JP2002016521A - ダブルコンバージョン受信機 - Google Patents
ダブルコンバージョン受信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波用の各種無線機器、通信機器、測定器
に利用されるダブルコンバージョン受信機の小型化。 【解決手段】 アンテナ1から入った電波は受動バンド
パスフィルタ2により帯域外不要波を除去された後、低
雑音増幅器3により増幅され、受動バンドパスフィルタ
4により帯域外不要波を除去される。次に第1中間周波
数にダウンコンバートされた後、受動バンドパスフィル
タ7により帯域制限され、さらに受動バンドパスフィル
タ8により帯域内妨害波レベルを減衰して希望波と妨害
波の比を20dB程度に抑える。その後、第2中間周波
数に変換し、ダイナミックレンジは低いが集積回路内に
内蔵できる小型の能動バンドパスフィルタ11で妨害波
を除去する。
に利用されるダブルコンバージョン受信機の小型化。 【解決手段】 アンテナ1から入った電波は受動バンド
パスフィルタ2により帯域外不要波を除去された後、低
雑音増幅器3により増幅され、受動バンドパスフィルタ
4により帯域外不要波を除去される。次に第1中間周波
数にダウンコンバートされた後、受動バンドパスフィル
タ7により帯域制限され、さらに受動バンドパスフィル
タ8により帯域内妨害波レベルを減衰して希望波と妨害
波の比を20dB程度に抑える。その後、第2中間周波
数に変換し、ダイナミックレンジは低いが集積回路内に
内蔵できる小型の能動バンドパスフィルタ11で妨害波
を除去する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は各種無線機器、通信
機器、測定器に用いられるダブルコンバージョン受信機
に関するものである。
機器、測定器に用いられるダブルコンバージョン受信機
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】現在の狭帯域無線伝送システムにおいて
は当該受信周波数に非常に近接した高レベルの妨害波を
除去するために2つの中間周波数を有するダブルコンバ
ージョン方式が採用されることが多い。
は当該受信周波数に非常に近接した高レベルの妨害波を
除去するために2つの中間周波数を有するダブルコンバ
ージョン方式が採用されることが多い。
【0003】以下、従来のダブルコンバージョン受信機
について説明する。図6は従来のダブルコンバージョン
受信機の構成を示すブロック結線図である。図6におい
て、1はアンテナ、2、4は無線周波数帯受動バンドパ
スフィルタ、3は低雑音増幅器、5は第1ダウンミキ
サ、6は第1局部発振器、7はSAWフィルタやMCF
等で構成される第1中間周波数帯受動バンドパスフィル
タ、9は第2ダウンミキサ、10は第2局部発振器、6
0は第2中間周波数帯の狭帯域セラミックバンドパスフ
ィルタ、12はリミッタアンプである。
について説明する。図6は従来のダブルコンバージョン
受信機の構成を示すブロック結線図である。図6におい
て、1はアンテナ、2、4は無線周波数帯受動バンドパ
スフィルタ、3は低雑音増幅器、5は第1ダウンミキ
サ、6は第1局部発振器、7はSAWフィルタやMCF
等で構成される第1中間周波数帯受動バンドパスフィル
タ、9は第2ダウンミキサ、10は第2局部発振器、6
0は第2中間周波数帯の狭帯域セラミックバンドパスフ
ィルタ、12はリミッタアンプである。
【0004】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
アンテナ1から入った電波はまず受動バンドパスフィル
タ2により帯域外不要波を除去された後、低雑音増幅器
3により低雑音増幅され、受動バンドパスフィルタ4に
より更に帯域外不要波が除去される。
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
アンテナ1から入った電波はまず受動バンドパスフィル
タ2により帯域外不要波を除去された後、低雑音増幅器
3により低雑音増幅され、受動バンドパスフィルタ4に
より更に帯域外不要波が除去される。
【0005】次に第1局部発振器6、第1ダウンミキサ
5により第1中間周波数にダウンコンバートされ、受動
バンドパスフィルタ7により帯域制限される。更に第2
局部発振器10、第2ダウンミキサ9により第2中間周
波数にダウンコンバートされた後、狭帯域セラミックバ
ンドパスフィルタ60により十分に妨害波が除去される
ため、妨害波の影響を受けずにリミッタアンプ12によ
り希望波による正しい受信電界強度の検出ができる。
5により第1中間周波数にダウンコンバートされ、受動
バンドパスフィルタ7により帯域制限される。更に第2
局部発振器10、第2ダウンミキサ9により第2中間周
波数にダウンコンバートされた後、狭帯域セラミックバ
ンドパスフィルタ60により十分に妨害波が除去される
ため、妨害波の影響を受けずにリミッタアンプ12によ
り希望波による正しい受信電界強度の検出ができる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】上記の構成では、第1
中間周波数帯のバンドパスフィルタではフィルタの比帯
域の制約から当該周波数近傍に存在する高レベルの妨害
波を十分に除去できないため、第2中間周波数帯におい
て減衰特性の良好なセラミックフィルタを使用する必要
がある。
中間周波数帯のバンドパスフィルタではフィルタの比帯
域の制約から当該周波数近傍に存在する高レベルの妨害
波を十分に除去できないため、第2中間周波数帯におい
て減衰特性の良好なセラミックフィルタを使用する必要
がある。
【0007】しかし、セラミックフィルタは、周辺部品
と比較して非常にサイズが大きいため、無線機全体のサ
イズが大きくなるという課題があった。また、セラミッ
クバンドパスフィルタの代わりに能動バンドパスフィル
タを用いる方法もあるが、能動バンドパスフィルタは能
動回路であるがゆえに雑音特性が悪く、その影響を少な
くするために前段までに大きな利得をとらなければなら
ず、しかも最大信号入力レベルが低いという欠点を有す
る。
と比較して非常にサイズが大きいため、無線機全体のサ
イズが大きくなるという課題があった。また、セラミッ
クバンドパスフィルタの代わりに能動バンドパスフィル
タを用いる方法もあるが、能動バンドパスフィルタは能
動回路であるがゆえに雑音特性が悪く、その影響を少な
くするために前段までに大きな利得をとらなければなら
ず、しかも最大信号入力レベルが低いという欠点を有す
る。
【0008】そこで最大信号入力レベルを向上するため
に前段に自動利得制御機能を付加すると、レベルの高い
妨害波によって希望波が抑圧を受け、感度劣化につなが
るという課題があった。
に前段に自動利得制御機能を付加すると、レベルの高い
妨害波によって希望波が抑圧を受け、感度劣化につなが
るという課題があった。
【0009】本発明は上記従来技術の課題を解決するも
ので、第1中間周波数帯において小型の受動バンドパス
フィルタを2個用いることでセラミックバンドパスフィ
ルタの能動バンドパスフィルタへの置き換えを可能と
し、無線機を小型化することを目的とする。
ので、第1中間周波数帯において小型の受動バンドパス
フィルタを2個用いることでセラミックバンドパスフィ
ルタの能動バンドパスフィルタへの置き換えを可能と
し、無線機を小型化することを目的とする。
【0010】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、第1中間周波数において2つの小型受動バ
ンドパスフィルタを用いることで不要波の減衰量を大き
く確保し、第2中間周波数帯において、能動バンドパス
フィルタが有する自動利得調整回路の妨害波による希望
波抑圧を防止している。
に本発明は、第1中間周波数において2つの小型受動バ
ンドパスフィルタを用いることで不要波の減衰量を大き
く確保し、第2中間周波数帯において、能動バンドパス
フィルタが有する自動利得調整回路の妨害波による希望
波抑圧を防止している。
【0011】
【発明の実施の形態】本発明の請求項1に記載の発明
は、第1及び第2の中間周波数を有するダブルコンバー
ジョン受信機において、第1の中間周波数に帯域制限を
行う第1及び第2の受動バンドパスフィルタを備え、第
2の中間周波数に帯域制限を行う能動バンドパスフィル
タとを備えたことを特徴とするダブルコンバージョン受
信機であり、第1中間周波数帯において小型の受動バン
ドパスフィルタを二つ用いることで、不要波の減衰量を
大きく確保し、第2中間周波数帯において能動バンドパ
スフィルタが有する自動利得調整回路の妨害波による希
望波抑圧を防止し、能動バンドパスフィルタの使用を可
能とするという作用を有する。
は、第1及び第2の中間周波数を有するダブルコンバー
ジョン受信機において、第1の中間周波数に帯域制限を
行う第1及び第2の受動バンドパスフィルタを備え、第
2の中間周波数に帯域制限を行う能動バンドパスフィル
タとを備えたことを特徴とするダブルコンバージョン受
信機であり、第1中間周波数帯において小型の受動バン
ドパスフィルタを二つ用いることで、不要波の減衰量を
大きく確保し、第2中間周波数帯において能動バンドパ
スフィルタが有する自動利得調整回路の妨害波による希
望波抑圧を防止し、能動バンドパスフィルタの使用を可
能とするという作用を有する。
【0012】請求項2に記載の発明は、第1及び第2の
受動バンドパスフィルタの各々の中間に緩衝増幅器を備
えたことを特徴とする請求項1記載のダブルコンバージ
ョン受信機であり、緩衝増幅器を使用することで請求項
1記載の作用に加え、第1及び第2の受動バンドパスフ
ィルタ間を分離して互いの整合を容易にするという作用
を有する。
受動バンドパスフィルタの各々の中間に緩衝増幅器を備
えたことを特徴とする請求項1記載のダブルコンバージ
ョン受信機であり、緩衝増幅器を使用することで請求項
1記載の作用に加え、第1及び第2の受動バンドパスフ
ィルタ間を分離して互いの整合を容易にするという作用
を有する。
【0013】請求項3に記載の発明は、前記緩衝増幅器
に利得を持たせたことを特徴とする請求項2記載のダブ
ルコンバージョン受信機であり、請求項2記載の作用に
加え、緩衝増幅器に利得を持たせることで第2の受動バ
ンドパスフィルタの通過損失分を補い、ダブルコンバー
ジョン受信機の総合雑音指数を改善できるという作用を
有する。
に利得を持たせたことを特徴とする請求項2記載のダブ
ルコンバージョン受信機であり、請求項2記載の作用に
加え、緩衝増幅器に利得を持たせることで第2の受動バ
ンドパスフィルタの通過損失分を補い、ダブルコンバー
ジョン受信機の総合雑音指数を改善できるという作用を
有する。
【0014】請求項4に記載の発明は、入力を共通とし
た第1及び第2の緩衝増幅器の一方の出力に第2の受動
バンドパスフィルタを介して第2のミキサを接続し、他
方に第3のミキサを接続し、相互に切り替え可能とした
ことを特徴とする請求項2または3記載のダブルコンバ
ージョン受信機であり、請求項2または3記載の作用に
加え、希望波と妨害波の差が大きいシステムと比較的小
さいシステムに同時対応したとき、比較的小さいシステ
ムでは第2のバンドパスフィルタを使用することなく総
合NFを改善できるという作用を有する。
た第1及び第2の緩衝増幅器の一方の出力に第2の受動
バンドパスフィルタを介して第2のミキサを接続し、他
方に第3のミキサを接続し、相互に切り替え可能とした
ことを特徴とする請求項2または3記載のダブルコンバ
ージョン受信機であり、請求項2または3記載の作用に
加え、希望波と妨害波の差が大きいシステムと比較的小
さいシステムに同時対応したとき、比較的小さいシステ
ムでは第2のバンドパスフィルタを使用することなく総
合NFを改善できるという作用を有する。
【0015】請求項5に記載の発明は 第1及び第2の
緩衝増幅器にそれぞれ利得切替機能を持たせたことを特
徴とする請求項2ないし4のいずれかに記載のダブルコ
ンバージョン受信機であり、請求項2ないし4のいずれ
かに記載の作用に加え、強電界入力時に緩衝増幅器の利
得を落とすことで、入力信号のダイナミックレンジを拡
大できるという作用を有する。
緩衝増幅器にそれぞれ利得切替機能を持たせたことを特
徴とする請求項2ないし4のいずれかに記載のダブルコ
ンバージョン受信機であり、請求項2ないし4のいずれ
かに記載の作用に加え、強電界入力時に緩衝増幅器の利
得を落とすことで、入力信号のダイナミックレンジを拡
大できるという作用を有する。
【0016】請求項6に記載の発明は、待ち受け時の受
信電界強度測定を第2の受動フィルタの後段において行
うことを特徴とする請求項2ないし5のいずれかに記載
のダブルコンバージョン受信機であり、請求項2ないし
5のいずれかに記載の作用に加え、I,Q信号の振幅を
ベースバンドでディジタル演算するよりもはるかに高速
なアナログRSSIを用いることで電界強度測定回数を
増すことができるようになるという作用を有する。
信電界強度測定を第2の受動フィルタの後段において行
うことを特徴とする請求項2ないし5のいずれかに記載
のダブルコンバージョン受信機であり、請求項2ないし
5のいずれかに記載の作用に加え、I,Q信号の振幅を
ベースバンドでディジタル演算するよりもはるかに高速
なアナログRSSIを用いることで電界強度測定回数を
増すことができるようになるという作用を有する。
【0017】請求項7に記載の発明は、請求項1ないし
6のいずれかに記載のダブルコンバージョン受信機を用
いた無線機器であり、ダブルコンバージョン受信機の小
型化を図ることで、無線機器全体の小型化を実現すると
いう作用を有する。
6のいずれかに記載のダブルコンバージョン受信機を用
いた無線機器であり、ダブルコンバージョン受信機の小
型化を図ることで、無線機器全体の小型化を実現すると
いう作用を有する。
【0018】以下、本発明の実施の形態について、図1
から図5を用いて説明する。
から図5を用いて説明する。
【0019】(実施の形態1)図1はダブルコンバージ
ョン受信機のブロック結線図を示す。図1において1〜
7の番号を付した構成要素は従来の技術において説明し
たものと同一であるため説明は省略する。
ョン受信機のブロック結線図を示す。図1において1〜
7の番号を付した構成要素は従来の技術において説明し
たものと同一であるため説明は省略する。
【0020】8は受動バンドパスフィルタ7と同様にS
AWフィルタやMCF等により構成される第1中間周波
数帯の受動バンドパスフィルタであり、一般的に中心周
波数130MHz、通過帯域30KHzで60KHz離
調点で20dB程度の妨害波減衰量を有し、サイズは4
mm角程度である。11はバイポーラトランジスタやM
OSFET等の能動素子によりgm−C型、またはSC
F型等の回路方式で構成された集積回路に内蔵可能な能
動バンドパスフィルタであり、その最大入力レベルを向
上するために前段に自動利得調整回路を有する。
AWフィルタやMCF等により構成される第1中間周波
数帯の受動バンドパスフィルタであり、一般的に中心周
波数130MHz、通過帯域30KHzで60KHz離
調点で20dB程度の妨害波減衰量を有し、サイズは4
mm角程度である。11はバイポーラトランジスタやM
OSFET等の能動素子によりgm−C型、またはSC
F型等の回路方式で構成された集積回路に内蔵可能な能
動バンドパスフィルタであり、その最大入力レベルを向
上するために前段に自動利得調整回路を有する。
【0021】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について北米のAM
PS方式を例にとって説明する。AMPSの規格では6
0KHz離調点での希望波に対する妨害波最大入力レベ
ルは62dBc以上と非常に大きい。
ョン受信機について、以下その動作について北米のAM
PS方式を例にとって説明する。AMPSの規格では6
0KHz離調点での希望波に対する妨害波最大入力レベ
ルは62dBc以上と非常に大きい。
【0022】第1中間周波数帯において受動バンドパス
フィルタ7により帯域制限が行われるが、Qの高いSA
WフィルタやMCFを用いても60KHz離調点で最大
20dB程度しか妨害波を除去できず、受動バンドパス
フィルタ7のみでは希望波と妨害波の比は42dBc以
上となる。
フィルタ7により帯域制限が行われるが、Qの高いSA
WフィルタやMCFを用いても60KHz離調点で最大
20dB程度しか妨害波を除去できず、受動バンドパス
フィルタ7のみでは希望波と妨害波の比は42dBc以
上となる。
【0023】能動バンドパスフィルタ11は入力を保護
するために自動利得制御回路を有しており、能動バンド
パスフィルタの発生する雑音が総合特性に影響を及ぼさ
ないように前段までの利得を大きくとらねばならないた
め、希望波と妨害波の比を20dB程度に抑圧しないと
妨害波によって自動利得制御がかかり、希望波が抑圧さ
れてしまう。
するために自動利得制御回路を有しており、能動バンド
パスフィルタの発生する雑音が総合特性に影響を及ぼさ
ないように前段までの利得を大きくとらねばならないた
め、希望波と妨害波の比を20dB程度に抑圧しないと
妨害波によって自動利得制御がかかり、希望波が抑圧さ
れてしまう。
【0024】そこで受動バンドパスフィルタ8を用いて
再度帯域制限を行い、希望波と妨害波の比を20dB程
度とすることで希望波が能動バンドパスフィルタ11の
持つ利得制御回路による利得圧縮を受けないようにする
ことができる。受動バンドパスフィルタ8は第1中間周
波数帯での動作であり、4mm角程度のSAWフィルタ
やMCFを使用できるため、10mm角程度のセラミッ
クフィルタを使用する場合と比較して大幅な小型化が図
れる。以下の動作は従来の技術と同一であるため、説明
は省略する。
再度帯域制限を行い、希望波と妨害波の比を20dB程
度とすることで希望波が能動バンドパスフィルタ11の
持つ利得制御回路による利得圧縮を受けないようにする
ことができる。受動バンドパスフィルタ8は第1中間周
波数帯での動作であり、4mm角程度のSAWフィルタ
やMCFを使用できるため、10mm角程度のセラミッ
クフィルタを使用する場合と比較して大幅な小型化が図
れる。以下の動作は従来の技術と同一であるため、説明
は省略する。
【0025】以上のように本実施例によれば、第1中間
周波数帯において受動バンドパスフィルタによる2度の
帯域制限を行うことにより、セラミックフィルタのかわ
りに能動バンドパスフィルタの使用を可能とし、ダブル
コンバージョン受信機を小型化できる。
周波数帯において受動バンドパスフィルタによる2度の
帯域制限を行うことにより、セラミックフィルタのかわ
りに能動バンドパスフィルタの使用を可能とし、ダブル
コンバージョン受信機を小型化できる。
【0026】(実施の形態2)図2はダブルコンバージ
ョン受信機のブロック結線図を示す。図2において1〜
12の番号を付した構成要素は実施の形態1と同一であ
るため説明は省略する。20は通常のバイポーラ素子に
よる差動増幅器等で構成された利得1の緩衝増幅器であ
る。
ョン受信機のブロック結線図を示す。図2において1〜
12の番号を付した構成要素は実施の形態1と同一であ
るため説明は省略する。20は通常のバイポーラ素子に
よる差動増幅器等で構成された利得1の緩衝増幅器であ
る。
【0027】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
受動バンドパスフィルタ7、8を直接接続する場合、特
に2つのフィルタの入出力インピーダンスが異なる場合
はフィルタ間で不整合が生じやすく、フィルタの応答特
性を劣化させるが、間に緩衝増幅器20を挿入すること
で独立に入出力の整合が行え、所望のフィルタ特性が得
られる。以下の動作は実施の形態1と同一であるため説
明は省略する。
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
受動バンドパスフィルタ7、8を直接接続する場合、特
に2つのフィルタの入出力インピーダンスが異なる場合
はフィルタ間で不整合が生じやすく、フィルタの応答特
性を劣化させるが、間に緩衝増幅器20を挿入すること
で独立に入出力の整合が行え、所望のフィルタ特性が得
られる。以下の動作は実施の形態1と同一であるため説
明は省略する。
【0028】(実施の形態3)図3はダブルコンバージ
ョン受信機のブロック結線図を示す。図3において1〜
12の番号を付した構成要素は実施の形態2と同一であ
るため説明は省略する。30は通常のバイポーラ素子に
よる差動増幅器等で構成され、1より大きな利得を有す
る緩衝増幅器である。
ョン受信機のブロック結線図を示す。図3において1〜
12の番号を付した構成要素は実施の形態2と同一であ
るため説明は省略する。30は通常のバイポーラ素子に
よる差動増幅器等で構成され、1より大きな利得を有す
る緩衝増幅器である。
【0029】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
受動バンドパスフィルタ8は通過損失を有するため、前
段の利得が低い場合、総合雑音指数の劣化を招く。これ
を回避するために前段までの利得を高めると歪み特性を
満足できない。そこで緩衝増幅器30に利得を持たせ、
受動バンドパスフィルタ8の損失を補うことで、総合雑
音指数の劣化を最小限にとどめることができる。以下の
動作は実施の形態1と同一であるため説明は省略する。
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
受動バンドパスフィルタ8は通過損失を有するため、前
段の利得が低い場合、総合雑音指数の劣化を招く。これ
を回避するために前段までの利得を高めると歪み特性を
満足できない。そこで緩衝増幅器30に利得を持たせ、
受動バンドパスフィルタ8の損失を補うことで、総合雑
音指数の劣化を最小限にとどめることができる。以下の
動作は実施の形態1と同一であるため説明は省略する。
【0030】(実施の形態4)図4はディジタル・アナ
ログデュアルモード携帯機におけるダブルコンバージョ
ン受信機のブロック結線図を示す。図4において1〜1
2の番号を付した構成要素は実施の形態1と同一である
ため説明は省略する。40、41は一定の利得を有する
緩衝増幅器、42はダウンミキサ、43は第2局部発振
器、44は増幅器、45は能動ローパスフィルタであ
る。
ログデュアルモード携帯機におけるダブルコンバージョ
ン受信機のブロック結線図を示す。図4において1〜1
2の番号を付した構成要素は実施の形態1と同一である
ため説明は省略する。40、41は一定の利得を有する
緩衝増幅器、42はダウンミキサ、43は第2局部発振
器、44は増幅器、45は能動ローパスフィルタであ
る。
【0031】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
【0032】緩衝増幅器40、41の入力は共通として
おり、電流源の制御によりそれぞれの回路を選択でき
る。緩衝増幅器40が選択された場合、実施の形態3と
同一の動作を行う。
おり、電流源の制御によりそれぞれの回路を選択でき
る。緩衝増幅器40が選択された場合、実施の形態3と
同一の動作を行う。
【0033】一方、緩衝増幅器41の出力には受動バン
ドパスフィルタを介さずに直接ダウンミキサ42が接続
されており、選択された場合、第2局部発振器43を用
いてベースバンドI,Q信号へのダウンコンバートが行
われ、増幅器44により所望レベルに増幅された後、能
動ローパスフィルタにより帯域制限が行われる。
ドパスフィルタを介さずに直接ダウンミキサ42が接続
されており、選択された場合、第2局部発振器43を用
いてベースバンドI,Q信号へのダウンコンバートが行
われ、増幅器44により所望レベルに増幅された後、能
動ローパスフィルタにより帯域制限が行われる。
【0034】妨害波入力レベルの非常に大きいAMPS
等のシステムで動作させる場合は緩衝増幅器40を、A
MPSより妨害波入力レベルが比較的小さいTDMA等
のディジタル復調系のシステムで動作させる場合は緩衝
増幅器41を選択することで、総合雑音指数の要求の厳
しいディジタル復調系では受動バンドパスフィルタ8の
損失に起因する総合NFの劣化を招くことなくシステム
を構成できる。
等のシステムで動作させる場合は緩衝増幅器40を、A
MPSより妨害波入力レベルが比較的小さいTDMA等
のディジタル復調系のシステムで動作させる場合は緩衝
増幅器41を選択することで、総合雑音指数の要求の厳
しいディジタル復調系では受動バンドパスフィルタ8の
損失に起因する総合NFの劣化を招くことなくシステム
を構成できる。
【0035】以下の動作は実施の形態3と同一であるた
め説明は省略する。なお、増幅器44は固定利得とした
が、ダイナミックレンジを確保するためにベースバンド
からの指示に従う利得制御増幅器としてよいことはいう
までもない。
め説明は省略する。なお、増幅器44は固定利得とした
が、ダイナミックレンジを確保するためにベースバンド
からの指示に従う利得制御増幅器としてよいことはいう
までもない。
【0036】(実施の形態5)図5はアナログ・ディジ
タルデュアルモード携帯機におけるダブルコンバージョ
ン受信機のブロック結線図を示す。図5において1〜1
2の番号を付した構成要素は実施の形態1と、42〜4
5の番号を付した構成要素は実施の形態4と同一である
ため説明は省略する。50、51はそれぞれ利得切替機
能を有する緩衝増幅器である。
タルデュアルモード携帯機におけるダブルコンバージョ
ン受信機のブロック結線図を示す。図5において1〜1
2の番号を付した構成要素は実施の形態1と、42〜4
5の番号を付した構成要素は実施の形態4と同一である
ため説明は省略する。50、51はそれぞれ利得切替機
能を有する緩衝増幅器である。
【0037】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
緩衝増幅器50、51はベースバンドからの指示にした
がって強電界入力時に利得を下げることで入力ダイナミ
ックレンジを拡大することができる。利得は緩衝増幅器
50、51で独立に設定できるため互いに制限を受ける
ことなくそれぞれのシステムに最適な利得を設定でき
る。以下の動作は実施の形態4と同一であるため説明は
省略する。
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
緩衝増幅器50、51はベースバンドからの指示にした
がって強電界入力時に利得を下げることで入力ダイナミ
ックレンジを拡大することができる。利得は緩衝増幅器
50、51で独立に設定できるため互いに制限を受ける
ことなくそれぞれのシステムに最適な利得を設定でき
る。以下の動作は実施の形態4と同一であるため説明は
省略する。
【0038】(実施の形態6)図5はディジタル・アナ
ログデュアルモード携帯機におけるダブルコンバージョ
ン受信機のブロック結線図を示す。構成要素については
実施の形態5と同一であるため説明は省略する。
ログデュアルモード携帯機におけるダブルコンバージョ
ン受信機のブロック結線図を示す。構成要素については
実施の形態5と同一であるため説明は省略する。
【0039】以上のように構成されたダブルコンバージ
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
まず、待ち受け時はディジタル復調系においてもシステ
ムを緩衝増幅器50側に切り換える。受信電界強度をリ
ミッタアンプ12を用いたアナログRSSIにより測定
することで通常のI,Qディジタル振幅検出による方法
より高速に受信電界強度を測定できるため、待ち受け時
の受信動作時間を短縮して電界強度測定回数を増した
り、全体の待ち受け時間を増大することができる。
ョン受信機について、以下その動作について説明する。
まず、待ち受け時はディジタル復調系においてもシステ
ムを緩衝増幅器50側に切り換える。受信電界強度をリ
ミッタアンプ12を用いたアナログRSSIにより測定
することで通常のI,Qディジタル振幅検出による方法
より高速に受信電界強度を測定できるため、待ち受け時
の受信動作時間を短縮して電界強度測定回数を増した
り、全体の待ち受け時間を増大することができる。
【0040】以下の動作は実施の形態5と同一であるた
め説明は省略する。
め説明は省略する。
【0041】(実施の形態7)実施の形態1〜6で用い
たダブルコンバージョン受信機により無線機器を構成す
ることで無線機器全体の小型化を達成できる。
たダブルコンバージョン受信機により無線機器を構成す
ることで無線機器全体の小型化を達成できる。
【0042】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、第1及び
第2の中間周波数を有するダブルコンバージョン受信機
において、第1中間周波数で受動バンドパスフィルタに
よる2度の帯域制限を行うことにより、セラミックフィ
ルタのかわりに能動バンドパスフィルタの使用を可能と
し、ダブルコンバージョン受信機を小型化できるという
有利な効果が得られる。
第2の中間周波数を有するダブルコンバージョン受信機
において、第1中間周波数で受動バンドパスフィルタに
よる2度の帯域制限を行うことにより、セラミックフィ
ルタのかわりに能動バンドパスフィルタの使用を可能と
し、ダブルコンバージョン受信機を小型化できるという
有利な効果が得られる。
【図1】本発明の実施の形態1におけるダブルコンバー
ジョン受信機のブロック結線図
ジョン受信機のブロック結線図
【図2】本発明の実施の形態2におけるダブルコンバー
ジョン受信機のブロック結線図
ジョン受信機のブロック結線図
【図3】本発明の実施の形態3におけるダブルコンバー
ジョン受信機のブロック結線図
ジョン受信機のブロック結線図
【図4】本発明の実施の形態4におけるダブルコンバー
ジョン受信機のブロック結線図
ジョン受信機のブロック結線図
【図5】本発明の実施の形態5におけるダブルコンバー
ジョン受信機のブロック結線図
ジョン受信機のブロック結線図
【図6】従来のダブルコンバージョン受信機のブロック
結線図
結線図
【符号の説明】 1 アンテナ 2,4 受動バンドパスフィルタ 3 低雑音増幅器 5 ダウンミキサ 6 第一局部発振器 7,8 受動バンドパスフィルタ 9 ダウンミキサ 10,43 第二局部発振器 11 能動バンドパスフィルタ 12 リミッタアンプ 20,30,40,41 緩衝増幅器 42 ダウンミキサ 44 増幅器 45 能動ローパスフィルタ 50,51 緩衝増幅器 60 セラミックバンドパスフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 五十嵐 正利 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 矢吹 博幸 神奈川県川崎市多摩区東三田3丁目10番1 号 松下技研株式会社内 Fターム(参考) 5K020 DD01 DD11 DD15 FF04 HH13 MM01 MM02 MM04 MM05
Claims (7)
- 【請求項1】 第1及び第2の中間周波数を有するダブ
ルコンバージョン受信機において、第1の中間周波数に
帯域制限を行う第1及び第2の受動バンドパスフィルタ
を備え、第2の中間周波数に帯域制限を行う能動バンド
パスフィルタとを備えたことを特徴とするダブルコンバ
ージョン受信機。 - 【請求項2】 第1及び第2の受動バンドパスフィルタ
の各々の中間に緩衝増幅器を備えたことを特徴とする請
求項1記載のダブルコンバージョン受信機。 - 【請求項3】 緩衝増幅器に利得を持たせたことを特徴
とする請求項2記載のダブルコンバージョン受信機。 - 【請求項4】 入力を共通とした第1及び第2の緩衝増
幅器の一方の出力に第2の受動バンドパスフィルタを介
して第2のミキサを接続し、他方に第3のミキサを接続
し、相互に切り替え可能としたことを特徴とする請求項
2または3記載のダブルコンバージョン受信機。 - 【請求項5】 第1及び第2の緩衝増幅器にそれぞれ利
得切替機能を持たせたことを特徴とする請求項2ないし
4のいずれかに記載のダブルコンバージョン受信機。 - 【請求項6】 待ち受け時の受信電界強度測定を第2の
受動フィルタの後段において行うことを特徴とする請求
項2ないし5のいずれかに記載のダブルコンバージョン
受信機。 - 【請求項7】 請求項1ないし6のいずれかに記載のダ
ブルコンバージョン受信機を用いた無線機器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000194197A JP2002016521A (ja) | 2000-06-28 | 2000-06-28 | ダブルコンバージョン受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000194197A JP2002016521A (ja) | 2000-06-28 | 2000-06-28 | ダブルコンバージョン受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002016521A true JP2002016521A (ja) | 2002-01-18 |
Family
ID=18693065
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000194197A Pending JP2002016521A (ja) | 2000-06-28 | 2000-06-28 | ダブルコンバージョン受信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2002016521A (ja) |
-
2000
- 2000-06-28 JP JP2000194197A patent/JP2002016521A/ja active Pending
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