JP2001186765A - Multichannel dc power source - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は多チャンネルの直流
入出力を持つ直流電源、特に、二次電池の充放電用電源
として使用するのに好適な多チャンネル直流電源に関す
るものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC power supply having a multi-channel DC input / output, and more particularly to a multi-channel DC power supply suitable for use as a power supply for charging and discharging a secondary battery.
【０００２】[0002]
【従来の技術】二次電池の充放電装置として、単一、あ
るいは複数個の二次電池を直列接続した状態で、充電あ
るいは放電する装置が知られている。充電には、充電電
流が一定になるように直流電源を制御する定電流充電
や、出力電圧が一定値となるよう直流電源を制御する定
電圧充電などがある。2. Description of the Related Art As a charging / discharging device for a secondary battery, a device for charging or discharging a single or a plurality of secondary batteries in a state of being connected in series is known. The charging includes constant-current charging for controlling the DC power supply so that the charging current is constant, and constant-voltage charging for controlling the DC power supply so that the output voltage has a constant value.
【０００３】また、放電には、放電電流が所定の値とな
るよう直流電源を制御する定電流放電が用いられる。こ
のとき、複数の電池を充放電するため、多チャンネル入
出力を持つ直流電源が用いられる。[0003] Further, a constant current discharge for controlling a DC power supply so that the discharge current has a predetermined value is used for the discharge. At this time, a DC power supply having multi-channel input / output is used to charge and discharge a plurality of batteries.
【０００４】従来、このような多チャンネル直流電源と
しては、商用電源の出力を整流して得られる直流電力
を、各制御出力数に応じて個別に交流電力に変換し、こ
の変換された出力をトランスを介して個別に所望の電
圧、あるいは電流となるよう制御する回路から構成され
ている。Conventionally, as such a multi-channel DC power supply, DC power obtained by rectifying the output of a commercial power supply is individually converted into AC power according to the number of control outputs, and the converted output is converted to AC power. It is composed of a circuit that individually controls a desired voltage or current through a transformer.
【０００５】図７は、その構成を示す回路図である。商
用交流電源１の出力は整流ダイオード２によって整流さ
れ、その出力側に接続された平滑コンデンサ３により直
流電圧に変換される。直流電圧は、配線５０を経て複数
の変換回路６０、７０、８０にそれぞれ供給される。FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration. The output of the commercial AC power supply 1 is rectified by a rectifier diode 2 and converted to a DC voltage by a smoothing capacitor 3 connected to the output side. The DC voltage is supplied to the plurality of conversion circuits 60, 70, and 80 via the wiring 50, respectively.
【０００６】変換回路６０、７０、８０では、共通の配
線５０により供給された直流電圧を平滑コンデンサ３
１、３２、３３で平滑化し、その直流電圧をフルブリッ
ジコンバータ６００１、７００１、８００１により数１
０ｋＨｚの交流電圧に変換する。The conversion circuits 60, 70, and 80 convert the DC voltage supplied by the common wiring 50 to the smoothing capacitor 3.
1, 32, and 33, and the DC voltage thereof is converted into an equation 1 by full-bridge converters 6001, 7001, and 8001.
Convert to 0 kHz AC voltage.
【０００７】この出力を、トランス６００２、７００
２、８００２、ブリッジ接続されたダイオードからなる
整流回路６００３、７００３、８００３、リアクトル６
００４、７００４、８００４、平滑コンデンサ６００
５、７００５、８００５により、直流電力出力に変換す
る。この直流出力は、二次電池９１、９２、９３を充電
する。[0007] This output is connected to transformers 6002 and 700
2, 8002, rectifier circuits 6003, 7003, 8003 composed of bridge-connected diodes, reactor 6
004, 7004, 8004, smoothing capacitor 600
5, 7005, 8005 to convert to DC power output. This DC output charges the secondary batteries 91, 92, 93.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の多
チャンネル直流電源では、制御出力のチャンネル数に応
じて、個別に、直流電力から交流電力に変換する手段、
すなわち、フルブリッジコンバータ６００１、７００
１、８００１を設けている。As described above, in the conventional multi-channel DC power supply, means for individually converting DC power to AC power in accordance with the number of control output channels;
That is, full bridge converters 6001, 700
1,8001.
【０００９】直流電力を交流電力に変換する目的は、ト
ランスでの高周波絶縁、および、交流電圧のレベル変換
である。複数の制御出力を持つ多チャンネル直流電源で
は、この交流変換手段により、各チャンネル毎に直流か
ら交流への変換を実行している。このため、直流電力か
ら交流電力への変換手段が冗長となるため、多チャンネ
ル電源に適した構成が求められている。The purpose of converting DC power to AC power is high-frequency insulation in a transformer and level conversion of AC voltage. In a multi-channel DC power supply having a plurality of control outputs, conversion from DC to AC is performed for each channel by the AC conversion means. For this reason, the conversion means from DC power to AC power becomes redundant, and a configuration suitable for a multi-channel power supply is required.
【００１０】特に、二次電池の充放電装置では、数１０
０チャンネル程度の多チャンネル直流電源となるため、
直流から交流への変換部分の部品点数を削減し、信頼性
を向上することが必要となっている。In particular, in a charging / discharging device for a secondary battery,
Because it becomes a multi-channel DC power supply of about 0 channels,
It is necessary to reduce the number of components in a DC-to-AC conversion part and improve reliability.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は直流電力を一括して交流電力に変換する手
段と、生成された交流電力を各変換回路に分配する手段
とを設ける。各変換回路では、入力された交流電力を高
周波トランスで絶縁し、チョッパを用いてレベル変換し
て、制御出力を得る。In order to achieve the above object, the present invention comprises means for converting DC power into AC power collectively and means for distributing the generated AC power to each conversion circuit. In each conversion circuit, the input AC power is insulated by a high frequency transformer, and the level is converted using a chopper to obtain a control output.
【００１２】直流電力を一括して交流電力に変換するこ
とにより、従来、それぞれの変換回路毎に交流変換して
いた部分を一つに統合することができる。これにより、
従来に比べて、部品点数を大幅に削減できる。さらに、
交流変換の目的である高周波絶縁、電圧レベル変換は、
一括化した場合でも同様に達成できる。なお、各変換回
路では、入力された交流電力から各チャンネル毎に制御
された直流出力を得る。By converting DC power collectively into AC power, it is possible to integrate the parts which have conventionally been subjected to AC conversion for each conversion circuit into one. This allows
The number of parts can be significantly reduced as compared with the conventional case. further,
High-frequency insulation and voltage level conversion, which are the objectives of AC conversion,
The same can be achieved even in the case of being integrated. In each conversion circuit, a DC output controlled for each channel is obtained from the input AC power.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態例を
図１により説明する。商用の交流電源１は、整流ダイオ
ード回路２の交流入力側に接続され、整流ダイオード回
路２の出力側には平滑コンデンサ３が接続されている。
平滑コンデンサ３の出力は、４つの半導体スイッチング
素子Ｄ１ないしＤ４から構成されるフルブリッジコンバ
ータ４に与えられる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. The commercial AC power supply 1 is connected to an AC input side of a rectifier diode circuit 2, and a smoothing capacitor 3 is connected to an output side of the rectifier diode circuit 2.
The output of the smoothing capacitor 3 is provided to a full bridge converter 4 including four semiconductor switching elements D1 to D4.
【００１４】フルブリッジコンバータ４の高周波出力電
圧は、配線５を介して複数の変換回路６、７、８にそれ
ぞれ与えられる。各変換回路６、７、８は、配線５へ接
続した高周波トランス６０１、７０１、８０１、高周波
トランス６０１、７０１、８０１の出力側に接続された
整流回路６０２、７０２、８０２、整流回路６０２、７
０２、８０２の出力端子側に接続された平滑コンデンサ
６０７、７０７、８０７、チョッパ回路６０３、７０
３、８０３、チョッパ回路６０３、７０３、８０３と直
列に接続されたリアクトル６０５、７０５、８０５、平
滑コンデンサ６０６、７０６、８０６から構成される。The high-frequency output voltage of the full-bridge converter 4 is applied to a plurality of conversion circuits 6, 7, and 8 via a wiring 5. Each of the conversion circuits 6, 7, and 8 includes a high-frequency transformer 601, 701, 801 connected to the wiring 5, a rectifier circuit 602, 702, 802, and a rectifier circuit 602, 7 connected to the output side of the high-frequency transformer 601, 701, 801.
02, 802, smoothing capacitors 607, 707, 807, and chopper circuits 603, 70 connected to the output terminal side.
3, 803, reactors 605, 705, 805 connected in series with the chopper circuits 603, 703, 803, and smoothing capacitors 606, 706, 806.
【００１５】電源１からの入力交流を整流回路２で整流
し、平滑コンデンサ３により直流電圧に変換する。フル
ブリッジコンバータ４は、平滑コンデンサ３で直流電圧
に変換された出力電圧を、数１０ｋＨｚの高周波交流電
圧に変換する。An input AC from a power supply 1 is rectified by a rectifier circuit 2 and converted into a DC voltage by a smoothing capacitor 3. The full-bridge converter 4 converts the output voltage converted into a DC voltage by the smoothing capacitor 3 into a high-frequency AC voltage of several tens of kHz.
【００１６】高周波電圧の分配用の配線５は、一括して
出力側に接続された高周波電圧を各変換回路６、７、８
に供給する。変換回路６、７、８では、高周波トランス
６０１、７０１、８０１、整流ダイオード６０２、７０
２、８０３によりそれぞれ直流電力に変換する。The wiring 5 for distributing the high-frequency voltage converts the high-frequency voltages connected to the output side collectively to each of the conversion circuits 6, 7, 8
To supply. In the conversion circuits 6, 7, and 8, the high-frequency transformers 601, 701, and 801 and the rectifier diodes 602 and 70
2 and 803, respectively.
【００１７】さらに、フルブリッジコンバータ４のスイ
ッチング動作に同期して、チョッパ回路６０３（M1
1）、７０３（M21）、８０３（M31）をオン／オフする
ことにより、所望の大きさの直流出力を得る。その出力
をリアクトル６０５、７０５、８０５、平滑コンデンサ
６０６、７０６、８０６、で平滑化することにより、各
チャンネル毎に直流出力を得る。この出力によって二次
電池９１、９２、９３が充電される。Further, in synchronization with the switching operation of the full bridge converter 4, the chopper circuit 603 (M1
1) By turning on / off 703 (M21) and 803 (M31), a DC output of a desired magnitude is obtained. The output is smoothed by reactors 605, 705, 805 and smoothing capacitors 606, 706, 806 to obtain a DC output for each channel. This output charges the secondary batteries 91, 92 and 93.
【００１８】このときの動作波形を図２に示す。フルブ
リッジコンバータ４のスイッチング素子のゲート信号S
1、S2、S3、S4を図のように制御することにより、図２
(a)に示すような方形波状の交流電圧を得る。FIG. 2 shows operation waveforms at this time. Gate signal S of switching element of full bridge converter 4
By controlling 1, S2, S3 and S4 as shown in FIG.
A square wave AC voltage as shown in FIG.
【００１９】たとえば、交流電圧の周波数を２０ｋＨｚ
に設定する。このとき、交流電圧の周期は50μｓとな
る。一方、各変換回路６、７、８では、チョッパ回路素
子６０３、７０３、８０３をオン／オフする通流率を、
各制御出力に応じて、各変換回路毎に変化させることに
より、一括して交流電圧を入力とした場合でも、個別に
制御出力を得ることができる。For example, if the frequency of the AC voltage is 20 kHz
Set to. At this time, the cycle of the AC voltage is 50 μs. On the other hand, in each of the conversion circuits 6, 7, and 8, the conduction ratio for turning on / off the chopper circuit elements 603, 703, and 803 is represented by
By changing each conversion circuit in accordance with each control output, it is possible to individually obtain a control output even when an AC voltage is collectively input.
【００２０】そのときの動作波形例を図２(b)、(c)に示
す。図２(b)のM11信号のオン時間は、図２(c)のMn1信号
のオン時間より短くなるように制御されており、一括し
て生成された交流電圧を各変換回路６、７、８で制御す
ることにより、各チャンネル毎に直流出力制御を実行で
きることを示している。FIGS. 2B and 2C show operation waveform examples at that time. The on-time of the M11 signal in FIG. 2B is controlled to be shorter than the on-time of the Mn1 signal in FIG. 2C, and the collectively generated AC voltage is converted into each of the conversion circuits 6, 7,. 8 indicates that the DC output control can be executed for each channel by controlling the control unit 8.
【００２１】ここで、高周波電圧の分配用配線５は、各
変換回路に同じ交流電圧を供給するため、その配線イン
ピーダンスが最少となるように構成する。このため、配
線路を図１に示すように、平行導体で構成し両者の間隔
を十分短く設定することにより、２つの平行導体の相互
インダクタンス効果を利用して、配線インダクタンスを
最少とする。Here, the high-frequency voltage distribution wiring 5 is configured to minimize the wiring impedance in order to supply the same AC voltage to each conversion circuit. Therefore, as shown in FIG. 1, the wiring path is formed of parallel conductors and the interval between the two is set to be sufficiently short so as to minimize the wiring inductance by utilizing the mutual inductance effect of the two parallel conductors.
【００２２】図８はそのときの配線形状を構造図であ
る。４０１はフルブリッジコンバータ４のパワー変換器
部を、４０２は放熱フィンを示す。分配用配線５は、平
行に配置されたブスバー導体５０１、５０２より構成さ
れ、パワー変換器４０１の交流電圧出力端子より出力さ
れる。また、各変換回路６、７、８へは、ブスバー分岐
５１１、５１２より、一括して生成された交流電力を分
配する。FIG. 8 is a structural diagram showing the wiring shape at that time. Reference numeral 401 denotes a power converter unit of the full bridge converter 4, and reference numeral 402 denotes a radiation fin. The distribution wiring 5 is composed of busbar conductors 501 and 502 arranged in parallel, and is output from an AC voltage output terminal of the power converter 401. In addition, the bus power branches 511 and 512 distribute the collectively generated AC power to the conversion circuits 6, 7 and 8.
【００２３】高周波の交流電圧をブスバー導体で分配し
て配線することにより、配線インダクタンスを最少に構
成でき、各変換回路に同一波形の交流電圧を供給でき
る。このため、交流電力への変換手段を一括して接続し
ても、個別に交流電力に変換したのと同様な特性が得ら
れる。By distributing and wiring the high-frequency AC voltage through the bus bar conductor, the wiring inductance can be minimized, and the AC voltage having the same waveform can be supplied to each conversion circuit. For this reason, even if the conversion means for AC power is connected collectively, the same characteristics as those obtained by individually converting to AC power can be obtained.
【００２４】以上、詳述したように、本実施の形態例に
よれば、一括して与えられる交流電圧を平行導体で構成
された分配用配線５により各変換回路に分配し、また、
フルブリッジコンバータ４での交流電力への変換に同期
して、チョッパ回路での通流率を制御できるので、配線
インダクタンスの影響を最少化でき、また、部品点数を
削減できるという効果がある。As described above in detail, according to the present embodiment, the AC voltage applied collectively is distributed to each conversion circuit by the distribution wiring 5 composed of parallel conductors.
Since the conduction ratio in the chopper circuit can be controlled in synchronization with the conversion to AC power in the full bridge converter 4, the effect of the wiring inductance can be minimized and the number of components can be reduced.
【００２５】次に、本発明の第２の実施の形態例を図３
により説明する。交流電源１は、電源回生コンバータ２
１の一方の端子側に接続され、平滑コンデンサ３は他方
の端子側に接続されている。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This will be described below. AC power supply 1 is a power regeneration converter 2
1 is connected to one terminal side, and the smoothing capacitor 3 is connected to the other terminal side.
【００２６】平滑コンデンサ３の端子には４組のダイオ
ードＤ１ないしＤ４からなるダイオード整流回路４１が
接続され、その第２の端子側は、高周波電圧分配用配線
５へ接続されている。各変換回路６１、７１、８１は、
トランス６１１、７１１、８１１を介して独立して分配
用配線５に接続されている。The terminal of the smoothing capacitor 3 is connected to a diode rectifier circuit 41 composed of four sets of diodes D1 to D4. The second terminal of the diode rectifier circuit 41 is connected to the high-frequency voltage distribution wiring 5. Each of the conversion circuits 61, 71, 81
It is independently connected to the distribution wiring 5 via the transformers 611, 711, 811.
【００２７】ここで、各変換回路６１、７１、８１内の
平滑コンデンサ６１６、７１６、８１６の両端に直流電
圧入力が接続され、直流電圧からの放電電力を制御す
る。これによって二次電池９１、９２、９３が放電制御
される。変換回路６１、７１、８１は、それぞれトラン
ス６１１、７１１、８１１、フルブリッジインバータ６
１２、７１２、８１２、チョッパ回路６１４、７１４、
８１４、リアクトル６１５、７１５、８１５、平滑コン
デンサ６１６、７１６、８１６、６１７、７１７、８１
７とから構成されている。Here, a DC voltage input is connected to both ends of the smoothing capacitors 616, 716, 816 in each of the conversion circuits 61, 71, 81 to control discharge power from the DC voltage. Thus, the discharge of the secondary batteries 91, 92, and 93 is controlled. The conversion circuits 61, 71, and 81 are respectively composed of transformers 611, 711, 811 and a full-bridge inverter 6
12, 712, 812, chopper circuits 614, 714,
814, reactors 615, 715, 815, smoothing capacitors 616, 716, 816, 617, 717, 81
7 is comprised.
【００２８】各変換回路６１、７１、８１で交流電力に
変換された出力を、複数の出力に対して統合する手段、
分配用配線５により一括化し、整流回路４１において、
交流電力から直流電力に変換し、その出力を、電源回生
コンバータ２１を介して、電源１に回生する。これによ
り、複数の電源からの放電の場合でも、同様に、交流電
力に統合した回生を実行できる。Means for integrating the output converted into AC power by each of the conversion circuits 61, 71, 81 into a plurality of outputs;
The rectification circuit 41 combines the distribution wirings 5 together.
The power is converted from AC power to DC power, and the output is regenerated to the power supply 1 via the power regeneration converter 21. Accordingly, even in the case of discharging from a plurality of power sources, regeneration integrated with AC power can be similarly performed.
【００２９】図４は、このときの動作波形を示す波形図
である。図４(a)にフルブリッジインバータのゲート信
号を、図４(b)(c)に各変換回路毎のチョッパ回路６１
４、７１４、８１４の通流率信号を示す。ここで、フル
ブリッジインバータ６１２、７１２、８１２は、同一の
ゲート信号により動作する。FIG. 4 is a waveform diagram showing operation waveforms at this time. 4 (a) shows the gate signal of the full-bridge inverter, and FIGS. 4 (b) and 4 (c) show the chopper circuit 61 of each conversion circuit.
4, 714 and 814 are shown. Here, the full-bridge inverters 612, 712, and 812 operate by the same gate signal.
【００３０】これにより、各変換回路６１、７１、８１
からの放電電力が統合され、整流回路４１により直流電
力に変換される。ここで、交流電力を一括化する分配用
配線５は、第１の実施の形態例と同様に、図８に示す平
行ブスバー導体により構成され、各変換回路６１、７
１、８１から整流回路４１までの配線インダクタンスが
最少になるように構成する。Thus, each of the conversion circuits 61, 71, 81
Are integrated and converted by the rectifier circuit 41 into DC power. Here, similar to the first embodiment, the distribution wiring 5 for integrating the AC power is constituted by the parallel bus bar conductor shown in FIG.
The configuration is such that the wiring inductance from 1, 81 to the rectifier circuit 41 is minimized.
【００３１】以上、詳述したように、本実施の形態例に
よれば、各変換回路毎の放電電力を、交流電力として一
括化したのち直流電力に変換できるので、各変換回路毎
に直流に変換する手段を設ける場合に比べて、部品点数
を削減できる。また、第１の実施例と同様に、放電電流
を制御するチョッパ制御を、その出力を交流変換するフ
ルブリッジインバータのスイッチングと同期して制御で
きるので、回路構成を簡単化できる。As described in detail above, according to the present embodiment, the discharge power of each conversion circuit can be converted into DC power after being integrated as AC power, so that each conversion circuit can be converted to DC power. The number of parts can be reduced as compared with the case where a conversion unit is provided. Further, similarly to the first embodiment, the chopper control for controlling the discharge current can be controlled in synchronization with the switching of the full-bridge inverter for converting the output to AC, so that the circuit configuration can be simplified.
【００３２】本発明の第３の実施の形態例を図５により
説明する。図５において、交流電源１の出力は、電源回
生コンバータ２１、平滑コンデンサ３を介してフルブリ
ッジインバー夕４２に与えられる。フルブリッジコンバ
ータ４２の高周波出力電圧は、分配配線５を介して複数
の変換回路６２、７２、８２にそれぞれ与えられる。A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 5, the output of AC power supply 1 is supplied to full-bridge inverter 42 via power regeneration converter 21 and smoothing capacitor 3. The high-frequency output voltage of the full-bridge converter 42 is supplied to the plurality of conversion circuits 62, 72, 82 via the distribution wiring 5.
【００３３】ｎ個の双方向の変換回路６２、７２、８２
は、その出力段の平滑コンデンサ６２６、７２６、８２
６に接続される直流電源に直流電力を出力する回路と、
直流電源から直流電力を入力する回路とから構成されて
いる。これによりｎ個の二次電池９１、９２、９３の充
電および放電が制御される。The n bidirectional conversion circuits 62, 72, 82
Are the smoothing capacitors 626, 726, 82 of the output stage.
A circuit for outputting DC power to a DC power supply connected to 6;
And a circuit for inputting DC power from a DC power supply. Thereby, charging and discharging of the n secondary batteries 91, 92, 93 are controlled.
【００３４】各変換回路６２、７２、８２に接続される
直流電源に直流電力を出力する場合が二次電池の充電
に、直流電源から直流電力を入力する場合が二次電池の
放電に、それぞれ対応する。本実施の形態例では、直流
電力を出力する場合と直流電力を入力する場合の両方
で、直流電力と交流電力を双方向に変換する手段４２
と、交流電力を分配あるいは統合する分配用配線５を同
一回路で構成できる。Outputting DC power to the DC power supply connected to each of the conversion circuits 62, 72, and 82 corresponds to charging of the secondary battery, and inputting DC power from the DC power supply corresponds to discharging of the secondary battery. Corresponding. In the present embodiment, means 42 for bidirectionally converting DC power and AC power both when outputting DC power and when inputting DC power.
And the distribution wiring 5 for distributing or integrating the AC power can be constituted by the same circuit.
【００３５】一つの変換回路６２は、高周波トランス６
２１、フルブリッジコンバータ６２２、平滑コンデンサ
６２７、チヨッバ回路６２３、６２４、リアクトル６２
５、平滑コンデンサ６２６とから構成される。他の変換
回路７２、８２も同様に構成される。ここで、フルブリ
ッジインバータ４２は、ＩＧＢＴ（ｌｎｓｕｌａｔｅｄ
Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）
とダイオードとが並列接続されたスイッチＳ１、Ｓ２、
Ｓ３、Ｓ４から構成されている。One conversion circuit 62 includes a high-frequency transformer 6
21, full bridge converter 622, smoothing capacitor 627, Chiobba circuits 623 and 624, reactor 62
5, and a smoothing capacitor 626. The other conversion circuits 72 and 82 are similarly configured. Here, the full-bridge inverter 42 is an IGBT (Insulated)
Gate Bipolar Transistor)
Switches S1, S2,
It is composed of S3 and S4.
【００３６】また、フルブリッジコンバータ６２２は、
パワーＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅ Ｓｅｍｉ
ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒ
ａｎｓｉｓｔｏｒ）とダイオードとが並列接続されたス
イッチＧ１１、Ｇ１２、Ｇ１３、Ｇ１４から構成されて
いる。チヨッバ回路６２３、６２４も、パワーＭＯＳＦ
ＥＴとダイオードとが並列接続されたスイッチＭ１１、
Ｍ１２から、それぞれ構成されている。フルブリッジコ
ンバータ７２２、８２２、および、チヨッパ回路７２
３、７２４、チヨッパ回路８２３、８２４についても、
同様に構成されている。Further, the full bridge converter 622 includes:
Power MOSFET (MetalOxide Semi)
conductor Field Effect Tr
The switches G11, G12, G13, and G14 are connected in parallel with each other. The Chiocba circuits 623 and 624 are also power MOSFs.
A switch M11 in which ET and a diode are connected in parallel,
M12. Full bridge converters 722 and 822 and chopper circuit 72
3, 724, and chopper circuits 823, 824,
It is configured similarly.
【００３７】まず、ｎ個の各二次電池９１、９２、９３
を充電する場合の動作について説明する。このとき、変
換回路６２のフルブリッジコンバータ６２２は、整流ダ
イオードブリッジ回路として、またチヨッパ回路６２
３、６２４は降圧チヨッパ回路として、それぞれ動作す
る。変換回路７２、８２も同様に動作する。First, each of the n secondary batteries 91, 92, 93
The operation when charging is described. At this time, the full bridge converter 622 of the conversion circuit 62 serves as a rectifier diode bridge circuit and the chopper circuit 62.
Reference numerals 3 and 624 each operate as a step-down chopper circuit. The conversion circuits 72 and 82 operate similarly.
【００３８】いま、交流電源１からの交流入力を電源回
生コンバータ２１で整流し、平滑コンデンサ３により直
流電圧に変換する。フルブリッジコンバータ４２は、平
滑コンデンサ３の直流電圧を高周波電圧に変換する。高
周波電圧の分配配線５は、高周波電圧を各変換回路６
２、７２、８２に供給する。ここで、変換回路６２で
は、入力された高周波電圧を、高周波トランス６２１と
フルブリッジコンバータ６２２のダイオード整流動作に
より直流電圧に変換する。Now, the AC input from the AC power supply 1 is rectified by the power supply regenerative converter 21 and converted into a DC voltage by the smoothing capacitor 3. The full bridge converter 42 converts a DC voltage of the smoothing capacitor 3 into a high-frequency voltage. The high-frequency voltage distribution wiring 5 converts the high-frequency voltage into each conversion circuit 6.
2, 72, 82. Here, the conversion circuit 62 converts the input high-frequency voltage into a DC voltage by the diode rectification operation of the high-frequency transformer 621 and the full-bridge converter 622.
【００３９】一方、チヨッパ回路６２３、６２４は、チ
ヨッパ回路６２４のスイッチＭ１２をオフとし、チヨッ
パ回路６２３のスイッチＭ１１をオン／オフ制御するこ
とで、降圧チョッパ回路として動作させる。スイッチＭ
１１のオン期間を長くすることで出力電圧を大きく、オ
ン期間を短くすることで出力電圧を小さくできる。その
出力電圧をリアクトル６２５、平滑コンデンサ６２６で
平滑化して、二次電池９１を充電制御する。On the other hand, the chopper circuits 623 and 624 operate as step-down chopper circuits by turning off the switch M12 of the chopper circuit 624 and controlling on / off of the switch M11 of the chopper circuit 623. Switch M
The output voltage can be increased by increasing the on-period of No. 11 and reduced by decreasing the on-period. The output voltage is smoothed by a reactor 625 and a smoothing capacitor 626 to control charging of the secondary battery 91.
【００４０】同様に、変換回路７２で二次電池９２を、
変換回路８２で二次電池９３を、それぞれ充電制御す
る。このときの動作波形を図２に示す。フルブリッジコ
ンバータ４２を構成するスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ
４へのゲート信号を図２（ａ）のように与える。これに
より方形波状の出力電圧を得る。出力電圧の周波数が２
０ＫＨｚとなるようゲート信号を与えたとき、出力電圧
の周期は５０μｓとなる。Similarly, the conversion circuit 72 converts the secondary battery 92 into
The conversion circuit 82 controls charging of the secondary batteries 93 respectively. FIG. 2 shows operation waveforms at this time. Switches S1, S2, S3, S constituting the full bridge converter 42
4 is given as shown in FIG. Thus, a square wave output voltage is obtained. The output voltage frequency is 2
When a gate signal is applied so as to be 0 KHz, the cycle of the output voltage is 50 μs.
【００４１】この高周波電圧を分配配線５を介してｎ個
の変換回路６２、７２、８２に入力する。一方、各変換
回路６２、７２、８２では、チヨッパ回路６２３、７２
３、８２３をオン／オフ制御する。いま、全期間に対す
るオン期間の比率を通流率としたとき、必要な出力電圧
に応じて通流率を各変換回路毎に変化させる。これによ
り、高周波電圧の分配配線により一定の交流電圧を入力
とした場合でも、各変換回路毎に個別に出力電圧を制御
できる。そのときの動作波形例を図２（ｂ）、（ｃ）に
示す。ここで、スイッチＭ１１のオン期間がスイッチＭ
ｎｌのオン期間より短く制御された場合を示す。このよ
うに、一括して生成された高周波電圧を各変換回路６
２、７２、８２で制御することにより、各チャンネル毎
も直流出力制御を実行できる。ここで、高周波電圧の分
配酸線５は、各変換回路に同じ交流電圧を供給するた
め、配線インピーダンスが最少となるように構成する。This high-frequency voltage is input to n conversion circuits 62, 72, and 82 via the distribution wiring 5. On the other hand, in each of the conversion circuits 62, 72, 82, the chopper circuits 623, 72
3, 823 are on / off controlled. Now, assuming that the ratio of the ON period to the entire period is the conduction ratio, the conduction ratio is changed for each conversion circuit according to the required output voltage. Thus, even when a constant AC voltage is input through the high-frequency voltage distribution wiring, the output voltage can be individually controlled for each conversion circuit. FIGS. 2B and 2C show operation waveform examples at that time. Here, the ON period of the switch M11 is the switch M
The case where the control is performed shorter than the ON period of nl is shown. In this way, the high-frequency voltages generated collectively are converted into each conversion circuit 6.
By controlling at 2, 72, and 82, DC output control can also be performed for each channel. Here, the distribution acid wire 5 of the high-frequency voltage supplies the same AC voltage to each conversion circuit, so that the wiring impedance is minimized.
【００４２】次に、ｎ個の二次電池９１、９２、９３か
ら放電する場合の動作について説明する。このとき、変
換回路６２のチヨッパ回路６２３、６２４は昇圧チヨッ
パ回路として、フルブリッジコンバータ６２２はフルブ
リッジインバー夕回路として、また、フルブリッジイン
バータ４２は整流ダイオードブリッジ回路として、それ
ぞれ動作する。Next, the operation when discharging from the n secondary batteries 91, 92, 93 will be described. At this time, the chopper circuits 623 and 624 of the conversion circuit 62 operate as step-up chopper circuits, the full bridge converter 622 operates as a full bridge inverter circuit, and the full bridge inverter 42 operates as a rectifier diode bridge circuit.
【００４３】いま、ｎ個の変換回路６２、７２、８２に
は、平滑コンデンサ６２６、７２６、８２６の両端に、
ｎ個の二次電池９１、９２、９３が接続され、ｎ個の二
次電池からの放電電力を個別に制御する。チヨッパ回路
６２３、６２４は、チヨッパ回路６２３のスイッチＭＩ
Ｉをオフとし、チョッパ回路Ｍ１２をオンノオフ制御す
ることで、昇圧チョッパ回路として動作させる。スイッ
チＭ１２のオン期間を長くすることで放電電流を大き
く、オン期間を短くすることで放電電流を小さくでき
る。Now, the n conversion circuits 62, 72, and 82 have smoothing capacitors 626, 726, and 826 at both ends, respectively.
The n secondary batteries 91, 92, and 93 are connected, and individually control the discharge power from the n secondary batteries. The chopper circuits 623 and 624 are connected to the switch MI of the chopper circuit 623.
I is turned off and the chopper circuit M12 is turned on / off to operate as a boost chopper circuit. By increasing the ON period of the switch M12, the discharge current can be increased, and by shortening the ON period, the discharge current can be decreased.
【００４４】一方、フルブリッジコンバータ６２２、７
２２、８２２は、同一のゲート信号に従い、平滑コンデ
ンサ６２７、７２７、８２７の電圧を交流に変換し、高
周波トランス６２１、７２１、８２１、および、高周波
電圧の分配配線５を介して、フルブリッジインバー夕４
２に入力される。フルブリッジインバー夕４２がダイオ
ード整流モードで動作し、高周波電圧を整流した出力を
平滑コンデンサ３に出力する。On the other hand, full bridge converters 622 and 7
22 and 822 convert the voltages of the smoothing capacitors 627, 727, and 827 into AC in accordance with the same gate signal, and transmit the full-bridge inverter through the high-frequency transformers 621, 721, and 821 and the high-frequency voltage distribution wiring 5. 4
2 is input. The full-bridge inverter 42 operates in the diode rectification mode, and outputs an output obtained by rectifying the high-frequency voltage to the smoothing capacitor 3.
【００４５】電源回生コンバータ２１は平滑コンデンサ
３の電圧を交流に変換し、交流電源１に回生する。この
ときの動作波形を図４に示す。各フルブリッジコンバー
タのスイッチＧｎｌ、Ｇｎ２、Ｇｎ３、Ｇｎ４には、図
４（ａ）に示すように、同じゲート信号を与える。一
方、各変換回路の昇圧チヨッパ回路は、各二次電池から
の放電電流を個別に制御するため、図４（ｂ）、（ｃ）
のように独立した通流率で動作する。The power regenerative converter 21 converts the voltage of the smoothing capacitor 3 into AC and regenerates it to the AC power source 1. The operation waveform at this time is shown in FIG. As shown in FIG. 4A, the same gate signal is applied to the switches Gnl, Gn2, Gn3 and Gn4 of each full bridge converter. On the other hand, the boosting chopper circuit of each conversion circuit individually controls the discharge current from each secondary battery.
It operates with an independent conduction ratio as in.
【００４６】この結果、各変換回路から、高周波電圧の
分配配線を介してフルブリッジインバー夕側に、正負に
変化する交流電流が流れる。これにより、各二次電池か
らの放電電流を交流電源１側に回生する。As a result, positive and negative alternating currents flow from each conversion circuit to the full bridge inverter via the high-frequency voltage distribution wiring. Thereby, the discharge current from each secondary battery is regenerated to the AC power supply 1 side.
【００４７】以上詳述したように、本実施の形態例によ
れば、一括して与えられる交流電圧を平行導体で構成さ
れた分配配線５により各変換回路に分配し、また、フル
ブリッジコンバータ４での交流電力への変換に同期し
て、チヨッパ回路での通流率を制御できるので、配線イ
ンダクタンスの影響を最少化でき、また、部品点数を削
減できるという効果がある。As described above in detail, according to the present embodiment, the AC voltage applied collectively is distributed to each conversion circuit by the distribution wiring 5 composed of parallel conductors. Since the conduction ratio in the chopper circuit can be controlled in synchronization with the conversion into AC power in the above, the effect of the wiring inductance can be minimized and the number of parts can be reduced.
【００４８】また、本実施の形態例によれば、各変換回
路毎の放電電力を、交流電力として一括化したのち直流
電力に変換できるので、各変換回路毎に直流に変換する
手段を設ける場合に比べて、部品点数を削減できる。ま
た、第１の実施例と同様に、放電電流を制御するチヨッ
パ制御を、その出力を交流変換するフルブリッジインバ
ータのスイッチングと同期して制御できるので、回路構
成を簡単化できるという利点がある。さらに、本実施の
形態例では、充電用の電源回路と放電用の電源回路と
が、双方向に構成されており、充電、放電を一回路で構
成できるという利点がある。Also, according to the present embodiment, since the discharge power of each conversion circuit can be converted into DC power after being combined as AC power, a means for converting to DC can be provided for each conversion circuit. , The number of parts can be reduced. Further, similarly to the first embodiment, since the chopper control for controlling the discharge current can be controlled in synchronization with the switching of the full-bridge inverter for converting the output to AC, there is an advantage that the circuit configuration can be simplified. Furthermore, in this embodiment, the power supply circuit for charging and the power supply circuit for discharging are configured bidirectionally, and there is an advantage that charging and discharging can be configured by one circuit.
【００４９】本発明の第４の実施の形態例を図６に示
す。第３の実施の形態例と同じ番号は同じものを示す。
本実施の形態例では、直流電力を交流電力に変換する手
段が、２つのフルブリッジコンバータ４２１、４２２の
並列回路で構成されている。また、この並列回路は、交
流電力を直流電力に変換する場合にも、整流回路の並列
回路として動作する。FIG. 6 shows a fourth embodiment of the present invention. The same numbers as those in the third embodiment indicate the same items.
In the present embodiment, the means for converting DC power into AC power is constituted by a parallel circuit of two full-bridge converters 421 and 422. This parallel circuit also operates as a parallel circuit of the rectifier circuit when converting AC power to DC power.
【００５０】以上述べたように、本実施の形態例によれ
ば、フルブリッジコンバータの変換器容量を必要な容量
に応じて分割して構成できるという利点がある。As described above, according to the present embodiment, there is an advantage that the converter capacity of the full bridge converter can be divided according to the required capacity.
【００５１】[0051]
【発明の効果】本発明によれば、多チャンネル直流電源
において、交流変換手段を一括し、各変換回路への分配
手段を設けた構成のため、交流変換手段を各変換回路毎
に構成する必要がなく、多チャンネル直流電源の部品点
数を削減できるという利点がある。さらに、それぞれの
変換回路にはチョッパ回路を設けたので、各チャンネル
毎に直流出力電圧を制御できる。According to the present invention, in a multi-channel DC power supply, since the AC conversion means is integrated and the distribution means is provided to each conversion circuit, the AC conversion means must be provided for each conversion circuit. There is an advantage that the number of components of the multi-channel DC power supply can be reduced. Further, since each conversion circuit is provided with a chopper circuit, the DC output voltage can be controlled for each channel.
【図１】第１の実施の形態例による多チャンネル充電電
源を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing a multi-channel charging power supply according to a first embodiment.
【図２】第１の実施の形態例の動作波形図である。FIG. 2 is an operation waveform diagram of the first embodiment.
【図３】第２の実施の形態例による多チャンネル放電電
源の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a multi-channel discharge power supply according to a second embodiment.
【図４】第２の実施の形態例の動作波形図である。FIG. 4 is an operation waveform diagram of the second embodiment.
【図５】第３の実施の形態例による充放電電源の構成図
である。FIG. 5 is a configuration diagram of a charge / discharge power supply according to a third embodiment.
【図６】第４の実施の形態例による充放電電源の構成図
である。FIG. 6 is a configuration diagram of a charge / discharge power supply according to a fourth embodiment.
【図７】従来方式の構成を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional system.
【図８】分配用配線の構成図である。FIG. 8 is a configuration diagram of distribution wiring.
４…交流変換手段、５…交流電圧分配用配線手段、６…
変換回路、６０１…高周波トランス、６０３、６１４…
チョッパ回路。4 ... AC conversion means, 5 ... AC voltage distribution wiring means, 6 ...
Conversion circuit, 601, high frequency transformer, 603, 614 ...
Chopper circuit.
Claims (5)
流変換手段と、前記直流−交流変換手段の出力側にそれ
ぞれ接続された複数の高周波トランスと、前記複数の高
周波トランスの出力側にそれぞれ接続された複数の整流
回路と、前記複数の整流回路の出力側にそれぞれ接続さ
れた複数のチョッパ回路と、前記複数のチョッパ回路の
出力を平滑して複数の直流出力を供給する複数の平滑回
路を備えたことを特徴とする多チャンネル直流電源。1. A DC-AC converter for converting DC power to AC power, a plurality of high-frequency transformers respectively connected to the output side of the DC-AC converter, and an output side of the plurality of high-frequency transformers respectively. A plurality of connected rectifier circuits, a plurality of chopper circuits respectively connected to the output sides of the plurality of rectifier circuits, and a plurality of smoothing circuits for smoothing the outputs of the plurality of chopper circuits and supplying a plurality of DC outputs A multi-channel DC power supply comprising:
の端子が交流電源に接続され前記第２の端子に平滑コン
デンサが接続されたコンバータと、前記第２の端子側に
直流出力端子側が接続された整流回路と、出力側が前記
整流回路の交流端子側にそれぞれ接続された複数の高周
波トランスと、前記複数の高周波トランスの入力側にそ
れぞれ接続された複数のブリッジコンバータ回路と、前
記複数のブリッジコンバータ回路の入力側に接続された
チョッパ回路とを備えたことを特徴とする多チャンネル
直流電源。2. The semiconductor device according to claim 1, further comprising a first terminal and a second terminal,
A terminal connected to an AC power supply and a second terminal connected to a smoothing capacitor; a rectifier circuit connected to the second terminal side at a DC output terminal side; and an output side connected to an AC terminal of the rectifier circuit. A plurality of high-frequency transformers respectively connected to the plurality of high-frequency transformers, a plurality of bridge converter circuits respectively connected to the input sides of the plurality of high-frequency transformers, and a chopper circuit connected to the input sides of the plurality of bridge converter circuits. A multi-channel DC power supply, characterized in that:
の端子側が交流電源に接続され第２の端子側に平滑コン
デンサが接続された電源回生コンバータと、前記電源回
生コンバータの第２の端子側に接続され直流電力を交流
電力に変換するとともに交流電力を直流電力に変換する
双方向変換が可能なフルブリッジコンバータと、前記フ
ルブリッジコンバータの交流端子側に一方の端子がそれ
ぞれ接続された複数の高周波トランスと、前記複数の高
周波トランスの他方の端子側に一方の端子側がそれぞれ
接続された複数のブリッジコンバータ回路と、前記複数
のブリッジコンバータ回路の他方の端子側にそれぞれ接
続された双方向型チョッパ回路とを備えたことを特徴と
する多チャンネル直流電源。3. The semiconductor device according to claim 1, further comprising a first terminal and a second terminal,
A power regenerative converter having a terminal connected to an AC power supply and a smoothing capacitor connected to a second terminal, and a DC regenerative converter connected to a second terminal of the power regenerative converter for converting DC power to AC power and converting AC power. A full-bridge converter capable of bidirectional conversion for converting to DC power, a plurality of high-frequency transformers each having one terminal connected to the AC terminal side of the full-bridge converter, and the other terminal side of the plurality of high-frequency transformers A multi-channel DC power supply, comprising: a plurality of bridge converter circuits each having one terminal connected thereto; and a bidirectional chopper circuit each connected to the other terminal side of the plurality of bridge converter circuits.
に変換するか、または、交流電力を直流電力に変換する
前記フルブリッジコンバータを２台以上設け、それらを
並列運転させる多チャンネル直流電源。4. The multi-channel DC power supply according to claim 3, wherein two or more full-bridge converters for converting DC power to AC power or for converting AC power to DC power are provided and operated in parallel.
項３において、前記直流−交流変換手段、整流回路、ま
たはフルブリッジコンバータの出力側を平行導体へ接続
し、前記平行導体と前記トランスの端子が一括して接続
されている多チャンネル直流電源。5. The transformer according to claim 1, 2 or 3, wherein an output side of the DC-AC converter, a rectifier circuit, or a full-bridge converter is connected to a parallel conductor, and the parallel conductor and the transformer are connected to each other. Multi-channel DC power supply with terminals connected together.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2000060403A JP2001186765A (en) | 1999-10-13 | 2000-03-01 | Multichannel dc power source |
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| JP29099099 | 1999-10-13 | ||
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Publications (1)
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