JP2001272453A - Ｇｐｓ信号の復調方法並びにｇｐｓ受信装置 - Google Patents
Ｇｐｓ信号の復調方法並びにｇｐｓ受信装置Info
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- JP2001272453A JP2001272453A JP2000087744A JP2000087744A JP2001272453A JP 2001272453 A JP2001272453 A JP 2001272453A JP 2000087744 A JP2000087744 A JP 2000087744A JP 2000087744 A JP2000087744 A JP 2000087744A JP 2001272453 A JP2001272453 A JP 2001272453A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】簡単な構成で受信信号のキャリア周波数の大き
な変化にも追従可能なＧＰＳ信号の復調方法並びにＧＰ
Ｓ受信装置を提供する。 【解決手段】コード成分が除去されて積算器５７1，５
７4で一定時間積算された同相信号ＩPS並びに直交信号
ＱPSの位相差θerrをキャリアループ弁別器５８ａで算
出し、この位相差θerrの傾き（微分値）ｄθerr／ｄｔ
からレプリカキャリアｆcaの周波数ずれを検知してキャ
リア用数値制御発振器５１を制御するための制御信号Ｎ
caを決定する演算回路１０を備える。位相差を検知して
周波数を合わせるだけでなく位相差と同時に周波数のず
れを監視することにより、基準周波数の揺らぎ等で生じ
るキャリア周波数の大きな変化に追随でき、キャリアル
ープのロック外れを防止することが可能となる。しか
も、従来構成に対して演算回路１０を追加するだけの簡
単な構成で実現できる。
な変化にも追従可能なＧＰＳ信号の復調方法並びにＧＰ
Ｓ受信装置を提供する。 【解決手段】コード成分が除去されて積算器５７1，５
７4で一定時間積算された同相信号ＩPS並びに直交信号
ＱPSの位相差θerrをキャリアループ弁別器５８ａで算
出し、この位相差θerrの傾き（微分値）ｄθerr／ｄｔ
からレプリカキャリアｆcaの周波数ずれを検知してキャ
リア用数値制御発振器５１を制御するための制御信号Ｎ
caを決定する演算回路１０を備える。位相差を検知して
周波数を合わせるだけでなく位相差と同時に周波数のず
れを監視することにより、基準周波数の揺らぎ等で生じ
るキャリア周波数の大きな変化に追随でき、キャリアル
ープのロック外れを防止することが可能となる。しか
も、従来構成に対して演算回路１０を追加するだけの簡
単な構成で実現できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＧＰＳ信号の復調
方法並びにＧＰＳ受信装置に関するものである。
方法並びにＧＰＳ受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のＧＰＳ受信装置では、受信信号に
含まれる各ＧＰＳ衛星固有の疑似雑音符号に同期した符
号（コード）を発生させてスペクトル逆拡散を行ったの
ち、受信信号の搬送波（キャリア）に同期したキャリア
を再生してＧＰＳ衛星からの航法データを復調する。Ｇ
ＰＳ衛星からの電波を捕捉するには、ＧＰＳ受信装置内
で発生させたキャリアの複製信号（レプリカ）と目的と
するＧＰＳ衛星のコードを用いて、キャリアのレプリカ
の周波数とコードの位相を順次変えながら、ＧＰＳ衛星
からの信号との相関の大きさを探索することにより、目
的とするＧＰＳ衛星の電波を捕捉する。目的とするＧＰ
Ｓ衛星の電波を一旦捕捉した後は、受信信号とＧＰＳ受
信装置内で発生させたキャリアのレプリカとの位相差を
監視し、キャリア用の数値制御発振器を制御することに
よりキャリアの同期追跡を行う。キャリアの同期追跡
は、コスタス・ループ（Costas 1oop）などの位相差を
検知して周波数を合わせるＰＬＬ（Phase Locked Loo
p）が用いられ、コードの同期追跡にはＤＬＬ（De1ey
Lock Loop）が用いられている。
含まれる各ＧＰＳ衛星固有の疑似雑音符号に同期した符
号（コード）を発生させてスペクトル逆拡散を行ったの
ち、受信信号の搬送波（キャリア）に同期したキャリア
を再生してＧＰＳ衛星からの航法データを復調する。Ｇ
ＰＳ衛星からの電波を捕捉するには、ＧＰＳ受信装置内
で発生させたキャリアの複製信号（レプリカ）と目的と
するＧＰＳ衛星のコードを用いて、キャリアのレプリカ
の周波数とコードの位相を順次変えながら、ＧＰＳ衛星
からの信号との相関の大きさを探索することにより、目
的とするＧＰＳ衛星の電波を捕捉する。目的とするＧＰ
Ｓ衛星の電波を一旦捕捉した後は、受信信号とＧＰＳ受
信装置内で発生させたキャリアのレプリカとの位相差を
監視し、キャリア用の数値制御発振器を制御することに
よりキャリアの同期追跡を行う。キャリアの同期追跡
は、コスタス・ループ（Costas 1oop）などの位相差を
検知して周波数を合わせるＰＬＬ（Phase Locked Loo
p）が用いられ、コードの同期追跡にはＤＬＬ（De1ey
Lock Loop）が用いられている。
【０００３】以下、図８及び図９を参照して、従来のＧ
ＰＳ受信装置の構成と動作について説明する。なお、図
８はＧＰＳ受信装置の全体ブロックを示し、図９はＲＦ
回路によって受信信号をＩＦ（中間周波数）信号に変換
し、さらにそのＩＦ信号をアナログ−デジタル変換（２
値化）した後のデジタルＩＦ信号を処理する、各ＧＰＳ
衛星に対応したチャネル毎の受信信号処理ブロックを示
している。また、図１０は受信信号処理ブロックの出力
に基づいてコード同期追跡並びにキャリア同期追跡を行
う信号処理回路のブロック図である。
ＰＳ受信装置の構成と動作について説明する。なお、図
８はＧＰＳ受信装置の全体ブロックを示し、図９はＲＦ
回路によって受信信号をＩＦ（中間周波数）信号に変換
し、さらにそのＩＦ信号をアナログ−デジタル変換（２
値化）した後のデジタルＩＦ信号を処理する、各ＧＰＳ
衛星に対応したチャネル毎の受信信号処理ブロックを示
している。また、図１０は受信信号処理ブロックの出力
に基づいてコード同期追跡並びにキャリア同期追跡を行
う信号処理回路のブロック図である。
【０００４】図８に示すようにアンテナ１の受信信号は
ＲＦ回路２に供給され、ＲＦ回路２において受信信号が
中間周波（ＩＦ）信号に周波数変換（ダウンコンバー
ト）される。すなわち、ＲＦ回路２は、アンテナ１から
の受信信号を増幅する信号増幅器２ａと、基準周波数信
号を発生する基準周波数発生器２ｂと、基準周波数信号
に基づいて信号増幅器２ａで増幅された受信信号をＩＦ
信号に周波数変換する周波数変換器２ｃとで構成され
る。そして、ＲＦ回路２から出力されるアナログのＩＦ
信号はアナログ／デジタル信号変換器３において２値化
されてデジタルのＩＦ信号に変換され、複数のＧＰＳ衛
星に対応した受信チャネル毎に受信信号処理ブロック５
ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）で信号処理される。なお、デジタルＩ
Ｆ信号は自動利得制御器４にも供給されており、自動利
得制御器４ではデジタルＩＦ信号に応じて周波数変換器
２ｃにおける利得を適切な値に制御している。
ＲＦ回路２に供給され、ＲＦ回路２において受信信号が
中間周波（ＩＦ）信号に周波数変換（ダウンコンバー
ト）される。すなわち、ＲＦ回路２は、アンテナ１から
の受信信号を増幅する信号増幅器２ａと、基準周波数信
号を発生する基準周波数発生器２ｂと、基準周波数信号
に基づいて信号増幅器２ａで増幅された受信信号をＩＦ
信号に周波数変換する周波数変換器２ｃとで構成され
る。そして、ＲＦ回路２から出力されるアナログのＩＦ
信号はアナログ／デジタル信号変換器３において２値化
されてデジタルのＩＦ信号に変換され、複数のＧＰＳ衛
星に対応した受信チャネル毎に受信信号処理ブロック５
ｉ（ｉ＝１〜Ｎ）で信号処理される。なお、デジタルＩ
Ｆ信号は自動利得制御器４にも供給されており、自動利
得制御器４ではデジタルＩＦ信号に応じて周波数変換器
２ｃにおける利得を適切な値に制御している。
【０００５】受信信号処理ブロック５ｉは、図９に示す
ようにキャリアの複製信号（以下、「レプリカキャリ
ア」と呼ぶ）ｆcaを発生するキャリア用数値制御発振器
５１と、デジタルＩＦ信号をレプリカキャリアｆcaによ
り互いに位相が９０°異なる同相信号Ｉ並びに直交信号
Ｑに直交周波数変換する直交周波数変換器５２と、クロ
ック信号ｆcdを発生するコード用数値制御発振器５３
と、クロック信号ｆcdから受信しようとするＧＰＳ衛星
の疑似雑音符号と一致するコードを合成するコード合成
回路５４と、クロック信号ｆcd並びにコード合成回路５
４で合成されたコードのデータが入力され、受信信号に
含まれるコード成分に同期させるPrompt信号（Ｐ信
号）、Ｐ信号に対して２分の１チップ位相の進んだEarl
y信号（Ｅ信号）及びＰ信号に対して２分の１チップ位
相の遅れたLate信号（Ｌ信号）をそれぞれ出力する３ビ
ットのシフトレジスタ５５と、Ｐ，Ｅ，Ｌの各信号と同
相信号Ｉ並びに直交信号Ｑとの排他的論理和を演算する
ＥＸＯＲ回路５６1〜５６6と、各ＥＸＯＲ回路５６1〜
５６6で排他的論理和を演算することによりコード成分
が除去された同相信号ＩP，ＩE，ＩL並びに直交信号
ＱP，ＱE，ＱLを一定時間（例えば、コードの１周期の
長さである１ミリ秒）だけ積算してダンプする積算器５
７1〜５７6とを備える。なお、直交周波数変換器５２
は、レプリカキャリアｆcaをサイン成分（０°位相成
分）及びコサイン成分（９０°移動成分）に分離する分
離回路５２ａ，５２ｂと、各分離回路５２ａ，５２ｂか
ら出力されるレプリカキャリアｆcaのサイン成分及びコ
サイン成分とデジタルＩＦ信号の排他的論理和を各々演
算して同相信号Ｉ並びに直交信号Ｑを得るＥＸＯＲ回路
５２ｃ，５２ｄとで構成される。
ようにキャリアの複製信号（以下、「レプリカキャリ
ア」と呼ぶ）ｆcaを発生するキャリア用数値制御発振器
５１と、デジタルＩＦ信号をレプリカキャリアｆcaによ
り互いに位相が９０°異なる同相信号Ｉ並びに直交信号
Ｑに直交周波数変換する直交周波数変換器５２と、クロ
ック信号ｆcdを発生するコード用数値制御発振器５３
と、クロック信号ｆcdから受信しようとするＧＰＳ衛星
の疑似雑音符号と一致するコードを合成するコード合成
回路５４と、クロック信号ｆcd並びにコード合成回路５
４で合成されたコードのデータが入力され、受信信号に
含まれるコード成分に同期させるPrompt信号（Ｐ信
号）、Ｐ信号に対して２分の１チップ位相の進んだEarl
y信号（Ｅ信号）及びＰ信号に対して２分の１チップ位
相の遅れたLate信号（Ｌ信号）をそれぞれ出力する３ビ
ットのシフトレジスタ５５と、Ｐ，Ｅ，Ｌの各信号と同
相信号Ｉ並びに直交信号Ｑとの排他的論理和を演算する
ＥＸＯＲ回路５６1〜５６6と、各ＥＸＯＲ回路５６1〜
５６6で排他的論理和を演算することによりコード成分
が除去された同相信号ＩP，ＩE，ＩL並びに直交信号
ＱP，ＱE，ＱLを一定時間（例えば、コードの１周期の
長さである１ミリ秒）だけ積算してダンプする積算器５
７1〜５７6とを備える。なお、直交周波数変換器５２
は、レプリカキャリアｆcaをサイン成分（０°位相成
分）及びコサイン成分（９０°移動成分）に分離する分
離回路５２ａ，５２ｂと、各分離回路５２ａ，５２ｂか
ら出力されるレプリカキャリアｆcaのサイン成分及びコ
サイン成分とデジタルＩＦ信号の排他的論理和を各々演
算して同相信号Ｉ並びに直交信号Ｑを得るＥＸＯＲ回路
５２ｃ，５２ｄとで構成される。
【０００６】また、信号処理回路５８はＣＰＵを主構成
とし、各積算器５７1〜５７6からダンプされる信号
ＩPS，ＩES，ＩLS並びにＱPS，ＱES，ＱLSに基づいてコ
ードの位相を順次変えるための制御信号Ｎcdをコード用
数値制御発振器５３に出力するとともに、レプリカキャ
リアｆcaの周波数を順次変えるための制御信号Ｎcaをキ
ャリア用数値制御発振器５１に出力するものである。更
に詳しく説明すると、この信号処理回路５８では、図１
０に示すように積算器５７1，５７4から出力される信号
ＩPS及びＱPSから（ＩPS 2＋ＱPS 2）又は｜ＩPS｜＋｜Ｑ
PS｜などの受信信号の強度を表す値並びに受信信号のキ
ャリアとレプリカキャリアｆcaとの位相差がキャリアル
ープ弁別器５８ａによって求められ、求められた値にキ
ャリアループフィルタ５８ｂにおいてループフィルタの
演算が施され、その結果に基づいてレプリカキャリアｆ
caを受信信号のキャリアに追従させるための制御信号Ｎ
caがキャリア用数値制御発振器５１に出力される。同時
に信号処理回路５８では、エンベロープ検知回路５８ｃ
にて積算器５７2，５７5から出力される信号ＩES及びＱ
ESのエンベロープが検知され、その検知結果が積算器５
８ｄで一定時間積算された信号ＥSと、エンベロープ検
知回路５８ｅにて積算器５７3，５７6から出力される信
号ＩLS及びＱLSのエンベロープが検知され、その検知結
果が積算器５８ｆで一定時間積算された信号ＬSとの差
分から受信信号のコード成分に対するＰ信号の位相差を
求める計算がコードループ弁別器５８ｇにて行なわれ、
この位相差にコードループフィルタ５８ｈにおいてルー
プフィルタの演算が施され、その演算結果とスケールフ
ァクタ部５８ｉで求められるスケールファクタに基づい
てＰ信号の位相を受信信号のコード成分に追従させるた
めの制御信号Ｎcdがコード用数値制御発振器５３に出力
される。
とし、各積算器５７1〜５７6からダンプされる信号
ＩPS，ＩES，ＩLS並びにＱPS，ＱES，ＱLSに基づいてコ
ードの位相を順次変えるための制御信号Ｎcdをコード用
数値制御発振器５３に出力するとともに、レプリカキャ
リアｆcaの周波数を順次変えるための制御信号Ｎcaをキ
ャリア用数値制御発振器５１に出力するものである。更
に詳しく説明すると、この信号処理回路５８では、図１
０に示すように積算器５７1，５７4から出力される信号
ＩPS及びＱPSから（ＩPS 2＋ＱPS 2）又は｜ＩPS｜＋｜Ｑ
PS｜などの受信信号の強度を表す値並びに受信信号のキ
ャリアとレプリカキャリアｆcaとの位相差がキャリアル
ープ弁別器５８ａによって求められ、求められた値にキ
ャリアループフィルタ５８ｂにおいてループフィルタの
演算が施され、その結果に基づいてレプリカキャリアｆ
caを受信信号のキャリアに追従させるための制御信号Ｎ
caがキャリア用数値制御発振器５１に出力される。同時
に信号処理回路５８では、エンベロープ検知回路５８ｃ
にて積算器５７2，５７5から出力される信号ＩES及びＱ
ESのエンベロープが検知され、その検知結果が積算器５
８ｄで一定時間積算された信号ＥSと、エンベロープ検
知回路５８ｅにて積算器５７3，５７6から出力される信
号ＩLS及びＱLSのエンベロープが検知され、その検知結
果が積算器５８ｆで一定時間積算された信号ＬSとの差
分から受信信号のコード成分に対するＰ信号の位相差を
求める計算がコードループ弁別器５８ｇにて行なわれ、
この位相差にコードループフィルタ５８ｈにおいてルー
プフィルタの演算が施され、その演算結果とスケールフ
ァクタ部５８ｉで求められるスケールファクタに基づい
てＰ信号の位相を受信信号のコード成分に追従させるた
めの制御信号Ｎcdがコード用数値制御発振器５３に出力
される。
【０００７】上記構成のＧＰＳ受信装置でＧＰＳ衛星の
電波を捕捉する場合、信号処理回路５８は、レプリカキ
ャリアｆcaの周波数とコード（Ｐ信号）の位相を順次変
えながら、キャリアループ弁別器５８ａによって求めら
れる受信信号の強度を表す値が所定の閾値を超えたとき
に目的とするＧＰＳ衛星の電波を捕捉したものとみな
し、衛星電波のサーチを終了する。以降はＤＬＬによる
コードの同期追跡と、キャリアループ弁別器５２ａで求
められる位相誤差（レプリカキャリアｆcaと受信信号の
キャリアとの位相のずれ）を監視することによるコスタ
スループでの同期追跡に移行する。
電波を捕捉する場合、信号処理回路５８は、レプリカキ
ャリアｆcaの周波数とコード（Ｐ信号）の位相を順次変
えながら、キャリアループ弁別器５８ａによって求めら
れる受信信号の強度を表す値が所定の閾値を超えたとき
に目的とするＧＰＳ衛星の電波を捕捉したものとみな
し、衛星電波のサーチを終了する。以降はＤＬＬによる
コードの同期追跡と、キャリアループ弁別器５２ａで求
められる位相誤差（レプリカキャリアｆcaと受信信号の
キャリアとの位相のずれ）を監視することによるコスタ
スループでの同期追跡に移行する。
【０００８】なお、信号処理回路５８で復調されたＧＰ
Ｓ衛星の航法データから、例えば図８に示すようにナビ
ゲーション信号処理回路６において現在位置が測位さ
れ、測位された結果（位置情報）がモニタ装置等のユー
ザインタフェース部７に表示される。
Ｓ衛星の航法データから、例えば図８に示すようにナビ
ゲーション信号処理回路６において現在位置が測位さ
れ、測位された結果（位置情報）がモニタ装置等のユー
ザインタフェース部７に表示される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述のように２つの信
号の位相差を検知して両信号の周波数を合わせるキャリ
アループとして、よく用いられているものに上記コスタ
スループがあるが、コスタスループの弁別器では位相差
しか監視していないため、例えばＲＦ回路２の基準周波
数発生器２ｂで生成される基準周波数のゆらぎや、受信
信号が建物からの反射等で大きく変動した場合等に生じ
るキャリア周波数の大きな変化に追随することができな
い。さらに、一旦ループのロックが外れると、ＧＰＳ衛
星の捕捉からやり直さなければならず、再度位置情報を
計算し、ユーザに現在位置を知らせるまでに長時間を費
やしてしまうという問題があった。
号の位相差を検知して両信号の周波数を合わせるキャリ
アループとして、よく用いられているものに上記コスタ
スループがあるが、コスタスループの弁別器では位相差
しか監視していないため、例えばＲＦ回路２の基準周波
数発生器２ｂで生成される基準周波数のゆらぎや、受信
信号が建物からの反射等で大きく変動した場合等に生じ
るキャリア周波数の大きな変化に追随することができな
い。さらに、一旦ループのロックが外れると、ＧＰＳ衛
星の捕捉からやり直さなければならず、再度位置情報を
計算し、ユーザに現在位置を知らせるまでに長時間を費
やしてしまうという問題があった。
【００１０】本発明は上記問題に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、簡単な構成で受信信号
のキャリア周波数の大きな変化にも追従可能なＧＰＳ信
号の復調方法並びにＧＰＳ受信装置を提供することにあ
る。
あり、その目的とするところは、簡単な構成で受信信号
のキャリア周波数の大きな変化にも追従可能なＧＰＳ信
号の復調方法並びにＧＰＳ受信装置を提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、ＧＰＳ衛星から受信した受信信
号から航法データを復調するＧＰＳ信号の復調方法であ
って、受信信号のキャリア成分に周波数を可変としたレ
プリカキャリアを同期させる際に、受信信号のキャリア
成分とレプリカキャリアの周波数との位相差の傾きを所
定時間毎に算出し、この傾きの絶対値を小さくするよう
にレプリカキャリアの周波数を可変させることを特徴と
し、受信信号のキャリア成分とレプリカキャリアの位相
差を検知して両者の周波数を合わせるだけでなく、位相
差と同時に位相差の傾きで表される周波数のずれを監視
してレプリカキャリアの周波数を受信信号のキャリア成
分の周波数に合わせるため、中間周波信号に変換するた
めの基準周波数の揺らぎや、受信信号が建物からの反射
等で大きく変動した場合などに生じるキャリア周波数の
大きな変化に追随することができ、キャリアループのロ
ック外れを防止することが可能となり、これによりＧＰ
Ｓ衛星の再捕捉のために長時問を費やしてしまうという
問題を防ぐことができる。
目的を達成するために、ＧＰＳ衛星から受信した受信信
号から航法データを復調するＧＰＳ信号の復調方法であ
って、受信信号のキャリア成分に周波数を可変としたレ
プリカキャリアを同期させる際に、受信信号のキャリア
成分とレプリカキャリアの周波数との位相差の傾きを所
定時間毎に算出し、この傾きの絶対値を小さくするよう
にレプリカキャリアの周波数を可変させることを特徴と
し、受信信号のキャリア成分とレプリカキャリアの位相
差を検知して両者の周波数を合わせるだけでなく、位相
差と同時に位相差の傾きで表される周波数のずれを監視
してレプリカキャリアの周波数を受信信号のキャリア成
分の周波数に合わせるため、中間周波信号に変換するた
めの基準周波数の揺らぎや、受信信号が建物からの反射
等で大きく変動した場合などに生じるキャリア周波数の
大きな変化に追随することができ、キャリアループのロ
ック外れを防止することが可能となり、これによりＧＰ
Ｓ衛星の再捕捉のために長時問を費やしてしまうという
問題を防ぐことができる。
【００１２】請求項２の発明は、上記目的を達成するた
めに、ＧＰＳ衛星から受信した受信信号から航法データ
を復調するＧＰＳ受信装置において、アンテナで受信し
たＧＰＳ信号を中間周波信号に変換する中間周波変換手
段と、アナログの中間周波信号を２値化してデジタル中
間周波信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
レプリカキャリアを発生するキャリア用数値制御発振器
と、デジタル中間周波信号をレプリカキャリアにより同
相信号並びに直交信号に直交周波数変換する直交周波数
変換器と、受信信号に含まれる各ＧＰＳ衛星に固有の疑
似雑音符号に同期したコードを発生させるコード同期手
段と、コード同期がとれた状態で同相信号と直交信号の
単位時間毎の位相差を算出するとともに所定期間毎に位
相差の傾きを算出し、位相差の傾きの絶対値を小さくす
るようにレプリカキャリアの周波数を変えるための制御
信号を生成してキャリア用数値制御発振器を制御する制
御手段とを備えたことを特徴とし、受信信号のキャリア
成分とレプリカキャリアの位相差を検知して両者の周波
数を合わせるだけでなく、位相差と同時に位相差の傾き
で表される周波数のずれを監視してレプリカキャリアの
周波数を受信信号のキャリア成分の周波数に合わせるた
め、中間周波信号に変換するための基準周波数の揺らぎ
や、受信信号が建物からの反射等で大きく変動した場合
などに生じるキャリア周波数の大きな変化に追随するこ
とができ、キャリアループのロック外れを防止すること
が可能となり、これによりＧＰＳ衛星の再捕捉のために
長時問を費やしてしまうという問題を防ぐことができ、
しかも、従来構成に対して僅かな回路を追加するだけの
簡単な回路構成で実現できる。
めに、ＧＰＳ衛星から受信した受信信号から航法データ
を復調するＧＰＳ受信装置において、アンテナで受信し
たＧＰＳ信号を中間周波信号に変換する中間周波変換手
段と、アナログの中間周波信号を２値化してデジタル中
間周波信号に変換するアナログ／デジタル変換手段と、
レプリカキャリアを発生するキャリア用数値制御発振器
と、デジタル中間周波信号をレプリカキャリアにより同
相信号並びに直交信号に直交周波数変換する直交周波数
変換器と、受信信号に含まれる各ＧＰＳ衛星に固有の疑
似雑音符号に同期したコードを発生させるコード同期手
段と、コード同期がとれた状態で同相信号と直交信号の
単位時間毎の位相差を算出するとともに所定期間毎に位
相差の傾きを算出し、位相差の傾きの絶対値を小さくす
るようにレプリカキャリアの周波数を変えるための制御
信号を生成してキャリア用数値制御発振器を制御する制
御手段とを備えたことを特徴とし、受信信号のキャリア
成分とレプリカキャリアの位相差を検知して両者の周波
数を合わせるだけでなく、位相差と同時に位相差の傾き
で表される周波数のずれを監視してレプリカキャリアの
周波数を受信信号のキャリア成分の周波数に合わせるた
め、中間周波信号に変換するための基準周波数の揺らぎ
や、受信信号が建物からの反射等で大きく変動した場合
などに生じるキャリア周波数の大きな変化に追随するこ
とができ、キャリアループのロック外れを防止すること
が可能となり、これによりＧＰＳ衛星の再捕捉のために
長時問を費やしてしまうという問題を防ぐことができ、
しかも、従来構成に対して僅かな回路を追加するだけの
簡単な回路構成で実現できる。
【００１３】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、所定時間分のデジタル中間周波信号を格納するメモ
リを備え、制御手段はメモリに格納されたデジタル中間
周波信号のデータから制御信号を生成してなることを特
徴とし、リアルタイムでレプリカキャリアの周波数と位
相をデジタル中間周波信号のキャリア成分の周波数と位
相に合わせ込むよりも速く、受信信号のキャリア成分と
の同期をとることができ、しかも、最初にメモリに格納
されたデジタル中間周波信号から全ての受信信号を航法
データとして復調することができ、この結果、位置情報
を出力するまでの時間を短縮することが可能となる。
て、所定時間分のデジタル中間周波信号を格納するメモ
リを備え、制御手段はメモリに格納されたデジタル中間
周波信号のデータから制御信号を生成してなることを特
徴とし、リアルタイムでレプリカキャリアの周波数と位
相をデジタル中間周波信号のキャリア成分の周波数と位
相に合わせ込むよりも速く、受信信号のキャリア成分と
の同期をとることができ、しかも、最初にメモリに格納
されたデジタル中間周波信号から全ての受信信号を航法
データとして復調することができ、この結果、位置情報
を出力するまでの時間を短縮することが可能となる。
【００１４】請求項４の発明は、請求項２又は３の発明
において、制御手段は、単位時間毎に算出する位相差の
データのうちで前後の位相差のデータとの変化量が所定
値以上である位相差のデータを除去して傾き及び平均値
を算出することを特徴とし、適切な位相差の傾きを算出
することができ、結果としてより速くキャリア同期をと
ることが可能となる。
において、制御手段は、単位時間毎に算出する位相差の
データのうちで前後の位相差のデータとの変化量が所定
値以上である位相差のデータを除去して傾き及び平均値
を算出することを特徴とし、適切な位相差の傾きを算出
することができ、結果としてより速くキャリア同期をと
ることが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】（実施形態１）本発明の実施形態
１における要部のブロック図を図１に示す。但し、本発
明の特徴であるキャリアの同期追跡を行うための構成以
外、すなわちコードの同期追跡を行うための構成等は図
８〜図１０に示した従来例と共通であるから図示並びに
説明を省略する。また、本実施形態の構成のうちで上記
従来例と共通する部分には同一の符号を付して説明を省
略する。
１における要部のブロック図を図１に示す。但し、本発
明の特徴であるキャリアの同期追跡を行うための構成以
外、すなわちコードの同期追跡を行うための構成等は図
８〜図１０に示した従来例と共通であるから図示並びに
説明を省略する。また、本実施形態の構成のうちで上記
従来例と共通する部分には同一の符号を付して説明を省
略する。
【００１６】本実施形態は、コード成分が除去されて積
算器５７1，５７4で一定時間積算された同相信号ＩPS並
びに直交信号ＱPSを図２に示すように直交座標軸上にプ
ロットしたときの角度（同相信号ＩPSと直交信号ＱPSの
位相差）θerrをキャリアループ弁別器５８ａで算出
し、この位相差θerrの傾き（微分値）ｄθerr／ｄｔか
らレプリカキャリアｆcaの周波数ずれを検知してキャリ
ア用数値制御発振器５１を制御するための制御信号Ｎca
を決定する演算回路１０を備えた点に特徴がある。な
お、演算回路１０は従来例における信号処理回路５８を
構成するＣＰＵにて実現される。
算器５７1，５７4で一定時間積算された同相信号ＩPS並
びに直交信号ＱPSを図２に示すように直交座標軸上にプ
ロットしたときの角度（同相信号ＩPSと直交信号ＱPSの
位相差）θerrをキャリアループ弁別器５８ａで算出
し、この位相差θerrの傾き（微分値）ｄθerr／ｄｔか
らレプリカキャリアｆcaの周波数ずれを検知してキャリ
ア用数値制御発振器５１を制御するための制御信号Ｎca
を決定する演算回路１０を備えた点に特徴がある。な
お、演算回路１０は従来例における信号処理回路５８を
構成するＣＰＵにて実現される。
【００１７】図示しないＲＦ回路２で受信信号の周波数
を中間周波数（ＩＦ）に変換（ダウンコンバート）しア
ナログ／デジタル信号変換器３で２値化したデジタルＩ
Ｆ信号と、電波を捕捉した状態でキャリア用数値制御発
振器５１で発生したレプリカキャリアｆcaが分離回路５
２ａ，５２ｂにより分離されたレプリカキャリアｆcaの
サイン成分及びコサイン成分とに対して、ＥＸＯＲ回路
５２ｃ，５２ｄにて排他的論理和の演算が施され、デジ
タルＩＦ信号が同相信号Ｉ並びに直交信号Ｑに直交周波
数変換される。このとき、レプリカキャリアｆcaとデジ
タルＩＦ信号のキャリア成分との周波数及び位相が完全
に一致していればデジタルＩＦ信号からキャリア成分が
取り除かれるが、ＧＰＳ衛星からの電波を捕捉した段階
ではキャリア同期がとれていないためにキャリア成分が
除去できていない。
を中間周波数（ＩＦ）に変換（ダウンコンバート）しア
ナログ／デジタル信号変換器３で２値化したデジタルＩ
Ｆ信号と、電波を捕捉した状態でキャリア用数値制御発
振器５１で発生したレプリカキャリアｆcaが分離回路５
２ａ，５２ｂにより分離されたレプリカキャリアｆcaの
サイン成分及びコサイン成分とに対して、ＥＸＯＲ回路
５２ｃ，５２ｄにて排他的論理和の演算が施され、デジ
タルＩＦ信号が同相信号Ｉ並びに直交信号Ｑに直交周波
数変換される。このとき、レプリカキャリアｆcaとデジ
タルＩＦ信号のキャリア成分との周波数及び位相が完全
に一致していればデジタルＩＦ信号からキャリア成分が
取り除かれるが、ＧＰＳ衛星からの電波を捕捉した段階
ではキャリア同期がとれていないためにキャリア成分が
除去できていない。
【００１８】そして、ＥＸＯＲ回路５６1，５６4におい
て、コード成分に同期させるためのＰ信号と同相信号Ｉ
並びに直交信号Ｑとの排他的論理和を演算することによ
りコード成分が除去され、コード成分除去後の同相信号
ＩP並びに直交信号ＱPが積算器５７1，５７4にて一定時
間（例えば、コードの１周期の長さである１ミリ秒）だ
け積算された信号ＩPS並びにＱPSがダンプされる。な
お、上記積算時間は１ミリ秒に限定されるものではな
く、これより長い又は短い時間であってもよい。
て、コード成分に同期させるためのＰ信号と同相信号Ｉ
並びに直交信号Ｑとの排他的論理和を演算することによ
りコード成分が除去され、コード成分除去後の同相信号
ＩP並びに直交信号ＱPが積算器５７1，５７4にて一定時
間（例えば、コードの１周期の長さである１ミリ秒）だ
け積算された信号ＩPS並びにＱPSがダンプされる。な
お、上記積算時間は１ミリ秒に限定されるものではな
く、これより長い又は短い時間であってもよい。
【００１９】そして、キャリアループ弁別器５８ａにお
いて、一定時間積算された同相信号ＩPS並びに直交信号
ＱPSの位相差θerrが計算されるが、キャリア同期とコ
ード同期がともにとれていた場合、上記直交信号ＱPS＝
０となるので位相差θerr＝０となる。そこで、演算回
路１０にて位相差θerrの傾き（微分値）ｄθerr／ｄｔ
を監視し、この傾きｄθerr／ｄｔを小さく（ゼロとす
る）ようにキャリア用数値制御発振器５１に対する制御
信号Ｎcaを決定し、キャリア用数値制御発振器５１から
レプリカキャリアｆcaを発生させるものである。
いて、一定時間積算された同相信号ＩPS並びに直交信号
ＱPSの位相差θerrが計算されるが、キャリア同期とコ
ード同期がともにとれていた場合、上記直交信号ＱPS＝
０となるので位相差θerr＝０となる。そこで、演算回
路１０にて位相差θerrの傾き（微分値）ｄθerr／ｄｔ
を監視し、この傾きｄθerr／ｄｔを小さく（ゼロとす
る）ようにキャリア用数値制御発振器５１に対する制御
信号Ｎcaを決定し、キャリア用数値制御発振器５１から
レプリカキャリアｆcaを発生させるものである。
【００２０】次に、ＧＰＳ衛星からの電波を捕捉した
後、コード同期がとれた状態での演算回路１０の動作
を、図３のフローチャートを参照して詳細に説明する。
後、コード同期がとれた状態での演算回路１０の動作
を、図３のフローチャートを参照して詳細に説明する。
【００２１】まず、演算回路１０はキャリアループ弁別
器５８ａから１ミリ秒毎に所定期間（例えば、１０ミリ
秒間）だけ位相差θerrを読み込む（Ｓ１）。但し、上
記所定期間は１０ミリ秒間に限定されるものではなく、
これよりも長い又は短い時間であってもよい。そして、
演算回路１０においては、上記所定期間の位相差θerr
の平均値と傾きｄθerr／ｄｔを計算し（Ｓ２）、求め
た傾きｄθerr／ｄｔの絶対値を所定の閾値ωthと比較
する（Ｓ３）。演算回路１０では、傾きｄθerr／ｄｔ
の絶対値が閾値ωthよりも大きければ、レプリカキャリ
アｆcaの周波数がデジタルＩＦ信号のキャリアの周波数
と一致していないと判断し、傾きｄθerr／ｄｔの絶対
値に相当する制御信号の補正値ΔＮcaを出力する（Ｓ
４）。そして、演算回路１０から出力された補正値ΔＮ
caに加算器１１によりバイアス値が加算され、信号処理
回路５８により制御信号Ｎcaの値が計算されてＮcaの値
が変更されることで新しいレプリカキャリアｆcaがキャ
リア用数値制御発振器５１から発生する（Ｓ５）。な
お、制御信号Ｎcaのバイアス値はそのシステムに依存す
るものであり、システムにより不必要ならばバイアス値
を加算しなくてもかまわない。
器５８ａから１ミリ秒毎に所定期間（例えば、１０ミリ
秒間）だけ位相差θerrを読み込む（Ｓ１）。但し、上
記所定期間は１０ミリ秒間に限定されるものではなく、
これよりも長い又は短い時間であってもよい。そして、
演算回路１０においては、上記所定期間の位相差θerr
の平均値と傾きｄθerr／ｄｔを計算し（Ｓ２）、求め
た傾きｄθerr／ｄｔの絶対値を所定の閾値ωthと比較
する（Ｓ３）。演算回路１０では、傾きｄθerr／ｄｔ
の絶対値が閾値ωthよりも大きければ、レプリカキャリ
アｆcaの周波数がデジタルＩＦ信号のキャリアの周波数
と一致していないと判断し、傾きｄθerr／ｄｔの絶対
値に相当する制御信号の補正値ΔＮcaを出力する（Ｓ
４）。そして、演算回路１０から出力された補正値ΔＮ
caに加算器１１によりバイアス値が加算され、信号処理
回路５８により制御信号Ｎcaの値が計算されてＮcaの値
が変更されることで新しいレプリカキャリアｆcaがキャ
リア用数値制御発振器５１から発生する（Ｓ５）。な
お、制御信号Ｎcaのバイアス値はそのシステムに依存す
るものであり、システムにより不必要ならばバイアス値
を加算しなくてもかまわない。
【００２２】そして、新たなレプリカキャリアｆcaによ
るデジタルＩＦ信号の直交周波数変換並びにコード成分
の除去の操作が行われ、位相差θerrの傾きｄθerr／ｄ
ｔの絶対値が閾値ωth以下になるまで上記処理（Ｓ１〜
Ｓ５）が繰り返される。
るデジタルＩＦ信号の直交周波数変換並びにコード成分
の除去の操作が行われ、位相差θerrの傾きｄθerr／ｄ
ｔの絶対値が閾値ωth以下になるまで上記処理（Ｓ１〜
Ｓ５）が繰り返される。
【００２３】一方、位相差θerrの傾きｄθerr／ｄｔの
絶対値が閾値ωth以下となれば、演算回路１０ではレプ
リカキャリアｆcaの周波数がデジタルＩＦ信号のキャリ
アの周波数と一致したと判断し（Ｓ６）、そのときの補
正値△Ｎcaの値を初期値△ＮcaOとして記憶する（Ｓ
７）。
絶対値が閾値ωth以下となれば、演算回路１０ではレプ
リカキャリアｆcaの周波数がデジタルＩＦ信号のキャリ
アの周波数と一致したと判断し（Ｓ６）、そのときの補
正値△Ｎcaの値を初期値△ＮcaOとして記憶する（Ｓ
７）。
【００２４】ここで、制御信号Ｎcaは位相差θerrの傾
きｄθerr／ｄｔの関数であり、レプリカキャリアｆca
が制御信号Ｎcaの関数であることから、図４に示すよう
に上記傾きｄθerr／ｄｔがゼロになったときの制御信
号Ｎcaの値Ｎca0をキャリア用数値制御発振器５１に与
えたときにレプリカキャリアｆcaの周波数がデジタルＩ
Ｆ信号のキャリア成分の周波数に一致させることができ
る。
きｄθerr／ｄｔの関数であり、レプリカキャリアｆca
が制御信号Ｎcaの関数であることから、図４に示すよう
に上記傾きｄθerr／ｄｔがゼロになったときの制御信
号Ｎcaの値Ｎca0をキャリア用数値制御発振器５１に与
えたときにレプリカキャリアｆcaの周波数がデジタルＩ
Ｆ信号のキャリア成分の周波数に一致させることができ
る。
【００２５】そして、演算回路１０は位相差θerrの平
均値の絶対値｜Σθerr｜／１０と所定の基準値θthと
を比較し（Ｓ８）、上記平均値の絶対値｜Σθerr｜／
１０が基準値θthよりも大きい場合にはレプリカキャリ
アｆcaの位相がデジタルＩＦ信号のキャリアの位相と一
致していないと判断して位相を一致させるように補正値
ΔＮcaの値を前後させる。すなわち、演算回路１０では
図５に示すように、位相差θerrの平均値Σθerr／１０
の符号と大きさ（絶対値）に応じて必要な時間分だけ補
正値△Ｎcaとして△ＮcaO±αを出力することでレプリ
カキャリアｆcaの周波数を前後させ、レプリカキャリア
ｆcaの位相をデジタルＩＦ信号のキャリア成分と一致さ
せるように補正する（Ｓ９）。この補正完了後、演算回
路１０は補正値△Ｎcaを初期値△Ｎca0に戻し（Ｓ１
０）、再度所定期間だけ位相差θerrを読み込むととも
に位相差θerrの平均値Σθerr／１０を求める（Ｓ１
１）。そして、平均値Σθerr／１０が基準値θth以下
になれば、レプリカキャリアｆcaの位相がデジタルＩＦ
信号のキャリアの位相と一致したと判断し（Ｓ８）、そ
のときの補正値△Ｎca0を記憶し（Ｓ１２）、レプリカ
キャリアｆcaの周波数と位相を保持する。その後は、位
相差θerrの傾きと平均値を監視することで受信信号の
周波数や位相に変動が生じているか否かを検知してキャ
リア同期を追跡する。
均値の絶対値｜Σθerr｜／１０と所定の基準値θthと
を比較し（Ｓ８）、上記平均値の絶対値｜Σθerr｜／
１０が基準値θthよりも大きい場合にはレプリカキャリ
アｆcaの位相がデジタルＩＦ信号のキャリアの位相と一
致していないと判断して位相を一致させるように補正値
ΔＮcaの値を前後させる。すなわち、演算回路１０では
図５に示すように、位相差θerrの平均値Σθerr／１０
の符号と大きさ（絶対値）に応じて必要な時間分だけ補
正値△Ｎcaとして△ＮcaO±αを出力することでレプリ
カキャリアｆcaの周波数を前後させ、レプリカキャリア
ｆcaの位相をデジタルＩＦ信号のキャリア成分と一致さ
せるように補正する（Ｓ９）。この補正完了後、演算回
路１０は補正値△Ｎcaを初期値△Ｎca0に戻し（Ｓ１
０）、再度所定期間だけ位相差θerrを読み込むととも
に位相差θerrの平均値Σθerr／１０を求める（Ｓ１
１）。そして、平均値Σθerr／１０が基準値θth以下
になれば、レプリカキャリアｆcaの位相がデジタルＩＦ
信号のキャリアの位相と一致したと判断し（Ｓ８）、そ
のときの補正値△Ｎca0を記憶し（Ｓ１２）、レプリカ
キャリアｆcaの周波数と位相を保持する。その後は、位
相差θerrの傾きと平均値を監視することで受信信号の
周波数や位相に変動が生じているか否かを検知してキャ
リア同期を追跡する。
【００２６】上述のように本実施形態では、ＧＰＳ受信
信号のキャリア同期追跡において、位相差を検知して周
波数を合わせるだけでなく位相差と同時に周波数のずれ
を監視することにより、ＲＦ回路２の基準周波数発生器
２ｂで生成される基準周波数の揺らぎや、受信信号が建
物からの反射等で大きく変動した場合などに生じるキャ
リア周波数の大きな変化に追随できるようになり、キャ
リアループのロック外れを防止することが可能となる。
これによりＧＰＳ衛星の再捕捉のために長時問を費やし
てしまうという問題を防ぐことができる。しかも、従来
構成に対して演算回路１０を追加するだけの簡単な構成
で実現できるという利点がある。
信号のキャリア同期追跡において、位相差を検知して周
波数を合わせるだけでなく位相差と同時に周波数のずれ
を監視することにより、ＲＦ回路２の基準周波数発生器
２ｂで生成される基準周波数の揺らぎや、受信信号が建
物からの反射等で大きく変動した場合などに生じるキャ
リア周波数の大きな変化に追随できるようになり、キャ
リアループのロック外れを防止することが可能となる。
これによりＧＰＳ衛星の再捕捉のために長時問を費やし
てしまうという問題を防ぐことができる。しかも、従来
構成に対して演算回路１０を追加するだけの簡単な構成
で実現できるという利点がある。
【００２７】（実施形態２）本実施形態は図６に示すよ
うに、受信信号をＲＦ回路２でダウンコンバートしアナ
ログ／デジタル信号変換器３で２値化したデジタルＩＦ
信号を所定期間分だけ記憶可能なメモリ１２を受信信号
処理ブロック５に備えた点が実施形態１と異なるが、そ
れ以外の構成は実施形態１と共通である。よって、共通
する構成については同一の符号を付して説明を省略し、
本実施形態の特徴となる構成並びに動作についてのみ説
明する。
うに、受信信号をＲＦ回路２でダウンコンバートしアナ
ログ／デジタル信号変換器３で２値化したデジタルＩＦ
信号を所定期間分だけ記憶可能なメモリ１２を受信信号
処理ブロック５に備えた点が実施形態１と異なるが、そ
れ以外の構成は実施形態１と共通である。よって、共通
する構成については同一の符号を付して説明を省略し、
本実施形態の特徴となる構成並びに動作についてのみ説
明する。
【００２８】ところで実施形態１においては、演算回路
１０がキャリアループ弁別器５８ａから１ミリ秒毎に所
定期間（例えば、１０ミリ秒間）だけ位相差θerrを読
み込んで位相差θerrの傾きｄθerr／ｄｔを求めて閾値
ｗthと比較し、傾きの絶対値が閾値ｗthよりも大きけれ
ば、制御信号Ｎcaを変更してレプリカキャリアｆcaの周
波数を変え、その次の１０ミリ秒間で再度位相差θerr
の傾きｄθerr／ｄｔの程度を判定している。
１０がキャリアループ弁別器５８ａから１ミリ秒毎に所
定期間（例えば、１０ミリ秒間）だけ位相差θerrを読
み込んで位相差θerrの傾きｄθerr／ｄｔを求めて閾値
ｗthと比較し、傾きの絶対値が閾値ｗthよりも大きけれ
ば、制御信号Ｎcaを変更してレプリカキャリアｆcaの周
波数を変え、その次の１０ミリ秒間で再度位相差θerr
の傾きｄθerr／ｄｔの程度を判定している。
【００２９】これに対して本実施形態では、受信信号処
理部ロック５に設けたメモリ１２に所定時間（例えば、
１００ミリ秒）分だけ格納されたデジタルＩＦ信号のデ
ータのうち、最初の１０ミリ秒間のデータを用いて実施
形態１で説明した手順によりレプリカキャリアｆcaの周
波数及び位相をデジタルＩＦ信号のキャリア成分の周波
数及び位相に合わせ込むのであるが、２回目以降の位相
差θerrの傾きｄθerr／ｄｔの算出にはメモリ１２に格
納されたデータを用いる。したがって、デジタルＩＦ信
号のデータを一旦メモリ１２に格納することにより、最
初の１０ミリ秒間のデータを何度でも使用することがで
き、ＧＰＳ衛星の捕捉時にもメモリ１２に格納したデー
タを用い、レプリカキャリアｆcaの周波数とコードの位
相を順次変えていくことで、例えば、ＩPS 2＋ＱPS 2が一
定値以上になるキャリア用及びコード用数値制御発振器
５１，５３の制御信号Ｎca，Ｎcdを探すことができる。
また、一旦キャリア同期がとれた後に周波数が変動した
場合でも、変動がみられた時点のデジタルＩＦ信号のデ
ータを利用してレプリカキャリアｆcaの周波数と位相を
受信信号に合わせ込むことが可能である。これにより、
受信したＧＰＳ信号をすべて航法データとして復調する
ことが可能となる。なお、メモリ１２に格納されるデジ
タルＩＦ信号は１００ミリ秒間分に限定されるものでは
なく、これよりも長い又は短い時間であってもよい。
理部ロック５に設けたメモリ１２に所定時間（例えば、
１００ミリ秒）分だけ格納されたデジタルＩＦ信号のデ
ータのうち、最初の１０ミリ秒間のデータを用いて実施
形態１で説明した手順によりレプリカキャリアｆcaの周
波数及び位相をデジタルＩＦ信号のキャリア成分の周波
数及び位相に合わせ込むのであるが、２回目以降の位相
差θerrの傾きｄθerr／ｄｔの算出にはメモリ１２に格
納されたデータを用いる。したがって、デジタルＩＦ信
号のデータを一旦メモリ１２に格納することにより、最
初の１０ミリ秒間のデータを何度でも使用することがで
き、ＧＰＳ衛星の捕捉時にもメモリ１２に格納したデー
タを用い、レプリカキャリアｆcaの周波数とコードの位
相を順次変えていくことで、例えば、ＩPS 2＋ＱPS 2が一
定値以上になるキャリア用及びコード用数値制御発振器
５１，５３の制御信号Ｎca，Ｎcdを探すことができる。
また、一旦キャリア同期がとれた後に周波数が変動した
場合でも、変動がみられた時点のデジタルＩＦ信号のデ
ータを利用してレプリカキャリアｆcaの周波数と位相を
受信信号に合わせ込むことが可能である。これにより、
受信したＧＰＳ信号をすべて航法データとして復調する
ことが可能となる。なお、メモリ１２に格納されるデジ
タルＩＦ信号は１００ミリ秒間分に限定されるものでは
なく、これよりも長い又は短い時間であってもよい。
【００３０】上述のように本実施形態によれば、実施形
態１のようにリアルタイムでレプリカキャリアｆcaの周
波数と位相をデジタルＩＦ信号のキャリア成分の周波数
と位相に合わせ込むよりも速く、受信信号のキャリア成
分との同期をとることができ、しかも、最初にメモリ１
２に格納された受信信号（デジタルＩＦ信号）から全て
の受信信号を航法データとして復調することができ、こ
の結果、位置情報を出力するまでの時間を短縮すること
が可能となる。
態１のようにリアルタイムでレプリカキャリアｆcaの周
波数と位相をデジタルＩＦ信号のキャリア成分の周波数
と位相に合わせ込むよりも速く、受信信号のキャリア成
分との同期をとることができ、しかも、最初にメモリ１
２に格納された受信信号（デジタルＩＦ信号）から全て
の受信信号を航法データとして復調することができ、こ
の結果、位置情報を出力するまでの時間を短縮すること
が可能となる。
【００３１】ところで実施形態１又は実施形態２におい
て、演算回路１０により位相差θerrの傾きｄθerr／ｄ
ｔを計算する際に、図７（ａ）に示すように１０ミリ秒
間の位相差θerr1〜θerr10のデータに大きく値の異な
るデータが含まれている場合、このようなデータを含め
て傾きｄθerr／ｄｔや平均値Σθerr／１０を算出する
と誤差が大きくなってしまったり、傾きｄθerr／ｄｔ
が算出できなくなる虞がある。そこで、直前並びに直後
のデータとの変化分Δθerrが所定値θｒよりも大きい
データ、例えば図７（ａ）においてΔθerr3＞θｒ且つ
Δθerr4＞θｒとなるθerr3のデータを除去して傾きｄ
θerr／ｄｔ並びに平均値Σθerr／１０を算出するよう
にすれば、図７（ｂ）に示すように適切な位相差θerr
の傾きｄθerr／ｄｔや平均値Σθerr／１０を算出する
ことができ、結果としてより速くキャリア同期をとるこ
とが可能となる。
て、演算回路１０により位相差θerrの傾きｄθerr／ｄ
ｔを計算する際に、図７（ａ）に示すように１０ミリ秒
間の位相差θerr1〜θerr10のデータに大きく値の異な
るデータが含まれている場合、このようなデータを含め
て傾きｄθerr／ｄｔや平均値Σθerr／１０を算出する
と誤差が大きくなってしまったり、傾きｄθerr／ｄｔ
が算出できなくなる虞がある。そこで、直前並びに直後
のデータとの変化分Δθerrが所定値θｒよりも大きい
データ、例えば図７（ａ）においてΔθerr3＞θｒ且つ
Δθerr4＞θｒとなるθerr3のデータを除去して傾きｄ
θerr／ｄｔ並びに平均値Σθerr／１０を算出するよう
にすれば、図７（ｂ）に示すように適切な位相差θerr
の傾きｄθerr／ｄｔや平均値Σθerr／１０を算出する
ことができ、結果としてより速くキャリア同期をとるこ
とが可能となる。
【００３２】
【発明の効果】請求項１の発明は、ＧＰＳ衛星から受信
した受信信号から航法データを復調するＧＰＳ信号の復
調方法であって、受信信号のキャリア成分に周波数を可
変としたレプリカキャリアを同期させる際に、受信信号
のキャリア成分とレプリカキャリアの周波数との位相差
の傾きを所定時間毎に算出し、この傾きの絶対値を小さ
くするようにレプリカキャリアの周波数を可変させるの
で、受信信号のキャリア成分とレプリカキャリアの位相
差を検知して両者の周波数を合わせるだけでなく、位相
差と同時に位相差の傾きで表される周波数のずれを監視
してレプリカキャリアの周波数を受信信号のキャリア成
分の周波数に合わせるため、中間周波信号に変換するた
めの基準周波数の揺らぎや、受信信号が建物からの反射
等で大きく変動した場合などに生じるキャリア周波数の
大きな変化に追随することができ、キャリアループのロ
ック外れを防止することが可能となり、これによりＧＰ
Ｓ衛星の再捕捉のために長時問を費やしてしまうという
問題を防ぐことができるという効果がある。
した受信信号から航法データを復調するＧＰＳ信号の復
調方法であって、受信信号のキャリア成分に周波数を可
変としたレプリカキャリアを同期させる際に、受信信号
のキャリア成分とレプリカキャリアの周波数との位相差
の傾きを所定時間毎に算出し、この傾きの絶対値を小さ
くするようにレプリカキャリアの周波数を可変させるの
で、受信信号のキャリア成分とレプリカキャリアの位相
差を検知して両者の周波数を合わせるだけでなく、位相
差と同時に位相差の傾きで表される周波数のずれを監視
してレプリカキャリアの周波数を受信信号のキャリア成
分の周波数に合わせるため、中間周波信号に変換するた
めの基準周波数の揺らぎや、受信信号が建物からの反射
等で大きく変動した場合などに生じるキャリア周波数の
大きな変化に追随することができ、キャリアループのロ
ック外れを防止することが可能となり、これによりＧＰ
Ｓ衛星の再捕捉のために長時問を費やしてしまうという
問題を防ぐことができるという効果がある。
【００３３】請求項２の発明は、ＧＰＳ衛星から受信し
た受信信号から航法データを復調するＧＰＳ受信装置に
おいて、アンテナで受信したＧＰＳ信号を中間周波信号
に変換する中間周波変換手段と、アナログの中間周波信
号を２値化してデジタル中間周波信号に変換するアナロ
グ／デジタル変換手段と、レプリカキャリアを発生する
キャリア用数値制御発振器と、デジタル中間周波信号を
レプリカキャリアにより同相信号並びに直交信号に直交
周波数変換する直交周波数変換器と、受信信号に含まれ
る各ＧＰＳ衛星に固有の疑似雑音符号に同期したコード
を発生させるコード同期手段と、コード同期がとれた状
態で同相信号と直交信号の単位時間毎の位相差を算出す
るとともに所定期間毎に位相差の傾きを算出し、位相差
の傾きの絶対値を小さくするようにレプリカキャリアの
周波数を変えるための制御信号を生成してキャリア用数
値制御発振器を制御する制御手段とを備えたので、受信
信号のキャリア成分とレプリカキャリアの位相差を検知
して両者の周波数を合わせるだけでなく、位相差と同時
に位相差の傾きで表される周波数のずれを監視してレプ
リカキャリアの周波数を受信信号のキャリア成分の周波
数に合わせるため、中間周波信号に変換するための基準
周波数の揺らぎや、受信信号が建物からの反射等で大き
く変動した場合などに生じるキャリア周波数の大きな変
化に追随することができ、キャリアループのロック外れ
を防止することが可能となり、これによりＧＰＳ衛星の
再捕捉のために長時問を費やしてしまうという問題を防
ぐことができ、しかも、従来構成に対して僅かな回路を
追加するだけの簡単な回路構成で実現できるという効果
がある。
た受信信号から航法データを復調するＧＰＳ受信装置に
おいて、アンテナで受信したＧＰＳ信号を中間周波信号
に変換する中間周波変換手段と、アナログの中間周波信
号を２値化してデジタル中間周波信号に変換するアナロ
グ／デジタル変換手段と、レプリカキャリアを発生する
キャリア用数値制御発振器と、デジタル中間周波信号を
レプリカキャリアにより同相信号並びに直交信号に直交
周波数変換する直交周波数変換器と、受信信号に含まれ
る各ＧＰＳ衛星に固有の疑似雑音符号に同期したコード
を発生させるコード同期手段と、コード同期がとれた状
態で同相信号と直交信号の単位時間毎の位相差を算出す
るとともに所定期間毎に位相差の傾きを算出し、位相差
の傾きの絶対値を小さくするようにレプリカキャリアの
周波数を変えるための制御信号を生成してキャリア用数
値制御発振器を制御する制御手段とを備えたので、受信
信号のキャリア成分とレプリカキャリアの位相差を検知
して両者の周波数を合わせるだけでなく、位相差と同時
に位相差の傾きで表される周波数のずれを監視してレプ
リカキャリアの周波数を受信信号のキャリア成分の周波
数に合わせるため、中間周波信号に変換するための基準
周波数の揺らぎや、受信信号が建物からの反射等で大き
く変動した場合などに生じるキャリア周波数の大きな変
化に追随することができ、キャリアループのロック外れ
を防止することが可能となり、これによりＧＰＳ衛星の
再捕捉のために長時問を費やしてしまうという問題を防
ぐことができ、しかも、従来構成に対して僅かな回路を
追加するだけの簡単な回路構成で実現できるという効果
がある。
【００３４】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、所定時間分のデジタル中間周波信号を格納するメモ
リを備え、制御手段はメモリに格納されたデジタル中間
周波信号のデータから制御信号を生成してなるので、リ
アルタイムでレプリカキャリアの周波数と位相をデジタ
ル中間周波信号のキャリア成分の周波数と位相に合わせ
込むよりも速く、受信信号のキャリア成分との同期をと
ることができ、しかも、最初にメモリに格納されたデジ
タル中間周波信号から全ての受信信号を航法データとし
て復調することができ、この結果、位置情報を出力する
までの時間を短縮することが可能となるという効果があ
る。
て、所定時間分のデジタル中間周波信号を格納するメモ
リを備え、制御手段はメモリに格納されたデジタル中間
周波信号のデータから制御信号を生成してなるので、リ
アルタイムでレプリカキャリアの周波数と位相をデジタ
ル中間周波信号のキャリア成分の周波数と位相に合わせ
込むよりも速く、受信信号のキャリア成分との同期をと
ることができ、しかも、最初にメモリに格納されたデジ
タル中間周波信号から全ての受信信号を航法データとし
て復調することができ、この結果、位置情報を出力する
までの時間を短縮することが可能となるという効果があ
る。
【００３５】請求項４の発明は、請求項２又は３の発明
において、制御手段は、単位時間毎に算出する位相差の
データのうちで前後の位相差のデータとの変化量が所定
値以上である位相差のデータを除去して傾き及び平均値
を算出するので、適切な位相差の傾きを算出することが
でき、結果としてより速くキャリア同期をとることが可
能となるという効果がある。
において、制御手段は、単位時間毎に算出する位相差の
データのうちで前後の位相差のデータとの変化量が所定
値以上である位相差のデータを除去して傾き及び平均値
を算出するので、適切な位相差の傾きを算出することが
でき、結果としてより速くキャリア同期をとることが可
能となるという効果がある。
【図１】実施形態１の要部を示すブロック図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明用のフローチャートである。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】実施形態２の要部を示すブロック図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】従来のＧＰＳ受信装置の全体構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】同上における受信信号処理ブロックを示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】同上における信号処理回路を示すブロック図
である。
である。
５ 受信信号処理ブロック １０ 演算回路 １１ 加算器 ５１ キャリア用数値制御発振器 ５２ 直交周波数変換器 ５６ ＥＸＯＲ回路 ５７ 積算器 ５８ 信号処理回路 ５８ａ キャリアループ弁別器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上柳 秀樹 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 兵頭 聡 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 Ｆターム(参考） 5J062 CC07 DD14 5K004 AA05 AA08 FJ07 FJ14 JJ05 5K022 EE03 EE36 5K052 AA00 AA14 BB00 BB01 FF32 GG11 GG22 GG26 GG48 GG57
Claims (4)
- 【請求項１】 ＧＰＳ衛星から受信した受信信号から航
法データを復調するＧＰＳ信号の復調方法であって、受
信信号のキャリア成分に周波数を可変としたレプリカキ
ャリアを同期させる際に、受信信号のキャリア成分とレ
プリカキャリアの周波数との位相差の傾きを所定時間毎
に算出し、この傾きの絶対値を小さくするようにレプリ
カキャリアの周波数を可変させることを特徴とするＧＰ
Ｓ信号の復調方法。 - 【請求項２】 ＧＰＳ衛星から受信した受信信号から航
法データを復調するＧＰＳ受信装置において、アンテナ
で受信したＧＰＳ信号を中間周波信号に変換する中間周
波変換手段と、アナログの中間周波信号を２値化してデ
ジタル中間周波信号に変換するアナログ／デジタル変換
手段と、レプリカキャリアを発生するキャリア用数値制
御発振器と、デジタル中間周波信号をレプリカキャリア
により同相信号並びに直交信号に直交周波数変換する直
交周波数変換器と、受信信号に含まれる各ＧＰＳ衛星に
固有の疑似雑音符号に同期したコードを発生させるコー
ド同期手段と、コード同期がとれた状態で同相信号と直
交信号の単位時間毎の位相差を算出するとともに所定期
間毎に位相差の傾きを算出し、位相差の傾きの絶対値を
小さくするようにレプリカキャリアの周波数を変えるた
めの制御信号を生成してキャリア用数値制御発振器を制
御する制御手段とを備えたことを特徴とするＧＰＳ受信
装置。 - 【請求項３】 所定時間分のデジタル中間周波信号を格
納するメモリを備え、制御手段はメモリに格納されたデ
ジタル中間周波信号のデータから制御信号を生成してな
ることを特徴とする請求項２記載のＧＰＳ受信装置。 - 【請求項４】 制御手段は、単位時間毎に算出する位相
差のデータのうちで前後の位相差のデータとの変化量が
所定値以上である位相差のデータを除去して傾きを算出
することを特徴とする請求項２又は３記載のＧＰＳ受信
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000087744A JP2001272453A (ja) | 2000-03-28 | 2000-03-28 | Ｇｐｓ信号の復調方法並びにｇｐｓ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000087744A JP2001272453A (ja) | 2000-03-28 | 2000-03-28 | Ｇｐｓ信号の復調方法並びにｇｐｓ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001272453A true JP2001272453A (ja) | 2001-10-05 |
Family
ID=18603708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000087744A Pending JP2001272453A (ja) | 2000-03-28 | 2000-03-28 | Ｇｐｓ信号の復調方法並びにｇｐｓ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001272453A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006349587A (ja) * | 2005-06-17 | 2006-12-28 | Japan Radio Co Ltd | Ｇｐｓ受信機 |
| JP2008111684A (ja) * | 2006-10-30 | 2008-05-15 | Japan Radio Co Ltd | 衛星信号追尾装置及びそれを備えた衛星信号受信機 |
| JP2010025853A (ja) * | 2008-07-23 | 2010-02-04 | Furuno Electric Co Ltd | 測位信号追尾処理装置および測位装置 |
| JP2012173153A (ja) * | 2011-02-22 | 2012-09-10 | Japan Radio Co Ltd | 周波数追尾装置 |
| JP2014228539A (ja) * | 2013-05-24 | 2014-12-08 | オーツー マイクロ， インコーポレーテッド | 衛星受信機および衛星受信機の追跡ループ品質を評価するための方法 |
| JP2015083935A (ja) * | 2013-10-25 | 2015-04-30 | 日本無線株式会社 | 衛星信号追尾装置 |
| CN113093238A (zh) * | 2021-03-25 | 2021-07-09 | 中国人民解放军国防科技大学 | 载波数控振荡器及其优化方法、导航接收机 |
| CN116170036A (zh) * | 2022-12-30 | 2023-05-26 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种连续跳时扩频信号的自适应载波跟踪装置及方法 |
-
2000
- 2000-03-28 JP JP2000087744A patent/JP2001272453A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4708098B2 (ja) * | 2005-06-17 | 2011-06-22 | 日本無線株式会社 | Ｇｐｓ受信機 |
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| CN113093238B (zh) * | 2021-03-25 | 2024-01-30 | 中国人民解放军国防科技大学 | 载波数控振荡器及其优化方法、导航接收机 |
| CN116170036A (zh) * | 2022-12-30 | 2023-05-26 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种连续跳时扩频信号的自适应载波跟踪装置及方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040921 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041005 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050215 |