JP2002050990A - Space duplex radio communication method and radio communication equipment - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｎ台の送信機とＮ
素子送受信アンテナとＮ台の受信機を備え、Ｎチャネル
送信信号間の相互相関を最小化することによりＮチャネ
ル空間多重する無線通信方法と無線通信装置に関する。[0001] The present invention relates to N transmitters and N transmitters.
The present invention relates to a wireless communication method and a wireless communication apparatus including an element transmitting / receiving antenna and N receivers, and performing N-channel spatial multiplexing by minimizing cross correlation between N-channel transmission signals.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動通信の急激な普及に伴い、周
波数利用効率の高い無線通信方法が求められている。一
般的な定義としての周波数利用効率は、通信量と使用し
たスペクトル空間の大きさの比で表わせる。使用したス
ペクトル空間とは、使用した周波数帯域幅と、占有した
物理空間の大きさと、使用した時間の積である。このよ
うに定義された周波数利用効率を高めるには、（１）通
信量を増大する、（２）周波数帯域幅を狭くする、
（３）物理空間を狭くする、（４）使用する時間を短く
することにより、達成できる。2. Description of the Related Art In recent years, with the rapid spread of mobile communication, a radio communication method with high frequency use efficiency has been demanded. The frequency use efficiency as a general definition can be expressed by a ratio between the amount of communication and the size of the used spectrum space. The used spectral space is the product of the used frequency bandwidth, the occupied physical space size, and the used time. In order to enhance the frequency use efficiency defined in this way, (1) increase the traffic, (2) narrow the frequency bandwidth,
This can be achieved by (3) making the physical space narrow, and (4) shortening the use time.
【０００３】例えば、ディジタル変調方式においては，
多値化により単位周波数あたりの情報伝送量を増加でき
る。この例としては、固定マイクロ波通信における16QA
M(Quadrature Amplitude Modulation)から256QAMへの適
用がある。周波数帯域幅を狭くした例では、移動通信に
おけるインターリーブチャネル配置の例がある。物理空
間を狭くした例では、PHS(Personal Handyphone Syste
m) のようにマイクロセルを実現した例がある。使用す
る時間を短くした例では、PDC(Personal DigitalCellul
ar)におけるフルレート音声符号化からハーフレート音
声符号化を実現した例がある。For example, in a digital modulation system,
The amount of information transmission per unit frequency can be increased by multi-leveling. An example of this is 16QA in fixed microwave communications.
There is an application from M (Quadrature Amplitude Modulation) to 256QAM. In an example in which the frequency bandwidth is narrowed, there is an example of an interleaved channel arrangement in mobile communication. In an example where the physical space is narrow, PHS (Personal Handyphone System
There is an example of realizing a microcell as shown in m). In an example where the use time is shortened, PDC (Personal Digital Cellul
There is an example in which half-rate speech encoding is realized from full-rate speech encoding in ar).
【０００４】このように周波数利用効率を高めるために
は、各種無線伝送技術を組み合わせる。例えば、PDCに
おいて、セクタによる周波数配置、高能率音声符号化、
時分割多重接続方式などの技術を組み合わせることによ
り、3セクタ，１搬送波周波数に３チャネルまたは６チ
ャネルの音声チャネルを多重化している。[0004] In order to increase the frequency utilization efficiency, various wireless transmission technologies are combined. For example, in PDC, frequency allocation by sector, high-efficiency speech coding,
By combining techniques such as a time division multiple access system, three or six voice channels are multiplexed on three sectors and one carrier frequency.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】更に、周波数利用効率
を高めるためには、搬送波周波数間のガードバンドを少
なくし、同一周波数を同一地域で複数使用するなどの方
法が必要である。例えば、符号分割多重接続(Code Divi
sion Multiple Access:CDMA)方式による移動通信では、
直交した拡散符号により、各通信チャネルを識別する。
拡散符号により識別された通信チャネルは、同一搬送波
周波数で多重される。同一地域で１搬送波を使用できる
従来の無線通信方法に比べ、従来の無線チャネル多重化
技術を使用してN搬送波を同一地域で使用できれば、理
論上周波数利用効率をN倍にできる可能性がある。しか
し、実際には、無線チャネル間の直交性劣化による他チ
ャネル間干渉により，実際に伝送できる通信量が制限さ
れる問題があった。Further, in order to increase the frequency use efficiency, it is necessary to reduce the guard band between carrier frequencies and use a plurality of the same frequencies in the same area. For example, code division multiple access (Code Divi
sion Multiple Access (CDMA)
Each communication channel is identified by orthogonal spreading codes.
The communication channels identified by the spreading codes are multiplexed on the same carrier frequency. Compared with the conventional wireless communication method that can use one carrier in the same area, if N carriers can be used in the same area using the conventional wireless channel multiplexing technology, there is a possibility that the frequency utilization efficiency can be theoretically increased N times. . However, actually, there is a problem that the amount of communication that can be actually transmitted is limited due to interference between other channels due to deterioration of orthogonality between wireless channels.
【０００６】この発明の目的は、複数の送信機により同
一周波数で複数チャネルの信号を空間多重して送信して
も、受信側においてそれぞれのチャネルの受信信号を分
離可能な空間多重無線通信方法，無線通信装置，受信方
法及び受信装置を提供することである。An object of the present invention is to provide a spatial multiplexing radio communication method capable of separating received signals of respective channels on a receiving side even if signals of a plurality of channels are spatially multiplexed and transmitted at the same frequency by a plurality of transmitters. An object of the present invention is to provide a wireless communication device, a receiving method, and a receiving device.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】この発明によるＮチャネ
ル空間多重無線通信方法は、(a) 独立したＮ個、Ｎは２
以上の整数、の送信機で同一送信周波数に周波数変換し
たＮチャネルの送信信号を生成し、Ｎチャネルの上記各
送信信号を送信アンテナのＮ個の素子にそれぞれ給電し
て送信するステップと、(b) 受信アンテナのＮ素子のそ
れぞれでＮチャネルの送信信号を受信してＮチャネルの
受信信号を生成し、Ｎチャネルの受信信号間の相互相関
係数を最小とすることで上記各送信信号を復元するステ
ップ、とを含む。SUMMARY OF THE INVENTION An N-channel spatial multiplexing radio communication method according to the present invention comprises the following steps: (a) N independent, N = 2
Generating an N-channel transmission signal whose frequency has been converted to the same transmission frequency by the above-mentioned integer number of transmitters, and feeding and transmitting each of the N-channel transmission signals to N elements of a transmission antenna, b) Each of the N elements of the receiving antenna receives an N-channel transmission signal to generate an N-channel reception signal, and minimizes the cross-correlation coefficient between the N-channel reception signals to convert each of the transmission signals. Restoring.
【０００８】この発明による無線通信装置は、独立した
Ｎ個、Ｎは２以上の整数、の送信機と、Ｎ個の送信機出
力をそれぞれ入力するＮ個の素子を備えた送信アンテナ
と、Ｎ個の素子を備えた受信アンテナと、上記受信アン
テナの各素子の出力を入力し、上記送信アンテナのＮ個
の素子と上記受信アンテナのＮ個の素子間の空間伝達関
数の逆関数を生成するチャネル間干渉除去器と、上記チ
ャネル間干渉除去器のそれぞれの出力を入力するＮ個の
受信機、とを含むように構成される。A wireless communication apparatus according to the present invention comprises: N independent transmitters, where N is an integer greater than or equal to 2; a transmitting antenna having N elements for inputting N transmitter outputs; A receiving antenna having a number of elements and outputs of the respective elements of the receiving antenna are input to generate an inverse function of a space transfer function between the N elements of the transmitting antenna and the N elements of the receiving antenna. It is configured to include an inter-channel interference canceller, and N receivers each receiving an output of the inter-channel interference canceller.
【０００９】この発明によれば、送信アンテナのＮ個の
素子から送信されたＮチャネル空間多重信号の受信方法
は以下のステップを含む： (a) 受信アンテナのＮ素子のそれぞれでＮチャネルの送
信信号を受信してＮチャネルの受信信号を生成し、(b)
Ｎチャネルの受信信号をそれぞれＮ分配してN×N経路の
信号を得て、それらN×N経路の信号にそれぞれ重み付け
係数で重み付けし、Ｎチャネルごとに合成してＮチャネ
ルの合成信号を得て、(c) 上記Ｎチャネルの合成信号を
モニタし、上記Ｎチャネルの受信信号の相互相関が最小
となるように上記重み付け係数を設定することによりＮ
チャネルの送信信号を復元する。According to the present invention, a method for receiving an N-channel spatial multiplexed signal transmitted from N elements of a transmitting antenna includes the following steps: (a) N-channel transmission on each of the N elements of the receiving antenna Receiving the signal to generate an N-channel reception signal, (b)
Each of the N-channel received signals is distributed by N to obtain N × N-path signals, and the N × N-path signals are weighted by weighting coefficients, and synthesized for each N-channel to obtain an N-channel synthesized signal. (C) monitoring the synthesized signal of the N channel and setting the weighting coefficient so as to minimize the cross-correlation of the received signal of the N channel;
Restore the transmission signal of the channel.
【００１０】この発明によれば、送信アンテナのＮ個の
素子から送信されたＮチャネルの送信信号を受信する受
信装置は、Ｎ個の素子を有する受信アンテナと、Ｎは２
以上の整数であり、Ｎ入力Ｎ出力を有し、上記受信アン
テナのＮ個の素子からＮチャネルの受信信号が入力さ
れ、それぞれＮ分配してN×N経路で重み付けし、Ｎチャ
ネルごとに合成してＮチャネルの合成信号を生成し、そ
れらＮチャネルの合成信号を基づいて上記Ｎチャネルの
受信信号の相互相関が最小となるように上記重み付け係
数を制御するチャネル間干渉除去器と、上記チャネル間
干渉除去器のそれぞれの出力を入力するＮ個の受信機、
とを含むように構成される。According to the present invention, a receiving apparatus for receiving an N-channel transmission signal transmitted from N elements of a transmitting antenna comprises: a receiving antenna having N elements;
The above integer, which has N inputs and N outputs, receives N-channel received signals from the N elements of the receiving antenna, distributes each of them, weights them by N × N paths, and combines them for every N channels Generating an N-channel composite signal, and controlling the weighting coefficient based on the N-channel composite signal so as to minimize the cross-correlation of the N-channel received signal; N receivers that input the respective outputs of the interferometer
.
【００１１】[0011]
【発明の実施の形態】図１に本発明の原理構成を示す。
この発明による無線通信装置の原理構成は，Ｎ個の送信
機と、Ｎ素子TxA1〜TxANの送信アンテナTxANTで構成さ
れる送信系と、Ｎ素子RxA1〜RxANの受信アンテナRxANT
と、Ｎ入力Ｎ出力のチャネル間干渉除去部２０と、Ｎ個
の受信機20R1〜20RNで構成される受信系からなる。チャ
ネル間干渉除去部２０は、Ｎ入力信号間の相互相関を最
小化してＮ出力信号を生成する。FIG. 1 shows the principle of the present invention.
The principle configuration of the wireless communication apparatus according to the present invention includes a transmitting system including N transmitters, a transmitting antenna TxANT of N elements TxA1 to TxAN, and a receiving antenna RxANT of N elements RxA1 to RxAN.
, An N-input / N-output inter-channel interference canceller 20, and a receiving system including N receivers 20R1 to 20RN. The inter-channel interference removing unit 20 generates an N output signal by minimizing a cross-correlation between the N input signals.
【００１２】次に、本発明の原理を具体的に説明する。
説明を簡単にするため、N=２チャネルの送受信機とし
た。図２にその構成を示す。送信アンテナ素子TxA1から
受信アンテナ素子RxA1への経路をp11とし、送信アンテ
ナ素子TxA1から受信アンテナ素子RxA2への経路をp12、
送信アンテナ素子TxA2から受信アンテナ素子RxA1への経
路をp21、送信アンテナ素子TxA2から受信アンテナ素子R
xA2への経路をp22とする。受信アンテナRxANTの素子RxA
1〜RxANと受信機20R1〜20RNの間にＮチャネルのチャネ
ル間干渉除去器２０が設けられている。送信アンテナTx
ANTと受信アンテナRxANT間の距離がアンテナの素子間隔
に対して十分長いとすれば、経路ijの減衰係数aijと位
相係数θijにより各経路の伝達関数pijは以下となる。Next, the principle of the present invention will be specifically described.
For simplicity of explanation, a transceiver with N = 2 channels is used. FIG. 2 shows the configuration. The path from the transmitting antenna element TxA1 to the receiving antenna element RxA1 is p11, the path from the transmitting antenna element TxA1 to the receiving antenna element RxA2 is p12,
The path from the transmitting antenna element TxA2 to the receiving antenna element RxA1 is p21, and the transmitting antenna element TxA2 to the receiving antenna element R
The path to xA2 is p22. Element RxA of receiving antenna RxANT
An N-channel inter-channel interference canceller 20 is provided between 1 to RxAN and the receivers 20R1 to 20RN. Transmit antenna Tx
Assuming that the distance between the ANT and the receiving antenna RxANT is sufficiently long with respect to the element spacing of the antenna, the transfer function p ij of each path is as follows by the attenuation coefficient a ij and the phase coefficient θ ij of the path ij .
【００１３】[0013]
【数１】 それぞれの送信機11T1, 11T2からの送信信号x1, x2であ
る送信信号列をｘ、それぞれの受信アンテナRxA1, RxA2
の受信信号y1, y2である受信信号列をｙ、送信アンテナ
TxANTから受信アンテナRxANTへの伝達関数行列をＰとす
れば、 ｙ＝Ｐｘ (2) ｘ＝(x1 x2)T (3) ｙ＝(y1 y2)T (4)(Equation 1) A transmission signal sequence that is the transmission signals x 1 and x 2 from the respective transmitters 11T1 and 11T2 is represented by x, and the respective reception antennas RxA1 and RxA2
The received signal sequence which is the received signals y 1 and y 2 of the
Assuming that a transfer function matrix from TxANT to the receiving antenna RxANT is P, y = Px (2) x = (x 1 x 2 ) T (3) y = (y 1 y 2 ) T (4)
【００１４】[0014]
【数２】 受信アンテナ素子RxA1から受信機20R1への経路の重み付
け係数をw11 ,受信アンテナ素子RxA1から受信機20R2へ
の経路の重み付け係数w12, 受信アンテナ素子RxA2から
受信機20R1への経路の重み付け係数w21, 受信アンテナ
素子RxA2から受信機20R2への経路の重み付け係数w22と
し、重み付け係数行列をＷとする。この時のそれぞれの
受信機への入力信号をz1, z2とし、入力信号列をｚとす
れば、 ｚ＝Ｗｙ (6)(Equation 2) Receive antenna elements w 11 the weighting coefficient of the path to the receiver 20R1 from RxA1, receive antenna element weighting factor w 12 of the path to the receiver 20R2 from RxA1, weighting coefficient of the path from the receiving antenna element RxA2 to the receiver 20R1 w 21, from the receiving antenna elements RxA2 the weighting factor w 22 of the path to the receiver 20R2, the weight matrix and W. At this time, if the input signals to the respective receivers are z 1 and z 2 and the input signal sequence is z, z = Wy (6)
【００１５】[0015]
【数３】 ｚ＝（z1 z2)T (8) 式(2)と(6)から(Equation 3) z = (z 1 z 2 ) T (8) From equations (2) and (6)
【００１６】[0016]
【数４】 ここで，式(9) の行列ＷＰを対角行列にする行列Wがあ
れぱ、送信アンテナTxANTと受信アンテナRxANT間の経路
でのチャネル間の干渉等を除去できる。即ち、行列の要
素が p11w21 + p21w22＝０ p12w11 + p22w12＝０ (10) となるように重み付け係数w11, w12, w21, w22を決める
ことにより、送信されたＮチャネル信号を受信側で復元
できる。本発明では、重み付け係数行列Ｗを操作するこ
とで行列ＷＰを対角化する。(Equation 4) Here, if there is a matrix W that makes the matrix WP of the equation (9) a diagonal matrix, it is possible to remove interference between channels on the path between the transmitting antenna TxANT and the receiving antenna RxANT. That is, the weighting factors w 11 , w 12 , w 21 , and w 22 are determined so that the elements of the matrix are p 11 w 21 + p 21 w 22 = 0 p 12 w 11 + p 22 w 12 = 0 (10). As a result, the transmitted N-channel signal can be restored on the receiving side. In the present invention, the matrix WP is diagonalized by manipulating the weighting coefficient matrix W.
【００１７】行列ＷＰを対角化する原理構成を図３に示
す。図３では、チャネル数N=2の場合であり、チャネル
間干渉除去部２０はベクトル係数器２１とタップ係数制
御器２２を有している。ベクトル係数器２１は，各アン
テナ素子RxAi, (i=1,2)と受信機20R1, 20R2間の経路に
係数乗算器21Wi1, 21Wi2が挿入されて，その経路の入力
信号に重み係数wi1, wi2を乗算する。タップ係数制御器
２２は、受信機入力信号列ｚをモニタし、各経路の重み
付け係数を適応的に制御する。信号列ｚの相関行列が対
角化されれば，行列ＷＰの対角化を達成できる。つま
り、重み付け係数行列Ｗは，受信された信号から，希望
しない他の送信アンテナ素子からの入力信号を除去す
る。相関行列の適応的な対角化方法については、最小自
乗推定法などがある。これらの推定アルゴリズムは、適
応信号処理で一般に使用されている。本発明でも同様の
信号処理を使用できる。FIG. 3 shows a principle configuration for diagonalizing the matrix WP. FIG. 3 shows a case where the number of channels N = 2, and the inter-channel interference removing unit 20 has a vector coefficient unit 21 and a tap coefficient controller 22. In the vector coefficient unit 21, coefficient multipliers 21Wi1 and 21Wi2 are inserted in a path between each antenna element RxAi, (i = 1,2) and the receivers 20R1 and 20R2, and a weight coefficient w i1 , Multiply w i2 . The tap coefficient controller 22 monitors the receiver input signal sequence z and adaptively controls the weighting coefficient of each path. If the correlation matrix of the signal sequence z is diagonalized, the diagonalization of the matrix WP can be achieved. That is, the weighting coefficient matrix W removes an undesired input signal from another transmitting antenna element from the received signal. As an adaptive diagonalization method of the correlation matrix, there is a least squares estimation method and the like. These estimation algorithms are commonly used in adaptive signal processing. Similar signal processing can be used in the present invention.
【００１８】次に、重み付け係数行列Ｗの初期設定方法
について説明する。ただし、図３ではN=2の場合である
が、以下ではＮは２以上の任意の整数とする。通常伝搬
路の伝達関数は未知である。このため、本発明では、受
信側において無線通信を行なう前に重み付け係数行列Ｗ
の設定を行なう。まず、すべての重み付け係数の初期値
を例えば１にする。次に、各送信アンテナ素子TxAi, i=
1, 2, ..., N, から順次電波を放射し、その送信アンテ
ナ素子TxAiに対応する受信機20Rj, j=i,の受信入力レベ
ルを最大にし、かつ他の受信機20Rj, j≠i, の受信入力
レベルを最小にするように重み付け係数行列Ｗの係数w
ijを設定する。この操作をＮ本の送信アンテナ素子TxA1
〜TxANすべてに対して行なうことで、Ｎ行Ｎ列の重み付
け係数行列Ｗの係数w11〜wNNを設定できる。Next, an initial setting method of the weighting coefficient matrix W will be described. However, FIG. 3 shows a case where N = 2, but hereinafter N is an arbitrary integer of 2 or more. Normally, the transfer function of the propagation path is unknown. Therefore, in the present invention, the weighting coefficient matrix W
Make the settings for First, the initial values of all the weighting coefficients are set to, for example, 1. Next, each transmitting antenna element TxAi, i =
1, 2, ..., N, sequentially radiate radio waves, maximize the reception input level of the receiver 20Rj, j = i, corresponding to the transmitting antenna element TxAi, and perform the other receiver 20Rj, j, i, the coefficient w of the weighting coefficient matrix W so as to minimize the reception input level
Set ij . This operation is performed for N transmission antenna elements TxA1
TTxAN can set the coefficients w 11 to w NN of the weighting coefficient matrix W of N rows and N columns.
【００１９】図４は初期設定重み付け係数w11〜wNNを更
新して行列ＷＰを対角化する処理手順の一例を示す。 ステップＳ１：タップ係数制御器２２により係数乗算器
21W11〜21WNNの重み付け係数w11〜wNNの初期値としてw
11 (0)〜wNN (0)を全て１に設定し、i=1に設定する。 ステップＳ２：ｉ番目の送信機11Tiから信号を送信し、
対応する受信機20Rj,j=i, の受信レベルが最大となり、
かつその他の受信機20Rj, j≠i, の受信レベルが最小と
なるように適応アルゴリズムにより段階的に係数w11 (i)
〜wNN (i)を決め、保存する。FIG. 4 shows an example of a processing procedure for updating the initial set weighting coefficients w 11 to w NN to diagonalize the matrix WP. Step S1: Coefficient multiplier by tap coefficient controller 22
W as the initial value of the weighting coefficient w 11 ~w NN of 21W11~21WNN
11 (0) to w NN (0) are all set to 1 and i = 1. Step S2: Transmit a signal from the i-th transmitter 11Ti,
The reception level of the corresponding receiver 20Rj, j = i, becomes the maximum,
In addition, the coefficient w 11 (i) is adjusted stepwise by an adaptive algorithm so that the reception level of the other receivers 20Rj, j ≠ i, is minimized.
Decide ~ w NN (i) and save.
【００２０】ステップＳ３：ステップＳ２で決定した係
数w11 (i)〜wNN (i)を係数乗算器21W11〜21WNNに更新され
た係数値として設定する。 ステップＳ４：ｉがＮに達したか判定する。 ステップＳ５：ｉがＮに達していなければｉの値を１増
加させ、ステップＳ２に戻り、次の送信機について同様
の処理を実行する。 ステップＳ６：ステップＳ４でi=N となったら、係数行
列w11 (N)〜wNN (N)の対角成分以外、即ち非対角成分の係
数wij (N), (i≠j)の絶対値が全て予め決めた値Δwより
小となったか判定し、すべて小となっていれば終了す
る。Step S3: The coefficients w 11 (i) to w NN (i) determined in step S2 are set as updated coefficient values in the coefficient multipliers 21W11 to 21WNN. Step S4: It is determined whether i has reached N. Step S5: If i has not reached N, the value of i is increased by 1, and the process returns to step S2 to execute the same processing for the next transmitter. Step S6: When i = N in step S4, coefficients other than the diagonal components of the coefficient matrices w 11 (N) to w NN (N) , that is, coefficients w ij (N) , (i ≠ j) of the non-diagonal components It is determined whether or not all the absolute values are smaller than the predetermined value Δw. If all the absolute values are smaller, the process is terminated.
【００２１】ステップＳ７：ステップＳ６で非対角成分
の絶対値が１つでも小となっていなければ、i=1にリセ
ットし、ステップＳ２に戻って再び各送信機11Tiについ
て同様の係数更新処理を行う。以上のように、行列ＷＰ
の相互相関要素を所定の設計値(たとえば，0.01以下)に
するまで、重み付け係数w11〜wNNの更新処理を行う。適
応アルゴリズムを使用せず、既知の送信信号ｘとそれに
対する受信信号ｚから一括して重み付け係数行列Ｗを計
算して求めることもできる。即ち、式(9) において、重
み付け係数設定用送信信号として既知の系列（トレーニ
ング系列）をそれぞれの送信機11T1〜11TNから送信し、
受信機20R1〜20RNで上記信号の受信をすべて行なった後
に、一括して重み付け係数行列Wを計算する。図５にそ
の処理手順を示す。Step S7: If at least one absolute value of the non-diagonal component is not small in step S6, reset i = 1, return to step S2, and repeat the same coefficient updating process for each transmitter 11Ti. I do. As described above, the matrix WP
Updating of the weighting coefficients w 11 to w NN is performed until the cross-correlation element is set to a predetermined design value (for example, 0.01 or less). Without using an adaptive algorithm, the weighting coefficient matrix W can also be calculated and obtained collectively from the known transmission signal x and the reception signal z corresponding thereto. That is, in equation (9), a known sequence (training sequence) is transmitted from each of the transmitters 11T1 to 11TN as a weighting coefficient setting transmission signal,
After all of the above signals are received by the receivers 20R1 to 20RN, the weighting coefficient matrix W is calculated collectively. FIG. 5 shows the processing procedure.
【００２２】ステップＳ１：まず、係数乗算器21W11〜2
1WNNに係数初期値w11 (0)〜wNN (0)として、対角成分wij
(0),i=jに例えば全て１を設定し、非対角成分wij (0), i
≠jに０を設定する。 ステップＳ２：それぞれの送信機11T1〜11TNから順次送
信された既知のトレーニング系列ｘ(x1, x2, ..., xN)
を受信アンテナ素子RxA1〜RxANで受信し、伝達関数行列
Ｐ＝(p11, …, pNN)を得る。具体的には、例えば最初に
送信機11T1空のみ送信を行い、受信アンテナ素子RxA1〜
RxANで送信信号を受信する。係数乗算器には対角成分係
数wij (0)=1, i=j,と非対角成分係数wij (0), i≠j, が設
定されている。従って、それぞれの受信アンテナ素子Rx
A1〜RxANで受信された信号は互いに合成されることな
く、そのままそれぞれ対応する受信機20R1〜20RNで検波
される。送信機11T1から送信され受信アンテナ素子RxAj
で受信された信号をz1jとする。次に送信機11T2から送
信を行い、同様な受信を行う。この手順を送信機11TNま
で繰り返し行う。送信機11Tiから送信され、受信アンテ
ナ素子RxAjで受信された信号をzijとする。これによ
り、次の行列Ｚが求まる。Step S1: First, a coefficient multiplier 21W11-2.
The diagonal components w ij are defined as the initial coefficient values w 11 (0) to w NN (0) in 1 WNN.
(0) , i = j are all set to 1, for example, and the non-diagonal components w ij (0) , i
０Set 0 to j. Step S2: sequentially transmitted from the respective transmitters 11T1~11TN the known training sequence x (x 1, x 2, ..., x N)
Received by the receiving antenna elements RxA1~RxAN the transfer function matrix P = (p 11, ..., p NN) obtained. Specifically, for example, first, only the transmitter 11T1 transmits only in the sky, and the receiving antenna elements RxA1 to
Receive transmission signal with RxAN. In the coefficient multiplier, diagonal component coefficients w ij (0) = 1, i = j and off-diagonal component coefficients w ij (0) , i ≠ j, are set. Therefore, each receiving antenna element Rx
The signals received by A1 to RxAN are detected by the corresponding receivers 20R1 to 20RN without being combined with each other. Received antenna element RxAj transmitted from transmitter 11T1
Let z 1j be the signal received at. Next, transmission is performed from the transmitter 11T2, and similar reception is performed. This procedure is repeated up to the transmitter 11TN. Transmitted from the transmitter 11Ti, the signal received by the receiving antenna elements RxAj and z ij. Thereby, the next matrix Z is obtained.
【００２３】[0023]
【数５】 得られた行列Ｚは、それぞれの送信機からそれぞれの受
信アンテナ素子への伝達関数を求めたことになり、従っ
て、Ｚ＝Ｐである。 ステップＳ３：式(9) における行列ＷＰが単位行列とな
る伝達関数行列Ｐの逆行列を計算により求める。例えば
N=2の場合は以下のようになる。(Equation 5) The resulting matrix Z has determined the transfer function from each transmitter to each receiving antenna element, so that Z = P. Step S3: The inverse matrix of the transfer function matrix P in which the matrix WP in the equation (9) is a unit matrix is obtained by calculation. For example
When N = 2, the result is as follows.
【００２４】[0024]
【数６】 実施例 図６にRF回路においてチャネル間干渉除去器２０を実現
した第１実施例を示す。(Equation 6) Embodiment 1 FIG. 6 shows a first embodiment in which an inter-channel interference canceller 20 is realized in an RF circuit.
【００２５】第１実施例は、Ｎ個のアンテナ素子RxA1〜
RxANからなる受信アンテナRxANTと、受信増幅器LNA1〜L
NANと、チャネル間干渉除去器２０と、受信機20R1〜20R
Nから構成されている。チャネル間干渉除去部２０は、
ベクトル係数器２１と、タップ係数制御器２２と、電力
分配器23D1〜23DNとから構成されている。ベクトル係数
器２１は、Ｎ個の電力分配器21D1〜21DNと、Ｎ個の電力
合成器21C1〜21CNと、これら間のN×N経路に挿入された
係数乗算器21W11〜21WNNから構成されている。各係数乗
算器21Wijは可変減衰器21Aと可変位相器21Pにより構成
されている。タップ係数制御器２２は、制御器22Cとレ
ベル検出器22D1〜22DNから構成されている。各電力合成
器21Cj, j=1,...,N, は係数乗算器21W1j〜21WNjからの
信号を合成し、対応する電力分配器23Djに与える。電力
分配器23Djは、与えられた信号を対応する受信機20Rjと
レベル検出器22Djに分配する。レベル検出器22Djは入力
信号のレベルを検出して制御器22Cに与える。制御器22C
は、レベル検出器22D1〜22DNで検出したレベル(受信機2
0R1〜20RNの入力信号レベルに対応する)に基づいて例え
ば図４で説明した処理手順により各経路ｐijの係数乗算
器21Wijの可変減衰器21Aと可変位相器21Pを制御する。In the first embodiment, N antenna elements RxA1 to RxA1 to
A receiving antenna RxANT composed of RxAN and receiving amplifiers LNA1 to LNA
NAN, inter-channel interference canceller 20, and receivers 20R1 to 20R
Consists of N. The inter-channel interference removing unit 20 includes:
It comprises a vector coefficient unit 21, a tap coefficient controller 22, and power distributors 23D1 to 23DN. The vector coefficient unit 21 includes N power dividers 21D1 to 21DN, N power combiners 21C1 to 21CN, and coefficient multipliers 21W11 to 21WNN inserted in an N × N path therebetween. . Each coefficient multiplier 21Wij includes a variable attenuator 21A and a variable phase shifter 21P. The tap coefficient controller 22 includes a controller 22C and level detectors 22D1 to 22DN. Each of the power combiners 21Cj, j = 1,..., N, combines the signals from the coefficient multipliers 21W1j to 21WNj and supplies the combined signal to the corresponding power distributor 23Dj. Power divider 23Dj distributes the given signal to corresponding receiver 20Rj and level detector 22Dj. The level detector 22Dj detects the level of the input signal and supplies it to the controller 22C. Controller 22C
Are the levels detected by the level detectors 22D1 to 22DN (receiver 2
The variable attenuator 21A and the variable phase shifter 21P of the coefficient multiplier 21Wij of each path pij are controlled according to the processing procedure described with reference to FIG. 4, for example, based on the input signal levels of 0R1 to 20RN.
【００２６】図７にディジタル信号処理によりチャネル
間干渉除去器２０を実現する第２実施例を示す。図７に
おいて、各受信機20Ri, i=1,...,N, 内に受信信号をデ
ィジタル処理に適した低周波帯域の信号にダウンコンバ
ートする周波数変換器24Fiと、その低周波帯域信号をデ
ィジタル信号に変換するアナログ／ディジタル変換器
（A/D）25ADiと、そのディジタル信号を検波する検波器
26Diを有している。受信機20R1〜20RNのそれぞれのA/D
変換器25AD1〜25ADNと検波器32D1〜32DNの間にチャネル
間干渉除去器２０が挿入されている。チャネル間干渉除
去器２０の構成は図５の場合と同様である。分配器23D1
〜23DNにより分配された信号はレベル検出器22D1〜22DN
にてレベルを検出する．制御器22Cは例えば図４の処理
手順に従って係数w11〜wNNを決定する。各合成器21Ci
は、ディジタル加算器でもよい。FIG. 7 shows a second embodiment for realizing the inter-channel interference canceller 20 by digital signal processing. In FIG. 7, in each of the receivers 20Ri, i = 1,..., N, a frequency converter 24Fi for down-converting a received signal into a low-frequency band signal suitable for digital processing, and the low-frequency band signal An analog / digital converter (A / D) 25ADi that converts to a digital signal and a detector that detects the digital signal
Has 26Di. A / D of each of receivers 20R1-20RN
An inter-channel interference canceller 20 is inserted between the converters 25AD1 to 25ADN and the detectors 32D1 to 32DN. The configuration of the inter-channel interference canceller 20 is the same as that of FIG. Distributor 23D1
~ 23DN distributed signal is level detector 22D1 ~ 22DN
Use to detect the level. Controller 22C determines the coefficients w 11 to w NN according to the procedure of FIG. 4, for example. Each synthesizer 21Ci
May be a digital adder.
【００２７】図8にトレーニング系列を用いて重み付け
係数の更新を行なう実施例を示す。N=2の場合を示す
が、Ｎは２以上の任意の整数であってもよい。送信側で
は、例えばＭ系列のような直交正の優れた擬似ランダム
符号（ＰＮ系列）をトレーニング系列として生成するト
レーニング系列生成器11TSと、切替え器11Sをもつ。重
み付け係数設定時に，トレーニング系列は切替え器11S
により切替えて順次送信機11T1, 11T2から送信される。
受信側のチャネル間干渉除去器２０は、アンテナ素子Rx
A1, RxA2の各出力をオン・オフする切り替え器21Sと、
ベクトル係数器２１と、タップ係数制御器２２とから構
成されている。FIG. 8 shows an embodiment in which the weighting coefficient is updated using the training sequence. Although the case where N = 2 is shown, N may be an arbitrary integer of 2 or more. The transmitting side has a training sequence generator 11TS for generating a pseudorandom code (PN sequence) having excellent orthogonal positive such as an M sequence as a training sequence, and a switch 11S. When weighting coefficients are set, the training sequence is switched by the switch 11S.
And are sequentially transmitted from the transmitters 11T1 and 11T2.
The inter-channel interference canceller 20 on the receiving side includes an antenna element Rx
A switch 21S for turning on and off each output of A1 and RxA2,
It comprises a vector coefficient unit 21 and a tap coefficient controller 22.
【００２８】切り替え器21Sは受信アンテナ素子RxA1, R
xA2の１つのチャネルを選択し、受信信号を2×2経路の
係数乗算器21W11〜21W22からなるベクトル係数器２１の
対応するチャネルに入力する。タップ係数制御器２２
は、受信機20R1, 20R2への入力信号z1, z2を相関検波す
る相関検波器22CD1, 22CD2と、これら相関検波器に送信
トレーニング系列と同じトレーニング系列を与えるトレ
ーニング系列生成器22TSとから構成されている。送信側
のトレーニング系列生成器11TSの出力は切り替え器11S
によりまず送信機11T1に入力される。送信機11T1では所
定の変調を行ない、トレーニング系列を送信周波数帯域
に変換する。送信機11T1の出力は送信アンテナの第１素
子TxA1に給電される。第１素子TxA1から送信されたトレ
ーニング系列は、空間による減衰、位相回転を受けて受
信アンテナRxANTで受信される。The switching device 21S includes the receiving antenna elements RxA1, RxA1
One channel of xA2 is selected, and the received signal is input to the corresponding channel of the vector coefficient unit 21 including the coefficient multipliers 21W11 to 21W22 of the 2 × 2 path. Tap coefficient controller 22
Consists includes a correlation detector 22CD1, 22CD2 for correlation detection of the input signal z 1, z 2 to the receivers 20R1, 20R2, and a training sequence generator 22TS give the same training sequence as transmitted training sequence in these correlation detectors Have been. The output of the training sequence generator 11TS on the transmitting side is a switch 11S
Is input to the transmitter 11T1. Transmitter 11T1 performs predetermined modulation to convert the training sequence into a transmission frequency band. The output of the transmitter 11T1 is supplied to the first element TxA1 of the transmitting antenna. The training sequence transmitted from the first element TxA1 undergoes spatial attenuation and phase rotation, and is received by the receiving antenna RxANT.
【００２９】受信側の係数乗算器21W11〜21W22には重み
付け係数w11, w12, w21, w22の初期値として例えば全て
１を設定しておく。受信切替器21Sにより受信アンテナ
の第1素子RxA1が選択され、受信されたトレーニング系
列が係数乗算器21W11により初期値１の重み付けが行な
われる。重み付けされたトレーニング系列は、トレーニ
ング系列生成器22TSで生成された、送信トレーニング系
列と同じトレーニング系列と相関検波器22CD1により相
関検波され、相関値σ11 2を得て、制御器22Cに記憶す
る。[0029] The coefficients of the receiving multiplier 21W11~21W22 setting the weighting factors w 11, w 12, w 21 , all for example, as an initial value 1 in w 22. The first element RxA1 of the receiving antenna is selected by the reception switch 21S, and the received training sequence is weighted with the initial value 1 by the coefficient multiplier 21W11. Weighted training sequence is generated by the training sequence generator 22TS, are correlation detection by the same training sequence as the correlation detector 22CD1 and transmitting a training sequence to obtain a correlation value sigma 11 2, is stored in the controller 22C.
【００３０】次に、送信側の切り替え器11Sはそのまま
で、受信アンテナ切り替え器21Sを切替えて、送信アン
テナ素子RxA1からの送信信号を受信アンテナの第２素子
RxA2で受信し、初期重み付け係数１の係数乗算器21W22
を介して相関検波器22CD2によりトレーニング系列生成
器22TSからのトレーニング系列との相関値σ12 2を得
て、制御器22Cに記憶する。次に、切り替え器11Sにより
送信機11T2を選択し、送信機11T1の場合と同様に、送信
機11T2から送信したトレーニング系列に対し、受信アン
テナの第１素子RxA1により受信した信号を切り替え器21
Sにより選択し、係数乗算器21W11を介して相関検波器22
CD1でトレーニング系列との相関値σ21 2を検出し、その
値を制御器22Cに記憶し、次に切り替え器21Sにより受信
アンテナの第２素子RxA2を選択して受信した信号を、係
数乗算器21W22を介して相関検波器22CD2でトレーニング
系列と相関検波し、得られた相関値σ22 2を制御器22Cに
記憶する。Next, the switching device 11S on the transmission side is kept as it is, and the reception antenna switching device 21S is switched to transmit the transmission signal from the transmission antenna element RxA1 to the second element of the reception antenna.
Received by RxA2, coefficient multiplier 21W22 of initial weighting coefficient 1
Obtaining a correlation value sigma 12 2 of the training sequence from the training sequence generator 22TS by the correlation detector 22CD2 through, and stored in the controller 22C. Next, the transmitter 11T2 is selected by the switch 11S, and in the same manner as in the case of the transmitter 11T1, the signal received by the first element RxA1 of the receiving antenna is applied to the training sequence transmitted from the transmitter 11T2.
Selected by S, the correlation detector 22 via the coefficient multiplier 21W11
CD1 detects the correlation value σ 21 2 with the training sequence, stores the value in the controller 22C, and then selects the second element RxA2 of the receiving antenna by the switch 21S and converts the received signal into a coefficient multiplier. and correlation detection with the training sequence by the correlation detector 22CD2 via 21W22, stores the correlation value sigma 22 2 obtained in the controller 22C.
【００３１】以上の処理により、相関値σ11 2, σ12 2,
σ21 2, σ22 2 を要素とする2×2の受信信号相関行列が
得られたことになる。次に、この得られた相関行列の相
互相関要素σ12 2, σ21 2 が０に近づくように、適応ア
ルゴリズムにより重み付け係数w11, w12, w21, w22を初
期値から順次更新することにより、相関行列を対角化す
る。相関行列が対角化された時点での更新された重み付
け係数w11, w12, w21,w22が求めている最終の重み付け
係数である。このように、トレーニング系列として例え
ば、Ｍ系列などの直交性の優れた符号を使用すると受信
側において、容易にトレーニング系列の検出ができる。By the above processing, the correlation values σ 11 2 , σ 12 2 ,
This means that a 2 × 2 received signal correlation matrix having σ 21 2 and σ 22 2 as elements has been obtained. Next, the weighting coefficients w 11 , w 12 , w 21 , and w 22 are sequentially updated from the initial values by an adaptive algorithm so that the cross-correlation elements σ 12 2 and σ 21 2 of the obtained correlation matrix approach 0. This diagonalizes the correlation matrix. The updated weighting coefficients w 11 , w 12 , w 21 , and w 22 at the time when the correlation matrix is diagonalized are final weighting coefficients that have been obtained. As described above, when a code having excellent orthogonality, such as an M sequence, is used as the training sequence, the receiving side can easily detect the training sequence.
【００３２】図８では、トレーニング系列生成器11TSで
は同一のトレーニング系列を生成して送信機11T1, 11T2
に順次与える場合を説明したが、送信機11T1と11T2に互
いに直交する第１及び第２トレーニング系列を与えて同
時に送信してもよい。この場合、受信側のトレーニング
系列生成器22TSも送信側と同じ第１及び第２トレーニン
グ系列を生成し、相関検波器22CD1, 22CD2にそれぞれ与
える。受信アンテナは上述と同様に、まず、第１素子Rx
A1を切り替え器21Sにより選択し、受信信号を係数乗算
器21W11, 21W12を介してそれぞれ相関検波器22CD1, 22C
D2に与える。相関検波器22CD1, 22CD2はトレーニング系
列生成器22TSからの第１及び第２トレーニング系列と受
信信号との相関値σ11 2, σ12 2をそれぞれ求め、制御器
22C内に記憶する。In FIG. 8, the training sequence generator 11TS generates the same training sequence and transmits it to the transmitters 11T1 and 11T2.
Has been described, but first and second training sequences orthogonal to each other may be provided to the transmitters 11T1 and 11T2 and transmitted simultaneously. In this case, the training sequence generator 22TS on the receiving side also generates the same first and second training sequences as those on the transmitting side, and supplies them to the correlation detectors 22CD1 and 22CD2, respectively. As described above, the receiving antenna first receives the first element Rx
A1 is selected by the switch 21S, and the received signal is correlated with the correlation detectors 22CD1 and 22C via the coefficient multipliers 21W11 and 21W12, respectively.
Give to D2. The correlation detectors 22CD1 and 22CD2 determine correlation values σ 11 2 and σ 12 2 between the first and second training sequences from the training sequence generator 22TS and the received signal, respectively.
Store it in 22C.
【００３３】次に、アンテナ切り替え器21Sにより受信
アンテナの第２素子RxA2を選択し、受信信号を、それぞ
れ係数乗算器21W21, 21W22を介して相関検波器22CD1, 2
2CD2に与え、それぞれ第１及び第２トレーニング系列と
の相関値σ21 2, σ22 2 を得て、制御器22Cに記憶する。
これにより４つの相関値を要素とする相関行列が得られ
る。以下、上述と同様に、制御器22Cは、適応アルゴリ
ズムにより相関行列を対角化するように重み付け係数w
11, w12, w21, w22 を初期値から順次更新する。これに
より受信信号の相関行列を対角化することで同一周波数
でアレーアンテナの素子数分の空間多重が可能となる。Next, the second element RxA2 of the receiving antenna is selected by the antenna switch 21S, and the received signal is passed through the coefficient multipliers 21W21 and 21W22, respectively, to the correlation detectors 22CD1 and 22CD2.
2CD2 to obtain the correlation values σ 21 2 and σ 22 2 with the first and second training sequences, respectively, and store them in the controller 22C.
As a result, a correlation matrix having four correlation values as elements is obtained. Hereinafter, similarly to the above, the controller 22C sets the weighting coefficient w so that the correlation matrix is diagonalized by the adaptive algorithm.
11 , w 12 , w 21 , w 22 are sequentially updated from the initial value. Thus, by diagonalizing the correlation matrix of the received signal, spatial multiplexing for the same number of elements as the number of elements of the array antenna becomes possible.
【００３４】同一周波数にＮ送信信号を空間多重した実
施例について述べる。基本的な送受信系は図１である。
受信系にはこれまで述べてきた図６と図７の実施例を使
用できる。Ｎ個の送信機11T1〜11TNは独立に送信信号を
生成し、同一の搬送波周波数にてそれぞれの送信アンテ
ナの素子TxA1〜TxANから送信する。受信系の空間伝達関
数の逆伝達特性を生成するベクトル係数器２１は、すで
にトレーニング系列により受信信号の相関行列を対角化
するように設定されているとする。これにより、Ｎ素子
アンテナで受信された信号はベクトル係数器２１にて実
現される空間の逆伝達関数によりそれぞれ分離できる。
したがって、相関行列の対角化が完全であれば、周波数
利用効率をＮ倍にできることは明らかである。次に、受
信信号相関行列対角化の不完全な場合における本発明の
特性について述べる。受信機入力信号系列ｚの相関行列
Rzzは次式An embodiment in which N transmission signals are spatially multiplexed on the same frequency will be described. FIG. 1 shows a basic transmission / reception system.
For the receiving system, the embodiments of FIGS. 6 and 7 described above can be used. The N transmitters 11T1 to 11TN independently generate transmission signals and transmit the transmission signals from the elements TxA1 to TxAN of the respective transmission antennas at the same carrier frequency. It is assumed that the vector coefficient unit 21 that generates the inverse transfer characteristic of the spatial transfer function of the receiving system has already been set to diagonalize the correlation matrix of the received signal using the training sequence. As a result, the signals received by the N-element antenna can be separated by the space inverse transfer function realized by the vector coefficient unit 21.
Therefore, it is clear that if the diagonalization of the correlation matrix is perfect, the frequency utilization efficiency can be increased N times. Next, the characteristics of the present invention when the received signal correlation matrix diagonalization is incomplete will be described. Correlation matrix of receiver input signal sequence z
R zz is
【００３５】[0035]
【数７】 となる。Ｈは複素共役転置を表す。式(13)からｍ番目の
受信系列毎の希望波対干渉波電力比Γmが求められる。(Equation 7) Becomes H represents a complex conjugate transpose. Signal to interference power ratio gamma m of the m-th receiving each series is determined from equation (13).
【００３６】[0036]
【数８】 相関行列RZZを対角化できれば、式(14)の分母は０とな
り、ｍ番目の受信系列毎の希望波対干渉波電力比Γmは
無限大となる。すなわち干渉を逆伝達行列にてキャンセ
ルしている。この時のＮチャネル受信アンテナにおける
情報伝送量は、各チャネルの情報伝送量の和となる。例
えば、各チャネルの伝送量を同一とすれば、Ｎ倍の伝送
量といえる。これまで述べてきたように、本発明の周波
数利用効率は式(13)の対角化による。送信アンテナと受
信アンテナ間の伝達関数はフェ−ジングにより動的に変
動する場合がある。また、本質的に逆伝達関数が求まら
ない場合も実際にありうる。そこで、対角化が不完全な
場合における本発明の実施例を示す。図９に横軸を式(1
4)、縦軸に信号対雑音電力比が無限大、無符号化QPSK、
静的伝送路における符号誤り確率を示す。ｍ番目の受信
系列毎の希望波対干渉波電力比Γmが５dBであれば、符
号誤り確率をほぼ１％程度にできる。さらに10dBにすれ
ばほぼ1E-5(10- 5)となる。これに対して−5dB、−10dB
の場合、符号誤り確率が10％以上になる。ここで低Γm
において符号誤り確率を改善できれば、本発明における
逆伝達関数生成をより簡易にできる。(Equation 8) If the correlation matrix R ZZ can be diagonalized, the denominator of the equation (14) becomes 0, and the desired-to-interference-wave power ratio Γ m for each m-th received sequence becomes infinite. That is, the interference is canceled by the inverse transfer matrix. At this time, the information transmission amount of the N-channel receiving antenna is the sum of the information transmission amounts of the respective channels. For example, if the transmission amount of each channel is the same, it can be said that the transmission amount is N times. As described above, the frequency utilization efficiency of the present invention is based on the diagonalization of Expression (13). The transfer function between the transmitting antenna and the receiving antenna may fluctuate dynamically due to fading. Further, there may actually be a case where the inverse transfer function cannot be determined essentially. Therefore, an embodiment of the present invention in a case where the diagonalization is incomplete will be described. In FIG. 9, the horizontal axis represents the equation (1
4), the vertical axis has an infinite signal-to-noise power ratio, uncoded QPSK,
5 shows a bit error probability in a static transmission path. If the desired wave-to-interference wave power ratio Γ m for each m-th received sequence is 5 dB, the bit error probability can be reduced to about 1%. In more to 10dB approximately 1E-5 (10 - 5) it becomes. -5dB, -10dB
In the case of, the bit error probability becomes 10% or more. Where low m
If the code error probability can be improved in, the generation of the inverse transfer function in the present invention can be simplified.
【００３７】そこで、図１０のように各送信チャネルに
直交符号を用いて、各チャネル間の直交性を改善して上
記課題を達成できる。送信側では送信すべきデータd1,
d2に対し、乗算器13M1, 13M2により直交符号生成器12C
1, 12C2からの直交符号と乗算し、乗算結果をそれぞれ
送信機11T1, 11T2に入力する。受信側では、受信機20R
1, 20R2の入力側に相関器27C1, 27C2がそれぞれ挿入さ
れており、直交符号生成器29C1, 29C2からの直交符号と
受信信号の相関をとることにより、直交符号に重畳され
た入力信号z1, z2を分離する。この方法は、スペクトル
拡散による通信方法を本発明に応用したものである。こ
れにより、直交符号の系列長による拡散利得をえること
ができ、チャネル間の干渉が残留しても良好な通信を可
能にする。Therefore, the above problem can be achieved by using orthogonal codes for each transmission channel as shown in FIG. 10 and improving the orthogonality between the channels. On the transmitting side, the data d 1 to be transmitted,
For d 2 , the orthogonal code generator 12C is provided by multipliers 13M1 and 13M2.
Multiplies with orthogonal codes from 1 and 12C2, and inputs the multiplication results to transmitters 11T1 and 11T2, respectively. On the receiving side, the receiver 20R
Correlator 27C1 and 27C2 are inserted on the input side of 1, 20R2, respectively, and by correlating the orthogonal code from orthogonal code generators 29C1 and 29C2 with the received signal, input signal z 1 superimposed on the orthogonal code , z 2 are separated. In this method, a communication method using spread spectrum is applied to the present invention. As a result, it is possible to obtain a spreading gain based on the sequence length of the orthogonal code, and it is possible to perform good communication even when interference between channels remains.
【００３８】同様にして、図１１に誤り訂正符号を用い
た実施例を示す。送信側では送信すべき入力データd1,
d2を誤り訂正符号器14E1, 14E2により誤り訂正符号化
し、送信機11T1, 11T2により送信する。受信側ではチャ
ネル間干渉除去器２０のそれぞれのチャネル出力を誤り
訂正復号器28D1, 28D2により復号して受信信号z1, z2を
得て、これらを受信機20R1, 20R2にそれぞれ入力する。
符号器14E1, 14E2及び復号器28D1, 28D2には、一般的に
使用されるものであればよい。例えば、畳み込み符号器
と、それに対する最尤系列推定器の組み合わせを使用し
てもよい。本発明に図１１の原理で示される方法を適用
すると、符号化利得により希望波対干渉波電力比に対す
る符号誤り率を改善できる。このようにして、訂正符号
を用いることで，チャネル間に干渉が残留しても良好な
通信を可能にする。Similarly, FIG. 11 shows an embodiment using an error correction code. On the transmitting side, input data d 1 to be transmitted,
The d 2 performs error correction encoding by the error correction encoder 14e1, 14E2, is transmitted by the transmitter 11T1, 11T2. On the receiving side by the respective channel outputs of inter-channel interference canceller 20 and decoded by the error correction decoder 28D1, 28D2 obtain the received signals z 1, z 2, respectively input these to the receiver 20R1, 20R2.
The encoders 14E1 and 14E2 and the decoders 28D1 and 28D2 may be those generally used. For example, a combination of a convolutional encoder and a maximum likelihood sequence estimator for it may be used. When the method shown in the principle of FIG. 11 is applied to the present invention, a coding error rate can be improved by a coding gain with respect to a desired signal-to-interference wave power ratio. In this way, by using the correction code, good communication is enabled even if interference remains between channels.
【００３９】この発明において使用される送信アンテナ
素子TxA1〜TxAN及び受信アンテナ素子RxA1〜RxANの例を
説明する。ここでは、送信アンテナは例えば４素子アレ
ーアンテナであり、図１２Ａに示すように、送信アンテ
ナ素子TxA1〜TxA4は幾何学的に配置される。ここで、原
理を説明するため受信アンテナは送信アンテナと同型と
する。受信側で生成する逆係数行列は、送信アンテナの
各素子ごとに既知信号系列を送信し、受信アンテナの各
素子を用いて電波の経路差により決定される。この経路
差が式(1)に相当する位相差である。ここで、受信アン
テナの各素子が幾何学的に配列されているため、例え
ば、受信アンテナ素子RxA1に対してRxA2からRxA4の素子
で受信した信号の位相差を検出できる。減衰係数につい
ては、受信アンテナの各素子で検出した受信電力にて知
ることができる。送信アレーアンテナ及び受信アレーア
ンテナは図１２Ｂのようにパッチアンテナでもよい。An example of the transmitting antenna elements TxA1 to TxAN and the receiving antenna elements RxA1 to RxAN used in the present invention will be described. Here, the transmission antenna is, for example, a four-element array antenna, and transmission antenna elements TxA1 to TxA4 are geometrically arranged as shown in FIG. 12A. Here, to explain the principle, the receiving antenna is assumed to be the same type as the transmitting antenna. The inverse coefficient matrix generated on the receiving side is determined by transmitting a known signal sequence for each element of the transmitting antenna, and using the elements of the receiving antenna to determine the radio wave path difference. This path difference is a phase difference corresponding to equation (1). Here, since each element of the receiving antenna is geometrically arranged, for example, a phase difference between signals received by the elements RxA2 to RxA4 with respect to the receiving antenna element RxA1 can be detected. The attenuation coefficient can be known from the received power detected by each element of the receiving antenna. The transmitting array antenna and the receiving array antenna may be patch antennas as shown in FIG. 12B.
【００４０】同様にして、図１３Ａ，１３Ｂに示すよう
に送信アンテナTxANT及び受信アンテナRxANTの各素子Tx
A1〜TxA4及びRxA1〜RxA4に空間的に一定の距離をとるこ
とで、等価的に各素子の位相差を大きくとり、受信側で
の位相差検出を容易にできる。このようにして、本発明
で使用される送信アンテナ及び受信アンテナとしては、
たとえば各素子を一定に配列した幾何学的形状を持つア
レーアンテナを使用してもよい。これまで、送信系統数
と受信系統数が等しい場合について、本発明の原理を説
明した。本発明の原理によれば、受信系統数は送信系統
数よりも多くてもよい。これは、送信系統数以上の独立
した受信系統数があれば、チャネル干渉除去部で設定さ
れるタップ係数行列を数学的に算出できるためである。Similarly, as shown in FIGS. 13A and 13B, each element Tx of the transmitting antenna TxANT and the receiving antenna RxANT
By taking a spatially constant distance between A1 to TxA4 and RxA1 to RxA4, it is possible to equivalently increase the phase difference between the respective elements and easily detect the phase difference on the receiving side. Thus, the transmitting antenna and the receiving antenna used in the present invention include:
For example, an array antenna having a geometric shape in which each element is regularly arranged may be used. So far, the principle of the present invention has been described for the case where the number of transmission systems is equal to the number of reception systems. According to the principles of the present invention, the number of receiving systems may be greater than the number of transmitting systems. This is because the tap coefficient matrix set by the channel interference canceller can be mathematically calculated if there are independent reception systems equal to or larger than the transmission systems.
【００４１】[0041]
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
受信側のチャネル間干渉除去器において受信信号間の相
互相関が最小となるようにベクトル係数を決めることに
より、それぞれのチャネルの受信信号を分離できるの
で、送信側で同一周波数の複数チャネル信号を多重送信
でき、周波数利用効率を改善できる。As described above, according to the present invention, the reception-side inter-channel interference canceller determines the vector coefficient so that the cross-correlation between the reception signals is minimized, and thereby the reception signal of each channel is determined. Can be separated, the transmission side can multiplex and transmit a plurality of channel signals of the same frequency, and the frequency utilization efficiency can be improved.
【図１】本発明の原理構成を示す図。FIG. 1 is a diagram showing a principle configuration of the present invention.
【図２】本発明の原理構成の具体例を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a specific example of the principle configuration of the present invention.
【図３】本発明の行列WPを対角化する原理構成を示す
図。FIG. 3 is a diagram showing a principle configuration for diagonalizing a matrix WP according to the present invention.
【図４】行列ＷＰを対角化する処理手順の一例を示すフ
ロー図。FIG. 4 is a flowchart showing an example of a processing procedure for diagonalizing a matrix WP.
【図５】行列ＷＰを対角化する処理手順の他の例を示す
フロー図。FIG. 5 is a flowchart showing another example of the processing procedure for diagonalizing the matrix WP.
【図６】本発明の第一実施例を示す構成図。FIG. 6 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第二実施例を示す構成図。FIG. 7 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図８】本発明の送受信系の構成を示す図。FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a transmission / reception system of the present invention.
【図９】希望波対干渉波電力比Γm と符号誤り確率との
関係を示す図。FIG. 9 is a diagram showing a relationship between a desired signal to interference wave power ratio Γ m and a code error probability.
【図１０】直交符号を用いた送受信系の構成を示す図。FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a transmission / reception system using orthogonal codes.
【図１１】誤り訂正符号を用いた送受信系の構成を示す
図。FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a transmission / reception system using an error correction code.
【図１２】Ａは本発明の送受信アンテナの構成例、Ｂは
送受信アンテナの他の構成例を示す図。12A is a diagram illustrating a configuration example of a transmission / reception antenna of the present invention, and FIG. 12B is a diagram illustrating another configuration example of a transmission / reception antenna.
【図１３】Ａは本発明の送信アンテナの構成例、Ｂは受
信アンテナの構成例を示す図。13A is a diagram illustrating a configuration example of a transmission antenna according to the present invention, and FIG. 13B is a diagram illustrating a configuration example of a reception antenna.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野島 俊雄 東京都千代田区永田町二丁目11番１号 株 式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内 Ｆターム(参考） 5K022 FF00 5K059 CC03 CC04 DD33 DD37 DD39 EE02 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continued on the front page (72) Inventor Toshio Nojima 2-1-1-1, Nagatacho, Chiyoda-ku, Tokyo F-term in NTT DoCoMo, Inc. (reference) 5K022 FF00 5K059 CC03 CC04 DD33 DD37 DD39 EE02
Claims (20)
送信周波数に周波数変換したＮチャネルの送信信号を生
成し、Ｎチャネルの上記各送信信号を送信アンテナのＮ
個の素子にそれぞれ給電して送信するステップと、 (b) 受信アンテナのＮ素子のそれぞれでＮチャネルの送
信信号を受信してＮチャネルの受信信号を生成し、Ｎチ
ャネルの受信信号間の相互相関係数を最小とすることで
上記各送信信号を復元するステップ、とを含むことを特
徴とする空間多重無線通信方法。1. An N-channel spatial multiplexing radio communication method comprising: (a) generating N-channel transmission signals frequency-converted to the same transmission frequency by N independent transmitters, where N is an integer of 2 or more; Each of the above-mentioned transmission signals of N channels is transmitted to N
(B) receiving an N-channel transmission signal at each of the N elements of the receiving antenna to generate an N-channel reception signal, and interchanging the N-channel reception signals. Restoring each of the transmission signals by minimizing the correlation coefficient.
おいて、 上記ステップ(a) は、トレーニング系列を送信するステ
ップを含み、 上記ステップ(b) は、上記トレーニング系列をＮ素子の
アンテナで受信し、タップ係数を収束させ上記Ｎチャネ
ルの受信信号間の相互相関係数を最小とするステップを
含むことを特徴とする空間多重無線通信方法。2. The spatial multiplexing radio communication method according to claim 1, wherein said step (a) includes a step of transmitting a training sequence, and said step (b) includes transmitting said training sequence with an N-element antenna. A spatial multiplexing radio communication method comprising the steps of: receiving and converging tap coefficients to minimize a cross-correlation coefficient between the N-channel received signals.
おいて、 上記ステップ(b) は、 (b-1) 各チャネルの上記受信信号をＮ分配し、 (b-2) Ｎ分配された各信号に重み付け係数を乗算し、 (b-3) 各素子に対応するＮチャネルのそれぞれ乗算され
た信号を合成してＮチャネルの合成信号を生成し、 (b-4) 上記Ｎチャネルの合成信号をモニタし、モニタし
たＮチャネルの合成信号間の相関を最小化するアルゴリ
ズムにより上記重み付け係数を決定してＮチャネルの上
記受信信号間の相互相関係数を最小とする、ステップを
含むことを特徴とする空間多重無線通信方法。3. The spatial multiplexing radio communication method according to claim 1, wherein said step (b) comprises: (b-1) dividing said received signal of each channel into N, and (b-2) dividing N by N. Multiplying each signal by a weighting coefficient, and (b-3) synthesizing the N-channel multiplied signals corresponding to the respective elements to generate an N-channel synthesized signal, and (b-4) synthesizing the N-channel. Monitoring the signal and determining the weighting factor with an algorithm that minimizes the correlation between the monitored N-channel composite signals to minimize the cross-correlation coefficient between the N-channel received signals. A spatial multiplexing wireless communication method characterized by the following.
おいて、上記ステップ(b) は、 (b-1) 上記Ｎ素子からのＮチャネルの受信信号を低い周
波数帯域のＮチャネルの信号に周波数変換するステップ
と、 (b-2) 上記低い周波数のＮチャネル信号をＮチャネルデ
ィジタル信号に変換するステップと、 (b-3) 上記Ｎチャネルディジタル信号をそれぞれＮ分配
してN×N経路のディジタル信号を生成し、N×N経路のデ
ィジタル信号にそれぞれ重み付け係数で重み付けしてN
×N経路の重み付きディジタル信号を生成するステップ
と、 (b-4) 上記N×N経路の重みつきディジタル信号を、Ｎチ
ャネルに対応するＮ個ごとに合成してＮ個のディジタル
合成信号を、上記Ｎチャネルの受信信号に対応する信号
として得るステップと、 (b-5) 上記Ｎチャネルディジタル信号間の相互相関係数
を最小とするように上記N×N経路の重み付け係数を決め
るステップ、とを含むことを特徴とする空間多重無線通
信方法。4. The spatial multiplexing radio communication method according to claim 1, wherein said step (b) comprises: (b-1) converting the N-channel received signal from said N element into an N-channel signal in a low frequency band. Frequency converting; (b-2) converting the low-frequency N-channel signal into an N-channel digital signal; and (b-3) distributing the N-channel digital signal by N, respectively, for an N × N path. Generate a digital signal, weight each digital signal of N × N paths with
Generating a weighted digital signal of × N paths; and (b-4) combining the weighted digital signals of N × N paths for every N channels corresponding to N channels to generate N digital composite signals. Obtaining a signal corresponding to the N-channel received signal; and (b-5) determining a weighting coefficient of the N × N path so as to minimize a cross-correlation coefficient between the N-channel digital signals; And a spatial multiplexing wireless communication method.
重無線通信方法において、 上記ステップ(a) は、各送信信号を異なる直交符号によ
り変調ステップを含み、 上記ステップ(b) は、直交符号に関する相関を最小化す
ることにより各送信信号を復元するステップを含むこと
を特徴とする空間多重無線通信方法。5. The spatial multiplexing wireless communication method according to claim 1, wherein the step (a) includes a step of modulating each transmission signal with a different orthogonal code, and the step (b) includes: A spatial multiplexing wireless communication method comprising a step of restoring each transmission signal by minimizing a correlation related to an orthogonal code.
おいて、 上記ステップ(a) は、上記トレーニング系列を上記送信
アンテナのＮ個の素子から順次送信し、 上記ステップ(b) は、送信した素子に対応するチャネル
の上記合成信号レベルが最大となり、他のチャネルの合
成信号レベルが最小となるよう適応アルゴリズムにより
上記重み付け係数を決定することを特徴とする空間多重
無線通信方法。6. The spatial multiplexing radio communication method according to claim 2, wherein said step (a) sequentially transmits said training sequence from N elements of said transmitting antenna, and said step (b) includes transmitting A weighting coefficient determined by an adaptive algorithm so that the combined signal level of the channel corresponding to the selected element becomes maximum and the combined signal level of the other channels becomes minimum.
おいて、上記トレーニング系列の送信ごとに上記Ｎチャ
ネルの合成信号を予め決めたＰＮ系列との相関値を求
め、それらの相関値により、N×Nの受信信号相関行列を
生成し、上記相関行列を対角化するように上記重み付け
係数を決定することを特徴とする空間多重無線通信方
法。7. The spatial multiplexing radio communication method according to claim 2, wherein a correlation value between the N-channel synthesized signal and a predetermined PN sequence is obtained every time the training sequence is transmitted, and A spatial multiplexing wireless communication method comprising: generating an N × N received signal correlation matrix; and determining the weighting coefficient so as to diagonalize the correlation matrix.
重無線通信方法において、 上記ステップ(a) は、各送信信号を異なる誤り訂正符号
にて符号化し、 上記ステップ(b) は、誤り訂正符号に関する復号をする
ことにより各送信信号を復元するステップを含むことを
特徴とする空間多重無線通信方法。8. The spatial multiplexing wireless communication method according to claim 1, wherein said step (a) encodes each transmission signal with a different error correction code, and said step (b) comprises: A spatial multiplexing wireless communication method, comprising a step of restoring each transmission signal by decoding an error correction code.
機と、 Ｎ個の送信機出力をそれぞれ入力するＮ個の素子を備え
た送信アンテナと、 Ｎ個の素子を備えた受信アンテナと、 上記受信アンテナの各素子の出力を入力し、上記送信ア
ンテナのＮ個の素子と上記受信アンテナのＮ個の素子間
の空間伝達関数の逆関数を生成するチャネル間干渉除去
器と、 上記チャネル間干渉除去器のそれぞれの出力を入力する
Ｎ個の受信機、とを含むことを特徴とする空間多重無線
通信装置。9. Transmitters having N independent and N is an integer of 2 or more, a transmitting antenna having N elements for inputting N transmitter outputs, and N elements A receiving antenna, an output of each element of the receiving antenna, and an inter-channel interference canceller that generates an inverse function of a spatial transfer function between the N elements of the transmitting antenna and the N elements of the receiving antenna. And N receivers for receiving respective outputs of the inter-channel interference canceller.
において、 Ｎ個の素子を備えた上記送信アンテナとＮ個の素子を備
えた上記受信アンテナの少なくとも一方の素子間距離が
一定であることを特徴とする空間多重無線通信装置。10. The spatial multiplexing radio communication apparatus according to claim 9, wherein a distance between at least one of the transmitting antenna having N elements and the receiving antenna having N elements is constant. A spatial multiplexing wireless communication device characterized by the above-mentioned.
通信装置において、 上記Ｎ個のチャネル間干渉除去器は、 入力信号をＮ個に分配する分配器と、 Ｎ個に分配された出力をそれぞれ制御された重み付け係
数を乗じるＮの２乗個のベクトル係数器と、 Ｎ個のベクトル係数器の出力を入力するＮ個の合成器
と、 Ｎ個の合成器の出力をモニタし、モニタ信号を相関検波
するＮ個の相関検波器と、 Ｎ個の相関器検波出力を入力するＮの２乗個のベクトル
係数器を制御する制御器、とを含むことを特徴とする空
間多重無線通信装置。11. The spatial multiplexing radio communication apparatus according to claim 9, wherein the N number of inter-channel interference cancellers distributes an input signal into N pieces of signals and an N number of outputs. N multiplied by a controlled weighting coefficient respectively, N number of vector coefficient units, N number of synthesizers inputting the outputs of the N number of vector coefficient units, and monitor the output of the N number of synthesizers A spatial multiplexing radio communication system comprising: N correlation detectors for performing correlation detection on a signal; and a controller for controlling N square vector coefficient units for inputting N correlation detector outputs. apparatus.
において、上記各受信機は上記Ｎ素子からのＮチャネル
の受信信号を低い周波数帯域のＮチャネルの信号に周波
数変換する周波数変換器と、 上記低い周波数のＮチャネル信号をＮチャネルディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 上記Ｎチャネルディジタル信号をそれぞれＮ分配してN
×N経路のディジタル信号を分配するＮ個の分配器と、 N×N経路のディジタル信号にそれぞれ重み付け係数で重
み付けしてN×N経路の重み付きディジタル信号を生成す
る係数乗算器と、 上記N×N経路の重みつきディジタル信号を、Ｎチャネル
に対応するＮ個ごとに合成してＮチャネルのディジタル
合成信号を、上記Ｎチャネルの受信信号に対応する信号
として得るＮ個の合成器と、 上記Ｎチャネルディジタル信号間の相互相関係数を最小
とするように上記N×N経路の重み付け係数を決める制御
器、とを含むことを特徴とする空間多重無線通信装置。12. The spatial multiplexing radio communication apparatus according to claim 9, wherein each of said receivers comprises a frequency converter for frequency-converting an N-channel received signal from said N element into an N-channel signal in a low frequency band. An A / D converter for converting the low-frequency N-channel signal into an N-channel digital signal;
N dividers for distributing digital signals of × N paths, coefficient multipliers for weighting digital signals of N × N paths with weighting coefficients to generate weighted digital signals of N × N paths, N number of combiners for combining the weighted digital signals of × N paths for every N signals corresponding to N channels to obtain a digital combined signal of N channels as a signal corresponding to the received signal of N channels; A controller for determining the weighting coefficient of the N × N path so as to minimize the cross-correlation coefficient between the N-channel digital signals.
たＮチャネルの空間多重信号の受信方法であり、以下の
ステップを含む： (a) 受信アンテナのＮ素子のそれぞれでＮチャネルの送
信信号を受信してＮチャネルの受信信号を生成し、 (b) Ｎチャネルの受信信号をそれぞれＮ分配してN×N経
路の信号を得て、それらN×N経路の信号にそれぞれ重み
付け係数で重み付けし、Ｎチャネルごとに合成してＮチ
ャネルの合成信号を得て、 (c) 上記Ｎチャネルの合成信号をモニタし、上記Ｎチャ
ネルの受信信号の相互相関が最小となるように上記重み
付け係数を設定することによりＮチャネルの送信信号を
復元することを特徴とする空間多重無線受信方法。13. A method for receiving an N-channel spatially multiplexed signal transmitted from N elements of a transmitting antenna, comprising the following steps: (a) transmitting an N-channel signal at each of the N elements of the receiving antenna; To generate N-channel received signals. (B) N-channel received signals are distributed by N to obtain N × N path signals, and these N × N path signals are weighted by weighting factors. (C) monitor the synthesized signal of the N channel, and calculate the weighting coefficient so that the cross-correlation of the received signal of the N channel is minimized. A spatial multiplexing radio reception method characterized by restoring an N-channel transmission signal by setting.
法において、上記ステップ(b) は、 (b-1) 上記Ｎ素子からのＮチャネルの受信信号を低い周
波数帯域のＮチャネルの信号に周波数変換するステップ
と、 (b-2) 上記低い周波数のＮチャネル信号をＮチャネルデ
ィジタル信号に変換するステップと、 (b-3) 上記Ｎチャネルディジタル信号をそれぞれＮ分配
してN×N経路のディジタル信号を生成し、N×N経路のデ
ィジタル信号にそれぞれ重み付け係数で重み付けしてN
×N経路の重み付きディジタル信号を生成するステップ
と、 (b-4) 上記N×N経路の重みつきディジタル信号を、Ｎチ
ャネルに対応するＮ個ごとに合成してＮ個のディジタル
合成信号を、上記Ｎチャネルの受信信号に対応する信号
として得るステップと、 (b-5) 上記Ｎチャネルディジタル信号間の相互相関係数
を最小とするように上記N×N経路の重み付け係数を決め
るステップ、とを含むことを特徴とする空間多重無線受
信方法。14. The spatial multiplexing radio receiving method according to claim 13, wherein said step (b) comprises: (b-1) converting the N-channel received signal from said N element into an N-channel signal in a low frequency band. Frequency converting; (b-2) converting the low-frequency N-channel signal into an N-channel digital signal; and (b-3) distributing the N-channel digital signal by N, respectively, for an N × N path. Generate a digital signal, weight each digital signal of N × N paths with
Generating a weighted digital signal of × N paths; and (b-4) combining the weighted digital signals of N × N paths for every N channels corresponding to N channels to generate N digital composite signals. Obtaining a signal corresponding to the N-channel received signal; and (b-5) determining a weighting coefficient of the N × N path so as to minimize a cross-correlation coefficient between the N-channel digital signals; And a spatial multiplexing radio receiving method.
線受信方法において、 上記ステップ(b) は、直交符号に関する相関を最小化す
ることにより各送信信号を復元するステップを含むこと
を特徴とする空間多重無線受信方法。15. The spatial multiplexing radio reception method according to claim 13, wherein the step (b) includes a step of restoring each transmission signal by minimizing a correlation related to an orthogonal code. Multiplexing radio reception method.
線受信方法において、 上記ステップ(b) は、誤り訂正符号に関する復号をする
ことにより各送信信号を復元するステップを含むことを
特徴とする空間多重無線受信方法。16. The spatial multiplexing radio reception method according to claim 13, wherein the step (b) includes a step of restoring each transmission signal by decoding an error correction code. Spatial multiplex radio reception method.
たＮチャネルの送信信号を受信する空間多重無線受信装
置であり、 Ｎ個の素子を有する受信アンテナと、Ｎは２以上の整数
であり、 Ｎ入力Ｎ出力を有し、上記受信アンテナのＮ個の素子か
らＮチャネルの受信信号が入力され、それぞれＮ分配し
てN×N経路で重み付けし、Ｎチャネルごとに合成してＮ
チャネルの合成信号を生成し、それらＮチャネルの合成
信号を基づいて上記Ｎチャネルの受信信号の相互相関が
最小となるように上記重み付け係数を制御するチャネル
間干渉除去器と、 上記チャネル間干渉除去器のそれぞれの出力を入力する
Ｎ個の受信機、とを含むことを特徴とする空間多無線受
信装置。17. A spatial multiplexing radio receiving apparatus for receiving an N-channel transmission signal transmitted from N elements of a transmission antenna, wherein the reception antenna has N elements, and N is an integer of 2 or more. , N inputs and N outputs, receiving signals of N channels are input from the N elements of the receiving antenna, distributed to N and weighted by N × N paths, and combined for each N channel to obtain N
An inter-channel interference canceller that generates a combined signal of the channels and controls the weighting coefficient based on the combined signals of the N channels so as to minimize the cross-correlation of the received signals of the N channels; And N receivers for receiving respective outputs of the transmitters.
置において、 Ｎ個の素子を備えた上記受信アンテナの素子間距離が一
定であることを特徴とする空間多重無線受信装置。18. The spatial multiplex radio receiving apparatus according to claim 17, wherein a distance between the elements of the receiving antenna having N elements is constant.
線受信装置において、 上記チャネル間干渉除去器は、 入力信号をＮ個に分配する分配器と、 Ｎ個に分配された出力をそれぞれ制御された重み付け係
数を乗じるＮの２乗個のベクトル係数器と、 Ｎ個のベクトル係数器の出力を入力するＮ個の合成器
と、 Ｎ個の合成器の出力をモニタし、モニタ信号を相関検波
するＮ個の相関検波器と、 Ｎ個の相関器検波出力を入力するＮの２乗個のベクトル
係数器を制御する制御器、とを含むことを特徴とする空
間多重無線受信装置。19. The spatial multiplexing radio receiving apparatus according to claim 17, wherein the inter-channel interference canceller controls a splitter that splits an input signal into N pieces and an output that is split into N pieces. N squared vector coefficient units multiplied by the weighted coefficients obtained, N synthesizers receiving the outputs of the N vector coefficient units, and outputs of the N synthesizers are monitored, and the monitor signals are correlated. A spatial multiplexing radio receiving apparatus comprising: N correlation detectors for detection; and a controller for controlling N square vector coefficient units for inputting N correlator detection outputs.
置において、上記各受信機は上記Ｎ素子からのＮチャネ
ルの受信信号を低い周波数帯域のＮチャネルの信号に周
波数変換する周波数変換器と、 上記低い周波数のＮチャネル信号をＮチャネルディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、 上記Ｎチャネルディジタル信号をそれぞれＮ分配してN
×N経路のディジタル信号を分配するＮ個の分配器と、 N×N経路のディジタル信号にそれぞれ重み付け係数で重
み付けしてN×N経路の重み付きディジタル信号を生成す
る係数乗算器と、 上記N×N経路の重みつきディジタル信号を、Ｎチャネル
に対応するＮ個ごとに合成してＮチャネルのディジタル
合成信号を、上記Ｎチャネルの受信信号に対応する信号
として得るＮ個の合成器と、 上記Ｎチャネルディジタル信号間の相互相関係数を最小
とするように上記N×N経路の重み付け係数を決める制御
器、とを含むことを特徴とする空間多重無線受信装置。20. The spatial multiplexing radio communication apparatus according to claim 17, wherein each of the receivers converts a frequency of a received signal of N channels from the N element into a signal of N channels in a low frequency band. An A / D converter for converting the low-frequency N-channel signal into an N-channel digital signal;
N dividers for distributing digital signals of × N paths, coefficient multipliers for weighting digital signals of N × N paths with weighting coefficients to generate weighted digital signals of N × N paths, N number of combiners for combining the weighted digital signals of × N paths for every N signals corresponding to N channels to obtain a digital combined signal of N channels as a signal corresponding to the received signal of N channels; A controller for determining a weighting coefficient of the N × N path so as to minimize a cross-correlation coefficient between N-channel digital signals.
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