JP2001190070A - Switching power unit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明はスイッチング電源
装置に関する。詳しくは、過負荷や負荷ショート時のよ
うな過電力状態のとき、正負の過電力状態の何れも検出
できるようにして、過電力からスイッチング素子を確実
に保護できるようにしたものである。The present invention relates to a switching power supply. More specifically, in an overpower state such as an overload or load short circuit, both positive and negative overpower states can be detected, and the switching element can be reliably protected from overpower.
【０００２】[0002]
【従来の技術】スイッチング電源装置として電流共振方
式によるものが知られている。この電流共振方式のスイ
ッチング電源装置の中でも、ＳＥＰＰ（Single Ended P
ush Pull）構成のものの従来例を図３に示す。2. Description of the Related Art As a switching power supply, a power supply based on a current resonance method is known. Among these current resonance type switching power supplies, SEPP (Single Ended P
FIG. 3 shows a conventional example of a push-pull configuration.
【０００３】図３に示すスイッチング電源装置１ではス
イッチング信号生成手段１２として可変発振回路１４が
設けられ、その発振信号がドライブ回路（ドライバー）
１６に供給されて、例えば互いに逆相関係の一対のスイ
ッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが生成される。スイッチン
グ生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振周
波数を決める発振素子（コンデンサや抵抗器など）はこ
のＩＣ回路に外付けされる。In the switching power supply 1 shown in FIG. 3, a variable oscillation circuit 14 is provided as a switching signal generating means 12, and the oscillation signal is supplied to a drive circuit (driver).
16 to generate a pair of switching signals Sp and Sp bar having, for example, an antiphase relationship with each other. When the switching generation means 12 is configured by an IC circuit, an oscillating element (a capacitor, a resistor, or the like) for determining an oscillation frequency is externally provided to the IC circuit.
【０００４】一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４としてはバイポ
ーラトランジスタなどが使用される。これら一対のトラ
ンジスタ２２，２４の接続中点ｐと一方のトランジスタ
２４のコレクタとの間には、絶縁トランス２６の一次コ
イル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続され
る。[0004] A pair of switching signals Sp and Sp bar are supplied to a pair of switching elements 22 and 24 having a SEPP configuration. As the switching elements 22 and 24, bipolar transistors and the like are used. A resonance capacitor 28 is connected between the connection point p between the pair of transistors 22 and 24 and the collector of the one transistor 24 via a primary coil 26a of an insulating transformer 26.
【０００５】絶縁トランス２６の二次コイル２６ｂを流
れる二次電流はダイオードやコンデンサなどで構成され
た整流回路２９によって両波整流および平滑される。し
たがって出力端子２９ａに得られる電圧が出力電圧とし
て負荷（図示はしない）に供給される。The secondary current flowing through the secondary coil 26b of the insulating transformer 26 is rectified and smoothed by a rectifier circuit 29 composed of a diode and a capacitor. Therefore, the voltage obtained at the output terminal 29a is supplied as an output voltage to a load (not shown).
【０００６】トランジスタ２４とコンデンサ２８の接続
中点ｑと接地間には過負荷か過電流などによる過電力状
態を検出するための検出素子３０が接続される。この検
出素子３０として図の例では抵抗器が使用され、コンデ
ンサ２８および抵抗器３０を流れる電流による電圧降下
Ｖｏが次段の比較器３２で検出される。A detecting element 30 for detecting an overpower state due to overload or overcurrent is connected between a connection point q between the transistor 24 and the capacitor 28 and the ground. In the example shown in the figure, a resistor is used as the detection element 30, and a voltage drop Vo caused by a current flowing through the capacitor 28 and the resistor 30 is detected by a comparator 32 at the next stage.
【０００７】電圧比較器３２のプラス端子（非反端端
子）は接続中点ｑに接続され、そのマイナス端子（反転
端子）は基準電源３４に接続される。その比較出力Ｐｃ
が可変発振回路１４に対する発振制御信号として供給さ
れる。この例では可変発振回路１４の発振を停止するこ
とでドライブ回路１６への発振出力の供給が停止するよ
うに構成されている。なお、ＩＣ回路の構成上、ドライ
ブ回路１６の共通端子ＣＯＭは接続中点ｑに接続されて
いる。The plus terminal (non-reverse terminal) of the voltage comparator 32 is connected to the connection midpoint q, and its minus terminal (inverting terminal) is connected to the reference power supply 34. The comparison output Pc
Is supplied as an oscillation control signal to the variable oscillation circuit 14. In this example, the supply of the oscillation output to the drive circuit 16 is stopped by stopping the oscillation of the variable oscillation circuit 14. Note that, due to the configuration of the IC circuit, the common terminal COM of the drive circuit 16 is connected to the connection midpoint q.
【０００８】さて、この構成においてトランジスタ２
２，２４がそれぞれオン状態のときの過電力検出状態を
次に説明する。まず、互いに逆相関係にあるスイッチン
グ信号Ｓｐ、Ｓｐバー（図４Ａ，Ｂ）によって一方のト
ランジスタ２２がオン状態となる。このときに負荷側が
過電流状態となって絶縁トランス２６の一次コイル２６
ａ側に過電流が流れたときには、その過電流は、「トラ
ンジスタ２２−一次コイル２６ａ−共振用コンデンサ２
８−抵抗器３０−接地」のように流れるから、抵抗器３
０の両端にはこの過電流に応じた電圧降下を生ずる。こ
の降下電圧Ｖｏ（図４Ｃ参照）が比較器３２で基準電圧
Ｖｒｅｆと比較される。その結果、基準電圧Ｖｒｅｆを
越えるような降下電圧Ｖｏが得られたときにはこの比較
器３２から比較出力Ｐｃ（図４Ｄ）が得られる。比較出
力Ｐｃは可変発振回路１４に制御信号として供給され、
この例では可変発振回路１４の発振が停止する。発振が
停止すると、発振信号がドライブ回路１６に供給されな
くなるので、一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
得られず、トランジスタ２２は直ちにカットオフ状態と
なる。これによって過電流からトランジスタ２２が保護
される。In this configuration, the transistor 2
The overpower detection state when each of the switches 2 and 24 is in the ON state will be described below. First, one of the transistors 22 is turned on by the switching signals Sp and Sp bar (FIGS. 4A and 4B) which are in the opposite phase relationship. At this time, the load side is in an overcurrent state and the primary coil 26 of the insulating transformer 26 is
When an overcurrent flows to the side a, the overcurrent is expressed as “transistor 22 -primary coil 26a -resonant capacitor 2
8-resistor 30-ground ".
A voltage drop corresponding to this overcurrent is generated at both ends of 0. This drop voltage Vo (see FIG. 4C) is compared by the comparator 32 with the reference voltage Vref. As a result, when a drop voltage Vo exceeding the reference voltage Vref is obtained, a comparison output Pc (FIG. 4D) is obtained from the comparator 32. The comparison output Pc is supplied to the variable oscillation circuit 14 as a control signal,
In this example, the oscillation of the variable oscillation circuit 14 stops. When the oscillation stops, the oscillation signal is no longer supplied to the drive circuit 16, so that a pair of switching signals Sp and Sp bar cannot be obtained, and the transistor 22 is immediately cut off. This protects transistor 22 from overcurrent.
【０００９】次に、他方のトランジスタ２４がオンして
いるタイミングに過電流状態となったときには、そのと
きの過電流は、「コンデンサ２８−インダクタンス素子
２７−一次コイル２６ａ−トランジスタ２４−コンデン
サ２８」なる閉ループを流れる。つまり、この場合には
このような閉ループ内を過電流が流れ、抵抗器３０には
流入しない。したがって抵抗器３０によって過電流を検
出できないから、比較出力Ｐｃが得られず、可変発振回
路１４は発振状態を維持する。このため、少なくともト
ランジスタ２４がオンしている期間は過電力状態を検出
できないから、最悪の場合、この過電流によってトラン
ジスタ２４が破壊されるおそれがある。Next, when an overcurrent state occurs at the timing when the other transistor 24 is turned on, the overcurrent at that time is represented by "capacitor 28-inductance element 27-primary coil 26 a-transistor 24-capacitor 28". Flows through a closed loop. That is, in this case, an overcurrent flows in such a closed loop and does not flow into the resistor 30. Therefore, since the overcurrent cannot be detected by the resistor 30, the comparison output Pc cannot be obtained, and the variable oscillation circuit 14 maintains the oscillation state. For this reason, an overpower state cannot be detected at least while the transistor 24 is on, and in the worst case, the overcurrent may damage the transistor 24.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】このように、図３に示
すような従来のスイッチング電源装置１０では、少なく
とも一方のトランジスタ、この例では他方のスイッチン
グ用トランジスタ２４がオン状態になっているときで、
過負荷や負荷ショートなどのような過電圧状態や過電流
状態（大電流状態）に陥った場合には、一次コイル２６
ａ側を流れる過電流が検出素子である抵抗器３０に流れ
ないようになっているため、過電流を検出できない。し
たがって場合によってはトランジスタ２４が過電流で破
壊されるおそれがある。As described above, in the conventional switching power supply device 10 as shown in FIG. 3, when at least one of the transistors, in this example, the other switching transistor 24, is in the ON state, ,
When an overvoltage state or an overcurrent state (large current state) such as an overload or a load short occurs, the primary coil 26
Since the overcurrent flowing on the side a does not flow to the resistor 30 serving as the detection element, the overcurrent cannot be detected. Therefore, in some cases, the transistor 24 may be broken by an overcurrent.
【００１１】また、過電流による電圧レベルは接続中点
ｑと接地間の電位を検出しているために、ドライブ回路
１６の共通端子ＣＯＭの電位と、スイッチング信号生成
手段１２であるＩＣ回路の基準電位（接地電位）との間
に電位差が生じ、これがためにスイッチング信号生成手
段１２特にドライブ回路１６が誤動作するおそれがあ
る。Since the voltage level due to the overcurrent detects the potential between the connection midpoint q and the ground, the potential of the common terminal COM of the drive circuit 16 and the reference of the IC circuit as the switching signal generating means 12 are determined. A potential difference occurs between the potential and the ground (ground potential), which may cause malfunction of the switching signal generation unit 12, particularly the drive circuit 16.
【００１２】さらに、抵抗器３０に流れる電流は不連続
になるため、トランジスタ２４のオフ時に、トランジス
タ２４として特にＭＯＳ型電界効果トランジスタを使用
したとき、過電流が接地側に流れないために、電界効果
トランジスタの寄生インダクタンスに静電エネルギーが
蓄積され、このエネルギーが同じく電界効果トランジス
タの寄生容量を充電して、サージ電圧を発生させること
がある。このサージ電圧が断続的に発生することになる
からこの断続によりノイズが発生し、このノイズによっ
て誤動作を引き起こすおそれがある。Further, since the current flowing through the resistor 30 becomes discontinuous, when the transistor 24 is turned off, especially when a MOS type field effect transistor is used as the transistor 24, an overcurrent does not flow to the ground side. Electrostatic energy is stored in the parasitic inductance of the effect transistor, and this energy can also charge the parasitic capacitance of the field effect transistor, generating a surge voltage. Since the surge voltage is generated intermittently, noise is generated by the intermittent operation, which may cause a malfunction.
【００１３】そこで、この発明はこのような従来の課題
を解決したものであって、特に一対のスイッチング素子
のうち、何れのスイッチング素子がオン状態となっても
このスイッチング素子を流れる電流を検出素子で検出で
きるようにして、過電力状態から一対のスイッチング素
子を確実に保護できるようにしたものである。In view of the above, the present invention has solved such a conventional problem. In particular, even when any one of a pair of switching elements is turned on, a current flowing through the switching element is detected. , So that the pair of switching elements can be reliably protected from an overpower state.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に記載したこの発明に係るスイッチング電
源装置では、可変発振回路を有するスイッチング信号生
成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のス
イッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接
続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用
コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流
回路と、上記共振用コンデンサと接地間に接続された過
電力検出素子と、上記過電力検出素子の両端電圧のうち
プラス側の電圧を第１の基準電圧と比較する第１の電圧
比較器と、上記過電力検出素子の両端電圧のうちマイナ
ス側の電圧を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較
器とを有し、これら電圧比較器の比較出力で上記可変発
振回路が制御されるようになされたことを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a switching power supply device comprising: a switching signal generating unit having a variable oscillation circuit; A pair of switching elements, a resonance capacitor connected to a connection point of the pair of switching elements via a primary coil of a transformer, a rectifier circuit provided on a secondary side of the transformer, and the resonance capacitor and a ground. An overpower detection element connected therebetween, a first voltage comparator for comparing a plus-side voltage among voltages across the overpower detection element with a first reference voltage, and a voltage across the overpower detection element And a second voltage comparator for comparing the negative voltage with a second reference voltage, wherein the variable oscillation circuit is controlled by a comparison output of these voltage comparators. Characterized in that it adapted.
【００１５】この発明では、一方のトランジスタがオン
したときでも、他方のトランジスタがオンしたときで
も、何れも検出素子にそのときの電流が流れるように、
検出素子を接続中点ｑから切り離し、直接接地する。According to the present invention, even when one of the transistors is turned on or the other is turned on, the current at that time flows through the detecting element.
The detection element is disconnected from the connection midpoint q and is directly grounded.
【００１６】そうすれば、一方のトランジスタがオンし
たときでも検出素子である抵抗器に電流が流れ、他方の
トランジスタがオンしたときでもこの抵抗器に電流が流
れるから、何れの場合でも過電力状態を確実に検出でき
る。In this case, even when one of the transistors is turned on, a current flows through the resistor serving as the detecting element, and when the other transistor is turned on, a current flows through this resistor. Can be reliably detected.
【００１７】[0017]
【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明
する。図１は従来と同じくＳＥＰＰ（Single Ended Pus
h Pull）構成のスイッチング電源装置にこの発明を適用
した場合の一実施形態を示す。したがってその構成は図
３に示す従来構成と殆ど同じである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, an embodiment of the switching power supply according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Fig. 1 shows the SEPP (Single Ended Pus)
1 shows an embodiment in which the present invention is applied to a switching power supply having a h Pull) configuration. Therefore, the configuration is almost the same as the conventional configuration shown in FIG.
【００１８】この発明に係るスイッチング電源装置１で
は、この例ではＩＣ回路として構成されたスイッチング
信号生成手段１２内に可変発振回路１４が設けられ、そ
の発振信号がドライブ回路（ドライバー）１６に供給さ
れて、例えば互いに逆相関係になされた一対のスイッチ
ング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが生成される。スイッチング信
号Ｓｐ、Ｓｐバーの一例を図２Ａ，Ｂに示す。スイッチ
ング生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振
周波数を決める発振素子（コンデンサや抵抗器など）は
このＩＣ回路に外付けされる。In the switching power supply 1 according to the present invention, the variable oscillation circuit 14 is provided in the switching signal generating means 12 which is configured as an IC circuit in this example, and the oscillation signal is supplied to the drive circuit (driver) 16. Thus, for example, a pair of switching signals Sp and Sp bar having an opposite phase relationship are generated. FIGS. 2A and 2B show examples of the switching signals Sp and Sp bar. When the switching generation means 12 is configured by an IC circuit, an oscillating element (a capacitor, a resistor, or the like) for determining an oscillation frequency is externally provided to the IC circuit.
【００１９】一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーは
ＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供
給される。スイッチング素子２２，２４としてこの実施
形態ではＮＰＮ型のバイポーラトランジスタが使用され
るが、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）など
を使用することもできる。これら一対のトランジスタ２
２，２４の接続中点ｐには、絶縁トランス２６の一次コ
イル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続され
る。ＳＥＰＰ構成の一方のトランジスタ２４のコレクタ
側は接地されると共に、ドライブ回路１６の共通端子Ｃ
ＯＭがこのコレクタに接続されて接地される。A pair of switching signals Sp and Sp bar are supplied to a pair of switching elements 22 and 24 having a SEPP configuration. In this embodiment, an NPN type bipolar transistor is used as the switching elements 22 and 24, but a MOS type field effect transistor (FET) or the like may be used. These pair of transistors 2
A resonance capacitor 28 is connected to a connection point p between the terminals 2 and 24 via a primary coil 26a of the insulating transformer 26. The collector side of one transistor 24 of the SEPP configuration is grounded, and common terminal C of drive circuit 16 is connected.
OM is connected to this collector and grounded.
【００２０】絶縁トランス２６の二次コイル２６ｂを流
れる二次電流はダイオードやコンデンサなどで構成され
た整流回路２９によって両波整流および平滑される。し
たがって出力端子２９ａに得られる充電電圧が出力電圧
として負荷（図示はしない）に供給される。The secondary current flowing through the secondary coil 26b of the insulating transformer 26 is subjected to double-wave rectification and smoothing by a rectifier circuit 29 composed of a diode, a capacitor and the like. Therefore, the charging voltage obtained at the output terminal 29a is supplied as an output voltage to a load (not shown).
【００２１】コンデンサ２８と接地間には、二次側の過
負荷や過電流などによる過電力状態を検出するための検
出素子３０が接続される。この検出素子３０として図の
例では抵抗器が使用され、コンデンサ２８を介して抵抗
器３０に流れる電流によって電圧降下Ｖｏが生ずる。こ
の降下電圧Ｖｏのうちプラス側の電圧を検出するため第
１の電圧比較器３２が設けられる。そのため、第１の電
圧比較器３２のプラス端子が接続中点ｒａに接続され、
そのマイナス端子がプラス側の基準電圧源３４に接続さ
れる。基準電圧源３４のマイナス側が抵抗器３０の他方
の接続中点ｒｂに接続（接地）される。A detecting element 30 for detecting an overpower state due to an overload or an overcurrent on the secondary side is connected between the capacitor 28 and the ground. In the example shown in the figure, a resistor is used as the detection element 30, and a current flowing through the resistor 30 via the capacitor 28 causes a voltage drop Vo. A first voltage comparator 32 is provided to detect a positive voltage of the drop voltage Vo. Therefore, the plus terminal of the first voltage comparator 32 is connected to the connection midpoint ra,
The negative terminal is connected to the reference voltage source 34 on the positive side. The negative side of the reference voltage source 34 is connected (grounded) to the other connection middle point rb of the resistor 30.
【００２２】この発明ではさらに抵抗器３０に発生する
マイナス側の電圧が第２の電圧比較器３６で検出され
る。そのため、第２の電圧比較器３６のマイナス端子が
接続中点ｒａに接続され、そのプラス端子が第２の基準
電圧源３８に接続される。第２の電圧比較器３６はマイ
ナス電圧を検出するため、第２の基準電圧源３８の極性
は反転されて接続され、他方（正極側）は接続中点ｒｂ
に接続（接地）される。In the present invention, the negative voltage generated in the resistor 30 is detected by the second voltage comparator 36. Therefore, the minus terminal of the second voltage comparator 36 is connected to the connection midpoint ra, and the plus terminal is connected to the second reference voltage source 38. Since the second voltage comparator 36 detects a negative voltage, the polarity of the second reference voltage source 38 is inverted and connected, and the other (positive side) is connected to the connection midpoint rb.
(Ground).
【００２３】第１と第２の電圧比較器３２，３６のそれ
ぞれの比較出力Ｐｃａ、Ｐｃｂはオア回路４０によって
論理和されて制御信号Ｐｃとなされる。この制御信号Ｐ
ｃで可変発振回路１４が制御される。この実施形態では
制御信号Ｐｃによって可変発振回路１４の発振状態が停
止するように制御される。発振が停止すると可変発振回
路１４の出力である発振信号は得られない。もちろん、
一次コイル２６ａを流れる一次側電流が最小となる発振
周波数となるように制御することもできる。The comparison outputs Pca and Pcb of the first and second voltage comparators 32 and 36 are ORed by the OR circuit 40 to form a control signal Pc. This control signal P
The variable oscillation circuit 14 is controlled by c. In this embodiment, the oscillation state of the variable oscillation circuit 14 is controlled by the control signal Pc so as to stop. When the oscillation stops, an oscillation signal which is the output of the variable oscillation circuit 14 cannot be obtained. of course,
It is also possible to control the oscillation frequency so that the primary current flowing through the primary coil 26a is minimized.
【００２４】さて、このように構成されたスイッチング
電源装置１０において、一対のスイッチング信号Ｓｐ、
Ｓｐバーによってトランジスタ２２，２４は交互にオン
オフが繰り返され、そのときの一次コイル２６ａを流れ
る電流によって二次コイル２６ｂ側に電流が誘起され
る。その電流が充電用コンデンサ（図示はしない）に流
れて所定の電圧が得られる。この出力電圧が負荷に供給
される。また、図示はしないが負荷に供給する電圧を安
定化するため、従来から周知のように出力電圧が監視さ
れ、出力電圧の変動に応じて例えば可変発振回路１４の
発振周波数を可変するような閉ループ制御が行われる。Now, in the switching power supply 10 configured as above, a pair of switching signals Sp,
The transistors 22 and 24 are alternately turned on and off alternately by the Sp bar, and a current is induced in the secondary coil 26b by the current flowing through the primary coil 26a at that time. The current flows through a charging capacitor (not shown) to obtain a predetermined voltage. This output voltage is supplied to the load. Although not shown, in order to stabilize the voltage supplied to the load, the output voltage is monitored as conventionally known, and a closed loop in which, for example, the oscillation frequency of the variable oscillation circuit 14 is changed according to the fluctuation of the output voltage. Control is performed.
【００２５】さて、この構成においてトランジスタ２
２，２４がそれぞれオン状態となったときの過電力検出
状態を次に説明する。まず、互いに逆相関係にあるスイ
ッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバー（図２Ａ，Ｂ）のうち、一
方のスイッチング信号Ｓｐによって期間Ｔａの間、一方
のトランジスタ２２がオン状態となる。このときに例え
ば負荷がショートして過電流状態となり、絶縁トランス
２６の一次コイル２６ａ側に過電流が流れたときには、
その過電流は、「トランジスタ２２−一次コイル２６ａ
−共振用コンデンサ２８−抵抗器３０−接地」のように
流れるから、抵抗器３０の両端にはこの過電流に応じた
プラスの電圧降下を生ずる。この降下電圧Ｖｏ（図２Ｃ
参照）が第１の比較器３２でプラスの基準電圧（第１の
基準電圧、図２Ｃ参照）Ｖｒｅｆと比較される。Now, in this configuration, the transistor 2
Next, the overpower detection state when the switches 2 and 24 are turned on will be described. First, one of the switching signals Sp and Sp bar (FIGS. 2A and 2B) having the opposite phase relationship turns on one transistor 22 during the period Ta by the switching signal Sp. At this time, for example, when the load is short-circuited and becomes an overcurrent state, and an overcurrent flows to the primary coil 26a side of the insulating transformer 26,
The overcurrent is expressed as "transistor 22-primary coil 26a
Since the current flows as "resonant capacitor 28-resistor 30-ground", a positive voltage drop occurs across resistor 30 in accordance with the overcurrent. This drop voltage Vo (FIG. 2C
Is compared in a first comparator 32 with a positive reference voltage (first reference voltage, see FIG. 2C) Vref.
【００２６】その結果、第１の基準電圧Ｖｒｅｆを越え
るような降下電圧Ｖｏが得られたときには第１の電圧比
較器３２から比較出力Ｐｃａ（図２Ｄ）が得られる。比
較出力Ｐｃａはオア回路３６を介して可変発振回路１４
に制御信号Ｐｃとして供給される。制御信号Ｐｃの供給
によって、この実施形態では可変発振回路１４の発振が
停止する。発振が停止すると、発振信号がドライブ回路
１６に供給されなくなるので、一対のスイッチング信号
Ｓｐ、Ｓｐバーが生成されなくなり、トランジスタ２２
は直ちにカットオフ状態となる。これによって過電流か
らトランジスタ２２が保護される。As a result, when a drop voltage Vo exceeding the first reference voltage Vref is obtained, a comparison output Pca (FIG. 2D) is obtained from the first voltage comparator 32. The comparison output Pca is supplied to the variable oscillation circuit 14 via the OR circuit 36.
Is supplied as a control signal Pc. In this embodiment, the oscillation of the variable oscillation circuit 14 is stopped by the supply of the control signal Pc. When the oscillation stops, the oscillation signal is no longer supplied to the drive circuit 16, so that a pair of switching signals Sp and Sp bar are not generated, and the transistor 22
Is immediately cut off. This protects transistor 22 from overcurrent.
【００２７】次に、他方のトランジスタ２４がオンして
いるタイミング（期間Ｔｂ）に過電流状態となったとき
には、そのときの過電流は、「コンデンサ２８−インダ
クタンス素子２７−一次コイル２６ａ−トランジスタ２
４−接地−抵抗器３０−コンデンサ２８」なる閉ループ
を流れる。つまり、この場合においても抵抗器３０には
過電流が流れ、この過電流による電圧降下が発生する。
ただし、このときの過電流の流れる方向は、先に説明し
たのとは逆向きになるので、マイナスの降下電圧−Ｖ
ｏ′となる。このマイナスの降下電圧−Ｖｏ′が第２の
基準電圧−Ｖｒｅｆと比較され、基準電圧−Ｖｒｅｆよ
りも大きいとき（絶対値で）には、第２の電圧比較器３
４より第２の比較出力Ｐｃｂ（図２Ｄ）が得られる。比
較出力Ｐｃａはオア回路３６を介して可変発振回路１４
に制御信号Ｐｃとして供給され、上述したと同じように
可変発振回路１４の発振が停止する。発振が停止する
と、一対のスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーが得られ
ず、トランジスタ２４は直ちにカットオフ状態となる。
これによって過電流からトランジスタ２４が保護され
る。Next, when the overcurrent state occurs at the timing when the other transistor 24 is turned on (period Tb), the overcurrent at that time is expressed as "capacitor 28-inductance element 27-primary coil 26a-transistor 2".
4-ground-resistor 30-capacitor 28 ". That is, even in this case, an overcurrent flows through the resistor 30, and a voltage drop occurs due to the overcurrent.
However, since the direction of the overcurrent at this time is opposite to the direction described above, the negative drop voltage −V
o '. This negative drop voltage -Vo 'is compared with the second reference voltage -Vref, and when it is higher than the reference voltage -Vref (in absolute value), the second voltage comparator 3
4, the second comparison output Pcb (FIG. 2D) is obtained. The comparison output Pca is supplied to the variable oscillation circuit 14 via the OR circuit 36.
Is supplied as a control signal Pc, and the oscillation of the variable oscillation circuit 14 is stopped in the same manner as described above. When the oscillation stops, the pair of switching signals Sp and Sp bar cannot be obtained, and the transistor 24 immediately enters the cutoff state.
This protects transistor 24 from overcurrent.
【００２８】このようにトランジスタ２２，２４のどち
らがオン状態のとき過電流状態となっても両トランジス
タ２２，２４を過電流などの過電力状態から確実に保護
できる。As described above, regardless of which of the transistors 22 and 24 is in the ON state, the transistors 22 and 24 can be reliably protected from an overpower state such as an overcurrent even if the transistors 22 and 24 are in an overcurrent state.
【００２９】また、ドライブ回路１６の共通端子ＣＯＭ
は他方のトランジスタ２４のコレクタに接続され、この
コレクタは接地されているので、ドライブ回路１６の共
通端子ＣＯＭの電位と、スイッチング信号生成手段１２
であるＩＣ回路の基準電位（接地電位）との間は電位差
が発生しない。そのために、この電位差の発生によるス
イッチング信号生成手段１２、特にドライブ回路１６の
誤動作するおそれがない。The common terminal COM of the drive circuit 16
Is connected to the collector of the other transistor 24, and this collector is grounded, so that the potential of the common terminal COM of the drive circuit 16 and the switching signal generating means 12
No potential difference occurs with the reference potential (ground potential) of the IC circuit. Therefore, there is no possibility that the switching signal generating means 12, particularly the drive circuit 16, malfunctions due to the generation of the potential difference.
【００３０】さらに、トランジスタ２２がオンのときで
も、トランジスタ２４がオンのときでも抵抗器３０には
過電流が流れるため、流れる電流が不連続になるような
ことはない。そのため、従来のようにサージ電圧による
ノイズの発生を効果的に抑制できる。Furthermore, since an overcurrent flows through the resistor 30 even when the transistor 22 is on or the transistor 24 is on, the flowing current does not become discontinuous. Therefore, generation of noise due to a surge voltage can be effectively suppressed as in the related art.
【００３１】この実施形態ではＳＥＰＰ構成のスイッチ
ング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチ
ング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源
装置などにもこの発明を適用できる。In this embodiment, the present invention is applied to a switching power supply having a SEPP configuration. However, the present invention can be applied to a switching power supply having a push-pull type or a half-bridge configuration.
【００３２】例えば、ハーフブリッジ構成のスイッチン
グ電源装置でも、共振用コンデンサと接地間に過電力検
出素子である抵抗器を接続すると共に、直流電源には接
続されていないスイッチング用トランジスタの一方の電
極（ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを使用する場合
ではそのエミッタ）を接地すればよい。検出素子に流れ
る過電流によるプラス、マイナス方向の降下電圧は上述
と同じく２つの電圧比較器で検出すればよい。For example, in a switching power supply having a half-bridge configuration, a resistor serving as an overpower detection element is connected between a resonance capacitor and ground, and one electrode of a switching transistor (not connected to a DC power supply). When an NPN type bipolar transistor is used, its emitter may be grounded. The voltage drop in the plus and minus directions due to the overcurrent flowing through the detection element may be detected by the two voltage comparators as described above.
【００３３】[0033]
【発明の効果】以上説明したようにこの発明では一対の
スイッチング素子を流れる過電流をそれぞれ過電流検出
素子に流れるように工夫したものである。これによれ
ば、単一の検出素子で一方のスイッチング素子がオン状
態のとき、このスイッチング素子を流れる過電流を検出
素子に流すことができると共に、他方のスイッチング素
子がオン状態となされているとき、このスイッチング素
子を流れる過電流を同じ検出素子に流すことができるか
ら、過電流などの過電力状態から何れのスイッチング素
子も確実に保護することができる。As described above, in the present invention, the overcurrent flowing through the pair of switching elements is devised so as to flow to the overcurrent detecting elements. According to this, when one of the switching elements is on in the single detection element, an overcurrent flowing through this switching element can flow to the detection element, and when the other switching element is on. Since the overcurrent flowing through the switching elements can flow to the same detecting element, any of the switching elements can be reliably protected from an overpower state such as an overcurrent.
【００３４】また、スイッチング信号生成手段に可変発
振回路のドライブ回路を設け、このドライブ回路に共通
端子が設けられているようなときでも、この共通端子を
接地することができるから、この共通端子と接地間に不
要な電位差が生じるようなことがなくなる。そのためド
ライブ回路の動作上の不安定さを確実に回避できる。Further, even when a drive circuit of a variable oscillation circuit is provided in the switching signal generating means and the drive circuit has a common terminal, the common terminal can be grounded. An unnecessary potential difference between the grounds does not occur. Therefore, instability in operation of the drive circuit can be reliably avoided.
【００３５】もちろん、正負何れの方向の過電流でもこ
れを検出素子で検出できるから、サージ電圧によるノイ
ズ発生を抑制できるなどの効果を有する。したがってこ
の発明に係るスイッチング電源装置は、各種電子機器の
電源装置としてのＳＥＰＰ構成のスイッチングコンバー
タなどに適用して極めて好適である。Of course, the overcurrent in either the positive or negative direction can be detected by the detecting element, so that there is an effect that the generation of noise due to the surge voltage can be suppressed. Therefore, the switching power supply according to the present invention is extremely suitable for application to a switching converter having a SEPP configuration as a power supply for various electronic devices.
【図１】この発明に係るスイッチング電源装置を、ＳＥ
ＰＰ構成のスイッチング電源装置に適用したときの一実
施形態を示す接続図である。FIG. 1 shows a switching power supply device according to the present invention;
FIG. 2 is a connection diagram illustrating an embodiment when applied to a switching power supply device having a PP configuration.
【図２】その動作説明に供する波形図である。FIG. 2 is a waveform chart for explaining the operation.
【図３】従来のスイッチング電源装置の接続図である。FIG. 3 is a connection diagram of a conventional switching power supply device.
【図４】その動作説明に供する波形図である。FIG. 4 is a waveform chart for explaining the operation.
１０・・・電源装置、１２・・・スイッチング信号生成
手段、１４・・・可変発振回路、１６・・・ドライブ回
路、２２，２４・・・スイッチングトランジスタ、２６
・・・絶縁トランス、２８・・・共振用コンデンサ、３
０・・・検出素子である抵抗器、３２，３４・・・比較
器DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Power supply device, 12 ... Switching signal generation means, 14 ... Variable oscillation circuit, 16 ... Drive circuit, 22, 24 ... Switching transistor, 26
... Insulation transformer, 28 ... Resonant capacitor, 3
0: resistors as detection elements, 32, 34: comparators
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高濱 昌信 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA20 BB26 BB57 BB62 DD02 DD26 DD32 EE04 FD41 XX04 XX15 XX24 XX35 XX42 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Masanobu Takahama 7-35 Kita-Shinagawa, Shinagawa-ku, Tokyo F-term in Sony Corporation (reference) 5H730 AA20 BB26 BB57 BB62 DD02 DD26 DD32 EE04 FD41 XX04 XX35 XX24 XX35 XX42
Claims (4)
生成手段と、 このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング
素子と、 これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一
次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、 上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、 上記共振用コンデンサと接地間に接続された過電力検出
素子と、 上記過電力検出素子の両端電圧のうちプラス側の電圧を
第１の基準電圧と比較する第１の電圧比較器と、 上記過電力検出素子の両端電圧のうちマイナス側の電圧
を第２の基準電圧と比較する第２の電圧比較器とを有
し、 これら電圧比較器の比較出力で上記可変発振回路が制御
されるようになされたことを特徴とするスイッチング電
源装置。A switching signal generating means having a variable oscillation circuit; a pair of switching elements to which the switching signal is supplied; and a resonance element connected to a connection point of the pair of switching elements via a primary coil of a transformer. A capacitor; a rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer; an overpower detection element connected between the resonance capacitor and ground; A first voltage comparator for comparing with a first reference voltage, and a second voltage comparator for comparing a voltage on the minus side of a voltage across the overpower detection element with a second reference voltage, A switching power supply device wherein the variable oscillation circuit is controlled by a comparison output of a voltage comparator.
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。2. The switching power supply according to claim 1, wherein the overpower detection element is a resistor.
るドライブ回路を有し、 このドライブ回路の出力が上
記スイッチング信号として供給されると共に、 このドライブ回路の共通端子が接地されるようになされ
たことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装
置。3. A drive circuit to which an oscillation output of the variable oscillation circuit is supplied, wherein an output of the drive circuit is supplied as the switching signal, and a common terminal of the drive circuit is grounded. The switching power supply according to claim 1, wherein
接続されると共に、逆相関係のスイッチング信号が上記
スイッチング素子に供給されるようになされたことを特
徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。4. The pair of switching elements is SEPP.
2. The switching power supply according to claim 1, wherein the switching power supply is connected and a switching signal having a reverse phase relation is supplied to the switching element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP37532499A JP2001190070A (en) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | Switching power unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP37532499A JP2001190070A (en) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | Switching power unit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001190070A true JP2001190070A (en) | 2001-07-10 |
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ID=18505335
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP37532499A Pending JP2001190070A (en) | 1999-12-28 | 1999-12-28 | Switching power unit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001190070A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309657A (en) * | 2000-04-20 | 2001-11-02 | Sony Corp | Switching power supply device |
| KR101262180B1 (en) | 2006-07-14 | 2013-05-14 | 삼성디스플레이 주식회사 | Device for detecting lamp current of transformer in invertor and method for detecting lamp current of transformer in invertor |
| JP2018113762A (en) * | 2017-01-11 | 2018-07-19 | 富士電機株式会社 | Switching power supply device |
-
1999
- 1999-12-28 JP JP37532499A patent/JP2001190070A/en active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4560882B2 (en) * | 2000-04-20 | 2010-10-13 | ソニー株式会社 | Switching power supply circuit |
| KR101262180B1 (en) | 2006-07-14 | 2013-05-14 | 삼성디스플레이 주식회사 | Device for detecting lamp current of transformer in invertor and method for detecting lamp current of transformer in invertor |
| JP2018113762A (en) * | 2017-01-11 | 2018-07-19 | 富士電機株式会社 | Switching power supply device |
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