JP2001238453A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力と直流電
力の変換を行う電力変換装置に係り、特に、交流入力電
流波形に含まれる高調波成分を低減するとともに、電力
変換効率を向上することが可能な電力変換装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter for converting AC power and DC power, and more particularly to reducing a harmonic component contained in an AC input current waveform and improving power conversion efficiency. The present invention relates to a power conversion device capable of performing the following.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の交流電力を直流電力に変換する電
力変換装置としては、特開平１０−６６３４３号公報等
に記載されたようなＰＷＭ制御方式の交直電力変換装置
がある。図１３はその概要を示したもので、１は交流電
源、３は自励式電圧形変換器、４−１、４−２は平滑コ
ンデンサ、５は負荷、１０はＰＷＭ制御器である。自励
式電圧型変換器３はＮＰＣ（中性点クランプ）回路とな
っている。ＰＷＭ制御方式の交直電力変換装置では、一
般に三角波比較による正弦波ＰＷＭ制御が行われるが、
ＰＷＭ制御の変調周波数（三角波キャリア周波数）を交
流電源周波数に対して高く設定することにより、交流電
源側の入力電流波形に含まれる高調波成分を低減するこ
とが可能である。図１４はその動作波形の一例であり、
正弦波信号ＳＩＮ、三角波キャリア信号ＴＲＩ、ＴＲ
２、自励式電圧形変換器のＵ相のスイッチング素子Ｓｕ
１、Ｓｕ２、Ｓｘ１、Ｓｘ２に与えられるスイッチング
信号Ｇｕ１、Ｇｕ２、Ｇｘ１、Ｇｘ２と、変換器の交流
側Ｕ相電圧波形Ｖｓｕを示す。尚、ここでは平滑コンデ
ンサの電圧をＶＤとしている。2. Description of the Related Art As a conventional power converter for converting AC power into DC power, there is a PWM control type AC / DC power converter as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-66343. FIG. 13 shows the outline thereof, wherein 1 is an AC power supply, 3 is a self-excited voltage source converter, 4-1 and 4-2 are smoothing capacitors, 5 is a load, and 10 is a PWM controller. The self-excited voltage type converter 3 is an NPC (neutral point clamp) circuit. In the AC / DC power converter of the PWM control system, generally, sine wave PWM control based on triangular wave comparison is performed.
By setting the PWM control modulation frequency (triangular wave carrier frequency) higher than the AC power supply frequency, it is possible to reduce harmonic components included in the input current waveform on the AC power supply side. FIG. 14 shows an example of the operation waveform.
Sine wave signal SIN, triangular wave carrier signal TRI, TR
2. U-phase switching element Su of self-excited voltage-source converter
1, switching signals Gu1, Gu2, Gx1, and Gx2 given to Su2, Sx1, and Sx2, and an AC-side U-phase voltage waveform Vsu of the converter. Here, the voltage of the smoothing capacitor is set to VD.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】交流電力を直流電力に
変換する電力変換装置（交直電力変換装置）では、交流
電源側の入力電流波形に含まれる高調波成分が大きい場
合には、交流系統電圧を歪ませる原因となり、同じ交流
系統に接続された他の電気機器に悪影響を及ぼす場合が
ある。このため、電源高調波の少ない交直電力変換装置
が求められている。図１３に示した交直電力変換装置で
は、ＰＷＭ制御を行っているが、一般にＰＷＭ制御方式
の交直電力変換器では、交流入力電流波形に含まれる高
調波成分を低減するために、ＰＷＭ制御の変調周波数を
高める必要がある。このため、必然的にスイッチング素
子のスイッチング周波数を高める必要があるが、スイッ
チング素子には素子の特性に応じたスイッチング周波数
の上限値があり、特に、大容量電力変換装置に多く用い
られているＧＴＯサイリスタ素子の上限周波数では十分
な高調波低減効果が得られない場合があった。さらに、
スイッチング周波数を高めることはスイッチング素子に
発生するスイッチング損失の増大を招き、電力変換装置
としての電力変換効率を低下させることにつながってい
た。そこで、本発明は、交直電力変換装置のスイッチン
グ周波数を高めることなく交流入力電流波形に含まれる
高調波成分を低減することができる方式を実現し、電力
変換効率向上と電源高調波低減の両立が可能な電力変換
装置を提供することを目的とする。In a power converter (AC-DC power converter) for converting AC power into DC power, when a harmonic component included in an input current waveform on the AC power supply side is large, the AC system voltage is reduced. And may adversely affect other electric devices connected to the same AC system. For this reason, there is a demand for an AC / DC power conversion device with less power supply harmonics. The AC / DC power converter shown in FIG. 13 performs PWM control. In general, a PWM control type AC / DC power converter employs PWM control modulation in order to reduce harmonic components contained in an AC input current waveform. It is necessary to increase the frequency. For this reason, it is necessary to increase the switching frequency of the switching element. However, the switching element has an upper limit value of the switching frequency according to the characteristic of the element. At the upper limit frequency of the thyristor element, a sufficient harmonic reduction effect may not be obtained. further,
Increasing the switching frequency causes an increase in switching loss generated in the switching element, which leads to a decrease in power conversion efficiency as a power converter. Therefore, the present invention realizes a method capable of reducing harmonic components included in an AC input current waveform without increasing the switching frequency of the AC / DC power converter, and achieves both improvement of power conversion efficiency and reduction of power supply harmonics. It is an object to provide a possible power converter.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明は、１次側が交流電源に直列接
続され、２次側電圧の位相が６０度／ｎずつシフトした
ｎ個の変圧器と、この変圧器の各々の２次側に交流側が
接続されたｎ個の自励式電圧形変換器と、この自励式電
圧形変換器の各々に与えられるスイッチング信号の位相
が６０度／ｎずつシフトする以外は同じパルスパターン
となるようなパルスパターン発生器とを備えたことを特
徴とする。従って、各自励式電圧形変換器の交流入力端
における直列多重効果により、スイッチング素子のスイ
ッチング周波数を高めることなく交流入力電流波形に含
まれる高調波成分を低減することができる。また、請求
項２記載の発明は、多段に分割された直流電圧を交流電
圧に変換する多レベル電圧形インバータを負荷とするこ
とを特徴とする。従って、多段に分割された直流電圧を
交流電圧に変換する多レベル電圧形インバータの直流電
源用として適当である。また、請求項３記載の発明は、
複数の電力変換装置を交流電源に並列接続し、共通の負
荷に直流電力を供給することを特徴とする。従って、複
数の電力変換装置を交流電源に並列接続し、共通の負荷
に直流電力を供給することにより、電力変換装置として
の容量を拡大することができる。In order to achieve the above object, according to the present invention, the primary side is connected to an AC power supply in series, and the phase of the secondary side voltage is shifted by 60 degrees / n. Transformers, n self-excited voltage-source converters each having an AC side connected to the secondary side of each of the transformers, and a phase of a switching signal applied to each of the self-excited voltage-source converters is 60 And a pulse pattern generator that produces the same pulse pattern except for shifting by degrees / n. Therefore, the harmonic component included in the AC input current waveform can be reduced without increasing the switching frequency of the switching element due to the series multiplexing effect at the AC input terminal of each self-excited voltage source converter. Further, the invention according to claim 2 is characterized in that a multi-level voltage type inverter for converting a DC voltage divided into multiple stages into an AC voltage is used as a load. Therefore, it is suitable for a DC power supply of a multi-level voltage type inverter for converting a DC voltage divided into multiple stages into an AC voltage. The invention according to claim 3 is:
A plurality of power converters are connected in parallel to an AC power supply to supply DC power to a common load. Therefore, by connecting a plurality of power converters in parallel to an AC power supply and supplying DC power to a common load, the capacity of the power converter can be increased.
【０００５】更に、請求項４記載の発明は、自励式電圧
形変換器の各々に与えられるスイッチング信号のパルス
パターンが固定パルスパターンとなることを特徴とす
る。従って、各自励式電圧形変換器に与えられるスイッ
チング信号のパルスパターンを固定パルスパターンとす
ることにより、高調波成分が少なくなるようなパルスパ
ターンの選択を可能とし、高調波低減効果の向上を図
る。また、請求項５記載の発明は、交流電源から供給さ
れる有効電流値と有効電流基準値の偏差から、自励式電
圧形変換器の各々に与えられるスイッチング信号の固定
パルスパターンを発生するための交流電源電圧に対する
位相角基準値を演算出力する有効電流制御器を備えたこ
とを特徴とする。従って、各自励式電圧形変換器に与え
られるスイッチング信号のパルスパターンを固定パルス
パターンとした場合でも、固定パルスパターンを発生す
る位相角を制御することにより、交流電源から電力変換
装置に供給される有効電流を所望の値に制御することを
可能とする。更に、請求項６記載の発明は、交流電源か
ら供給される無効電流値から、位相角基準補償値を出力
するハイパスフィルタと、このハイパスフィルタから出
力される位相角基準補償値と有効電流制御器から出力さ
れる位相角基準値を加算して出力する加算器とを備えた
ことを特徴とする。Further, the invention according to claim 4 is characterized in that the pulse pattern of the switching signal applied to each of the self-excited voltage type converters is a fixed pulse pattern. Therefore, by setting the pulse pattern of the switching signal applied to each self-excited voltage-source converter to a fixed pulse pattern, it is possible to select a pulse pattern in which the harmonic components are reduced, and to improve the harmonic reduction effect. According to a fifth aspect of the present invention, a fixed pulse pattern of a switching signal applied to each of the self-excited voltage type converters is generated from a difference between an effective current value supplied from an AC power supply and an effective current reference value. An effective current controller for calculating and outputting a phase angle reference value for the AC power supply voltage is provided. Therefore, even when the pulse pattern of the switching signal applied to each self-excited voltage-source converter is a fixed pulse pattern, by controlling the phase angle at which the fixed pulse pattern is generated, the effective power supplied from the AC power supply to the power converter is controlled. It is possible to control the current to a desired value. Further, according to the present invention, a high-pass filter that outputs a phase angle reference compensation value from a reactive current value supplied from an AC power supply, a phase angle reference compensation value output from the high-pass filter, and an active current controller And an adder for adding and outputting the phase angle reference value output from the controller.
【０００６】従って、交流電源から電力変換装置に供給
される有効電流が振動的になることを防ぎ、安定に制御
することを可能とする。また更に、請求項７記載の発明
は、電力変換装置の直流側電圧である直流電圧値と直流
電圧基準値の偏差から、有効電流基準値を演算出力する
直流電圧制御器を備えたことを特徴とする。従って、電
力変換装置の直流側電圧を所望の値に制御することを可
能とする。更に、請求項８記載の発明は、交流電源から
供給される無効電流値と無効電流基準値の偏差から直流
電圧基準補償値を演算出力する無効電流制御器と、この
無効電流制御器から出力される直流電圧基準補償値と直
流電圧基準値を加算して出力する加算器とを具備したこ
とを特徴とする。従って、交流電源から電力変換装置に
供給される無効電流を所望の値に制御することを可能と
する。Therefore, it is possible to prevent the effective current supplied from the AC power supply to the power converter from becoming oscillating, thereby enabling stable control. Still further, the invention according to claim 7 is provided with a DC voltage controller for calculating and outputting an effective current reference value from a deviation between a DC voltage value which is a DC voltage of the power converter and a DC voltage reference value. And Therefore, it is possible to control the DC voltage of the power converter to a desired value. Further, the invention according to claim 8 is a reactive current controller for calculating and outputting a DC voltage reference compensation value from a deviation between a reactive current value supplied from an AC power supply and a reactive current reference value, and an output from the reactive current controller. And an adder for adding and outputting the DC voltage reference compensation value and the DC voltage reference value. Therefore, it is possible to control the reactive current supplied from the AC power supply to the power converter to a desired value.
【０００７】[0007]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明するが、同一の構成要素には同
一の符号を付してその説明を省略する。 （第１の実施の形態）以下、本発明の第１の実施の形態
について、図面を用いて説明する。図１は、本実施の形
態である電力変換装置の構成図である。ここでは一例と
して多重数ｎ＝２としている。図１において、１は交流
電源、２−１、２−２は変圧器、３−１、３−２は自励
式電圧形変換器、４−１、４−２は平滑コンデンサ、５
は負荷、１１はパルスパターン発生器である。変圧器２
−１、２−２は、１次側が交流電源１に直列接続され、
２次側電圧の位相が２−２に対して２−１では３０度進
んでいる。自励式電圧形変換器３−１、３−２の交流側
端子は、変圧器２−１、２−２の２次側にそれぞれ接続
される。平滑コンデンサ４−１、４−２は、自励式電圧
形変換器３−１、３−２の直流側端子にそれぞれ接続さ
れた上で互いに直列接続され、両端が直流母線Ｐ、Ｎに
接続される。負荷５は、直流母線Ｐ、Ｎ間に接続され、
電圧形インバータ等である。パルスパターン発生器１１
は、自励式電圧形変換器に与えられるスイッチング信号
のパルスパターンを発生する。自励式電圧形変換器３−
１および３−２に与えられるパルスパターンは、パター
ンとしては同じであるが、その位相は自励式電圧形変換
器３−２に与えられるパルスパターンに対して３−１で
は３０度進んだものとなる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings, but the same components will be denoted by the same reference characters and description thereof will be omitted. (First Embodiment) Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to the present embodiment. Here, the number of multiplexing is set to n = 2 as an example. In FIG. 1, 1 is an AC power supply, 2-1 and 2-2 are transformers, 3-1 and 3-2 are self-excited voltage type converters, 4-1 and 4-2 are smoothing capacitors,
Is a load, and 11 is a pulse pattern generator. Transformer 2
-1, 2-2, the primary side is connected in series to the AC power supply 1,
The phase of the secondary voltage is advanced by 30 degrees at 2-1 with respect to 2-2. The AC side terminals of the self-excited voltage type converters 3-1 and 3-2 are connected to the secondary sides of the transformers 2-1 and 2-2, respectively. The smoothing capacitors 4-1 and 4-2 are connected to the DC terminals of the self-excited voltage-source converters 3-1 and 3-2, respectively, and then connected in series with each other. Both ends are connected to the DC buses P and N. You. The load 5 is connected between the DC buses P and N,
It is a voltage type inverter or the like. Pulse pattern generator 11
Generates a pulse pattern of a switching signal supplied to the self-excited voltage source converter. Self-excited voltage source converter 3-
The pulse patterns given to 1 and 3-2 are the same as the patterns, but the phase is advanced by 30 degrees in 3-1 with respect to the pulse pattern given to self-excited voltage source converter 3-2. Become.
【０００８】図２は、各自励式電圧形変換器のＵ相およ
びＶ相のスイッチング素子Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｕ２、Ｓ
ｖ２に与えられるスイッチング信号Ｇｕ１、Ｇｖ１、Ｇ
ｕ２、Ｇｖ２と、各変圧器の２次側線間電圧波形Ｖｕｖ
１、Ｖｕｖ２および交流電源接続点での変圧器１次側緑
間電圧波形Ｖｓｕｖの一例を示したものである。尚、こ
こでは平滑コンデンサの電圧をＶＤとしている。図２に
よれば、スイッチング周波数を交流電源周波数と同じと
した場合でも、電力変換器の交流側線間電圧波形Ｖｓｕ
ｖが正弦波状になることがわかる。交流入力電流波形に
含まれる高調波成分は、変換器交流電圧Ｖｓｕｖに含ま
れる高調波成分によって決まるため、変換器交流電圧Ｖ
ｓｕｖが正弦波状であれば、交流入力電流波形も正弦波
状となり含有高調波を低減することが可能となる。従っ
て、本実施の形態によれば、スイッチング周波数を高め
ることなく、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を
低減することができる。 （第２の実施の形態）以下、本発明の第２の実施の形態
について、図面を用いて説明する。図３に示すように、
本実施の形態では、第１の実施の形態と比較して、自励
式電圧形変換器３−３、３−４がＮＰＣ（中性点クラン
プ）回路になっている点が異なる。FIG. 2 shows switching elements Su1, Sv1, Su2, S of the U-phase and V-phase of each self-excited voltage-source converter.
switching signals Gu1, Gv1, G given to v2
u2, Gv2, and the secondary side line voltage waveform Vuv of each transformer
1, Vuv2, and an example of a transformer primary green voltage waveform Vsuv at an AC power supply connection point. Here, the voltage of the smoothing capacitor is set to VD. According to FIG. 2, even when the switching frequency is the same as the AC power supply frequency, the AC side line voltage waveform Vsu of the power converter is used.
It can be seen that v becomes sinusoidal. Since the harmonic component included in the AC input current waveform is determined by the harmonic component included in the converter AC voltage Vsuv, the converter AC voltage Vsuv
If suv is sinusoidal, the AC input current waveform will also be sinusoidal, making it possible to reduce contained harmonics. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to reduce the harmonic components included in the AC input current waveform without increasing the switching frequency. (Second Embodiment) Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG.
The present embodiment is different from the first embodiment in that the self-excited voltage-source converters 3-3 and 3-4 are NPC (neutral point clamp) circuits.
【０００９】本実施の形態のように、多重接続される変
換器は自励式電圧形変換器であれば種類は特に限定しな
い。 （第３の実施の形態）以下、本発明の第３の実施の形態
について、図面を用いて説明する。本実施の形態では、
一例として多重数ｎ＝２としている。図４に示すよう
に、本実施の形態においては、第１の実施の形態と比較
して、平滑コンデンサ４が各自励式電圧形変換器に対し
共通になっている点が異なる。尚、本実施の形態によれ
ば、第１の実施の形態同様、スイッチング周波数を高め
ることなく、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を
低減することができる。 （第４の実施の形態）以下、本発明の第４の実施の形態
について、図面を用いて説明する。図５に示すように、
本実施の形態では、多重数ｎ＝２とし、負荷として３レ
ベル電圧形インバータ（ＮＰＣインバータ）を接続して
いる。従って、多重数を増やすことにより、さらに多レ
ベルのインバータにも適用することができる。 （第５の実施の形態）以下、本発明の第５の実施の形態
について、図面を用いて説明する。図６に示すように、
本実施の形態では、多重数ｎ＝２の電力変換装置を交流
電源に並列に接続し、直流側で平滑コンデンサを直列接
続して負荷に直流電力を供給することにより電力変換装
置としての容量を拡大することができる。[0009] As in the present embodiment, the type of the multiplexed converter is not particularly limited as long as it is a self-excited voltage type converter. (Third Embodiment) Hereinafter, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the present embodiment,
As an example, the number of multiplexes is set to n = 2. As shown in FIG. 4, the present embodiment differs from the first embodiment in that a smoothing capacitor 4 is common to each self-excited voltage type converter. According to the present embodiment, as in the first embodiment, it is possible to reduce the harmonic components included in the AC input current waveform without increasing the switching frequency. (Fourth Embodiment) Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG.
In the present embodiment, the number of multiplexing is n = 2, and a three-level voltage source inverter (NPC inverter) is connected as a load. Therefore, by increasing the number of multiplexes, the present invention can be applied to a multi-level inverter. (Fifth Embodiment) Hereinafter, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG.
In the present embodiment, the power converter as a power converter is connected by connecting a power converter having multiplex number n = 2 in parallel to an AC power supply, connecting a smoothing capacitor in series on the DC side and supplying DC power to a load. Can be expanded.
【００１０】（第６の実施の形態）以下、本発明の第６
の実施の形態について、図面を用いて説明する。図７に
示すように、本実施の形態では、第１の実施の形態と比
較して、パルスパターン発生器が固定パルスパターン発
生器１２になっている点が異なる。従って、本実施の形
態において、固定パルスパターン発生器１２は、交流電
源に同期した固定パルスパターンを交流電源電圧に対す
る任意の位相角基準値ａ＊に従って発生する。このと
き、固定パルスパターンに含まれる特定の高調波成分が
所望の値になるようなパターンに選ぶことにより、交流
入力電流波形に含まれる特定の高調波成分を所望の値に
抑制することが可能となる。 （第７の実施の形態）以下、本発明の第７の実施の形態
について、図面を用いて説明する。図８に示すように、
本実施の形態では、有効電流制御器１３は、交流電源か
ら電力変換装置に供給される有効電流値Ｉｐと有効電流
基準値Ｉｐ＊の偏差を基に比例積分制御を行い、固定パ
ルスパターン発生器１２の発生する固定パルスパターン
の交流電源電圧に対する位相角基準値ａ＊を求めて出力
する。次に、本実施の形態の制御動作を図９を用いて説
明する。図９は、ある瞬間における電圧・電流ベクトル
図を示すもので、Ｖ１は固定パルスパターンの基本波成
分によって決まる変圧器１次側電圧ベクトル（電力変換
器交流側電圧）、Ｉｓは交流入力電流ベクトル、Ｖｓは
交流電源電圧ベクトル、ＶＬは電力変換器の交流側に設
置するリアクトル又は交流系統インダクタンスＬｓに印
加される電圧ベクトルである。各電圧ベクトルは次式を
満足している。(Sixth Embodiment) Hereinafter, a sixth embodiment of the present invention will be described.
An embodiment will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 7, the present embodiment differs from the first embodiment in that the pulse pattern generator is a fixed pulse pattern generator 12. Therefore, in the present embodiment, fixed pulse pattern generator 12 generates a fixed pulse pattern synchronized with the AC power supply according to an arbitrary phase angle reference value a * for the AC power supply voltage. At this time, it is possible to suppress the specific harmonic component included in the AC input current waveform to a desired value by selecting a pattern in which the specific harmonic component included in the fixed pulse pattern has a desired value. Becomes (Seventh Embodiment) Hereinafter, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG.
In the present embodiment, the active current controller 13 performs a proportional-integral control based on a deviation between an active current value Ip supplied from the AC power supply to the power converter and an active current reference value Ip *, and generates a fixed pulse pattern generator. The phase angle reference value a * for the AC power supply voltage of the fixed pulse pattern generated by T12 is obtained and output. Next, a control operation of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 9 shows a voltage / current vector diagram at a certain moment, where V1 is a transformer primary voltage vector (power converter AC voltage) determined by a fundamental component of a fixed pulse pattern, and Is is an AC input current vector. , Vs is an AC power supply voltage vector, and VL is a voltage vector applied to a reactor or AC system inductance Ls installed on the AC side of the power converter. Each voltage vector satisfies the following equation.
【００１１】[0011]
【数１】ＶＬ＝Ｖｓ−Ｖ１ また、交流入力電流ベクトルＩｓは次式となる。VL = Vs-V1 The AC input current vector Is is given by the following equation.
【００１２】[0012]
【数２】Ｉｓ＝ＶＬ／ｊＷｓＬｓ 但し、Ｗｓ：交流電源周波数 この状態から、電力変換器に与えられる固定パルスパタ
ーンの交流電源電圧に対する位相角をａからａ´まで増
加させた場合を考えると、インダクタンスＬｓに印加さ
れる電圧ベクトルは次式のようになる。Is = VL / jWsLs Where, Ws: AC power supply frequency From this state, consider the case where the phase angle of the fixed pulse pattern applied to the power converter with respect to the AC power supply voltage is increased from a to a '. The voltage vector applied to the inductance Ls is as follows.
【００１３】[0013]
【数３】Ｖ´Ｌ＝Ｖｓ−Ｖ´１ また、交流入力電流ベクトルは次式となる。V′L = Vs−V′1 The AC input current vector is given by the following equation.
【００１４】[0014]
【数４】Ｉ´ｓ＝Ｖ´Ｌ／ｊＷｓＬｓ 以上より、固定パルスパターンの交流電源電圧に対する
位相角を増加させることにより交流入力電流が増加し、
これに含まれる有効電流成分も増加することになる。逆
に、位相角を減少させることにより、有効電流成分を減
少することもできる。本実施の形態によれば、自励式電
圧形変換器に与えられるスイツチング信号を固定パルス
パターンとした場合でも、その交流電源電圧に対する位
相角を変化することにより交流電源から電力変換装置に
供給される有効電流を所望の値に制御することが可能と
なる。 （第８の実施の形態）以下、本発明の第８の実施の形態
について、図面を用いて説明する。図１０に示すよう
に、本実施の形態において、ハイパスフィルタ１４は、
交流電源から電力変換装置に供給される無効電流値ＩＱ
から直流成分を除去することにより、無効電流に含まれ
る振動成分を検出し、これに適当な係数を乗算すること
により、位相角基準補償値ｄａ＊を求めて出力する。加
算器１５は、位相角基準補償値ｄａ＊と位相角基準値ａ
＊を加算して補償後の位相角基準値ａ＊＊を出力する。
本実施の形態よれば、交流電源から電力変換装置に供給
される有効電流を固定パルスパターンの位相角の変化に
より制御する場合に、有効電流の振動を抑制することが
可能となる。I's = V'L / jWsLs From the above, the AC input current increases by increasing the phase angle of the fixed pulse pattern with respect to the AC power supply voltage,
The effective current component included in this also increases. Conversely, the effective current component can be reduced by reducing the phase angle. According to the present embodiment, even when the switching signal provided to the self-excited voltage-source converter has a fixed pulse pattern, the switching signal is supplied from the AC power supply to the power converter by changing the phase angle with respect to the AC power supply voltage. The effective current can be controlled to a desired value. (Eighth Embodiment) Hereinafter, an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 10, in the present embodiment, the high-pass filter 14
Reactive current value IQ supplied to power converter from AC power supply
, A vibration component included in the reactive current is detected, and an appropriate coefficient is multiplied to obtain and output a phase angle reference compensation value da *. The adder 15 includes a phase angle reference compensation value da * and a phase angle reference value a.
* Is added and the compensated phase angle reference value a ** is output.
According to the present embodiment, when the effective current supplied from the AC power supply to the power converter is controlled by changing the phase angle of the fixed pulse pattern, it is possible to suppress the oscillation of the effective current.
【００１５】（第９の実施の形態）以下、本発明の第９
の実施の形態について、図面を用いて説明する。図１１
に示すように、本実施の形態において、直流電圧制御器
１５は、電力変換装置の直流側電圧である直流電圧値Ｖ
Ｄと直流電圧基準値ＶＤ＊の偏差を基に比例積分制御を
行い、有効電流基準値Ｉｐ＊を求めて出力する。従っ
て、本実施の形態によれば、電力変換装置の直流側電圧
を所望の値に制御することが可能となる。 （第１０の実施の形態）以下、本発明の第１０の実施の
形態について、図面を用いて説明する。図１２に示すよ
うに、本実施の形態において、無効電流制御器１６は、
交流電源から電力変換装置に供給される無効電流値ＩＱ
と無効電流基準値ＩＱ＊の偏差を基に比例積分制御を行
い、直流電圧基準補償値ｄＶＤ＊を求めて出力する。加
算器１６は、直流電圧基準補償値ｄＶＤ＊と直流電圧基
準値ＶＤ＊を加算して補償後の直流電圧基準値ＶＤ＊＊
を出力する。従って、本実施の形態よれば、交流電源か
ら電力変換装置に供給される無効電流を所望の値に制御
することが可能となり、特に無効電流基準値ＩＱ＊＝０
とした場合には交流電源力率を１に制御することができ
る。(Ninth Embodiment) Hereinafter, a ninth embodiment of the present invention will be described.
An embodiment will be described with reference to the drawings. FIG.
As shown in FIG. 1, in the present embodiment, the DC voltage controller 15 has a DC voltage value V which is a DC voltage of the power converter.
Proportional integration control is performed based on the deviation between D and the DC voltage reference value VD * to obtain and output an effective current reference value Ip *. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to control the DC voltage of the power converter to a desired value. (Tenth Embodiment) Hereinafter, a tenth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 12, in the present embodiment, the reactive current controller 16
Reactive current value IQ supplied to power converter from AC power supply
And the reactive current reference value IQ * to perform proportional integration control to obtain and output a DC voltage reference compensation value dVD *. The adder 16 adds the DC voltage reference compensation value dVD * and the DC voltage reference value VD * to compensate for the DC voltage reference value VD **.
Is output. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to control the reactive current supplied from the AC power supply to the power converter to a desired value. In particular, the reactive current reference value IQ * = 0
In this case, the AC power factor can be controlled to 1.
【００１６】[0016]
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、ス
イッチング周波数を高めることなく交流入力電流波形に
含まれる高調波成分を低減することが可能となり、電力
変換効率向上と電源高調波低減の両立が実現できる。As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the harmonic components contained in the AC input current waveform without increasing the switching frequency, thereby improving power conversion efficiency and reducing power supply harmonics. Can be achieved.
【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】 図１に示した本発明の第１の実施の形態の
動作原理を説明するための波形図。FIG. 2 is a waveform chart for explaining the operation principle of the first embodiment of the present invention shown in FIG.
【図３】 本発明の第２の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 3 is a schematic configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図４】 本発明の第３の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 4 is a schematic configuration diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図５】 本発明の第４の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 5 is a schematic configuration diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
【図６】 本発明の第５の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 6 is a schematic configuration diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
【図７】 本発明の第６の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 7 is a schematic configuration diagram showing a sixth embodiment of the present invention.
【図８】 本発明の第７の実施の形態を示す概要構成
図。FIG. 8 is a schematic configuration diagram showing a seventh embodiment of the present invention.
【図９】 図８に示した本発明の第７の実施の形態の
動作原理を説明するための電圧・電流ベクトル図。FIG. 9 is a voltage / current vector diagram for explaining the operation principle of the seventh embodiment of the present invention shown in FIG.
【図１０】 本発明の第８の実施の形態を示す概要構
成図。FIG. 10 is a schematic configuration diagram showing an eighth embodiment of the present invention.
【図１１】 本発明の第９の実施の形態を示す概要構
成図。FIG. 11 is a schematic configuration diagram showing a ninth embodiment of the present invention.
【図１２】 本発明の第１０の実施の形態を示す概要
構成図。FIG. 12 is a schematic configuration diagram showing a tenth embodiment of the present invention.
【図１３】 従来の電力変換装置を示す概要構成図。FIG. 13 is a schematic configuration diagram showing a conventional power converter.
【図１４】 図１３に示した従来の電力変換装置の動
作原理を説明するための波形図。FIG. 14 is a waveform chart for explaining the operation principle of the conventional power converter shown in FIG.
１……交流電源、２−１，２−２，２−３，２−４……
変圧器 ３，３−１，３−２，３−３，３−４……自励式電圧形
変圧器 ４，４−１，４−２，４−３，４−４……平滑コンデン
サ ５……負荷、６……ＮＰＣインバータ、１０……ＰＷＭ
制御器 １１，１１−１，１１−２……パルスパターン発生器 １２……固定パルスパターン発生器、１３……有効電流
制御器 １４……ハイパスフィルタ、１５，１８……加算器 １６……直流電圧制御器、１７……無効電流制御器1. AC power supply, 2-1, 2-2, 2-3, 2-4 ...
Transformer 3,3-1,3-2,3-3,3-4 ... Self-excited voltage type transformer 4,4-1,4-2,4-3,4-4 ... Smoothing capacitor 5 ... ... Load, 6 ... NPC inverter, 10 ... PWM
Controller 11, 11-1, 11-2 ... Pulse pattern generator 12 ... Fixed pulse pattern generator, 13 ... Active current controller 14 ... High-pass filter, 15, 18 ... Adder 16 ... DC Voltage controller, 17 Reactive current controller
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｄ Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA07 CA05 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC01 CC03 CC04 CC08 DA02 DA04 DB02 DB05 DC02 DC04 DC05 5H007 AA02 AA08 CA05 CB04 CB05 CC04 CC06 CC12 CC14 DB01 EA02 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (51) Int.Cl. 7 Identification code FI Theme coat ゛ (Reference) H02M 7/48 H02M 7/48 DF term (Reference) 5H006 AA02 AA07 CA05 CA07 CA12 CA13 CB01 CB08 CC01 CC03 CC04 CC08 DA02 DA04 DB02 DB05 DC02 DC04 DC05 5H007 AA02 AA08 CA05 CB04 CB05 CC04 CC06 CC12 CC14 DB01 EA02
Claims (8)
電圧の位相が６０度／ｎずつシフトしたｎ個の変圧器
と、この変圧器の各々の２次側に交流側が接続されたｎ
個の自励式電圧形変換器と、この自励式電圧形変換器の
各々に与えられるスイッチング信号の位相が６０度／ｎ
ずつシフトする以外は同じパルスパターンとなるような
パルスパターン発生器とを具備したことを特徴とする電
力変換装置。1. A primary side is connected in series to an AC power supply, n transformers in which the phase of a secondary side voltage is shifted by 60 degrees / n, and an AC side is connected to each secondary side of the transformers. N
Self-excited voltage-source converters and the phase of a switching signal applied to each of the self-excited voltage-source converters is 60 degrees / n.
And a pulse pattern generator that produces the same pulse pattern except for shifting each time.
換する多レベル電圧形インバータを負荷とすることを特
徴とする請求項１記載の電力変換装置。2. The power converter according to claim 1, wherein the load is a multi-level voltage type inverter for converting a DC voltage divided into multiple stages into an AC voltage.
接続し、共通の負荷に直流電力を供給することを特徴と
する請求項１又は２記載の電力変換装置。3. The power converter according to claim 1, wherein a plurality of power converters are connected in parallel to the AC power supply to supply DC power to a common load.
るスイッチング信号のパルスパターンが固定パルスパタ
ーンとなることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか
に記載の電力変換装置。4. The power converter according to claim 1, wherein a pulse pattern of a switching signal applied to each of said self-excited voltage-source converters is a fixed pulse pattern.
有効電流基準値の偏差から、前記自励式電圧形変換器の
各々に与えられるスイッチング信号の固定パルスパター
ンを発生するための交流電源電圧に対する位相角基準値
を演算出力する有効電流制御器を具備したことを特徴と
する請求項４記載の電力変換装置。5. An AC power supply voltage for generating a fixed pulse pattern of a switching signal applied to each of said self-excited voltage type converters from a difference between an effective current value supplied from said AC power supply and an effective current reference value. 5. The power converter according to claim 4, further comprising an active current controller for calculating and outputting a phase angle reference value for the power conversion.
ら、位相角基準補償値を出力するハイパスフィルタと、
このハイパスフィルタから出力される位相角基準補償値
と前記有効電流制御器から出力される位相角基準値を加
算して出力する加算器とを具備したことを特徴とする請
求項５記載の電力変換装置。6. A high-pass filter for outputting a phase angle reference compensation value from a reactive current value supplied from the AC power supply,
6. The power converter according to claim 5, further comprising an adder for adding and outputting a phase angle reference compensation value output from the high-pass filter and a phase angle reference value output from the effective current controller. apparatus.
値と直流電圧基準値の偏差から、有効電流基準値を演算
出力する直流電圧制御器を具備したことを特徴とする請
求項５又は６記載の電力変換装置。7. A DC voltage controller for calculating and outputting an effective current reference value from a difference between a DC voltage value as a DC voltage of the power converter and a DC voltage reference value. 7. The power converter according to 6.
無効電流基準値の偏差から直流電圧基準補償値を演算出
力する無効電流制御器と、この無効電流制御器から出力
される直流電圧基準補償値と直流電圧基準値を加算して
出力する加算器とを具備したことを特徴とする請求項７
記載の電力変換装置。8. A reactive current controller for calculating and outputting a DC voltage reference compensation value from a difference between a reactive current value supplied from the AC power supply and a reactive current reference value, and a DC voltage reference output from the reactive current controller. 8. An adder for adding and outputting a compensation value and a DC voltage reference value.
The power converter according to any one of the preceding claims.
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