JP2002027752A - Switching power supply circuit - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To miniaturize a circuit scale as a compound resonance converter provided with a secondary side active clamp circuit. SOLUTION: A circuit system which drives and controls the secondary side active clamp circuit and obtains a constant voltage is constituted to be driven directly by an analog PWM control circuit. Consequently, circuit constitution is simplified and the number of components can be reduced as compared with the case that a PWM control IC for general purpose is adopted as in the case of separate excitation.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.

【０００２】[0002]

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。2. Description of the Related Art As a switching power supply circuit, a circuit employing a switching converter of a type such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit in suppressing switching noise. Also, due to its operating characteristics,
It has been found that there is a limit in improving the power conversion efficiency. Therefore, the present applicant has previously proposed various switching power supply circuits using various resonance type converters.
The resonance type converter can easily obtain high power conversion efficiency and realize low noise because the switching operation waveform is sinusoidal. It also has the advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.

【０００３】図７の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側に１石のスイ
ッチング素子による電圧共振形コンバータを備えてい
る。また、この電源回路には、先に本出願人が提案した
アクティブクランプ回路が一次側と二次側とに設けられ
る。FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a prior art switching power supply circuit which can be constructed based on the invention proposed by the present applicant. As a basic configuration of the power supply circuit shown in this figure, a voltage resonance type converter having one switching element is provided on the primary side. In this power supply circuit, an active clamp circuit proposed by the present applicant is provided on the primary side and the secondary side.

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。In the power supply circuit shown in FIG. 1, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level that is one-time the AC input voltage VAC is generated from a commercial AC power supply (AC input voltage VAC) by a bridge rectifier circuit Di and a smoothing capacitor Ci. .

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のメインスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシ
ングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共
振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コン
バータは他励式の構成を採っており、メインスイッチン
グ素子Ｑ1には例えばＭＯＳ−ＦＥＴが使用される。こ
こでは、メインスイッチング素子Ｑ1に対して、図示す
るように、並列共振コンデンサＣｒ、クランプダイオー
ドＤDが並列に接続される。ここで、並列共振コンデン
サＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次
側並列共振回路を形成している。メインスイッチング素
子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路
による共振動作が得られるが、これによって、電圧共振
形コンバータとしての動作が得られる。[0005] The switching converter which inputs and outputs the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) intermittently includes 1
A voltage resonance type converter including a stone main switching element Q1 and performing a switching operation in a so-called single-end system is provided. The voltage resonance type converter here has a separately-excited configuration, and for example, a MOS-FET is used as the main switching element Q1. Here, as shown, a parallel resonance capacitor Cr and a clamp diode DD are connected in parallel to the main switching element Q1. Here, the parallel resonance capacitor Cr is connected to the primary winding N of the insulation converter transformer PIT.
Together with the leakage inductance L1 obtained in FIG. 1, a primary parallel resonance circuit is formed. A resonance operation by the parallel resonance circuit is obtained according to the switching operation of the main switching element Q1, whereby an operation as a voltage resonance type converter is obtained.

【０００６】メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に伝送され、更に二次巻線Ｎ2に対して励起されるよう
にして伝達される。ここでの詳しい説明は省略するが、
絶縁コンバータトランスＰＩＴには、コアに対してギャ
ップが形成されていることで、疎結合の状態が得られる
ようになっている。[0006] The switching output of the main switching element Q1 is the primary winding N of the insulated converter transformer PIT.
1 and further transmitted to be excited with respect to the secondary winding N2. Although detailed description here is omitted,
In the insulating converter transformer PIT, a loose coupling state can be obtained by forming a gap with respect to the core.

【０００７】また、この図に示す回路の一次側において
は、先に本出願人が提案したアクティブクランプ回路と
して、一次側アクティブクランプ回路３０が設けられ
る。この一次側アクティブクランプ回路３０は、図示す
るように、クランプコンデンサＣCL1−補助スイッチン
グ素子Ｑ2の直列接続回路を、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して形成され
るものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ2に
はＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。On the primary side of the circuit shown in FIG. 1, a primary side active clamp circuit 30 is provided as an active clamp circuit previously proposed by the present applicant. As shown, the primary side active clamp circuit 30 is formed by connecting a series connection circuit of a clamp capacitor CCL1 and an auxiliary switching element Q2 in parallel with a primary winding N1 of an insulating converter transformer PIT. is there. Here, a MOS-FET is employed as the auxiliary switching element Q2.

【０００８】一次側スイッチング駆動部１０は、一次側
のメインスイッチング素子Ｑ1及び補助スイッチング素
子Ｑ2を他励式によりスイッチング駆動するために設け
られている。この一次側スイッチング駆動部１０は、発
振回路１１、第１ドライブ回路１２，レベルシフト回路
１３、第２ドライブ回路１４を統合的に備えており、こ
れらの回路の動作によって、メインスイッチング素子Ｑ
1及び補助スイッチング素子Ｑ2が所定のスイッチングタ
イミングでスイッチング動作するように駆動する。その
スイッチングタイミングとしては、スイッチング周波数
は固定とされた上で、メインスイッチング素子Ｑ1と補
助スイッチング素子Ｑ2とが、ほぼ交互となるタイミン
グでオン／オフするようにされるが、この結果、メイン
スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間において、一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する一次側並列
共振電圧Ｖ1の波形をクランプするように動作する。こ
れにより、一次側並列共振電圧Ｖ1のピークレベルが抑
制され、例えばメインスイッチング素子Ｑ1や一次側並
列共振コンデンサＣｒなどについて低耐圧品を選定する
ことができる。また、上記一次側スイッチング駆動部１
０としては、例えば１つのＩＣ（集積回路）として構成
されるもので、電源投入時においては、起動抵抗Ｒｓを
介して得られる整流平滑電圧Ｅｉにより起動される。The primary-side switching drive section 10 is provided for switching-driving the primary-side main switching element Q1 and auxiliary switching element Q2 in a separately excited manner. The primary-side switching drive unit 10 integrally includes an oscillation circuit 11, a first drive circuit 12, a level shift circuit 13, and a second drive circuit 14. The operation of these circuits causes the main switching element Q to operate.
1 and the auxiliary switching element Q2 are driven to perform a switching operation at a predetermined switching timing. As the switching timing, the switching frequency is fixed, and the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 are turned on / off at substantially alternate timings. During the period when Q1 is off, the circuit operates so as to clamp the waveform of the primary-side parallel resonance voltage V1 generated at both ends of the primary-side parallel resonance capacitor Cr. As a result, the peak level of the primary side parallel resonance voltage V1 is suppressed, and for example, a low withstand voltage product can be selected for the main switching element Q1, the primary side parallel resonance capacitor Cr, and the like. Further, the primary-side switching drive unit 1
When the power is turned on, the rectified smoothed voltage Ei obtained via the starting resistor Rs activates the rectified smoothed voltage Ei when the power is turned on.

【０００９】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、図示するように二次巻線Ｎ2に対
して直列に二次側直列共振コンデンサＣｓが接続される
ことで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
共に二次側直列共振回路を形成する。そして、この二次
側直列共振回路に対して、図示する接続形態によって整
流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1が接続
される。このような接続形態によっては、二次巻線Ｎ2
に得られる交番電圧が負となる半期間において、整流ダ
イオードＤO2の整流電流が二次側直列共振コンデンサＣ
ｓに充電され、正となる半期間においては、この二次側
直列共振コンデンサＣｓの電位が加わる状態で整流ダイ
オードＤO1を介して平滑コンデンサＣO1に対して充電を
行うという整流動作が得られる。これにより、平滑コン
デンサＣO1には、二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧レベ
ルの２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1が
得られる。つまり、倍電圧半波整流回路が形成されるも
のである。また、ここでは、二次巻線Ｎ2とは独立して
他の二次巻線Ｎ2Aを二次側に巻装し、この二次巻線Ｎ2A
に対しては、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣ
O2から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次
側直流出力電圧ＥO2が出力されるようにもなっている。In this case, the insulation converter transformer PIT
On the secondary side, a secondary side series resonance capacitor Cs is connected in series to the secondary winding N2 as shown in the figure, so that the secondary side series resonance capacitor Cs is connected together with the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. Form a circuit. Then, rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor CO1 are connected to this secondary-side series resonance circuit by the connection configuration shown. Depending on such a connection form, the secondary winding N2
The rectified current of the rectifier diode DO2 changes during the half period during which the alternating voltage obtained at
During the half period in which s is charged and positive, a rectifying operation of charging the smoothing capacitor C01 through the rectification diode D01 in a state where the potential of the secondary side series resonance capacitor Cs is applied is obtained. Thereby, the secondary-side DC output voltage EO1 having a level corresponding to twice the alternating voltage level obtained in the secondary winding N2 is obtained in the smoothing capacitor CO1. That is, a voltage doubler half-wave rectifier circuit is formed. Further, here, another secondary winding N2A is wound on the secondary side independently of the secondary winding N2, and this secondary winding N2A
Rectifier diode DO2 and smoothing capacitor C
By connecting a half-wave rectifier circuit composed of O2, a low-voltage secondary-side DC output voltage EO2 is also output.

【００１０】このような構成による電源回路では、一次
側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列
共振回路が備えられ、二次側には電流共振動作を得るた
めの直列共振回路が備えられることになる。なお、本明
細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回
路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータ
については、「複合共振形スイッチングコンバータ」と
もいうことにする。In the power supply circuit having such a configuration, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for making the switching operation a voltage resonance type, and the secondary side is provided with a series resonance circuit for obtaining a current resonance operation. Will be done. In the present specification, such a switching converter configured to operate with a resonance circuit provided on the primary side and the secondary side is also referred to as a “composite resonance type switching converter”.

【００１１】また、この図に示す電源回路においては、
二次側に対して、二次側アクティブクランプ回路３１が
設けられる。この二次側アクティブクランプ回路３１
は、二次側直列共振コンデンサＣｓに対して、二次側ク
ランプコンデンサＣCL2−二次側補助スイッチング素子
Ｑ3から成る直列接続回路を並列に接続して成る。ま
た、二次側補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソー
ス間に対しては、図示する方向にクランプダイオードＤ
D3が並列に接続される。In the power supply circuit shown in FIG.
A secondary side active clamp circuit 31 is provided for the secondary side. This secondary side active clamp circuit 31
Is formed by connecting a series connection circuit including a secondary-side clamp capacitor CCL2-a secondary-side auxiliary switching element Q3 in parallel to a secondary-side series resonance capacitor Cs. In addition, the clamp diode D is connected between the drain and the source of the secondary-side auxiliary switching element Q3 in the illustrated direction.
D3 is connected in parallel.

【００１２】二次側補助スイッチング素子Ｑ3は、二次
側整流ダイオードＤO1のオン／オフタイミングに対して
ほぼ交互となるオン／オフタイミングでスイッチングを
行うことで、結果的には、二次巻線Ｎ2−二次側直列共
振コンデンサＣｓの直列接続回路の両端に得られる二次
側直列共振電圧ＶOをクランプして、そのピークレベル
を抑制する。The secondary-side auxiliary switching element Q3 performs switching at an on / off timing that is substantially alternate with the on / off timing of the secondary-side rectifier diode DO1, and as a result, the secondary winding The secondary series resonance voltage VO obtained at both ends of the series connection circuit of the N2-secondary series resonance capacitor Cs is clamped to suppress the peak level.

【００１３】上記した二次側補助スイッチング素子Ｑ3
は、二次側スイッチング駆動部２０によって他励式で駆
動される。また、この電源回路における安定化制御も二
次側スイッチング駆動部２０により行われる。この二次
側スイッチング駆動部２０は、発振回路２４、ドライブ
回路２２、ＰＷＭ制御回路２１、及び誤差増幅回路２３
から成る。発振回路２４から出力された所定周波数の発
振信号が、ＰＷＭ制御回路２１→ドライブ回路２２を介
して二次側補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに印加さ
れることで、二次側補助スイッチング素子Ｑ3はスイッ
チング動作を行う。そして、この際、誤差増幅回路２３
において検出した二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応
じた検出出力をＰＷＭ制御回路２１が入力することで、
ＰＷＭ制御回路２１では、入力された発振信号波形につ
いてＰＷＭ制御を行う。この結果、二次側補助スイッチ
ング素子Ｑ3は、オン／オフ期間のデューティ比が変化
するようにしてスイッチング動作を行うが、これによっ
て、二次側整流ダイオードのオン／オフ期間も同時に制
御されることになる。そして、この動作によって二次側
直流出力電圧Ｅｏのレベルが変化する結果、安定化が図
られるものである。The above-mentioned secondary side auxiliary switching element Q3
Are driven separately by the secondary-side switching drive unit 20. Further, the stabilization control in this power supply circuit is also performed by the secondary side switching drive unit 20. The secondary-side switching drive section 20 includes an oscillation circuit 24, a drive circuit 22, a PWM control circuit 21, and an error amplification circuit 23.
Consists of An oscillation signal of a predetermined frequency output from the oscillation circuit 24 is applied to the gate of the secondary auxiliary switching element Q3 via the PWM control circuit 21 → the drive circuit 22 so that the secondary auxiliary switching element Q3 is switched. Perform the operation. At this time, the error amplification circuit 23
The PWM control circuit 21 inputs a detection output corresponding to the level of the secondary side DC output voltage EO1 detected in
The PWM control circuit 21 performs PWM control on the input oscillation signal waveform. As a result, the secondary-side auxiliary switching element Q3 performs the switching operation such that the duty ratio in the on / off period changes. As a result, the on / off period of the secondary rectifier diode is simultaneously controlled. become. This operation changes the level of the secondary-side DC output voltage Eo, so that stabilization is achieved.

【００１４】ここで、図において一点鎖線で括って示す
発振回路２４、ドライブ回路２２、ＰＷＭ制御回路２１
から成る部位は、ＰＷＭ制御ＩＣ４０とされて、１つの
ＩＣによって構成される。このＰＷＭ制御ＩＣ４０とし
ては、例えば汎用のものを採用している。ここではＰＷ
Ｍ制御ＩＣ４０に対して接続される外付け部品として、
起動抵抗Ｒs2、及びトリガ抵抗Ｒｔが示される。ＰＷＭ
制御ＩＣ４０は、起動抵抗Ｒs2を介して供給される低圧
の二次側直流出力電圧ＥO2により起動する。トリガ抵抗
Ｒｔは二次巻線Ｎ2のタップ出力と接続されており、発
振回路２４は、このトリガ抵抗Ｒｔを介して得られる二
次巻線Ｎ2の交番電圧をトリガ信号として入力する。Here, an oscillation circuit 24, a drive circuit 22, and a PWM control circuit 21, which are indicated by dashed lines in FIG.
Is a PWM control IC 40 and is constituted by one IC. For example, a general-purpose PWM control IC 40 is employed. Here PW
As external components connected to the M control IC 40,
The starting resistance Rs2 and the trigger resistance Rt are shown. PWM
The control IC 40 is activated by the low-voltage secondary-side DC output voltage EO2 supplied via the activation resistor Rs2. The trigger resistor Rt is connected to the tap output of the secondary winding N2, and the oscillation circuit 24 inputs an alternating voltage of the secondary winding N2 obtained via the trigger resistor Rt as a trigger signal.

【００１５】図８は、本出願人の提案に基づく他の電源
回路の構成例を示している。なお、この図において、図
７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。こ
の図８に示す回路としても、一次側に電圧共振形コンバ
ータを備えると共に、二次側直列共振回路を備えた複合
共振形コンバータとしての構成を採る。但し、ここでは
一次側アクティブクランプ回路３０が省略され、二次側
において、二次側アクティブクランプ回路３１が備えら
れる構成を採る。FIG. 8 shows a configuration example of another power supply circuit based on the proposal of the present applicant. In this figure, the same parts as those in FIG. The circuit shown in FIG. 8 also has a voltage resonance type converter on the primary side and a composite resonance type converter having a secondary side series resonance circuit. However, here, the primary-side active clamp circuit 30 is omitted, and the secondary-side active clamp circuit 31 is provided on the secondary side.

【００１６】この図に示す回路では、一次側電圧共振形
コンバータとしては、自励式で、１石のシングルエンド
方式による電圧共振形コンバータが採用される。この場
合、一次側電圧共振形コンバータを形成するスイッチン
グ素子Ｑ1には、ＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）が
選定され、このスイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミ
ッタ間に対して、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。また、ベース−エミッタ間に対しては、
クランプダイオードＤDが接続される。そして、スイッ
チング素子Ｑ1のベースに対しては、インダクタＬB−共
振コンデンサＣB−駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗Ｒ
Bから成る自励発振駆動回路が接続される。この自励発
振駆動回路の駆動巻線ＮBは、図示するように、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装されることで、
一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧が励起されるようにな
っている。スイッチング素子Ｑ1は、この自励発振駆動
回路にて発生される発振信号を基とするベース電流が供
給されることで、ここでは固定による所定のスイッチン
グ周波数によりスイッチング動作を行う。In the circuit shown in this figure, a self-excited, single-ended, single-ended voltage resonance type converter is employed as the primary side voltage resonance type converter. In this case, a BJT (bipolar transistor) is selected as the switching element Q1 forming the primary side voltage resonance type converter, and a primary side parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q1. Is done. Also, between the base and the emitter,
The clamp diode DD is connected. Then, for the base of the switching element Q1, the inductor LB, the resonance capacitor CB, the driving winding NB, and the base current limiting resistor R
The self-excited oscillation drive circuit composed of B is connected. The drive winding NB of the self-excited oscillation drive circuit is wound around the primary side of the insulation converter transformer PIT as shown in the figure,
The alternating voltage obtained in the primary winding N1 is excited. The switching element Q1 performs a switching operation at a predetermined fixed switching frequency by being supplied with a base current based on an oscillation signal generated by the self-excited oscillation driving circuit.

【００１７】この図８に示す電源回路の二次側の構成
は、図７の場合とほぼ同様となる。但し、この図に示す
二次側アクティブ３１としては、スイッチング素子とし
て、ＢＪＴとされる２本のスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4が
採用されており、これら２本のスイッチング素子Ｑ3，
Ｑ4をダーリントン接続しており、二次側スイッチング
駆動部２０のドライブ回路２２の出力が、スイッチング
素子Ｑ4のベースに対して入力されることで、ダーリン
トン結合されたスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の組からなる
スイッチング部位は、直接的にＰＷＭ制御されるように
なっている。The configuration of the secondary side of the power supply circuit shown in FIG. 8 is almost the same as that of FIG. However, as the secondary-side active 31 shown in this figure, two switching elements Q3 and Q4, which are BJTs, are employed as switching elements, and these two switching elements Q3 and Q4 are used.
Q4 is Darlington-connected, and the output of the drive circuit 22 of the secondary-side switching drive section 20 is input to the base of the switching element Q4, thereby forming a Darlington-coupled set of switching elements Q3 and Q4. The switching part is directly PWM-controlled.

【００１８】図９は、図７に示す電源回路の動作とし
て、主として二次側における定電圧制御動作を示してい
る。なお、図８に示す回路としても、同様の動作が得ら
れる。図９（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、交流入
力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗ時の動作が示され、図９（ｆ）（ｇ）（ｈ）（ｉ）
（ｊ）には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最小負荷電
力Ｐｏmin＝２０Ｗ時の動作が示される。FIG. 9 mainly shows a constant voltage control operation on the secondary side as an operation of the power supply circuit shown in FIG. Note that the same operation can be obtained with the circuit shown in FIG. 9 (a), (b), (c), (d), and (e) show the AC input voltage VAC = 100 V and the maximum load power Pomax = 200.
The operation at the time of W is shown in FIGS. 9 (f), (g), (h), and (i).
(J) shows the operation when the AC input voltage VAC = 100 V and the minimum load power Pomin = 20 W.

【００１９】最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時におい
ては、二次巻線Ｎ2に流れる交番電流Ｉ2は、図９（ｂ）
に示すようにして、例えば一次側のスイッチング周期に
応じて、正弦波状の波形が得られており、正極性の期間
が整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONとなり、不
極性の期間がオフとなる期間ＤOFFとなる。また、二次
側直列共振回路の両端に得られる二次側直列共振電圧Ｖ
0は、図９（ａ）に示すように、期間ＤONにおいて例え
ば二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされ、オ
フとなる期間ＤOFFにおいて、０レベルとなる波形が得
られている。また、この整流ダイオードＤO1のオン／オ
フタイミングに応じて、整流ダイオードＤO1には、期間
ＤONにおいて図９（ｅ）に示す波形により二次側整流電
流Ｉｏが流れる。When the maximum load power Pomax is 200 W, the alternating current I2 flowing through the secondary winding N2 is as shown in FIG.
As shown in the above, for example, a sinusoidal waveform is obtained according to the switching cycle of the primary side, the period of positive polarity is the period DON during which the rectifier diode DO1 is on, and the period of nonpolarity is off. The period is DOFF. Also, the secondary series resonance voltage V obtained at both ends of the secondary series resonance circuit
As shown in FIG. 9A, 0 is clamped at, for example, the level of the secondary-side DC output voltage EO1 during the period DON, and a 0 level waveform is obtained during the OFF period DOFF. Further, in accordance with the ON / OFF timing of the rectifier diode DO1, the secondary rectifier current Io flows through the rectifier diode DO1 in the period DON according to the waveform shown in FIG.

【００２０】そして、二次側アクティブクランプ回路３
１の補助スイッチング素子Ｑ3のドレインに流れるスイ
ッチング電流ＩCOとしては、補助スイッチング素子Ｑ3
がオンとなる期間ＴON3において図９（ｄ）に示すよう
にして流れる。この波形は、前半期間においては、クラ
ンプダイオードＤD3→クランプコンデンサＣCL2の方向
に流れ、後半期間においては、クランプコンデンサＣCL
2→補助スイッチング素子Ｑ3のドレインの方向に流れる
ことを示している。一方、オフとなる期間ＴOFF3におい
ては、０レベルとなる。また、このような補助スイッチ
ング素子Ｑ3のオン／オフタイミングに応じて、補助ス
イッチング素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は、図９（ｃ）に示す
ようにして期間ＴON3には０レベルで、期間ＴOFF3に
は、図示するように所定レベルでクランプされる波形が
得られる。この図によれば、補助スイッチング素子Ｑ3
の期間ＴON3は、期間ＤOFF内にあるようにされており、
従って、補助スイッチング素子Ｑ3と二次側整流ダイオ
ードＤO1は、ほぼ交互となるタイミングでオン／オフ動
作を行っていることが分かる。Then, the secondary side active clamp circuit 3
The switching current ICO flowing through the drain of the first auxiliary switching element Q3 is
During the period TON3 during which is turned on, the current flows as shown in FIG. This waveform flows in the direction of the clamp diode DD3 → the clamp capacitor CCL2 in the first half period, and in the second half period, the clamp capacitor CCL
2 → flow in the direction of the drain of the auxiliary switching element Q3. On the other hand, in the OFF period TOFF3, it is at the 0 level. Further, according to the ON / OFF timing of the auxiliary switching element Q3, the voltage V3 across the auxiliary switching element Q3 is at the 0 level during the period TON3 as shown in FIG. As shown, a waveform clamped at a predetermined level is obtained. According to this figure, the auxiliary switching element Q3
Is set to be within the period DOFF.
Accordingly, it can be seen that the auxiliary switching element Q3 and the secondary side rectifier diode DO1 perform on / off operations at substantially alternate timings.

【００２１】これに対して、最小負荷電力Ｐｏmax＝２
０Ｗという軽負荷の状態となったことで、二次側直流出
力電圧が上昇したときにおいては、図９（ａ）〜図９
（ｅ）に示した各波形は、図９（ｆ）〜（ｊ）に示すよ
うにして、そのタイミングが変化する。つまり、図９
（ｉ）に示す補助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング
電流ＩCOの波形から分かるように、スイッチング周波数
は固定とされた上で、１スイッチング周期内における期
間ＴON3が長くなっている。これに応じて、期間ＴOFF3
は短くなる。また、図９（ｈ）に示す補助スイッチング
素子Ｑ3の両端電圧Ｖ3は、このような補助スイッチング
素子Ｑ3のスイッチング動作は、二次側スイッチング駆
動部２０の制御によって行われる。なお、二次側直列共
振電圧Ｖ0は、図９（ａ）と図９（ｆ）とを比較して分
かるように、その波形に変化はないものとされる。ま
た、二次巻線Ｎ2の交番電流Ｉ2は、図９（ｇ）に示すよ
うに、その周期は、図９（ｂ）と同様とされるものの、
その波形は、鋸歯状波に変化する。On the other hand, the minimum load power Pomax = 2
When the secondary side DC output voltage rises due to the light load state of 0 W, FIGS.
The timings of the waveforms shown in (e) change as shown in FIGS. 9 (f) to 9 (j). That is, FIG.
As can be seen from the waveform of the switching current ICO of the auxiliary switching element Q3 shown in (i), the switching frequency is fixed, and the period TON3 within one switching cycle is longer. Accordingly, the period TOFF3
Becomes shorter. 9 (h), the switching operation of the auxiliary switching element Q3 is performed under the control of the secondary-side switching drive section 20. It should be noted that the secondary side series resonance voltage V0 has no change in its waveform, as can be seen by comparing FIG. 9A and FIG. 9F. Also, as shown in FIG. 9 (g), the cycle of the alternating current I2 of the secondary winding N2 is the same as that of FIG. 9 (b).
The waveform changes to a sawtooth wave.

【００２２】また、図９（ｊ）に示される二次側整流電
流Ｉｏは、図９（ｅ）に示される波形と比較して分かる
ように、期間ＤON及び期間ＤOFFの各長さは、負荷変動
に関わらずほぼ同じとなっているが、その電流量が幾分
低下したものとなる。これは、軽負荷となって、補助ス
イッチング素子Ｑ3がオンとなる期間ＴONが長くなるよ
うにＰＷＭ制御されるのに応じて、二次側直列共振コン
デンサＣｓにおける充放電電流が減少して電荷量が抑制
されることを意味している。そして、このようにして可
変制御される二次側直列共振コンデンサＣｓの電荷量で
以て、平滑コンデンサＣO1への充電が行われるようにさ
れることで、平滑コンデンサＣO1の両端電圧レベルであ
る二次側直流出力電圧ＥO1のレベルが可変制御されるこ
とになる。つまり、電源回路の安定化が図られるもので
ある。The secondary side rectified current Io shown in FIG. 9 (j) can be understood from the comparison with the waveform shown in FIG. 9 (e). Although they are almost the same irrespective of the fluctuation, the amount of current is somewhat reduced. This is because the load is lightened and the charge / discharge current in the secondary-side series resonance capacitor Cs is reduced in accordance with the PWM control so that the period TON during which the auxiliary switching element Q3 is turned on becomes longer. Is suppressed. The smoothing capacitor CO1 is charged with the charge amount of the secondary-side series resonance capacitor Cs variably controlled in this manner, so that the voltage level across the smoothing capacitor CO1 is equal to the secondary voltage. The level of the secondary side DC output voltage EO1 is variably controlled. That is, the power supply circuit is stabilized.

【００２３】[0023]

【発明が解決しようとする課題】ところで、図７及び図
８に示される電源回路において、汎用のＰＷＭ制御ＩＣ
４０を適正に動作させるのには、実際には、いくつかの
抵抗、コンデンサ等の外付け部品を接続することが必要
とされ、例えば図７及び図８には、これら外付け部品の
一部として起動抵抗Ｒs2及びトリガ抵抗Ｒｔが示されて
いた。このようにして、汎用のＰＷＭ制御ＩＣを流用し
た場合には、外付け部品を基板に実装しなければならな
いことから、それだけ、電源回路を構成する部品点数が
増加し、回路サイズの小型軽量化の妨げになる。In the power supply circuits shown in FIGS. 7 and 8, a general-purpose PWM control IC is used.
In order for the 40 to operate properly, it is actually necessary to connect some external components such as a resistor and a capacitor. For example, FIGS. 7 and 8 show some of these external components. The start resistance Rs2 and the trigger resistance Rt are shown. In this way, when a general-purpose PWM control IC is diverted, external components must be mounted on a substrate, and accordingly, the number of components constituting the power supply circuit increases, and the circuit size is reduced in size and weight. Hinders

【００２４】また、汎用のＰＷＭ制御ＩＣの場合には、
過電流保護のための電流検出回路と増幅回路が内蔵され
ているのが一般的ではあるが、図７及び図８に示した電
源回路のように、二次側にアクティブクランプ回路を備
える構成では、この回路の動作によって過電流となる状
態が生じないようにされる。このために、ＰＷＭ制御Ｉ
Ｃに備えられる過電流保護のための回路は、使用されな
いことになるので、この点で回路の有効活用ができずに
無駄となり、在る意味では、余計なコストをかけてしま
っていることにもなる。In the case of a general-purpose PWM control IC,
Although a current detection circuit and an amplification circuit for overcurrent protection are generally built in, a configuration having an active clamp circuit on the secondary side, such as the power supply circuit shown in FIGS. The operation of this circuit prevents an overcurrent state. For this, the PWM control I
Since the circuit for overcurrent protection provided in C is not used, the circuit cannot be effectively used in this point, and the circuit is wasted, and in a sense, extra cost is imposed. Also.

【００２５】また、汎用のＰＷＭ制御ＩＣでは、ＭＯＳ
−ＦＥＴとしてのスイッチング素子を駆動するためのド
ライブ回路２２を備え、いわゆるＰＷＭラッチと出力回
路によって直接的にスイッチング素子を駆動する。この
ために、図７及び図８に示す回路の場合であれば、二次
側直流出力電圧ＥO1からの入力電力は０．５Ｗ程度とな
り、ここで、在る程度の電力消費の増加が生じてしまっ
ている。In general-purpose PWM control ICs, MOS
-A drive circuit 22 for driving the switching element as an FET is provided, and the switching element is directly driven by a so-called PWM latch and an output circuit. For this reason, in the case of the circuits shown in FIGS. 7 and 8, the input power from the secondary side DC output voltage EO1 is about 0.5 W, and there is a certain increase in power consumption. I'm done.

【００２６】[0026]

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、入力された直流入力電圧を、固定
のスイッチング周波数によりスイッチングして出力する
ためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッチン
グ手段と、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする
一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる
一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについ
て疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャ
ップが形成され、一次側に得られる上記スイッチング手
段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと
を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に
対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続すること
で形成される二次側直列振回路と、絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作
を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成され
る直流出力電圧生成手段とを備える。そして、アクティ
ブクランプ手段としては、二次側直列共振コンデンサに
対して並列に接続され、クランプコンデンサと二次側補
助スイッチング素子とによる直列接続回路を備える二次
側アクティブクランプ手段を設ける。また、二次側アク
ティブクランプ手段を駆動制御して二次側直流出力電圧
について定電圧制御を行うようにされる駆動手段を備
え、この駆動手段は、入力される二次側直流出力電圧の
レベルを検出して、この二次側直流出力電圧のリップル
成分が低下していく期間内において動作するようにされ
たシャントレギュレータ回路と、このシャントレギュレ
ータ回路の出力に応じて導通制御される増幅素子を備
え、この増幅素子の増幅出力により二次側補助スイッチ
ング素子を導通制御する増幅回路とを備えることとし
た。In view of the above-mentioned problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows. That is, a switching unit formed with a switching element for switching the input DC input voltage at a fixed switching frequency and outputting the same, and a primary-side parallel resonance circuit that makes the operation of the switching unit a voltage resonance type. A primary side parallel resonance capacitor provided as formed and a gap formed so as to obtain a required coupling coefficient that is loosely coupled between the primary side and the secondary side, and the switching means obtained on the primary side; And an insulating converter transformer for transmitting the output of the second side to the secondary side. Also, a secondary-side series oscillation circuit formed by connecting a secondary-side series resonance capacitor in series to the secondary winding of the insulating converter transformer, and an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer And a DC output voltage generating means configured to obtain a secondary-side DC output voltage by performing a rectification operation by inputting the input signal. And, as the active clamp means, a secondary side active clamp means which is connected in parallel to the secondary side series resonance capacitor and includes a series connection circuit of a clamp capacitor and a secondary side auxiliary switching element is provided. In addition, the apparatus further includes driving means for driving and controlling the secondary-side active clamp means to perform constant voltage control on the secondary-side DC output voltage, and the driving means includes a level of the input secondary-side DC output voltage. And a shunt regulator circuit that operates during a period in which the ripple component of the secondary side DC output voltage decreases, and an amplifying element that is controlled to be conductive according to the output of the shunt regulator circuit. And an amplifier circuit for controlling conduction of the secondary side auxiliary switching element by the amplified output of the amplifier element.

【００２７】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成する。つまり、入力された直流入力電圧を、
固定のスイッチング周波数によりスイッチングして出力
するためのスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、このスイッチング手段の動作を電圧共振
形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備
えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側
とについて疎結合とされる所要の結合係数が得られるよ
うにギャップが形成され、一次側に得られる上記スイッ
チング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータト
ランスとを備える。また、絶縁コンバータトランスの二
次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続
することで形成される二次側並直列振回路と、絶縁コン
バータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力し
て整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るよう
に構成される直流出力電圧生成手段とを備える。また、
アクティブクランプ手段としては２つが備えられる。つ
まり、メインスイッチング素子のオン／オフタイミング
に同期した所定のオン／オフタイミングを有するように
してスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を
備えることで、一次側並列共振コンデンサの両端に発生
する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられ
る一次側アクティブクランプ手段と、二次側直列コンデ
ンサに対して並列に接続され、クランプコンデンサと二
次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備え
る二次側アクティブクランプ手段とが設けられる。更
に、二次側アクティブクランプ手段を駆動制御して二次
側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにされる
駆動手段を備え、この駆動手段は、入力される二次側直
流出力電圧のレベルを検出して、この二次側直流出力電
圧のリップル成分が低下していく期間内において動作す
るようにされたシャントレギュレータ回路と、このシャ
ントレギュレータ回路の出力に応じて導通制御される増
幅素子を備え、この増幅素子の増幅出力により二次側補
助スイッチング素子を導通制御する増幅回路とを備える
こととした。The switching power supply circuit is also configured as follows. In other words, the input DC input voltage is
A switching means formed by including a switching element for switching and outputting at a fixed switching frequency; and a primary means provided by forming a primary-side parallel resonance circuit having an operation of the switching means as a voltage resonance type. A gap is formed so that a required coupling coefficient that is loosely coupled between the side parallel resonance capacitor and the primary side and the secondary side is obtained, and the output of the switching means obtained on the primary side is transmitted to the secondary side. An insulating converter transformer. Also, a secondary-side parallel-series vibration circuit formed by connecting a secondary-side series resonance capacitor in series to the secondary winding of the insulated converter transformer, and an alternating current obtained in the secondary winding of the insulated converter transformer DC output voltage generating means configured to obtain a secondary-side DC output voltage by inputting a voltage and performing a rectification operation. Also,
Two active clamp means are provided. In other words, by providing the primary side auxiliary switching element that performs switching with a predetermined on / off timing synchronized with the on / off timing of the main switching element, the primary side parallel resonance capacitor generated at both ends of the primary side parallel resonance capacitor is provided. Primary active clamp means provided to clamp the resonance voltage, and a secondary active clamp connected in parallel to the secondary series capacitor and comprising a series connection circuit of a clamp capacitor and a secondary auxiliary switching element Means are provided. Further, there is provided driving means for controlling the secondary-side active clamp means to perform constant voltage control on the secondary-side DC output voltage, and the driving means comprises a level of the input secondary-side DC output voltage. And a shunt regulator circuit that operates during a period in which the ripple component of the secondary side DC output voltage decreases, and an amplifying element that is controlled to be conductive according to the output of the shunt regulator circuit. And an amplifier circuit for controlling conduction of the secondary side auxiliary switching element by the amplified output of the amplifier element.

【００２８】上記各構成によれば、一次側においては電
圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回
路を備え、二次側には、二次巻線及び二次側直列共振コ
ンデンサとにより形成される二次側直列共振回路とが備
えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータ
の構成が得られる。ここで、一次側電圧共振形コンバー
タのスイッチング周波数は所定周波数で固定とされてい
る。この構成を基として、二次側には、二次側直列共振
回路に得られる電圧レベルを抑制するためのアクティブ
クランプ手段を備える。また、定電圧制御としては、ア
クティブクランプ手段の補助スイッチング素子の駆動制
御によって行うようにされる。そして、この定電圧制御
のための構成としては、シャントレギュレータ、及び増
幅素子を備える増幅回路により、二次側直流出力電圧の
レベル検出によってリップル成分が低下していく期間内
に、二次側アクティブクランプ手段を形成する二次側補
助スイッチング素子を導通させるように制御する。これ
により、負荷変動等に伴う二次側直流出力電圧の変動に
応じて、二次側補助スイッチング素子の導通角が制御さ
れるが、これに伴って二次側直列共振コンデンサの充放
電電流量が制御される結果、その電荷量が可変制御され
る。この動作によって定電圧制御が実現されるものであ
る。従って、本発明においては、二次側アクティブクラ
ンプ回路を駆動し、また、ＰＷＭ制御（導通角制御）を
行う回路部位として、他励式駆動に対応するＰＷＭ制御
用ＩＣを採用する必要はないことになる。According to each of the above structures, the primary side is provided with a primary side parallel resonance circuit for forming a voltage resonance type converter, and the secondary side is provided with a secondary winding and a secondary side series resonance capacitor. A so-called composite resonance type switching converter including the formed secondary-side series resonance circuit is obtained. Here, the switching frequency of the primary-side voltage resonance type converter is fixed at a predetermined frequency. Based on this configuration, the secondary side is provided with an active clamp means for suppressing the voltage level obtained in the secondary side series resonance circuit. Further, the constant voltage control is performed by controlling the driving of the auxiliary switching element of the active clamp means. As a configuration for the constant voltage control, the secondary side active circuit is controlled by the amplifier circuit including the shunt regulator and the amplifying element while the ripple component is reduced by the level detection of the secondary side DC output voltage. The secondary side auxiliary switching element forming the clamping means is controlled to conduct. As a result, the conduction angle of the secondary-side auxiliary switching element is controlled according to the fluctuation of the secondary-side DC output voltage due to load fluctuation, etc., and the charge / discharge current of the secondary-side series resonance capacitor is accordingly controlled. Is controlled, the charge amount is variably controlled. This operation realizes constant voltage control. Therefore, in the present invention, it is not necessary to employ a PWM control IC corresponding to the separately-excited drive as a circuit part for driving the secondary-side active clamp circuit and performing PWM control (conduction angle control). Become.

【００２９】[0029]

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には直列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。FIG. 1 shows a configuration of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The power supply circuit shown in FIG. 1 has a configuration as a composite resonance type switching converter including a voltage resonance type converter on the primary side and a series resonance circuit on the secondary side. In the power supply circuit shown in this figure, first, as a rectifying and smoothing circuit for receiving a commercial AC power supply (AC input voltage VAC) to obtain a DC input voltage, a full-wave rectifying circuit including a bridge rectifying circuit Di and a smoothing capacitor Ci. Is provided, and the AC input voltage V
A rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level of one time of AC is generated.

【００３０】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、エミッタは一次側アースに接続される。As the switching converter that receives the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) and is intermittent,
A voltage resonance type converter including a stone switching element Q1 and performing a so-called single-ended switching operation is provided. The voltage resonance type converter here has a self-excited type configuration, and a high breakdown voltage bipolar transistor (BJT: junction type transistor) is used as the switching element Q1. Switching element Q
The collector of 1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the emitter is connected to the primary side ground.

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成するものとされている。そして、
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、こ
の並列共振回路による共振動作が得られることで、スイ
ッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振
形となる。Further, the collector of the switching element Q1
A parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel between the emitters. The capacitance of the parallel resonance capacitor Cr and the primary winding N of the insulating converter transformer PIT
The primary side parallel resonance circuit is formed by the leakage inductance obtained in (1). And
The resonance operation by the parallel resonance circuit is obtained according to the switching operation of the switching element Q1, so that the switching operation of the switching element Q1 is a voltage resonance type.

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。A clamp diode DD constituted by a so-called body diode is connected in parallel between the base and the emitter of the switching element Q1, thereby forming a path for a clamp current flowing during a period in which the switching element is turned off. I do.

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のベースは起
動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続さ
れており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒ
ｓを介して得られるベース電流が流れることで起動する
ようにされている。The base of the switching element Q1 is connected to the line of the rectified and smoothed voltage Ei via the starting resistor Rs.
It is configured to start up when a base current obtained through s flows.

【００３４】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［インダクタＬB−共振コンデン
サＣB−駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗ＲB］の直列
接続回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチ
ング素子Ｑ1を自励式により駆動するための自励発振駆
動回路とされる。この場合、自励発振駆動回路内の駆動
巻線ＮBは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に
巻装されることで、一次巻線Ｎ1により励起される。そ
して、自励発振駆動回路としては、インダクタＬB−共
振コンデンサＣB−駆動巻線ＮBとによって、直列共振回
路を形成する。この直列共振回路の共振周波数は、イン
ダクタＬBと駆動巻線ＮBのインダクタンスと、共振コン
デンサＣBのキャパシタンスとによって決定される。As shown, a series connection circuit of [inductor LB-resonant capacitor CB-drive winding NB-base current limiting resistor RB] is connected to the base of switching element Q1. This series connection circuit is a self-excited oscillation drive circuit for driving the switching element Q1 in a self-excited manner. In this case, the drive winding NB in the self-excited oscillation drive circuit is wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT, and is excited by the primary winding N1. As the self-excited oscillation drive circuit, a series resonance circuit is formed by the inductor LB, the resonance capacitor CB, and the drive winding NB. The resonance frequency of the series resonance circuit is determined by the inductance of the inductor LB and the drive winding NB, and the capacitance of the resonance capacitor CB.

【００３５】この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の一次巻線Ｎ1により励起される駆動巻線ＮBには、ドラ
イブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電
圧は、ベース電流制限抵抗ＲBと直列共振回路（ＬB−Ｃ
B−ＮB）とを介するようにして、ドライブ電流としてス
イッチング素子Ｑ1のベースに出力される。これによ
り、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波
数により決定される固定のスイッチング周波数でスイッ
チング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに
得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。In this case, the insulation converter transformer PIT
An alternating voltage as a drive voltage is generated in the drive winding NB excited by the primary winding N1. This drive voltage is based on a base current limiting resistor RB and a series resonance circuit (LB-C
B-NB), and is output to the base of the switching element Q1 as a drive current. As a result, the switching element Q1 performs a switching operation at a fixed switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit. Then, the switching output obtained at the collector is converted to an insulation converter transformer P
It is transmitted to the primary winding N1 of IT.

【００３６】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図５に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，
ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすること
で形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、
例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るようにし
ており、その分、飽和状態が得られにくいようにしてい
る。The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the switching element Q1 to the secondary side. As shown in FIG. 5, the insulating converter transformer PIT includes, for example, E-shaped cores CR1 and CR2 made of a ferrite material.
An EE-type core is provided so that the magnetic legs of the EE-type core are opposed to each other. A primary winding N1 and a secondary winding N2 are attached to the center magnetic leg of the EE-type core by using a divided bobbin B. Each is wound in a divided state. A gap G is formed for the center magnetic leg as shown in the figure. As a result, loose coupling with a required coupling coefficient can be obtained. The gap G is the E type core CR1,
The CR2 can be formed by making the central magnetic leg shorter than the two outer magnetic legs. Also, as the coupling coefficient k,
For example, a loosely coupled state of k と い う 0.85 is obtained, and accordingly, a saturated state is hardly obtained.

【００３７】ところで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側の動作としては、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の
極性（巻方向）と整流ダイオードＤO（ＤO1，ＤO2）の
接続関係と、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の極性
変化とによって、一次巻線Ｎ1のインダクタンスＬ1と二
次巻線Ｎ2のインダクタンスＬ2との相互インダクタンス
Ｍについて、＋Ｍの動作モード（加極性モード：フォワ
ード動作）となる場合と−Ｍの動作モード（減極性モー
ド：フライバック動作）となる場合とがある。例えば、
図６（ａ）に示す回路と等価となる場合に相互インダク
タンスは＋Ｍとなり、図６（ｂ）に示す回路と等価とな
る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。By the way, the insulation converter transformer PIT
On the secondary side, the connection relationship between the polarity (winding direction) of the primary winding N1 and the secondary winding N2 and the rectifier diode DO (DO1, DO2), and the alternating voltage excited by the secondary winding N2 , The mutual inductance M between the inductance L1 of the primary winding N1 and the inductance L2 of the secondary winding N2 becomes a + M operation mode (additive mode: forward operation) and a −M operation mode. (Depolarization mode: flyback operation) in some cases. For example,
Mutual inductance becomes + M when equivalent to the circuit shown in FIG. 6A, and becomes -M when equivalent to the circuit shown in FIG. 6B.

【００３８】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、後
述する直交型制御トランスＰＲＴの電流検出巻線ＮDを
介して二次側直列共振コンデンサＣｓが直列に接続され
ることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2
と二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタンスとに
よって直列共振回路が形成される。この直列共振回路に
より、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧と
なる。つまり二次側において電流共振動作が得られる。On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2. In this case, a secondary-side series resonance capacitor Cs is connected in series to the secondary winding N2 via a current detection winding ND of an orthogonal control transformer PRT, which will be described later. Leakage inductance L2
And the capacitance of the secondary side series resonance capacitor Cs form a series resonance circuit. The alternating voltage induced in the secondary winding N2 by this series resonance circuit becomes a resonance voltage. That is, a current resonance operation is obtained on the secondary side.

【００３９】また、上記のようにして二次側直列共振回
路を形成する二次巻線Ｎ2の巻始め端部に対しては、整
流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカ
ソードの接続点が接続され、整流ダイオードＤO1のカソ
ードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイ
オードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続され
る。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対し
て接続される。The connection point between the anode of the rectifier diode DO1 and the cathode of the rectifier diode DO2 is connected to the winding start end of the secondary winding N2 forming the secondary side series resonance circuit as described above. The cathode of the rectifier diode DO1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor CO1, and the anode of the rectifier diode DO2 is connected to the secondary side ground. The negative side of the smoothing capacitor CO1 is connected to the secondary side ground.

【００４０】このような接続形態では、［二次巻線Ｎ2
、直列共振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO
2、平滑コンデンサＣO1］の組から成る倍電圧半波整流
回路が形成されることになる。ここで、直列共振コンデ
ンサＣｓは、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2 の漏
洩インダクタンスＬ2 とによって、整流ダイオードＤO
1，ＤO2のオン／オフ動作に対応して共振動作を行う直
列共振回路を形成する。なお、直列共振コンデンサＣｓ
については、一次側の並列共振回路（Ｎ1 ，Ｃｒ）の並
列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路
の直列共振周波数をｆｏ２とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２と
なるように、そのキャパシタンスが選定される。In such a connection form, the secondary winding N2
, Series resonance capacitor Cs, rectifier diodes DO1, DO
2, a voltage doubler half-wave rectifier circuit composed of a set of smoothing capacitors CO1] is formed. Here, the series resonance capacitor Cs has a rectifier diode DO based on its own capacitance and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2.
1. Form a series resonance circuit that performs a resonance operation in response to the ON / OFF operation of DO2. The series resonance capacitor Cs
Assuming that the parallel resonance frequency of the primary-side parallel resonance circuit (N1, Cr) is fo1 and the series resonance frequency of the secondary-side series resonance circuit is fo2, the capacitance is such that fo1２fo2. Selected.

【００４１】このように、本実施の形態の電源回路は、
一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための
並列共振回路を備え、二次側には電流共振動作を得るた
めの直列共振回路を備えた「複合共振形スイッチングコ
ンバータ」としての構成を採る。なお、このような複合
共振形スイッチングコンバータとしての構成は、先に図
５にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
に対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎
結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状
態を得たことで実現されるものである。例えば、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられ
ない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常とな
る可能性が高く、例えば次に述べるような二次側の整流
動作が適正に行われるのを望むのは難しい。As described above, the power supply circuit of the present embodiment
The primary side is equipped with a parallel resonance circuit to make the switching operation voltage-resonant, and the secondary side is equipped with a series resonance circuit to obtain current resonance operation. . The configuration as such a composite resonance type switching converter is, as described above with reference to FIG.
By forming the gap G to form a loose coupling with a required coupling coefficient, a state in which a saturation state is further suppressed is realized. For example, when the gap G is not provided for the insulating converter transformer PIT, there is a high possibility that the insulating converter transformer PIT becomes saturated and the operation becomes abnormal during flyback operation. It is difficult to desirably perform the rectification operation on the secondary side properly.

【００４２】そして、上記した［二次巻線Ｎ2 、直列共
振コンデンサＣｓ、整流ダイオードＤO1，ＤO2，平滑コ
ンデンサＣO1］の組による倍電圧整流動作としては、例
えば次のようになる。一次側のスイッチング動作により
一次巻線Ｎ1 にスイッチング出力が得られると、このス
イッチング出力は二次巻線Ｎ2 に励起される。倍電圧整
流回路は、この二次巻線Ｎ2 に得られた交番電圧を入力
して整流動作を行う。この場合、先ず、整流ダイオード
ＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期
間においては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 との極性が
−Ｍとなる減極性モードで動作して、整流ダイオードＤ
O2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓに
対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイオー
ドＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなっ
て整流動作を行う期間においては、一次巻線Ｎ1 と二次
巻線Ｎ2 との極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二
次巻線Ｎ2 に誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ
の電位が加わる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電
が行われる動作となる。上記のようにして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側において、二次側直列共振
回路の直列共振動作を伴って、加極性モードと減極性モ
ードを交互に繰り返すようにして整流動作が行われる結
果、平滑コンデンサＣO1には、二次巻線Ｎ2 に発生する
誘起電圧のほぼ２倍のレベルに対応した二次側直流出力
電圧ＥOが得られる。なお、この場合には倍電圧整流動
作により二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされてい
ることから、例えば二次側に等倍電圧整流回路を備える
構成と比較すれば、二次巻線Ｎ2の巻数としては約１／
２で済むことになる。The voltage doubler rectification operation by the above-mentioned set of [secondary winding N2, series resonance capacitor Cs, rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO1] is as follows, for example. When a switching output is obtained on the primary winding N1 by the switching operation on the primary side, the switching output is excited by the secondary winding N2. The voltage doubler rectifier circuit performs the rectification operation by inputting the obtained alternating voltage to the secondary winding N2. In this case, first, during a period in which the rectifier diode DO1 is turned off and the rectifier diode DO2 is turned on, the rectifier diode DO1 operates in the reduced polarity mode in which the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is -M, and the rectifier operates. Diode D
An operation of charging the series resonance capacitor Cs with the rectified current rectified by O2 is obtained. During the period in which the rectifier diode DO2 is turned off and the rectifier diode DO1 is turned on and the rectification operation is performed, the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 becomes + M, and the secondary winding is turned on. The series resonance capacitor Cs is added to the voltage induced on the line N2.
In this state, the smoothing capacitor CO1 is charged in a state where the potential is applied. As described above, on the secondary side of the isolated converter transformer PIT, the rectification operation is performed by alternately repeating the positive polarity mode and the negative polarity mode with the series resonance operation of the secondary side series resonance circuit. The secondary side DC output voltage EO corresponding to the level of about twice the induced voltage generated in the secondary winding N2 is obtained in the smoothing capacitor CO1. In this case, since the secondary side DC output voltage EO1 is obtained by the voltage doubler rectification operation, the secondary winding is compared with a configuration in which, for example, the same side voltage rectifier circuit is provided on the secondary side. The number of turns of N2 is about 1 /
2 is enough.

【００４３】また、ここでは、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側において、二次巻線Ｎ2とは独立して、
他の二次巻線Ｎ2Aを巻装し、この二次巻線Ｎ2Aに対して
二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2から成
る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側直流出
力電圧ＥO2を得るようにしている。この場合、二次側直
流出力電圧ＥO1は、後述するＰＷＭ制御回路部３に対し
て定電圧制御のための検出電圧として入力される。ま
た、二次側直流出力電圧ＥO2は、ＰＷＭ制御回路部３の
動作電源としても利用される。Here, on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, independently of the secondary winding N2,
By winding another secondary winding N2A and connecting a half-wave rectifier circuit composed of a secondary rectifier diode D02 and a smoothing capacitor CO2 to the secondary winding N2A, a low-voltage secondary DC output is obtained. The voltage EO2 is obtained. In this case, the secondary side DC output voltage EO1 is input to a PWM control circuit unit 3 described later as a detection voltage for constant voltage control. Further, the secondary side DC output voltage EO2 is also used as an operation power supply of the PWM control circuit unit 3.

【００４４】そして、この図に示す電源回路の二次側に
対しては、二次側アクティブクランプ回路１が備えられ
る。この二次側アクティブクランプ回路１は、クランプ
回路部２とＰＷＭ制御回路部３とにより形成される。A secondary side active clamp circuit 1 is provided for the secondary side of the power supply circuit shown in FIG. The secondary-side active clamp circuit 1 is formed by a clamp circuit unit 2 and a PWM control circuit unit 3.

【００４５】クランプ回路部２は、１石の補助スイッチ
ング素子Ｑ3を備えている。また、この場合には、補助
スイッチング素子Ｑ3にはＭＯＳ−ＦＥＴが採用され
る。また、補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソー
ス間には、クランプダイオードＤD3が図示する方向によ
って接続される。そして、補助スイッチング素子Ｑ3の
ドレインは、クランプコンデンサＣCL2を介して、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続される。The clamp circuit section 2 has one auxiliary switching element Q3. In this case, a MOS-FET is used as the auxiliary switching element Q3. A clamp diode DD3 is connected between the drain and source of the auxiliary switching element Q3 in the direction shown. The drain of the auxiliary switching element Q3 is connected to the winding start end of the secondary winding N2 via the clamp capacitor CCL2.

【００４６】つまり、クランプ回路部２は、補助スイッ
チング素子Ｑ3に対してクランプコンデンサＣCL2を直列
に接続した直列接続回路を有し、この直列接続回路を、
二次側直列共振コンデンサＣ2に対して、並列に接続し
て構成される。That is, the clamp circuit section 2 has a series connection circuit in which the clamp capacitor CCL2 is connected in series to the auxiliary switching element Q3.
It is configured by being connected in parallel to the secondary side series resonance capacitor C2.

【００４７】ＰＷＭ制御回路部３は、補助スイッチング
素子Ｑ3を駆動し、また、負荷変動等による二次側直流
出力電圧の変動に応じて補助スイッチング素子Ｑ3のオ
ン／オフ期間のディーティ比についてＰＷＭ制御を実行
することで、定電圧制御を図る。このＰＷＭ制御回路部
３においては二次側直流出力電圧ＥO1のラインと二次側
アース間に対して分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2が接続される。分圧
抵抗Ｒ1−Ｒ2の接続点は、制御素子Ｑ5の制御端子に対
して接続される。また、制御素子Ｑ5のカソードは、抵
抗Ｒ3を介して低圧二次側直流出力電圧ＥO2のラインに
対して接続され、アノードは二次側アースに接地され
る。また、制御素子Ｑ5のカソードと制御端子間には、
コンデンサＣ10が接続される。The PWM control circuit unit 3 drives the auxiliary switching element Q3, and performs PWM control on the duty ratio of the ON / OFF period of the auxiliary switching element Q3 according to a change in the secondary DC output voltage due to a load change or the like. Is performed to achieve constant voltage control. In the PWM control circuit 3, voltage dividing resistors R1 and R2 are connected between the line of the secondary side DC output voltage EO1 and the secondary side ground. The connection point between the voltage dividing resistors R1 and R2 is connected to the control terminal of the control element Q5. Further, the cathode of the control element Q5 is connected to the line of the low voltage secondary side DC output voltage EO2 via the resistor R3, and the anode is grounded to the secondary side ground. Also, between the cathode of the control element Q5 and the control terminal,
The capacitor C10 is connected.

【００４８】そして、制御素子Ｑ5のカソードと抵抗Ｒ3
の接続点に対しては、ＰＮＰトランジスタであるドライ
ブトランジスタＱ4のベースが接続される。ドライブト
ランジスタＱ4のエミッタは、低圧二次側直流出力電圧
ＥO2のラインと接続され、コレクタは抵抗Ｒ4を介して
二次側アースに接続されると共に、クランプ回路２内の
補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して接続され
る。また、ＰＷＭ制御回路部３を構成するこれらの素子
は、例えば１つのセラミック基板上に対して実装される
ことでモジュール化され、１部品として扱われる。Then, the cathode of the control element Q5 and the resistor R3
Is connected to the base of a drive transistor Q4 which is a PNP transistor. The emitter of the drive transistor Q4 is connected to the line of the low voltage secondary side DC output voltage EO2, the collector is connected to the secondary side ground via the resistor R4, and to the gate of the auxiliary switching element Q3 in the clamp circuit 2. Connected to Further, these elements constituting the PWM control circuit unit 3 are modularized by being mounted on, for example, one ceramic substrate, and are treated as one component.

【００４９】つまり、ＰＷＭ制御回路部３は、制御素子
Ｑ5を備えるシャントレギュレータと、ドライブトラン
ジスタＱ4を備える反転増幅回路とが組み合わされた構
成を採るもので、次のようにして、クランプ回路部２を
駆動する。That is, the PWM control circuit section 3 employs a configuration in which a shunt regulator including a control element Q5 and an inverting amplifier circuit including a drive transistor Q4 are combined. Drive.

【００５０】図２は、上記図１に示した構成の電源回路
における二次側の動作を示す波形図である。この図によ
り、上記した二次側アクティブクランプ回路１の動作に
ついて説明する。なお、この図において、図２（ａ）〜
（ｇ）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最大負荷電力
２００Ｗ時の動作を示し、図２（ｈ）〜（ｎ）は、交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖで最小負荷電力２０Ｗ時におけ
る、図２（ａ）〜（ｇ）と同一部位の波形を示してい
る。FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the secondary side in the power supply circuit having the configuration shown in FIG. The operation of the secondary active clamp circuit 1 will be described with reference to FIG. In this figure, FIG.
2 (g) shows the operation when the AC input voltage VAC = 100V and the maximum load power is 200W, and FIGS. 2 (h) to 2 (n) show the operation when the AC input voltage VAC = 100V and the minimum load power is 20W. The waveform of the same part as a) to (g) is shown.

【００５１】先ず、図２（ａ）〜（ｇ）に示される、最
大負荷電力２００Ｗ時の動作から説明する。この場合、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2を流れる
二次巻線電流Ｉ2は、図２（ｂ）に示すようにして正弦
波状となる。この二次巻線電流Ｉ2の周波数はは、一次
側の電圧共振形コンバータのスイッチング周波数に対応
したものとなっている。そして、二次巻線電流Ｉ2が正
極性となる期間が、倍電圧整流回路を形成する二次側整
流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONとなり、負極性
となる期間が、二次側整流ダイオードＤO1がオフとなる
期間ＤOFFとなる。なお、他方の二次側整流ダイオード
ＤO2は、期間ＤONにおいてオフとなり、期間ＤOFFにお
いてオンとなる。また、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振
コンデンサＣｓの二次側直列共振回路に得られる二次側
直列共振電圧Ｖｏは、図２（ａ）に示すようにして、二
次側整流ダイオードＤO1がオフとなる期間ＤOFFにおい
て０レベルで、オンとなる期間ＤONにおいて二次側直流
出力電圧ＥO1のレベルでクランプされる波形が得られ
る。そして、これに応じて、二次側整流ダイオードＤO1
を流れる整流電流Ｉｏは、期間ＤOFFにおいて０レベル
を維持し、期間ＤONにおいて図示する波形により流れ
る。First, the operation when the maximum load power is 200 W shown in FIGS. 2A to 2G will be described. in this case,
The secondary winding current I2 flowing through the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT has a sinusoidal waveform as shown in FIG. The frequency of the secondary winding current I2 corresponds to the switching frequency of the voltage resonance type converter on the primary side. The period during which the secondary winding current I2 has a positive polarity is the period DON during which the secondary rectifier diode DO1 forming the voltage doubler rectifier circuit is on, and the period during which the secondary winding current I2 has the negative polarity is the secondary rectifier diode DO1. Is turned off during the period DOFF. The other secondary rectifier diode DO2 is turned off during the period DON and turned on during the period DOFF. The secondary side series resonance voltage Vo obtained in the secondary side series resonance circuit of the secondary winding N2-secondary side series resonance capacitor Cs is, as shown in FIG. A waveform is obtained which is clamped at 0 level during the period DOFF when DO1 is off and at the level of the secondary side DC output voltage EO1 during the period DON when it is on. Then, in response to this, the secondary-side rectifier diode DO1
The rectified current Io flowing through the circuit maintains the 0 level in the period DOFF, and flows according to the illustrated waveform in the period DON.

【００５２】そして、二次側直流出力電圧ＥO1として
は、図２（ｃ）に示すようにして、その平均値（＝１３
５Ｖ）をほぼ中心として、期間ＤOFFにおいて平滑コン
デンサＣO1にて放電が行われることでレベルが低下し、
期間ＤONにおいて平滑コンデンサＣO1に対する整流電流
の充電が行われることで、レベルが上昇していくという
波形が得られる。つまり、二次側直列共振電圧Ｖｏ（図
２（ａ））に対応する周期によるリップル成分ΔＥｏが
重畳した波形となるものである。なお、ここでは、リッ
プル成分ΔＥｏについては、二次側直流出力電圧ＥO1の
平均値よりも高いレベルを正極性とし、低いレベルを負
極性として扱うものとする。As shown in FIG. 2C, the secondary side DC output voltage EO1 has an average value (= 13
5V), the level is reduced by discharging in the smoothing capacitor CO1 during the period DOFF,
By charging the rectified current to the smoothing capacitor CO1 during the period DON, a waveform that the level increases is obtained. That is, it has a waveform in which the ripple component ΔEo having a cycle corresponding to the secondary side series resonance voltage Vo (FIG. 2A) is superimposed. Here, as for the ripple component ΔEo, a level higher than the average value of the secondary side DC output voltage EO1 is treated as positive polarity, and a level lower than the average value is treated as negative polarity.

【００５３】ＰＷＭ制御回路部３では、分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2によって二次側直流出力電圧ＥO1を分圧し、この分
圧された電圧レベルを制御素子Ｑ5の制御端子に対して
印加することになる。そしてこの場合には、図２（ｃ）
に示す二次側直流出力電圧ＥO1の低下を検出し、この期
間（期間ＤOFF）において動作するようになっている。
ここで、二次側直流出力電圧ＥO1が負極性の領域で低下
していく期間ｔ０〜ｔ１において制御素子Ｑ1が導通す
るように制御されると、抵抗Ｒ3による電圧降下によっ
てドライブトランジスタＱ4は導通して、コレクタ電流
を流すことになる。このコレクタ電流によっては、図２
（ｄ）に示すようにして、期間ｔ０〜ｔ１において、抵
抗Ｒ4の両端に正極性パルスのドライブ電圧ＶGが発生
し、このドライブ電圧ＶGによって、補助スイッチング
素子Ｑ3が導通する。これに応じて、期間期間ｔ０〜ｔ
１においては、図２（ｆ）に示す波形により、補助スイ
ッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間において電流ＩQ
3が流れる。In the PWM control circuit 3, the voltage dividing resistor R1−
The secondary-side DC output voltage EO1 is divided by R2, and the divided voltage level is applied to the control terminal of the control element Q5. And in this case, FIG.
Is detected, and operation is performed during this period (period DOFF).
Here, if the control element Q1 is controlled to conduct in the period t0 to t1 when the secondary side DC output voltage EO1 decreases in the negative polarity region, the drive transistor Q4 becomes conductive due to the voltage drop by the resistor R3. Therefore, a collector current flows. Depending on this collector current, FIG.
As shown in (d), during the period t0 to t1, a drive voltage VG of a positive polarity pulse is generated at both ends of the resistor R4, and the auxiliary switching element Q3 is turned on by the drive voltage VG. Accordingly, the period periods t0 to t
1, the current IQ between the drain and source of the auxiliary switching element Q3 is obtained by the waveform shown in FIG.
3 flows.

【００５４】続く期間ｔ１〜ｔ２は、リップル成分ΔＥ
ｏの低下が終了する期間となるが、これにより、制御素
子Ｑ5及びドライブトランジスタＱ4はオフ状態に遷移す
る。これに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3も非導通
の状態となって、電流ＩQ3は０レベルに変化する。この
０レベルの状態は、時点ｔ３まで継続される。また、期
間ｔ１〜ｔ２においては、クランプコンデンサＣCL2が
放電を行って、その放電電流を二次巻線Ｎ2に対して流
す部分共振モードの動作が得られる。The following period t1 to t2 corresponds to the ripple component ΔE
This is a period in which the decrease in o ends, but this causes the control element Q5 and the drive transistor Q4 to transition to the off state. Accordingly, the auxiliary switching element Q3 is also turned off, and the current IQ3 changes to the 0 level. This state of 0 level is continued until time point t3. In the period t1 to t2, the operation of the partial resonance mode is obtained in which the clamp capacitor CCL2 discharges and the discharge current flows to the secondary winding N2.

【００５５】そして、期間ｔ２〜ｔ３（ＤOFF）まで
は、二次側直流出力電圧Ｅｏのリップル成分ΔＥｏが上
昇していく期間となる。そして、次の時点ｔ３において
リップル成分ΔＥｏの上昇が終了すると、この時点にお
いて、二次側直列共振電圧Ｖｏが０レベルとなる。これ
は絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得ら
れる励磁電流の作用による。そして、時点ｔ３から時点
ｔ４の期間においては、二次巻線Ｎ2から二次側直列共
振コンデンサＣｓに共振電流が流れる部分共振モードの
動作が得られる。From time t2 to time t3 (DOFF), the ripple component ΔEo of the secondary side DC output voltage Eo increases. Then, when the rise of the ripple component ΔEo ends at the next time point t3, at this time point, the secondary side series resonance voltage Vo becomes 0 level. This is due to the action of the exciting current obtained in the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Then, in a period from time t3 to time t4, an operation in a partial resonance mode in which a resonance current flows from the secondary winding N2 to the secondary-side series resonance capacitor Cs is obtained.

【００５６】次の期間ｔ４〜ｔ０においては、二次側直
列共振電圧Ｖｏの電圧レベルの絶対値が、クランプコン
デンサＣCL2の初期時（期間ＤON開始時）の電圧レベル
に対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、
補助スイッチング素子Ｑ3に並列接続されるクランプダ
イオードＤD3の導通条件が満たされて導通することで、
クランプダイオードＤD3→クランプコンデンサＣCL2の
経路で、図２（ｇ）に示すようにクランプ電流ＩD3が流
れるようにされる。なお、この期間ｔ４〜ｔ０を含む、
期間ＤOFFの前半期間においては、前述したＰＷＭ制御
回路部３が正極性領域での二次側直流出力電圧ＥO1のレ
ベルの低下を検出して動作することにより、図２（ｄ）
に示すようにして負極性パルスのドライブ電圧ＶGが得
られ、これによっても期間ｔ４〜ｔ０においては補助ス
イッチング素子Ｑ3を導通状態に制御しているが、この
ときには、上述のようにしてクランプ電流ＩD3（図２
（ｇ））が流れていることから、補助スイッチング素子
Ｑ3には電流ＩQ3（図２（ｆ））は流れない。In the next period t4 to t0, the absolute value of the voltage level of the secondary side series resonance voltage Vo is equal to or higher than the initial voltage level of the clamp capacitor CCL2 (at the start of the period DON). Becomes This allows
When the conduction condition of the clamp diode DD3 connected in parallel to the auxiliary switching element Q3 is satisfied and the conduction is achieved,
The clamp current ID3 flows through the path from the clamp diode DD3 to the clamp capacitor CCL2 as shown in FIG. 2 (g). In addition, including this period t4 to t0,
In the first half of the period DOFF, the above-described PWM control circuit unit 3 operates by detecting a decrease in the level of the secondary side DC output voltage EO1 in the positive polarity region, as shown in FIG.
As described above, the drive voltage VG of the negative polarity pulse is obtained, whereby the auxiliary switching element Q3 is controlled to be in the conductive state during the period t4 to t0. At this time, the clamp current ID3 is supplied as described above. (Figure 2
(G)), the current IQ3 (FIG. 2 (f)) does not flow through the auxiliary switching element Q3.

【００５７】クランプ回路２では、上記のようにして二
次側整流ダイオードＤO1がオフとなる期間ＤOFF内にお
ける期間ｔ４〜ｔ０において、先ず、クランプ電流ＩD3
が流れ、続くとされる期間ｔ０〜ｔ１において、補助ス
イッチング素子Ｑ3が導通して電流ＩQ3を流すという動
作が得られ、従って、補助スイッチング素子Ｑ3のドレ
イン−ソース間電圧Ｖ3としては、図２（ｅ）に示す波
形が得られる。つまり、期間ｔ１〜ｔ２の部分共振モー
ド期間で０レベルから立ち上がり、期間ｔ２〜ｔ３（Ｄ
ON）において正極性の所定レベルでクランプされる。そ
して、期間ｔ３〜期間ｔ４の部分共振モード期間におい
て立ち下がって０レベルとなるものである。In the clamp circuit 2, during the period t4 to t0 in the period DOFF when the secondary side rectifier diode DO1 is turned off as described above, first, the clamp current ID3
Flows, and during the period from t0 to t1, an operation is performed in which the auxiliary switching element Q3 is turned on to flow the current IQ3. Therefore, the drain-source voltage V3 of the auxiliary switching element Q3 is as shown in FIG. The waveform shown in e) is obtained. That is, it rises from the 0 level in the partial resonance mode period of the period t1 to t2, and the period t2 to t3 (D
ON), it is clamped at a predetermined level of positive polarity. Then, during the partial resonance mode period from the period t3 to the period t4, it falls to 0 level.

【００５８】また、クランプコンデンサＣCL2のキャパ
シタンスは二次側直列共振コンデンサＣｓのキャパシタ
ンスの２５倍以上となるように選定されている。このた
め、この図２の期間ｔ４〜ｔ０においては、大部分の電
流がクランプ電流ＩD3としてクランプコンデンサＣCL2
に対して流れるようにされ、二次側直列共振コンデンサ
Ｃｓに対してはほとんど流れない。これにより、この時
に得られる二次側直列共振電圧Ｖｏの波形は、結果的に
は図２（ａ）に示すようにして、ピークは抑制されて矩
形波状になる。即ち、二次側直列共振電圧Ｖｏに対する
クランプ動作が得られる。The capacitance of the clamp capacitor CCL2 is selected to be at least 25 times the capacitance of the secondary side series resonance capacitor Cs. Therefore, during the period from t4 to t0 in FIG. 2, most of the current is used as the clamp current ID3 as the clamp capacitor CCL2.
And hardly flows to the secondary side series resonance capacitor Cs. As a result, the waveform of the secondary-side series resonance voltage Vo obtained at this time becomes a rectangular wave as a result, as shown in FIG. That is, a clamp operation for the secondary-side series resonance voltage Vo is obtained.

【００５９】上記図２（ａ）〜（ｇ）に示した各波形
は、最小負荷電力Ｐｏmin２０Ｗ時においては、それぞ
れ図２（ｈ）〜（ｎ）に示すものとなる。ここで、確認
のために述べておくと、一次側の電圧共振形コンバータ
は固定のスイッチング周波数によってスイッチング動作
を行っていることから、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧の周波数（周期）
も、負荷条件の変化に関わらず一定となるものである。The waveforms shown in FIGS. 2A to 2G are those shown in FIGS. 2H to 2N when the minimum load power Pomin is 20 W. Here, for confirmation, since the voltage resonance type converter on the primary side performs a switching operation at a fixed switching frequency, the isolated converter transformer PIT
Frequency (period) of the alternating voltage obtained in the secondary winding N2
Are constant regardless of changes in the load condition.

【００６０】軽負荷の条件となると、二次側直流出力電
圧ＥO1としては、図２（ｊ）に示すようにリップル成分
ΔＥｏの重畳レベルが減少することで、振幅はより小さ
なものとなる。なお、この場合には、図２（ａ）と図２
（ｈ）の二次側直列共振電圧Ｖｏと、図２（ｂ）と図２
（ｉ）の二次巻線電流Ｉ2との周期を比較して分かるよ
うに、負荷変動に関わらず、二次側整流ダイオードのス
イッチング周期は固定となる。Under a light load condition, the amplitude of the secondary side DC output voltage EO1 becomes smaller because the superimposed level of the ripple component ΔEo decreases as shown in FIG. 2 (j). In this case, FIG. 2A and FIG.
2H and FIG. 2B and FIG.
As can be seen by comparing the cycle with the secondary winding current I2 in (i), the switching cycle of the secondary rectifier diode is fixed regardless of the load fluctuation.

【００６１】上記のようにして二次側直流出力電圧ＥO1
（図２（ｊ））が変化すると、ＰＷＭ制御回路部３が二
次側直流出力電圧ＥO1の下降を検出して動作する期間ｔ
４〜ｔ１は、最大負荷電力時よりも拡大されたものとな
る。この結果、二次側直流出力電圧ＥO1が負極性の領域
で低下していく期間ｔ０〜ｔ１も図示するように拡大さ
れることになり、従って、ドライブ電圧ＶG（図２
（ｋ））が正極性パルスとなって電流ＩQ3（図２
（ｍ））が流れる期間も拡大されることになる。また、
クランプダイオードＤD3にクランプ電流ＩD3（図２
(ｎ））が流れる期間ｔ４〜ｔ０も拡大することにな
る。As described above, the secondary side DC output voltage EO1
When (FIG. 2 (j)) changes, the period t during which the PWM control circuit unit 3 operates by detecting the fall of the secondary DC output voltage EO1.
The period from 4 to t1 is larger than that at the time of the maximum load power. As a result, the periods t0 to t1 in which the secondary side DC output voltage EO1 decreases in the negative polarity region are also expanded as shown in the figure, and accordingly, the drive voltage VG (FIG.
(K)) becomes a positive polarity pulse and the current IQ3 (FIG. 2)
The period during which (m)) flows is also extended. Also,
The clamp diode DD3 is connected to the clamp current ID3 (FIG. 2).
The period t4 to t0 in which (n)) flows also increases.

【００６２】また、本実施の形態のように、複合共振形
コンバータとして二次側直列共振回路を備える場合、Ｐ
ＷＭ制御回路部３が動作しないとされる期間ｔ２〜ｔ３
（ＤON）は、例えば図２（ｄ）と図２（ｊ）のドライブ
電圧ＶGが０レベルとなる期間を比較しても分かるよう
に、その長さは変化しないものとされる。つまり、二次
側直列共振回路を備える場合には、期間ＤON内におい
て、ＰＷＭ制御回路部３が二次側直流出力電圧ＥO1の下
降を検出して動作する期間が延長される。このような動
作が得られる結果、本実施の形態では、負荷変動に応じ
て、期間ＤON内における補助スイッチング素子Ｑ3の導
通角（オン期間）を可変するようにして、ＰＷＭ制御を
行っていることになる。Further, when a secondary side series resonance circuit is provided as a composite resonance type converter as in the present embodiment, P
Period t2 to t3 during which WM control circuit unit 3 is not operated
The length of (DON) does not change, as can be seen, for example, by comparing the period in which the drive voltage VG is at the 0 level in FIG. 2D and FIG. 2J. That is, when the secondary side series resonance circuit is provided, the period during which the PWM control circuit unit 3 operates by detecting the fall of the secondary side DC output voltage EO1 within the period DON is extended. As a result of obtaining such an operation, in the present embodiment, the PWM control is performed by changing the conduction angle (on-period) of the auxiliary switching element Q3 within the period DON according to the load fluctuation. become.

【００６３】そして、上記のようにして補助スイッチン
グ素子Ｑ3の導通角についてのＰＷＭ制御が行われる結
果、同じ期間ＤON内における期間ｔ１〜ｔ２及び期間ｔ
３〜ｔ４の部分共振モードによる動作期間は、例えば軽
負荷の条件となるのに従って短縮されるように制御され
ることになる。ここで、上記した期間１〜ｔ２及び期間
ｔ３〜ｔ４の部分共振モードの動作期間が可変制御され
るということは、二次側直列共振コンデンサＣｓに対す
る充放電電流量（充放電時間）をコントロールすること
になるものであり、これによって二次側直列共振コンデ
ンサＣｓの電荷量がコントロールされることになる。こ
れは、図２（ｉ）に示す二次巻線電流Ｉ2の波形が、図
２（ｂ）に示す波形よりも振幅が小さくなっていること
からも理解される。これにより、二次巻線電流Ｉ2によ
って充電される平滑コンデンサＣO1における電荷量もコ
ントロールされることで、二次側直流出力電圧の安定化
が図られることになる。Then, as a result of performing the PWM control on the conduction angle of the auxiliary switching element Q3 as described above, the periods t1 to t2 and the period t
The operation period in the partial resonance mode from 3 to t4 is controlled so as to be shortened as the load becomes lighter, for example. Here, the variable control of the operation period of the partial resonance mode in the periods 1 to t2 and the periods t3 to t4 controls the amount of charge / discharge current (charge / discharge time) for the secondary side series resonance capacitor Cs. Thus, the charge amount of the secondary side series resonance capacitor Cs is controlled. This can be understood from the fact that the waveform of the secondary winding current I2 shown in FIG. 2 (i) has a smaller amplitude than the waveform shown in FIG. 2 (b). As a result, the amount of charge in the smoothing capacitor CO1 charged by the secondary winding current I2 is also controlled, so that the secondary-side DC output voltage is stabilized.

【００６４】このようにして本実施の形態では、二次側
アクティブクランプ回路１が動作することによって、二
次側直列共振電圧Ｖｏのピークレベルを抑制すると共
に、クランプ回路部２における導通角制御によって、二
次側直列共振コンデンサＣｓの電荷量をコントロール
し、安定化を図るようにされるものである。As described above, in the present embodiment, the secondary active clamp circuit 1 operates to suppress the peak level of the secondary series resonance voltage Vo and to control the conduction angle in the clamp circuit unit 2. , The amount of charge of the secondary-side series resonance capacitor Cs is controlled to achieve stabilization.

【００６５】このような構成によれば、二次側整流ダイ
オードや二次側直列共振コンデンサＣｓなどの部品素子
の低耐圧化を図ることが可能になる。また、一次側のス
イッチング動作制御によって安定化を図る場合のよう
に、定電圧制御系について一次側と二次側を絶縁する必
要は無くなる。According to such a configuration, it is possible to reduce the breakdown voltage of component elements such as the secondary-side rectifier diode and the secondary-side series resonance capacitor Cs. Further, it is not necessary to insulate the primary and secondary sides of the constant voltage control system as in the case of stabilizing by controlling the switching operation of the primary side.

【００６６】このうえで本実施の形態としては、二次側
に備えられる定電圧制御系としては、シャントレギュレ
ータと反転増幅回路という、アナログ回路から成るＰＷ
Ｍ制御回路部３により、直接的に補助スイッチング素子
Ｑ3を駆動するように構成される。これにより、例えば
他励式により補助スイッチング素子を駆動する場合のよ
うに、汎用のＰＷＭ制御用ＩＣを採用する必要は無くな
り、これに伴ってＰＷＭ制御用ＩＣに必要となる各種の
外付け部品を実装する必要もなくなる。また、ＰＷＭ制
御回路部３は、比較的少ないアナログの部品素子によっ
て簡略に構成される。従って、本実施の形態では、特に
二次側の回路構成が簡略化されて回路の実装面積も小さ
くて済むための、回路の小型化が図られるものである。In this embodiment, as the constant voltage control system provided on the secondary side, a PW composed of an analog circuit called a shunt regulator and an inverting amplifier is used.
The M control circuit unit 3 is configured to directly drive the auxiliary switching element Q3. This eliminates the need to use a general-purpose PWM control IC, for example, as in the case where the auxiliary switching element is driven by a separately-excited system, and accordingly mounts various external components required for the PWM control IC. You don't have to. Further, the PWM control circuit section 3 is simply constituted by relatively few analog component elements. Therefore, in the present embodiment, the circuit size is particularly reduced because the circuit configuration on the secondary side is particularly simplified and the mounting area of the circuit is reduced.

【００６７】また、本実施の形態の場合、ＰＷＭ制御モ
ジュール３は、１つの基板に部品を実装することでモジ
ュール化されて１部品として扱うことができる。そし
て、このモジュール化にあたっては、制御素子Ｑ5及び
ドライブトランジスタＱ4はセラミック基板上に表面実
装するが、各種抵抗は、プリントによっていわゆる厚膜
抵抗として形成され、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2はいわゆるファ
ンクショントリミングをするようにしている。これによ
り、ＰＷＭ制御モジュール３としては小型な１部品とし
て扱うことが可能になるもので、上記した回路の簡略化
及び小型化は更に促進される。特に、このＰＷＭ制御モ
ジュール３としての基板を垂直方向に実装すれば、基板
実装面積は更に縮小できるものである。In the case of the present embodiment, the PWM control module 3 is modularized by mounting components on one board, and can be handled as one component. In this modularization, the control element Q5 and the drive transistor Q4 are surface-mounted on a ceramic substrate, but various resistors are formed as so-called thick-film resistors by printing, and the voltage-dividing resistors R1-R2 perform so-called function trimming. I am trying to do it. As a result, the PWM control module 3 can be handled as one small component, and the simplification and miniaturization of the circuit described above are further promoted. In particular, if the board as the PWM control module 3 is mounted vertically, the board mounting area can be further reduced.

【００６８】更に、例えば汎用のＰＷＭ制御用ＩＣの入
力電力は０．５Ｗであるのに対して、本実施の形態のＰ
ＷＭ制御モジュール３は０．１５Ｗであり、０．３５Ｗ
程度の入力電力の低減が図られ、それだけ、電力変換効
率は向上するものである。Further, for example, while the input power of a general-purpose PWM control IC is 0.5 W, the input power of the present embodiment is
WM control module 3 is 0.15W, 0.35W
The input power is reduced to a certain extent, and the power conversion efficiency is improved accordingly.

【００６９】図３は、第２の実施の形態としての電源回
路の構成を示している。この図に示される電源回路も、
一次側に電圧共振形コンバータを備え、また、二次側に
直列共振回路を備えた複合共振形コンバータとしての基
本構成を採る。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
としては、図５に示した構造を有する。また、二次側に
おいては、図１の実施の形態とほぼ同様の構成の二次側
アクティブクランプ回路１を備える。なお、この図３に
おいて図１と同一部分には同一符号を付して、ここでの
説明は省略することとする。FIG. 3 shows the configuration of a power supply circuit according to the second embodiment. The power supply circuit shown in this figure also
A basic configuration as a composite resonance type converter having a voltage resonance type converter on the primary side and a series resonance circuit on the secondary side is adopted. Therefore, the isolated converter transformer PIT
Has the structure shown in FIG. The secondary side includes a secondary-side active clamp circuit 1 having substantially the same configuration as that of the embodiment of FIG. In FIG. 3, the same portions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.

【００７０】先ず、ここでは、二次側アクティブクラン
プ回路１内のクランプ回路部２Ａにおいては、ＢＪＴが
採用されている。このようにしてＢＪＴを採用する場合
には、例えば図示するように、ＢＪＴとして２本のＮＰ
Ｎトランジスタである、スイッチング素子Ｑ3A，Ｑ3Bを
備え、これをダーリントン接続するようにされる。ここ
では、スイッチング素子Ｑ3Bのベースをドライブトラン
ジスタＱ4のコレクタと接続して、スイッチング素子Ｑ3
A，Ｑ3Bの各コレクタを接続する。そして、このコレク
タの接続点をクランプコンデンサＣCL2を介して、二次
巻線Ｎ2の巻始め端部に対して接続する。また、スイッ
チング素子Ｑ3Bのエミッタは、スイッチング素子Ｑ3Aの
ベースと接続される。スイッチング素子Ｑ3Aのエミッタ
は二次側アースに接続される。そして、この場合には、
クランプダイオードＤD3については、出力側であるスイ
ッチング素子Ｑ3Aのベース−エミッタ間に対して挿入す
るようにされる。ここでは。クランプダイオードＤD3の
アノード側をベースに対して接続し、カソード側をエミ
ッタに対して接続している。この接続形態では、クラン
プダイオードＤD3を流れるクランプ電流は、スイッチン
グ素子Ｑ3Aのベース−コレクタのＰＮ接合を介してクラ
ンプコンデンサＣCL2に対して流されるようになってい
る。このような二次側アクティブクランプ回路１の構成
によっても、二次側の動作としては、図２に示したのと
同様の動作が得られる。First, here, BJT is employed in the clamp circuit section 2A in the secondary side active clamp circuit 1. When the BJT is adopted in this manner, for example, as shown in FIG.
Switching elements Q3A and Q3B, which are N transistors, are provided, and are connected in Darlington. Here, the base of the switching element Q3B is connected to the collector of the drive transistor Q4, and the switching element Q3B is connected.
Connect the collectors of A and Q3B. The connection point of the collector is connected to the winding start end of the secondary winding N2 via the clamp capacitor CCL2. Further, the emitter of switching element Q3B is connected to the base of switching element Q3A. The emitter of the switching element Q3A is connected to the secondary side ground. And in this case,
The clamp diode DD3 is inserted between the base and the emitter of the switching element Q3A on the output side. here. The anode side of the clamp diode DD3 is connected to the base, and the cathode side is connected to the emitter. In this connection configuration, the clamp current flowing through the clamp diode DD3 flows to the clamp capacitor CCL2 via the PN junction of the base and the collector of the switching element Q3A. Even with such a configuration of the secondary-side active clamp circuit 1, as the secondary-side operation, the same operation as that shown in FIG. 2 can be obtained.

【００７１】また、図３に示す電源回路の一次側の全体
構成としては、先ず、メインとなるメインスイッチング
素子Ｑ1を備え、基本的にはシングルエンド方式として
のスイッチング動作を他励式により行う電圧共振形コン
バータが設けられる。また、これに加えて、後述するよ
うにして、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並
列共振電圧Ｖ1をクランプするための一次側アクティブ
クランプ回路３０が備えられる。この一次側アクティブ
クランプ回路３０には、補助スイッチング素子Ｑ2が備
えられる。そして、上記メインスイッチング素子Ｑ1及
び補助スイッチング素子Ｑ2のそれぞれについてスイッ
チング駆動するための一次側スイッチング駆動部１０が
備えられる。なお、この場合、メインスイッチング素子
Ｑ1及び補助スイッチング素子Ｑ2には、共にＭＯＳ−Ｆ
ＥＴが使用される。The overall configuration of the primary side of the power supply circuit shown in FIG. 3 includes a main switching element Q1 as a main, and a voltage resonance that basically performs a switching operation of a single-ended system by a separately excited system. A shape converter is provided. In addition, as described later, a primary-side active clamp circuit 30 for clamping the parallel resonance voltage V1 obtained at both ends of the parallel resonance capacitor Cr is provided. The primary side active clamp circuit 30 includes an auxiliary switching element Q2. Further, a primary-side switching drive section 10 is provided for switching-driving each of the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2. In this case, the main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 are both MOS-F
ET is used.

【００７２】メインスイッチング素子Ｑ1のドレイン
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介
して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一
次側アースに接続される。The drain of the main switching element Q1 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci via the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the source is connected to the primary side ground.

【００７３】また、メインスイッチング素子Ｑ1のドレ
イン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャ
パシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻
線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって
一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回
路による共振動作が得られることで、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。A parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel between the drain and source of the main switching element Q1. A primary side parallel resonance circuit is formed by the capacitance of the parallel resonance capacitor Cr and the leakage inductance obtained in the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Then, the resonance operation by the parallel resonance circuit is obtained according to the switching operation of the switching element Q1, so that the switching operation of the switching element Q1 is a voltage resonance type.

【００７４】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、いわゆるボディダイオードによる
クランプダイオードＤDが並列に接続されていること
で、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクラン
プ電流の経路を形成する。The drain of the switching element Q1
Since a clamp diode DD formed by a so-called body diode is connected in parallel between the sources, a path for a clamp current flowing during a period in which the switching element is turned off is formed.

【００７５】この場合、一次側アクティブクランプ回路
３０は、補助スイッチング素子Ｑ2，クランプコンデン
サＣCL1，クランプダイオードＤD2を備えて形成され
る。補助スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に
対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。
ここでは、クランプダイオードＤD2のアノードがソース
に対して接続され、カソードがドレインに対して接続さ
れる。また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレインはク
ランプコンデンサＣCL1を介して、整流平滑電圧Ｅｉの
ラインと一次巻線Ｎ1の巻始め端部との接続点に対して
接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソース
は一次巻線Ｎ1の巻終わり端部に対して接続される。つ
まり、本実施の形態の一次側アクティブクランプ回路３
０としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2／／クラン
プダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコ
ンデンサＣCL1を直列に接続して成るものとされる。そ
して、このようにして形成される回路を絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して
構成されるものである。メインスイッチング素子Ｑ1と
補助スイッチング素子Ｑ2とでは、後述するようにして
同一のスイッチング周波数で同期してスイッチングを行
うが、スイッチング周期内におけるオン／オフタイミン
グは互いに異なるようにされる。In this case, the primary side active clamp circuit 30 includes an auxiliary switching element Q2, a clamp capacitor CCL1, and a clamp diode DD2. A clamp diode DD2 is connected in parallel between the drain and source of the auxiliary switching element Q2.
Here, the anode of the clamp diode DD2 is connected to the source, and the cathode is connected to the drain. The drain of the auxiliary switching element Q2 is connected via a clamp capacitor CCL1 to a connection point between the line of the rectified and smoothed voltage Ei and the winding start end of the primary winding N1. Further, the source of the auxiliary switching element Q2 is connected to the winding end of the primary winding N1. That is, the primary-side active clamp circuit 3 of the present embodiment
A value of 0 is obtained by connecting a clamp capacitor CCL1 in series to the parallel connection circuit of the auxiliary switching element Q2 // clamp diode DD2. The circuit thus formed is connected in parallel with the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. The main switching element Q1 and the auxiliary switching element Q2 switch synchronously at the same switching frequency as described later, but have different on / off timings within the switching cycle.

【００７６】本実施の形態としての一次側スイッチング
駆動部１０は、図示するように、発振回路１１，第１ド
ライブ回路１２、レベルシフト回路１３、第２ドライブ
回路１４を備えてなる。As shown, the primary-side switching driver 10 according to the present embodiment includes an oscillation circuit 11, a first drive circuit 12, a level shift circuit 13, and a second drive circuit 14.

【００７７】発振回路１１は、この場合には例えば１０
０ＫＨｚで固定の発振信号として、メインスイッチング
素子Ｑ1のオン／オフタイミングに対応した波形の発振
信号を第１ドライブ回路１２に対して出力し、補助スイ
ッチング素子Ｑ2のオン／オフタイミングに対応した波
形の発振信号をレベルシフト回路１３に対して出力す
る。In this case, the oscillation circuit 11
An oscillation signal having a waveform corresponding to the on / off timing of the main switching element Q1 is output to the first drive circuit 12 as a fixed oscillation signal at 0 KHz, and a waveform corresponding to the on / off timing of the auxiliary switching element Q2 is output. An oscillation signal is output to the level shift circuit 13.

【００７８】第１ドライブ回路１２では、発振回路１１
から入力された信号を電圧信号に変換して、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴであるメインスイッチング素子Ｑ1を駆動するため
のスイッチング駆動信号を生成し、メインスイッチング
素子Ｑ1のゲート端子に印加する。このスイッチング駆
動信号に応じて、メインスイッチング素子Ｑ1はスイッ
チング動作を行うことになる。In the first drive circuit 12, the oscillation circuit 11
Is converted into a voltage signal by the MOS-F
A switching drive signal for driving the main switching element Q1, which is ET, is generated and applied to the gate terminal of the main switching element Q1. In response to this switching drive signal, the main switching element Q1 performs a switching operation.

【００７９】また、レベルシフト回路１３では、入力さ
れた信号についてスイッチング素子Ｑ2を駆動するのに
適当とされるレベルにまでシフトして、オン／オフタイ
ミングに対応した波形の信号を得る。そして、この信号
を第２ドライブ回路１４に対して供給する。第２ドライ
ブ回路１４では、入力された信号を電圧変換して補助ス
イッチング素子Ｑ2のためのスイッチング駆動信号を生
成し、ＭＯＳ−ＦＥＴである補助スイッチング素子Ｑ2
のゲート端子に対して印加する。これにより、補助スイ
ッチング素子Ｑ2が所要のオン／オフタイミングで以て
スイッチング動作を行うようにされる。なお、上記構成
による本実施の形態の一次側スイッチング駆動部１０と
しては、１つのＩＣとして構成されるものとされる。ま
た、二次側の構成及びその動作は、先の第１の実施の形
態に対応する図１及び図２による説明と同様となる。The level shift circuit 13 shifts the input signal to a level suitable for driving the switching element Q2, and obtains a signal having a waveform corresponding to the ON / OFF timing. Then, this signal is supplied to the second drive circuit 14. In the second drive circuit 14, the input signal is converted into a voltage to generate a switching drive signal for the auxiliary switching element Q2, and the auxiliary switching element Q2 is a MOS-FET.
Is applied to the gate terminal. As a result, the auxiliary switching element Q2 performs the switching operation at the required ON / OFF timing. Note that the primary-side switching drive unit 10 according to the present embodiment having the above configuration is configured as one IC. The configuration and operation of the secondary side are the same as those described with reference to FIGS. 1 and 2 corresponding to the first embodiment.

【００８０】図４の波形図は、上記図１に示した回路の
動作として、主として一次側のスイッチング動作を示し
ている。つまり、一次側アクティブクランプ回路３０が
設けられた電圧共振形コンバータとしての動作が示され
ているものである。この図４に示される動作は、図１に
示す回路についてＡＣ１００Ｖ系に対応する構成とした
場合に得られるものとされ、交流入力電圧ＶAC＝１００
Ｖ、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗとされる条件での
各部の動作が示されている。The waveform diagram of FIG. 4 mainly shows the switching operation of the primary side as the operation of the circuit shown in FIG. That is, the operation as a voltage resonance type converter provided with the primary side active clamp circuit 30 is shown. The operation shown in FIG. 4 is obtained when the circuit shown in FIG. 1 has a configuration corresponding to the AC 100 V system, and AC input voltage VAC = 100
V, the operation of each unit under the condition of the maximum load power Pomax = 200 W is shown.

【００８１】この図では、メインスイッチング素子Ｑ
1，補助スイッチング素子Ｑ2の各ゲートに対して印加さ
れるスイッチング駆動信号は、それぞれ図４（ｂ）
（ｅ）に示すゲート電圧ＶG1，ＶG2が相当する。ゲート
電圧ＶG1，ＶG2は、この最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗ時においては、それぞれ図４（ｂ）（ｅ）に示すよう
にして、そのオン／オフ期間が設定されている。これに
より、図４（ａ）（ｄ）のスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2の
各両端電圧Ｖ1、Ｖ3としても示されるように、スイッチ
ング素子Ｑ1、Ｑ2は、例えばスイッチング周波数１００
ＫＨｚで固定とされ、かつ、ほぼ５０％のデューティに
よってオン／オフを行う。In this figure, the main switching element Q
1. Switching drive signals applied to each gate of the auxiliary switching element Q2 are shown in FIG.
The gate voltages VG1 and VG2 shown in FIG. The gate voltages VG1 and VG2 are equal to the maximum load power Pomax = 200.
At the time of W, the on / off period is set as shown in FIGS. 4B and 4E, respectively. As a result, as shown as voltages V1 and V3 across the switching elements Q1 and Q2 in FIGS. 4A and 4D, the switching elements Q1 and Q2 have a switching frequency of 100, for example.
It is fixed at KHz and is turned on / off with a duty of approximately 50%.

【００８２】ここで図４においては、１スイッチング周
期内の動作モードについて、モード〜までの５段階
の動作モードが示される。ゲート電圧ＶG1によってメイ
ンスイッチング素子Ｑ1がオンとなるように制御される
のは、図４（ｃ）に示すスイッチング出力電流ＩQ1が流
れる期間ｔon2においてであり、この期間ｔon2において
はモードとしての動作が得られる。なお、補助スイッ
チング素子Ｑ2は、この期間ｔon2においては０レベルの
ゲート電圧ＶG2によってオフ状態にあるように制御され
る。Here, FIG. 4 shows five operation modes from mode to operation mode in one switching cycle. The main switching element Q1 is controlled to be turned on by the gate voltage VG1 during the period ton2 in which the switching output current IQ1 shown in FIG. 4C flows, and in this period ton2, the operation as a mode is obtained. Can be The auxiliary switching element Q2 is controlled by the 0 level gate voltage VG2 so as to be in the off state during this period ton2.

【００８３】モード（期間ｔon2）においては、絶縁
コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリ
ーケージインダクタンスＬ1を介して上記スイッチング
出力電流ＩQ1が流れる動作が得られる。このときのスイ
ッチング出力電流ＩQ1としては、図４（ｃ）の期間ｔon
2に示すように、負の方向から正の方向に反転する波形
となる。ここで、スイッチング出力電流ＩQ1が負の方向
に流れる期間は、直前の期間ｔｄ２の終了を以て並列共
振コンデンサＣｒにおける放電が終了することでクラン
プダイオードＤD1が導通し、クランプダイオードＤD1→
一次巻線Ｎ1を介してスイッチング出力電流ＩQ1を流す
ことで、電源側に電力を回生するモードとなる。そし
て、スイッチング出力電流ＩQ1（図４（ｃ））が負の方
向から正の方向に反転するタイミングにおいては、図４
（ｂ）に示すゲート電圧ＶG1がＨレベルに立ち上がるよ
うに制御されていることで、このタイミングで、メイン
スイッチング素子Ｑ1は、ＺＶＳ(Zero Volt Switching)
及びＺＣＳ(Zero Current Switching)によりターンオン
する。In the mode (period ton2), an operation is obtained in which the switching output current IQ1 flows through the leakage inductance L1 obtained in the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. At this time, the switching output current IQ1 is the period ton in FIG.
As shown in FIG. 2, the waveform is inverted from the negative direction to the positive direction. Here, during the period in which the switching output current IQ1 flows in the negative direction, the discharge of the parallel resonance capacitor Cr ends at the end of the immediately preceding period td2, so that the clamp diode DD1 conducts and the clamp diode DD1 →
When the switching output current IQ1 flows through the primary winding N1, a mode in which power is regenerated to the power supply side is set. At the timing when the switching output current IQ1 (FIG. 4 (c)) reverses from the negative direction to the positive direction, FIG.
Since the gate voltage VG1 shown in (b) is controlled to rise to the H level, at this timing, the main switching element Q1 performs ZVS (Zero Volt Switching).
And ZCS (Zero Current Switching).

【００８４】そして、次の期間ｔｄ１においては、モー
ドとしての動作となる。この期間では、メインスイッ
チング素子Ｑ1がターンオフすることで、一次巻線Ｎ1に
流れていた電流は、並列共振コンデンサＣｒに流れるこ
とになる。これにより、図４（ｄ）の電流Ｉｃｒとして
は、図示するように正極性によりパルス的に現れる波形
を示す。これは部分共振モードとしての動作とされる。
また、このときには、メインスイッチング素子Ｑ1に対
して並列に並列共振コンデンサＣｒが接続されているこ
とで、メインスイッチング素子Ｑ1はＺＶＳによりター
ンオフされるものである。Then, in the next period td1, the operation is performed as a mode. During this period, the main switching element Q1 is turned off, so that the current flowing through the primary winding N1 flows through the parallel resonance capacitor Cr. As a result, the current Icr in FIG. 4D has a waveform that appears as a pulse with a positive polarity as shown. This is an operation as a partial resonance mode.
At this time, since the parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel with the main switching element Q1, the main switching element Q1 is turned off by ZVS.

【００８５】続いては、補助スイッチング素子Ｑ2がオ
ン状態となるように制御されると共に、メインスイッチ
ング素子Ｑ1がオフ状態にあるように制御される期間と
なり、これは、図４（ｅ）に示すゲート電圧ＶG2がＨレ
ベルとなる期間ＴON2に相当する。この期間ＴON2は、ア
クティブクランプ回路の動作期間であり、先ずモード
としての動作を行った後にモードとしての動作を行う
ようにされる。Subsequently, a period in which the auxiliary switching element Q2 is controlled to be in the on state and the main switching element Q1 is controlled to be in the off state is a period, which is shown in FIG. This corresponds to a period TON2 during which the gate voltage VG2 is at the H level. This period TON2 is an operation period of the active clamp circuit, in which the operation as a mode is performed first, and then the operation as a mode is performed.

【００８６】先のモードの動作では、一次巻線Ｎ1か
ら流れる電流Ｉｃｒによって並列共振コンデンサＣｒへ
の充電が行われるが、これによりモードの動作として
は、一次巻線Ｎ1に得られている電圧が、クランプコン
デンサＣCL1の初期時（期間ＴON2開始時）電圧レベルに
対して同電位もしくはそれ以上となる。これにより、補
助スイッチング素子Ｑ2に並列接続されるクランプダイ
オードＤD2の導通条件が満たされて導通することで、ク
ランプダイオードＤD2→クランプコンデンサＣCL1の経
路で電流が流れるようにされ、クランプ電流ＩQ2として
は、図４（ｇ）の期間ＴON2開始時以降において、負方
向から時間経過に従って０レベルに近づく鋸歯状波形が
得られることになる。ここで、クランプコンデンサＣCL
1のキャパシタンスは並列共振コンデンサＣｒのキャパ
シタンスの２５倍以上となるように選定されている。こ
のため、このモードとしての動作によっては、大部分
の電流がクランプ電流ＩQ2としてクランプコンデンサＣ
CL1に対して流れるようにされ、並列共振コンデンサＣ
ｒに対してはほとんど流れない。これにより、この期間
ＴON2時にメインスイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振
電圧Ｖ1の傾きは緩やかとなるようにされ、結果的には
図４（ａ）に示すようにして、２７０Ｖｐにまで抑制さ
れてその導通角は広がることになる。即ち、並列共振電
圧Ｖ1に対するクランプ動作が得られる。これに対し
て、例えば図４（ａ）において破線により示す、一次側
アクティブクランプ回路３０を備えないとした回路にお
いて得られる並列共振電圧Ｖ1は、５５０Ｖｐのレベル
を有するパルス波形となるものである。In the operation in the previous mode, the parallel resonance capacitor Cr is charged by the current Icr flowing from the primary winding N1, but as a mode operation, the voltage obtained in the primary winding N1 is , The potential is equal to or higher than the voltage level of the clamp capacitor CCL1 at the initial stage (at the start of the period TON2). As a result, when the conduction condition of the clamp diode DD2 connected in parallel to the auxiliary switching element Q2 is satisfied, the current flows through the path from the clamp diode DD2 to the clamp capacitor CCL1, and the clamp current IQ2 is After the start of the period TON2 in FIG. 4 (g), a saw-tooth waveform that approaches the 0 level as time elapses from the negative direction is obtained. Here, the clamp capacitor CCL
The capacitance of 1 is selected to be at least 25 times the capacitance of the parallel resonance capacitor Cr. For this reason, depending on the operation in this mode, most of the current is used as the clamp current IQ2 as the clamp capacitor C2.
It is made to flow to CL1 and the parallel resonance capacitor C
It hardly flows for r. As a result, the slope of the parallel resonance voltage V1 applied to the main switching element Q1 during this period TON2 is made gentle, and as a result, as shown in FIG. The corners will widen. That is, a clamping operation for the parallel resonance voltage V1 is obtained. On the other hand, for example, the parallel resonance voltage V1 obtained by a circuit without the primary side active clamp circuit 30 shown by a broken line in FIG. 4A has a pulse waveform having a level of 550 Vp.

【００８７】そして、期間ＴON2において上記モード
が終了すると引き続いてモードとしての動作に移行す
る。このモード開始時は、図４（ｇ）に示すクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミングと
される。このタイミングでは、図４（ｅ）に示すように
Ｈレベルのゲート電圧ＶG2が出力されている状態にある
ことから、補助スイッチング素子Ｑ2は、このクランプ
電流ＩQ2が負の方向から正方向に反転するタイミング
で、ＺＶＳ及びＺＣＳによりターンオンする。このよう
にして補助スイッチング素子Ｑ2がオンとなる状態で
は、このときに得られる一次側並列共振回路の共振作用
によって、補助スイッチング素子Ｑ2に対しては、一次
巻線Ｎ1→クランプコンデンサＣCL1を介して、正方向に
増加していくクランプ電流ＩQ2が図４（ｇ）に示すよう
にして流れる。Then, when the above mode is completed in the period TON2, the operation proceeds to the mode operation. At the start of this mode, the timing is such that the clamp current IQ2 shown in FIG. 4G is reversed from the negative direction to the positive direction. At this timing, since the gate voltage VG2 at the H level is being output as shown in FIG. 4E, the auxiliary switching element Q2 reverses the clamp current IQ2 from the negative direction to the positive direction. At the timing, it is turned on by ZVS and ZCS. In the state where the auxiliary switching element Q2 is turned on in this way, the resonance effect of the primary side parallel resonance circuit obtained at this time causes the auxiliary switching element Q2 to pass through the primary winding N1 → the clamp capacitor CCL1. , A clamp current IQ2 increasing in the positive direction flows as shown in FIG.

【００８８】上記モードの動作は、期間ＴON2におけ
るＨレベルのゲート電圧ＶG2がＬレベルに立ち下がるタ
イミングを以て終了するようにされ、続いては、期間ｔ
ｄ２におけるモードとしての動作に移行する。モード
では、並列共振コンデンサＣｒが一次巻線Ｎ1に対し
て電流Ｉｃｒを流すようにして放電を行う動作が得られ
る。つまり部分共振動作が得られる。このときにメイン
スイッチング素子Ｑ1にかかる並列共振電圧Ｖ1は、上述
もしたように並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンス
が小さいことに因って、その傾きが大きいものとなり、
図４（ａ）に示すようにして、急速に０レベルに向かっ
て下降するようにして立ち下がっていく。そして、補助
スイッチング素子Ｑ2は、上記モードが終了してモー
ドが開始されるタイミングでターンオフを開始する
が、このときには、上記したようにして並列共振電圧Ｖ
1が或る傾きを有して立ち下がることで、ＺＶＳによる
ターンオフ動作となる。また、補助スイッチング素子Ｑ
2がターンオフすることによって発生する電圧は、上記
したようにして並列共振コンデンサＣｒが放電を行うこ
とで、急峻には立ち上がらないようにされる。この動作
は、例えば図４（ｆ）のスイッチング出力電圧Ｖ2とし
て示されるように、期間ｔｄ２（モード時）を以て、
或る傾きを有して０レベルからピークレベルに遷移する
波形として示されている。なお、このスイッチング出力
電圧Ｖ2としては、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとさ
れる期間ＴOFF2において２４０Ｖｐを有すると共に、こ
の期間ＴOFF2の開始期間である期間ｔｄ１（モード
時）を以て２４０Ｖｐから０レベルに遷移し、終了期間
である期間ｔｄ２（モード時）を以て、上述のように
０レベルから２４０Ｖｐに遷移する波形となる。そし
て、以降は、１スイッチング周期ごとにモード〜の
動作が繰り返される。The operation in the above mode is terminated at the timing when the H-level gate voltage VG2 falls to the L level in the period TON2.
The operation shifts to the operation as the mode in d2. In the mode, an operation is obtained in which the parallel resonance capacitor Cr discharges by flowing the current Icr to the primary winding N1. That is, a partial resonance operation is obtained. At this time, the parallel resonance voltage V1 applied to the main switching element Q1 has a large slope due to the small capacitance of the parallel resonance capacitor Cr as described above.
As shown in FIG. 4 (a), it falls so as to rapidly fall toward the 0 level. Then, the auxiliary switching element Q2 starts turning off at the timing when the mode ends and the mode starts. At this time, as described above, the parallel resonance voltage V
When 1 falls with a certain inclination, a turn-off operation by ZVS is performed. Also, the auxiliary switching element Q
The voltage generated when 2 is turned off is prevented from rising sharply by discharging the parallel resonance capacitor Cr as described above. This operation is performed, for example, by a period td2 (in the mode) as shown as a switching output voltage V2 in FIG.
It is shown as a waveform that transitions from the 0 level to the peak level with a certain slope. The switching output voltage V2 has 240 Vp in the period TOFF2 during which the auxiliary switching element Q2 is turned off, and transitions from 240 Vp to the 0 level in the period td1 (in the mode), which is the start period of the period TOFF2. During the period td2 (in the mode), which is the end period, the waveform changes from the 0 level to 240 Vp as described above. Thereafter, the operations of the modes 1 to 4 are repeated every switching cycle.

【００８９】このような構成によっては、一次側におい
ても、アクティブクランプ回路が備えられることで、一
次側並列共振電圧Ｖ1のレベルが抑制されることで、例
えば一次側に備えられるメインスイッチング素子Ｑ1、
補助スイッチング素子Ｑ2及び一次側並列共振コンデン
サＣｒなどの低耐圧化を図ることができる。更には、二
次側の構成としては、図１と同様とされることで、アク
ティブクランプ回路を備える二次側回路の簡略化を図る
ことが可能になる。In such a configuration, the active clamp circuit is also provided on the primary side, so that the level of the primary side parallel resonance voltage V1 is suppressed, so that, for example, the main switching element Q1, provided on the primary side,
The withstand voltage of the auxiliary switching element Q2 and the primary-side parallel resonance capacitor Cr can be reduced. Further, since the configuration of the secondary side is the same as that of FIG. 1, it is possible to simplify the secondary side circuit including the active clamp circuit.

【００９０】なお、本発明の実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記各実
施の形態における一次側の電圧共振形コンバータの構成
として、第１の実施の形態では自励式とされ、第２の実
施の形態では他励式とされているが、これは、本発明と
しては、一次側の電圧共振形コンバータの構成としては
特に限定されないことを意味する。従って、例えば第１
の実施の形態の二次側の構成に対して他励式の一次側電
圧共振形コンバータを備えてもよいものである。また、
メインとなるスイッチング素子と補助スイッチング素子
とについては、ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＢＪＴ等を採用するも
のとしているが、ほかにも例えばＩＧＢＴ(Insulated G
ate Bipolar Transistor)、ＳＩＴ（静電誘導サイリス
タ）などの他の素子を採用することも考えられるもので
ある。また、メインスイッチング素子を他励式もしくは
自励式により駆動するためのスイッチング駆動部の構成
も各図に示したものに限定される必要はなく、適宜適切
とされる回路構成に変更されて構わない。また、二次側
共振回路を含んで形成される二次側の整流回路として
も、実施の形態としての各図に示した構成に限定される
ものではなく、他の回路構成が採用されて構わない。例
えば本出願人は、二次側直列共振回路に対して４倍電圧
整流回路を接続した構成も先に提案しており、このよう
な二次側整流回路の構成も採用されて構わない。The embodiments of the present invention are not limited to the configuration shown in each drawing. For example, the configuration of the voltage resonance type converter on the primary side in each of the above embodiments is of the self-excited type in the first embodiment and of the separately excited type in the second embodiment. The invention means that the configuration of the primary-side voltage resonance type converter is not particularly limited. Therefore, for example, the first
A separately-excited primary-side voltage resonance type converter may be provided for the secondary-side configuration of the embodiment. Also,
As the main switching element and the auxiliary switching element, a MOS-FET, a BJT, or the like is adopted. However, for example, an IGBT (Insulated G
It is also conceivable to employ other elements such as ate bipolar transistor (SIT) and SIT (static induction thyristor). Further, the configuration of the switching drive unit for driving the main switching element in a separately-excited or self-excited manner need not be limited to that shown in each of the drawings, and may be appropriately changed to an appropriate circuit configuration. Also, the secondary-side rectifier circuit formed including the secondary-side resonance circuit is not limited to the configurations shown in the drawings as the embodiments, and other circuit configurations may be adopted. Absent. For example, the present applicant has previously proposed a configuration in which a quadruple voltage rectifier circuit is connected to a secondary-side series resonance circuit, and such a configuration of the secondary-side rectifier circuit may be employed.

【００９１】[0091]

【発明の効果】以上説明したように本発明のスイッチン
グ電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ、又は一
次側アクティブクランプ回路を設けた電圧共振形コンバ
ータが備えられる。また、二次側には直列共振回路を備
えることで、複合共振形スイッチングコンバータとして
構成される。そして、一次側の電圧共振形コンバータは
スイッチング周波数固定でスイッチング駆動させる。そ
して二次側に対しては、二次側アクティブクランプ回路
を設ける。この二次側アクティブクランプ回路は、二次
側直流出力電圧レベルに応じて二次側補助スイッチング
素子の導通角制御を行うことで、二次側直列共振コンデ
ンサにおける電荷量を可変制御するようになっており、
これによって二次側出力の安定化を図り、また、二次側
に生じる交番電圧レベルを抑制する。また、二次側アク
ティブクランプ回路を備えた電源回路では、負荷短絡時
でもスイッチング周波数は低下することなく一定となる
ようにされ、二次側の補助スイッチング素子は安定した
ＺＶＳ、ＺＣＳによりスイッチング動作を行うようにさ
れる。このため、過電流又は過電圧保護回路は不要とな
る。As described above, the switching power supply circuit of the present invention is provided with a voltage resonance type converter provided on the primary side or a voltage resonance type converter provided with a primary side active clamp circuit. Further, by providing a series resonance circuit on the secondary side, a composite resonance type switching converter is configured. Then, the voltage resonance type converter on the primary side is driven for switching at a fixed switching frequency. And, for the secondary side, a secondary side active clamp circuit is provided. This secondary-side active clamp circuit variably controls the amount of charge in the secondary-side series resonance capacitor by controlling the conduction angle of the secondary-side auxiliary switching element according to the secondary-side DC output voltage level. And
This stabilizes the output on the secondary side and suppresses the alternating voltage level generated on the secondary side. In a power supply circuit having a secondary-side active clamp circuit, the switching frequency is kept constant without a drop even when the load is short-circuited, and the secondary-side auxiliary switching element performs switching operation by stable ZVS and ZCS. To be done. Therefore, an overcurrent or overvoltage protection circuit becomes unnecessary.

【００９２】そして、本発明としては、二次側のアクテ
ィブクランプ回路の駆動制御のための回路系を、シャン
トレギュレータと、増幅素子を備えた反転増幅回路とか
ら成るＰＷＭ制御回路系によって駆動するように構成す
る。つまり、アナログの制御回路によってアクティブク
ランプ回路を直接的に駆動制御して安定化を図るように
される。これによって、例えば他励式による場合のよう
に、汎用のＰＷＭ制御ＩＣを採用した場合と比較して、
回路構成を簡略化して部品点数を削減することが可能と
なるために、回路の小型化を促進することが可能にな
る。また、定電圧制御回路系の入力電力も低減されるた
めに、電力変換効率も向上する。また、例えば汎用のＰ
ＷＭ制御ＩＣでは、過電圧保護回路や過電流保護回路が
既に内蔵されているために、この機能は無駄となって、
コスト的に不利であったが、本発明の構成によって自励
式により制御を行うことで、この汎用のＰＷＭ制御ＩＣ
の無駄な機能も省くことができるために、それだけコス
ト的に有利となるものである。そして、このようなアナ
ログの定電圧制御回路系として例えば１つの基板に対し
て実装されてモジュール化されることから、上記した回
路の小型化は一層促進されることになる。According to the present invention, a circuit system for driving and controlling the active clamp circuit on the secondary side is driven by a PWM control circuit system including a shunt regulator and an inverting amplifier circuit having an amplifier. To be configured. That is, the active clamp circuit is directly driven and controlled by an analog control circuit to achieve stabilization. Thereby, for example, as compared with a case where a general-purpose PWM control IC is adopted, such as a case of a separately excited type,
Since the circuit configuration can be simplified and the number of components can be reduced, it is possible to promote downsizing of the circuit. Also, since the input power of the constant voltage control circuit system is reduced, the power conversion efficiency is also improved. Also, for example, a general-purpose P
In the WM control IC, since the overvoltage protection circuit and the overcurrent protection circuit are already built in, this function is useless.
Although it was disadvantageous in terms of cost, the general-purpose PWM control IC can be controlled by self-excited control according to the configuration of the present invention.
Since the useless function can be omitted, it is advantageous in terms of cost. Then, since such an analog constant voltage control circuit system is mounted on, for example, one substrate and modularized, the miniaturization of the above circuit is further promoted.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.

【図２】本実施の形態の電源回路の二次側の動作を示す
波形図である。FIG. 2 is a waveform chart showing an operation on the secondary side of the power supply circuit of the present embodiment.

【図３】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a second embodiment.

【図４】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の一次側の動作を示す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing an operation of a primary side of a switching power supply circuit according to a second embodiment.

【図５】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図で
ある。FIG. 5 is a cross-sectional view illustrating a configuration of an insulating converter transformer.

【図６】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動
作を示す等価回路図である。FIG. 6 is an equivalent circuit diagram showing each operation when the mutual inductance is + M / -M.

【図７】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の
構成例を示す回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing another configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.

【図９】図７及び図８に示す電源回路の要部の動作を示
す波形図である。FIG. 9 is a waveform chart showing an operation of a main part of the power supply circuit shown in FIGS. 7 and 8;

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 二次側アクティブクランプ回路、２，２Ａ クラン
プ回路部、３ ＰＷＭ制御回路部、１０ 一次側スイッ
チング駆動部、１１ 発振回路、１２ 第１ドライブ回
路、１３ レベルシフト回路、１４ 第２ドライブ回
路、３０ 一次側アクティブクランプ回路、Ｑ1 （メ
イン）スイッチング素子、Ｑ2，Ｑ3，Ｑ3A，Ｑ3B 補助
スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、
Ｎ１ 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ 一次側並列共
振コンデンサ、Ｃs 二次側直列共振コンデンサ、ＤO
1，ＤO2 二次側整流ダイオード、Ｑ4 ドライブトラン
ジスタ、Ｑ5 制御素子DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Secondary side active clamp circuit, 2, 2A clamp circuit part, 3 PWM control circuit part, 10 Primary side switching drive part, 11 oscillation circuit, 12 first drive circuit, 13 level shift circuit, 14 second drive circuit, 30 Primary side active clamp circuit, Q1 (main) switching element, Q2, Q3, Q3A, Q3B auxiliary switching element, PIT isolation converter transformer,
N1 primary winding, N2 secondary winding, Cr primary side parallel resonance capacitor, Cs secondary side series resonance capacitor, DO
1, DO2 secondary side rectifier diode, Q4 drive transistor, Q5 control element

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 入力された直流入力電圧を、固定のスイ
ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次
側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成され
る二次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直列共振コンデンサに対して並列に接続さ
れ、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子
とによる直列接続回路を備える二次側アクティブクラン
プ手段と、 上記二次側アクティブクランプ手段を駆動制御して上記
二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにさ
れる駆動手段と、を備え、 上記駆動手段は、 入力される上記二次側直流出力電圧のレベルを検出し
て、この二次側直流出力電圧のリップル成分が低下して
いく期間内において動作するようにされたシャントレギ
ュレータ回路と、 上記シャントレギュレータ回路の出力に応じて導通制御
される増幅素子を備え、この増幅素子の増幅出力により
上記二次側補助スイッチング素子を導通制御する増幅回
路と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。1. A switching means formed with a switching element for switching an inputted DC input voltage at a fixed switching frequency and outputting the same, and a primary side in which the operation of the switching means is a voltage resonance type. A gap is formed in the primary side so as to obtain a required coupling coefficient that is loosely coupled between the primary side and the secondary side, and a primary side parallel resonance capacitor provided so as to form a parallel resonance circuit. An insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means to the secondary side, and a secondary side formed by connecting a secondary-side series resonance capacitor in series to a secondary winding of the insulating converter transformer. The rectification operation is performed by inputting the alternating voltage obtained in the series resonance circuit and the secondary winding of the insulating converter transformer, and the secondary side A DC output voltage generating means configured to obtain a current output voltage; and a secondary connected in series with the secondary-side series resonance capacitor, and comprising a series-connected circuit of a clamp capacitor and a secondary-side auxiliary switching element. Side active clamp means; and drive means for controlling the drive of the secondary side active clamp means to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. A shunt regulator circuit that detects the level of the secondary DC output voltage and operates during a period in which the ripple component of the secondary DC output voltage is reduced; and an output of the shunt regulator circuit. An amplifying element whose conduction is controlled in response to the output of the amplifying element. Switching power supply circuit, characterized in that it comprises a width circuit. 【請求項２】 入力された直流入力電圧を、固定のスイ
ッチング周波数によりスイッチングして出力するための
スイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側
並列共振コンデンサと、 一次側と二次側とについて疎結合とされる所要の結合係
数が得られるようにギャップが形成され、一次側に得ら
れる上記スイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶
縁コンバータトランスと、 上記絶縁コンバータトランスの二次側巻線に対して二次
側直列共振コンデンサを直列に接続することで形成され
る二次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
電圧を入力して整流動作を行うことで二次側直流出力電
圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、 上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに
同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにし
てスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備
えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発
生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けら
れる一次側アクティブクランプ手段と、上記二次側直列
共振コンデンサに対して並列に接続され、クランプコン
デンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続
回路を備える二次側アクティブクランプ手段と、 上記二次側アクティブクランプ手段を駆動制御して上記
二次側直流出力電圧について定電圧制御を行うようにさ
れる駆動手段と、を備え、 上記駆動手段は、 入力される上記二次側直流出力電圧のレベルを検出し
て、この二次側直流出力電圧のリップル成分が低下して
いく期間内において動作するようにされたシャントレギ
ュレータ回路と、 上記シャントレギュレータ回路の出力に応じて導通制御
される増幅素子を備え、この増幅素子の増幅出力により
上記二次側補助スイッチング素子を導通制御する増幅回
路と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。2. Switching means formed with a switching element for switching an input DC input voltage at a fixed switching frequency and outputting the same, and a primary side in which the operation of the switching means is a voltage resonance type. A gap is formed in the primary side so as to obtain a required coupling coefficient that is loosely coupled between the primary side and the secondary side, and a primary side parallel resonance capacitor provided so as to form a parallel resonance circuit. An insulating converter transformer for transmitting the output of the switching means to the secondary side, and a secondary side formed by connecting a secondary-side series resonance capacitor in series to a secondary winding of the insulating converter transformer. The rectification operation is performed by inputting the alternating voltage obtained in the series resonance circuit and the secondary winding of the insulating converter transformer, and the secondary side A DC output voltage generating means configured to obtain a current output voltage; and a primary-side auxiliary switching element that performs switching with a predetermined on / off timing synchronized with the on / off timing of the main switching element. Thus, a primary-side active clamp means provided to clamp a primary-side parallel resonance voltage generated at both ends of the primary-side parallel resonance capacitor, and a clamp capacitor connected in parallel to the secondary-side series resonance capacitor And a secondary-side active clamping means having a series connection circuit with a secondary-side auxiliary switching element, and driving control of the secondary-side active clamping means to perform constant voltage control on the secondary-side DC output voltage. Driving means, and wherein the driving means receives the input of the secondary side straight line. A shunt regulator circuit that detects the level of the output voltage and operates within a period in which the ripple component of the secondary side DC output voltage is reduced, and is controlled to conduct according to the output of the shunt regulator circuit. A switching power supply circuit comprising: 【請求項３】 上記駆動手段は、 １基板によりモジュール化されていることを特徴とする
請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源回路。3. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the driving unit is formed into a module by one substrate.