JP2002051594A - Spindle controller - Google Patents
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ベルトやギアなど
の動力伝達手段を介して連結された誘導電動機の回転速
度を制御することによって、工作機械等の主軸を制御す
る主軸制御装置に関するものであって、特に誘導電動機
に速度検出器などを必要とせずに主軸の制御を行なうこ
とのできる主軸制御装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a spindle control device for controlling a spindle of a machine tool or the like by controlling a rotation speed of an induction motor connected via power transmission means such as a belt or a gear. In particular, the present invention relates to a spindle control device capable of controlling a spindle without requiring a speed detector or the like in an induction motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、工作機械の主軸駆動などの用途に
おいて直流電動機に代わって構造が簡単かつ堅牢でブラ
シ交換の不要な誘導電動機が多く用いられており、すべ
り周波数型ベクトル制御と呼ばれる制御方式によって速
度制御を行なう制御装置が多く用いられる傾向にある。
このようなすべり周波数型ベクトル制御による従来の制
御装置のブロック図の一例を図３に示す。このすべり周
波数型ベクトル制御装置を用いて工作機械の主軸駆動を
行う場合においては、誘導電動機５に取り付けた速度検
出器６によって誘導電動機の回転速度を検出してベクト
ル制御を行うと共に、主軸７に取り付けた回転位置検出
器８によって主軸の回転位置を検出し、回転位置のフィ
ードバック制御を行うことによって主軸定位置停止機能
や同期タッピング機能などを実現している。一方、誘導
電動機の制御方式として近年、速度検出器を使用せずに
誘導電動機の速度制御を行なう速度センサレスベクトル
制御なる制御方式が考案され、実用化されている。この
ような速度センサレスベクトル制御方式の従来技術によ
る制御装置のブロック図の一例を図４に示す。この方式
においては、誘導電動機５の端子電圧や電流を用いてモ
ータ回転速度の推定値を算出しており、例えば図４の例
では励磁電流指令値ｉd*と励磁電流検出値ｉdとの偏
差、もしくはトルク電流指令値ｉq*とトルク電流検出値
ｉqとの偏差に基づいてセンサレス速度検出部９がロー
タの回転速度ωmを推定演算している。そして、このωm
を用いてベクトル制御を行うとともに、上述したすべり
周波数型ベクトル制御と同様に主軸に取り付けた回転位
置検出器８を用いて主軸の回転位置制御を実現してい
る。なお、すべり周波数型と速度センサレスベクトル制
御とについては、「交流モータのベクトル制御」，中野
孝良著，日刊工業新聞社，１９９６年３月初版発行に詳
しい説明がある。2. Description of the Related Art In recent years, an induction motor having a simple structure, robustness and requiring no brush replacement has been widely used in place of a DC motor in applications such as spindle drive of a machine tool, and a control method called a slip frequency type vector control has been used. There is a tendency that a control device that performs speed control is often used.
FIG. 3 shows an example of a block diagram of a conventional control device using such a slip frequency type vector control. When the main shaft of the machine tool is driven using this slip frequency type vector control device, the speed detector 6 attached to the induction motor 5 detects the rotation speed of the induction motor and performs vector control. The rotational position of the spindle is detected by the attached rotational position detector 8 and feedback control of the rotational position is performed to realize a spindle constant position stop function and a synchronous tapping function. On the other hand, in recent years, as a control method for an induction motor, a control method called speed sensorless vector control for controlling the speed of an induction motor without using a speed detector has been devised and put into practical use. FIG. 4 shows an example of a block diagram of a conventional control device of such a speed sensorless vector control system. In this method, the estimated value of the motor rotation speed is calculated using the terminal voltage and the current of the induction motor 5, and for example, in the example of FIG. 4, the deviation between the excitation current command value id * and the excitation current detection value id, Alternatively, the sensorless speed detector 9 estimates and calculates the rotational speed ωm of the rotor based on the deviation between the torque current command value iq * and the detected torque current value iq. And this ωm
, And the rotation position control of the spindle is realized by using the rotation position detector 8 attached to the spindle similarly to the above-described slip frequency type vector control. The slip frequency type and the speed sensorless vector control are described in detail in "Vector Control of AC Motor", written by Takayoshi Nakano, Nikkan Kogyo Shimbun, March 1996, first edition.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】従来のすべり周波数型
ベクトル制御、並びに速度センサレスベクトル制御によ
る主軸制御装置においては、以下に示すような課題を有
している。すなわち、すべり周波数型ベクトル制御を用
いた主軸制御装置においては、誘導電動機の速度検出器
が必要であるためシステム全体の価格が高く、また比較
的、高温状態となる誘導電動機に直接、速度検出器を取
り付ける必要があるため信頼性の点で課題を有してい
る。The conventional spindle frequency control apparatus using the slip frequency type vector control and the speed sensorless vector control has the following problems. In other words, in the spindle control device using the slip frequency type vector control, the speed of the induction motor is necessary because the speed detector of the induction motor is required, and the speed detector is directly connected to the induction motor which is relatively hot. Therefore, there is a problem in the point of reliability because it is necessary to attach the light source.
【０００４】また、速度センサレスベクトル制御を用い
た主軸制御装置においては、すべり周波数推定値の演算
においてモータ内部の磁束密度およびモータの二次抵抗
値を使用する必要があり、これらは完全に正確な値を得
ることが困難であるため、特に誘導電動機の回転速度が
低速である場合においては、すべり周波数推定値の誤差
が回転速度の推定値に与える影響が大きくなり、高精度
に出力トルクを制御することができない傾向にある。こ
の結果、主軸定位置停止機能や同期タッピング機能な
ど、主軸の回転位置制御を必要とする機能において十分
な性能を実現できない。本発明は上記課題を解決するた
めになされたものであり、工作機械の主軸を駆動する誘
導電動機に速度センサを用いることなく高精度に主軸の
速度制御を実現し、安価で信頼性の高い主軸制御装置を
提供することを目的とする。Further, in a spindle control device using the speed sensorless vector control, it is necessary to use the magnetic flux density inside the motor and the secondary resistance value of the motor in calculating the slip frequency estimation value, and these are completely accurate. Since it is difficult to obtain the value, especially when the rotational speed of the induction motor is low, the error in the estimated slip frequency has a large effect on the estimated rotational speed, and the output torque is controlled with high accuracy. Tend not to be able to. As a result, it is not possible to achieve sufficient performance in functions that require rotational position control of the spindle, such as the spindle fixed position stop function and the synchronous tapping function. The present invention has been made to solve the above-described problems, and realizes high-accuracy spindle speed control without using a speed sensor in an induction motor that drives a spindle of a machine tool. It is an object to provide a control device.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために本発明にかかる主軸制御装置は、動力伝達手段を
介して主軸に接続された誘導モータの速度を速度指令値
に応じてフィードバック制御する主軸制御装置におい
て、モータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwを入力として前
記モータの励磁電流成分であるｄ軸電流検出値と、前記
モータのトルク電流成分であるｑ軸電流検出値を出力す
る３相２相変換手段と、前記モータに対する磁束密度指
令に応じてｄ軸電流指令値を出力する励磁電流指令発生
手段と、モータ速度検出値と前記速度指令値との偏差に
基づいてｑ軸電流指令値を算出するトルク電流指令発生
手段と、前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値との
偏差、もしくは前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出
値との偏差に基づいて前記モータの速度推定値である第
１速度検出値を算出する第１速度推定手段と、主軸に連
結された検出器から得た主軸速度検出値に動力伝達手段
の変速比を乗じた第２速度検出値を算出する第２速度検
出手段と、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値と
の差が所定値以下である場合には、前記第１速度検出値
と前記第２速度検出値に基づいて前記モータ速度検出値
を算出して出力し、前記第１速度検出値と前記第２速度
検出値との差が所定値以上である場合には、前記第１速
度検出値を前記モータ速度検出値として出力するモータ
速度検出手段とを備えることを特徴とする。さらに、前
記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定値
以上であり、かつ前記第１速度検出値が所定値以下であ
る場合には、減速方向のトルクを発生するｑ軸電流指令
値を予め定めた所定値に制限するリミッタ回路を備える
ことを特徴とする。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, a spindle control device according to the present invention provides feedback control of the speed of an induction motor connected to a spindle via power transmission means in accordance with a speed command value. In the main spindle control device, a detected d-axis current value as an exciting current component of the motor and a detected q-axis current value as a torque current component of the motor are output by inputting instantaneous values iu, iv and iw of the motor current. Three-phase to two-phase conversion means, excitation current command generation means for outputting a d-axis current command value according to a magnetic flux density command for the motor, and q-axis current based on a deviation between a motor speed detection value and the speed command value. A torque current command generating means for calculating a command value, and a deviation between the q-axis current command value and the q-axis current command value, or a deviation between the d-axis current command value and the d-axis current detection value. First speed estimating means for calculating a first speed detection value which is an estimated speed value of the motor; and a second speed obtained by multiplying a speed ratio of the power transmission means by a main shaft speed detection value obtained from a detector connected to the main shaft. A second speed detecting means for calculating a detection value; and, if a difference between the first speed detection value and the second speed detection value is equal to or less than a predetermined value, the first speed detection value and the second speed detection value are detected. Calculating and outputting the motor speed detection value based on the first speed detection value, when the difference between the first speed detection value and the second speed detection value is equal to or greater than a predetermined value, Motor speed detecting means for outputting as a motor speed detection value. Further, when a difference between the first speed detection value and the second speed detection value is equal to or greater than a predetermined value and the first speed detection value is equal to or less than a predetermined value, a torque in a deceleration direction is generated. A limiter circuit for limiting the shaft current command value to a predetermined value is provided.
【０００６】[0006]
【作用】本発明による誘導電動機の制御装置において
は、３相２相変換手段によってモータ電流の瞬時値ｉ
u、ｉv、ｉwからモータ内部の励磁電流ｉdおよびトルク
電流ｉqを直流量として検出している。これら励磁電流
検出値ｉdおよびトルク電流検出値ｉqは、それぞれ励磁
電流指令値ｉd*およびトルク電流指令値ｉq*との偏差に
応じてフィードバック制御されている。第１速度推定手
段はモータ速度の推定値に誤差がある場合には、トルク
電流検出値ｉqとトルク電流指令値ｉq*との偏差、もし
くは励磁電流検出値ｉdと励磁電流指令値ｉd*との偏差
が大きくなることを利用して第１速度検出値を算出して
いる。この第１速度検出値は低い周波数成分においては
検出誤差を多く含む性質があるが、高周波成分について
は比較的精度の高い検出値が得られる。一方、主軸に取
り付けられた検出器から算出した第２のモータ回転速度
推定値つまり第２速度検出値は、比較的高い周波数成分
において誤差を多く含む性質があるが、低周波数成分に
ついては比較的精度の高い検出値が得られる。従って、
第１速度検出値と主軸に取り付けられた検出器による第
２速度検出値の双方の精度の良い周波数成分を、それぞ
れ組み合わせて使用することによって高精度の速度検出
を行うことができ、安定でかつ精度の良い速度制御を行
うことができる。In the control device for an induction motor according to the present invention, the instantaneous value i of the motor current is obtained by the three-phase to two-phase conversion means.
The excitation current id and the torque current iq inside the motor are detected as DC values from u, iv and iw. The excitation current detection value id and the torque current detection value iq are feedback-controlled in accordance with deviations from the excitation current command value id * and the torque current command value iq *, respectively. When there is an error in the estimated value of the motor speed, the first speed estimating means calculates a deviation between the detected torque current value iq and the specified torque current value iq * or a difference between the detected excitation current value id and the specified excitation current value id *. The first speed detection value is calculated using the fact that the deviation increases. Although the first speed detection value has a property of including many detection errors in a low frequency component, a relatively high accuracy detection value is obtained in a high frequency component. On the other hand, the second motor rotation speed estimated value calculated from the detector attached to the main shaft, that is, the second speed detection value has a property of including a large amount of error in a relatively high frequency component, but has a relatively high frequency component. A highly accurate detection value can be obtained. Therefore,
High-precision speed detection can be performed by using both high-accuracy frequency components of the first speed detection value and the high-accuracy frequency components of the second speed detection value obtained by the detector attached to the main shaft in a stable and stable manner. Accurate speed control can be performed.
【０００７】[0007]
【発明の実施の形態】図１は本発明に係る主軸制御装置
の一実施形態のブロック図である。図３および図４に示
す従来の制御装置と同じ構成要素は同一符号で示してあ
り、その説明は重複するので省略する。３相２相変換器
１はモータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwと積分器２の出
力した電気角ωｔを基にして以下の演算によって励磁電
流検出値ｉdおよびトルク電流検出値ｉqを演算してい
る。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a spindle control device according to the present invention. The same components as those of the conventional control device shown in FIGS. 3 and 4 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted because they are duplicated. The three-phase / two-phase converter 1 calculates the excitation current detection value id and the torque current detection value iq by the following calculation based on the instantaneous values iu, iv, iw of the motor current and the electrical angle ωt output from the integrator 2. ing.
【数１】ｉd＝ｉu・sinωｔ＋ｉv・sin(ωｔ−120°)＋ｉ
w・sin(ωｔ＋120°)## EQU1 ## id = iu · sin ωt + iv · sin (ωt−120 °) + i
w ・ sin (ωt + 120 °)
【数２】ｉq＝ｉu・cosωｔ＋ｉv・cos(ωｔ−120°)＋ｉ
w・cos(ωｔ＋120°) これら［数１］［数２］の意味について説明する。sin
ωｔ信号およびcosωｔ信号は後述する２相３相変換器
３がモータ端子電圧指令の演算に使用するものと同じで
あって、sinωｔ信号の位相を基準として３相のモータ
電流を直交する２軸座標に投影するものである。このよ
うにして得られたｉd、ｉqを用いて誘導電動機の電圧、
電流の関係を以下に説明する。誘導電動機の等価回路を
図５に示す。図中のＥ1、Ｉ1、Ｉ2はそれぞれ、１次端
子電圧、１次巻線電流、２次巻線電流を表したものであ
り、交流量である。これらの各電流、電圧は［数１］
［数２］によって得られたｉd、ｉqを用いて以下のよう
に表記できる。[Equation 2] iq = iu · cosωt + iv · cos (ωt−120 °) + i
w · cos (ωt + 120 °) The meaning of these [Equation 1] and [Equation 2] will be described. sin
The ωt signal and the cos ωt signal are the same as those used by the two-phase / three-phase converter 3 described later for calculating the motor terminal voltage command, and the two-axis coordinates orthogonal to the three-phase motor current based on the phase of the sin ωt signal Is projected on the screen. Using the id and iq obtained in this way, the voltage of the induction motor,
The relationship between the currents will be described below. FIG. 5 shows an equivalent circuit of the induction motor. In the figure, E1, I1, and I2 represent the primary terminal voltage, the primary winding current, and the secondary winding current, respectively, and are the amounts of alternating current. Each of these currents and voltages is [Equation 1]
It can be expressed as follows using id and iq obtained by [Equation 2].
【数３】Ｉ1＝ｉd・sinωｔ＋ｉq・cosωｔ## EQU3 ## I1 = id · sin ωt + iq · cos ωt
【数４】Ｉ2＝ｉ2d・sinωｔ＋ｉ2q・cosωｔ[Equation 4] I2 = i2d · sinωt + i2q · cosωt
【数５】Ｅ1＝ｅd・sinωｔ＋ｅq・cosωｔ[Equation 5] E1 = ed · sinωt + eq · cosωt
【０００８】ここでωはモータ電流の角周波数であるか
ら、ｉd、ｉq、ｉ2d、ｉ2q、ｅd、ｅqの各値は時間によ
らず一定となる直流量かつスカラ量として算出される。
なお、この直交する座標軸をそれぞれｄ軸、ｑ軸と称す
る。上記ｉd、ｉq、ｉ2d、ｉ2q、ｅd、ｅqを用いて図６
の等価回路の電圧、電流を表すと次式を得る。ただし微
分演算子(d/dt)をｐで表す。Here, since ω is the angular frequency of the motor current, each value of id, iq, i2d, i2q, ed, and eq is calculated as a DC amount and a scalar amount that are constant regardless of time.
The orthogonal coordinate axes are called a d-axis and a q-axis, respectively. Using the above id, iq, i2d, i2q, ed, and eq, FIG.
When the voltage and current of the equivalent circuit of are expressed, the following equation is obtained. Here, the differential operator (d / dt) is represented by p.
【数６】ｅd＝ｒ1・ｉd＋ｐ(Lσ＋Ｍ)ｉd−ω(Lσ＋Ｍ)
ｉq−ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ω・Ｍ・ｉ2q[Equation 6] ed = r1 · id + p (Lσ + M) id−ω (Lσ + M)
iq-p ・ M ・ i2d + ω ・ M ・ i2q
【数７】ｅq＝ω(Lσ＋Ｍ)ｉd＋ｒ1・ｉq＋ｐ(Lσ＋Ｍ)
ｉq−ω・Ｍ・ｉ2d−ｐ・Ｍ・ｉ2qEq = ω (Lσ + M) id + r1 · iq + p (Lσ + M)
iq-ω ・ M ・ i2d-p ・ M ・ i2q
【０００９】次に２次回路の電圧、電流について図６の
等価回路を用いて説明する。この図から、誘導電動機は
ロ−タが１次電圧の角周波数ωに対してωs＝ｓ・ωとい
うすべり周波数を持って回転することによって速度起電
力のみ１：ｓの比率で伝達する変圧器として考えること
ができる。このように考えて２次回路の電圧方程式は次
のように表すことができる。Next, the voltage and current of the secondary circuit will be described with reference to an equivalent circuit shown in FIG. From this figure, the induction motor is a transformer that transmits only the speed electromotive force at a ratio of 1: s by rotating the rotor with the slip frequency of ωs = s · ω with respect to the angular frequency ω of the primary voltage. Can be considered as Considering this, the voltage equation of the secondary circuit can be expressed as follows.
【数８】ｒ2・ｉ2d＋ｐ・Ｍ・ｉ2d＋ｓ・ω・Ｍ(ｉq−ｉ2q)
−ｐ・Ｍ・ｉd＝０## EQU8 ## r2８i2d + p ・ M ・ i2d + s ・ ωωM (iq-i2q)
−p · M · id = 0
【数９】ｒ2・ｉ2q＋ｐ・Ｍ・ｉ2q−ｓ・ω・Ｍ(ｉd−ｉ2d)
−ｐ・Ｍ・ｉq＝０ ここで、この座標軸の回転位置について誘導電動機内部
の磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の位置が一致していると
仮定すると磁束ベクトルΦは次のように表される。[Equation 9] r2９i2q + pＭMｉi2q-sωω ・ M (id-i2d)
−p · M · iq = 0 Here, assuming that the position of the magnetic flux vector Φ inside the induction motor coincides with the position of the d axis for the rotational position of the coordinate axis, the magnetic flux vector Φ is expressed as follows: .
【数１０】Φ＝φ・sinωｔ (ただしφはスカラ量)Φ = φ · sinωt (where φ is a scalar quantity)
【数１１】φ＝Ｍ・ｉd−Ｍ・ｉ2d すなわち図５の等価回路において励磁インダクタンスＭ
に流れる励磁電流ｉmは［数１２］のように表され、ま
た、ｑ軸成分の電流が励磁電流ｉmには関与しないこと
から、ｑ軸成分について［数１３］を得る。## EQU11 ## φ = M ・ id-M ・ i2d That is, in the equivalent circuit of FIG.
Is expressed as [Expression 12], and since the current of the q-axis component does not contribute to the excitation current im, [Expression 13] is obtained for the q-axis component.
【数１２】ｉm＝ｉd−ｉ2d## EQU12 ## im = id-i2d
【数１３】ｉq＝ｉ2q ∴ｉq−ｉ2q＝０ これら［数１２］［数１３］を［数９］に代入すること
によって［数１４］を得られ、さらにこれを変形して
［数１５］を得る。Eq = i2q ∴iq−i2q = 0 By substituting these [Equation 12] and [Equation 13] into [Equation 9], [Equation 14] is obtained, which is further transformed to [Equation 15]. Get.
【数１４】ｒ2・ｉq＝ｓ・ω・Ｍ・ｉm[Equation 14] r2 · iq = s · ω · M · im
【数１５】ωs＝ｒ2・ｉq／(Ｍ・ｉm) ただしωs＝ω
−ωm（ωm：モータ回転数） また［数１２］［数１３］を［数８］に代入すると［数
１６］が得られる。Ωs = r2 · iq / (M · im) where ωs = ω
−ωm (ωm: motor rotation speed) [Expression 16] is obtained by substituting [Expression 12] and [Expression 13] into [Expression 8].
【数１６】ｉm＝｛ｒ2／（ｒ2＋ｐ・Ｍ）｝ｉd すなわちｉmはｉdの一次遅れに等しく、ｉdが一定であ
るという条件の元ではｉdに等しい。## EQU16 ## im = {r2 / (r2 + p.M)} id That is, im is equal to the first-order delay of id, and is equal to id under the condition that id is constant.
【００１０】以上のように誘導電動機内部の磁束ベクト
ルΦの位置とｄ軸の位置が一致していると仮定すると、
［数１５］からすべり周波数ωsはｉqに比例しているこ
とがわかり、逆に言えば磁束ベクトルΦの位置とｄ軸の
位置を一致させるためにはすべり周波数ωsをｉqに比例
して制御する必要がある。この［数１５］はベクトル制
御条件と呼ばれ、この条件を満足するすべり周波数ωs
を与えるとき［数１２］および［数１３］が成立するこ
とによって、磁束密度φは［数１６］に示すようにｉd
によって任意に制御できるとともにトルクを発生するｉ
qは磁束密度に影響を与えることなく任意に制御するこ
とが可能となる。Assuming that the position of the magnetic flux vector Φ inside the induction motor coincides with the position of the d-axis as described above,
[Equation 15] shows that the slip frequency ωs is proportional to iq. Conversely, to match the position of the magnetic flux vector Φ with the position of the d-axis, the slip frequency ωs is controlled in proportion to iq. There is a need. This [Equation 15] is called a vector control condition, and the slip frequency ωs satisfying this condition is
When [Expression 12] and [Expression 13] are satisfied, the magnetic flux density φ becomes id as shown in [Expression 16].
I that can be controlled arbitrarily and generate torque
q can be arbitrarily controlled without affecting the magnetic flux density.
【００１１】次に［数６］［数７］に基づいてモータの
１次電流ｉd、ｉqを制御する制御系を考える。まず、
［数６］に［数１２］［数１３］を代入すると［数１
７］を得る。Next, a control system for controlling the primary currents id and iq of the motor based on [Equation 6] and [Equation 7] will be considered. First,
Substituting [Equation 12] and [Equation 13] for [Equation 6] gives [Equation 1]
7].
【数１７】 ｅd＝(ｒ1＋ｐ・Lσ)ｉd−ω・Lσ・ｉq＋ｐ・Ｍ・ｉm この式のうち第３項はｉmの変化が十分に緩やかである
ことから無視できる。よって次の［数１８］を得る。[Mathematical formula-see original document] ed = (r1 + p * L [sigma]) id- [omega] * L [sigma] * iq + p * M [im] The third term in this equation can be ignored since the change of im is sufficiently gradual. Therefore, the following [Equation 18] is obtained.
【数１８】ｅd＝(ｒ1＋ｐ・Lσ)ｉd−ω・Lσｉq 今、ｉdを所望の指令値ｉd*に等しくするという制御系
を考えたとき、ｉd*とｉdとの誤差Δｉd(＝ｉd*−ｉd)
をもとに次の［数１９］のようにｄ軸電圧指令ｅd*を出
力する制御系を考えることができる。Ed = (r1 + p.L.sigma.) Id-.omega.L.sq. Now, when considering a control system in which id is equal to a desired command value id *, an error .DELTA.id (= id * -id) between id * and id. id)
Based on this, a control system that outputs the d-axis voltage command ed * as in the following [Equation 19] can be considered.
【数１９】ｅd*＝Ｇd・Δｉd−ω・Lσ・ｉq* なお、Ｇdは比例積分アンプなどを用いた増幅率であり
十分に大きな値である。また第２項はｑ軸からの干渉項
としてフィ−ドフォワ−ド補償として加算される。Equation 19: ed * = Gd · Δid−ω · Lσ · iq * Gd is an amplification factor using a proportional-integral amplifier or the like, and is a sufficiently large value. The second term is added as a feedforward compensation as an interference term from the q axis.
【００１２】同様に［数７］に［数１２］［数１３］を
代入すると［数２０］を得る。Similarly, when [Equation 12] and [Equation 13] are substituted into [Equation 7], [Equation 20] is obtained.
【数２０】 ｅq＝ω・Lσ・ｉd＋(ｒ1＋ｐ・Lσ)ｉq＋ω・Ｍ・ｉm 上記と同様にｉqを指令値ｉq*に等しく制御するという
系を考えるとき、［数２０］より次の［数２１］のよう
な制御系を考えることができる。なおＧqはＧdと同様に
十分に大きな値であり、またｉd＝一定という仮定のも
とではｉmはｉdに等しいのでｉmをｉd*に置き換えてい
る。Eq = ω · Lσ · id + (r1 + p · Lσ) iq + ω · M · im In the same manner as above, when considering a system in which iq is controlled to be equal to the command value iq *, 21] can be considered. Note that Gq is a sufficiently large value like Gd, and im is equal to id under the assumption that id = constant, so im is replaced by id *.
【数２１】ｅq*＝Ｇq・Δｉq＋ω(Lσ＋Ｍ)ｉd* この第２項は［数１９］の第２項と同様にｄ軸からの干
渉項としてフィ−ドフォワ−ド補償される。Eq * = Gq.Δiq + ω (Lσ + M) id * This second term is feedforward compensated as an interference term from the d-axis similarly to the second term of [Equation 19].
【００１３】上述した［数１９］［数２１］に従って誘
導電動機の１次巻線に印加されるｄ軸電圧すなわち励磁
電流同相電圧の指令値ｅd*、およびｑ軸電圧すなわちト
ルク電流同相電圧の指令値ｅq*が決定される。これら指
令値は２相３相変換器３によって以下の変換が行なわ
れ、誘導電動機の１次巻線に印加される３相交流電圧の
指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*となる。According to the above [Equation 19] and [Equation 21], the d-axis voltage applied to the primary winding of the induction motor, ie, the command value ed * of the exciting current common mode voltage, and the q-axis voltage, ie, the command of the torque current common mode voltage, are given. The value eq * is determined. These command values are subjected to the following conversion by the two-phase / three-phase converter 3 and become the command values eu *, ev *, ew * of the three-phase AC voltage applied to the primary winding of the induction motor.
【数２２】ｅu*＝ｅd*・sinωｔ＋ｅq*・cosωｔ[Equation 22] eu * = ed * · sinωt + eq * · cosωt
【数２３】 ｅv*＝ｅd*・sin(ωｔ−120°)＋ｅq*・cos(ωｔ−120°) ＝(−ｅd*／２＋√３／２・ｅq*)sinωｔ＋(−√３／２・
ｅd*−ｅq*／２)cosωｔEv * = ed * · sin (ωt−120 °) + eq * · cos (ωt−120 °) = (− ed * / 2 + √3 / 2 · eq *) sinωt + (− √3 / 2 ·
ed * -eq * / 2) cosωt
【数２４】 ｅw*＝ｅd*・sin(ωｔ＋120°)＋ｅq*・cos(ωｔ＋120°) ＝(−ｅd*／２−√３／２・ｅq*)sinωｔ＋(√３／２・ｅ
d*−ｅq*／２)cosωｔ インバータ４はこれらの指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*に相当
する電圧を誘導電動機５に印加することによって１次電
流ｉd、ｉqはそれぞれ所望の値に制御することが可能と
なる。Ew * = ed * · sin (ωt + 120 °) + eq * · cos (ωt + 120 °) = (− ed * / 2−√3 / 2 · eq *) sinωt + (√3 / 2 · e
d * −eq * / 2) cosωt The inverter 4 controls the primary currents id and iq to desired values by applying voltages corresponding to these command values eu *, ev * and ew * to the induction motor 5. It is possible to do.
【００１４】上記［数１８］［数２０］は１次電流ｉ
d、ｉqを１次電圧を操作することによって任意に制御で
きることを示すものであるが、前提条件として［数１
２］［数１３］が成り立つ必要があり、そのためには
［数１５］を満たすすべり周波数ωs（＝ω−ωm）を与
える必要がある。しかしながらモータ回転速度ωmは速
度検出器を使用しないために正確な検出値は得られず、
推定値ωm^を使用する。このため速度推定値ωm^と実際
の回転速度ωmに誤差があった場合にはｉd、ｉqを正確
に制御することができなくなり、電流指令値ｉd*、ｉq*
との間に偏差が生じることになる。そこで図１のセンサ
レス速度検出部９において、これらの電流指令値ｉd*、
ｉq*と電流検出値ｉd、ｉqとの偏差を利用して正確な速
度推定値ωm^を得ることが可能である。[Equation 18] and [Equation 20] represent the primary current i
This shows that d and iq can be arbitrarily controlled by manipulating the primary voltage.
2] [Equation 13] needs to be satisfied, and a slip frequency ωs (= ω−ωm) satisfying [Equation 15] needs to be given. However, since the motor rotation speed ωm does not use a speed detector, an accurate detection value cannot be obtained.
Use the estimated value ωm ^. Therefore, if there is an error between the estimated speed value ωm ^ and the actual rotation speed ωm, it is impossible to accurately control id and iq, and the current command values id * and iq *
Will occur. Therefore, in the sensorless speed detector 9 of FIG. 1, these current command values id *,
Using the deviation between iq * and the detected current values id and iq, it is possible to obtain an accurate estimated speed value ωm ^.
【００１５】電流指令値ｉd*、ｉq*と電流検出値ｉd、
ｉqとの偏差を利用して速度推定値ωm^を得る方法につ
いては、既に様々な方法が公知技術として報告されてお
り、それらの何れにも本発明を適用できる。ここでは、
その一手法としてｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流検出値
ｉqとの偏差を利用する手法について示す。まず、速度
推定値ωm^と実際の回転速度ωmとの誤差Δωmを次のよ
うに定義する。The current command values id *, iq * and the current detection values id,
Various methods have already been reported as known methods for obtaining the estimated speed value ωm ^ using the deviation from iq, and the present invention can be applied to any of them. here,
As one of the methods, a method using a deviation between the q-axis current command value iq * and the q-axis current detection value iq will be described. First, an error Δωm between the estimated speed value ωm ^ and the actual rotation speed ωm is defined as follows.
【数２５】Δωm＝ωm−ωm^ 次に電流角周波数ωは図１の実施例においては、［数１
５］のベクトル制御条件を満たすようにｑ軸電流指令値
ｉq*から次のように算出している。なお、［数１５］に
おけるｉmは［数１６］に示したようにｄ軸電流ｉdの一
次遅れであり、その時定数は数100ms程度であるのでモ
ータ回転速度に対して変化が緩慢なため一定と近似でき
る。Δωm = ωm−ωm ^ Next, the current angular frequency ω in the embodiment of FIG.
5] is calculated as follows from the q-axis current command value iq * so as to satisfy the vector control condition of [5]. It should be noted that im in [Equation 15] is a first-order delay of the d-axis current id as shown in [Equation 16], and its time constant is about several hundred ms. Can be approximated.
【数２６】ωs*＝ｒ2・ｉq*／(Ｍ・ｉm)Ωs * = r2 · iq * / (M · im)
【数２７】ω＝ωm^＋ωs* 上記の［数２５］［数２７］から実際の誘導電動機に発
生するすべり周波数ωs（＝ω−ωm）は次のように表さ
れる。Ω = ωm ^ + ωs * From the above [Equation 25] and [Equation 27], the slip frequency ωs (= ω−ωm) generated in the actual induction motor is expressed as follows.
【数２８】ωs＝ωs*−Δωm この［数２８］と［数２６］［数１５］の関係から次式
を得る。Ωs = ωs * −Δωm From the relationship between [Expression 28] and [Expression 26] [Expression 15], the following expression is obtained.
【数２９】Δωm＝ｒ2（ｉq*−ｉq）／(Ｍ・ｉm) すなわちｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqとの
偏差は、速度推定値ωm^の誤差Δωmを表しており、比
例積分アンプ等を用いて（ｉq*−ｉq）を増幅してωm^
を次のように算出する。Δωm = r2 (iq * −iq) / (M · im) That is, the deviation between the q-axis current command value iq * and the q-axis current detection value iq represents the error Δωm of the estimated speed value ωm ^. And (iq * −iq) is amplified using a proportional-integral amplifier or the like to obtain ωm ^
Is calculated as follows.
【数３０】ωm^＝Ｇw（ｉq*−ｉq） このときＧwは比例積分アンプの増幅率であり、これを
十分に大きな値に設定すればΔωm＝０となるようにフ
ィードバックが作用し、速度推定値ωm^は実際の回転速
度ωmに等しくなる。Ωm ^ = Gw (iq * −iq) At this time, Gw is the amplification factor of the proportional-integral amplifier, and if this is set to a sufficiently large value, feedback acts so that Δωm = 0, and the speed is increased. The estimated value ωm ^ becomes equal to the actual rotation speed ωm.
【００１６】前記のように第１速度推定手段としてのセ
ンサレス速度検出部９が算出する速度推定値つまり第１
速度検出値としてのセンサレス速度検出値ωm^は、その
入力に電流検出値を使用しており、電流制御系に含まれ
るインバータのデッドタイムなどの誤差要因によって検
出精度が悪化する。そこで、本発明においては図１に示
すように工作機械の主軸７に連結された回転位置検出器
８から検出した回転位置を位置・速度変換器１０によっ
て主軸回転速度に変換するとともにベルト等動力伝達手
段の変速比を乗算して、モータ速度と等価な第２速度検
出値ωLを得る。しかし、この第２速度検出値ωLはベル
トの伸縮などの影響によって、また動力伝達手段として
ギアを使用する場合はギアのバックラッシュなどの影響
によって過渡的には正確なモータ速度を得ることができ
ない。例えば動力伝達手段がベルトである場合にはベル
トのバネ定数と主軸およびモータの慣性モーメントによ
って、一般的に主軸とモータ間の機械的結合は１００〜
２００Ｈｚ程度の共振周波数を持った二慣性共振系の特
性を示す。このため、誘導電動機５の速度変化に対して
主軸７は１００〜２００Ｈｚ程度の周波数で振動的な挙
動を示し、第２速度検出値ωLには、この振動による検
出誤差が多く含まれる。つまり、第２速度検出値ωLは
モータ速度に対して低周波成分の検出誤差は十分に少な
いが、高周波成分の検出誤差を含んでいる。As described above, the speed estimated value calculated by the sensorless speed detecting section 9 as the first speed estimating means, that is, the first speed
As the sensorless speed detection value ωm ^ as the speed detection value, the current detection value is used as an input, and the detection accuracy deteriorates due to an error factor such as a dead time of an inverter included in the current control system. Therefore, in the present invention, as shown in FIG. 1, the rotational position detected from a rotational position detector 8 connected to the main shaft 7 of the machine tool is converted into a main shaft rotational speed by a position / speed converter 10 and power transmission of a belt or the like is performed. The second speed detection value ωL equivalent to the motor speed is obtained by multiplying the speed ratio of the means. However, the second speed detection value ωL cannot obtain a transiently accurate motor speed due to the influence of the expansion and contraction of the belt, and when a gear is used as the power transmission means, due to the influence of the gear backlash and the like. . For example, when the power transmission means is a belt, the mechanical coupling between the main shaft and the motor is generally 100 to 100 depending on the spring constant of the belt and the inertia moment of the main shaft and the motor.
This shows the characteristics of a two-inertial resonance system having a resonance frequency of about 200 Hz. For this reason, the main shaft 7 exhibits a vibratory behavior at a frequency of about 100 to 200 Hz with respect to a change in the speed of the induction motor 5, and the second speed detection value ωL includes a large detection error due to the vibration. That is, the second speed detection value ωL has a detection error of a low frequency component sufficiently small with respect to the motor speed, but includes a detection error of a high frequency component.
【００１７】また一方、センサレス速度検出値ωm^は過
渡的な検出精度は比較的に良好であるが［数２９］に示
すように算出式に励磁電流ｉmやｑ軸電流検出値ｉq、二
次抵抗値ｒ2を使用しているため、静的な検出精度は低
い。例えば、インバータのデッドタイム等によってモー
タ電流に制御偏差が生じた場合には、この偏差を増幅し
て速度検出誤差を生じてしまう。また、モータの温度変
化等による二次抵抗値ｒ2の変動も速度検出値に誤差を
生じさせてしまう。これらの誤差要因は比較的周波数成
分の低いものである。そこで図１のハイパスフィルタ１
１はωm^の低周波成分を除去している。またローパスフ
ィルタ１２は第２速度検出値ωLの高周波成分を除去し
ており、これらフィルタの出力を加算器１３で加算合成
することによってセンサレス速度検出値ωm^と第２速度
検出値ωLの双方から検出精度の高い成分のみを抽出し
た速度検出値を得ている。On the other hand, although the sensorless speed detection value ωm ^ has a relatively good transient detection accuracy, the excitation current im, the q-axis current detection value iq, the secondary current Since the resistance value r2 is used, the static detection accuracy is low. For example, when a control deviation occurs in the motor current due to a dead time of the inverter or the like, the deviation is amplified to cause a speed detection error. Further, a change in the secondary resistance value r2 due to a change in the motor temperature or the like also causes an error in the speed detection value. These error factors have relatively low frequency components. Therefore, the high-pass filter 1
1 removes the low frequency component of ωm ^. The low-pass filter 12 removes the high-frequency component of the second speed detection value ωL, and the outputs of these filters are added and synthesized by the adder 13 to obtain both the sensorless speed detection value ωm ^ and the second speed detection value ωL. The speed detection value obtained by extracting only the component with high detection accuracy is obtained.
【００１８】なお、比較器１４はセンサレス速度検出値
ωm^と第２速度検出値ωLの差が所定値以上になった場
合に動作して、ベルト等の変速機構が故障したものと判
定する。変速機構が故障したと判定すると、第２速度検
出値ωLはモータの速度検出値としては使用することが
できないため、切換器１５がセンサレス速度検出値ωm^
をそのままモータ速度検出値として出力する。The comparator 14 operates when the difference between the sensorless speed detection value ωm ^ and the second speed detection value ωL is equal to or greater than a predetermined value, and determines that the speed change mechanism such as the belt has failed. If it is determined that the speed change mechanism has failed, the second speed detection value ωL cannot be used as the motor speed detection value, so that the switch 15 outputs the sensorless speed detection value ωm ^.
Is output as the motor speed detection value as it is.
【００１９】変速機構が故障したと判定し、センサレス
速度検出値ωm^を用いてベクトル制御を行う際、モータ
速度が低速の領域においては、特に減速方向のトルクを
正確に制御することができない。その結果、実際にはモ
ータが回転しているにも係わらずセンサレス速度検出値
ωm^がゼロ速度を検出してしまい、モータを停止させる
ことができない。その理由は低速の領域において、特に
減速方向のトルクを出力する際には負のすべり周波数が
発生するために電流周波数が小さくなり、モータ端子電
圧が低くなるためである。このため、インバータのデッ
ドタイムなどによる電圧誤差成分がモータ電流に与える
影響が相対的に大きくなり、モータ内部における実際の
磁束が正確に制御できなくなってベクトル制御条件が崩
れるためである。そこで本発明においては、センサレス
速度検出値ωm^を用いてベクトル制御を行う際にはリミ
ッタ１６によってｑ軸電流指令値を予め定めた所定のリ
ミット値に制限している。このリミット値は、一例とし
ては図２に示すようにモータ速度の関数として与えてお
り、回転速度が低い領域ではｑ軸電流値を小さくしてい
る。このようにｑ軸電流を小さくすることによって、モ
ータに通電される電流のうちｄ軸電流成分つまり励磁電
流が相対的に大きくなり、安定にモータ内部の磁束を制
御することができ、上記不具合の発生を防止することが
できる。つまり、このリミッタ１６は比較器１４が、変
速機構が故障したと判定していない間は、除算器２２が
出力するｑ軸電流指令値をそのまま出力し、比較器１４
が、変速機構が故障したと判定すると、除算器２２が出
力するｑ軸電流指令値を予め定めた所定のリミット値に
制限する。When it is determined that the speed change mechanism has failed and the vector control is performed using the sensorless speed detection value ωm ^, it is not possible to accurately control the torque in the deceleration direction, particularly in a region where the motor speed is low. As a result, the sensorless speed detection value ωm ^ detects zero speed even though the motor is actually rotating, and the motor cannot be stopped. The reason is that in a low-speed region, especially when outputting torque in the deceleration direction, a negative slip frequency is generated, so that the current frequency is reduced and the motor terminal voltage is reduced. For this reason, the influence of the voltage error component due to the dead time of the inverter on the motor current becomes relatively large, and the actual magnetic flux inside the motor cannot be accurately controlled, and the vector control condition is broken. Therefore, in the present invention, when performing vector control using the sensorless speed detection value ωm ^, the limiter 16 limits the q-axis current command value to a predetermined limit value. As an example, this limit value is given as a function of the motor speed as shown in FIG. 2, and the q-axis current value is reduced in a region where the rotation speed is low. By reducing the q-axis current in this way, the d-axis current component of the current supplied to the motor, that is, the exciting current becomes relatively large, and the magnetic flux inside the motor can be controlled stably. Occurrence can be prevented. In other words, the limiter 16 outputs the q-axis current command value output from the divider 22 as it is, while the comparator 14 does not determine that the speed change mechanism has failed.
However, if it is determined that the transmission mechanism has failed, the q-axis current command value output from the divider 22 is limited to a predetermined limit value.
【００２０】[0020]
【発明の効果】以上の本発明によれば、誘導電動機に速
度検出器を取り付けることなく高精度に工作機械の主軸
を速度制御することができ、安価で信頼性の高い主軸制
御装置を提供できる。According to the present invention described above, it is possible to control the spindle speed of a machine tool with high accuracy without attaching a speed detector to an induction motor, and to provide an inexpensive and highly reliable spindle control device. .
【図１】 本発明による主軸制御装置の一実施例のブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a spindle control device according to the present invention.
【図２】 本発明におけるｑ軸電流指令値のリミット値
の設定例である。FIG. 2 is a setting example of a limit value of a q-axis current command value in the present invention.
【図３】 従来のすべり周波数型ベクトル制御による主
軸制御装置のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a conventional spindle control device based on slip frequency type vector control.
【図４】 従来のセンサレスベクトル制御による主軸制
御装置のブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of a conventional spindle control device based on sensorless vector control.
【図５】 誘導電動機の等価回路の第１の形態である。FIG. 5 is a first embodiment of an equivalent circuit of the induction motor.
【図６】 誘導電動機の等価回路の第２の形態である。FIG. 6 is a second embodiment of the equivalent circuit of the induction motor.
１ ３相２相変換器、２ 積分器、３ ２相３相変換
器、４ インバータ、５誘導電動機、６ 速度検出器、
７ 主軸、８ 回転位置検出器、９ センサレス速度検
出部、１０ 位置・速度変換器、１１ ハイパスフィル
タ、１２ ローパスフィルタ、１３ 加算器、１４ 比
較器、１５ 切換器、１６ リミッタ、１７ 電流制御
器、１８ 磁束密度指令発生器、１９ 励磁電流指令発
生器、２０ 減算器、２１ Ｐｉ増幅器、２２ 除算
器、２３ 除算器、２４ 乗算器、２５ 加算器、２６
直流電圧源、２７ 電流検出器、２８ 位置検出回
路。1 3 phase 2 phase converter, 2 integrator, 3 2 phase 3 phase converter, 4 inverter, 5 induction motor, 6 speed detector,
7 spindle, 8 rotation position detector, 9 sensorless speed detector, 10 position / speed converter, 11 high-pass filter, 12 low-pass filter, 13 adder, 14 comparator, 15 switch, 16 limiter, 17 current controller, 18 Magnetic flux density command generator, 19 Excitation current command generator, 20 Subtractor, 21 Pi amplifier, 22 Divider, 23 Divider, 24 Multiplier, 25 Adder, 26
DC voltage source, 27 current detector, 28 position detection circuit.
Claims (2)
導モータの速度を速度指令値に応じてフィードバック制
御する主軸制御装置において、 モータ電流の瞬時値ｉu、ｉv、ｉwを入力として前記モ
ータの励磁電流成分であるｄ軸電流検出値と、前記モー
タのトルク電流成分であるｑ軸電流検出値を出力する３
相２相変換手段と、 前記モータに対する磁束密度指令に応じてｄ軸電流指令
値を出力する励磁電流指令発生手段と、 モータ速度検出値と前記速度指令値との偏差に基づいて
ｑ軸電流指令値を算出するトルク電流指令発生手段と、 前記ｑ軸電流指令値と前記ｑ軸電流検出値との偏差、も
しくは前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏
差に基づいて前記モータの速度推定値である第１速度検
出値を算出する第１速度推定手段と、 主軸に連結された検出器から得た主軸速度検出値に前記
動力伝達手段の変速比を乗じた第２速度検出値を算出す
る第２速度検出手段と、 前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との差が所定
値以下である場合には、前記第１速度検出値と前記第２
速度検出値に基づいて前記モータ速度検出値を算出して
出力し、前記第１速度検出値と前記第２速度検出値との
差が所定値以上である場合には、前記第１速度検出値を
前記モータ速度検出値として出力するモータ速度検出手
段とを備えることを特徴とする主軸制御装置。1. A spindle control device for feedback-controlling the speed of an induction motor connected to a spindle via power transmission means according to a speed command value, wherein said motor receives instantaneous motor current values iu, iv, iw as inputs. Output a detected d-axis current value as an exciting current component and a detected q-axis current value as a torque current component of the motor.
Phase-two-phase conversion means, excitation current command generation means for outputting a d-axis current command value according to a magnetic flux density command to the motor, q-axis current command based on a deviation between a motor speed detection value and the speed command value A torque current command generating means for calculating a value, a deviation between the q-axis current command value and the q-axis current detection value, or the motor based on a deviation between the d-axis current command value and the d-axis current detection value. First speed estimating means for calculating a first speed detection value which is an estimated speed value of the motor; and a second speed detecting means for multiplying a speed ratio of the power transmission means by a main shaft speed detection value obtained from a detector connected to the main shaft. A second speed detecting means for calculating a value; and a difference between the first speed detected value and the second speed detected value is equal to or less than a predetermined value.
The motor speed detection value is calculated and output based on the speed detection value, and when the difference between the first speed detection value and the second speed detection value is equal to or greater than a predetermined value, the first speed detection value is calculated. And a motor speed detection means for outputting the motor speed detection value as the motor speed detection value.
ッタ回路を備え、 このリミッタ回路は、前記第１速度検出値と前記第２速
度検出値との差が所定値以上であり、かつ前記第１速度
検出値が所定値以下である場合には、減速方向のトルク
を発生するｑ軸電流指令値を予め定めた所定値に制限す
ることを特徴とする主軸制御装置。2. The spindle control device according to claim 1, further comprising a limiter circuit for limiting the q-axis current command value to a predetermined value, wherein the limiter circuit includes the first speed detection value and the first speed detection value. When the difference from the second speed detection value is equal to or more than a predetermined value and the first speed detection value is equal to or less than a predetermined value, the q-axis current command value for generating the torque in the deceleration direction is set to a predetermined value. A spindle control device characterized by limiting.
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