JP2001161068A - Dc-dc converter with feeding power limiting function - Google Patents
Dc-dc converter with feeding power limiting functionInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの保護装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a protection device for a DC-DC converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流入力電源
から流れる電流をスイッチングトランジスタでＯＮ／Ｏ
ＦＦ（スイッチング）して、それをコイルとコンデンサ
で平滑して異なる直流電圧に変換するものである。 ［図４の説明］図４に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成図を示す。図４において、ＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流電源入力端子１１、三角波発生部１５、ＰＷＭ
コンパレータ２０、誤差増幅器１９、基準電圧発生部１
６、出力電圧変換部１７、スイッチングトランジスタ２
１、平滑用コイル２２、平滑用コンデンサ２３、整流ダ
イオード２４、パルス幅制限電圧設定部２５、参照電圧
設定部１８、出力端子１３、過電流検知部３０より構成
されている。2. Description of the Related Art A DC-DC converter uses a switching transistor to turn on / off a current flowing from a DC input power supply.
It performs FF (switching), smoothes it with a coil and a capacitor, and converts it into a different DC voltage. [Explanation of FIG. 4] FIG. 4 shows a configuration diagram of a conventional DC-DC converter. In FIG. 4, a DC-DC converter includes a DC power supply input terminal 11, a triangular wave generator 15, a PWM
Comparator 20, error amplifier 19, reference voltage generator 1
6, output voltage converter 17, switching transistor 2
1, a smoothing coil 22, a smoothing capacitor 23, a rectifier diode 24, a pulse width limited voltage setting unit 25, a reference voltage setting unit 18, an output terminal 13, and an overcurrent detection unit 30.
【０００３】次に、図４における従来のＤＣ−ＤＣコン
バータの動作について説明する。直流電源入力端子１１
へ直流電源を入力する。直流電源は、例えば充電式の電
池であり、例えば、完全充電状態である＋１７Ｖから放
電が進んだ状態である＋１０Ｖまで変化する。直流電源
の電源電圧を＋Ｂとして表す。三角波発生部１５では、
一定の周期の三角波を発生させる。この三角波出力電圧
は、ＰＷＭコンパレータ２０の正入力端子に入力され
る。なお、この三角波発生部１５でＤＣ−ＤＣコンバー
タのスイッチングパルスの周期が定まる。出力電圧変換
部１７は、抵抗Ｒ1及びＲ２より構成され、平滑用コン
デンサ２３のホット側の端子（グラウンドに接地されて
いない端子）に発生するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧Ｖoutを入力して、抵抗Ｒ1及びＲ２により分割し、出
力電圧Ｒ２×Ｖout／（Ｒ１＋Ｒ２）を出力する。出力
電圧変換部１７の出力電圧は、誤差増幅器１９に入力さ
れる。Next, the operation of the conventional DC-DC converter shown in FIG. 4 will be described. DC power input terminal 11
To the DC power supply. The DC power supply is, for example, a rechargeable battery, and changes, for example, from +17 V in a fully charged state to +10 V in a state of advanced discharge. The power supply voltage of the DC power supply is represented as + B. In the triangular wave generator 15,
Generates a triangular wave with a fixed period. This triangular wave output voltage is input to the positive input terminal of the PWM comparator 20. The cycle of the switching pulse of the DC-DC converter is determined by the triangular wave generator 15. The output voltage converter 17 is composed of resistors R1 and R2. The output voltage converter 17 receives the output voltage Vout of the DC-DC converter generated at the hot side terminal (terminal not grounded) of the smoothing capacitor 23, and The output voltage is divided by R1 and R2, and an output voltage R2 × Vout / (R1 + R2) is output. The output voltage of the output voltage converter 17 is input to the error amplifier 19.
【０００４】安定状態において、出力電圧変換部１７の
出力電圧Ｒ２×Ｖout／（Ｒ１＋Ｒ２）が参照電圧設定
部１８の出力電圧Ｖrefとほぼ一致するようにＲ１及び
Ｒ２の値が決められている。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧Ｖoutは、おおよそ（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｖref
／Ｒ２となる。参照電圧設定部１８は、基準電圧設定部
１６が出力する基準電圧を入力し、２つの抵抗により抵
抗分割された出力電圧Ｖrefを出力する。出力電圧Ｖref
は、誤差増幅器１９のもうひとつの入力端子に入力され
る。誤差増幅器１９は、出力電圧変換部１７の出力電圧
と参照電圧設定部１８の出力電圧Ｖrefとの２つの入力
電圧を比較し、一般的には誤差増幅器１９の電源電圧＋
Ｂの半分の値である＋Ｂ／２を中心として、その差分電
圧（誤差電圧という）Ｒ２×Ｖout／（Ｒ１＋Ｒ２）−
Ｖrefをｋ倍に増幅して出力する。従って、誤差増幅器
１９は、増幅された誤差電圧＋Ｂ／２＋ｋ×｛Ｒ２×Ｖ
out／（Ｒ１＋Ｒ２）−Ｖref｝を出力する。誤差増幅器
１９の出力電圧は、ＰＷＭコンパレータ２０の負入力端
子に入力される。パルス幅制限電圧設定部２５は、基準
電圧発生部１６の出力電圧を入力し、２つの抵抗により
抵抗分割することにより得られる一定の電圧であるパル
ス幅制限電圧を出力する。パルス幅制限電圧は、ＰＷＭ
コンパレータ２０のもうひとつの負入力端子に入力され
る。In a stable state, the values of R1 and R2 are determined so that the output voltage R2 × Vout / (R1 + R2) of the output voltage converter 17 substantially matches the output voltage Vref of the reference voltage setting unit 18. That is, the output voltage Vout of the DC-DC converter is approximately (R1 + R2) × Vref
/ R2. The reference voltage setting unit 18 receives the reference voltage output from the reference voltage setting unit 16 and outputs an output voltage Vref that is divided by two resistors. Output voltage Vref
Is input to another input terminal of the error amplifier 19. The error amplifier 19 compares two input voltages of the output voltage of the output voltage conversion unit 17 and the output voltage Vref of the reference voltage setting unit 18, and generally, a power supply voltage of the error amplifier 19 +
A difference voltage (referred to as an error voltage) R2 × Vout / (R1 + R2) − centered on + B / 2 which is a half value of B
Vref is amplified by k times and output. Therefore, the error amplifier 19 calculates the amplified error voltage + B / 2 + k × ｛R2 × V
out / (R1 + R2) -Vref} is output. The output voltage of the error amplifier 19 is input to a negative input terminal of the PWM comparator 20. The pulse width limiting voltage setting unit 25 receives the output voltage of the reference voltage generating unit 16 and outputs a pulse width limiting voltage that is a constant voltage obtained by dividing the resistance by two resistors. The pulse width limit voltage is PWM
The signal is input to another negative input terminal of the comparator 20.
【０００５】［図７の説明］図７にＰＷＭコンパレータ
２０の内部構成例を示す。ＰＷＭコンパレータ２０の内
部構成は、図７の内部構成例に限定されず、他の構成を
取ることもできる。＋Ｂは、電源電圧を示す。プラスは
正入力端子、２つのマイナスはそれぞれ負入力端子を示
す。上述のように、正入力端子は三角波発生部１５に接
続されており、２つの負入力端子はパルス幅制限電圧設
定部２５と誤差増幅器１９に接続されている。[Description of FIG. 7] FIG. 7 shows an example of the internal configuration of the PWM comparator 20. The internal configuration of the PWM comparator 20 is not limited to the example of the internal configuration in FIG. 7, and may have another configuration. + B indicates a power supply voltage. The plus sign indicates a positive input terminal, and the two minus signs indicate negative input terminals. As described above, the positive input terminal is connected to the triangular wave generator 15, and the two negative input terminals are connected to the pulse width limited voltage setting unit 25 and the error amplifier 19.
【０００６】３つの入力電圧は、それぞれＮＰＮトラン
ジスタ７３、７２及び７１のベースに入力され、この３
つのＮＰＮトランジスタのエミッタ端子は相互に接続さ
れている。３つの入力電圧の中で一番高い入力電圧をベ
ースに入力されたトランジスタのみが導通状態となり、
トランジスタのエミッタには、当該一番高い入力電圧Ｖ
inからトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeを差
し引いた電圧Ｖin−Ｖbeが現れる。導通状態のトランジ
スタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeは、常温において、
通常０．７Ｖ程度である。一番高い入力電圧以外の入力
電圧をベースに入力された残り２つのトランジスタは、
ベース・エミッタ間の電圧Ｖbeが０．７Ｖより小さいか
逆バイアスされるため、カットオフ状態となる。従っ
て、ベース端子が正端子に接続されているトランジスタ
７３は、三角波発生部１５から正端子に入力される入力
電圧が３つの入力電圧の中で一番高いときにのみ導通状
態となり、それ以外の場合はカットオフ状態となる。The three input voltages are input to the bases of NPN transistors 73, 72 and 71, respectively.
The emitter terminals of the two NPN transistors are connected to each other. Only the transistor input based on the highest input voltage among the three input voltages becomes conductive,
The highest input voltage V is applied to the emitter of the transistor.
A voltage Vin-Vbe is obtained by subtracting the base-emitter voltage Vbe of the transistor from in. The base-emitter voltage Vbe of the conducting transistor is
Usually, it is about 0.7V. The other two transistors input based on the input voltage other than the highest input voltage,
Since the voltage Vbe between the base and the emitter is smaller than 0.7 V or reverse-biased, a cutoff state occurs. Therefore, the transistor 73 whose base terminal is connected to the positive terminal is turned on only when the input voltage input to the positive terminal from the triangular wave generator 15 is the highest among the three input voltages. In this case, a cutoff state is set.
【０００７】ＰＮＰトランジスタ７４のベースは、トラ
ンジスタ７３のコレクタと抵抗を介して接続されてい
る。従って、トランジスタ７３が導通したときのみトラ
ンジスタ７４のベース電流が流れ、トランジスタ７４が
導通し、ＰＷＭコンパレータ２０が＋Ｂの電圧を出力す
る。トランジスタ７３がカットオフ状態の時は、トラン
ジスタ７４のベース電流が流れず、トランジスタ７４は
カットオフ状態になり、ＰＷＭコンパレータ２０は０Ｖ
を出力する。以上の構成から、ＰＷＭコンパレータ２０
は、三角波発生部１５から正入力端子に入力される電圧
が一番高い場合にのみ、＋Ｂ電圧を出力し、それ以外の
場合は０Ｖを出力する。[0007] The base of the PNP transistor 74 is connected to the collector of the transistor 73 via a resistor. Therefore, the base current of the transistor 74 flows only when the transistor 73 is turned on, the transistor 74 is turned on, and the PWM comparator 20 outputs a voltage of + B. When the transistor 73 is in the cut-off state, the base current of the transistor 74 does not flow, the transistor 74 is in the cut-off state, and the PWM comparator 20 has 0 V
Is output. From the above configuration, the PWM comparator 20
Outputs a + B voltage only when the voltage input from the triangular wave generator 15 to the positive input terminal is the highest, and outputs 0 V otherwise.
【０００８】［図４の説明の続き］図４において、ＰＷ
Ｍコンパレータ２０の出力が＋Ｂ電圧を出力する時、ス
イッチングトランジスタ２１がＯＮ（（導通状態）とな
り、直流電源入力端子１１から平滑コイル２２を通じて
出力端子１３へと、電流が流れる。また、ＰＷＭコンパ
レータ２０の出力が０Ｖを出力する時、スイッチングト
ランジスタ２１はＯＦＦ（カットオフ状態）となり、直
流電源入力端子１１から出力端子１３へ流れる電流は遮
断され、その間、平滑コイル２２が電流を流し続ける。
このとき、整流ダイオード２４が、スイッチングトラン
ジスタ２１のエミッタ電位をクランプする。そして、コ
イル１７及びコンデンサ１８の平滑作用により、出力端
子１３の出力電圧は一定となる。[Continuation of FIG. 4] Referring to FIG.
When the output of the M comparator 20 outputs the + B voltage, the switching transistor 21 is turned ON (conduction state), and a current flows from the DC power input terminal 11 to the output terminal 13 through the smoothing coil 22. Further, the PWM comparator 20 Output 0 V, the switching transistor 21 is turned off (cut-off state), the current flowing from the DC power input terminal 11 to the output terminal 13 is cut off, and during that time, the smoothing coil 22 continues to flow the current.
At this time, the rectifier diode 24 clamps the emitter potential of the switching transistor 21. The output voltage of the output terminal 13 becomes constant by the smoothing action of the coil 17 and the capacitor 18.
【０００９】スイッチングトランジスタ２１のＯＮ／Ｏ
ＦＦを制御するＰＷＭコンパレータ２０の出力を「スイ
ッチングパルス」といい、三角波発生部１５が発生する
三角波出力電圧の１周期の期間において、スイッチング
トランジスタ２１がＯＮする期間を「スイッチングパル
スのパルス幅」と言う。スイッチングトランジスタ２１
がＯＮする期間は、本実施例においてはＰＷＭコンパレ
ータ２０が＋Ｂ電圧を出力する期間であるが、これに限
定されるものではなく、例えば、ＰＷＭコンパレータ２
０が＋Ｂ電圧より低い電圧（例えば＋Ｂ−１．４Ｖ）を
出力することによりスイッチングトランジスタ２１がＯ
Ｎする期間や、スイッチングトランジスタ２１がＰＮＰ
トランジスタであって、ＰＷＭコンパレータ２０が０Ｖ
を出力することによりスイッチングトランジスタ２１が
ＯＮする期間も、含まれる。ON / O of switching transistor 21
The output of the PWM comparator 20 for controlling the FF is referred to as a “switching pulse”, and the period during which the switching transistor 21 is turned on during one cycle of the triangular wave output voltage generated by the triangular wave generator 15 is referred to as the “pulse width of the switching pulse”. To tell. Switching transistor 21
Is a period during which the PWM comparator 20 outputs the + B voltage in the present embodiment, but is not limited to this.
When 0 outputs a voltage lower than the + B voltage (for example, + B-1.4 V), the switching transistor 21
N period or when the switching transistor 21
A transistor whose PWM comparator 20 is at 0V
Is output, the period during which the switching transistor 21 is turned on is also included.
【００１０】［図５の説明］図５に、図４の従来例にお
ける、ＰＷＭコンパレータ２０の３つの入力電圧である
三角波発生部１５の三角波出力電圧、誤差増幅器１９の
出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧
と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧との関係を、正
常動作状態について示す。図５、図６、図２及び図３に
おいて、ａは、三角波発生部１５の三角波出力電圧を示
す。ｂは、誤差増幅器１９の出力電圧を示す。ｃは、パ
ルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧を示す。ｄは、Ｐ
ＷＭコンパレータ２０の出力電圧を示す。ｅは、スイッ
チングパルスのパルス幅の最大値である制限幅を示す。[Description of FIG. 5] FIG. 5 shows a triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, an output voltage of the error amplifier 19, and a pulse width limit, which are three input voltages of the PWM comparator 20, in the conventional example of FIG. The relationship between the output voltage of the voltage setting unit 25 and the output voltage of the PWM comparator 20 is shown for a normal operation state. 5, FIG. 6, FIG. 2, and FIG. 3, “a” indicates a triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15. b indicates the output voltage of the error amplifier 19. c indicates the output voltage of the pulse width limited voltage setting unit 25. d is P
4 shows an output voltage of the WM comparator 20. e indicates a limit width which is the maximum value of the pulse width of the switching pulse.
【００１１】正常状態とは、ＤＣ−ＤＣコンバータに正
しい負荷が接続されている状態であって、負荷４０の短
絡等の事故が発生していないことを言う。上述のよう
に、三角波発生部１５からの三角波出力電圧が、誤差増
幅器１９の出力電圧より高い場合、ＰＷＭコンパレータ
２０の出力は＋Ｂ電圧になる。また、三角波発生部１５
からの三角波出力電圧が、誤差増幅器１９の出力電圧よ
り低い場合、ＰＷＭコンパレータ２０の出力は０Ｖとな
る。The normal state is a state in which a correct load is connected to the DC-DC converter, and means that an accident such as a short circuit of the load 40 has not occurred. As described above, when the output voltage of the triangular wave from the triangular wave generator 15 is higher than the output voltage of the error amplifier 19, the output of the PWM comparator 20 becomes the + B voltage. The triangular wave generator 15
Is lower than the output voltage of the error amplifier 19, the output of the PWM comparator 20 becomes 0V.
【００１２】図５において、パルス幅制限電圧設定部２
５の出力電圧は誤差増幅器１９の出力電圧より常に低い
ため、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧は、誤差増幅
器１９の出力電圧によらず、三角波発生部１５からの三
角波出力電圧と誤差増幅器１９の出力電圧との大小関係
のみによって決まる。このとき、図５におけるＰＷＭコ
ンパレータ２０の出力パルスは、三角波の同じ周波数で
同期し、かつパルス幅は一定となる。以上が、正常状態
におけるＤＣ−ＤＣコンバータの動作である。In FIG. 5, a pulse width limiting voltage setting unit 2
5 is always lower than the output voltage of the error amplifier 19, the output voltage of the PWM comparator 20 is independent of the output voltage of the error amplifier 19, and the output voltage of the triangle wave generator 15 and the output voltage of the error amplifier 19 are independent of the output voltage of the error amplifier 19. It is determined only by the magnitude relationship with At this time, the output pulse of the PWM comparator 20 in FIG. 5 is synchronized at the same frequency of the triangular wave, and the pulse width is constant. The above is the operation of the DC-DC converter in the normal state.
【００１３】［図６の説明］図６に、図４の従来例にお
ける、ＰＷＭコンパレータ２０の３つの入力電圧である
三角波発生部１５の三角波出力電圧、誤差増幅器１９の
出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧
と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧との関係を、負
荷短絡状態について示す。何らかの要因で負荷４０が短
絡状態になった場合、出力端子１３の電圧は正常状態の
電圧と比べて著しく低下する。その結果、参照電圧設定
部１８の出力電圧Ｖrefより出力電圧変換部１７の出力
電圧Ｒ２×Ｖout／（Ｒ１＋Ｒ２）が小さくなるので、
誤差増幅器１９の出力電圧は著しく低くなる。[Description of FIG. 6] FIG. 6 shows a triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, an output voltage of the error amplifier 19, and a pulse width limit, which are three input voltages of the PWM comparator 20, in the conventional example of FIG. The relationship between the output voltage of the voltage setting unit 25 and the output voltage of the PWM comparator 20 is shown for a load short-circuit state. When the load 40 is short-circuited for some reason, the voltage of the output terminal 13 is significantly lower than the voltage in the normal state. As a result, the output voltage R2 × Vout / (R1 + R2) of the output voltage conversion unit 17 becomes smaller than the output voltage Vref of the reference voltage setting unit 18.
The output voltage of the error amplifier 19 becomes extremely low.
【００１４】このため、三角波発生部１５からの三角波
出力電圧は、その１周期のほとんどの期間に渡って誤差
増幅器１９の出力電圧より高くなる。もし、ＰＷＭコン
パレータ２０の出力電圧が、三角波発生部１５の三角波
出力電圧と誤差増幅器１９の出力電圧との比較だけで決
定されるとすれば、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧
は三角波出力電圧の１周期のほとんどの期間に渡って＋
Ｂ電圧となり、スイッチンングトランジスタ１６は、ほ
ぼ常時ＯＮとなる。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータは低下
した出力電圧を復帰させようとして、入力直流電源から
電流が流れ続ける。この状態が長時間続くと、負荷４０
に悪影響を及ぼすだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ自
身も破壊されるおそれがある。For this reason, the output voltage of the triangular wave from the triangular wave generator 15 becomes higher than the output voltage of the error amplifier 19 over most of one period. If the output voltage of the PWM comparator 20 is determined only by comparing the triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15 with the output voltage of the error amplifier 19, the output voltage of the PWM comparator 20 will be one cycle of the triangular wave output voltage. For most of the +
The voltage becomes B, and the switching transistor 16 is almost always ON. That is, the DC-DC converter continues to flow current from the input DC power supply in an attempt to restore the lowered output voltage. If this state continues for a long time, the load 40
Not only adversely affects the DC-DC converter but also the DC-DC converter itself.
【００１５】そこで、図４における従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータでは、パルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧
をＰＷＭコンパレータ２０の別の負入力端子へ入力して
いる。図６に示すように、負荷短絡時には誤差増幅器１
９の出力電圧がパルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧
より低くなり、三角波発生部１５からの三角波出力電圧
がパルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧より高い期間
は、ＰＷＭコンパレータ２０は＋Ｂ電圧を出力し、三角
波発生部１５からの三角波出力電圧がパルス幅制限電圧
設定部２５の出力電圧よ低い期間は、ＰＷＭコンパレー
タ２０は０Ｖを出力する。このように、パルス幅制限電
圧設定部２５の出力電圧は、三角波出力電圧の１周期の
中で、ＰＷＭコンパレータ２０が＋Ｂ電圧を出力する期
間（スイッチングパルスのパルス幅）の最大値を、一定
の制限幅以下に制制限する役割を果たす。従って、負荷
短絡時でも、ある程度の電流制限が可能である。上記の
ように、パルス幅制限電圧設定部２５とＰＷＭコンパレ
ータ２０は、パルス幅制限装置を構成する。Therefore, in the conventional DC-DC converter shown in FIG. 4, the output voltage of the pulse width limit voltage setting section 25 is input to another negative input terminal of the PWM comparator 20. As shown in FIG. 6, when the load is short-circuited,
9 is lower than the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25, and during the period when the triangular wave output voltage from the triangular wave generating unit 15 is higher than the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25, the PWM comparator 20 outputs the + B voltage. The PWM comparator 20 outputs 0 V while the triangular wave output voltage from the triangular wave generator 15 is lower than the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25. As described above, the output voltage of the pulse width limited voltage setting unit 25 is set such that the maximum value of the period (pulse width of the switching pulse) during which the PWM comparator 20 outputs the + B voltage in one cycle of the triangular wave output voltage is fixed. Plays a role of restricting the limit. Therefore, even when the load is short-circuited, the current can be limited to some extent. As described above, the pulse width limiting voltage setting unit 25 and the PWM comparator 20 constitute a pulse width limiting device.
【００１６】[0016]
【発明が解決しようとする課題】しかし、入力電源電圧
が一定の場合の電流制限の場合は、上記のように一定の
パルス幅制限電圧を設けることでよいが、入力電源がバ
ッテリの場合、その電源電圧が変動するため、以下のよ
うな問題が生じる。即ち、入力電源にバッテリを使用す
る場合、バッテリの放電が進んだ状態では入力電源の電
圧が低くなるため、三角波出力電圧の１周期の中で、ス
イッチングトランジスタ２１がＯＮ（導通状態）になる
期間が長くなる。このような場合でも、正常な動作状態
においては、パルス幅制限電圧設定部２５によるＰＷＭ
コンパレータ２０のスイッチングパルスのパルス幅の制
限機能が働いてはいけない。そのため、パルス幅制限電
圧設定部２５の出力電圧は、機器が正常動作するバッテ
リの最低電圧における誤差増幅器１９の出力電圧よりも
低く設定される。However, in the case of current limiting when the input power supply voltage is constant, a fixed pulse width limiting voltage may be provided as described above. Since the power supply voltage fluctuates, the following problems occur. That is, when a battery is used as the input power supply, the voltage of the input power supply becomes low in a state where the battery is discharged, so that the switching transistor 21 is turned on (conducting state) in one cycle of the triangular wave output voltage. Becomes longer. Even in such a case, in a normal operation state, the PWM by the pulse width limit voltage setting unit 25
The function of limiting the pulse width of the switching pulse of the comparator 20 must not work. Therefore, the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 is set lower than the output voltage of the error amplifier 19 at the lowest voltage of the battery in which the device operates normally.
【００１７】一方、バッテリが完全に充電した状態で
は、入力電源電圧は高く、その状態で負荷短絡が生じた
場合にも、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び負荷４０が破壊し
ないように、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び負荷４０を保護
する必要がある。しかし、完全充電時のバッテリの電圧
と、機器が正常動作するバッテリの最低電圧の電圧差が
大きい場合には、パルス幅制限電圧設定部２５の出力電
圧を、機器が正常動作するバッテリの最低電圧における
誤差増幅器１９の出力電圧よりも低く設定すると、バッ
テリが完全に充電した状態では、負荷短絡時にスイッチ
ングパルスのパルス幅が広すぎて、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ等を保護出来ない恐れがある。従来のＤＣ−ＤＣコン
バータでは、この問題に対処するため、例えば、図４の
ように過電流検知装置３０を設け、過電流を一定期間検
知した場合、入力電源を遮断する等の手段により、ＤＣ
−ＤＣコンバータ等を保護している。しかし、例えば、
複数の出力電圧を有する電源装置においては、過電流検
知装置３０も出力電源の数だけ必要となり、部品点数の
増大及びコストアップとなっていた。On the other hand, when the battery is fully charged, the input power supply voltage is high, and even if a load short-circuit occurs in this state, the DC-DC converter and the load 40 are not damaged so that the DC-DC converter and the load 40 are not destroyed. The load 40 needs to be protected. However, if the voltage difference between the battery voltage at the time of full charge and the minimum voltage of the battery in which the device normally operates is large, the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 is changed to the minimum voltage of the battery in which the device operates normally. If the output voltage of the error amplifier 19 is set lower than that in the above, when the battery is fully charged, the pulse width of the switching pulse is too wide when the load is short-circuited, and the DC-DC converter and the like may not be protected. In a conventional DC-DC converter, in order to cope with this problem, for example, an overcurrent detection device 30 is provided as shown in FIG.
-Protects DC converter and the like. But, for example,
In a power supply device having a plurality of output voltages, the overcurrent detection devices 30 are required by the number of output power supplies, which increases the number of components and costs.
【００１８】本発明は、入力電源の電圧が変化する場合
にも、高い電源電圧から低い電源電圧まで、正常な動作
状態においてはパルス幅制限電圧設定部２５によるＰＷ
Ｍコンパレータ２０のスイッチングパルスのパルス幅の
制限機能が働かず、かつ負荷短絡時等においてはＤＣ−
ＤＣコンバータ等を適切に保護するパルス幅制限電圧設
定部２５を具備するＤＣ−ＤＣコンバータを提供するこ
とを目的とする。According to the present invention, even when the voltage of the input power supply changes, from the high power supply voltage to the low power supply voltage, in a normal operation state, the pulse width limiting voltage
When the pulse width limiting function of the switching pulse of the M comparator 20 does not work and the load is short-circuited, the DC-
It is an object of the present invention to provide a DC-DC converter including a pulse width limit voltage setting unit 25 that appropriately protects a DC converter and the like.
【００１９】[0019]
【課題を解決するための手段】本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータは、スイッチングパルスのパルス幅を制限幅以下
に制限するパルス幅制限装置の当該制限幅が、入力電源
電圧に応じて変化するようにしたものである。According to the DC-DC converter of the present invention, a pulse width limiting device for limiting the pulse width of a switching pulse to a width equal to or less than a limit width is such that the limit width changes according to an input power supply voltage. It was done.
【００２０】この本発明によれば、入力電源の電圧が変
化する場合にも、高い電源電圧から低い電源電圧まで、
正常な動作状態においてはパルス幅制限電圧設定部２５
によるＰＷＭコンパレータ２０のスイッチングパルスの
パルス幅の制限機能が働かず、かつ負荷短絡時等におい
てはＤＣ−ＤＣコンバータ等を適切に保護するパルス幅
制限電圧設定部２５を具備するＤＣ−ＤＣコンバータが
得られる。また、過電流検知装置を必要としないので、
部品点数の減少、コストダウンに寄与する。According to the present invention, even when the voltage of the input power supply changes, from the high power supply voltage to the low power supply voltage,
In a normal operation state, the pulse width limit voltage setting unit 25
The DC-DC converter provided with the pulse width limit voltage setting unit 25 that appropriately protects the DC-DC converter and the like when the pulse width of the switching pulse of the PWM comparator 20 does not work and the load is short-circuited. Can be Also, since no overcurrent detection device is required,
This contributes to a reduction in the number of parts and cost.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】本発明の請求項に記載の発明は、
スイッチングパルスのパルス幅を制限幅以下に制限する
パルス幅制限装置であって、当該制限幅が入力電源電圧
に応じて変化するパルス幅制限装置を具備するＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータである。これにより、電源電圧の高低に応
じて、スイッチングパルスのパルス幅を制限幅以下に制
限するパルス幅の当該制限幅が変化し、高い電源電圧か
ら低い電源電圧まで、正常な動作状態においてはパルス
幅制限電圧設定部２５によるＰＷＭコンパレータ２０の
スイッチングパルスのパルス幅の制限機能が働かず、か
つ負荷短絡時等においてはＤＣ−ＤＣコンバータ等を適
切に保護するという作用を有する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The invention described in the claims of the present invention
A DC-D comprising a pulse width limiting device for limiting a pulse width of a switching pulse to a width equal to or less than a limit width, wherein the limit width changes according to an input power supply voltage.
It is a C converter. Thereby, the limit width of the pulse width for limiting the pulse width of the switching pulse to the limit width or less changes according to the level of the power supply voltage, and from the high power supply voltage to the low power supply voltage, the pulse width in a normal operation state The function of limiting the pulse width of the switching pulse of the PWM comparator 20 by the limiting voltage setting unit 25 does not work, and has an effect of appropriately protecting the DC-DC converter and the like when the load is short-circuited.
【００２２】以下、本発明の実施の形態について、図１
から図３を用いて説明する。 （実施の形態） ［図１の説明］図１は、本発明における供給電力制限機
能付きＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。従来のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの構成図である図４との相違は、過
電流検知装置が除去されていること、及びパルス幅制限
電圧設定部２５の出力電圧が入力電源の電圧の高低に応
じて変化するように構成されていることである。図１と
図４の間で共通する構成要素に付いては、図４の説明の
中で既に説明をしているため、重複する説明をしない。
図１においても、パルス幅制限電圧設定部２５とＰＷＭ
コンパレータ２０は、パルス幅制限装置を構成する。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This will be described with reference to FIG. (Embodiment) [Description of FIG. 1] FIG. 1 is a configuration diagram of a DC-DC converter with a supply power limiting function according to the present invention. Conventional D
The difference from FIG. 4 which is a configuration diagram of the C-DC converter is that the overcurrent detection device is removed and the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 changes according to the level of the voltage of the input power supply. It is configured as follows. The components common to FIGS. 1 and 4 have already been described in the description of FIG. 4 and will not be described again.
Also in FIG. 1, the pulse width limiting voltage setting unit 25 and the PWM
The comparator 20 forms a pulse width limiting device.
【００２３】図４の従来例においては、パルス幅制限電
圧設定部２５は基準電圧発生部１６の出力電圧を抵抗分
割して得られる一定の電圧を出力していたが、図１の本
発明の実施例においては、パルス幅制限電圧設定部２５
は、基準電圧発生部１６の出力電圧を抵抗分割して得ら
れる一定の電圧に、入力電源電圧を一定の割合で加算
し、加算された電圧を一定の増幅率の増幅器で増幅し、
当該増幅器の出力電圧を、パルス幅制限電圧設定部２５
は出力している。従って、図１の本発明の実施例におい
ては、入力電源電圧が高くなるとパルス幅制限電圧設定
部２５の出力電圧も高くなり、入力電源電圧が低くなる
と、パルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧も低くな
る。このように、パルス幅制限電圧設定部２５の出力電
圧は、三角波出力電圧の１周期の中で、ＰＷＭコンパレ
ータ２０が＋Ｂ電圧を出力する期間（スイッチングパル
スのパルス幅）の最大値を、制限幅以下に制限する役割
を果たすが、当該制限幅が、入力電源電圧に応じて変化
する。In the conventional example of FIG. 4, the pulse width limiting voltage setting section 25 outputs a constant voltage obtained by dividing the output voltage of the reference voltage generating section 16 by resistance. In the embodiment, the pulse width limit voltage setting unit 25
Adds the input power supply voltage to the constant voltage obtained by dividing the output voltage of the reference voltage generating section 16 by resistance at a constant rate, amplifies the added voltage with an amplifier having a constant amplification factor,
The output voltage of the amplifier is set to a pulse width limit voltage setting unit 25.
Is output. Therefore, in the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25 increases when the input power supply voltage increases, and the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25 decreases when the input power supply voltage decreases. Will also be lower. As described above, the output voltage of the pulse width limiting voltage setting unit 25 determines the maximum value of the period (pulse width of the switching pulse) during which the PWM comparator 20 outputs the + B voltage in one cycle of the triangular wave output voltage. It plays the role of limiting as follows, but the limit width changes according to the input power supply voltage.
【００２４】［図２の説明］図２は、入力電源電圧が高
い場合における、ＰＷＭコンパレータ２０の３つの入力
電圧である三角波発生部１５の三角波出力電圧、誤差増
幅器１９の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部２５
の出力電圧と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧との
関係を、正常動作状態と負荷短絡状態について示す。図
３は、入力電源電圧が低い場合における、ＰＷＭコンパ
レータ２０の３つの入力電圧である三角波発生部１５の
三角波出力電圧、誤差増幅器１９の出力電圧、及びパル
ス幅制限電圧設定部２５の出力電圧と、ＰＷＭコンパレ
ータ２０の出力電圧との関係を、正常動作状態と負荷短
絡状態について示す。なお、正常動作状態における誤差
増幅器１９からＰＷＭコンパレータ２０に入力される電
圧は、パルス幅制限電圧設定部２５からＰＷＭコンパレ
ータ２０に入力される電圧より高く設定されていること
は、いうまでもない。[Explanation of FIG. 2] FIG. 2 shows the three input voltages of the PWM comparator 20, the triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, the output voltage of the error amplifier 19, and the pulse width when the input power supply voltage is high. Limit voltage setting section 25
And the output voltage of the PWM comparator 20 in the normal operation state and the load short-circuit state. FIG. 3 shows the three input voltages of the PWM comparator 20, the triangular wave output voltage of the triangular wave generator 15, the output voltage of the error amplifier 19, and the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 when the input power supply voltage is low. , The relationship between the output voltage of the PWM comparator 20 and the normal operation state and the load short-circuit state. Needless to say, the voltage input from the error amplifier 19 to the PWM comparator 20 in the normal operation state is set higher than the voltage input from the pulse width limited voltage setting unit 25 to the PWM comparator 20.
【００２５】図２、図３において、三角波発生部１５か
らの三角波出力電圧は同じである。しかし、図２では入
力電源電圧が高いので、パルス幅制限電圧設定部２５か
らＰＷＭコンパレータ２０に入力される電圧は、図３の
それよりも高くなっている。従って、負荷短絡時にＰＷ
Ｍコンパレータ２０の出力電圧のパルス幅は最大の幅で
ある制限幅にまで広がるが、入力電源電圧が高い図２の
場合の方が、入力電源電圧が低い図３の場合より負荷短
絡時のＰＷＭコンパレータ２０からの出力電圧のパルス
幅が短い。2 and 3, the output voltage of the triangular wave from the triangular wave generator 15 is the same. However, since the input power supply voltage is high in FIG. 2, the voltage input to the PWM comparator 20 from the pulse width limit voltage setting unit 25 is higher than that of FIG. Therefore, when the load is short-circuited, PW
Although the pulse width of the output voltage of the M comparator 20 extends to the limit width, which is the maximum width, the PWM in the case of the load short circuit is higher in the case of FIG. 2 where the input power supply voltage is high than in the case of FIG. The pulse width of the output voltage from the comparator 20 is short.
【００２６】以上のように本発明によれば、入力電源電
圧が高い時は、負荷短絡時のスイッチングパルスのパル
ス幅が狭くなり、入力電源電圧が低い時は、負荷短絡時
のスイッチングパルスのパルス幅が広くなることによ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータから短絡負荷への最大供給電
力である（入力電源電圧の２乗／ＤＣ−ＤＣコンバータ
の内部抵抗の４倍）×（スイッチイングトランジスタ２
１の電流導通期間の最大値（パルス幅の制限幅）／三角
波出力の１周期）の値は、入力電源電圧の差異に較べ
て、変化が小さく押さえられる。好ましくは、図１にお
いて、基準電圧発生部１６の出力電圧を抵抗分割して得
られる一定の電圧に加算する入力電源電圧の割合を、負
荷短絡時に短絡負荷への上記最大供給電力がほぼ一定に
なるように選ぶ。As described above, according to the present invention, when the input power supply voltage is high, the pulse width of the switching pulse when the load is short-circuited becomes narrow, and when the input power supply voltage is low, the pulse width of the switching pulse when the load is short-circuited is reduced. By increasing the width, the maximum supply power from the DC-DC converter to the short-circuit load is (square of the input power supply voltage / four times the internal resistance of the DC-DC converter) × (switching transistor 2
The value of the maximum value of one current conduction period (the limit width of the pulse width) / one cycle of the triangular wave output is kept smaller than the difference of the input power supply voltage. Preferably, in FIG. 1, the ratio of the input power supply voltage to be added to the constant voltage obtained by dividing the output voltage of reference voltage generating section 16 by resistance is set such that the maximum supply power to the short-circuit load becomes almost constant when the load is short-circuited. Choose to be.
【００２７】また、正常状態においては、誤差増幅器１
９の出力電圧は、入力電源電圧が高い場合は高くなり、
入力電源電圧が低い場合は低くなるが、パルス幅制限電
圧設定部２５の出力電圧も、入力電源電圧が高い場合は
高くなり、入力電源電圧が低い場合は低くなる。そのた
め、入力電源電圧の高低にかかわらず、正常状態におい
ては常にパルス幅制限電圧設定部２５の出力電圧を誤差
増幅器１９の出力電圧より低く保つことが出来、正常状
態においてパルス幅制限装置が働くという誤動作を防止
することが出来る。In the normal state, the error amplifier 1
9 is higher when the input power supply voltage is higher,
When the input power supply voltage is low, the output voltage is low, but the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 is high when the input power supply voltage is high, and is low when the input power supply voltage is low. Therefore, regardless of the level of the input power supply voltage, the output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25 can always be kept lower than the output voltage of the error amplifier 19 in the normal state, and the pulse width limiter operates in the normal state. Malfunction can be prevented.
【００２８】又、本発明により、短絡時にＤＣ−ＤＣコ
ンバータ及び負荷を適切に保護出来るので、従来の過電
流検知装置を削除することが出来、部品点数が削減さ
れ、コストダウンを図ることができる。また、過電流検
知装置は、電流を検知するために検知部分で電圧降下を
発生させ、電力を消費していたので、過電流検知装置を
削除することにより、省電力化を図ることが出来る。Further, according to the present invention, the DC-DC converter and the load can be appropriately protected at the time of short circuit, so that the conventional overcurrent detecting device can be eliminated, the number of parts can be reduced, and the cost can be reduced. . Further, since the overcurrent detection device generates a voltage drop at a detection portion to detect a current and consumes power, power saving can be achieved by eliminating the overcurrent detection device.
【００２９】[0029]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、電源電圧
の高低にかかわらず、正常状態においてＤＣ−ＤＣコン
バータのパルス幅制限装置が働くという誤動作を防止
し、かつ短絡時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ及び負荷を焼
損から適切に保護するという有利な効果が得られる。
又、本発明により、短絡時にＤＣ−ＤＣコンバータ及び
負荷を適切に保護出来るので、従来の過電流検知装置を
削除することが出来、部品点数が削減され、省電力化、
コストダウンを図ることができるという有利な効果が得
られる。また、多出力のＤＣ−ＤＣコンバーターなら各
出力に過電流検知装置を設けなくてよいので、それだけ
多く、部品点数が削減され、省電力化、コストダウンを
図ることができ、その効果は大きい。As described above, according to the present invention, it is possible to prevent a malfunction in which the pulse width limiting device of the DC-DC converter operates in a normal state regardless of the level of the power supply voltage, and to prevent the DC-DC converter from malfunctioning when a short circuit occurs. The advantageous effect of properly protecting the converter and the load from burning is obtained.
Further, according to the present invention, the DC-DC converter and the load can be appropriately protected in the event of a short circuit, so that the conventional overcurrent detection device can be eliminated, the number of parts can be reduced, and power consumption can be reduced.
An advantageous effect that cost can be reduced can be obtained. In the case of a multi-output DC-DC converter, it is not necessary to provide an overcurrent detection device for each output, so that the number of components can be reduced, the number of parts can be reduced, power saving and cost reduction can be achieved, and the effect is large.
【図１】本発明の一実施形態による供給電力制限機能付
きＤＣ−ＤＣコンバータの構成図FIG. 1 is a configuration diagram of a DC-DC converter with a supply power limiting function according to an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例による、入力電源電圧が高い場
合における、ＰＷＭコンパレータ２０の３つの入力電圧
である三角波発生部１５の三角波出力電圧、誤差増幅器
１９の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部２５の出
力電圧と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧との関係
を、正常動作状態と負荷短絡状態について示す関係図。FIG. 2 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15, an output voltage of an error amplifier 19, and a pulse width limiting voltage, which are three input voltages of a PWM comparator 20, when an input power supply voltage is high according to an embodiment of the present invention. FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the setting unit 25 and an output voltage of the PWM comparator 20 in a normal operation state and a load short-circuit state.
【図３】本発明の実施例による、入力電源電圧が低い場
合における、ＰＷＭコンパレータ２０の３つの入力電圧
である三角波発生部１５の三角波出力電圧、誤差増幅器
１９の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定部２５の出
力電圧と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電圧との関係
を、正常動作状態と負荷短絡状態について示す関係図。FIG. 3 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15, an output voltage of an error amplifier 19, and a pulse width limiting voltage, which are three input voltages of a PWM comparator 20, when an input power supply voltage is low according to an embodiment of the present invention. FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the setting unit 25 and an output voltage of the PWM comparator 20 in a normal operation state and a load short-circuit state.
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成図FIG. 4 is a configuration diagram of a conventional DC-DC converter.
【図５】従来例による、ＰＷＭコンパレータ２０の３つ
の入力電圧である三角波発生部１５の三角波出力電圧、
誤差増幅器１９の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定
部２５の出力電圧と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電
圧との関係を、正常動作状態について示す関係図。FIG. 5 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15 as three input voltages of a PWM comparator 20 according to a conventional example;
FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the error amplifier 19, an output voltage of the pulse width limit voltage setting unit 25, and an output voltage of the PWM comparator 20 in a normal operation state.
【図６】従来例による、ＰＷＭコンパレータ２０の３つ
の入力電圧である三角波発生部１５の三角波出力電圧、
誤差増幅器１９の出力電圧、及びパルス幅制限電圧設定
部２５の出力電圧と、ＰＷＭコンパレータ２０の出力電
圧との関係を、負荷短絡状態について示す関係図。FIG. 6 shows a triangular wave output voltage of a triangular wave generator 15 as three input voltages of a PWM comparator 20 according to a conventional example;
FIG. 9 is a relationship diagram showing a relationship between an output voltage of the error amplifier 19, an output voltage of the pulse width limited voltage setting unit 25, and an output voltage of the PWM comparator 20 in a load short circuit state.
【図７】ＰＷＭコンパレータ２０の内部構成例FIG. 7 is an example of the internal configuration of a PWM comparator 20;
【符号の説明】 １１ 直流電源入力端子 １３ 出力端子 １５ 三角波発生部 １６ 基準電圧発生部 １７ 出力電圧変換部 １９ 誤差増幅器 ２０ ＰＷＭコンパレータ ２１ スイッチングトランジスタ ２２ 平滑用コイル ２３ 平滑用コンデンサ ２４ 整流ダイオード ２５ パルス幅制限電圧設定部 ３０ 過電流検知装置 ４０ 負荷[Description of Signs] 11 DC power input terminal 13 Output terminal 15 Triangular wave generator 16 Reference voltage generator 17 Output voltage converter 19 Error amplifier 20 PWM comparator 21 Switching transistor 22 Smoothing coil 23 Smoothing capacitor 24 Rectifier diode 25 Pulse width Limit voltage setting unit 30 Overcurrent detection device 40 Load
Claims (1)
以下に制限するパルス幅制限装置であって、当該制限幅
が入力電源電圧に応じて変化するパルス幅制限装置を具
備するＤＣ−ＤＣコンバータ。1. A DC-DC converter comprising a pulse width limiting device for limiting a pulse width of a switching pulse to a width equal to or less than a limit width, wherein the limit width changes according to an input power supply voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34082399A JP2001161068A (en) | 1999-11-30 | 1999-11-30 | Dc-dc converter with feeding power limiting function |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Publication Number | Publication Date |
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| JP (1) | JP2001161068A (en) |
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