JP2002034288A - Controlling device of induction motor - Google Patents
Controlling device of induction motorInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、ファン・ポンプ
を代表とする産業用機械駆動用誘導電動機の制御装置に
関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for an induction motor for driving an industrial machine represented by a fan / pump.
【０００２】[0002]
【従来の技術】例えば図８は、参考文献：山村，大野
他 「パワーエレクトロニクス入門」オーム社発行 平
成７年２月改訂）のｐ２０９〜ｐ２１０に記載された、
従来のインバータ装置において、誘導電動機を運転する
ためのＶ／ｆ一定制御装置の全体構成図であり、同図に
おいて、１は商用電源、２は整流器、３はインバータ主
回路、４は誘導電動機、５は負荷機械、６はＶ／ｆ制御
器、７は主回路駆動信号発生器である。2. Description of the Related Art For example, FIG. 8 is a reference: Yamamura, Ohno
Other "Introduction to Power Electronics" published by Ohmsha (Revised in February 1995)
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a constant V / f control device for operating an induction motor in a conventional inverter device, in which 1 is a commercial power supply, 2 is a rectifier, 3 is an inverter main circuit, 4 is an induction motor, 5 is a load machine, 6 is a V / f controller, and 7 is a main circuit drive signal generator.
【０００３】以下にその動作の概略を説明する。整流器
２は商用電源１が供給する交流電力を直流電力へ変換す
る。インバータ主回路３は、主回路駆動信号発生器７が
出力する駆動信号に基づき、整流器２が供給する直流電
圧を交流電圧に変換し、誘導電動機４に出力する。イン
バータ主回路３が出力する交流電圧に対する電圧振幅指
令値｜Ｖ｜* 、電圧周波数指令値ωVf* は、外部から入
力する誘導電動機の回転速度指令値（回転周波数指令
値）ωm * に従ってＶ／ｆ制御器６において演算する。[0003] An outline of the operation will be described below. The rectifier 2 converts AC power supplied from the commercial power supply 1 into DC power. The inverter main circuit 3 converts a DC voltage supplied by the rectifier 2 into an AC voltage based on the drive signal output from the main circuit drive signal generator 7 and outputs the AC voltage to the induction motor 4. The voltage amplitude command value | V | * and the voltage frequency command value ω Vf * for the AC voltage output from the inverter main circuit 3 are determined according to the rotation speed command value (rotation frequency command value) ω m * of the induction motor input from the outside. The calculation is performed in the / f controller 6.
【０００４】Ｖ／ｆ制御器６においては、一般的には以
下の式（１）（２）のように演算が行われ、電圧振幅指
令値｜Ｖ｜* 、電圧周波数指令値ωVf* が主回路駆動信
号発生器７へ出力される。ただしＫVfは誘導電動機の定
格を考慮して算定される電圧振幅指令値｜Ｖ｜* と電圧
周波数指令値ωVf* の比である。 ωVf* = ωm * ----------------- （１） ｜Ｖ｜* = ＫVf・ωVf* ----------------- （２） すなわち、Ｖ／ｆ一定制御とは、電圧振幅指令値｜Ｖ｜
* と電圧周波数指令値ω Vf* の比ＫV f を一定として、
誘導電動機6 に印加する交流電圧を制御することを意味
している。In the V / f controller 6, generally,
The calculation is performed as in the following equations (1) and (2), and the voltage amplitude
Command value | V | *, voltage frequency command value ωVf* Is the main circuit drive signal
Output to the signal generator 7. However, KVfIs the induction motor
Voltage amplitude command value | V | * and voltage calculated in consideration of case
Frequency command value ωVf* Is the ratio. ωVf* = ωm* ----------------- (1) | V | * = KVf・ ΩVf* ----------------- (2) That is, V / f constant control is a voltage amplitude command value | V |
* And voltage frequency command value ω Vf* Ratio KV fIs constant,
Controlling AC voltage applied to induction motor 6
are doing.
【０００５】なお、Ｖ／ｆ制御器６においては、インバ
ータ主回路3 が出力する交流電圧の周波数の上限、すな
わちインバータ出力周波数の上限ωVfmax を、誘導電動
機4の回転速度領域を考慮して設定しておく。そして、
インバータ出力周波数の上限ωVfmax を超える回転周波
数指令値がＶ／ｆ制御器に入力された場合には、式
（１）において、ωVf* = ωVfmax * と演算すること
で誘導電動機4 の回転速度が安全運転上の限界速度を超
過することを防いでいる。[0005] In the V / f controller 6, the upper limit of the frequency of the AC voltage output from the inverter main circuit 3, that is, the upper limit ω Vfmax of the inverter output frequency is set in consideration of the rotation speed region of the induction motor 4. Keep it. And
When a rotation frequency command value exceeding the upper limit ω Vfmax of the inverter output frequency is input to the V / f controller, the rotation of the induction motor 4 is calculated by calculating ω Vf * = ω Vfmax * in equation (1). This prevents the speed from exceeding the safe driving speed limit.
【０００６】主回路駆動信号発生器７は、電圧振幅指令
値｜Ｖ｜* 、電圧周波数指令値ωVf* をインバータ駆動
信号に変換し、インバータ主回路３に出力する。こうし
てインバータ主回路３は電圧振幅指令値｜Ｖ｜* 、電圧
周波数指令値ωVf* に従った交流電圧を誘導電動機４に
出力し、誘導電動機４は後述するＶ／ｆ一定制御下の運
転特性に従って回転する。この構成によって、インバー
タ出力周波数の上限ω Vfmax を超えない範囲において、
任意の回転速度指令値ωm * に従った誘導電動機4 の可
変速運転が可能となる。The main circuit drive signal generator 7 outputs a voltage amplitude command
Value | V | *, voltage frequency command value ωVf* The inverter drive
The signal is converted to a signal and output to the inverter main circuit 3. Like this
Inverter main circuit 3 has voltage amplitude command value | V | *, voltage
Frequency command value ωVf* Apply AC voltage to induction motor 4 according to
Output, and the induction motor 4 operates under the constant V / f control described later.
It rotates according to the rolling characteristics. With this configuration, the invar
Output frequency upper limit ω VfmaxWithin the range not exceeding
Arbitrary rotation speed command value ωm* Induction motor 4 according to
Variable speed operation becomes possible.
【０００７】次に、Ｖ／ｆ一定制御下の誘導電動機4 の
運転特性について、負荷機械5 との物理的関係の面から
説明する。なお、説明を単純にするため、この明細書全
般に渡り、誘導電動機4 の極対数を1 として扱う。Next, the operation characteristics of the induction motor 4 under the constant V / f control will be described in terms of the physical relationship with the load machine 5. For simplicity of description, the number of pole pairs of the induction motor 4 is treated as 1 throughout this specification.
【０００８】図９は、前記を考慮しＶ／ｆ一定制御下に
おける誘導電動機４と負荷機械５の物理関係の周波数特
性を説明するボード線図である。Ｇmecaは負荷機械５に
おけるトルク変動Δτから回転速度変動Δωm までの伝
達特性である。ＧIMはＶ／ｆ一定制御下の誘導電動機４
における回転速度変動Δωm からトルク変動Δτまでの
伝達特性である。FIG. 9 is a Bode diagram for explaining the frequency characteristics of the physical relationship between the induction motor 4 and the load machine 5 under the constant V / f control in consideration of the above. Gmeca is a transfer characteristic from the torque variation Δτ in the load machine 5 to the rotational speed fluctuation [Delta] [omega m. G IM is an induction motor 4 under V / f constant control.
A transfer characteristic from the rotational speed variation [Delta] [omega m to torque variation Δτ in.
【０００９】トルク変動Δτが負荷機械５に入力される
と、負荷機械５における伝達特性Ｇmecaに基づいて負荷
機械５は加減速し、回転速度変動Δωm を出力する。そ
して回転速度変動Δωm が誘導電動機４に入力される
と、誘導電動機４における伝達特性ＧIMに基づいて誘導
電動機4 はトルク変動Δτを出力する。よって、負荷機
械５と誘導電動機４には回転速度変動Δωm とトルク変
動Δτの入出力関係による物理ループが存在する。[0009] When the torque variation Δτ is input to the load machine 5, load machine 5 based on the transfer characteristic Gmeca in load machine 5 acceleration Hayashi, it outputs a rotation speed variation [Delta] [omega m. When the rotational speed variation [Delta] [omega m are input to the induction motor 4, the induction motor 4 based on the transfer characteristic G IM in the induction motor 4 outputs torque fluctuation .DELTA..tau. Therefore, the induction motor 4 and the load machine 5 physical loop exists by input-output relationship between the rotational speed variation [Delta] [omega m and the torque fluctuation .DELTA..tau.
【００１０】ここで誘導電動機４における伝達特性ＧIM
における重要な基本特性を説明する。誘導電動機４はイ
ンバータ主回路３が出力する交流電圧の周波数である電
圧周波数指令値ωVf* と回転速度ωm の差に基本的に比
例関係となるトルクτを出力する。よって回転速度ωm
が回転速度変動Δωm を伴った場合に、すべりを介して
発生するトルクτに現れるトルク変動Δτは、回転速度
変動Δωm とは逆符号となる。Here, the transfer characteristic G IM of the induction motor 4
The important basic characteristics in the above will be described. The induction motor 4 outputs a torque τ that is basically proportional to the difference between the voltage frequency command value ω Vf *, which is the frequency of the AC voltage output from the inverter main circuit 3, and the rotation speed ω m . Therefore, the rotation speed ω m
Is accompanied by the rotational speed fluctuation Δω m , the torque fluctuation Δτ that appears in the torque τ generated via slip has the opposite sign to the rotational speed fluctuation Δω m .
【００１１】すなわち、回転速度ωm が電圧周波数指令
値ωVf* 近傍に保たれているときに、負荷機械5 に回転
速度変動Δωm が生じると、誘導電動機４は前記の伝達
特性ＧIMに従って回転速度変動Δωm と逆符号のトルク
変動Δτを発生させ、負荷機械5 に出力する。このトル
ク変動Δτは負荷機械5 にとっては元の回転速度変動Δ
ωm を打ち消そうとする逆符号の入力であるため、伝達
特性Ｇmecaの出力後の回転速度変動Δωm は、元の回転
速度変動Δωm よりも小さくなる。そしてΔω m の減少
により誘導電動機４における伝達特性ＧIMの入力が減少
し、これに伴い誘導電動機4 における伝達特性ＧIMの出
力であるトルク変動Δτも減少する。このように回転速
度変動Δωm とトルク変動Δτとからなる物理ループに
は、回転速度変動Δωm 、トルク変動Δτを共に0 に収
束させようとする安定な特性があり、再び回転速度ωm
は電圧周波数指令値ωVf* 近傍に再び保たれる。That is, the rotation speed ωmIs the voltage frequency command
Value ωVf* When it is kept in the vicinity, it rotates to the load machine 5.
Speed fluctuation ΔωmOccurs, the induction motor 4 transmits the signal
Characteristic GIMRotation speed fluctuation ΔωmAnd reverse torque
A variation Δτ is generated and output to the load machine 5. This tor
Is the original rotation speed fluctuation Δ for the load machine 5.
ωmSince the input is of the opposite sign that tries to cancel
Rotational speed fluctuation Δω after output of characteristic GmecamIs the original rotation
Speed fluctuation ΔωmSmaller than. And Δω mDecrease
, The transfer characteristic G of the induction motor 4IMInput decreases
Accordingly, the transfer characteristic G of the induction motor 4IMOut of
The torque fluctuation Δτ, which is the force, also decreases. Like this
Degree variation ΔωmAnd a physical loop consisting of torque fluctuation Δτ
Is the rotation speed variation ΔωmAnd torque fluctuation Δτ are both set to 0.
There is a stable characteristic of trying to bundle, and the rotation speed ω againm
Is the voltage frequency command value ωVf* It is kept close again.
【００１２】以上に示したＶ／ｆ一定制御下における回
転速度変動Δωm とトルク変動Δτとからなる物理ルー
プの安定な特性により、誘導機固有の伝達特性ＧIMの応
答より十分緩やかな可変速運転の用途においては、回転
速度センサを用いない簡易な装置構成である前記Ｖ／ｆ
一定制御装置において、電圧周波数指令値ωVf* を回転
速度指令値ωm * として与えれば、任意の回転速度指令
値ωm * に従った回転速度制御が可能である。[0012] The stable characteristics of the physical loop consisting of the rotation speed variation [Delta] [omega m and the torque variation Δτ in V / f constant control under indicated above, the induction machine specific enough gradual variable speed than the response of the transfer characteristic G IM In driving applications, the V / f is a simple device configuration that does not use a rotation speed sensor.
In certain controller, it is given a voltage frequency command value omega Vf * as the rotation speed command value omega m *, it is possible to speed control according to any of the rotational speed command value omega m *.
【０００１３】[00013]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
Ｖ／ｆ制御装置において負荷機械が共振特性をもつ場
合、その機械共振周波数や誘導電動機の運転周波数の条
件によっては、大振幅の自励振動が発生し、かつ持続す
るという問題点があった。However, when the load machine has a resonance characteristic in the conventional V / f control device, a large-amplitude self-excited vibration may occur depending on the conditions of the machine resonance frequency and the operating frequency of the induction motor. There was a problem that it occurred and persisted.
【００１４】この発明は前記の問題点を解消するために
なされたもので、誘導電動機の周波数特性を改善し、振
動の発生を回避して安定して誘導電動機と負荷機械を運
転することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to improve the frequency characteristics of an induction motor and to stably operate the induction motor and a load machine by avoiding the occurrence of vibration. And
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】この発明に係わる誘導電
動機の制御装置は、外部から入力される回転周波数指令
値をインバータ主回路の出力電圧に対する第１の電圧振
幅指令値及び第１の電圧周波数指令値に変換するＶ／ｆ
制御器と、電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指令値
を誘導電動機の入力電流あるいはインバータの直流母線
電流に基づいて演算する補償演算部と、前記第1 の電圧
振幅指令値から前記電圧振幅補償指令値を減算し第２の
電圧振幅指令値を出力する減算器a と、前記第1 の電圧
周波数指令値から前記電圧周波数補償指令値を減算し第
２の電圧周波数指令値を出力する減算器b と、前記第２
の電圧振幅指令値及び前記第2 の電圧周波数指令値を前
記インバータ主回路への駆動信号に変換する主回路駆動
信号発生器とを備え、前記補償演算部は前記回転周波数
指令値以下である負荷機械の機械共振周波数において、
前記誘導電動機の回転速度変動からトルク変動までの伝
達特性の位相を−２７０[deg] 以上に修正するように演
算するものである。A control device for an induction motor according to the present invention comprises a first voltage amplitude command value and a first voltage frequency with respect to an output voltage of an inverter main circuit. V / f to convert to command value
A controller, a compensation calculator for calculating a voltage amplitude compensation command value and a voltage frequency compensation command value based on the input current of the induction motor or the DC bus current of the inverter, and the voltage amplitude compensation from the first voltage amplitude command value. A subtracter a for subtracting the command value and outputting a second voltage amplitude command value; and a subtractor for subtracting the voltage frequency compensation command value from the first voltage frequency command value and outputting a second voltage frequency command value. b and the second
A main circuit drive signal generator that converts the voltage amplitude command value and the second voltage frequency command value into a drive signal to the inverter main circuit, wherein the compensation calculation unit is configured to load the rotation frequency command value or less. At the mechanical resonance frequency of the machine,
The calculation is performed so that the phase of the transfer characteristic from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation of the induction motor is corrected to -270 [deg] or more.
【００１６】また、外部から入力される回転周波数指令
値をインバータ主回路の出力電圧に対する第１の電圧振
幅指令値及び第１の電圧周波数指令値に変換するＶ／ｆ
制御器と、電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指令値
を誘導電動機の入力電流あるいはインバータの直流母線
電流に基づいて演算する補償演算部と、前記第1 の電圧
振幅指令値から前記電圧振幅補償指令値を減算し第２の
電圧振幅指令値を出力する減算器a と、前記第1 の電圧
周波数指令値から前記電圧周波数補償指令値を減算し第
２の電圧周波数指令値を出力する減算器b と、前記第２
の電圧振幅指令値及び前記第2 の電圧周波数指令値を前
記インバータ主回路への駆動信号に変換する主回路駆動
信号発生器とを備え、前記補償演算部は前記回転周波数
指令値以下である負荷機械の機械共振周波数において、
前記誘導電動機の回転速度変動からトルク変動までの伝
達特性の位相を−２７０[deg] 以下から−２７０[deg]
以上に修正するように演算するものである。Further, V / f for converting an externally input rotational frequency command value into a first voltage amplitude command value and a first voltage frequency command value for the output voltage of the inverter main circuit.
A controller, a compensation calculator for calculating a voltage amplitude compensation command value and a voltage frequency compensation command value based on the input current of the induction motor or the DC bus current of the inverter, and the voltage amplitude compensation from the first voltage amplitude command value. A subtracter a for subtracting the command value and outputting a second voltage amplitude command value; and a subtractor for subtracting the voltage frequency compensation command value from the first voltage frequency command value and outputting a second voltage frequency command value. b and the second
A main circuit drive signal generator that converts the voltage amplitude command value and the second voltage frequency command value into a drive signal to the inverter main circuit, wherein the compensation calculation unit is configured to load the rotation frequency command value or less. At the mechanical resonance frequency of the machine,
The phase of the transfer characteristic from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation of the induction motor is changed from -270 [deg] or less to -270 [deg].
The calculation is performed so as to correct the above.
【００１７】また、補償演算部は第１の電圧周波数指令
値が、０からＶ／ｆ制御器の内部で設定されたインバー
タ出力周波数の上限値以下のいかなる値をとる条件にお
いても、前記第１の電圧周波数指令値以下の全周波数領
域において、誘導電動機の回転速度変動からトルク変動
までの伝達特性の位相が、−２７０[deg] 以上になるよ
う修正する演算を行うものである。In addition, the compensation calculation unit may be configured such that the first voltage frequency command value takes any value from 0 to the upper limit value of the inverter output frequency set inside the V / f controller, and In the entire frequency range equal to or lower than the voltage frequency command value, the calculation for correcting the phase of the transfer characteristic from the rotation speed variation to the torque variation of the induction motor to be -270 [deg] or more is performed.
【００１８】また、補償演算部は、誘導電動機の入力電
流あるいはインバータの直流母線電流を入力して前記誘
導電動機のトルク分電流を推定して出力するトルク分電
流推定器と、このトルク分電流推定器が出力するトルク
分電流に基づき電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指
令値を演算する補償指令値演算器とを備えるものであ
る。The compensation calculation unit includes a torque component current estimator for inputting an input current of the induction motor or a DC bus current of the inverter and estimating and outputting a torque component current of the induction motor; And a compensation command value calculator for calculating a voltage amplitude compensation command value and a voltage frequency compensation command value based on the torque component current output by the device.
【００１９】また、補償演算部は電圧振幅補償指令値と
電圧周波数補償指令値との比が、第１の電圧振幅指令値
と第１の電圧周波数指令値との比と同じになるよう演算
するものである。Further, the compensation calculation unit performs calculation so that the ratio between the voltage amplitude compensation command value and the voltage frequency compensation command value becomes the same as the ratio between the first voltage amplitude command value and the first voltage frequency command value. Things.
【００２０】また、補償指令値演算器はトルク分電流に
基づいて、ハイパスフィルタと比例ゲインにより電圧周
波数補償指令値を演算するものである。The compensation command value calculator calculates a voltage frequency compensation command value by a high-pass filter and a proportional gain based on the torque component current.
【００２１】また、補償指令値演算器はトルク分電流に
基づいて、ハイパスフィルタとローパスフィルタと比例
ゲインにより電圧周波数補償指令値を演算するものであ
る。The compensation command value calculator calculates a voltage frequency compensation command value based on the torque current by using a high-pass filter, a low-pass filter, and a proportional gain.
【００２２】さらに、補償指令値演算器は、ハイパスフ
ィルタのカットオフ周波数ω1 および比例ゲインＫp の
値を次の式により設定し、電圧周波数補償指令値を演算
するものである。 ω1 ＝ ｛tan （β）｝2 ・ωσ Ｋp ＝ （ωVfmax 2 ＋ω1 2 ）／（ωVfmax ・tan
（β）・ｋG ） ただし、上式においてβ、ωσ、ωVfmax 、ｋG は以下
で定める設定定数である。 β＝９０−α[deg] 、α＝２０[deg] 以上、 ωσ：誘導電動機の（二次抵抗値／二次漏れリアクタン
ス値）、 ωVfmax ：電圧周波数の運転条件における最大値、 ｋG ：誘導電動機の（二次磁束の一次側換算値／一次漏
れリアクタンス値）Further, the compensation command value calculator calculates the voltage frequency compensation command value by setting the values of the cut-off frequency ω 1 and the proportional gain Kp of the high-pass filter according to the following equations. ω 1 = {tan (β) } 2 · ωσ Kp = (ω Vfmax 2 + ω 1 2) / (ω Vfmax · tan
(Β) · k G ) where β, ωσ, ω Vfmax and k G are set constants defined below. β = 90−α [deg], α = 20 [deg] or more, ωσ: (secondary resistance value / secondary leakage reactance value) of the induction motor, ω Vfmax : maximum value under operating conditions of voltage frequency, k G : Induction motor (primary conversion value of secondary magnetic flux / primary leakage reactance value)
【００２３】[0023]
【実施の形態】実施の形態１．図１はこの発明の実施の
形態１における誘導電動機の制御装置を示すもので、前
記従来装置の図８と同一符号は同一又は相当部分を示
す。 整流器２は商用電源１が供給する交流電力を直流電
力へ変換する。インバータ主回路３は、主回路駆動信号
発生器７が出力する駆動信号に基づき、整流器２が供給
する直流電圧を交流電圧に変換し、誘導電動機４に出力
し、負荷機械５を運転する。インバータ主回路３が出力
する交流電圧に対する電圧振幅指令値｜Ｖ｜* 、電圧周
波数指令値ωVf* は、外部から入力する誘導電動機の回
転速度指令値（回転周波数指令値）ωm * に従ってＶ／
ｆ制御器６において演算する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 FIG. 1 shows a control device for an induction motor according to Embodiment 1 of the present invention. The same reference numerals as those in FIG. 8 of the conventional device denote the same or corresponding parts. The rectifier 2 converts AC power supplied from the commercial power supply 1 into DC power. The inverter main circuit 3 converts the DC voltage supplied by the rectifier 2 into an AC voltage based on the drive signal output from the main circuit drive signal generator 7, outputs the AC voltage to the induction motor 4, and operates the load machine 5. The voltage amplitude command value | V | * and the voltage frequency command value ω Vf * for the AC voltage output from the inverter main circuit 3 are determined according to the rotation speed command value (rotation frequency command value) ω m * of the induction motor input from the outside. /
The calculation is performed in the f controller 6.
【００２４】８は誘導機電流検出器、９ａはトルク分電
流推定演算器、１０は補償指令値演算器、１１ａは減算
器ａ、１１ｂは減算器ｂである。また、トルク分電流推
定演算器９ａ及び補償指令値演算器１０をまとめて補償
演算部２０ａとする。8 is an induction machine current detector, 9a is a torque current estimating calculator, 10 is a compensation command value calculator, 11a is a subtractor a, and 11b is a subtractor b. The torque component current estimation calculator 9a and the compensation command value calculator 10 are collectively referred to as a compensation calculator 20a.
【００２５】以下にその動作を説明する。誘導機電流検
出器８は誘導電動機４を流れる誘導機電流Ｉu ，Ｉv ，
Ｉw を検出する。トルク分電流推定演算器９ａでは誘導
機電流検出器８が出力する誘導機電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw
およびＶ／ｆ制御器６が出力するωVf* に基づき、以下
の式（３）（４）の演算を行うことで誘導電動機4 のト
ルク分電流ｉq を推定算出する。 θ* ＝∫ωVf* ｄｔ ----------------- （３） ｉq ＝−Ｉu ・ｃｏｓ（θ* ）―Ｉv ・ｃｏｓ（θ* ―１２０） ―Ｉw ・ｃｏｓ（θ* ―２４０） ----------------- （４）The operation will be described below. The induction machine current detector 8 detects the induction machine currents Iu, Iv,
Iw is detected. In the torque component current estimation calculator 9a, the induction machine currents Iu, Iv, Iw output from the induction machine current detector 8 are output.
Then, based on ω Vf * output from the V / f controller 6, the following equations (3) and (4) are operated to estimate and calculate the torque component current iq of the induction motor 4. θ * = ∫ω Vf * dt ----------------- (3) iq = −Iu · cos (θ * ) − Iv · cos (θ * −120) −Iw・ Cos (θ * -240) ----------------- (4)
【００２６】補償指令値演算器１０ではトルク分電流推
定演算器９ａからトルク分電流ｉqが入力され、次の式
（５）で表される伝達特性を含んだ式（６）（７）の補
償演算を行う。ただし、ｓはラプラス演算子、ω1 はハ
イパスフィルタのカットオフ周波数、Ｋp は比例ゲイン
として、ＫVfは電圧振幅指令値｜Ｖ｜* と電圧周波数指
令値ωVf* の比である。 Ｇh ＝Ｋp ・ｓ／（ｓ＋ω1 ） ----------------- （５） ΔωVf* （ｓ）＝Ｇh ・ｉq （ｓ）----------------- （６） Δ｜Ｖ｜* （ｓ）＝ＫVf・ΔωVf* （ｓ） ---------- （７）The compensation command value calculator 10 receives the torque component current iq from the torque component current estimation calculator 9a and compensates for the equations (6) and (7) including the transfer characteristics represented by the following equation (5). Perform the operation. Here, s is a Laplace operator, ω 1 is a cutoff frequency of a high-pass filter, Kp is a proportional gain, and K Vf is a ratio between a voltage amplitude command value | V | * and a voltage frequency command value ω Vf *. Gh = Kp · s / (s + ω 1) ----------------- (5) Δω Vf * (s) = Gh · iq (s) ------- ---------- (6) Δ | V | * (s) = K Vf · Δω Vf * (s) ---------- (7)
【００２７】こうして補償指令値演算器１０は電圧振幅
補償指令値Δ｜Ｖ｜* を減算器ａ１１ａに、電圧周波数
補償指令値ΔωVf* を減算器ｂ１１ｂにそれぞれ出力す
る。そして減算器ａ１１ａでは、Ｖ／ｆ制御器6 が出力
する第１の電圧振幅指令値｜Ｖ｜* と電圧振幅補償指令
値Δ｜Ｖ｜* の差を第２の電圧振幅指令値｜Ｖ｜**とし
て算出し、主回路駆動信号発生器7 へ出力する。また減
算器ｂ１１ｂも同様に、Ｖ／ｆ制御器６が出力する第１
の電圧周波数指令値ωVf* と電圧周波数補償指令値Δω
Vf* の差を第２の電圧周波数指令値ωVf**として算出
し、主回路駆動信号発生器７へ出力する。Thus, the compensation command value calculator 10 outputs the voltage amplitude compensation command value Δ | V | * to the subtractor a11a and the voltage frequency compensation command value Δω Vf * to the subtractor b11b. The subtractor a11a calculates the difference between the first voltage amplitude command value | V | * output from the V / f controller 6 and the voltage amplitude compensation command value Δ | V | * as the second voltage amplitude command value | V | ** is calculated and output to the main circuit drive signal generator 7. Similarly, the subtractor b11b outputs the first signal output from the V / f controller 6.
Voltage frequency command value ω Vf * and voltage frequency compensation command value Δω
The difference between Vf * is calculated as a second voltage frequency command value ωVf **, and is output to the main circuit drive signal generator 7.
【００２８】前記実施の形態１によって課題が解決でき
る原理を説明するため、まず、従来のＶ／ｆ一定制御に
おける課題である、負荷機械5 の機械共振周波数ωmec
a、誘導電動機4 の運転条件に依存した自励振動が発生
する原理について述べる。このためには、図2 に示した
誘導電動機4 における伝達特性ＧIM３１と負荷機械5 に
おける伝達特性Ｇmeca３０とによって構成される物理ル
ープ −ＧIM・Ｇmecaの周波数特性に注目する必要があ
る。ここで、図９の説明で述べたように、誘導電動機４
における伝達特性ＧIM自身が負荷機械5 の伝達特性Ｇme
caの回転速度変動Δωm を打ち消すフィードバックの特
性であるため、安定性に関する議論の性格上、以下では
誘導電動機４における伝達特性については−1 を乗じ−
ＧIMとして位相特性の説明を行う。In order to explain the principle by which the problem can be solved by the first embodiment, first, the mechanical resonance frequency ωmec of the load machine 5 which is a problem in the conventional V / f constant control.
a, The principle of generating self-excited vibration depending on the operating condition of the induction motor 4 will be described. For this purpose, it is necessary to pay attention to the frequency characteristics of the physical loop -G IM · Gmeca constituted by the transfer characteristic Gmeca30 the transfer characteristic G IM 31 in the load machine 5 in the induction motor 4 shown in FIG. Here, as described in the description of FIG.
Transfer characteristic of the transfer characteristic G IM itself load machine 5 in Gme
Since the characteristics of the feedback canceling the rotational speed variation [Delta] [omega m of ca, the nature of the discussion on stability, multiplied by -1 for transfer characteristics of the induction motor 4 in the following -
The description of the phase characteristic as G IM.
【００２９】図９（ｃ）は前記物理ループ−ＧIM・Ｇme
caの周波数特性を説明するボード線図である。図９(a)
は、負荷機械5 におけるトルク変動Δτから回転速度変
動Δωm までの伝達特性Ｇmecaのボード線図である。例
として機械共振周波数ωmecaが４０[Hz]の場合を示して
いる。Ｇmecaは機械共振周波数ωmecaでゲインに非常に
大きなピークがあり、位相が＋９０[deg] から―９０[d
eg] に変化する特性をもつ。[0029] FIG. 9 (c) the physical loop -G IM · Gme
FIG. 4 is a Bode diagram illustrating frequency characteristics of ca. Fig. 9 (a)
Is a Bode diagram of a transfer characteristic Gmeca from torque variation Δτ in the load machine 5 to the rotational speed fluctuation [Delta] [omega m. As an example, a case where the mechanical resonance frequency ωmeca is 40 [Hz] is shown. Gmeca has a very large peak in gain at the mechanical resonance frequency ωmeca, and the phase changes from +90 [deg] to -90 [d].
eg].
【００３０】図９(b) は、Ｖ／ｆ一定制御により電圧周
波数指令値ωVf*=５０[Hz]で駆動された誘導電動機にお
ける、回転速度変動Δωm からトルク変動Δτまでの伝
達特性ＧIMに−1 を乗じた伝達特性−ＧIMボード線図で
ある。−ＧIM は誘導電動機の電圧方程式を線形化する
ことにより次のように記述することができる。 −ＧIM ≒｛ＫT ・Ｋg ／（ｓ＋ωσ）｝・｛（ｓ2 ＋ｂ1 ｓ＋ωVf* 2 ）／（ ｓ2 ＋ａ1 ｓ＋ωp 2 ）｝ ----------------- （８） ただしＫT 、Ｋg 、ｂ1 、ａ1 、ωp は全て誘導電動機
の定数から決まる値であり、以下の関係が成り立つ。 ωp ≒ωVf* ---------------- （９） ａ1 ≒２ｂ1 ----------------- （１０）[0030] FIG. 9 (b), the voltage frequency command value by V / f constant control omega Vf * = 50 transmission characteristic of the driven induction motor in [Hz], from the rotational speed variation [Delta] [omega m to torque variation .DELTA..tau G FIG. 7 is a transfer characteristic-G IM board diagram obtained by multiplying IM by −1. -G IM can by linearizing the voltage equation of the induction motor is described as follows. -G IM ≒ {K T · Kg / (s + ωσ)} · {(s 2 + b 1 s + ω Vf * 2) / (s 2 + a 1 s + ωp 2)} -------------- --- (8) However, K T , K g, b 1 , a 1 , and ω p are all values determined by the constant of the induction motor, and the following relationship is established. ωp ≒ ω Vf * ---------------- (9 ) a 1 ≒ 2b 1 ----------------- (10)
【００３１】以上から−ＧIMの特性は、カットオフ周波
数をωσとする一次遅れに、電圧周波数指令値ωVf* 付
近における約−５[ ｄＢ] のゲイン変化、±２０[deg]
の急峻な位相変化が加わった形となる。よって誘導機回
路定数や運転条件によっては、図９（ｂ）における例の
ように、電圧周波数指令値ωVf* 以下の周波数領域にお
いて急峻な位相遅れのために、−ＧIMの位相が、―９０
[deg] を下回る周波数領域X が現れる。The characteristics of the -G IM from above, the first-order lag to ωσ the cut-off frequency, gain change of about -5 [dB] at around * voltage frequency command value ω Vf, ± 20 [deg]
This is a form in which a steep phase change is added. Therefore, depending on the circuit constant of the induction machine and the operating conditions, as shown in the example in FIG. 9B, the phase of −G IM becomes −− due to a steep phase delay in the frequency region equal to or lower than the voltage frequency command value ω Vf *. 90
A frequency range X below [deg] appears.
【００３２】図９（ｃ）は、物理ループ−ＧIM・Ｇmeca
のボード線図である。前記の誘導電動機4 と負荷機械5
の互いの周波数特性により、図９（ａ）に示す機械共振
周波数ωmecaと、図９（ｂ）に示す周波数領域X が重な
るケースでは、物理ループにおいて位相が−１８０[de
g] を下回る周波数領域において、共振によるピークの
ためゲインが０[ ｄＢ] 以上となることが分かる。従っ
て物理ループ−G IM・Ｇmeca が不安定化するため、負
荷機械5 と誘導電動機4 との間で振動が発生・持続する
ことになる。[0032] FIG. 9 (c), the physical loop -G IM · Gmeca
FIG. Induction motor 4 and load machine 5 described above
In the case where the mechanical resonance frequency ωmeca shown in FIG. 9A and the frequency domain X shown in FIG. 9B overlap with each other, the phase is -180 [de] in the physical loop.
g], the gain becomes 0 [dB] or more due to the peak due to resonance. Thus because the physical loop -G IM · Gmeca becomes unstable, so that the vibration is generated and sustainable between the induction motor 4 and the load machine 5.
【００３３】次に、実施の形態１における誘導機電流検
出器８、トルク分電流推定演算器９ａ、補償指令値演算
器１０、減算器１１ａ、１１ｂを追加することによっ
て、従来問題とされた自励振動の発生回避が可能となる
直接の原理について述べる。Next, by adding the induction machine current detector 8, the torque component current estimation calculator 9a, the compensation command value calculator 10, and the subtractors 11a and 11b in the first embodiment, the self-consideration which has been a problem in the prior art is realized. The direct principle that makes it possible to avoid occurrence of excitation vibration will be described.
【００３４】図３は、実施の形態1 のように補償演算部
２０ａを付加した場合における、物理ループの周波数特
性を説明する図である。図３（ａ）は負荷機械5 におけ
るトルク変動Δτから回転速度変動Δωm までの伝達特
性Ｇmecaのボード線図であり、図９（ａ）と同一であ
る。FIG. 3 is a diagram for explaining the frequency characteristics of the physical loop when the compensation operation unit 20a is added as in the first embodiment. 3 (a) is a Bode diagram of a transfer characteristic Gmeca from torque variation Δτ in the load machine 5 to the rotational speed fluctuation [Delta] [omega m, is the same as FIG. 9 (a).
【００３５】図３（ｂ）は、補償演算部２０ａによって
位相進み遅れ補償を施した上で、電圧周波数指令値ωVf
* ＝５０[Hz]で駆動された場合における、誘導電動機に
おける回転速度変動Δωm からトルク変動Δτまでの伝
達特性ＧIMh に−１を乗じた伝達特性−ＧIMh のボード
線図である。FIG. 3 (b) shows the voltage frequency command value ω Vf after phase lead / lag compensation by the compensation calculation unit 20a.
* = 50 when driven by the [Hz], is a Bode diagram of the transfer characteristic -G IM h multiplied by -1 to transfer characteristic G IM h from the rotational speed variation [Delta] [omega m to torque variation Δτ in the induction motor .
【００３６】図３（ｃ）は、前記補償が施された後の物
理ループ −ＧIMh ・Ｇmecaのボード線図の一例であ
る。[0036] FIG. 3 (c) is an example of a Bode diagram of a physical loop -G IM h · Gmeca after the compensation is applied.
【００３７】補償指令値演算器１０は、式（５）におけ
るパラメータＫp とω1 を後述のように設定することに
より、図３（ｃ）の従来例の物理ループ−ＧIM・Ｇmeca
における不安定化領域、すなわち、機械共振周波数ωme
caを含む周波数領域で位相が―９０[deg] 以下であった
誘導電動機４に関する伝達特性−ＧIMを、同じ周波数領
域で位相が―９０[deg] 以上である伝達特性−ＧIMh と
なるように補償演算している。言い換えると、機械共振
周波数ωmecaを含む周波数領域で誘導電動機４の伝達特
性ＧIMの位相が−２７０[deg] 以上となるように演算補
償している。The compensation command value calculator 10, by setting the parameters Kp and omega 1 in the formula (5) as described below, a conventional example of a physical loop -G IM · Gmeca shown in FIG. 3 (c)
Instability region, that is, the mechanical resonance frequency ωme
The transfer characteristic −G IM related to the induction motor 4 whose phase is −90 [deg] or less in the frequency region including ca becomes the transfer characteristic −G IM h whose phase is −90 [deg] or more in the same frequency region. The compensation calculation is performed as follows. In other words, the calculated compensation so that the phase of the transfer characteristic G IM of the induction motor 4 at a frequency region including a mechanical resonance frequency ωmeca becomes -270 [deg] or more.
【００３８】この補償により、図３（ｃ）に示すとおり
物理ループ−ＧIMh ・Ｇmeca において、位相―１８０
[deg] 以下かつゲイン０[ ｄＢ] 以上となる周波数領域
をなくして安定化することができ、問題であった自励振
動を発生させず、安定に誘導電動機４と負荷機械５を運
転することが可能である。[0038] This compensation, in physical loops -G IM h · Gmeca as shown in FIG. 3 (c), the phase -180
It is possible to stabilize by eliminating the frequency range below [deg] and gain above 0 [dB], and to operate the induction motor 4 and the load machine 5 stably without generating the problem of self-excited vibration. Is possible.
【００３９】次に、前記補償指令値演算器１０によって
誘導電動機４の伝達特性ＧIMをＧIMh へと修正できる理
由について述べる。補償指令値演算器１０におけるトル
ク分電流ｉq から電圧周波数補償指令値ΔωVf* までの
伝達特性Ｇh を、カットオフ周波数ω1 のハイパスフィ
ルタと比例ゲインＫp で構成し、電圧振幅補償指令値Δ
｜Ｖ｜* と電圧周波数補償指令値ΔωVf* の比を、電
圧振幅指令値｜Ｖ｜*と電圧周波数指令値ωVf* の比Ｋ
Vfとした例、すなわち補償指令値演算器での演算を式
（５）（６）（７）とした例で説明を行う。Next, the reason why the transfer characteristic G IM of the induction motor 4 can be corrected to G IMh by the compensation command value calculator 10 will be described. The transfer characteristic Gh from the torque component current iq to the voltage frequency compensation command value Δω Vf * in the compensation command value calculator 10 is constituted by a high-pass filter having a cutoff frequency ω 1 and a proportional gain Kp, and the voltage amplitude compensation command value Δ
| V | * and voltage frequency compensation command value Δω Vf * Is the ratio K between the voltage amplitude command value | V | * and the voltage frequency command value ω Vf *.
Description will be made with an example in which Vf is set, that is, an example in which the calculation in the compensation command value calculator is expressed by Expressions (5), (6), and (7).
【００４０】図４は、定数設定の説明に利用する、誘導
電動機４の状態量の入出力に関するブロック図を示す。
ただし、インバータの応答が理想的であるとし、式
（５）（６）（７）に関して、電圧振幅補償指令値Δ｜
Ｖ｜* 、電圧周波数補償指令値ΔωVf* によって変化す
る実際のインバータ出力振幅変動Δ｜Ｖ｜、インバータ
出力周波数変動ΔωVfはそれぞれ電圧振幅補償指令値Δ
｜Ｖ｜* 、電圧周波数補償指令値ΔωVf* と一致すると
して説明する。FIG. 4 is a block diagram showing the input and output of the state quantity of the induction motor 4 used for explaining the setting of the constant.
However, assuming that the response of the inverter is ideal, and regarding the equations (5), (6) and (7), the voltage amplitude compensation command value Δ |
V | *, the actual inverter output amplitude variation Δ | V | and the inverter output frequency variation Δω Vf that vary according to the voltage frequency compensation command value Δω Vf * are the voltage amplitude compensation command values Δ, respectively.
| V | * matches the voltage frequency compensation command value Δω Vf *.
【００４１】Ｇwmは誘導電動機における、回転速度変動
Δωm からトルク分電流変動Δｉqまでの伝達特性であ
る。Ｇw は式（６）（７）のように電圧振幅補償指令値
Δ｜Ｖ｜* と電圧周波数補償指令値ΔωVf* の比を、電
圧振幅指令値｜Ｖ｜* と電圧周波数指令値ωVf* の比Ｋ
Vfとした条件下におけるインバータ出力周波数振動Δω
Vfからトルク分電流変動Δｉq までの伝達特性である。
また、ＫT はトルク定数である。[0041] Gwm is in the induction motor, a transfer characteristic from the rotational speed variation [Delta] [omega m up torque current fluctuation? Iq. Gw is the ratio between the voltage amplitude compensation command value Δ | V | * and the voltage frequency compensation command value Δω Vf * as shown in equations (6) and (7), and the voltage amplitude command value | V | * and the voltage frequency command value ω Vf * Ratio K
Inverter output frequency oscillation Δω under the condition of Vf
This is the transfer characteristic from Vf to the torque current variation Δiq.
K T is a torque constant.
【００４２】補償指令値演算器１０がない従来の場合に
おける回転速度変動Δωm からトルク変動Δτまでの伝
達特性ＧIMは、 ＧIM＝ＫT Ｇwm ----------------- （１１） と表すことができる。このＧIMに−1 を乗じたボード線
図は、図９（ｂ）に示したとおりであり、誘導機回路定
数や運転条件によって、インバータ周波数の下側の領域
において、位相が−９０[deg] より極端に遅れる周波数
領域が存在する。The transfer characteristic G IM from the rotation speed variation Δω m to the torque variation Δτ in the conventional case without the compensation command value calculator 10 is as follows: G IM = K T Gwm ------------ ----- (11) The Bode diagram obtained by multiplying GIM by −1 is as shown in FIG. 9B. In the region below the inverter frequency, the phase is −90 [deg] depending on the induction machine circuit constant and operating conditions. ] There is a frequency region that is much more delayed.
【００４３】このような特性に対して、補償指令値演算
器１０のループを追加すると、以下の式（１２）のよう
にＧh 、Ｇw を含んだ補償効果Ｇmod によって、回転速
度変動Δωm からトルク変動Δτまでの伝達特性はＧIM
からＧIMh に変化するように補償できる。 Ｇmod ＝（１＋Ｇh ・Ｇw ）-1 ------------- （１２） ＧIMh ＝Ｇmod ・ＧIM ------------- （１３）[0043] torque to such characteristics, adding a loop compensation command value calculator 10, Gh as the following equation (12), the compensation effect Gmod containing Gw, the rotational speed variation [Delta] [omega m The transfer characteristic up to the variation Δτ is G IM
To G IMh . Gmod = (1 + Gh · Gw ) -1 ------------- (12) G IM h = Gmod · G IM ------------- (13)
【００４４】次に、前記補償効果Ｇmod を物理ループ安
定化のための位相進み補償特性となるよう設定し、自励
発生の回避を可能とする方法について述べる。以下、Ｇ
modを構成しているＧh 、Ｇw のカットオフ周波数と直
流ゲインに注目して説明する。Ｇw は大域的には、以下
の式のようにカットオフ周波数ωσの一次遅れと比例ゲ
インの組み合わせとして近似記述できる。 Ｇw ≒Ｋg ／（ｓ＋ωσ）＝Ｇσ ----------- （１４） 一方、補償指令値演算における特性Ｇh は式（５）のと
おりカットオフ周波数ω 1 のハイパスフィルタと比例ゲ
インＫp とからなっているとする。Next, the compensation effect Gmod is determined by comparing the physical loop
Set to have phase lead compensation characteristics for stabilization and self-excited
A method for avoiding the occurrence will be described. Below, G
The cutoff frequency of Gh and Gw that make up the mod
The following description focuses on the flow gain. Gw is globally
The first-order lag of the cutoff frequency ωσ and the proportional gain
It can be approximated as a combination of ins. Gw ≒ Kg / (s + ωσ) = Gσ (14) On the other hand, the characteristic Gh in the compensation command value calculation is expressed by the following equation (5).
Cage cutoff frequency ω 1High-pass filter and proportional filter
It is assumed that it is composed of Kp.
【００４５】図５は、前記Ｇw 、Ｇh からなる補償効果
Ｇmod ＝（１＋Ｇh ・Ｇw ）-1のボード線図の一例であ
る。位相特性に注目すると、周波数対数軸におけるωσ
とω 1 の中点、すなわち（ωσ・ω1 ）1/2 を中心とし
て位相遅れ・進み補償となっていることが確認できる。
すなわち、位相進み補償領域は、補償指令値演算器のパ
ラメータであるω1 の設定を調整することで変化させる
ことができる。そして位相補償量は比例ゲインＫp によ
って設定可能である。FIG. 5 shows the compensation effect composed of Gw and Gh.
Gmod = (1 + Gh.Gw)-1An example of the Bode diagram
You. Focusing on the phase characteristics, ωσ on the frequency logarithmic axis
And ω 1, That is, (ωσ · ω1)1/2Around
Thus, it can be confirmed that phase lag / lead compensation is performed.
In other words, the phase lead compensation area is the parameter of the compensation command value calculator.
The parameter ω1Change by adjusting the settings of
be able to. The amount of phase compensation is determined by the proportional gain Kp.
Can be set.
【００４６】よって、設定指針として負荷機械5 の機械
共振周波数ωmecaを含む周波数領域で、−ＧIMh の位相
が―９０[deg] 以上となる、すなわちＧIMh の位相が−
２７０[deg] 以上となるＧmod が得られるように、補償
指令値演算器におけるＧh のパラメータω1 、Ｋp の設
定を行えば、物理ループ −ＧIMh ・Ｇmeca は安定化
するため、自励振動を発生させず、誘導電動機４と負荷
機械５を安定に運転することが可能となる。[0046] Thus, in the frequency region including the mechanical resonance frequency ωmeca of load machine 5 as set guidelines, the phase of the -G IM h is -90 [deg] or more, that is, the phase of the G IM h is -
270 As [deg] or become Gmod is obtained by performing the setting of the parameter omega 1, Kp of Gh in compensation command value calculator, because the physical loop -G IM h · Gmeca is stabilized, self-excited vibration , And the induction motor 4 and the load machine 5 can be operated stably.
【００４７】前記の補償指令値演算器１０の設計原理を
発展し、電圧周波数指令値ωVf* が、０から前記Ｖ／ｆ
制御器6 の内部で設定されたインバータ出力周波数の上
限ω Vfmax 以下のいかなる値をとる条件においても、補
償後の誘導電動機4 の伝達特性ＧIMh に−１を乗じた伝
達特性−ＧIMh における位相特性が電圧周波数指令値ω
Vf* 以下で常に−９０[deg] 以上となるよう、言い換え
ると補償後の誘導電動機4 の伝達特性ＧIMh における位
相特性が電圧周波数指令値ωVf* 以下で常に−２７０[d
eg] 以上となるように、補償指令値演算器１０の設定を
行えば、物理ループ−ＧIMh ・Ｇmeca は、インバータ
出力周波数の上限ωVfmax 以下の全周波数領域で 電圧
周波数指令値ωVf* がいかなる場合においても、位相が
−１８０[deg] 以上となるため安定となり、負荷機械5
の機械共振周波数ωmecaがいかなる値であっても、また
電圧周波数指令値ωVf* が０以上、上限ωVfmax 以下の
いかなる値であっても、自励振動を発生させず、誘導電
動機４と負荷機械５を安定に運転することが可能とな
る。The design principle of the compensation command value calculator 10 will be described below.
Evolved, the voltage frequency command value ωVf* Is 0 to the V / f
Above the inverter output frequency set inside controller 6.
Limit ω VfmaxUnder any of the following conditions,
Transfer characteristic G of induction motor 4 after compensationIMh multiplied by -1
-GIMThe phase characteristic at h is the voltage frequency command value ω
Vf* In other words, always be -90 [deg] or more below
Then, the transfer characteristic G of the induction motor 4 after compensationIMposition in h
Phase characteristic is voltage frequency command value ωVf* Always below -270 [d
eg] so that the setting of the compensation command value calculator 10 is
If you go, physical loop -GIMh · Gmeca is an inverter
Upper limit of output frequency ωVfmaxVoltage in all frequency ranges below
Frequency command value ωVf* In any case, the phase
-180 [deg] or more and stable
No matter what the mechanical resonance frequency ωmeca of
Voltage frequency command value ωVf* Is 0 or more, upper limit ωVfmaxbelow
Regardless of the value, self-excited vibration is not generated and induction
The motive 4 and the load machine 5 can be operated stably.
You.
【００４８】ここで、前記の補償指令値演算器１０とし
て式（５）（６）（７）を用いた場合における、補償指
令値演算器内部パラメータω1 、Ｋp の具体的設定法の
一例について以下に述べる。Here, an example of a concrete setting method of the compensation command value calculator internal parameters ω 1 and Kp when the equations (5), (6) and (7) are used as the compensation command value calculator 10 is described. It is described below.
【００４９】まず設計指針をより簡易かつ具体的にす
る。補償前の誘導電動機の、回転速度変動Δωm からト
ルク変動Δτまでの伝達特性ＧIMにおいて、電圧周波数
指令値ωVf* 付近における急峻な位相遅れを±α[deg]
と見積もることができると仮定する。そこでＧIMに−１
を乗じた−ＧIMが電圧周波数指令値ωVf* に依存しない
大域的な一次遅れ特性ＫT Ｋg ／（ｓ＋ωσ）のみで考
え、その位相遅れが、（−９０＋α）[deg] となる周波
数ω2 から、インバータ出力周波数の上限ωVfma x まで
の領域で、常に−９０[deg] から＋α[deg] の余裕を持
たせる補償効果Ｇmod が得られるような、補償指令値演
算器におけるＧh の伝達特性設計を考える。First, the design guidelines are made simpler and more specific. Compensation before the induction motor, the transfer characteristic G IM from the rotational speed variation [Delta] [omega m to torque variation .DELTA..tau, ± steep phase delay near * voltage frequency command value ω Vf α [deg]
Suppose that we can estimate So G IM -1
-G IM multiplied by the following is considered only with a global first-order lag characteristic K T Kg / (s + ωσ) independent of the voltage frequency command value ω Vf *, and the frequency ω2 at which the phase delay is (−90 + α) [deg] from the area up to the upper limit ω Vfma x of the inverter output frequency, always -90 [deg] from + α [deg] as compensation effect Gmod allowing a portion of the resulting transfer characteristics of Gh in compensation command value calculator Think about the design.
【００５０】この設計指針から、補償指令値演算器にお
けるハイパスフィルタのカットオフ周波数ω1 および
比例ゲインＫp の値は次のように求まる。 ω1 ＝｛tan （β）｝2 ωσ ---------------- （１５） Ｋp ＝（ωVfmax 2 ＋ω1 2 ）／（ωVfmax ・tan （β）・ｋG ） （１６） ただし、上式においてβ、ωσ、ωVfmax 、ｋG は以下
で定める設定定数である。 β＝９０−α[deg] 、α＝２０[deg] 以上、 ωσ：誘導電動機の（二次抵抗値／二次漏れリアクタン
ス値）、 ωVfmax ：電圧周波数の運転条件における最大値、 ｋG ：誘導電動機の（二次磁束の一次側換算値／一次漏
れリアクタンス値） である。図３、４の例に示した通常の誘導電動機の場
合、式（９）（１１）のａ1 、ｂ 1 の関係から、ほぼα
＝２０[deg] である。よってαを２０[deg] 以上とおい
て、（１５）（１６）の設定を施せば、補償後の誘導電
動機における回転速度変動Δωm からトルク変動Δτま
での伝達特性ＧIMh に−１を乗じた伝達特性−ＧIMh に
ついて、前記ω2 からωVfmax までの全ての周波数領域
で、電圧周波数指令値ωVf* 近傍で位相の急変が存在し
ても、必ず位相を−９０[deg] 以上とすることができ
る。これにより物理ループ−ＧIMh ・Ｇmecaが安定化す
るため、自励振動を発生させず、誘導電動機４と負荷機
械５を安定に運転することが可能である。From this design guideline, the compensation command value calculator
Cut-off frequency ω of high-pass filter1and
The value of the proportional gain Kp is obtained as follows. ω1= {Tan (β)}Twoωσ ---------------- (15) Kp = (ωVfmax Two+ Ω1 Two) / (ΩVfmax・ Tan (β) ・ kG(16) where β, ωσ, ωVfmax, KGIs
It is a setting constant determined in. β = 90−α [deg], α = 20 [deg] or more, ωσ: (secondary resistance value / secondary leakage reactor of induction motor)
Value), ωVfmax: Maximum value of voltage frequency under operating conditions, kG： Induction motor (primary conversion value of secondary magnetic flux / primary leakage
Reactance value). The field of the normal induction motor shown in the examples of FIGS.
In this case, a in Expressions (9) and (11)1, B 1From the relationship
= 20 [deg]. Therefore, α is more than 20 [deg]
If the settings of (15) and (16) are made, the induced
Rotational speed fluctuation Δω in motivemTo torque fluctuation Δτ
Transfer characteristics GIMtransfer characteristic −G obtained by multiplying h by −1IMh
From ω2 to ωVfmaxAll frequency ranges up to
And the voltage frequency command value ωVf* There is a sudden phase change near
However, the phase can always be -90 [deg] or more.
You. Thereby, the physical loop -GIMh ・ Gmeca stabilizes
As a result, the induction motor 4 and the load
The machine 5 can be operated stably.
【００５１】以上の補償原理説明の例で示しているよう
に、補償指令値演算器１０は、ＧIMに対する位相進み補
償特性を得る目的のためにハイパス特性を持たせる設計
を施すことになるが、実装に際しては、安定化設計に影
響のない周波数範囲でローパスフィルタを付加すること
も可能である。すなわち、このローパスフィルタによっ
て高周波ノイズを除去したり、補償ループＧh ・Ｇw の
安定性を確保しながら、物理ループ−ＧIMh ・Ｇmecaの
安定化を図ることができる。[0051] As shown in the example above the compensation principle described, compensation command value calculator 10 is thus subjected to design to have a high-pass characteristic for the purpose of obtaining a phase lead compensation characteristics for G IM At the time of mounting, a low-pass filter can be added in a frequency range that does not affect the stabilization design. That is, or to remove the high frequency noise by the low-pass filter, while securing the stability of the compensation loop Gh · Gw, it is possible to stabilize the physical loop -G IM h · Gmeca.
【００５２】実施の形態２．図６はこの発明の実施の形
態２における誘導電動機の制御装置を示すもので、図
中、図１の各部と同一符号は同一又は相当部分を示す。
１２は直流母線電流検出器、９ｂはトルク分電流推定演
算器である。実施の形態２では、実施の形態１における
誘導機電流検出器８、トルク分電流推定演算器９ａの機
能を、直流母線電流検出器１２、トルク分電流推定演算
器９ｂによって置き換えたものである。Embodiment 2 FIG. 6 shows a control device for an induction motor according to Embodiment 2 of the present invention, in which the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same or corresponding parts.
Reference numeral 12 denotes a DC bus current detector, and reference numeral 9b denotes a torque current estimator. In the second embodiment, the functions of the induction machine current detector 8 and the torque component current estimation calculator 9a in the first embodiment are replaced by the DC bus current detector 12 and the torque component current estimation calculator 9b.
【００５３】以下にその動作について説明する。構成部
品１から７の動作は、従来例の図８及び実施の形態１の
図１の動作と同一である。直流母線電流検出器１２で
は、整流器２からインバータ主回路３に流れる直流母線
電流ｉdcを検出し、トルク分電流推定演算器９ｂに入力
する。トルク分電流推定演算器９ｂでは、直流母線電流
検出器１２で得られる直流母線電流ｉdcと電圧周波数指
令値ωVf**に基づき、以下の式（１７）の演算を行う。
なお、Ｖdcは直流母線電圧の値であり、この発明におい
ては実測値ではなく定格値を用いても発明の効果の精度
に影響はない。Ｋr はトルク定数である。 ｉq ＝（Ｖdc・ｉdc）／（Ｋr ・ωVf* ） --------- （１７）The operation will be described below. The operation of the components 1 to 7 is the same as the operation of the conventional example shown in FIG. 8 and the operation of the first embodiment shown in FIG. The DC bus current detector 12 detects a DC bus current idc flowing from the rectifier 2 to the inverter main circuit 3, and inputs the detected current to the torque component current estimation calculator 9b. The torque component current estimation calculator 9b calculates the following equation (17) based on the DC bus current idc obtained by the DC bus current detector 12 and the voltage frequency command value ωVf **.
Note that Vdc is the value of the DC bus voltage, and in the present invention, the accuracy of the effect of the present invention is not affected even if the rated value is used instead of the actually measured value. Kr is a torque constant. iq = (Vdc · idc) / (Kr · ωVf *) --------- (17)
【００５４】トルク分電流推定演算器９ｂにおいて算出
されたｉq は、補償指令値演算器１０に入力される。そ
の後段、補償指令値演算器１０、減算器ａ１１ａ、減算
器ｂ１１ｂの動作は、実施の形態１と同一である。従っ
て、補償指令値演算器１０の設定を同様に行うことによ
って、物理ループ−ＧIMh ・Ｇmecaを安定化し、自励振
動の発生を抑制し、誘導電動機４と負荷機械５を安定に
運転することができる。The iq calculated by the torque component current estimation calculator 9b is input to the compensation command value calculator 10. The operations of the subsequent stage, the compensation command value calculator 10, the subtractor a11a, and the subtractor b11b are the same as those in the first embodiment. Therefore, by performing similar set of compensation command value calculator 10, to stabilize the physical loop -G IM h · Gmeca, suppressing the occurrence of self-excited vibration, a stable system operation the load machine 5 and the induction motor 4 be able to.
【００５５】実施の形態３．実施の形態１における補償
原理説明では補償指令値演算器１０の構造を、次数１の
ハイパスフィルタと比例ゲインの組み合わせとしている
が、他の補償指令値演算器１０の例として、インバータ
周波数ωVfによって共振特性が変化する構造のフィルタ
を用いても振動の回避が可能である例を説明する。Embodiment 3 The structure of the compensation principle in the description compensation command value calculator 10 in the first embodiment, although the high-pass filter of order 1 and the combination of the proportional gain, as examples of other compensation command value calculator 10, the inverter frequency omega Vf An example in which vibration can be avoided even by using a filter having a structure in which resonance characteristics change will be described.
【００５６】このときの補償指令値演算器では、以下に
示す式（１８）（１９）（２０）の演算を行う。ただ
し、Ｋh 、ｃ1 、ｄ1 、ｄ2 は誘導電動機の回路定数か
ら決定し設定する定数である。また、電圧振幅補償指令
値Δ｜Ｖ｜* と電圧周波数補償指令値ΔωVf* の比
は、実施の形態1 での設定例と同様に、電圧振幅指令値
｜Ｖ｜* と電圧周波数指令値ωVf* の比ＫVfと同一とす
る。 Ｇh 2 ＝−Ｋh*（ｓ2 ＋ｄ1 ｓ＋ｄ2 ）／（ｓ2 ＋ｃ1 ｓ＋ωVf 2 ）（１８） ΔωVf* （ｓ）＝Ｇh 2 ・ｉq （ｓ） ---------------- （１９） Δ｜Ｖ｜* （ｓ）＝ＫVf・ΔωVf* （ｓ） --------------- （２０） 式（１９）（２０）は実施の形態1 での設定の説明にお
ける式（６）（７）と同一である。The compensation command value calculator at this time performs the calculations of the following equations (18), (19) and (20). However, Kh, c 1, d 1 , d 2 are constants to be set to determine the circuit constants of the induction motor. The voltage amplitude compensation command value Δ | V | * and the voltage frequency compensation command value Δω Vf * Is the same as the ratio K Vf between the voltage amplitude command value | V | * and the voltage frequency command value ω Vf *, as in the setting example in the first embodiment. Gh 2 = -Kh * (s 2 + d 1 s + d 2) / (s 2 + c 1 s + ω Vf 2) (18) Δω Vf * (s) = Gh 2 · iq (s) --------- ------- (19) Δ | V | * (s) = K Vf · Δω Vf * (s) --------------- (20) Equation (19) (20) is the same as Expressions (6) and (7) in the description of the setting in the first embodiment.
【００５７】よって、インバータ出力周波数変動ΔωVf
からトルク分電流変動Δｉq までの伝達特性Ｇw は、実
施の形態１の場合とまったく同一となる。従って、図４
に示した誘導電動機4 の状態量の入出力に関するブロッ
ク図に則して実施の形態１と本例を比較した場合、補償
指令値演算器における伝達特性がＧh とＧh 2 とで異な
るだけであり、この点以外において、実施の形態1 の補
償設定の概念を本例に流用可能である。Therefore, the inverter output frequency fluctuation Δω Vf
The transfer characteristic Gw from the current to the torque current variation Δiq is exactly the same as in the first embodiment. Therefore, FIG.
When comparing this example with the first embodiment with reference to the block diagram of input and output states of the induction motor 4 shown in transfer characteristics in the compensation command value calculator is only different between Gh and Gh 2 Except for this point, the concept of the compensation setting of the first embodiment can be applied to this example.
【００５８】伝達特性Ｇh 2 を用いた補償指令値演算器
１０のループを追加し、かつｃ1 、ｄ1 、ｄ2 を理想的
に設定した場合、次の式（２１）に示す伝達特性Ｇh
2 、および前記伝達特性Ｇw を含んだ補償効果Ｇmod
2 を得ることができる。ただし、Ｇwmは実施の形態１の
説明や図４の説明でも述べたように、誘導電動機4 にお
ける回転速度変動Δωm からトルク分電流変動Δｉq ま
での伝達特性であり、Ｇσは式（１４）で示したよう
に、誘導電動機4 の回路定数で決定される一次遅れ特性
である。この補償効果Ｇmod 2 は、Ｇwmの逆特性を含む
ことから、Ｇwmや誘導電動機4 における回転速度変動Δ
ωm からトルク変動Δτまでの伝達特性ＧIMの大きな特
徴であった、電圧周波数指令値ωVf* 近傍の急峻な約±
２０[deg] の位相変化を打ち消す効果をもつことにな
る。When a loop of the compensation command value calculator 10 using the transfer characteristic Gh 2 is added and c 1 , d 1 and d 2 are ideally set, the transfer characteristic Gh shown in the following equation (21) is obtained.
2 and the compensation effect Gmod including the transfer characteristic Gw.
You can get 2 . However, GWM, as mentioned in the description of the description and the figures 4 Embodiment 1, a transfer characteristic from the rotational speed variation [Delta] [omega m up torque current fluctuation Δiq in the induction motor 4, Jishiguma in formula (14) As shown, it is a first-order lag characteristic determined by the circuit constant of the induction motor 4. Since this compensation effect Gmod 2 includes the inverse characteristic of Gwm, the rotational speed fluctuation Δ
A sharp characteristic around the voltage frequency command value ω Vf *, which was a great feature of the transfer characteristic G IM from ω m to the torque variation Δτ,
This has the effect of canceling the phase change of 20 [deg].
【００５９】図７はＧmod 2 のボード線図を示したもの
であり、誘導電動機に対し位相進み遅れ補償を施す場合
において、補償演算器としてインバータ周波数に従って
特性を変えるノッチフィルタを用いたときの具体的設計
法を説明する図である。図９(b) のＧIMと比較すると、
電圧周波数指令値ωVf* 近傍におけるそれぞれの位相特
性の急峻な進み・遅れの関係はちょうど逆になっている
ことが図の上からも分かる。 Ｇmod 2 ＝（１＋Ｇh 2 ・Ｇw ）-1≒Ｇσ・（―Ｇwm-1） ---- （２１）FIG. 7 is a Bode diagram of Gmod 2 and shows a case where a notch filter whose characteristics are changed in accordance with the inverter frequency is used as a compensation calculator when performing phase lead / lag compensation for an induction motor. FIG. 4 is a diagram for explaining a dynamic design method. Comparing with GIM in Fig. 9 (b),
It can also be seen from the figure that the steep leading and lagging relations of the respective phase characteristics in the vicinity of the voltage frequency command value ω Vf * are exactly reversed. Gmod 2 = (1 + Gh 2 · Gw) -1 ≒ Gσ · (-Gwm -1 ) ---- (21)
【００６０】よって、前記補償効果Ｇmod 2 によって、
誘導電動機4 の伝達特性を、ＧIMから、式（２２）に示
す単純な一次遅れ特性に基づくＧIMh 2 のように修正が
可能である。そのため、電圧周波数指令値ωVf* がいか
なる条件であっても伝達特性ＧIMh 2 に−１を乗じた伝
達特性−ＧIMh 2 の位相は、常に−９０[deg] 以上であ
る。Therefore, the compensation effect Gmod 2 gives
The transfer characteristic of the induction motor 4, from the G IM, it is possible to modify as G IM h 2 based on simple first-order lag characteristic shown in equation (22). Therefore, transfer characteristics -G IM h 2 phases of the voltage frequency command value omega Vf * multiplied by -1 to transfer characteristic G IM h 2 of any condition is always -90 [deg] or more.
【００６１】 ＧIMh 2 ＝Ｇmod 2 ・ＧIM≒−ＫT ・Ｇσ --------- （２２） これにより修正後の物理ループ −ＧIMh 2 ・Ｇmecaの
位相を常に−１８０[deg] 以上とすることで物理ループ
−ＧIMh 2 ・Ｇmecaは安定となるため、自励振動の発生
を抑制し、誘導電動機４と負荷機械５を安定に運転する
ことが可能である。G IM h 2 = G mod 2 · G IM ≒ −K T · G σ --------- (22) Thus, the corrected physical loop −the phase of G IM h 2 • Gmeca is always − 180 [deg] or more and for physical loop -G IM h 2 · Gmeca is to be stabilized by, suppressing the occurrence of self-excited vibration, it is possible to operate stably a load machine 5 and the induction motor 4 .
【００６２】実施の形態４．図1 に構成を示した実施の
形態１では、補償指令値演算器１０において、電圧振幅
補償指令値Δ｜Ｖ｜* と電圧周波数補償指令値ΔωVf*
の比を、電圧振幅指令値｜Ｖ｜* と電圧周波数指令値
ωVf* の比ＫVfと同一として演算しているが、これは特
に限定するものではなく、例えばΔ｜Ｖ｜* を常に０と
しても良い。Embodiment 4 In the first embodiment shown in FIG. 1, in the compensation command value calculator 10, the voltage amplitude compensation command value Δ | V | * and the voltage frequency compensation command value Δω Vf *
Is calculated as the same as the ratio K Vf between the voltage amplitude command value | V | * and the voltage frequency command value ω Vf *, but this is not particularly limited. For example, Δ | V | * is always It may be set to 0.
【００６３】このような場合においても補償指令値演算
器１０におけるトルク分電流ｉq から電圧周波数補償指
令値ΔωVf* までの伝達特性を適切に設定し、回転周波
数指令ωm * 以下である負荷機械5 の機械共振周波数ω
mecaにおいて、誘導電動機4の回転速度変動Δωm から
トルク変動Δτまでの伝達特性の位相を −２７０[de
g] 以下から ―２７０[deg] 以上に修正するように演
算することにより、誘導電動機4 と負荷機械5 とからな
る物理ループは安定化でき、自励振動を発生を抑制し、
誘導電動機４と負荷機械５を安定に運転することが可能
である。Even in such a case, the transfer characteristic from the torque component current iq to the voltage frequency compensation command value Δω Vf * in the compensation command value calculator 10 is appropriately set, and the load machine having the rotation frequency command ω m * or less is set. 5 mechanical resonance frequency ω
In meca, phases -270 [de transfer characteristic from the rotational speed variation [Delta] [omega m of the induction motor 4 to a torque variation Δτ
g] From the following, by calculating so as to correct to -270 [deg] or more, the physical loop composed of the induction motor 4 and the load machine 5 can be stabilized, and the generation of self-excited vibration is suppressed.
It is possible to operate the induction motor 4 and the load machine 5 stably.
【００６４】[0064]
【発明の効果】以上説明したように、この発明の誘導電
動機の制御装置によれば、外部から入力される回転周波
数指令値をインバータ主回路の出力電圧に対する第１の
電圧振幅指令値及び第１の電圧周波数指令値に変換する
Ｖ／ｆ制御器と、電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償
指令値を誘導電動機の入力電流あるいはインバータの直
流母線電流に基づいて演算する補償演算部と、前記第1
の電圧振幅指令値から前記電圧振幅補償指令値を減算し
第２の電圧振幅指令値を出力する減算器a と、前記第1
の電圧周波数指令値から前記電圧周波数補償指令値を減
算し第２の電圧周波数指令値を出力する減算器b と、前
記第２の電圧振幅指令値及び前記第2 の電圧周波数指令
値を前記インバータ主回路への駆動信号に変換する主回
路駆動信号発生器とを備え、前記補償演算部は前記回転
周波数指令値以下である負荷機械の機械共振周波数にお
いて、前記誘導電動機の回転速度変動からトルク変動ま
での伝達特性の位相を−２７０[deg] 以上に修正するよ
うに演算するので、誘導電動機と負荷機械からなる物理
ループを安定化させ、自励振動の発生を抑制し、安定に
負荷機械および誘導電動機を運転することができる。As described above, according to the control apparatus for an induction motor of the present invention, the rotation frequency command value input from the outside is converted into the first voltage amplitude command value and the first voltage amplitude command value with respect to the output voltage of the inverter main circuit. A V / f controller for converting the voltage amplitude command value into a voltage frequency command value, a voltage amplitude compensation command value and a voltage frequency compensation command value based on the input current of the induction motor or the DC bus current of the inverter; 1
A subtractor a for subtracting the voltage amplitude compensation command value from the voltage amplitude command value of the first and second outputs, and outputting a second voltage amplitude command value;
A subtractor b for subtracting the voltage frequency compensation command value from the voltage frequency command value and outputting a second voltage frequency command value; and an inverter for converting the second voltage amplitude command value and the second voltage frequency command value to the inverter. A main circuit driving signal generator for converting the driving signal to a main circuit, wherein the compensation calculation unit performs a torque fluctuation from a rotation speed fluctuation of the induction motor at a mechanical resonance frequency of the load machine that is equal to or less than the rotation frequency command value. Is calculated so as to correct the phase of the transfer characteristic up to -270 [deg] or more, stabilizing the physical loop composed of the induction motor and the load machine, suppressing the occurrence of self-excited vibration, and stably controlling the load machine and the load machine. The induction motor can be operated.
【００６５】また、外部から入力される回転周波数指令
値をインバータ主回路の出力電圧に対する第１の電圧振
幅指令値及び第１の電圧周波数指令値に変換するＶ／ｆ
制御器と、電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指令値
を誘導電動機の入力電流あるいはインバータの直流母線
電流に基づいて演算する補償演算部と、前記第1 の電圧
振幅指令値から前記電圧振幅補償指令値を減算し第２の
電圧振幅指令値を出力する減算器a と、前記第1 の電圧
周波数指令値から前記電圧周波数補償指令値を減算し第
２の電圧周波数指令値を出力する減算器b と、前記第２
の電圧振幅指令値及び前記第2 の電圧周波数指令値を前
記インバータ主回路への駆動信号に変換する主回路駆動
信号発生器とを備え、前記補償演算部は前記回転周波数
指令値以下である負荷機械の機械共振周波数において、
前記誘導電動機の回転速度変動からトルク変動までの伝
達特性の位相を−２７０[deg] 以下から−２７０[deg]
以上に修正するように演算するので、誘導電動機と負荷
機械からなる物理ループを安定化させ、自励振動の発生
を抑制し、安定に負荷機械および誘導電動機を運転する
ことができる。Further, V / f for converting a rotation frequency command value input from the outside into a first voltage amplitude command value and a first voltage frequency command value for the output voltage of the inverter main circuit.
A controller, a compensation calculator for calculating a voltage amplitude compensation command value and a voltage frequency compensation command value based on the input current of the induction motor or the DC bus current of the inverter, and the voltage amplitude compensation from the first voltage amplitude command value. A subtracter a for subtracting the command value and outputting a second voltage amplitude command value; and a subtractor for subtracting the voltage frequency compensation command value from the first voltage frequency command value and outputting a second voltage frequency command value. b and the second
A main circuit drive signal generator that converts the voltage amplitude command value and the second voltage frequency command value into a drive signal to the inverter main circuit, wherein the compensation calculation unit is configured to load the rotation frequency command value or less. At the mechanical resonance frequency of the machine,
The phase of the transfer characteristic from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation of the induction motor is changed from -270 [deg] or less to -270 [deg].
Since the calculation is performed so as to be corrected as described above, the physical loop including the induction motor and the load machine can be stabilized, the occurrence of self-excited vibration can be suppressed, and the load machine and the induction motor can be operated stably.
【００６６】また、補償演算部は第１の電圧周波数指令
値が、０からＶ／ｆ制御器の内部で設定されたインバー
タ出力周波数の上限値以下のいかなる値をとる条件にお
いても、前記第１の電圧周波数指令値以下の全周波数領
域において、誘導電動機の回転速度変動からトルク変動
までの伝達特性の位相が、−２７０[deg] 以上になるよ
う修正する演算を行うので、負荷機械の機械共振周波数
がいかなるものであっても、また第１の電圧周波数指令
値が前記上限値以下のいかなるものであっても、誘導電
動機と負荷機械からなる物理ループを安定化させ、自励
振動の発生を抑制し、安定に負荷機械および誘導電動機
を運転することができる。In addition, the compensation calculation unit determines that the first voltage frequency command value takes any value from 0 to the upper limit value of the inverter output frequency set inside the V / f controller. In the entire frequency range equal to or lower than the voltage frequency command value, the calculation for correcting the phase of the transfer characteristic from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation of the induction motor to be -270 [deg] or more is performed. Whatever the frequency is, and the first voltage frequency command value is less than or equal to the upper limit value, stabilizes the physical loop composed of the induction motor and the load machine to reduce the occurrence of self-excited vibration. It is possible to suppress and stably operate the load machine and the induction motor.
【００６７】また、補償演算部は、誘導電動機の入力電
流あるいはインバータの直流母線電流を入力して前記誘
導電動機のトルク分電流を推定して出力するトルク分電
流推定器と、このトルク分電流推定器が出力するトルク
分電流に基づき電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指
令値を演算する補償指令値演算器とを備えるので、トル
ク変動と単純な比例関係にある物理量であるトルク分電
流を演算に用いることができ、物理的意味をもって把握
できる誘導電動機内部の伝達特性を用いて、誘導電動機
における回転速度変動Δωm からトルク変動までの伝達
特性を操作することが可能である。Further, the compensation operation section includes: a torque component current estimator for inputting an input current of the induction motor or a DC bus current of the inverter to estimate and output a torque component current of the induction motor; Compensation command value calculator that calculates the voltage amplitude compensation command value and the voltage frequency compensation command value based on the torque component current output by the transformer, so that the torque component current that is a physical quantity that has a simple proportional relationship with the torque fluctuation is calculated. can be used for, using the transfer characteristic of the internal induction motor can be grasped with a physical sense, it is possible to operate the transfer characteristic from the rotational speed variation [Delta] [omega m to torque fluctuation in the induction motor.
【００６８】また、補償演算部は電圧振幅補償指令値と
電圧周波数補償指令値との比が、第１の電圧振幅指令値
と第１の電圧周波数指令値との比と同じになるよう演算
するので、物理ループの周波数特性を安定化させる際に
必要となる、誘導電動機内部の伝達特性を簡易な構造で
求められることから、簡易な補償演算及びパラメータ設
定によって、負荷機械と誘導電動機からなる物理ループ
の周波数特性の安定化を達成でき、自励振動の発生を抑
制し、安定した負荷機械および誘導電動機の運転を達成
することができる。Further, the compensation calculation unit performs calculation so that the ratio between the voltage amplitude compensation command value and the voltage frequency compensation command value becomes the same as the ratio between the first voltage amplitude command value and the first voltage frequency command value. Therefore, since the transfer characteristics inside the induction motor, which are required when stabilizing the frequency characteristics of the physical loop, can be obtained with a simple structure, the physical characteristics of the load machine and the induction motor can be obtained by simple compensation calculation and parameter setting. The frequency characteristics of the loop can be stabilized, the occurrence of self-excited vibration can be suppressed, and stable operation of the load machine and the induction motor can be achieved.
【００６９】また、補償指令値演算器はトルク分電流に
基づいて、ハイパスフィルタと比例ゲインにより電圧周
波数補償指令値を演算するので、ハイパスフィルタのカ
ットオフ周波数と比例ゲインの値を調整することで、簡
単に誘導電動機における回転速度変動からトルク変動ま
での伝達特性を操作することが可能である。Since the compensation command value calculator calculates the voltage frequency compensation command value using the high-pass filter and the proportional gain based on the torque component current, the compensation command value calculator adjusts the cut-off frequency of the high-pass filter and the value of the proportional gain. In addition, it is possible to easily operate the transmission characteristics of the induction motor from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation.
【００７０】また、補償指令値演算器はトルク分電流に
基づいて、ハイパスフィルタとローパスフィルタと比例
ゲインにより電圧周波数補償指令値を演算するので、ロ
ーパスフィルタによって補償ループの安定性向上やセン
サノイズ除去の効果を得ながら、ハイパスフィルタのカ
ットオフ周波数と比例ゲインの値を調整することで、誘
導電動機における回転速度変動からトルク変動までの伝
達特性を操作することが可能である。Further, the compensation command value calculator calculates the voltage frequency compensation command value by using a high-pass filter, a low-pass filter and a proportional gain based on the torque current, so that the low-pass filter improves the stability of the compensation loop and removes sensor noise. By adjusting the cutoff frequency of the high-pass filter and the value of the proportional gain while obtaining the effect of (1), it is possible to control the transmission characteristics of the induction motor from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation.
【００７１】さらに、補償指令値演算器は、ハイパスフ
ィルタのカットオフ周波数ω1 および比例ゲインＫp の
値を次の式により設定し、電圧周波数補償指令値を演算
するので、 ω1 ＝｛tan （β）｝2 ・ωσ Ｋp ＝（ωVfmax 2 ＋ω1 2 ）／（ωVfmax ・tan
（β）・ｋG ） 誘導電動機の回転速度変動からトルク変動までの伝達特
性をインバータ周波数に依存しない大域的な一次遅れ特
性と近似した場合の位相遅れが、（−２７０＋α）[de
g] となる周波数から、インバータ運転周波数の上限周
波数ωVfmax までの領域で、常に−２７０[deg] から＋
α[deg] の余裕を持たせるような位相進み補償が可能と
なり、αを２０[deg] 以上と設定すれば、負荷機械の機
械共振周波数が前記周波数領域内のいずれにあっても、
誘導電動機と負荷機械からなる物理ループを安定化さ
せ、自励振動の発生を抑制し、安定に負荷機械および誘
導電動機を運転することができる。Further, the compensation command value calculator calculates the voltage frequency compensation command value by setting the cutoff frequency ω 1 of the high-pass filter and the value of the proportional gain Kp according to the following equations, so that ω 1 = ｛tan ( β)｝ 2 · ωσ Kp = (ω Vfmax 2 + ω 1 2 ) / (ω Vfmax · tan
(Β) · k G ) When the transfer characteristic from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation of the induction motor is approximated to a global first-order delay characteristic independent of the inverter frequency, the phase delay is (−270 + α) [de
g] to the upper limit frequency ω Vfmax of the inverter operating frequency, which is always from -270 [deg] to +
It is possible to perform phase lead compensation so as to have a margin of α [deg]. If α is set to 20 [deg] or more, even if the mechanical resonance frequency of the load machine is in any of the above-mentioned frequency ranges,
The physical loop including the induction motor and the load machine is stabilized, the occurrence of self-excited vibration is suppressed, and the load machine and the induction motor can be operated stably.
【図１】 この発明の実施の形態１による誘導電動機の
制御装置を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing a control device for an induction motor according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 Ｖ／ｆ制御下における誘導電動機と負荷機械
との間の物理関係を表す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a physical relationship between an induction motor and a load machine under V / f control.
【図３】 この発明による物理ループの安定性改善を説
明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating improvement in stability of a physical loop according to the present invention.
【図４】 この発明によって誘導電動機の伝達特性に対
し位相進み遅れ補償を施す概念を説明する図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the concept of performing phase lead / lag compensation on transfer characteristics of an induction motor according to the present invention.
【図５】 この発明によって誘導電動機に対し位相進み
遅れ補償を施す場合において、補償演算器としてハイパ
スフィルタと比例ゲインを用いたときの具体的設計法を
説明する図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a specific design method when a high-pass filter and a proportional gain are used as a compensation arithmetic unit when phase lead / lag compensation is performed on an induction motor according to the present invention.
【図６】 この発明の実施の形態２による誘導電動機の
制御装置を示す構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram showing a control device for an induction motor according to a second embodiment of the present invention.
【図７】 この発明によって誘導電動機に対し位相進み
遅れ補償を施す場合において、補償演算器としてインバ
ータ周波数に従って特性を変えるノッチフィルタを用い
たときの具体的設計法を説明する図である。FIG. 7 is a diagram illustrating a specific design method when a notch filter that changes characteristics according to an inverter frequency is used as a compensation calculator when phase lead / lag compensation is performed on an induction motor according to the present invention.
【図８】 従来のＶ／ｆ一定制御装置の構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional V / f constant control device.
【図９】 従来のＶ／ｆ一定制御における物理ループの
周波数特性の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of frequency characteristics of a physical loop in the conventional V / f constant control.
１ 商用電源 ２ 整流器 ３ インバータ主回路 ４ 誘導電動機 ５ 負荷機械 ６ Ｖ／ｆ制御
器 ７ 主回路駆動信号発生器 ８ 誘導機電流
検出器 ９a 、９b トルク分電流推定演算器 １０ 補償指令
値演算器 １１a 減算器a １１b 減算
器b １２ 母線電流検出器 ２０ａ 補償演
算部。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial power supply 2 Rectifier 3 Inverter main circuit 4 Induction motor 5 Load machine 6 V / f controller 7 Main circuit drive signal generator 8 Induction motor current detector 9a, 9b Torque current estimation calculator 10 Compensation command value calculator 11a Subtractor a 11b Subtractor b 12 Bus current detector 20a Compensation operation unit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小山 正人 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H576 AA05 AA08 CC05 DD02 DD04 EE04 EE20 GG04 GG10 HB02 JJ03 JJ04 JJ25 JJ26 LL22 LL38 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Masato Koyama 2-3-2 Marunouchi, Chiyoda-ku, Tokyo F-term (reference) 5H576 AA05 AA08 CC05 DD02 DD04 EE04 EE20 GG04 GG10 HB02 JJ03 JJ04 JJ25 JJ26 LL22 LL38
Claims (8)
インバータ主回路の出力電圧に対する第１の電圧振幅指
令値及び第１の電圧周波数指令値に変換するＶ／ｆ制御
器と、電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指令値を誘
導電動機の入力電流あるいはインバータの直流母線電流
に基づいて演算する補償演算部と、前記第1 の電圧振幅
指令値から前記電圧振幅補償指令値を減算し第２の電圧
振幅指令値を出力する減算器a と、前記第1 の電圧周波
数指令値から前記電圧周波数補償指令値を減算し第２の
電圧周波数指令値を出力する減算器b と、前記第２の電
圧振幅指令値及び前記第2 の電圧周波数指令値を前記イ
ンバータ主回路への駆動信号に変換する主回路駆動信号
発生器とを備え、前記補償演算部は前記回転周波数指令
値以下である負荷機械の機械共振周波数において、前記
誘導電動機の回転速度変動からトルク変動までの伝達特
性の位相を−２７０[deg] 以上に修正するように演算す
ることを特徴とする誘導電動機の制御装置。1. A V / f controller for converting an externally input rotational frequency command value into a first voltage amplitude command value and a first voltage frequency command value for an output voltage of an inverter main circuit, and a voltage amplitude compensation. A compensation calculation unit for calculating a command value and a voltage frequency compensation command value based on an input current of the induction motor or a DC bus current of the inverter; and a second unit for subtracting the voltage amplitude compensation command value from the first voltage amplitude command value. A subtractor b that outputs a voltage amplitude command value of the first voltage frequency compensation value, and a subtractor b that subtracts the voltage frequency compensation command value from the first voltage frequency command value and outputs a second voltage frequency command value. A main circuit drive signal generator for converting the voltage amplitude command value and the second voltage frequency command value into a drive signal for the inverter main circuit, wherein the compensation operation unit is equal to or less than the rotation frequency command value. In mechanical resonant frequency, the control device of an induction motor, characterized in that the calculation to correct the phase of the transfer characteristic up torque variation to -270 [deg] or more from the rotational speed variation of the induction motor.
インバータ主回路の出力電圧に対する第１の電圧振幅指
令値及び第１の電圧周波数指令値に変換するＶ／ｆ制御
器と、電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指令値を誘
導電動機の入力電流あるいはインバータの直流母線電流
に基づいて演算する補償演算部と、前記第1 の電圧振幅
指令値から前記電圧振幅補償指令値を減算し第２の電圧
振幅指令値を出力する減算器a と、前記第1 の電圧周波
数指令値から前記電圧周波数補償指令値を減算し第２の
電圧周波数指令値を出力する減算器b と、前記第２の電
圧振幅指令値及び前記第2 の電圧周波数指令値を前記イ
ンバータ主回路への駆動信号に変換する主回路駆動信号
発生器とを備え、前記補償演算部は前記回転周波数指令
値以下である負荷機械の機械共振周波数において、前記
誘導電動機の回転速度変動からトルク変動までの伝達特
性の位相を−２７０[deg] 以下から−２７０[deg] 以上
に修正するように演算することを特徴とする誘導電動機
の制御装置。2. A V / f controller for converting an externally input rotational frequency command value into a first voltage amplitude command value and a first voltage frequency command value for an output voltage of an inverter main circuit, and a voltage amplitude compensation. A compensation calculation unit for calculating a command value and a voltage frequency compensation command value based on an input current of the induction motor or a DC bus current of the inverter; and a second unit for subtracting the voltage amplitude compensation command value from the first voltage amplitude command value. A subtractor b that outputs a voltage amplitude command value of the first voltage frequency compensation value, and a subtractor b that subtracts the voltage frequency compensation command value from the first voltage frequency command value and outputs a second voltage frequency command value. A main circuit drive signal generator for converting the voltage amplitude command value and the second voltage frequency command value into a drive signal for the inverter main circuit, wherein the compensation operation unit is equal to or less than the rotation frequency command value. At the machine resonance frequency, the induction motor is operated so as to correct the phase of the transfer characteristic from the rotation speed fluctuation to the torque fluctuation of the induction motor from -270 [deg] or less to -270 [deg] or more. Control device.
が、０からＶ／ｆ制御器の内部で設定されたインバータ
出力周波数の上限値以下のいかなる値をとる条件におい
ても、前記第１の電圧周波数指令値以下の全周波数領域
において、誘導電動機の回転速度変動からトルク変動ま
での伝達特性の位相が、−２７０[deg]以上になるよう
修正する演算を行うことを特徴とする請求項２記載の誘
導電動機の制御装置。3. The compensation calculation unit according to claim 1, wherein the first voltage frequency command value takes any value from 0 to an upper limit value of an inverter output frequency set inside the V / f controller. And performing a calculation for correcting a phase of a transfer characteristic from a rotation speed variation to a torque variation of the induction motor to be -270 [deg] or more in an entire frequency range equal to or lower than the voltage frequency command value. 2. The control device for an induction motor according to claim 2.
るいはインバータの直流母線電流を入力して前記誘導電
動機のトルク分電流を推定して出力するトルク分電流推
定器と、このトルク分電流推定器が出力するトルク分電
流に基づき電圧振幅補償指令値と電圧周波数補償指令値
を演算する補償指令値演算器とを備えることを特徴とす
る請求項２又は請求項３記載の誘導電動機の制御装置。4. A compensation current calculation unit comprising: a torque component current estimator configured to receive an input current of an induction motor or a DC bus current of an inverter to estimate and output a torque component current of the induction motor; 4. A control device for an induction motor according to claim 2, further comprising a compensation command value calculator for calculating a voltage amplitude compensation command value and a voltage frequency compensation command value based on a torque component current output by the motor. .
周波数補償指令値との比が、第１の電圧振幅指令値と第
１の電圧周波数指令値との比と同じになるよう演算する
ことを特徴とする請求項４記載の誘導電動機の制御装
置。5. The compensation calculation unit performs a calculation so that the ratio between the voltage amplitude compensation command value and the voltage frequency compensation command value is equal to the ratio between the first voltage amplitude command value and the first voltage frequency command value. The control device for an induction motor according to claim 4, wherein:
いて、ハイパスフィルタと比例ゲインにより電圧周波数
補償指令値を演算することを特徴とする請求項５記載の
誘導電動機の制御装置。6. The control device for an induction motor according to claim 5, wherein the compensation command value calculator calculates a voltage frequency compensation command value by a high-pass filter and a proportional gain based on the torque component current.
いて、ハイパスフィルタとローパスフィルタと比例ゲイ
ンにより電圧周波数補償指令値を演算することを特徴と
する請求項６記載の誘導電動機の制御装置。7. The control device for an induction motor according to claim 6, wherein the compensation command value calculator calculates a voltage frequency compensation command value using a high-pass filter, a low-pass filter, and a proportional gain based on the torque component current. .
のカットオフ周波数ω1 および比例ゲインＫp の値を次
の式により設定し、電圧周波数補償指令値を演算するこ
とを特徴とする請求項６又は請求項７記載の誘導電動機
の制御装置。 ω1 ＝｛tan （β）｝2 ・ωσ Ｋp ＝（ωVfmax 2 ＋ω1 2 ）／（ωVfmax ・tan
（β）・ｋG ） ただし、上式においてβ、ωσ、ωVfmax 、ｋG は以下
で定める設定定数である。 β＝９０−α[deg] 、α＝２０[deg] 以上、 ωσ：誘導電動機の（二次抵抗値／二次漏れリアクタン
ス値）、 ωVfmax ：電圧周波数の運転条件における最大値、 ｋG ：誘導電動機の（二次磁束の一次側換算値／一次漏
れリアクタンス値）8. The compensation command value calculator calculates the voltage frequency compensation command value by setting the values of the cutoff frequency ω 1 and the proportional gain Kp of the high-pass filter according to the following equations. A control device for an induction motor according to claim 7. ω 1 = {tan (β) } 2 · ωσ Kp = (ω Vfmax 2 + ω 1 2) / (ω Vfmax · tan
(Β) · k G ) where β, ωσ, ω Vfmax and k G are set constants defined below. β = 90−α [deg], α = 20 [deg] or more, ωσ: (secondary resistance value / secondary leakage reactance value) of the induction motor, ω Vfmax : maximum value under operating conditions of voltage frequency, k G : Induction motor (primary conversion value of secondary magnetic flux / primary leakage reactance value)
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| JP2009124871A (en) * | 2007-11-15 | 2009-06-04 | Meidensha Corp | V/f control system of synchronous electric motor |
| CN107994825A (en) * | 2017-12-27 | 2018-05-04 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | A kind of oscillation suppression method, system, device and readable storage medium storing program for executing |
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| CN107994825B (en) * | 2017-12-27 | 2020-02-04 | 深圳市英威腾电气股份有限公司 | Oscillation suppression method, system, device and readable storage medium |
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