JP2001257656A - Device for correcting frequency and phase of ofdm receiver - Google Patents
Device for correcting frequency and phase of ofdm receiverInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing 直交周波数分
割多重）受信装置、特にマルチメディア移動アクセス通
信システム（Multimedia Mobile Access Communication
System：以下ＭＭＡＣ）におけるＯＦＤＭ受信装置に
好適な周波数及び位相誤差補正装置の改良に関する。TECHNICAL FIELD The present invention relates to OFDM (Orthog
onal Frequency Division Multiplexing Receiver, especially Multimedia Mobile Access Communication System
The present invention relates to an improvement of a frequency and phase error correction device suitable for an OFDM receiver in a System (hereinafter, MMAC).
【０００２】[0002]
【従来の技術】マルチパス、フェージングなど電波伝搬
の問題の影響を強く受ける移動体通信に対し高速ディジ
タルデータを伝送可能とする方式として、ＯＦＤＭ（Or
thogonal Frequency Division Multiplex 直交周波数多
重変調）伝送方式が知られており放送への利用が進めら
れている。その代表的なものがＩＴＵ−Ｒ勧告ＢＳ．７
７４に記載されるディジタル音声放送方式（以下、ＤＡ
Ｂ（Digital Audio Broadcasting）と記す。）である。
或いは、マルチメディア移動アクセス通信システム（Mu
ltimedia Mobile Access Communication System以降Ｍ
ＭＡＣ）への適用も行われようとしている。2. Description of the Related Art OFDM (Orbit) is a method for transmitting high-speed digital data to mobile communication which is strongly affected by radio propagation problems such as multipath and fading.
A thogonal Frequency Division Multiplex (orthogonal frequency multiplexing) transmission system is known and is being used for broadcasting. A typical example is ITU-R Recommendation BS. 7
74 (hereinafter referred to as DA).
Described as B (Digital Audio Broadcasting). ).
Alternatively, a multimedia mobile access communication system (Mu
ltimedia Mobile Access Communication System or later M
MAC).
【０００３】ここで、ＯＦＤＭ伝送方式は、伝送帯域を
分割した所定の伝送帯域幅毎に複数の直交するキャリア
信号（搬送波信号）を発生させ、離散的逆フーリエ変換
（ＩＤＦＴ）という数学的演算を用いることにより、そ
れぞれのキャリア信号を伝送すべきディジタル情報によ
って一括して位相変調等の変調を施して多重化し伝送す
る方式である。すなわち、伝送すべきディジタル情報に
よって位相変調等により変調された各キャリア信号を加
算して合成することにより、ＯＦＤＭ変調信号が得られ
る。このようにして得られたＯＦＤＭ変調信号の所定時
間内の情報（シンボル）の波形は、伝送すべきディジタ
ル情報によって変化することになる。このようなＯＦＤ
Ｍ変調信号波形は、周波数領域データを時間領域データ
に変換する操作、すなわち離散的逆フーリエ変換（ＩＤ
ＦＴ）により得られる。そして、このようにして得られ
たＯＦＤＭ変調信号は、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）
により復調することが可能である。Here, the OFDM transmission system generates a plurality of orthogonal carrier signals (carrier signals) for each predetermined transmission bandwidth obtained by dividing a transmission band, and performs a mathematical operation called a discrete inverse Fourier transform (IDFT). In this method, each carrier signal is collectively subjected to modulation such as phase modulation by digital information to be transmitted, multiplexed, and transmitted. That is, an OFDM modulated signal is obtained by adding and combining the carrier signals modulated by the phase modulation or the like with the digital information to be transmitted. The waveform of information (symbol) within a predetermined time of the OFDM modulated signal obtained in this way changes depending on digital information to be transmitted. Such OFD
The M-modulated signal waveform is converted into frequency-domain data into time-domain data, that is, a discrete inverse Fourier transform (ID)
FT). Then, the OFDM modulated signal thus obtained is subjected to a discrete Fourier transform (DFT).
Demodulation is possible.
【０００４】さて、上記のディジタル音声放送方式（Ｄ
ＡＢ）におけるように、ＯＦＤＭにおける各キャリア信
号は、例えば差動４相位相変調（差動ＱＰＳＫ。ＱＰＳ
Ｋ：Quadrature Phase Shift Keying）により変調され
る。すなわち、１つ前のシンボルと現在のシンボルとの
差をとり、それに応じて例えばπ／４、３・π／４、５
・π／４、７・π／４という４つの位相をとるように変
調される。そして、差動ＱＰＳＫ変調がなされた変調デ
ータは、Ｉ（同相）成分及びＱ（直交）成分に変換され
た後、それぞれＯＦＤＭ変調がなされベースバンドのＯ
ＦＤＭ変調信号となる。Ｉ成分及びＱ成分のベースバン
ドＯＦＤＭ変調信号は、それぞれ局部発振器の出力信号
及びそれを９０°移相した信号と乗算することにより直
交変調が行われ、所定の帯域にアップコンバートされて
伝送される。[0004] The digital audio broadcasting system (D
As in AB), each carrier signal in OFDM is, for example, differential four-phase modulation (differential QPSK; QPS).
K: Quadrature Phase Shift Keying). That is, the difference between the previous symbol and the current symbol is calculated, and accordingly, for example, π / 4, 3 · π / 4, 5,
Modulated so as to take four phases of π / 4 and 7 · π / 4. Then, the modulated data subjected to the differential QPSK modulation is converted into an I (in-phase) component and a Q (quadrature) component, and then OFDM-modulated, and the baseband O
It becomes an FDM modulated signal. The baseband OFDM modulated signals of the I component and the Q component are each subjected to quadrature modulation by multiplying the output signal of the local oscillator and a signal obtained by shifting the output signal by 90 °, upconverted to a predetermined band, and transmitted. .
【０００５】さて、ＯＦＤＭ信号の復調のためにはフー
リエ変換（ＦＦＴ）の演算を行わなければならないが、
この時、図２に示すようにＦＦＴウインドウの位置に、
ＯＦＤＭ信号のデータ部（ＤＡＴＡ）からガードインタ
ーバル（ＧＩ）の方へのずれを生じることにより、ＦＦ
Ｔ演算の出力に位相誤差を発生する。[0005] In order to demodulate an OFDM signal, a Fourier transform (FFT) must be performed.
At this time, as shown in FIG.
By causing a shift from the data portion (DATA) of the OFDM signal toward the guard interval (GI), the FF
A phase error is generated in the output of the T operation.
【０００６】かかる位相誤差を補正するため、従来は、
各キャリア（ＭＭＡＣでは５２サブキャリア）に対応す
るコンスタレーション上の情報点を複数回乗算して２π
に対する剰余をとる方法がとられていた。Conventionally, to correct such a phase error,
The information points on the constellation corresponding to each carrier (52 subcarriers in MMAC) are multiplied a plurality of times to obtain 2π
To take the remainder.
【０００７】ＱＰＳＫ方式を例に挙げると位相誤差がな
い場合、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーショ
ン上の位相は、π／４、３π／４、５π／４、７π／
４、のいずれかを取る。このため各データを４回乗算し
て２πに対する剰余をとると、誤差の無い場合は全ての
キャリアにおいて情報点がπとなる。If there is no phase error in the QPSK system as an example, the phase on the constellation of each carrier after the FFT operation is π / 4, 3π / 4, 5π / 4, 7π /
Take one of the four. Therefore, if each data is multiplied four times to obtain a remainder for 2π, the information point becomes π in all carriers when there is no error.
【０００８】従って、各データを４乗して２πに対する
剰余をとった時の情報点のπからのずれの量を算出し、
その値を４分の１した結果が位相誤差量となる。この位
相誤差量をもとに各キャリアにおいて位相誤差補正信号
を作成し、ＦＦＴ演算後の各キャリアのコンスタレーシ
ョンに乗算することにより位相誤差補正を行っている。Accordingly, the amount of deviation of the information point from π when each data is raised to the fourth power and 2 is obtained as a remainder is calculated,
The result obtained by dividing the value by one quarter is the phase error amount. A phase error correction signal is generated for each carrier based on the phase error amount, and the phase error correction is performed by multiplying the constellation of each carrier after the FFT operation.
【０００９】またＯＦＤＭ受信装置の従来の周波数補正
（同調）方法としては、アナログ処理方式と、ディジタ
ル処理方式がある。アナログ処理方式による周波数補正
方法は、周波数補正部により受信ＯＦＤＭ信号のプリア
ンブル部に含まれる周波数誤差を、該プリアンブル部の
Ｉ成分、Ｑ成分のArctan（Ｑ成分／Ｉ成分）から検出
し、その検出出力をＤ／Ａ変換して周波数誤差量に応じ
た電圧を得て、この電圧により電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）を制御し得られた周波数△ｆにより周波数を補正
（同調）する。As a conventional frequency correction (tuning) method for an OFDM receiver, there are an analog processing method and a digital processing method. In the frequency correction method based on the analog processing method, a frequency error included in a preamble portion of a received OFDM signal is detected by a frequency correction unit from an I component and a Q component Arctan (Q component / I component) of the preamble portion. The output is D / A converted to obtain a voltage corresponding to the frequency error amount, and this voltage is used to control the voltage controlled oscillator (VC
O), the frequency is corrected (tuned) by the obtained frequency Δf.
【００１０】またディジタル処理方式による周波数補正
方法は、計算桁が数十桁に及び理想的システム及び三角
関数を高次にわたる級数展開式を用いて算出するシステ
ムを用いるものが提案されている。A frequency correction method using a digital processing method has been proposed which uses an ideal system in which the number of calculation digits is several tens of digits, and a system which calculates a trigonometric function using a series expansion equation covering a higher order.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】而して上述した従来の
位相誤差補正方法を実際の通信システム上で実現しよう
とすると、サブキャリア毎に多くの乗除算を行わなけれ
ばならず、演算回数が莫大なものとなり、所要の演算精
度を得るには回路規模が大きくなる。同時に回路規模の
増大と演算回数の増加は処理を非常に複雑としてしま
い、上記方法を高速な通信システムに適用するには、回
路の動作速度が通信の伝送速度を大きく上回るようにし
なければならず、このことは必要となる部品点数を増や
し、体積、消費電流、装置価格を増大させてしまう。If the above-mentioned conventional phase error correction method is to be realized on an actual communication system, a large number of multiplications and divisions must be performed for each subcarrier, and the number of operations is reduced. It is enormous, and the circuit scale becomes large to obtain the required calculation accuracy. At the same time, the increase in the circuit scale and the number of operations greatly complicates the processing. To apply the above method to a high-speed communication system, the operating speed of the circuit must be much higher than the transmission speed of the communication. However, this increases the number of required parts, and increases the volume, current consumption, and device price.
【００１２】また、従来のアナログ処理方式による周波
数補正方法では、ＯＦＤＭ変復復調方式がマルチキャリ
ア構成であるため、キャリア間隔が狭く、特定のキャリ
アに同調することが実際には困難である。加えてオープ
ンループの構成となるためＶＣＯなどの設定電圧に対す
る周波数誤差が加わってしまい構成が困難になる。In the conventional frequency correction method based on the analog processing method, since the OFDM modulation / demodulation method has a multi-carrier configuration, the carrier interval is narrow and it is actually difficult to tune to a specific carrier. In addition, since it has an open loop configuration, a frequency error with respect to a set voltage such as a VCO is added, making the configuration difficult.
【００１３】また、既存のディジタル方式による周波数
誤差補正方法では、三角関数を高次にわたる級数展開式
を用いて算出するため、演算部分が多く、回路規模が大
きくなってしまい、更には、演算回数が多くなるため、
回路の動作速度が、通信の転送速度を大きく上回らなけ
ればならなくなってしまう。これらは必要となる部品点
数を増大させ、装置の体積、消費電流、価格を増加させ
る。Also, in the existing digital frequency error correction method, since the trigonometric function is calculated by using a series expansion equation of a higher order, the number of operations is large and the circuit scale is large. Will increase,
The operation speed of the circuit must be much higher than the transfer speed of the communication. These increase the required number of parts and increase the volume, current consumption and price of the device.
【００１４】そこで三角関数を折れ線で近似する方法が
１９９９年電子情報通信学会総合大会にて「ＯＦＤＭ復
調器のＡＦＣ回路構成法に関する一提案」（ＮＴＴ（登
録商標）ワイヤレスシステム研究所Ｂ−５−２１８、第
５６９頁）として発表されたが、具体的な回路実現構成
については全く触れられていない。Therefore, a method of approximating a trigonometric function with a polygonal line is described in "A Proposal on AFC Circuit Configuration Method for OFDM Demodulator" at the 1999 IEICE General Conference (NTT (registered trademark) Wireless Systems Laboratories B-5). 218, p. 569), but there is no mention of a specific circuit realization configuration.
【００１５】本発明の目的は上述した従来のＯＦＤＭ受
信装置の各周波数及び位相誤差補正方法の問題点を解決
し、しかもＯＦＤＭ受信装置の全体的な周波数及び位相
誤差をほぼ完全に補正できる装置を提供することにあ
る。An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the conventional frequency and phase error correction methods of an OFDM receiver, and to provide an apparatus capable of almost completely correcting the overall frequency and phase errors of the OFDM receiver. To provide.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の周波数及び位相誤差補正装置は、プリアン
ブル部とデータ部から成るＯＦＤＭ信号を受信し、該Ｏ
ＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復調するＯＦＤＭ受信装置
において、上記プリアンブル部から周波数誤差を検出し
補正する周波数誤差補正手段と、上記プリアンブル部か
らＦＦＴ演算のタイミングを検出して該タイミングを生
成するＦＦＴタイミング生成手段と、上記タイミングに
よって周波数誤差を補正されたＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演
算をするＦＦＴ演算手段と、該手段のＦＦＴ演算出力の
ＦＦＴ演算のタイミングの誤差に起因する位相誤差を、
上記出力のプリアンブル部より検出し補正する第１次の
位相誤差補正手段と、該手段により補正後の出力の、前
記周波数誤差補正手段に起因して残留する位相誤差と、
位相誤差によるＯＦＤＭ信号のシンボル毎の位相誤差を
シンボル毎のパイロット信号から検出し補正する第２次
の位相誤差補正手段と、から成ることを要旨とする。To achieve the above object, a frequency and phase error correction apparatus according to the present invention receives an OFDM signal comprising a preamble part and a data part, and
In an OFDM receiving apparatus for performing FFT operation on an FDM signal and demodulating the same, a frequency error correction means for detecting and correcting a frequency error from the preamble section, and an FFT timing for detecting a timing of the FFT operation from the preamble section and generating the timing Generating means; FFT calculating means for performing an FFT calculation on the OFDM signal whose frequency error has been corrected by the timing; and a phase error caused by an error in the FFT calculation timing of the FFT calculation output of the means.
First-order phase error correction means for detecting and correcting from the preamble portion of the output, and a phase error remaining due to the frequency error correction means of the output corrected by the means;
And a second-order phase error correction means for detecting and correcting the phase error of each symbol of the OFDM signal due to the phase error from the pilot signal of each symbol.
【００１７】本発明において、前記周波数誤差補正手段
は、周波数誤差補正信号を、sinΘ＝Θ、cosΘ＝１と近
似可能な微少ベクトルを、同一シンボル内で所定回数乗
算して作成するように構成してもよい。In the present invention, the frequency error correction means is configured to generate a frequency error correction signal by multiplying a small vector approximating sinΘ = Θ and cosΘ = 1 a predetermined number of times in the same symbol. You may.
【００１８】[0018]
【発明の実施の形態】本発明による周波数誤差補正、位
相誤差補正が可能となるＯＦＤＭ受信信号は、図１の示
す通りプリアンブル部とペイロード部（データ部）より
構成される。プリアンブル部は、送信側で付加する既知
信号であり、このプリアンブル部を実際に受信すること
により、周波数等の誤差を算出し、誤差を補正するため
の信号を作成する。ペイロード部は送信データであり、
複数のシンボルより成り立っている。各シンボルを周波
数スペクトルで見た場合、数キャリアの、パイロットキ
ャリアを有する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS OFDM reception signals capable of frequency error correction and phase error correction according to the present invention are composed of a preamble part and a payload part (data part) as shown in FIG. The preamble section is a known signal added on the transmission side. By actually receiving the preamble section, an error such as a frequency is calculated, and a signal for correcting the error is created. The payload part is the transmission data,
Consists of multiple symbols. If each symbol is viewed in the frequency spectrum, it has several carriers, pilot carriers.
【００１９】ＯＦＤＭ受信信号には周波数誤差が存在す
る。周波数誤差量をΔＦとした場合、受信信号は、送信
信号に、周波数ΔＦ、位相Θ、の誤差信号をかけた（複
素乗算）ものと考えられる。ＯＦＤＭシステムにおいて
は、復調処理にＦＦＴ演算を行うので、周波数ΔＦによ
る周波数誤差は、位相誤差となって表れ、誤差信号自身
の持つ位相Θと合成された誤差となる。この誤差を検出
し補正するために、送信側で既知信号となっているプリ
アンブル部が必要となる。従って、プリアンブル部には
周波数誤差、位相誤差補正、ＦＦＴタイミングが検出可
能な信号であることが条件である。There is a frequency error in the OFDM reception signal. When the frequency error amount is ΔF, the received signal is considered to be a transmission signal multiplied by an error signal having a frequency ΔF and a phase Θ (complex multiplication). In the OFDM system, since the FFT operation is performed for the demodulation process, the frequency error due to the frequency ΔF appears as a phase error, and is an error combined with the phase 持 つ of the error signal itself. In order to detect and correct this error, a preamble part that is a known signal on the transmitting side is required. Therefore, it is a condition that the preamble portion is a signal capable of detecting the frequency error, the phase error correction, and the FFT timing.
【００２０】図２に本発明による周波数誤差補正、位相
誤差補正装置を構成するＯＦＤＭ受信システムの実施形
態であるブロック図を示し、概要を説明する。同図にお
いて、１はＲＦ回路、２はセレクタ、３は周波数補正演
算回路、４はＦＦＴ演算回路、５はデータベース、６は
周波数誤差検出回路、７は補正信号作成回路で、回路
３，５，６及び７で、自動周波数制御部（ＡＦＣ部）２
１を構成する。FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM receiving system constituting a frequency error correcting and phase error correcting apparatus according to the present invention, and its outline will be described. In the figure, 1 is an RF circuit, 2 is a selector, 3 is a frequency correction operation circuit, 4 is an FFT operation circuit, 5 is a database, 6 is a frequency error detection circuit, 7 is a correction signal creation circuit, and circuits 3, 5, 6 and 7, the automatic frequency control unit (AFC unit) 2
1.
【００２１】８はＦＦＴタイミング検出回路、９はＦＦ
Ｔタイミング信号作成回路で、これら回路によりＦＦＴ
タイミング制御部２２を構成する。１０はセレクタ、１
１は１次位相補正演算回路、１５はＦＦＴタイミング位
相誤差検出回路、１６はデータベース、１７は位相誤差
補正信号作成回路で、これら回路により１次位相誤差補
正部２３を構成する。１２はセレクタ、１３は２次位相
補正演算回路、１８はシンボル間位相誤差検出回路、１
９はデータベース、２０は位相誤差補正信号作成回路
で、これら回路により２次位相誤差補正部２４を構成す
る。１４は復調回路である。8 is an FFT timing detection circuit, 9 is an FF
T timing signal creation circuit
The timing control unit 22 is configured. 10 is a selector, 1
1 is a primary phase correction operation circuit, 15 is an FFT timing phase error detection circuit, 16 is a database, 17 is a phase error correction signal creation circuit, and these circuits constitute a primary phase error correction unit 23. 12 is a selector, 13 is a secondary phase correction operation circuit, 18 is an inter-symbol phase error detection circuit,
Reference numeral 9 denotes a database, and reference numeral 20 denotes a phase error correction signal generation circuit. These circuits constitute a secondary phase error correction unit 24. 14 is a demodulation circuit.
【００２２】受信信号Ａ１の周波数誤差量をΔＦとした
場合、受信信号Ａ１は、送信信号に、ある位相をもつ周
波数ΔＦの誤差信号をかけたものと考えられる。つまり
受信波形に生じる誤差は、ΔＦによる位相誤差と、誤差
信号自身の位相の合計となる。ここで実際に受信した信
号に−ΔＦだけ周波数誤差が生じるような信号Ａ５（以
下、補正信号）をかけると、理論的に周波数誤差ΔＦ分
の周波数を補正した信号ができる。Assuming that the frequency error of the received signal A1 is ΔF, the received signal A1 is considered to be the transmission signal multiplied by an error signal of a frequency ΔF having a certain phase. That is, the error that occurs in the received waveform is the sum of the phase error due to ΔF and the phase of the error signal itself. Here, when a signal A5 (hereinafter referred to as a correction signal) that causes a frequency error by −ΔF is applied to the actually received signal, a signal is theoretically corrected with a frequency error ΔF.
【００２３】ＡＦＣ部２１ではセレクタ２により受信信
号Ａ１から得たプリアンブル部Ａ６から誤差検出回路６
で周波数誤差Ａ７を検出し、それを基にして補正信号作
成回路７で補正信号Ａ５を作成し、そのデータをデータ
ベース５に格納し、補正演算回路３で以降の受信信号の
ペイロード部Ａ３に乗算することにより周波数誤差を補
正する。但し、ＡＦＣ部２１では誤差信号の位相は算出
できないため、誤差信号Ａ７と補正信号Ａ５との位相差
は誤差として残留する。In the AFC section 21, the preamble section A6 obtained from the received signal A1 by the selector 2 converts the error detection circuit 6
, A frequency error A7 is detected, a correction signal generation circuit 7 generates a correction signal A5 based on the frequency error A7, stores the data in a database 5, and a correction arithmetic circuit 3 multiplies the payload portion A3 of the subsequent received signal. By doing so, the frequency error is corrected. However, since the AFC unit 21 cannot calculate the phase of the error signal, the phase difference between the error signal A7 and the correction signal A5 remains as an error.
【００２４】この後、プリアンブル部Ａ６からタイミン
グ検出回路８で求めたＦＦＴタイミング信号Ａ２１を基
にして、ＦＦＴ演算回路４は補正演算回路３からの時間
波形Ａ４をシンボル毎に周波数スペクトルＡ１０に変換
する。ここでＦＦＴのタイミング信号がずれると、位相
誤差はＡＦＣ部２１で残留した誤差信号と補正信号Ａ５
の位相差の他に、ＦＦＴのタイミングのずれから生じる
位相誤差が加わる。Thereafter, based on the FFT timing signal A21 obtained from the preamble section A6 by the timing detection circuit 8, the FFT operation circuit 4 converts the time waveform A4 from the correction operation circuit 3 into a frequency spectrum A10 for each symbol. . Here, if the FFT timing signal is shifted, the phase error becomes equal to the error signal remaining in the AFC unit 21 and the correction signal A5.
In addition to the phase difference described above, a phase error resulting from a shift in the FFT timing is added.
【００２５】次にＡＦＣ部２１について詳細を説明す
る。ＡＦＣ部２１では図１におけるプリアンブル部から
誤差検出回路６で周波数誤差△ｆを検出し、そのデータ
Ａ７を基にして補正信号作成回路７で補正信号Ａ５を作
成する。本発明では、求めたデータＡ７の値を基にして
図３のように補正信号Ａ５をディジタル的に生成するこ
とを特長とする。Next, the AFC unit 21 will be described in detail. In the AFC section 21, the error detection circuit 6 detects the frequency error Δf from the preamble section in FIG. 1, and the correction signal generation circuit 7 generates the correction signal A5 based on the data A7. The present invention is characterized in that the correction signal A5 is digitally generated as shown in FIG. 3 based on the value of the obtained data A7.
【００２６】上述した補正信号Ａ５をディジタル的に作
成して周波数誤差を補正する方法の原理的説明は以下の
通りである。周波数補正（同調）方法は、例えば、ＭＭ
ＡＣにおけるＯＦＤＭ信号のデータ部の先頭に付加され
る同期信号（プリアンブル部：遅延量１６サンプル）を
利用して周波数誤差補正をディジタル処理方式により実
行するものである。ＭＭＡＣにおいて、タイミング検
出、周波数同期はＢＣＨ下り送信バースト、上り送信バ
ーストの２種類に対して行っている。下り送信バースト
構成を図５、上り送信バースト構成を図６に示す。この
２種類の各送信バーストはプリアンブル部とペイロード
部（データ部）から構成される。ＢＣＨ下り送信バース
トは、プリアンブルがＡフィールド、Ｂフィールド、Ｃ
フィールドの順序になり、上り送信バーストはＢフィー
ルド、Ａフィールド、Ｃフィールドの順序になる。プリ
アンブル部において、Ａの符号を反転させたものがＩ
Ａ、ＲＡであり（ＩＡとＲＡは同じ）、Ｂの符号を反転
させたものがＩＢである。ＯＦＤＭ時間信号と１６Ｔ
（以降、Ｔは１サンプルクロックを表す）遅延させて共
役した信号を図７のように複素乗算を行いＩＱ平面に展
開すると、原点を中心とした円周上の、Ｉ軸正側を基準
とした角度△θ’の位置に現れる（図１２参照）。但し
上述の場合プリアンブルの特性上、現時点の受信信号と
１６Ｔ遅延信号（共役前）のベクトルの位相差は、図７
のブロック内（１６Ｔ）で見ると、どのサンプル点でも
一定であること（但し、原信号と遅延信号が違うフィー
ルドの場合は例外）、上記位相差と周波数誤差量の関係
は一対一対応しており、複素乗算結果をＩＱ平面展開し
たときの角度Δθ’により周波数誤差量がわかること、
上記Δθ’を求めるにはΔＩ’とΔＱ’の値とArctan関
数を用いること、が必要である。The principle of the method of digitally generating the above-mentioned correction signal A5 and correcting the frequency error is as follows. The frequency correction (tuning) method is, for example, MM
Frequency error correction is performed by a digital processing method using a synchronization signal (preamble part: delay amount 16 samples) added to the head of the data part of the OFDM signal in AC. In MMAC, timing detection and frequency synchronization are performed for two types of BCH downlink transmission burst and uplink transmission burst. FIG. 5 shows a downlink transmission burst configuration, and FIG. 6 shows an uplink transmission burst configuration. Each of these two types of transmission bursts is composed of a preamble part and a payload part (data part). In the BCH downlink transmission burst, the preamble has an A field, a B field, and a C field.
In the order of the fields, the uplink transmission burst has the order of the B field, the A field, and the C field. In the preamble portion, the sign of A is inverted
A and RA (IA and RA are the same), and IB is obtained by inverting the sign of B. OFDM time signal and 16T
(Hereinafter, T represents one sample clock) When the delayed and conjugated signal is subjected to complex multiplication as shown in FIG. 7 and developed on the IQ plane, the I-axis positive side on the circumference centered on the origin is defined as a reference. Appears at the position of the angle △ θ ′ (see FIG. 12). However, in the above case, due to the characteristics of the preamble, the phase difference between the current received signal and the vector of the 16T delayed signal (before conjugation) is as shown in FIG.
In the block (16T) of the above, it is constant at any sample point (except in the case where the original signal and the delayed signal are different fields), and the relationship between the phase difference and the frequency error amount has a one-to-one correspondence. That the frequency error can be determined from the angle Δθ ′ when the complex multiplication result is expanded on the IQ plane.
In order to obtain Δθ ′, it is necessary to use the values of ΔI ′ and ΔQ ′ and the Arctan function.
【００２７】１サンプル当りの周波数誤差量△θ’と△
θとの関係は、受信ＯＦＤＭ信号と、該信号を１６Ｔ遅
延させて共役した信号との複素乗算出力の角度△θ’
（＝Arctan（△Ｑ’／△Ｉ’））が周波数誤差量△θに
応じてＩＱ平面で推移する状態から知ることができる。The frequency error amounts △ θ ′ and △ per sample
The relationship between θ and the angle of the complex multiplication output of the received OFDM signal and the signal conjugated by delaying the signal by 16T, △ θ ′
(= Arctan (△ Q ′ / △ I ′)) can be known from a state in which it changes on the IQ plane according to the frequency error amount △ θ.
【００２８】表１は受信ＯＦＤＭ信号と、該信号の１６
Ｔ遅延信号のＡフィールド（符号が相反する関係）の時
の△θに応じたＩＱ平面に展開したときの位相の推移、
表２はＢフィールド（符号が同じ関係）の△θに応じた
ＩＱ平面に展開したときの位相の推移を示す。Table 1 shows the received OFDM signal and the 16
Transition of phase when developed on the IQ plane according to △ θ in the A field of T delay signal (reciprocal sign relationship),
Table 2 shows the transition of the phase when the image is developed on the IQ plane according to △ θ of the B field (the same sign is used).
【００２９】[0029]
【表１】 [Table 1]
【００３０】[0030]
【表２】 [Table 2]
【００３１】なお、表１，２は、「１６Ｔ遅延データ」
の位相角をΘと置くことで、「現時点での受信信号」、
複素共役、演算結果がＡ，Ｂフィールドでどう推移する
かを示している。Tables 1 and 2 show "16T delay data".
By setting the phase angle of Θ to 「, the“ received signal at the moment ”
The complex conjugate shows how the operation result changes in the A and B fields.
【００３２】|△ｆ|＜１とすると、上記△θ’は表１で
は図１２において第２、第３象限に展開し（Ｉ成分の符
号はマイナス）、表２では図１２において第１、第４象
限に展開する（Ｉ成分の符号はプラス）ことがわかる。
△ｆと△θ’及び△θの値は一対一対応しており、この
関係式はＩ成分の符号がマイナス（表１より）のときは
式１、プラス（表２より）のときは式２となる。If | △ f | <1, the above △ θ ′ is expanded to the second and third quadrants in FIG. 12 in Table 1 (the sign of the I component is minus). It can be seen that the image is developed in the fourth quadrant (the sign of the I component is positive).
Δf and the values of Δθ ′ and Δθ have a one-to-one correspondence, and this relational expression is expressed by Expression 1 when the sign of the I component is minus (from Table 1) and Expression 1 when the sign of the I component is plus (from Table 2). It becomes 2.
【００３３】 式１ △ｆ＝(△θ’／０.５π)−２ (０.５π＜△θ’＜１.５π） （１） 式２ △ｆ＝(△θ’／０.５π) (−０.５π＜△θ’＜０.５π） （２） なお、△ｆ＝△θ’／１６ （１６＝遅延
量） 図１３の例では、Ｉ成分の符号がプラスなので式２を用
いて△ｆを求める。なお、以上の処理をＣフィールドま
で行うことで補正周波数の精度を増すことができる。Equation 1 Δf = (Δθ ′ / 0.5π) −2 (0.5π <Δθ ′ <1.5π) (1) Equation 2 Δf = (Δθ ′ / 0.5π) ( −0.5π <△ θ ′ <0.5π) (2) In addition, Δf = 'θ ′ / 16 (16 = delay amount) In the example of FIG. Find Δf. The accuracy of the correction frequency can be increased by performing the above processing up to the C field.
【００３４】図１１は上述した原理に基づくＡＦＣ部２
１における周波数補正方法の信号処理のフローを示す。
同図において、受信ＯＦＤＭ信号３１は、１６Ｔ遅延後
にＱ成分を符号反転３３して複素共役３４を生成し、こ
れによる複素共役信号と複素乗算３５する。複素乗算３
５の出力信号の△Ｉ’，△Ｑ’成分より△θ’＝Arctan
（△Ｑ’／△Ｉ’）３６を求め、更に△θ’を求めると
き用いたサンプル遅延量１６で割ることにより１サンプ
ル当りの誤差△θを求めて、この△θから周波数補正量
△Ｉ、△Ｑを演算３７する。△Ｉ，△Ｑと上記Ｉ成分を
判定４０し、その符号に応じて、前記受信ＯＦＤＭ信号
のサンプル回数に応じて複素乗算３８し、その乗算出力
Ｉn＋ｊＱn＝（Ｉn-1＋ｊＱn-1）・（△Ｉ＋ｊ△Ｑ）
を、受信ＯＦＤＭ信号の各サンプル信号に複素乗算３９
して周波数補正（同調）された受信ＯＦＤＭ信号を得
る。FIG. 11 shows an AFC unit 2 based on the above-described principle.
1 shows a flow of signal processing of a frequency correction method in No. 1.
In the figure, the received OFDM signal 31 is subjected to sign inversion 33 of the Q component after a delay of 16T to generate a complex conjugate 34, and is subjected to complex multiplication 35 with the complex conjugate signal. Complex multiplication 3
From the △ I 'and △ Q' components of the output signal of No. 5, 出力 θ '= Arctan
(△ Q ′ / △ I ′) 36 is obtained, and further divided by the sample delay amount 16 used for obtaining △ θ ′ to obtain an error per sample 'θ. From this △ θ, the frequency correction amount △ I , △ Q is calculated 37. ΔI, ΔQ and the above-mentioned I component are determined 40 and complex multiplication 38 is performed according to the sign of the received OFDM signal according to the number of samples of the received OFDM signal, and the multiplication output I n + jQ n = (I n−1 + jQ n) -1 ) · ({I + j} Q)
Is multiplied by 39 to each sample signal of the received OFDM signal.
To obtain a frequency-corrected (tuned) received OFDM signal.
【００３５】次に△θより周波数補正量△Ｉ、△Ｑを求
める簡易な方法について説明する。ディジタル処理によ
る周波数補正をする際の計算において、直線で近似され
た三角関数Arctanを用い誤差角を算出した後、角度の範
囲に制限があることを利用し直接虚数軸に値を反映させ
ることにより下記のようにして△Ｉ，△Ｑを求める。Next, a simple method for obtaining the frequency correction amounts △ I and △ Q from △ θ will be described. After calculating the error angle using the trigonometric function Arctan approximated by a straight line in the calculation for frequency correction by digital processing, by using the fact that the range of the angle is limited, by directly reflecting the value on the imaginary axis △ I and △ Q are obtained as follows.
【００３６】図１１の処理により得られた補正角△θを
複素数△Ｉ，△Ｑ（補正量）に変換するために以下の式
を用いる。 △Ｉ＝COS（△θ），△Ｑ＝SIN（△θ） （３） ここでもし△θが十分狭ければsinΘ≒Θ［ラジアン］
であることにより、以下の線形式で算出することができ
る。The following equation is used to convert the correction angle △ θ obtained by the processing of FIG. 11 into complex numbers △ I, △ Q (correction amounts). ΔI = COS (△ θ), ΔQ = SIN (△ θ) (3) Here, if △ θ is sufficiently narrow, sinΘ ≒ Θ [radian]
Thus, it can be calculated in the following linear format.
【００３７】 △Ｉ＝１（∵COSθ＝１−２・SIN2（△θ／２）） （４） △Ｑ＝△θ （５） これにより正弦、余弦の計算を無くし三角関数の演算を
大幅に簡易化できる。ΔI = 1 (ΔCOSθ = 1-2 · SIN 2 (Δθ / 2)) (4) ΔQ = Δθ (5) This eliminates the calculation of the sine and cosine and greatly increases the calculation of the trigonometric function. Can be simplified.
【００３８】ここで△θの最大の角度について見る。Ｏ
ＦＤＭ信号のサブキャリアが直流から整数倍の周波数で
並んでいる場合、位相誤差が３６０°を超えた時点で隣
接するサブキャリア領域に達するため、正しい識別が不
可能となる。逆にいえば受信可能な最大位相誤差は３６
０°である。よって補正可能な最大位相誤差は１サブキ
ャリア間あたり３６０°／（サブキャリア数）となる。Here, the maximum angle of △ θ will be examined. O
If the subcarriers of the FDM signal are arranged at a frequency that is an integral multiple of the direct current, the phase error reaches an adjacent subcarrier region when the phase error exceeds 360 °, so that correct identification becomes impossible. Conversely, the maximum receivable phase error is 36
0 °. Therefore, the maximum phase error that can be corrected is 360 ° / (the number of subcarriers) per one subcarrier.
【００３９】さて、上述したように、数学的には、補正
信号はsin，cos関数を用いて作成するが、回路規模を考
えると高精度では実現困難なので、直線近似が必要とな
る。三角関数は角度により傾きが大きく変化するので、
０〜２πの範囲で近似しようとすると、近似式の場合分
けは膨大な量になり回路規模を増大させてしまう。そこ
で本発明ではこの問題を解決するため、前述したように
図３のように計算により求めた１サンプル分に相当する
微少ベクトルを算出し、この微少ベクトルの複素乗算を
繰り返すことで補正信号Ａ５を作成することにした。微
少ベクトルにすると角度が微少となる為、三角関数近似
の際には、前述のようにsinΘ≒Θ、cosΘ≒１と近似で
きる。これにより近似式は場合分けの必要はなくなり、
回路規模を大幅に減少させる。As described above, mathematically, the correction signal is created by using the sin and cosine functions. However, considering the circuit scale, it is difficult to realize the correction signal with high accuracy, so that a linear approximation is required. Since the slope of the trigonometric function changes greatly depending on the angle,
When approximation is performed in the range of 0 to 2π, the number of cases of approximation formulas becomes enormous, and the circuit scale increases. In order to solve this problem, the present invention calculates a small vector corresponding to one sample obtained by calculation as shown in FIG. 3 as described above, and repeats the complex multiplication of this small vector to obtain the correction signal A5. I decided to create it. Since the angle becomes very small when the vector is made a very small vector, in the case of trigonometric function approximation, sin 三角 and cosΘ ≒ 1 can be approximated as described above. This eliminates the need to classify the approximation formula,
Significantly reduce the circuit size.
【００４０】この方法における補正信号Ａ５の理想的な
作成方法としては、最初に求めた微少ベクトルを半永久
的に乗算し続けていくことである。このようにすれば理
論的には誤差信号と補正信号Ａ５の位相差は全てのシン
ボルで一定である。そのため、この後の位相誤差補正で
は、送信側と受信側のプリアンブルの同一キャリアにお
けるスペクトルの位相を比較するだけで、位相誤差の補
正信号Ａ２２が作成できる。この場合、補正信号Ａ５と
誤差信号の位相差とＦＦＴタイミング信号Ａ２１のずれ
による位相誤差とを、同時に補正できるため、図２の２
次位相誤差補正部２４が不要になるメリットがある。An ideal method for creating the correction signal A5 in this method is to continue multiplying the initially obtained small vector semi-permanently. In this way, the phase difference between the error signal and the correction signal A5 is theoretically constant for all symbols. Therefore, in the subsequent phase error correction, a phase error correction signal A22 can be created only by comparing the phases of the spectra on the same carrier of the preamble on the transmission side and the reception side. In this case, the phase difference between the correction signal A5 and the error signal and the phase error due to the shift of the FFT timing signal A21 can be simultaneously corrected.
There is an advantage that the next phase error correction unit 24 becomes unnecessary.
【００４１】しかし、乗算を多数繰り返した場合、有効
ビット数の制限によりこの乗算演算途中でおこるビット
の切り捨てによって誤差が蓄積していくため、ベクトル
の振幅、位相共に誤差が拡大してしまうという問題が新
たに起こる。例として振幅が小さくなる方向に誤差が生
じる場合、乗算し続けていくと補正信号Ａ５は０に収束
する。However, when a large number of multiplications are repeated, errors accumulate due to the truncation of bits occurring during the multiplication operation due to the limitation of the number of effective bits, so that the error increases in both the amplitude and phase of the vector. Happens anew. For example, when an error occurs in a direction in which the amplitude decreases, the correction signal A5 converges to 0 as the multiplication continues.
【００４２】本発明ではこのような誤差の蓄積を避ける
ために微少ベクトルを一定数乗算すると、補正信号を生
成する回路７をリセットし、新しく補正信号Ａ５を作成
するようにする。このようにすれば補正信号Ａ５の振幅
誤差、位相誤差を最小限に抑えることができる。In the present invention, when a small number of vectors are multiplied by a certain number in order to avoid such accumulation of errors, the circuit 7 for generating the correction signal is reset, and a new correction signal A5 is generated. By doing so, the amplitude error and the phase error of the correction signal A5 can be minimized.
【００４３】但し、ここで注意しなければならない点
は、補正信号Ａ５を生成する回路７をリセットした時点
で補正信号Ａ５の位相が変化してしまうことである。と
くにペイロードの同一シンボル内で位相が変化すると、
誤差信号と補正信号Ａ５の位相差をＦＦＴ演算後に算出
することができなくなる。However, it should be noted here that the phase of the correction signal A5 changes when the circuit 7 for generating the correction signal A5 is reset. Especially when the phase changes within the same symbol of the payload,
The phase difference between the error signal and the correction signal A5 cannot be calculated after the FFT operation.
【００４４】そこで本発明においては、同一シンボル内
では誤差信号と補正信号Ａ５の位相差が一定になるよう
に微少ベクトル乗算回数は１シンボル長と同じに設定
し、同一シンボル内の誤差信号と補正信号Ａ５の位相差
状態を保つ。このようにすれば当然補正信号Ａ５の位相
はシンボル毎に異なるため、誤差信号と補正信号Ａ５の
位相差もシンボル毎に異なっている。その位相差を補正
する手段が新たに必要となり、後述の２次位相誤差補正
部２４で位相誤差補正を行う。微少ベクトルを半永久的
に乗算し続けていく場合ａと、シンボル毎にリセットす
る場合ｂとの比較を図４に示す。Therefore, in the present invention, the number of times of micro vector multiplication is set to be the same as the length of one symbol so that the phase difference between the error signal and the correction signal A5 is constant within the same symbol. The phase difference state of the signal A5 is maintained. In this case, since the phase of the correction signal A5 is different for each symbol, the phase difference between the error signal and the correction signal A5 is also different for each symbol. A means for correcting the phase difference is newly required, and a phase error correction is performed by a secondary phase error correction unit 24 described later. FIG. 4 shows a comparison between the case a where the microvector is continuously multiplied semipermanently and the case b where the symbol is reset for each symbol.
【００４５】ＡＦＣ部２１による処理の結果、周波数誤
差を補正する信号Ａ５ができる。本発明においては補正
信号Ａ５の作成方法を工夫することにより、補正信号Ａ
５の振幅誤差を最小限に抑制できる。この時点で今後補
正を要するのは誤差信号と補正信号Ａ５の位相差であ
る。但し、最初に求めた微少ベクトルを半永久的に乗算
し続けていくわけではないので誤差信号と補正信号Ａ５
の位相差が各シンボルで異なるという問題が新たに起き
る。この問題は、２次位相誤差補正部２４で解決でき
る。また、振幅誤差を最小限に抑えることにより、振幅
補正は不要となる。この後、ＦＦＴ演算回路４で時間波
形Ａ４を周波数スペクトルＡ１０に変換する。ここでＦ
ＦＴのタイミング信号Ａ２１のずれによる位相誤差が新
たに加わる。この部分は１次位相補正演算回路１１で補
正する。As a result of the processing by the AFC section 21, a signal A5 for correcting a frequency error is generated. In the present invention, the method of generating the correction signal A5 is devised so that the correction signal A5 can be obtained.
5 can be minimized. At this point, what needs to be corrected in the future is the phase difference between the error signal and the correction signal A5. However, since the small vector obtained first is not continuously multiplied semi-permanently, the error signal and the correction signal A5
A new problem arises in that the phase difference is different for each symbol. This problem can be solved by the secondary phase error correction unit 24. Further, by minimizing the amplitude error, the amplitude correction becomes unnecessary. After that, the FFT operation circuit 4 converts the time waveform A4 into a frequency spectrum A10. Where F
A phase error due to the shift of the FT timing signal A21 is newly added. This part is corrected by the primary phase correction operation circuit 11.
【００４６】ＦＦＴ後の周波数スペクトルＡ１０で生じ
る位相誤差は、ここでＦＦＴのタイミングのずれによる
位相誤差と誤差信号と補正信号Ａ５の位相誤差に大別さ
れる。誤差信号と補正信号Ａ５の位相誤差はシンボル毎
に異なるため、最初にＦＦＴをかけたウインドウ（以
下、基準ウインドウ）を基準として考えると、さらに誤
差信号と基準ウインドウの補正信号Ａ５との位相誤差
と、基準ウインドウにおける補正信号Ａ５と該当シンボ
ルの補正信号Ａ５との位相誤差の２つに分けられる。The phase error generated in the frequency spectrum A10 after the FFT is roughly classified into a phase error due to a shift in the FFT timing and a phase error between the error signal and the correction signal A5. Since the phase error between the error signal and the correction signal A5 differs for each symbol, considering the first FFT-applied window (hereinafter referred to as a reference window) as a reference, the phase error between the error signal and the correction signal A5 of the reference window is further reduced. , And the phase error between the correction signal A5 in the reference window and the correction signal A5 of the corresponding symbol.
【００４７】１次位相誤差補正部２３ではプリアンブル
を用いて、ＦＦＴ演算回路４で生じたＦＦＴタイミング
のずれによる誤差と、誤差信号と基準ウインドウ（実際
にはプリアンブル内に存在する）における補正信号Ａ５
との位相誤差を補正している。２次位相誤差補正部２４
で、基準ウインドウにおける補正信号Ａ５と該当シンボ
ルの補正信号との位相誤差を各シンボルのパイロットキ
ャリアを用いて検出し位相補正を行う。The primary phase error correction section 23 uses the preamble to calculate the error due to the FFT timing shift generated in the FFT operation circuit 4, the error signal and the correction signal A5 in the reference window (actually existing in the preamble).
Is corrected. Secondary phase error correction unit 24
Then, the phase error between the correction signal A5 in the reference window and the correction signal of the corresponding symbol is detected using the pilot carrier of each symbol, and the phase is corrected.
【００４８】１次位相誤差補正部２３ではＦＦＴポイン
トのずれによる誤差と、誤差信号と基準ウインドウにお
ける補正信号Ａ５との位相誤差と併せて補正する。送信
側で既知となっているプリアンブル部分をセレクタ１０
により選別する。位相誤差検出回路１５で実際受信した
プリアンブル信号Ａ１５の基準ウインドウと、送信側で
既知であるスペクトルの基準ウインドウ部分とを比較
し、位相差データＡ１７を各キャリアで求める。これを
基にして１次位相誤差補正の補正信号Ａ１６を作成す
る。この信号をデータベース１６に格納し、１次位相補
正演算回路１１において各キャリア毎に補正信号Ａ２２
を基準ウインドウ以降のＦＦＴ演算処理されたデータＡ
１１（セレクタ１０で選別される）に乗算することによ
り１次位相誤差補正は終了する。The primary phase error correcting section 23 corrects the error due to the shift of the FFT point and the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the reference window. The preamble part known on the transmitting side is selected by the selector 10.
Sort by. The phase error detection circuit 15 compares the reference window of the preamble signal A15 actually received with the reference window portion of the spectrum known on the transmission side, and obtains the phase difference data A17 for each carrier. Based on this, a correction signal A16 for the primary phase error correction is created. This signal is stored in the database 16, and the correction signal A22 for each carrier is
Is the data A that has been subjected to the FFT operation after the reference window.
The primary phase error correction is completed by multiplying by 11 (selected by the selector 10).
【００４９】次に上述したＦＦＴポイントのずれによる
位相誤差補正方法について詳細を説明する。前述したよ
うにＦＦＴウインドウの位置にずれ（図１３）が生じる
ことにより位相誤差が発生する現象をＩＱ平面に展開し
たコンスタレーション上で説明すると、図１４のように
なる。位相誤差が存在するときは、誤差がないときと比
べて反時計回りに回転した形で情報点が現れる。この回
転量はキャリア番号をＮ、ＦＦＴポイントずれ量をＭと
すると、ＩＱ平面上での位相回転量α＝（Ｍ・Ｎ・２
π）／６４と表せる。ＦＦＴポイントずれ量を固定値と
した場合、位相回転量とキャリア番号は一対一対応する
ことになる。この位相回転量は、キャリア番号によって
係数が異なるが、位相誤差量に比例することになる。Next, the method of correcting the phase error due to the shift of the FFT point will be described in detail. As described above, the phenomenon that a phase error occurs due to the shift (FIG. 13) in the position of the FFT window will be described on a constellation developed on the IQ plane, as shown in FIG. When a phase error exists, an information point appears in a form rotated counterclockwise as compared with a case where there is no error. Assuming that the carrier amount is N and the FFT point shift amount is M, this rotation amount is the phase rotation amount α = (M · N · 2) on the IQ plane.
π) / 64. When the FFT point shift amount is a fixed value, the phase rotation amount and the carrier number have one-to-one correspondence. The phase rotation amount has a different coefficient depending on the carrier number, but is proportional to the phase error amount.
【００５０】そこで、位相誤差を補正するためには、各
キャリアにおける位相誤差量である位相回転量を求め、
位相誤差により回転した角度分だけ逆方向に回転するよ
うな信号を補正信号として実際の信号に複素乗算すれば
良い。Therefore, in order to correct the phase error, a phase rotation amount which is a phase error amount in each carrier is obtained.
A signal which rotates in the opposite direction by the angle rotated by the phase error may be complex-multiplied to the actual signal as a correction signal.
【００５１】本発明の位相誤差補正方法は上述した原理
に基づくものである。位相誤差のない時のＩＱ平面に展
開したＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算処理出力信号の情報点
がＩ軸上にあり、かつその符号が正であると分かってい
る場合、上記信号が位相誤差を受けると、ＩＱ平面上で
上記情報点は回転するので、その情報点の複素共役をと
った信号を、上記信号に複素乗算すれば、位相誤差を補
正することができるから、上記複素共役信号は位相誤差
補正信号となる。The phase error correction method of the present invention is based on the above-described principle. If the information point of the FFT operation processing output signal of the OFDM signal expanded on the IQ plane when there is no phase error is on the I axis and the sign is known to be positive, the signal is subject to a phase error. , On the IQ plane, the phase error can be corrected by complex multiplying the signal by a complex conjugate signal of the information point, so that the complex conjugate signal is It becomes a correction signal.
【００５２】同様に、位相誤差のない時のＩＱ平面に展
開した上記情報点がＩ軸上にあり、かつその符号が負で
あると分かっている場合、上記信号が位相誤差を受け回
転したらその情報点のＩ，Ｑ両成分の符号を反転した後
で、複素共役をとった信号を、上記信号に複素乗算すれ
ば、位相誤差を補正することができるから、上記複素共
役信号は位相誤差補正信号となる。Similarly, if the information point developed on the IQ plane when there is no phase error is on the I axis and the sign is known to be negative, if the signal receives the phase error and rotates, After inverting the sign of both the I and Q components of the information point and complex-multiplying the signal by a complex conjugate signal, the phase error can be corrected. Signal.
【００５３】このような位相誤差補正を行うには、ＯＦ
ＤＭ信号のデータ部に先立って設けられたプリアンブル
部を利用すればよい。即ち、プリアンブル部としてＩ軸
上に存在する正又は負符号であることを示す既知信号成
分を含むＯＦＤＭ信号を送信すれば、受信側では、各信
号成分の送出順に上述した手順に従って処理することに
より受信されたＯＦＤＭ信号のデータ部のＦＦＴ演算出
力の位相誤差補正信号を得ることができる。これによる
補正はＯＦＤＭ信号の各キャリア毎に行う。To perform such phase error correction, OF
A preamble part provided before the data part of the DM signal may be used. That is, if an OFDM signal including a known signal component indicating a positive or negative sign existing on the I axis as a preamble portion is transmitted, the receiving side performs processing according to the above-described procedure in the transmission order of each signal component. A phase error correction signal of the FFT operation output of the data part of the received OFDM signal can be obtained. The correction based on this is performed for each carrier of the OFDM signal.
【００５４】図１５は上述した位相誤差補正のための信
号処理のフローを示す。同図において、受信されたＯＦ
ＤＭ信号のプリアンブル部の時間波形４１のＩ軸成分Ｉ
１及びＱ軸成分Ｑ１をＦＦＴ演算４２とする。この時、
送信時点のプリアンブル部のＩ軸上の符号を示す前記既
知信号を、各キャリア番号のデータ毎にデータベース４
３に蓄積しておいて、データベース４３からＦＦＴ演算
出力Ｉ２，Ｑ２の符号を判定４４し、その判定結果に応
じてＩ２又はＱ２の符号を変える４５。即ち、上記符号
が正の時はＱ２の符号を変え、また上記符号が負の時は
Ｉ２の符号を変える。符号変換４５後の複素共役信号Ｉ
３，Ｑ３は、各キャリア番号毎に位相誤差補正信号のデ
ータベース４６に蓄積する。FIG. 15 shows a flow of signal processing for the above-described phase error correction. In the figure, the received OF
I-axis component I of the time waveform 41 of the preamble portion of the DM signal
1 and the Q-axis component Q1 are referred to as an FFT operation 42. At this time,
The known signal indicating the code on the I axis of the preamble portion at the time of transmission is stored in a database 4 for each data of each carrier number.
3, the sign of the FFT operation output I2, Q2 is determined 44 from the database 43, and the sign of I2 or Q2 is changed 45 according to the determination result. That is, when the sign is positive, the sign of Q2 is changed, and when the sign is negative, the sign of I2 is changed. Complex conjugate signal I after code conversion 45
3 and Q3 are stored in the phase error correction signal database 46 for each carrier number.
【００５５】次にＯＦＤＭ信号のデータ部の時間波形４
７のＩ軸成分Ｉ４、Ｑ軸成分Ｑ４をＦＦＴ演算４８す
る。そのＦＦＴ演算出力のＩ５、Ｑ５に、各キャリア毎
に、前記データベース４６からの位相誤差補正信号Ｉ
３，Ｑ３を複素乗算４９し、位相誤差の補正されたＩ
６，Ｑ６成分の信号を得る。Next, the time waveform 4 of the data part of the OFDM signal
7, an FFT operation 48 is performed on the I-axis component I4 and the Q-axis component Q4. The IFT and I5 of the FFT operation output have the phase error correction signal I from the database 46 for each carrier.
3 and Q3 are subjected to complex multiplication 49 and the phase error corrected I
A signal of the 6, Q6 component is obtained.
【００５６】２次位相誤差補正部２４では、プリアンブ
ル内の基準ウインドウにおける補正信号Ａ５と該当シン
ボルの補正信号Ａ５との間に生じた位相誤差を補正す
る。まずセレクタ１２においてシンボルのパイロットに
あたるキャリアデータＡ１８を抽出する。パイロットは
送信側では既知信号であるため、シンボル間位相誤差検
出回路１８により受信信号とＡ１８との位相差Ａ２０を
求めて、位相誤差補正信号作成回路２０によりそこから
補正信号Ａ１９を作成する。パイロットは１シンボルあ
たり複数キャリア存在する場合は、各位相差データを補
正データ作成回路２０で平均することにより補正データ
Ａ１９を作成し、データベース１９に格納する。セレク
タ１２で選別されたパイロット以外のキャリアデータＡ
１３と当該キャリアの補正データＡ２３を、２次位相補
正演算回路１３で、位相補正演算（複素乗算）すること
で２次位相誤差補正は終了する。The secondary phase error correction section 24 corrects a phase error generated between the correction signal A5 in the reference window in the preamble and the correction signal A5 of the corresponding symbol. First, the selector 12 extracts carrier data A18 corresponding to a symbol pilot. Since the pilot is a known signal on the transmitting side, a phase difference A20 between the received signal and A18 is obtained by the inter-symbol phase error detection circuit 18, and a correction signal A19 is generated therefrom by the phase error correction signal generation circuit 20. When a plurality of pilots exist per symbol, the correction data A 19 is created by averaging each phase difference data by the correction data creation circuit 20 and stored in the database 19. Carrier data A other than pilot selected by selector 12
13 and the correction data A23 of the carrier are subjected to a phase correction operation (complex multiplication) by the secondary phase correction operation circuit 13 to complete the secondary phase error correction.
【００５７】次に本発明の周波数補正、位相補正方法を
ＭＭＡＣ通信システムに適用した場合の例を示す。ＭＭ
ＡＣにおけるＯＦＤＭ受信信号は、下りＢＣＨ送信バー
スト、上り送信バーストの2種類である。下りＢＣＨ送
信バーストを図５に、上り送信バーストを図６に示す。Next, an example in which the frequency correction and phase correction method of the present invention is applied to an MMAC communication system will be described. MM
OFDM reception signals in AC are of two types: downlink BCH transmission burst and uplink transmission burst. FIG. 5 shows a downlink BCH transmission burst, and FIG. 6 shows an uplink transmission burst.
【００５８】本発明をＭＭＡＣに適用した場合図２のＡ
ＦＣ部２１について説明する。周波数誤差検出は下りＢ
ＣＨ送信バースト（図５）、上り送信バースト（図６）
の２種類より行う。この2種類の各送信バーストはプリ
アンブル部とペイロード部から構成される。When the present invention is applied to MMAC, FIG.
The FC unit 21 will be described. Frequency error detection is down B
CH transmission burst (Fig. 5), uplink transmission burst (Fig. 6)
Perform from two types. Each of these two types of transmission bursts is composed of a preamble part and a payload part.
【００５９】下りＢＣＨ送信バーストは、プリアンブル
がＡフィールド、Ｂフィールド、Ｃフィールドの順序に
なり、上り送信バーストはＢフィールド、Ａフィール
ド、Ｃフィールドの順序になる。プリアンブルにおい
て、Ａの符号を反転させたものがＩＡ、ＲＡであり（Ｉ
ＡとＲＡは同じ）、Ｂの符号を反転させたものがＩＢで
ある。In the downlink BCH transmission burst, the preamble has the order of the A field, the B field, and the C field, and the uplink transmission burst has the order of the B field, the A field, and the C field. In the preamble, IA and RA are obtained by inverting the sign of A (I
A and RA are the same), and IB is obtained by inverting the sign of B.
【００６０】図７はＭＭＡＣにおけるＡＦＣ部２１の実
施形態の動作説明図を示す。ＯＦＤＭ時間信号と１６cl
k遅延させて共役した信号を図７のように複素乗算を行
う。乗算後の信号の位相と周波数誤差量は一対一対応し
ている。これより周波数誤差を検出できる。なお、図中
の各長方形１ブロックで示す領域は１６サンプルのデー
タが存在することを示している。FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of the embodiment of the AFC unit 21 in the MMAC. OFDM time signal and 16cl
Complex multiplication is performed on the conjugated signal delayed by k as shown in FIG. The phase of the multiplied signal and the frequency error amount have one-to-one correspondence. Thereby, a frequency error can be detected. It should be noted that the area indicated by each rectangular one block in the figure indicates that data of 16 samples exists.
【００６１】このようにして求めた周波数誤差の値を元
にして補正信号Ａ５を図３のようにディジタル的に生成
する。ＭＭＡＣのケースでは１シンボル長（ガードイン
ターバルを含む）が８０clkの為、微少ベクトルの乗算
回数は図８のように８０回となる。これによりペイロー
ドにおける同一シンボル内の誤差信号と補正信号の位相
差を保つ。The correction signal A5 is digitally generated as shown in FIG. 3 based on the value of the frequency error thus obtained. In the case of MMAC, since the length of one symbol (including the guard interval) is 80 clk, the number of times of multiplication of the small vector is 80 as shown in FIG. Thereby, the phase difference between the error signal and the correction signal in the same symbol in the payload is maintained.
【００６２】このようにすれば、図４の通り当然補正信
号の位相はシンボル毎に異なるため、誤差信号と補正信
号の位相差もシンボル毎に異なっている。その位相差を
補正する手段が新たに必要となり、後述の２次位相誤差
補正部２４で行う。In this way, the phase of the correction signal naturally differs for each symbol as shown in FIG. 4, so that the phase difference between the error signal and the correction signal also differs for each symbol. A means for correcting the phase difference is newly required, and this is performed by a secondary phase error correction unit 24 described later.
【００６３】ＡＦＣ部２１での補正の結果、周波数誤差
Δｆ分の位相を補正するための信号Ａ５が出力される。
受信信号Ａ３と補正信号Ａ５を乗算することにより補正
後の信号Ａ４を作成する。As a result of the correction in the AFC section 21, a signal A5 for correcting the phase corresponding to the frequency error Δf is output.
The corrected signal A4 is created by multiplying the received signal A3 by the correction signal A5.
【００６４】補正信号Ａ５は一定回数微少信号を乗算す
るとリセットされるが、この後に行うＦＦＴ演算におい
て、ＦＦＴウィンドウ内部でリセットするようなタイミ
ング信号Ａ２１を送ると位相誤差補正ができなくなる。
そのため補正信号Ａ５の乗算開始位置は非常に重要とな
る。The correction signal A5 is reset when multiplied by the minute signal for a certain number of times. In the subsequent FFT operation, if the timing signal A21 for resetting inside the FFT window is sent, the phase error cannot be corrected.
Therefore, the multiplication start position of the correction signal A5 is very important.
【００６５】ＭＭＡＣに適応した場合、補正信号Ａ５の
乗算開始位置についてはＣフィールドの後半からとす
る。図４の方法をＭＭＡＣに適用した場合を図９に示
す。この後周波数補正した時間波形Ａ４をＦＦＴ演算回
路４を通すことで周波数スペクトルＡ１０に変換する。
ＦＦＴタイミング信号Ａ２１の位置を示したものを図１
０に示す。Ｃフィールドは同一データが２回繰り返して
受信される形式となる。図１０のように、Ｃフィールド
の前半では、図９に示したように８０clkの周期の区切
りが生じてしまい、ＦＦＴ窓の途中で補正信号の位相の
不連続点が挿入されてしまう事になる。それを回避する
には、Ｃフィールドの後半を使えば以降のデータフィー
ルドと同様に８０clkの周期の中にＦＦＴ窓が扱えるこ
とが分かる。よって、Ｃフィールドから検出されるＦＦ
Ｔウインドウ位置のずれによる位相誤差の検出はＣフィ
ールドの後半で行えば良い。この後、ＦＦＴ演算回路４
で時間波形Ａ４を周波数スペクトルＡ１０に変換する
際、ＦＦＴのタイミングのずれによる位相誤差が新たに
加わる。この部分は１次位相誤差補正部２３で補正す
る。When the MMAC is applied, the multiplication start position of the correction signal A5 is from the latter half of the C field. FIG. 9 shows a case where the method of FIG. 4 is applied to MMAC. Thereafter, the time-corrected time waveform A4 is converted into a frequency spectrum A10 by passing through the FFT operation circuit 4.
FIG. 1 shows the position of the FFT timing signal A21.
0 is shown. The C field has a format in which the same data is repeatedly received twice. As shown in FIG. 10, in the first half of the C field, a break of a period of 80 clk occurs as shown in FIG. 9, and a discontinuous point of the phase of the correction signal is inserted in the middle of the FFT window. . In order to avoid this, it is understood that the FFT window can be handled in a cycle of 80 clk, similarly to the subsequent data fields, by using the latter half of the C field. Therefore, the FF detected from the C field
The detection of the phase error due to the shift of the T window position may be performed in the latter half of the C field. Thereafter, the FFT operation circuit 4
When the time waveform A4 is converted into the frequency spectrum A10 by the above, a phase error due to a shift in FFT timing is newly added. This part is corrected by the primary phase error correction unit 23.
【００６６】周波数スペクトルで生じる誤差は、ここで
ＦＦＴのタイミングのずれによる位相誤差と誤差信号と
補正信号Ａ５の位相誤差に大別される。誤差信号と補正
信号Ａ５の位相誤差はシンボル毎に異なるため、Ｃフィ
ールドを基準とした場合、さらに誤差信号と最初のＣフ
ィールドにおける補正信号Ａ５との位相誤差とＣフィー
ルドにおける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号Ａ
５との位相誤差の２つに分けられる。The error generated in the frequency spectrum is roughly classified into a phase error due to a shift in the FFT timing and a phase error between the error signal and the correction signal A5. Since the phase error between the error signal and the correction signal A5 differs for each symbol, when the C field is used as a reference, the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the first C field, the correction signal A5 in the C field, and the symbol Correction signal A
5, and the phase error is divided into two.
【００６７】１次位相補正演算回路１１ではＣフィール
ドを用いて、ＦＦＴ演算回路４で生じたタイミング信号
Ａ２１のずれによる誤差と、誤差信号と最初のＣフィー
ルドにおける補正信号Ａ５との位相誤差を補正してい
る。２次位相補正演算回路１３では、Ｃフィールドにお
ける補正信号Ａ５と該当シンボルの補正信号Ａ５との位
相誤差を各シンボルのパイロットキャリアを用いて検出
し位相補正を行う。パイロットは１シンボルあたり４キ
ャリア存在するので、４つの位相差データを補正信号作
成回路２０で平均することにより補正信号Ａ１９を作成
し、２次位相補正演算回路１３で、位相補正演算（複素
乗算）する。The primary phase correction operation circuit 11 uses the C field to correct the error due to the shift of the timing signal A21 generated in the FFT operation circuit 4 and the phase error between the error signal and the correction signal A5 in the first C field. are doing. The secondary phase correction operation circuit 13 detects the phase error between the correction signal A5 in the C field and the correction signal A5 of the corresponding symbol using the pilot carrier of each symbol, and performs phase correction. Since there are four carriers per symbol, the correction signal A19 is created by averaging the four phase difference data in the correction signal creation circuit 20, and the phase correction calculation (complex multiplication) is performed in the secondary phase correction calculation circuit 13. I do.
【００６８】[0068]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｏ
ＦＤＭ受信装置における周波数及び位相誤差を全体的か
つ完全にディジタル的に補正でき、しかも補正演算は大
幅に簡易化して演算回数を減少させたので、極めて実用
性の高いものとすることができた。As described above, according to the present invention, O
The frequency and phase errors in the FDM receiver can be corrected entirely and completely digitally, and the correction calculation has been greatly simplified and the number of calculations has been reduced, so that extremely high practicality has been achieved.
【図１】ＯＦＤＭ受信信号の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an OFDM reception signal.
【図２】本発明の一実施例の全体構成を示すブロック図
である。FIG. 2 is a block diagram showing the overall configuration of one embodiment of the present invention.
【図３】微少ベクトルを用いた補正信号の作成方法を示
す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a method of creating a correction signal using a minute vector.
【図４】誤差信号に対する補正信号の補正方法の説明図
である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a method of correcting a correction signal with respect to an error signal.
【図５】ＭＭＡＣにおけるＯＦＤＭ受信信号の下りＢＣ
Ｈ送信バーストの構成図である。FIG. 5 is a downlink BC of an OFDM reception signal in MMAC.
It is a block diagram of H transmission burst.
【図６】上記信号の上り送信バーストの構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of an uplink transmission burst of the signal.
【図７】下りＢＣＨ送信バースト構成での複素乗算の計
算方法の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of a calculation method of complex multiplication in a downlink BCH transmission burst configuration.
【図８】ＭＭＡＣにおいて微少ベクトルを用いた補正信
号の作成方法を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating a method of generating a correction signal using a small vector in the MMAC.
【図９】ＭＭＡＣに本発明を適用したときの補正信号に
よる補正方法の説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram of a correction method using a correction signal when the present invention is applied to the MMAC.
【図１０】ＯＦＤＭ受信信号に対するＦＦＴタイミング
位置を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an FFT timing position for an OFDM reception signal.
【図１１】周波数補正方法の信号処理のフローを示す図
である。FIG. 11 is a diagram showing a flow of signal processing of the frequency correction method.
【図１２】複素乗算の結果であるＩＱ平面展開例を示す
図である。FIG. 12 is a diagram illustrating an example of an IQ plane development as a result of complex multiplication.
【図１３】ＦＦＴウインドウの位置ずれを示す図であ
る。FIG. 13 is a diagram showing a displacement of an FFT window.
【図１４】位相誤差量とＩＱ平面に展開した情報点との
関係を示す図である。FIG. 14 is a diagram illustrating a relationship between a phase error amount and information points developed on an IQ plane.
【図１５】位相誤差補正のための信号処理のフローを示
す図である。FIG. 15 is a diagram showing a flow of signal processing for phase error correction.
１ ＲＦ回路 ２ セレクタ ４ ＦＦＴ演算回路 ５ データベース ６ 周波数誤差検出回路 ７ 補正信号作成回路 ８ ＦＦＴタイミング検出回路 ９ ＦＦＴタイミング信号作成回路 １０ セレクタ １１ １次位相補正演算回路 １２ セレクタ １３ ２次位相補正演算回路 １４ 復調回路 １５ ＦＦＴタイミング位相誤差検出回路 １６ データベース １７ 位相誤差補正信号作成回路 １８ シンボル間位相誤差検出回路 １９ データベース ２０ 位相誤差補正信号作成回路 ２１ ＡＦＣ部 ２２ ＦＦＴタイミング制御部 ２３ １次位相誤差補正部 ２４ ２次位相誤差補正部 REFERENCE SIGNS LIST 1 RF circuit 2 selector 4 FFT operation circuit 5 database 6 frequency error detection circuit 7 correction signal generation circuit 8 FFT timing detection circuit 9 FFT timing signal generation circuit 10 selector 11 primary phase correction operation circuit 12 selector 13 secondary phase correction operation circuit Reference Signs List 14 demodulation circuit 15 FFT timing phase error detection circuit 16 database 17 phase error correction signal generation circuit 18 intersymbol phase error detection circuit 19 database 20 phase error correction signal generation circuit 21 AFC section 22 FFT timing control section 23 primary phase error correction section 24 Secondary phase error correction unit
フロントページの続き (72)発明者 高田 宏正 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 国澤 良雄 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 (72)発明者 前山 利幸 東京都渋谷区神宮前６−27−８ 株式会社 京セラディーディーアイ未来通信研究所内 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD17 DD19 DD33 DD42 5K047 AA06 BB01 CC00 HH11 HH53 JJ06 Continued on the front page (72) Inventor Hiromasa Takada 6-27-8 Jingumae, Shibuya-ku, Tokyo Inside Kyocera DDI Future Communication Research Laboratories (72) Yoshio Kunizawa Inventor 6-27-8 Jingumae, Shibuya-ku, Tokyo (72) Inventor Toshiyuki Maeyama 6-27-8 Jingumae, Shibuya-ku, Tokyo F-term (reference) 5K022 DD01 DD13 DD17 DD19 DD33 DD42 5K047 AA06 BB01 CC00 HH11 HH53 JJ06
Claims (2)
ＤＭ信号を受信し、該ＯＦＤＭ信号をＦＦＴ演算して復
調するＯＦＤＭ受信装置において、上記プリアンブル部
から周波数誤差を検出し補正する周波数誤差補正手段
と、上記プリアンブル部からＦＦＴ演算のタイミングを
検出して該タイミングを生成するＦＦＴタイミング生成
手段と、上記タイミングによって周波数誤差を補正され
たＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算をするＦＦＴ演算手段と、
該手段のＦＦＴ演算出力のＦＦＴ演算のタイミングの誤
差に起因する位相誤差を、上記出力のプリアンブル部よ
り検出し補正する第１次の位相誤差補正手段と、該手段
による補正後の出力の、前記周波数誤差補正手段に起因
して残留する位相誤差と、位相誤差によるＯＦＤＭ信号
のシンボル毎の位相誤差をシンボル毎のパイロット信号
から検出し補正する第２次の位相誤差補正手段と、から
成ることを特徴とするＯＦＤＭ受信装置の周波数及び位
相誤差補正装置。1. An OF comprising a preamble part and a data part
In an OFDM receiving apparatus for receiving a DM signal, performing an FFT operation on the OFDM signal and demodulating the OFDM signal, a frequency error correction means for detecting and correcting a frequency error from the preamble section, and detecting a timing of the FFT operation from the preamble section FFT timing generating means for generating the timing, FFT calculating means for performing an FFT operation on the OFDM signal whose frequency error has been corrected by the timing,
A first-order phase error correction means for detecting and correcting a phase error due to an error in the FFT calculation timing of the FFT calculation output of the means from the preamble part of the output, and A phase error remaining due to the frequency error correction means, and a second-order phase error correction means for detecting and correcting a phase error for each symbol of the OFDM signal due to the phase error from a pilot signal for each symbol. Characteristic frequency and phase error correction device for OFDM receiver.
補正信号を、sinΘ＝Θ、cosΘ＝１と近似可能な微少ベ
クトルを、同一シンボル内で所定回数乗算して作成する
ように構成したことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤ
Ｍ受信装置の周波数及び位相誤差補正装置。2. The apparatus according to claim 1, wherein said frequency error correction means is configured to generate the frequency error correction signal by multiplying a small vector approximating sinΘ = Θ and cosΘ = 1 a predetermined number of times in the same symbol. The OFD according to claim 1, characterized in that:
Frequency and phase error correction device for M receiver.
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