JP2001352791A - Control unit of synchronous motor and current control method thereof - Google Patents
Control unit of synchronous motor and current control method thereofInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機の制御
装置および同期電動機の電流制御方法に関し、詳しく
は、ｎ相交流により駆動する同期電動機の制御装置およ
びｎ相交流により駆動する同期電動機に印加する電流を
制御する電流制御方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a synchronous motor control device and a synchronous motor current control method, and more particularly, to a synchronous motor control device driven by n-phase alternating current and a synchronous motor driven by n-phase alternating current. The present invention relates to a current control method for controlling a current flowing.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、この種の同期電動機の制御装置と
しては、回転磁界において電気角１８０／ｎ度毎に主磁
束を発生している相の転移に起因するトルクリップルを
低減するものが提案されている。例えば、トルク指令値
を全体的に下げることによるものや各相の電機子捲線の
一部を重複させることにより相転移の際の磁束変動を抑
えることによるもの，回転子と固定子とのギャップ長を
調整することによるものなどがある。2. Description of the Related Art Conventionally, as a control device for a synchronous motor of this type, there has been proposed a control device for reducing a torque ripple caused by a phase transition in which a main magnetic flux is generated at every electrical angle of 180 / n degrees in a rotating magnetic field. Have been. For example, by reducing the torque command value as a whole, by suppressing the magnetic flux fluctuation at the time of phase transition by overlapping part of the armature windings of each phase, and by changing the gap length between the rotor and the stator. There is a thing by adjusting.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、こうし
た同期電動機の制御装置では、いずれもトルクリップル
を低減することに主眼がおかれ、トルクリップルは低減
できても機械的な出力を低下させたり、銅損などを増加
させて効率を低下させてしまう問題があった。However, in such a synchronous motor control device, the main focus is on reducing the torque ripple, and even if the torque ripple can be reduced, the mechanical output is reduced or the copper output is reduced. There is a problem that the efficiency is lowered by increasing the loss and the like.
【０００４】本発明の同期電動機の制御装置および同期
電動機の電流制御方法は、広い運転条件で同期電動機の
トルク変動を低減することを目的の一つとする。また、
本発明の同期電動機の制御装置および同期電動機の電流
制御方法は、トルク変動の低減に伴う銅損の増加を抑制
することを目的の一つとする。An object of the present invention is to reduce the torque fluctuation of a synchronous motor under a wide range of operating conditions. Also,
An object of the control device for a synchronous motor and the current control method for a synchronous motor of the present invention is to suppress an increase in copper loss due to a reduction in torque fluctuation.
【０００５】なお、出願人は、上述の課題の一部を解決
する手法として、電動機の回転角と電流値と電流位相と
に基づいて各相の電流波形を補正するものを提案してい
る（特願平７−１５５４３１号や特願平７−１５５４３
２号）。[0005] The applicant has proposed a method for solving a part of the above-mentioned problems, in which the current waveform of each phase is corrected based on the rotation angle of the motor, the current value, and the current phase ( Japanese Patent Application Nos. 7-155431 and 7-15543
No. 2).
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】本
発明の同期電動機の制御装置および同期電動機の電流制
御方法は、上述の目的の少なくとも一部を達成するため
に以下の手段を採った。Means for Solving the Problems and Their Functions and Effects The control device for a synchronous motor and the current control method for a synchronous motor according to the present invention employ the following means in order to achieve at least a part of the above object.
【０００７】本発明の同期電動機の制御装置は、ｎ相交
流により駆動する同期電動機の制御装置であって、前記
同期電動機の電流制御周波数の相数の偶数倍周波数に基
づいて電流補正係数を設定する電流補正係数設定手段
と、該設定された電流補正係数を用いて各相電流を補正
し、該補正された各相電流により前記同期電動機を駆動
する駆動制御手段とを備えることを要旨とする。A control device for a synchronous motor according to the present invention is a control device for a synchronous motor driven by an n-phase alternating current, wherein a current correction coefficient is set based on an even multiple of the number of phases of the current control frequency of the synchronous motor. And a drive control unit that corrects each phase current using the set current correction coefficient, and drives the synchronous motor with the corrected phase current. .
【０００８】この本発明の同期電動機の制御装置では、
同期電動機の電流制御周波数の相数の偶数倍周波数に基
づいて電流補正係数を設定し、この設定された電流補正
係数を用いて各相電流を補正して同期電動機を駆動す
る。同期電動機の電流制御周波数の相数の偶数倍周波数
に基づいて電流補正係数を設定するのは、正弦波の各相
電流としたときのトルク変動をフーリエ変換すると、相
数の偶数倍周波数におけるトルク変動成分が大きく現わ
れることに基づく。したがって、本発明の同期電動機の
制御装置によれば、同期電動機のトルク変動を低減する
ことができる。しかも、相数の偶数倍周波数に基づく電
流補正係数を用いて各相電流を補正するから、同期電動
機に印加する電流の実効値は変化せず、銅損の増加を伴
わない。In the control device for a synchronous motor according to the present invention,
A current correction coefficient is set based on an even multiple of the number of phases of the current control frequency of the synchronous motor, and each phase current is corrected using the set current correction coefficient to drive the synchronous motor. The current correction coefficient is set based on an even-numbered frequency of the number of phases of the current control frequency of the synchronous motor because the torque fluctuation when each phase current of the sine wave is used is Fourier-transformed. It is based on the fact that the fluctuation component appears largely. Therefore, according to the synchronous motor control device of the present invention, it is possible to reduce the torque fluctuation of the synchronous motor. In addition, since each phase current is corrected using a current correction coefficient based on an even multiple of the number of phases, the effective value of the current applied to the synchronous motor does not change and copper loss does not increase.
【０００９】こうした本発明の同期電動機の制御装置に
おいて、前記電流補正係数設定手段は、前記相数の偶数
倍周波数の正弦波関数として前記電流補正係数を設定す
る手段であるものとすることもできる。この際、前記電
流補正係数設定手段は、次式（１）により得られるＫを
前記電流補正係数として設定する手段であるものとする
こともできる。In the control device for a synchronous motor according to the present invention, the current correction coefficient setting means may be a means for setting the current correction coefficient as a sine wave function of an even-number frequency of the number of phases. . At this time, the current correction coefficient setting means may be means for setting K obtained by the following equation (1) as the current correction coefficient.
【００１０】[0010]
【数３】 (Equation 3)
【００１１】ここで、式（１）中「ｋ」は、各周波数の
電流補正割合を示す係数であり、同期電動機を正弦波電
流で制御したときのトルク変動波形をフーリエ変換する
ことにより算出される２ｉｎ次の成分の平均トルクに対
する割合の極性を反転させたものとして求めることがで
きる。また、「χ」は、各周波数の電流値を補正する位
相であり、同期電動機を正弦波電流で制御したときのト
ルク変動波形をフーリエ変換することにより算出される
２ｉｎ次の成分の位相として求めることができる。ま
た、「ｎ」は同期電動機の相数である。ここで、「ｍ」
は、１や２，３，４，５など種々の正整数の値とするこ
とができる。Here, "k" in the equation (1) is a coefficient indicating a current correction ratio of each frequency, and is calculated by performing a Fourier transform on a torque fluctuation waveform when the synchronous motor is controlled by a sine wave current. It can be obtained by reversing the polarity of the ratio of the 2 in order component to the average torque. “Χ” is a phase for correcting the current value of each frequency, and is obtained as a phase of a 2in-order component calculated by performing a Fourier transform on a torque fluctuation waveform when the synchronous motor is controlled by a sine wave current. be able to. “N” is the number of phases of the synchronous motor. Where "m"
Can be various positive integer values such as 1, 2, 3, 4, and 5.
【００１２】この式（１）を用いて電流補正係数を設定
する態様の本発明の同期電動機の制御装置において、前
記電流補正係数設定手段は、ｋ2inおよびχ2inを、所定
の運転条件で前記同期電動機が運転されたときの実測値
を用いて電流値と電流位相とによる補間式または回帰式
により演算する手段であるものとすることもできる。こ
うすれば、簡易な手法により精度よく同期電動機を制御
することができると共に制御装置の記憶容量を低減する
ことができる。In the control apparatus for a synchronous motor according to the present invention, in which the current correction coefficient is set by using the equation (1), the current correction coefficient setting means sets k 2in and χ 2in under predetermined operating conditions. Means may be a means for calculating by an interpolation formula or a regression formula based on the current value and the current phase using the actually measured value when the synchronous motor is operated. In this case, the synchronous motor can be accurately controlled by a simple method, and the storage capacity of the control device can be reduced.
【００１３】本発明の同期電動機の電流制御方法は、ｎ
相交流により駆動する同期電動機に印加する電流を制御
する電流制御方法であって、前記同期電動機の電流制御
周波数の相数の偶数倍周波数に基づいて電流補正係数を
設定し、該設定された電流補正係数を用いて各相電流を
補正して前記同期電動機に印加することを要旨とする。The current control method for a synchronous motor according to the present invention
A current control method for controlling a current applied to a synchronous motor driven by phase alternating current, wherein a current correction coefficient is set based on an even multiple of the number of phases of a current control frequency of the synchronous motor, and the set current is set. The gist is to correct each phase current using the correction coefficient and to apply the current to the synchronous motor.
【００１４】この本発明の同期電動機の電流制御方法に
よれば、同期電動機のトルク変動を低減することができ
る。しかも、相数の偶数倍周波数に基づく電流補正係数
を用いて各相電流を補正するから、同期電動機に印加す
る電流の実効値は変化せず、銅損の増加を伴わない。な
お、同期電動機の電流制御周波数の相数の偶数倍周波数
に基づいて電流補正係数を設定するのは、正弦波の各相
電流としたときのトルク変動をフーリエ変換すると、相
数の偶数倍周波数におけるトルク変動成分が大きく現わ
れることに基づく。According to the synchronous motor current control method of the present invention, the torque fluctuation of the synchronous motor can be reduced. In addition, since each phase current is corrected using a current correction coefficient based on an even multiple of the number of phases, the effective value of the current applied to the synchronous motor does not change and copper loss does not increase. The current correction coefficient is set based on the even-numbered frequency of the number of phases of the current control frequency of the synchronous motor. Is based on the fact that a large torque fluctuation component appears.
【００１５】こうした本発明の同期電動機の電流制御方
法において、上述の式（１）により得られるＫを前記電
流補正係数として設定するものとすることもできる。式
（１）中の「ｋ」や「χ」「ｎ」，「ｍ」については本
発明の同期電動機の制御装置の場合と同様である。この
態様の本発明の同期電動機の電流制御方法において、所
定の運転条件で前記同期電動機が運転されたときの実測
値を用いて電流値と電流位相とによる補間式または回帰
式により演算されるｋ2inおよびχ2inを用いるものとす
ることもできる。In the current control method for a synchronous motor according to the present invention, K obtained by the above equation (1) may be set as the current correction coefficient. “K”, “χ”, “n” and “m” in the equation (1) are the same as in the case of the synchronous motor control device of the present invention. In the synchronous motor current control method according to this aspect of the present invention, k is calculated by an interpolation formula or a regression formula based on a current value and a current phase using an actual measurement value when the synchronous motor is operated under predetermined operating conditions. 2in and χ2in may be used.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態を実施
例を用いて説明する。図１は本発明の一実施例であるモ
ータ制御装置２０の構成の概略をモータ１０と共に示す
構成図であり、図２は実施例のモータ制御装置２０によ
り制御されるモータ１０の構成の概略を示す構成図であ
る。実施例のモータ制御装置２０は、図１に示すよう
に、トルク指令値とモータ１０の回転速度とに基づいて
各相の正弦波電流の電流値Ｉ１と位相φ１とを演算する
基本電流演算部２２と、この演算された電流値Ｉ１と位
相φ１とを用いて電流補正割合ｋと電流補正位相χとを
演算し電流補正係数Ｋを演算する補正係数演算部２４
と、この電流補正係数Ｋにより補正された電流値Ｉ２と
位相φ２とからなる指令値と現在の電流値Ｉ３と位相φ
３との差分を用いてフィードバック制御による電圧指令
値をインバータ２８に出力するＰＩ制御部２６とを備え
る。Next, embodiments of the present invention will be described with reference to examples. FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of a motor control device 20 according to an embodiment of the present invention together with a motor 10. FIG. 2 is an outline of a configuration of the motor 10 controlled by the motor control device 20 of the embodiment. FIG. As shown in FIG. 1, the motor control device 20 of the embodiment includes a basic current calculation unit that calculates the current value I1 of each phase of the sine wave current and the phase φ1 based on the torque command value and the rotation speed of the motor 10. 22 and a correction coefficient calculator 24 that calculates a current correction coefficient K by calculating a current correction ratio k and a current correction phase χ using the calculated current value I1 and phase φ1.
A command value consisting of a current value I2 and a phase φ2 corrected by the current correction coefficient K, a current value I3 and a phase φ
And a PI control unit 26 that outputs a voltage command value by feedback control to the inverter 28 using the difference from the control signal 3.
【００１７】モータ１０は、図２に示すように、外周面
に４つの永久磁石１３が貼り付けられたロータ１２と、
１２個のティース１５に三相のコイル１６が巻回された
ステータ１４とを備える三相のＰＭ型同期電動機として
構成されており、インバータ２８からの擬似的な三相交
流がコイル１６に印加されることにより回転駆動する。
なお、モータ１０の回転軸にはその回転速度を演算する
ために用いる回転角度を検出する角度センサ１８が取り
付けられており、モータ１０のコイル１６の各相に接続
される電力ラインにはその電流値を検出する電流センサ
１９が取り付けられている。As shown in FIG. 2, the motor 10 includes a rotor 12 having four permanent magnets 13 attached to an outer peripheral surface thereof,
It is configured as a three-phase PM type synchronous motor including a stator 14 in which a three-phase coil 16 is wound around twelve teeth 15, and a pseudo three-phase AC from an inverter 28 is applied to the coil 16. To rotate.
An angle sensor 18 for detecting a rotation angle used for calculating a rotation speed of the motor 10 is attached to a rotation shaft of the motor 10, and a current line is connected to a power line connected to each phase of the coil 16 of the motor 10. A current sensor 19 for detecting a value is attached.
【００１８】モータ制御装置２０は、図１では、基本電
流演算部２２と補正係数演算部２４とＰＩ制御部２６と
からなるブロックとして記載したが、ハード構成として
はＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成さ
れており、マイクロプロセッサが備えるＲＯＭに記憶さ
れた処理プログラムをＣＰＵで実行することにより各部
を機能している。In FIG. 1, the motor control device 20 is described as a block including a basic current calculation unit 22, a correction coefficient calculation unit 24, and a PI control unit 26. Each unit functions by executing the processing program stored in the ROM included in the microprocessor by the CPU.
【００１９】補正係数演算部２４で演算される電流補正
係数Ｋは、上述の式（１）により設定される。式（１）
中、「ｋ」は、各周波数の電流補正割合ｋを示す係数で
あり、モータ１０を正弦波電流で制御したときのトルク
変動波形をフーリエ変換することにより算出される２ｉ
ｎ次の成分の平均トルクに対する割合で極性を反転させ
て求めたものである。ここで、「χ」は、各周波数の電
流値Ｉを補正する電流補正位相χであり、モータ１０を
正弦波電流で制御したときのトルク変動波形をフーリエ
変換することにより算出される２ｉｎ次の成分の位相と
して求めたものである。「ｎ」はモータ１０の相数であ
り、実施例では３である。「ｍ」は値１や２，３，４，
５など種々正整数の値とすることができる。The current correction coefficient K calculated by the correction coefficient calculation section 24 is set by the above equation (1). Equation (1)
Here, “k” is a coefficient indicating a current correction ratio k of each frequency, and is calculated by performing a Fourier transform on a torque fluctuation waveform when the motor 10 is controlled by a sine wave current 2i.
It is obtained by inverting the polarity by the ratio of the nth-order component to the average torque. Here, “χ” is a current correction phase す る for correcting the current value I of each frequency, and is a 2in-order current calculated by performing a Fourier transform on a torque fluctuation waveform when the motor 10 is controlled by the sine wave current. It is obtained as the phase of the component. “N” is the number of phases of the motor 10 and is 3 in the embodiment. "M" is the value 1 or 2, 3, 4,
Various positive integer values such as 5 can be used.
【００２０】こうした電流補正係数Ｋが上述の式（１）
により設定できる理由について具体例を挙げて説明す
る。いま、モータ１０を所定の電流値Ｉと位相φとから
なる正弦波電流により制御している場合を考える。この
状態のときのモータ１０のトルク変動波形をフーリエ変
換して得られる次数（変動周波数／制御周波数）とトル
ク変動成分との関係および次数と位相との関係は図３に
例示するようになる。トルク変動成分は、図示するよう
に、モータ１０の相数の偶数倍の次数、即ち６次や１２
次で大きな値を示す。したがって、このトルク変動成分
が大きな値を示す高調波を用いて電流補正係数Ｋを設定
すれば、モータ１０のトルク変動を低減することができ
る。この具体例に対して６次と１２次の高調波を用いて
電流補正係数Ｋを設定するものとすれば、電流補正係数
Ｋは次式（２）で示される。The current correction coefficient K is calculated by the above equation (1).
The reason why the setting can be performed will be described with a specific example. Now, consider a case where the motor 10 is controlled by a sine wave current including a predetermined current value I and a phase φ. FIG. 3 illustrates the relationship between the order (variation frequency / control frequency) and the torque variation component and the relationship between the order and the phase obtained by Fourier-transforming the torque variation waveform of the motor 10 in this state. As shown in the figure, the torque fluctuation component has an order of an even multiple of the number of phases of the motor 10, that is, a sixth order or a 12th order.
The following shows a large value. Therefore, if the current correction coefficient K is set using a harmonic having a large torque variation component, the torque variation of the motor 10 can be reduced. Assuming that the current correction coefficient K is set using the sixth and twelfth harmonics for this specific example, the current correction coefficient K is expressed by the following equation (2).
【００２１】 Ｋ＝１＋ｋ6・ｃｏｓ｛６（ωｔ＋χ6）｝ ＋ｋ12・ｃｏｓ｛１２（ωｔ＋χ12）｝ （２）K = 1 + k 6 · cos ｛6 (ωt + χ 6 )｝ + k 12 · cos ｛12 (ωt + χ 12 )｝ (2)
【００２２】ここで、係数ｋ6およびｋ12は、前述した
ように、６ｉ次のトルク変動成分の平均トルクに対する
割合を極性を反転させて求めたものであるから、図３か
らｋ 6＝−０．０８０，ｋ12＝−０．０５９となる。ま
た、χ6およびχ12は、６ｉ次のトルク変動成分の位相
であるから、図３からχ6＝５６．４，χ12＝２６．６
となり、これらを式（２）に代入すると、次式（３）が
得られる。Here, the coefficient k6And k12Was mentioned earlier
Thus, with respect to the average torque of the 6i-th order torque fluctuation component,
Since the ratio was obtained by reversing the polarity, FIG.
K 6= -0.080, k12= −0.059. Ma
Χ6And χ12Is the phase of the 6i-th order torque fluctuation component
Therefore, from FIG.6= 56.4, χ12= 26.6
Substituting these into equation (2) gives the following equation (3)
can get.
【００２３】 Ｋ＝１−０．０８０ｃｏｓ｛６（ωｔ＋５６．４）｝ −０．０５９ｃｏｓ｛１２（ωｔ＋２６．６）｝ （３）K = 1−0.080 cos {6 (ωt + 56.4)} − 0.059 cos {12 (ωt + 26.6)} (3)
【００２４】こうして得られた電流補正係数Ｋとロータ
回転位置との関係を図４に示し、所定の電流値Ｉと位相
φとからなる正弦波電流に電流補正係数Ｋを乗じれ得ら
れる各相電流の一例を図５に示す。なお、図５中、曲線
Ａは補正後の各相電流であり、曲線Ｂは正弦波電流であ
る。図からも解るように、電流補正係数Ｋを乗じて得ら
れる各相電流は、正弦波電流と同じ実効値であるから、
電流補正係数Ｋを用いることによって銅損を増加させる
ことはない。FIG. 4 shows the relationship between the thus obtained current correction coefficient K and the rotor rotational position. Each phase obtained by multiplying the sine wave current consisting of the predetermined current value I and the phase φ by the current correction coefficient K is shown in FIG. FIG. 5 shows an example of the current. In FIG. 5, a curve A represents each phase current after correction, and a curve B represents a sinusoidal current. As can be seen from the figure, since each phase current obtained by multiplying by the current correction coefficient K has the same effective value as the sine wave current,
The use of the current correction coefficient K does not increase the copper loss.
【００２５】図６に、電流補正係数Ｋを用いて補正した
各相電流によりモータ１０を制御したときのトルク変動
（曲線Ｃ）と、正弦波電流によりモータ１０を制御した
場合のトルク変動（曲線Ｄ）とを示す。図から解るよう
に、トルク変動幅は、正弦波電流によりモータ１０を制
御したときには２１．９％であったものが、電流補正係
数Ｋを用いて補正した各相電流によりモータ１０を制御
すると４．５％に低減されている。なお、トルク変動幅
は、平均トルクに対する実際のトルクの割合の変動幅と
して求めた。FIG. 6 shows the torque fluctuation (curve C) when the motor 10 is controlled by each phase current corrected using the current correction coefficient K and the torque fluctuation (curve C) when the motor 10 is controlled by a sine wave current. D). As can be seen from the figure, the torque fluctuation width was 21.9% when the motor 10 was controlled by the sinusoidal current, but when the motor 10 was controlled by the respective phase currents corrected using the current correction coefficient K, 4 0.5%. Note that the torque fluctuation width was obtained as a fluctuation width of the ratio of the actual torque to the average torque.
【００２６】実施例の補正係数演算部２４は、実測され
た複数のトルク変動割合およびトルク変動位相により導
き出した回帰式により各電流値Ｉおよび位相φに対応す
るｋ 6，ｋ12，χ6，χ12を求めている。これは、全ての
電流値Ｉおよびと位相φとに対応するｋ6，ｋ12，χ6，
χ12をマップとして記憶するものに比して補正係数演算
部２４の記憶容量を飛躍的に小さくするためである。次
式（４）にＫ6とを演算する回帰式の一例を示し、式
（５）にχ6を演算する回帰式の一例を示す。なお、式
（４）および式（５）中、α１〜α６，β１〜β６，γ
１〜γ６，δ１，δ２は、モータ１０の数点の運転条件
において測定したトルク変動割合およびトルク変動位相
により導き出した回帰係数である。The correction coefficient calculating section 24 of the embodiment measures
Derived from multiple torque fluctuation ratios and torque fluctuation phases
The current value I and the phase φ
K 6, K12, Χ6, Χ12Seeking. This is all
K corresponding to current value I and phase φ6, K12, Χ6,
χ12Compensation coefficient calculation compared with the one that stores
This is for dramatically reducing the storage capacity of the unit 24. Next
In equation (4), K6An example of a regression equation for calculating
(5)6An example of a regression equation for calculating is shown below. Note that the expression
In (4) and formula (5), α1 to α6, β1 to β6, γ
1 to γ6, δ1, δ2 are operating conditions of several points of the motor 10.
Fluctuation rate and torque fluctuation phase measured at
Is the regression coefficient derived by
【００２７】[0027]
【数４】 (Equation 4)
【００２８】図７はこの回帰式を用いて求めた電流補正
割合Ｋ6と実測したトルク変動割合との関係の一例を示
す説明図であり、図８は回帰式を用いて求めた電流補正
位相χ6と実測したトルク変動位相との関係の一例を示
す説明図である。図から解るように、電流補正割合Ｋ6
についての相関係数Ｒは０．９９７となり、電流補正位
相χ6についての相関係数Ｒは０．９８８となって、共
によく一致している。即ち、回帰式により求められる電
流補正割合Ｋや電流補正位相χにより十分に制御可能な
のが解る。FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of the relationship between the current correction ratio K 6 obtained using this regression equation and the actually measured torque fluctuation rate. FIG. 8 shows the current correction phase obtained using the regression equation. is an explanatory diagram showing an example of the relationship between torque fluctuation phase of actual measurement and chi 6. As can be seen from the figure, the current correction ratio K 6
The correlation coefficient for R becomes 0.997, the correlation coefficient R for the current correction phase chi 6 becomes 0.988, match together well. That is, it can be understood that the current can be sufficiently controlled by the current correction ratio K and the current correction phase χ obtained by the regression equation.
【００２９】図９に回帰式によりｋ6，ｋ12，χ6，χ12
を求めて得られる電流補正係数Ｋを用いて補正した各相
電流によりモータ１０を全運転条件で運転した際のトル
ク変動幅と、正弦波電流によりモータ１０を全運転条件
で運転した際のトルク変動幅との関係を示す。図示する
ように、電流補正係数Ｋを用いて補正した各相電流によ
り制御した場合のトルク変動幅は、正弦波電流により制
御した場合に対して５０％以下に低減している。FIG. 9 shows k 6 , k 12 , χ 6 , χ 12
, The torque fluctuation width when the motor 10 is operated under all operating conditions by the respective phase currents corrected using the current correction coefficient K obtained by the calculation, and the torque when the motor 10 is operated under all the operating conditions by the sine wave current. This shows the relationship with the fluctuation range. As shown in the figure, the torque fluctuation width when controlled by each phase current corrected using the current correction coefficient K is reduced to 50% or less as compared with the case where control is performed using a sine wave current.
【００３０】以上説明した実施例のモータ制御装置２０
によれば、式（１）に示される電流補正係数Ｋを用いて
各相電流を補正することにより、トルク変動を低減する
ことができる。しかも、電流補正係数Ｋにより補正した
各相電流の実効値は、補正しない正弦波電流と同じだか
ら、補正により銅損が増加することがない。また、実効
値が同じだから、出力の低下を伴うこともない。The motor control device 20 of the embodiment described above
According to the method, the torque fluctuation can be reduced by correcting each phase current using the current correction coefficient K shown in the equation (1). In addition, since the effective value of each phase current corrected by the current correction coefficient K is the same as the sine wave current that is not corrected, the correction does not increase the copper loss. Further, since the effective values are the same, the output does not decrease.
【００３１】また、実施例のモータ制御装置２０によれ
ば、補正係数演算部２４で回帰式や補間式を用いて電流
補正係数Ｋ6，ｋ12，電流補正位相χ6，χ12を求めて電
流補正係数Ｋを演算するから、補正係数演算部２４の記
憶容量を小さくすることができる。Further, according to the motor control device 20 of the embodiment, the correction coefficient calculation unit 24 obtains the current correction coefficients K 6 , k 12 and the current correction phases χ 6 , て12 using a regression equation or an interpolation equation. Since the current correction coefficient K is calculated, the storage capacity of the correction coefficient calculation unit 24 can be reduced.
【００３２】実施例のモータ制御装置２０では、回帰式
や補間式を用いて電流補正係数Ｋ6，ｋ12，電流補正位
相χ6，χ12を求めて電流補正係数Ｋを演算したが、実
験などにより求められる各電流値Ｉおよび位相φに対応
するｋ6，ｋ12，χ6，χ12をマップとして記憶し、電流
値Ｉと位相φとが与えられたときにマップから与えられ
た電流値Ｉと位相φとに対応するｋ6，ｋ12，χ6，χ12
を導出して電流補正係数Ｋを演算するものとしてもよ
い。In the motor control device 20 of the embodiment, the current correction coefficients K 6 and k 12 and the current correction phases χ 6 and χ 12 are obtained by using a regression equation or an interpolation equation to calculate the current correction coefficient K. And k 6 , k 12 , χ 6 , χ 12 corresponding to each current value I and the phase φ obtained as described above are stored as a map, and the current given from the map when the current value I and the phase φ are given K 6 , k 12 , χ 6 , χ 12 corresponding to the value I and the phase φ
May be derived to calculate the current correction coefficient K.
【００３３】実施例のモータ制御装置２０では、モータ
１０を三相交流同期電動機としたが、ｎ相交流同期電動
機に適用するものとしてもよい。また、実施例のモータ
制御装置２０における具体例の説明として「ｍ」を２と
した６次と１２次の高調波により電流補正係数Ｋを設定
するものとしたが、「ｍ」は３や４などのように如何な
る正整数の値としてもよい。In the motor control device 20 of the embodiment, the motor 10 is a three-phase AC synchronous motor, but may be applied to an n-phase AC synchronous motor. Further, as a specific example of the motor control device 20 of the embodiment, the current correction coefficient K is set by the sixth and twelfth harmonics where “m” is 2, but “m” is 3 or 4 The value may be any positive integer such as.
【００３４】以上、本発明の実施の形態について実施例
を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限
定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲
内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論であ
る。The embodiments of the present invention have been described with reference to the embodiments. However, the present invention is not limited to these embodiments, and various embodiments may be made without departing from the gist of the present invention. Of course, it can be carried out.
【図１】 本発明の一実施例であるモータ制御装置２０
の構成の概略をモータ１０と共に示す構成図である。FIG. 1 shows a motor control device 20 according to an embodiment of the present invention.
1 is a configuration diagram showing an outline of the configuration together with a motor 10. FIG.
【図２】 実施例のモータ制御装置２０により制御され
るモータ１０の構成の概略を示す構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram schematically illustrating a configuration of a motor 10 controlled by a motor control device 20 according to the embodiment.
【図３】 モータ１０を所定の電流値Ｉと位相φとから
なる正弦波電流により制御している際のトルク変動波形
をフーリエ変換して得られる次数とトルク変動成分との
関係および次数と位相との関係の一例を示す説明図であ
る。FIG. 3 shows a relationship between an order and a torque fluctuation component obtained by performing a Fourier transform on a torque fluctuation waveform when the motor 10 is controlled by a sine wave current having a predetermined current value I and a phase φ, and the order and phase. FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of the relationship with the following.
【図４】 電流補正係数Ｋとロータ回転位置との関係の
一例を示すグラフである。FIG. 4 is a graph showing an example of a relationship between a current correction coefficient K and a rotor rotation position.
【図５】 所定の電流値Ｉと位相φとからなる正弦波電
流に電流補正係数Ｋを乗じれ得られる各相電流の一例を
示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing an example of each phase current obtained by multiplying a sine wave current composed of a predetermined current value I and a phase φ by a current correction coefficient K;
【図６】 電流補正係数Ｋを用いて補正した各相電流に
よりモータ１０を制御したときのトルク変動と正弦波電
流によりモータ１０を制御した場合のトルク変動との一
例を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing an example of a torque fluctuation when the motor 10 is controlled by each phase current corrected using the current correction coefficient K and a torque fluctuation when the motor 10 is controlled by a sine wave current.
【図７】 回帰式を用いて演算した電流補正割合Ｋ6と
実測したトルク変動割合との関係の一例を示す説明図で
ある。FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of a relationship between a current correction ratio K 6 calculated using a regression equation and an actually measured torque fluctuation ratio.
【図８】 回帰式を用いて演算した電流補正位相χ6と
実測したトルク変動位相との関係の一例を示す説明図で
ある。FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example of a relationship between a current correction phase χ 6 calculated using a regression equation and an actually measured torque fluctuation phase.
【図９】 回帰式によりｋ6，ｋ12，χ6，χ12を求めて
得られる電流補正係数Ｋを用いて補正した各相電流によ
りモータ１０を全運転条件で運転した際のトルク変動幅
と、正弦波電流によりモータ１０を全運転条件で運転し
た際のトルク変動幅との関係の一例を示す説明図であ
る。FIG. 9 shows the torque fluctuation width when the motor 10 is operated under all operating conditions with each phase current corrected using the current correction coefficient K obtained by obtaining k 6 , k 12 , χ 6 , χ 12 by a regression equation. FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of a relationship between the motor 10 and a torque fluctuation width when the motor 10 is operated under all operating conditions by a sine wave current.
１０ モータ、１２ ロータ、１３ 永久磁石、１４
ステータ、１５ ティース、１６ コイル、１８ 角度
センサ、１９ 電流センサ、２０ モータ制御装置、２
２ 基本電流演算部、２４ 補正係数演算部、２６ Ｐ
Ｉ制御部、２８インバータ。10 motor, 12 rotor, 13 permanent magnet, 14
Stator, 15 teeth, 16 coils, 18 angle sensor, 19 current sensor, 20 motor control device, 2
2 Basic current calculator, 24 correction coefficient calculator, 26 P
I control unit, 28 inverters.
Claims (7)
御装置であって、 前記同期電動機の電流制御周波数の相数の偶数倍周波数
に基づいて電流補正係数を設定する電流補正係数設定手
段と、 該設定された電流補正係数を用いて各相電流を補正し、
該補正された各相電流により前記同期電動機を駆動する
駆動制御手段とを備える同期電動機の制御装置。1. A control device for a synchronous motor driven by an n-phase alternating current, comprising: a current correction coefficient setting means for setting a current correction coefficient based on an even multiple of the number of phases of a current control frequency of the synchronous motor; Each phase current is corrected using the set current correction coefficient,
Drive control means for driving the synchronous motor with the corrected phase currents.
の偶数倍周波数の正弦波関数として前記電流補正係数を
設定する手段である請求項１記載の同期電動機の制御装
置。2. The control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein said current correction coefficient setting means is means for setting said current correction coefficient as a sine wave function of an even multiple frequency of said phase number.
り得られるＫを前記電流補正係数として設定する手段で
ある請求項２記載の同期電動機の制御装置。 【数１】 3. The synchronous motor control device according to claim 2, wherein said current correction coefficient setting means sets K obtained by the following equation as said current correction coefficient. (Equation 1)
よびχ2inを、所定の運転条件で前記同期電動機が運転
されたときの実測値を用いて電流値と電流位相とによる
補間式または回帰式により演算する手段である請求項３
記載の同期電動機の制御装置。4. The current correction coefficient setting means calculates k 2in and χ 2in by interpolation or regression using a current value and a current phase using an actual measurement value when the synchronous motor is operated under predetermined operating conditions. 4. A means for calculating by an equation.
A control device for a synchronous motor as described in the above.
加する電流を制御する電流制御方法であって、 前記同期電動機の電流制御周波数の相数の偶数倍周波数
に基づいて電流補正係数を設定し、 該設定された電流補正係数を用いて各相電流を補正して
前記同期電動機に印加する同期電動機の電流制御方法。5. A current control method for controlling a current applied to a synchronous motor driven by an n-phase alternating current, wherein a current correction coefficient is set based on an even multiple of the number of phases of a current control frequency of the synchronous motor. A current control method for a synchronous motor, wherein each phase current is corrected using the set current correction coefficient and applied to the synchronous motor.
数として設定する請求項５記載の同期電動機の電流制御
方法。 【数２】 6. The current control method for a synchronous motor according to claim 5, wherein K obtained by the following equation is set as the current correction coefficient. (Equation 2)
されたときの実測値を用いて電流値と電流位相とによる
補間式または回帰式により演算されるｋ2inおよびχ2in
を用いる請求項６記載の同期電動機の電流制御方法。7. k 2in and χ 2in calculated by an interpolation formula or a regression formula based on a current value and a current phase using an actual measurement value when the synchronous motor is operated under predetermined operating conditions.
7. The current control method for a synchronous motor according to claim 6, wherein:
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- 2000-06-08 JP JP2000172387A patent/JP2001352791A/en active Pending
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