JP2001128454A - Fly-back converter - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する分野】本発明は制御ＩＣを使用したスイ
ッチング電源に関するもので、特に電流臨界動作型フラ
イバックコンバータと呼ばれる直流変換器のスイッチン
グ素子ドライブ回路に関するものである。The present invention relates to a switching power supply using a control IC, and more particularly to a switching element drive circuit of a DC converter called a current critical operation type flyback converter.
【０００２】[0002]
【従来技術】図４は、従来技術の回路例、図５はその動
作説明図を示すもので、図中１は直流電源、２はMOSFET
（主スイッチング素子）、１８は制御回路、１８ａは、
ＩＣ制御部、６は制御電源、１６はドライブ電圧用ドロ
ッパ、３は１次巻線、２０は２次巻線、４は制御巻線、
１９はトランス、２１は２次出力整流ダイオード、２２
は出力コンデンサ、７、１０、１１は抵抗、８はPch MO
SFET、１２はNch MOSFETである。図５において、（ａ）
（ｂ）はMOSFET２のゲートドライブ電流波形であり
（ａ）は抵抗１０を流れる電流、（ｂ）は抵抗１１を流
れる電流である。（ｃ）はMOSFET２のドレイン電流であ
る。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows an example of a circuit of the prior art, and FIG. 5 shows an operation explanatory diagram thereof. In FIG.
(Main switching element), 18 is a control circuit, 18a is
IC control unit, 6 is a control power supply, 16 is a drive voltage dropper, 3 is a primary winding, 20 is a secondary winding, 4 is a control winding,
19 is a transformer, 21 is a secondary output rectifier diode, 22
Is an output capacitor, 7, 10, and 11 are resistors, and 8 is a Pch MO
SFET, 12 is an Nch MOSFET. In FIG. 5, (a)
(B) is a gate drive current waveform of the MOSFET 2, (a) is a current flowing through the resistor 10, and (b) is a current flowing through the resistor 11. (C) is the drain current of MOSFET2.
【０００３】図４において、直流電源１と制御電源６の
電圧がONするとＩＣ制御部１８ａよりON信号が出力され
ドライブ回路のMOSFET８がONしMOSFET１２はOFFする。M
OSFET８がONする事により、ドロッパ１６より抵抗１
０、７を通してMOSFET２のゲート・ソース間寄生容量に
図５（ａ）の様な充電電流が供給されMOSFET２のしきい
値電圧VTH以上になるとMOSFET２はONする。これによりM
OSFET２のドレイン電流は図５（ｄ）の様に時間ととも
に増加しトランス１９にエネルギーを蓄積する。ドレイ
ン電流がある値まで増加するとIC制御部１８ａよりOFF
信号が出力されドライブ回路のMOSFET８がOFFしMOSFET
１２がONする。In FIG. 4, when the voltages of the DC power supply 1 and the control power supply 6 are turned on, an ON signal is output from the IC control section 18a, the MOSFET 8 of the drive circuit is turned on, and the MOSFET 12 is turned off. M
When the OSFET 8 is turned on, the resistance 1
A charging current as shown in FIG. 5A is supplied to the gate-source parasitic capacitance of the MOSFET 2 through 0 and 7, and when the charging current becomes equal to or higher than the threshold voltage VTH of the MOSFET 2, the MOSFET 2 is turned on. This gives M
The drain current of the OSFET 2 increases with time and accumulates energy in the transformer 19 as shown in FIG. When the drain current increases to a certain value, it turns off from the IC control unit 18a.
A signal is output and the MOSFET 8 of the drive circuit turns off and the MOSFET
12 turns ON.
【０００４】MOSFET１２がONすることにより、抵抗７、
１１を通してMOSFET２のゲート・ソース間寄生容量へ充
電されていた電圧を図５（ｂ）の様に放電し、MOSFET２
のしきい値電圧VTH以下になるとMOSFET２はOFFする。MO
SFET２がOFFするとトランス１９に蓄えられたエネルギ
ーは、２次巻線２０より出力整流ダイオード２１を通し
出力コンデンサ２２を充電する。２次巻線２０よりエネ
ルギーの放出が終わると、MOSFET２のON期間に制御巻線
４に発生していた電圧は下降し始める。その電圧立下り
をIC制御部１８ａで検出しON信号を出力する。これによ
り再度MOSFET２はONし発振を継続する。When the MOSFET 12 is turned on, the resistance 7,
The voltage charged to the parasitic capacitance between the gate and the source of the MOSFET 2 through the MOSFET 11 is discharged as shown in FIG.
MOSFET 2 is turned off when the threshold voltage VTH falls below the threshold voltage VTH. MO
When the SFET 2 is turned off, the energy stored in the transformer 19 is charged from the secondary winding 20 through the output rectifier diode 21 to the output capacitor 22. When the release of energy from the secondary winding 20 ends, the voltage generated in the control winding 4 during the ON period of the MOSFET 2 starts to decrease. The voltage falling is detected by the IC control section 18a and an ON signal is output. As a result, the MOSFET 2 is turned on again to continue the oscillation.
【０００５】[0005]
【解決すべき課題】従来回路において、MOSFET２のスイ
ッチングスピード（ONタイム）は、MOSFET８、１２のス
イッチングスピード、ドロッパ１６の電圧値（MOSFET２
ゲートドライブ電圧値）と抵抗１０、７の抵抗値、MOSF
ET２の寄生容量値、MOSFET２しきい値電圧VTHなどによ
り決まる。MOSFET２を遅れなくＯＮさせる為にはMOSFET
２のしきい値電圧まで速やかにゲート・ソース間容量を
充電する必要があり、それに合わせて抵抗１０，７の抵
抗値を設定する必要がある。又、MOSFET２のドレイン電
流ピーク値は出力電力値にあわせ制御IC制御部１８ａに
より制御される。最大出力時にMOSFET２に流れるドレイ
ン電流は最大となるが、そのドレイン電流値にあわせて
ドロッパ１６の電圧値（MOSFET２ゲートドライブ電圧）
を設定する必要がある。In the conventional circuit, the switching speed (ON time) of MOSFET 2 is determined by the switching speed of MOSFETs 8 and 12 and the voltage value of dropper 16 (MOSFET 2).
Gate drive voltage value), resistance values of resistors 10 and 7, MOSF
It is determined by the parasitic capacitance value of ET2, the threshold voltage VTH of MOSFET2, and the like. MOSFET to turn on MOSFET2 without delay
It is necessary to quickly charge the gate-source capacitance to the threshold voltage of 2, and it is necessary to set the resistance values of the resistors 10 and 7 accordingly. Further, the peak value of the drain current of the MOSFET 2 is controlled by the control IC control unit 18a in accordance with the output power value. The drain current flowing through the MOSFET 2 at the maximum output becomes the maximum, and the voltage value of the dropper 16 (the MOSFET 2 gate drive voltage) is adjusted according to the drain current value.
Need to be set.
【０００６】これらの制約により抵抗７、１０抵抗値及
びドロッパ１６の電圧値（MOSFET２ゲートドライブ電
圧）は決定されるが、出力電力が小さくMOSFET２ドレイ
ン電流ピーク値が小さい時でも最大出力時で設定したMO
SFET２ゲートドライブ電圧（ドロッパ１６の電圧）がMO
SFET２ゲートソース間容量に充電される。即ち軽負荷、
スタンバイなどの出力電力が小さい時には、MOSFET２は
過剰電圧でドライブされる事になり、その時のMOSFET２
ゲートドライブ電力損失も無視できないものとなる。
又、MOSFET２を遅れなくONさせる為に抵抗１０、７の抵
抗値を大きく出来ないことにより、MOSFET２へのパルス
状のゲートチャージ電流が大きくなりノイズの要因とな
る。そこで本発明は、制御ＩＣを使用した電流臨界動作
型フライバックコンバータにおいて、スタンバイ、軽負
荷での高効率化と、ノイズ低減を行うことを目的とす
る。The resistance values of the resistors 7, 10 and the voltage value of the dropper 16 (gate drive voltage of the MOSFET 2) are determined by these restrictions. However, even when the output power is small and the peak value of the drain current of the MOSFET 2 is small, the maximum output is set. MO
SFET2 gate drive voltage (dropper 16 voltage) is MO
SFET2 is charged to the capacitance between the gate and the source. That is, light load,
When the output power is small, such as in the standby mode, the MOSFET 2 is driven with an excessive voltage.
Gate drive power loss is also not negligible.
Further, since the resistance values of the resistors 10 and 7 cannot be increased in order to turn on the MOSFET 2 without delay, a pulse-like gate charge current to the MOSFET 2 increases, which causes noise. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a current critical operation type flyback converter using a control IC, which achieves high efficiency at standby, light load, and noise reduction.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１の発明は、一次巻線、二次巻線および帰還巻線
を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された電
圧制御型半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオ
ン、オフする制御回路と、前記二次巻線および帰還巻線
を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続された電
圧制御スイッチと、前記半導体スイッチをオン、オフす
る制御回路と、前記２次巻線に接続された整流回路を備
えたフライバック型コンバータにおいて、前記制御回路
は、制御電源と、該半導体スイッチがオンし得るしきい
値電圧を少し上回る制御電圧を供給する第１のドライブ
信号回路と該半導体スイッチのスイッチング電流に対応
して該半導体スイッチをオンせしめる制御電圧を供給す
る第２のドライブ信号回路と、該半導体スイッチをオフ
せしめるオフ回路を備えた構成により電圧制御型半導体
スイッチのONタイミングが遅れることなくスタンバイ、
軽負荷での高効率化とノイズ低減を実現する。又、他励
型フライバックコンバータで負荷の軽、重により周波数
制御が容易に達成できる。According to a first aspect of the present invention, there is provided a transformer having a primary winding, a secondary winding and a feedback winding, and a voltage controller connected in series to the primary winding. Type semiconductor switch, a control circuit for turning on and off the semiconductor switch, a transformer having the secondary winding and a feedback winding, a voltage control switch connected in series to the primary winding, and turning on the semiconductor switch. In a flyback converter comprising a control circuit for turning off and a rectifier circuit connected to the secondary winding, the control circuit slightly exceeds a control power supply and a threshold voltage at which the semiconductor switch can be turned on. A first drive signal circuit for supplying a control voltage, and a second drive signal for supplying a control voltage for turning on the semiconductor switch in response to a switching current of the semiconductor switch. Circuit and standby without the ON timing of the voltage-controlled semiconductor switch delayed by configuration with off circuit allowed to turn off the semiconductor switch,
High efficiency and light noise reduction at light load. Further, frequency control can be easily achieved by a separately excited flyback converter with a light and heavy load.
【０００８】[0008]
【実施の態様】図１は本発明の第１実施例回路図、図２
はその動作説明図で、従来型と同一符号は同等機能部分
を示す。図中１は直流電源、２はMOSFET（主スイッチン
グ素子）、１８は制御回路、１８ａはIC制御部、６は制
御電源、１６、１７はドライブ電圧用ドロッパ、３は１
次巻線、２０は２次巻線、４は制御巻線、１９はトラン
ス、２１は２次出力整流ダイオード、２２は出力コンデ
ンサ、１１、１３は抵抗、９は定電流回路、１４は高速
ダイオード、８、１５はPch MOSFET、１２はNch MOSFET
が接続されている。尚、上記においてドロッパ１７、MO
SFET１５、ダイオード１４及び抵抗１３は制御電源６よ
り給電され主スイッチング素子２のドライブ信号発生回
路（第１）を形成し、同様にドロッパ１６、MOSFET８及
び抵抗２３は第２のドライブ信号発生回路を形成する。
又、MOSFET１２は主スイッチング素子２の放電回路を形
成する。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention, and FIG.
Is an explanatory diagram of the operation, and the same reference numerals as those of the conventional type denote the same functional parts. In the figure, 1 is a DC power supply, 2 is a MOSFET (main switching element), 18 is a control circuit, 18a is an IC control unit, 6 is a control power supply, 16 and 17 are drive voltage droppers, and 3 is 1
Secondary winding, 20 is a secondary winding, 4 is a control winding, 19 is a transformer, 21 is a secondary output rectifier diode, 22 is an output capacitor, 11 and 13 are resistors, 9 is a constant current circuit, and 14 is a high-speed diode. , 8, and 15 are Pch MOSFETs and 12 is an Nch MOSFET
Is connected. In the above, the dropper 17, MO
The SFET 15, the diode 14, and the resistor 13 are supplied from the control power supply 6 to form a drive signal generation circuit (first) of the main switching element 2, and similarly, the dropper 16, the MOSFET 8, and the resistor 23 form a second drive signal generation circuit. I do.
The MOSFET 12 forms a discharge circuit of the main switching element 2.
【０００９】図２において（ａ）（ｂ）（ｃ）はMOSFET
２のゲートドライブ電流波形であり、（ａ）は抵抗１３
を流れる電流、（ｂ）は抵抗１１を流れる電流、（ｃ）
は定電流回路９を流れる電流である。（ｄ）はMOSFET２
のゲート・ソース間電圧であり、（ｅ）はMOSFET２のド
レイン電流波形である。In FIG. 2, (a), (b) and (c) are MOSFETs.
2 shows the gate drive current waveform of FIG.
, (B) is the current flowing through the resistor 11, (c)
Is a current flowing through the constant current circuit 9. (D) MOSFET2
(E) is a drain current waveform of the MOSFET 2.
【００１０】図１において、直流電源１と制御電源６の
電圧がONするとIC制御部１８ａよりON信号が出力されド
ライブ回路のMOSFET８、１５がONしMOSFET１２はOFFす
る。MOSFET１５がONする事により、ドロッパ１７よりMO
SFET１５、高速ダイオード１４、抵抗１３を通してMOSF
ET２のゲート・ソース間容量に図２（ａ）の様な充電電
流が供給されMOSFET２のゲート・ソース間電圧は図２
（ｄ）のｔ１区間の様にMOSFET２のしきい値電圧VTHを
若干上回る電圧に設定された（ドロッパ１７電圧−高速
ダイオード１４のVF電圧）となり、MOSFET２はONする。
又、それと並行してMOSFET８がONする事により、ドロッ
パ１６よりMOSFET８、定電流回路９を通してMOSFET２の
ゲート・ソース間寄生容量に図２（ｃ）の様な充電電流
が供給される事により図２（ｄ）のｔ２区間の様に時間
とともにMOSFET２のゲート・ソース間電圧が上昇する。In FIG. 1, when the voltages of the DC power supply 1 and the control power supply 6 are turned on, an ON signal is output from the IC control section 18a, and the MOSFETs 8 and 15 of the drive circuit are turned on and the MOSFET 12 is turned off. When the MOSFET 15 turns on, the dropper 17
MOSF through SFET 15, high-speed diode 14, and resistor 13
The charging current as shown in FIG. 2A is supplied to the gate-source capacitance of the ET2, and the gate-source voltage of the MOSFET 2 becomes as shown in FIG.
The voltage is set slightly higher than the threshold voltage VTH of the MOSFET 2 (the voltage of the dropper 17 -the VF voltage of the high-speed diode 14) as in the period t1 of (d), and the MOSFET 2 is turned on.
2 (c) is supplied from the dropper 16 to the parasitic capacitance between the gate and source of the MOSFET 2 through the MOSFET 8 and the constant current circuit 9 so that the charging current shown in FIG. The gate-source voltage of the MOSFET 2 rises with time as in the section t2 of (d).
【００１１】これによりMOSFET２がONしてから時間とと
もに増加するMOSFET２のドレイン電流に比例したMOSFET
２のゲート・ソース間電圧が供給できる。このMOSFET２
のON区間にトランス１９にエネルギーを蓄積し、ドレイ
ン電流がある値まで増加するとIC制御部よりOFF信号が
出力されドライブ回路のMOSFET８、１５がOFFしMOSFET
１２がONする。MOSFET１２がONすることにより抵抗１１
を通してMOSFET２のゲート・ソース間寄生容量へ充電さ
れていた電圧を放電しMOSFET２のしきい値電圧VTH以下
になるとMOSFET２はOFFする。MOSFET２がOFFするとトラ
ンス１９に蓄えられたエネルギーは、2次巻線２０より
出力整流ダイオード２１を通し出力コンデンサ２２を充
電する。2次巻線２０よりエネルギーの放出が終わる
と、MOSFET２のON期間に制御巻線４に発生していた電圧
は下降し始める。その電圧立下りをIC制御部で検出しON
信号を出力する。これにより再度MOSFET２はONし発振を
継続する。As a result, a MOSFET proportional to the drain current of the MOSFET 2 which increases with time after the MOSFET 2 is turned on.
2 gate-source voltages can be supplied. This MOSFET2
When the drain current is increased to a certain value during the ON period of the above, when the drain current increases to a certain value, an OFF signal is output from the IC control unit, and the MOSFETs 8 and 15 of the drive circuit are turned off and the MOSFET is turned off.
12 turns ON. When the MOSFET 12 is turned on, the resistance 11
The voltage charged in the parasitic capacitance between the gate and source of the MOSFET 2 through the MOSFET 2 is discharged. When the voltage drops below the threshold voltage VTH of the MOSFET 2, the MOSFET 2 is turned off. When the MOSFET 2 is turned off, the energy stored in the transformer 19 charges the output capacitor 22 from the secondary winding 20 through the output rectifier diode 21. When the release of energy from the secondary winding 20 ends, the voltage generated in the control winding 4 during the ON period of the MOSFET 2 starts to decrease. The voltage falling is detected by the IC controller and turned ON.
Output a signal. As a result, the MOSFET 2 is turned on again to continue the oscillation.
【００１２】図３は、本発明の第二実施例回路図で、第
一実施例回路図と同一符号は同等機能部分を示す。第一
実施例回路図と異なる部分は、定電流回路９が抵抗２３
に置き換わったところである。上記第一実施回路説明の
中のMOSFET２ゲート・ソース間電圧を時間とともに増加
させドレイン電流に比例した電圧を供給する手段とし
て、定電流回路の変わりに高抵抗を使用している。動作
及び効果は第一実施例と同様である。尚、本発明の電流
臨界動作型フライバックコンバータは、上記の実施形態
に限定されるものでなく、半導体スイッチング素子とし
てはMOSFETだけでなく、IGBTやその他の電圧制御スイッ
チを用いても同様の作用及び効果を奏することができ
る。又、トランスや整流素子等の回路部品の配置が上記
実施形態と異なる場合、及び電圧制御スイッチング素子
の制御端子ドライブ回路がICの外部回路である場合でも
よい。FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention. The same reference numerals as those in the circuit diagram of the first embodiment denote equivalent functional parts. The difference from the circuit diagram of the first embodiment is that the constant current circuit 9
Has just been replaced. In the description of the first embodiment, a high resistance is used instead of the constant current circuit as means for increasing the voltage between the gate and the source of the MOSFET 2 with time and supplying a voltage proportional to the drain current. The operation and effects are the same as in the first embodiment. Note that the current critical operation type flyback converter of the present invention is not limited to the above embodiment, and the same operation can be achieved by using not only MOSFETs but also IGBTs and other voltage control switches as semiconductor switching elements. And effects can be obtained. Further, the arrangement of circuit components such as a transformer and a rectifying element may be different from that of the above-described embodiment, and the control terminal drive circuit of the voltage control switching element may be an external circuit of the IC.
【００１３】[0013]
【発明の効果】本発明の電流臨界動作型フライバック電
源では、電圧制御スイッチング素子の制御端子ON電圧を
２系統のドライブ電圧、ドライブインピーダンスで駆動
することにより電圧制御スイッチング素子の制御端子電
圧をしきい値電圧まで速やかに上昇させ、それ以降は電
圧制御スイッチング素子のメイン電流に比例した制御端子
電圧を定電流回路又は、高抵抗より供給する。それによ
り過剰なドライブ電圧を制御端子に供給するのを防ぎ効
率を上げることができる。特に軽負荷、スタンバイ時の
効率を上げることが可能となる。又、電圧制御スイッチ
ング素子の制御端子を定電流ドライブ又は高抵抗ドライ
ブを行う事により電圧制御端子へのパルス状の充電電流
を抑え、ノイズ低減を行うことが可能となる。In the current critical operation type flyback power supply according to the present invention, the control terminal ON voltage of the voltage control switching element is driven by the two drive voltages and the drive impedances to control the control terminal voltage of the voltage control switching element. The voltage is quickly increased to a threshold voltage, and thereafter, a control terminal voltage proportional to the main current of the voltage control switching element is supplied from a constant current circuit or a high resistance. As a result, it is possible to prevent an excessive drive voltage from being supplied to the control terminal and to increase the efficiency. In particular, it is possible to increase the efficiency during light load and standby. Further, by performing a constant current drive or a high resistance drive on the control terminal of the voltage control switching element, a pulse-like charging current to the voltage control terminal can be suppressed, and noise can be reduced.
【図１】本発明の第一実施例回路図FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明実施例回路図の動作説明図FIG. 2 is an operation explanatory diagram of a circuit diagram according to an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第二実施例回路図FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
【図４】従来回路図FIG. 4 is a conventional circuit diagram.
【図５】従来回路図の動作説明図FIG. 5 is an explanatory diagram of an operation of a conventional circuit diagram.
１：直流電源 ２：MOSFET（メインスイッチング素子） ３：1次巻線 ４：制御巻線 ５：抵抗（制御巻線電流制限用） ６：制御電源 ７：抵抗（ドライブ抵抗） ８：Pch MOSFET（ドライブ回路用） ９：定電流回路（ドライブ回路用） １０：抵抗（ドライブ゛抵抗） １１：抵抗（ドライブ抵抗） １２：Nch MOSFET（ドライブ回路用） １３：抵抗（ドライブ抵抗） １４：高速ダイオード（ドライブ回路用） １５：Pch MOSFET（ドライブ回路用） １６：ドロッパ（ドライブ電圧用） １７：ドロッパ（ドライブ電圧用） １８：制御回路 １９：トランス ２０：2次巻線 ２１：2次出力整流ダイオード ２２：出力コンデンサ ２３：抵抗（ドライブ抵抗） 整理番号Ｐ０００１８１３ 1: DC power supply 2: MOSFET (main switching element) 3: Primary winding 4: Control winding 5: Resistance (for limiting control winding current) 6: Control power supply 7: Resistance (drive resistance) 8: Pch MOSFET ( 9: Constant current circuit (for drive circuit) 10: Resistance (drive ゛ resistance) 11: Resistance (drive resistance) 12: Nch MOSFET (for drive circuit) 13: Resistance (drive resistance) 14: High-speed diode ( 15: Pch MOSFET (for drive circuit) 16: Dropper (for drive voltage) 17: Dropper (for drive voltage) 18: Control circuit 19: Transformer 20: Secondary winding 21: Secondary output rectifier diode 22 : Output capacitor 23: Resistance (drive resistance) Reference number P00001813
Claims (4)
るトランスと、前記一次巻線に直列接続された電圧制御
型半導体スイッチと、前記半導体スイッチをオン、オフ
する制御回路と、前記二次巻線に接続された整流回路を
備えたフライバック型コンバータにおいて、前記制御回
路は、制御電源と、該半導体スイッチがオンし得るしき
い値電圧を少し上回る制御電圧を供給する第１のドライ
ブ信号回路と、該半導体スイッチのスイッチング電流に
対応して該半導体スイッチをオンせしめる制御電圧を供
給する第２のドライブ信号回路と、該半導体スイッチを
オフせしめるオフ回路を備えたことを特徴とするフライ
バック型コンバータ。A transformer having a primary winding, a secondary winding, and a feedback winding; a voltage-controlled semiconductor switch connected in series to the primary winding; a control circuit for turning on and off the semiconductor switch; In a flyback converter provided with a rectifier circuit connected to the secondary winding, the control circuit supplies a control power supply and a control voltage slightly higher than a threshold voltage at which the semiconductor switch can be turned on. A drive signal circuit for supplying a control voltage for turning on the semiconductor switch in accordance with the switching current of the semiconductor switch, and an off circuit for turning off the semiconductor switch. Flyback converter.
えたことを特徴とする請求項１のフライバック型コンバ
ータ。2. The flyback converter according to claim 1, wherein said second drive signal circuit includes a constant current circuit.
の寄生容量と抵抗の時定数回路を備えたことを特徴とす
る請求項１のフライバック型コンバータ。3. The flyback converter according to claim 1, wherein the second drive signal circuit includes a time constant circuit of a parasitic capacitance and a resistance of the semiconductor switch.
充電された電荷を放電せしめる放電手段により構成した
ことを特徴とする請求項１、請求項２又は請求項３のフ
ライバック型コンバータ。4. The flyback converter according to claim 1, wherein the off circuit is constituted by discharging means for discharging the electric charge charged in the parasitic capacitance of the semiconductor switch.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30905499A JP2001128454A (en) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | Fly-back converter |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30905499A JP2001128454A (en) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | Fly-back converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001128454A true JP2001128454A (en) | 2001-05-11 |
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|---|---|---|---|
| JP30905499A Pending JP2001128454A (en) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | Fly-back converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001128454A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009240114A (en) * | 2008-03-28 | 2009-10-15 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply unit |
| US8395915B2 (en) | 2007-11-29 | 2013-03-12 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | DC/DC converter |
-
1999
- 1999-10-29 JP JP30905499A patent/JP2001128454A/en active Pending
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| JP2009240114A (en) * | 2008-03-28 | 2009-10-15 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply unit |
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Legal Events
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