する。本発明に係るブラシレス
モータの制御装置は、ロータ位置を得るために必要な誘
起電圧を検出するための遮断期間の開始タイミングと終
了タイミングを、モータ速度、通電期間のパルス幅変調
の通電率を決める通電率指標、及び直流電源電圧に基づ
いて決めるよう構成されている。このため、本発明のブ
ラシレスモータの制御装置は誘起電圧の変化が大きいと
ころで誘起電圧の検出を行うよう構成されているため、
誤差少なくロータ角度を検出できる。従って、本発明に
よれば、ロータの回転位置の検出のためにホール素子等
の磁気検出手段を用いることなく、高効率で安定した広
角通電を行うことができる。As is apparent from the detailed description of the embodiments, the control device for a brushless motor according to the present invention has the following effects. The brushless motor control device according to the present invention determines the start timing and the end timing of the cutoff period for detecting the induced voltage necessary to obtain the rotor position, the motor speed, and the duty ratio of the pulse width modulation in the power supply period. It is configured to be determined based on the duty ratio index and the DC power supply voltage. For this reason, since the control device of the brushless motor of the present invention is configured to detect the induced voltage where the change in the induced voltage is large,
The rotor angle can be detected with little error. Therefore, according to the present invention, high-efficiency and stable wide-angle energization can be performed without using magnetic detecting means such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor.

【００５６】本発明に係るブラシレスモータの制御装置
は、実施例２において説明したように、モータ速度の変
化率もしくは通電率指標の変化率もしくは直流電源電圧
の変化率が所定値以上であるときは遮断期間を徐々に長
くし、モータ速度の変化率と通電率指標の変化率と電源
電圧の変化率の全てが所定値以下であるときは遮断期間
を徐々に元に戻すよう構成されている。このため、本発
明のブラシレスモータの制御装置は状態の急変が生じて
も誘起電圧の変化が大きいところで誘起電圧の検出がで
きるため、安定して誤差少なくロータ角度を検出でき
る。従って、本発明によれば、ロータの回転位置の検出
のためにホール素子等の磁気検出手段を用いることな
く、高効率で安定した広角通電を行うことができる。As described in the second embodiment, the control device for a brushless motor according to the present invention operates when the rate of change of the motor speed, the rate of change of the duty ratio index, or the rate of change of the DC power supply voltage is a predetermined value or more. The shut-off period is gradually lengthened, and when the rate of change of the motor speed, the rate of change of the duty ratio index, and the rate of change of the power supply voltage are all equal to or less than a predetermined value, the shut-off period is gradually restored. For this reason, the control device for a brushless motor of the present invention can detect the induced voltage where the change in the induced voltage is large even if the state suddenly changes, and can stably detect the rotor angle with a small error. Therefore, according to the present invention, high-efficiency and stable wide-angle energization can be performed without using magnetic detecting means such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor.

【００５７】本発明に係るブラシレスモータの制御装置
は、実施例３において説明したように、通電率指標が所
定値以上になると遮断期間の開始タイミングと終了タイ
ミングを進めるよう構成されている。このため、本発明
のブラシレスモータの制御装置は印加電圧が飽和しても
電流位相を変化させモータ速度をさらに上げることが可
能である。従って、本発明によれば、ロータの回転位置
の検出のためにホール素子等の磁気検出手段を用いるこ
となく、動作範囲の広い広角通電を行うことができる。As described in the third embodiment, the control device for a brushless motor according to the present invention is configured to advance the start timing and the end timing of the cutoff period when the duty ratio index becomes equal to or more than a predetermined value. Therefore, the control device of the brushless motor of the present invention can change the current phase even if the applied voltage is saturated, and further increase the motor speed. Therefore, according to the present invention, wide-angle energization with a wide operating range can be performed without using magnetic detecting means such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor.

【００５８】本発明に係るブラシレスモータの制御装置
は、実施例４において説明したように、モータ速度、通
電率指標、及び直流電源電圧に応じて通電期間開始から
所定時間の通電率を通電期間終了までの所定期間の通電
率より大きくするよう構成されている。このため、本発
明のブラシレスモータの制御装置は全領域で相巻線への
電流波形がより正弦波状になる。従って、本発明によれ
ば、ロータの回転位置の検出のためにホール素子等の磁
気検出手段を用いることなく、高効率で低振動・低騒音
の広角通電を行うことができる。The control device for a brushless motor according to the present invention, as described in the fourth embodiment, sets the duty ratio for a predetermined time from the start of the energization period to the end of the energization period according to the motor speed, the duty ratio index, and the DC power supply voltage. It is configured to be larger than the power supply rate in a predetermined period up to. Therefore, in the brushless motor control device of the present invention, the current waveform to the phase winding becomes more sinusoidal in all regions. Therefore, according to the present invention, high-efficiency, low-vibration, low-noise, wide-angle energization can be performed without using a magnetic detection unit such as a Hall element for detecting the rotational position of the rotor.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明に係る実施例１におけるブラシレスモー
タの制御装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for a brushless motor according to a first embodiment of the present invention.

【図２】実施例１のブラシレスモータの制御装置におけ
る各スイッチング素子の導通・遮断のタイミングを示す
波形図と各相の端子電圧波形図である。2A and 2B are a waveform diagram showing the timing of conduction / interruption of each switching element and a terminal voltage waveform diagram of each phase in the control device for the brushless motor according to the first embodiment.

【図３】実施例１におけるブラシレスモータのインダク
タンス特性を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram illustrating inductance characteristics of the brushless motor according to the first embodiment.

【図４】誘起電圧が変化した時の遮断期間において検出
される誘起電圧波形を示す説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram showing an induced voltage waveform detected during a cutoff period when the induced voltage changes.

【図５】実施例１における遮断期間の終了タイミングを
検索するために用いるマップを示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a map used for searching for an end timing of a cutoff period in the first embodiment.

【図６】実施例１における終了タイミング補正量と実際
の遮断期間との関係を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform chart showing a relationship between an end timing correction amount and an actual cutoff period in the first embodiment.

【図７】本発明に係る実施例２におけるブラシレスモー
タの制御装置の構成を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for a brushless motor according to a second embodiment of the present invention.

【図８】モータ速度が急変した時の通常の遮断期間にお
ける誘起電圧波形と変更された遮断期間で検出される誘
起電圧波形との関係図である。FIG. 8 is a diagram illustrating a relationship between an induced voltage waveform in a normal cutoff period when the motor speed changes suddenly and an induced voltage waveform detected in the changed cutoff period.

【図９】実施例２における遮断期間タイミング調整回路
の動作を示すフローチャートである。FIG. 9 is a flowchart illustrating an operation of a cutoff period timing adjustment circuit according to the second embodiment.

【図１０】本発明に係る実施例３におけるブラシレスモ
ータの制御装置の構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for a brushless motor according to a third embodiment of the present invention.

【図１１】実施例３の制御装置において電流位相を変え
た場合の動作範囲領域を示す図である。FIG. 11 is a diagram illustrating an operation range region when the current phase is changed in the control device according to the third embodiment.

【図１２】実施例３における進角調整回路の動作を示す
フローチャートである。FIG. 12 is a flowchart illustrating an operation of a lead angle adjustment circuit according to the third embodiment.

【図１３】本発明に係る実施例４におけるブラシレスモ
ータの制御装置の構成を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for a brushless motor according to a fourth embodiment of the present invention.

【図１４】実施例４における、各相のスイッチング素子
と巻線に入力される信号波形図であり、（ａ）はＵ相上
流側スイッチング素子に入力される通電・遮断信号であ
り、（ｂ）はＵ相下流側スイッチング素子に入力される
通電・遮断信号であり、（ｃ）は通電率指標が小さい場
合のＵ相電流波形であり、（ｄ）は通電率指標が小大き
い場合のＵ相電流波形である。14A and 14B are signal waveform diagrams input to the switching elements and windings of each phase according to the fourth embodiment. FIG. 14A is an energization / cutoff signal input to a U-phase upstream switching element, and FIG. ) Is an energization / cutoff signal input to the U-phase downstream switching element, (c) is a U-phase current waveform when the duty factor is small, and (d) is a U-phase current waveform when the duty factor is small. It is a phase current waveform.

【図１５】実施例４における、各相のスイッチング素子
と巻線に入力される信号波形図であり、（ｅ）はパルス
幅変調区間の通電率が通電率指標と同じ時のＵ相上流側
スイッチング素子に入力される通電・遮断信号であり、
（ｆ）はパルス幅変調区間の通電率が通電率指標と同じ
時のＵ相下流側スイッチング素子に入力される通電・遮
断信号であり、（ｇ）はＵ相に与えられる通電遮断信号
が（ｅ）、（ｆ）の時のＵ相電流波形であり、（ｈ）は
パルス幅変調区間の通電率が通電率指標と異なる区間が
ある時のＵ相上流側スイッチング素子に入力される通電
・遮断信号であり、（ｉ）はパルス幅変調区間の通電率
が通電率指標と異なる区間がある時のＵ相下流側スイッ
チング素子に入力される通電・遮断信号であり、（ｊ）
はＵ相に与えられる通電遮断信号が（ｇ）、（ｈ）の時
のＵ相電流波形である。FIG. 15 is a diagram illustrating signal waveforms input to the switching elements and windings of each phase in the fourth embodiment. FIG. 15E illustrates the U-phase upstream side when the duty ratio in the pulse width modulation section is the same as the duty ratio index. The energization / shutoff signal input to the switching element,
(F) is an energization / interruption signal input to the U-phase downstream switching element when the energization rate in the pulse width modulation section is equal to the energization rate index, and (g) is an energization / interruption signal applied to the U-phase. e) and (f) are U-phase current waveforms, and (h) is a diagram showing the energization / input to the U-phase upstream switching element when there is a section where the duty ratio in the pulse width modulation section is different from the duty ratio index. (I) is an energization / interruption signal input to the U-phase downstream switching element when there is a section where the duty ratio of the pulse width modulation section is different from the duty ratio index, and (j)
7A is a U-phase current waveform when the energization cutoff signals applied to the U-phase are (g) and (h).

【図１６】実施例４における通電パターン作成回路の動
作を示すフローチャートである。FIG. 16 is a flowchart illustrating an operation of an energization pattern creation circuit according to a fourth embodiment.

【図１７】実施例４における通電率補正量を得るための
マップの一例を示す図である。FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a map for obtaining a duty ratio correction amount according to the fourth embodiment.

【図１８】実施例４における基本通電パターンと変更後
の通電パターンを示す信号波形図であり、（ａ）は基本
通電パターンであり、（ｂ）は通電パターンの開始後と
終了前で通電率を一定量増減して作成された通電パター
ンであり、（ｃ）は通電パターンの開始後と終了前で通
電率を一定でない量増減して作成された通電パターンで
ある。18A and 18B are signal waveform diagrams showing a basic energization pattern and an energization pattern after change in Example 4, where FIG. 18A shows the basic energization pattern, and FIG. 18B shows the energization rate before and after the energization pattern starts. Is an energization pattern created by increasing or decreasing a constant amount, and (c) is an energization pattern created by increasing or decreasing the energization rate by an inconstant amount after the start and before the end of the energization pattern.

【図１９】従来のブラシレスモータの制御装置の構成を
示すブロック図である。FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a conventional brushless motor control device.

【図２０】各相に発生する磁石による誘起電圧波形と電
気角との関係を示す図である。FIG. 20 is a diagram showing a relationship between a voltage induced by a magnet generated in each phase and an electrical angle.

【図２１】従来のブラシレスモータの制御装置において
遮断期間で検出される誘起電圧波形を示す波形図であ
る。FIG. 21 is a waveform diagram showing an induced voltage waveform detected in a cutoff period in a conventional brushless motor control device.

【図２２】従来のブラシレスモータの制御装置で負荷が
重くなったときの電流波形を示す波形図である。FIG. 22 is a waveform diagram showing a current waveform when a load becomes heavy in a conventional brushless motor control device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ モータ ２ ステータ ３ ロータ ４ 直流電源 ５ スイッチング回路 ６ 第１のスイッチング信号作成回路 ７ 誘起電圧検出回路 ８ 直流電圧検出回路 ９ ロータ回転位置検出回路 １０ モータ速度演算回路 １１ 速度制御回路 １２ 第１の遮断期間タイミング作成回路 １３ 遮断期間タイミング調整回路 １４ 進角量調整回路 １５ 通電パターン作成回路 １６ 第２のスイッチング信号作成回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor 2 Stator 3 Rotor 4 DC power supply 5 Switching circuit 6 First switching signal generation circuit 7 Induced voltage detection circuit 8 DC voltage detection circuit 9 Rotor rotation position detection circuit 10 Motor speed calculation circuit 11 Speed control circuit 12 First cutoff Period timing creation circuit 13 Shutdown period timing adjustment circuit 14 Lead angle adjustment circuit 15 Current supply pattern creation circuit 16 Second switching signal creation circuit

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松井 敬三 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 松城 英夫 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 飯島 友邦 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 サハ スブラタ 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB07 BB17 DA13 DA19 DB13 EB01 EC01 SS01 TT15 UA02 XA04 XA12  ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Keizo Matsui 1006 Kazuma Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Hideo Matsuki 1006 Kadoma Kadoma Kadoma City, Osaka Prefecture 72) Inventor Tomohuni Iijima 1006 Kadoma, Kazuma, Osaka Pref. Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. (72) Inventor Saha Subrata 1006 Odaka, Kazuma Kadoma, Osaka Pref. DA13 DA19 DB13 EB01 EC01 SS01 TT15 UA02 XA04 XA12

Claims (14)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 複数相の巻線を有するステータと複数極
の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータのた
めの制御装置であって、 直流電源に接続された一対のスイッチング素子が電流の
流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて直列接
続された直列回路を複数有するスイッチング回路、 前記スイッチング回路の各相の直列回路に供給される直
流電圧を検出する直流電圧検出手段、 前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッ
チング素子が同時に遮断されている期間に当該直列回路
のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れる
誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、 前記誘起電圧検出手段から出力された誘起電圧の波形
と、前記ブラシレスモータの特性から決められる誘起電
圧の波形とに基づいて前記ロータの回転位置を演算し、
出力するロータ回転位置検出手段、 前記ロータの回転位置の時間による変化からモータ速度
を演算するモータ速度演算手段、 前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて通電率指
標を出力する速度制御手段、 前記モータ速度、前記直流電圧、及び前記通電率指標の
うち少なくとも１つの値と前記ロータ回転位置検出手段
から出力されたロータ回転位置とに基づいて、前記スイ
ッチング回路の各相の直列回路の一対のスイッチング素
子に同時に遮断信号を出力する期間である遮断期間の開
始タイミングと終了タイミングとを各相分作成する遮断
期間タイミング作成手段、及び、 前記遮断期間タイミング作成手段から出力された各相の
遮断期間の開始タイミングと終了タイミングと前記ロー
タ回転位置検出手段から出力されたロータ回転位置とに
基づいて、各相の遮断期間には直列回路の両方のスイッ
チング素子への遮断信号を作成し、前記遮断期間以外の
期間である導通期間には各直列回路の一対のいずれかの
スイッチング素子への連続導通信号もしくは前記通電率
指標に基づいた断続導通信号のいずれかの信号を作成す
るとともに、当該対の他方のスイッチング素子への遮断
信号を作成して、前記スイッチング回路に出力するスイ
ッチング信号作成手段、 を具備することを特徴とするブラシレスモータの制御装
置。1. A control device for a brushless motor including a stator having windings of a plurality of phases and a rotor having magnets of a plurality of poles, wherein a pair of switching elements connected to a DC power supply have a current flow. A switching circuit having a plurality of series circuits arranged in series on the upstream side and the downstream side with respect to the direction, a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage supplied to a series circuit of each phase of the switching circuit, An induced voltage detecting means for detecting an induced voltage appearing at a terminal of a winding connected between the switching elements of the series circuit during a period in which both switching elements of one series circuit of the switching circuit are simultaneously cut off, and outputting the induced voltage; Based on the waveform of the induced voltage output from the induced voltage detecting means and the waveform of the induced voltage determined from the characteristics of the brushless motor. Calculates the rotational position of the serial rotor,
A rotor rotation position detection unit that outputs, a motor speed calculation unit that calculates a motor speed from a change with time of the rotation position of the rotor, a speed control unit that outputs a duty ratio index based on a deviation between the motor speed and a command speed, Based on at least one of the motor speed, the DC voltage, and the duty ratio index and the rotor rotation position output from the rotor rotation position detection means, a pair of a series circuit of each phase of the switching circuit is provided. A shut-off period timing creating means for creating a start timing and an end timing of a shut-off period for outputting a shut-off signal simultaneously to the switching element for each phase; and a shut-off period of each phase output from the shut-off period timing creating means. Start and end timings and the rotor rotational position output from the rotor rotational position detecting means. And generating a cutoff signal to both switching elements of the series circuit during the cutoff period of each phase, and during the conduction period that is a period other than the cutoff period, any one of a pair of switching elements of each series circuit. A switching signal to generate either a continuous conduction signal to the switching element or an intermittent conduction signal based on the duty factor, and to generate a cutoff signal to the other switching element of the pair, and output the signal to the switching circuit. A control device for a brushless motor, comprising: creating means. 【請求項２】 遮断期間タイミング調整手段を設けて、
モータ速度の変化率が所定値以上の時、前記遮断期間を
長く設定することを特徴とする請求項１に記載のブラシ
レスモータの制御装置。2. A device for adjusting a cutoff period timing, comprising:
The control device for a brushless motor according to claim 1, wherein when the rate of change of the motor speed is equal to or more than a predetermined value, the cutoff period is set to be long. 【請求項３】 遮断期間タイミング調整手段を設けて、
通電率指標の変化率が所定値以上の時、前記遮断期間を
長く設定することを特徴とする請求項１に記載のブラシ
レスモータの制御装置。3. A shut-off period timing adjusting means is provided,
The control device for a brushless motor according to claim 1, wherein when the rate of change of the duty ratio index is equal to or more than a predetermined value, the cutoff period is set to be long. 【請求項４】 遮断期間タイミング調整手段を設けて、
直流電圧の変化率が所定値以上の時、前記遮断期間を長
く設定することを特徴とする請求項１に記載のブラシレ
スモータの制御装置。4. A shut-off period timing adjusting means is provided,
The control device for a brushless motor according to claim 1, wherein when the rate of change of the DC voltage is equal to or more than a predetermined value, the cutoff period is set to be long. 【請求項５】 前記遮断期間を所定の変化率で長くする
ことを特徴とする請求項２に記載のブラシレスモータの
制御装置。5. The control device for a brushless motor according to claim 2, wherein the cutoff period is lengthened at a predetermined change rate. 【請求項６】 前記遮断期間を所定の変化率で長くする
ことを特徴とする請求項３に記載のブラシレスモータの
制御装置。6. The control device for a brushless motor according to claim 3, wherein the cutoff period is lengthened at a predetermined change rate. 【請求項７】 前記遮断期間を所定の変化率で長くする
ことを特徴とする請求項４に記載のブラシレスモータの
制御装置。7. The control device for a brushless motor according to claim 4, wherein the cutoff period is lengthened at a predetermined change rate. 【請求項８】 モータ速度の変化率が所定値以下であ
り、通電率指標の変化率が所定値以下であり、かつ直流
電圧の変化率が所定値以下の時、前記遮断期間を短くす
ることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスモータ
の制御装置。8. When the rate of change of the motor speed is equal to or less than a predetermined value, the rate of change of the duty ratio index is equal to or less than a predetermined value, and the rate of change of the DC voltage is equal to or less than a predetermined value, the cutoff period is shortened. The control device for a brushless motor according to claim 1, wherein: 【請求項９】 前記遮断期間を所定の変化率で短くする
ことを特徴とする請求８に記載のブラシレスモータの制
御装置。9. The brushless motor control device according to claim 8, wherein the cutoff period is shortened at a predetermined change rate. 【請求項１０】 複数相の巻線を有するステータと複数
極の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータの
ための制御装置であって、 直流電源に接続された一対のスイッチング素子が電流の
流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて直列接
続された直列回路を複数有するスイッチング回路、 前記スイッチング回路の各直列回路に供給される直流電
圧を検出する直流電圧検出手段、 前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッ
チング素子が同時に遮断されている期間に、当該直列回
路のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れ
る誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、 前記誘起電圧検出手段から出力された誘起電圧の波形
と、前記ブラシレスモータの特性から決められる誘起電
圧の波形とに基づいて前記ロータの回転位置を演算し、
出力するロータ回転位置検出手段、 前記ロータの回転位置の時間による変化からモータ速度
を演算するモータ速度演算手段、 前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて通電率指
標を出力する速度制御手段、 前記モータ速度、前記直流電圧、及び前記通電率指標の
うち少なくとも１つの値と前記ロータ回転位置検出手段
から出力されたロータ回転位置とに基づいて、前記スイ
ッチング回路の各相の直列回路の一対のスイッチング素
子に同時に遮断信号を出力する期間である遮断期間の開
始タイミングと終了タイミングとを各相分作成する第１
の遮断期間タイミング作成手段、 前記速度制御手段から出力された前記通電率指標に基づ
いて前記遮断期間の開始タイミングと終了タイミングと
を各相分変化させる進角量調整手段、及び前記進角量調
整手段から出力された各相の遮断期間の開始タイミング
と終了タイミングとに基づいて、各相の遮断期間には直
列回路の両方のスイッチング素子への遮断信号を作成
し、前記遮断期間以外の期間である導通期間には各相の
直列回路の一対のいずれかのスイッチング素子への連続
導通信号もしくは前記通電率指標に基づいた断続導通信
号のいずれかの信号を作成するとともに、当該対の他方
のスイッチング素子への遮断信号を作成して、前記スイ
ッチング回路に出力するスイッチング信号作成手段、 を具備することを特徴とするブラシレスモータの制御装
置。10. A control device for a brushless motor including a stator having a winding having a plurality of phases and a rotor having a magnet having a plurality of poles, wherein a pair of switching elements connected to a DC power supply have a current flow. A switching circuit having a plurality of series circuits arranged in series on the upstream side and the downstream side with respect to the direction, a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage supplied to each series circuit of the switching circuit, the switching circuit An induced voltage detecting means for detecting and outputting an induced voltage appearing at a terminal of a winding connected between the switching elements of the series circuit during a period in which both switching elements of one series circuit are simultaneously cut off, Based on the waveform of the induced voltage output from the induced voltage detecting means and the waveform of the induced voltage determined from the characteristics of the brushless motor. Calculates the rotational position of the serial rotor,
A rotor rotation position detection unit that outputs, a motor speed calculation unit that calculates a motor speed from a change with time of the rotation position of the rotor, a speed control unit that outputs a duty ratio index based on a deviation between the motor speed and a command speed, Based on at least one of the motor speed, the DC voltage, and the duty ratio index and the rotor rotation position output from the rotor rotation position detection means, a pair of a series circuit of each phase of the switching circuit is provided. A first timing for generating a start timing and an end timing of a shut-off period for outputting a shut-off signal to the switching element simultaneously for each phase;
Cut-off period timing creating means, lead angle adjusting means for changing a start timing and an end timing of the cut-off period for each phase based on the duty ratio index output from the speed control means, and the lead angle adjustment Based on the start timing and end timing of each phase cut-off period output from the means, a cut-off signal to both switching elements of the series circuit is created in each phase cut-off period, and in a period other than the cut-off period, In a certain conduction period, while generating either a continuous conduction signal to one of a pair of switching elements of the series circuit of each phase or an intermittent conduction signal based on the duty factor, the other switching of the pair is performed. A switching signal generating means for generating a cutoff signal to the element and outputting the signal to the switching circuit. Other control devices. 【請求項１１】 前記進角量調整手段は、通電率指標が
所定値以上になった時、前記所定値より小さくなるよう
各相の遮断期間の開始タイミングと終了タイミングとを
早めることを特徴とする請求項１０に記載のブラシレス
モータの制御装置。11. The advancing amount adjusting means, when the duty ratio index becomes equal to or more than a predetermined value, advances the start timing and the end timing of the cutoff period of each phase so as to become smaller than the predetermined value. The control device for a brushless motor according to claim 10. 【請求項１２】 複数相の巻線を有するステータと複数
極の磁石を有するロータとを備えたブラシレスモータの
ための制御装置であって、 直流電源に接続された一対のスイッチング素子が電流の
流れの方向に対して上流側と下流側に配置されて直列接
続された直列回路を複数有するスイッチング回路、 前記スイッチング回路の各相の直列回路に供給される直
流電圧を検出する直流電圧検出手段、 前記スイッチング回路の１つの直列回路の両方のスイッ
チング素子が同時に遮断されている期間に当該直列回路
のスイッチング素子間に接続された巻線の端子に現れる
誘起電圧を検出し、出力する誘起電圧検出手段、 前記誘起電圧検出手段から出力された誘起電圧の波形
と、前記ブラシレスモータの特性から決められる誘起電
圧の波形とに基づいて前記ロータの回転位置を演算し、
出力するロータ回転位置検出手段、 前記ロータの回転位置の時間による変化からモータ速度
を演算するモータ速度演算手段、 前記モータ速度と指令速度との偏差に基づいて通電率指
標を出力する速度制御手段、 前記ロータ回転位置検出手段から出力されたロータ回転
位置に基づいて、前記スイッチング回路の各相の直列回
路の一対の両方のスイッチング素子に同時に遮断信号を
出力する期間である遮断期間の開始タイミングと終了タ
イミングとを作成する遮断期間タイミング作成手段、 前記遮断期間以外の期間である通電期間における通電率
の通電パターンにおいて、通電期間開始から所定期間の
通電率の平均値が通電期間終了までの所定期間の通電率
の平均値より大きくなるよう作成する通電パターン作成
手段、及び、 前記遮断期間タイミング作成手段から出力された各相の
遮断期間の開始タイミングと終了タイミングと前記ロー
タ回転位置検出手段から出力された回転位置に基づい
て、各相の遮断期間には直列回路の両方のスイッチング
素子への遮断信号を作成し、前記通電期間には各相の直
列回路の一対のスイッチング素子の一方への前記通電パ
ターン作成手段の出力に応じた信号を作成するととも
に、当該対の他方への遮断信号を作成して、前記スイッ
チング回路に出力するスイッチング信号作成手段、 を具備することを特徴とするブラシレスモータの制御装
置。12. A control device for a brushless motor having a stator having windings of a plurality of phases and a rotor having magnets of a plurality of poles, wherein a pair of switching elements connected to a DC power supply have a current flow. A switching circuit having a plurality of series circuits arranged in series on the upstream side and the downstream side with respect to the direction, a DC voltage detecting means for detecting a DC voltage supplied to a series circuit of each phase of the switching circuit, An induced voltage detecting means for detecting an induced voltage appearing at a terminal of a winding connected between the switching elements of the series circuit during a period in which both switching elements of one series circuit of the switching circuit are simultaneously cut off, and outputting the induced voltage; Based on the waveform of the induced voltage output from the induced voltage detecting means and the waveform of the induced voltage determined from the characteristics of the brushless motor. Calculates the rotational position of the rotor,
A rotor rotation position detection unit that outputs, a motor speed calculation unit that calculates a motor speed from a change with time of the rotation position of the rotor, a speed control unit that outputs a duty ratio index based on a deviation between the motor speed and a command speed, Based on the rotor rotation position output from the rotor rotation position detection means, the start timing and the end of a shutdown period during which a shutdown signal is simultaneously output to both of a pair of switching elements of a series circuit of each phase of the switching circuit. In the power supply pattern of the power supply period in the power supply period that is a period other than the power supply cutoff period, the average value of the power supply ratio in the predetermined period from the start of the power supply period to the end of the power supply period is set. An energization pattern creating means for creating an energization ratio larger than an average value of the energization rate; Based on the start timing and end timing of each phase cut-off period output from the timing generator and the rotational position output from the rotor rotational position detector, each phase cut-off period applies to both switching elements of the series circuit. A signal corresponding to the output of the energization pattern generation means to one of the pair of switching elements of the series circuit of each phase during the energization period, and an interception signal to the other of the pair. And a switching signal generating means for generating the switching signal and outputting the switching signal to the switching circuit. 【請求項１３】 前記通電パターン作成手段は、通電率
指標が増加するとき、通電期間開始から所定期間の通電
率の平均値に対する通電期間終了までの所定期間の通電
率の平均値の比を小さくすることを特徴とする請求項１
２に記載のブラシレスモータの制御装置。13. The energization pattern creating means, when the energization rate index increases, decreases the ratio of the average value of the energization rate in the predetermined period from the start of the energization period to the average value of the energization rate in the predetermined period until the end of the energization period. 2. The method according to claim 1, wherein
3. The control device for a brushless motor according to 2. 【請求項１４】 前記通電パターン作成手段は、通電率
指標が減少するとき、通電期間開始から所定期間の通電
率の平均値に対する通電期間終了までの所定期間の通電
率の平均値の比を大きくすることを特徴とする請求項１
２に記載のブラシレスモータの制御装置。14. The energization pattern creating means, when the energization rate index decreases, increases the ratio of the average value of the energization rate in the predetermined period from the start of the energization period to the average value of the energization rate in the predetermined period until the end of the energization period. 2. The method according to claim 1, wherein
3. The control device for a brushless motor according to 2.