JP2001119269A - 90度移相器 - Google Patents
90度移相器Info
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- JP2001119269A JP2001119269A JP29717299A JP29717299A JP2001119269A JP 2001119269 A JP2001119269 A JP 2001119269A JP 29717299 A JP29717299 A JP 29717299A JP 29717299 A JP29717299 A JP 29717299A JP 2001119269 A JP2001119269 A JP 2001119269A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信信号の振幅誤差、位相誤差をより高精度
に除去可能とする90度移相器を得る。 【解決手段】 入力信号を増幅する2つの可変増幅回路
11、21と、位相を調整する2つの位相調整回路1
2、22と、信号の通過帯域を制限するローパスフィル
タLPF13およびハイパスフィルタHPF23とが順
次接続される。また、2つの信号間の振幅誤差を振幅誤
差検出回路31で検出した振幅誤差信号を可変増幅回路
11、21の増幅制御信号とし、2つの信号間の位相誤
差を位相誤差検出回路32で検出した位相誤差信号を位
相調整回路12、22の位相調整信号としてループ回路
に構成する。この回路構成により、素子バラツキ、寄生
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、2
つの出力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
に除去可能とする90度移相器を得る。 【解決手段】 入力信号を増幅する2つの可変増幅回路
11、21と、位相を調整する2つの位相調整回路1
2、22と、信号の通過帯域を制限するローパスフィル
タLPF13およびハイパスフィルタHPF23とが順
次接続される。また、2つの信号間の振幅誤差を振幅誤
差検出回路31で検出した振幅誤差信号を可変増幅回路
11、21の増幅制御信号とし、2つの信号間の位相誤
差を位相誤差検出回路32で検出した位相誤差信号を位
相調整回路12、22の位相調整信号としてループ回路
に構成する。この回路構成により、素子バラツキ、寄生
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、2
つの出力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、90度移相器に関
し、特に、デジタル放送の直交信号を検波する時等に用
いられる直交キャリアを生成するための90度移相器に
関する。
し、特に、デジタル放送の直交信号を検波する時等に用
いられる直交キャリアを生成するための90度移相器に
関する。
【0002】
【従来の技術】従来、90度移相器は、例えば、デジタ
ル放送の直交信号を検波する時に直交キャリアを生成す
る際に用いられる。
ル放送の直交信号を検波する時に直交キャリアを生成す
る際に用いられる。
【0003】本願発明と技術分野の類似する従来例1と
して特開平10−75157号公報の「90度移相回
路」がある。図2は、従来例1の回路構成ブロック図で
ある。この従来例1の90度移相回路は、時定数可変ロ
ーパスフィルタ(LPF)2と時定数可変ハイパスフィ
ルタ(HPF)3の二出力の振幅誤差と位相誤差を、そ
れぞれ振幅誤差検出手段6bおよび位相誤差検出手段6
aにより検出し、制御手段7により上記の検出結果を合
成して、時定数可変LPF2及び時定数可変HPF3の
時定数を制御することにより、2つの直交した信号の振
幅誤差及び位相誤差を低減化している。
して特開平10−75157号公報の「90度移相回
路」がある。図2は、従来例1の回路構成ブロック図で
ある。この従来例1の90度移相回路は、時定数可変ロ
ーパスフィルタ(LPF)2と時定数可変ハイパスフィ
ルタ(HPF)3の二出力の振幅誤差と位相誤差を、そ
れぞれ振幅誤差検出手段6bおよび位相誤差検出手段6
aにより検出し、制御手段7により上記の検出結果を合
成して、時定数可変LPF2及び時定数可変HPF3の
時定数を制御することにより、2つの直交した信号の振
幅誤差及び位相誤差を低減化している。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、近年の
デジタル放送、デジタル通信の促進化と共に、多チャン
ネル化、信号の高密度化、電波信号の有効活用化等の要
求に伴い、より精度の高い送信信号が求められている。
これらの要求に対して、従来の技術では送信信号の振幅
誤差、位相誤差を最適に除去しきれないという問題を伴
う。
デジタル放送、デジタル通信の促進化と共に、多チャン
ネル化、信号の高密度化、電波信号の有効活用化等の要
求に伴い、より精度の高い送信信号が求められている。
これらの要求に対して、従来の技術では送信信号の振幅
誤差、位相誤差を最適に除去しきれないという問題を伴
う。
【0005】本発明は、送信信号の振幅誤差、位相誤差
をより高精度に除去可能とする90度移相器を提供する
ことを目的とする。
をより高精度に除去可能とする90度移相器を提供する
ことを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
め、本発明の90度移相器は、入力信号を増幅する2つ
の可変増幅回路(11、21)と、位相を調整する2つ
の位相調整回路(12、22)と、信号の通過帯域を制
限するローパスフィルタLPF(13)およびハイパス
フィルタHPF(23)と、2つの信号間の振幅誤差を
検出する振幅誤差検出回路(31)と、2つの信号間の
位相誤差を検出する位相誤差検出回路(32)とを有
し、振幅誤差の信号を可変増幅回路(11、21)の増
幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整回路(1
2、22)の位相調整信号として回路構成し、2つの出
力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相誤差とを
削除したことを特徴としている。
め、本発明の90度移相器は、入力信号を増幅する2つ
の可変増幅回路(11、21)と、位相を調整する2つ
の位相調整回路(12、22)と、信号の通過帯域を制
限するローパスフィルタLPF(13)およびハイパス
フィルタHPF(23)と、2つの信号間の振幅誤差を
検出する振幅誤差検出回路(31)と、2つの信号間の
位相誤差を検出する位相誤差検出回路(32)とを有
し、振幅誤差の信号を可変増幅回路(11、21)の増
幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整回路(1
2、22)の位相調整信号として回路構成し、2つの出
力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相誤差とを
削除したことを特徴としている。
【0007】また、上記の90度移相器は、位相調整回
路と直列に接続された定電流制御器をさらに有し、この
定電流制御器へ位相誤差検出回路の検出信号を入力する
とよい。
路と直列に接続された定電流制御器をさらに有し、この
定電流制御器へ位相誤差検出回路の検出信号を入力する
とよい。
【0008】一の回路構成として、可変増幅回路(1
1、21)と、位相調整回路(12、22)と、2つの
フィルタLPF/HPF(13、23)とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
1、21)と、位相調整回路(12、22)と、2つの
フィルタLPF/HPF(13、23)とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
【0009】他の回路構成として、可変増幅回路(1
1、21)と、2つのフィルタLPF/HPF(13、
23)と、位相調整回路(12、22)とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
1、21)と、2つのフィルタLPF/HPF(13、
23)と、位相調整回路(12、22)とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
【0010】さらに他の回路構成として、2つのフィル
タLPF/HPF(13、23)と、可変増幅回路(1
1、21)と、位相調整回路(12、22)とが、この
順序で接続されてループ回路に構成されるとよい。
タLPF/HPF(13、23)と、可変増幅回路(1
1、21)と、位相調整回路(12、22)とが、この
順序で接続されてループ回路に構成されるとよい。
【0011】なお、上記の位相調整回路はトランジスタ
で構成され、このトランジスタと直列に接続された定電
流制御器とは電源端子とグランド間に設けられ、トラン
ジスタのベース端子へ入力信号が接続され、このトラン
ジスタと定電流制御器との接続点を出力信号端子とする
とよい。
で構成され、このトランジスタと直列に接続された定電
流制御器とは電源端子とグランド間に設けられ、トラン
ジスタのベース端子へ入力信号が接続され、このトラン
ジスタと定電流制御器との接続点を出力信号端子とする
とよい。
【0012】
【発明の実施の形態】次に、添付図面を参照して本発明
による90度移相器の実施の形態を詳細に説明する。図
1を参照すると、本発明の90度移相器の一実施形態が
示されている。
による90度移相器の実施の形態を詳細に説明する。図
1を参照すると、本発明の90度移相器の一実施形態が
示されている。
【0013】実施形態の検討に入る前に、まず、従来技
術の問題点をより詳細に具体的に検討する。上記従来技
術では、DCバイアス依存度が大きく、収束状態での時
定数の変動が大きい等の問題がある。この欠点が生じる
理由は、従来技術が2つの誤差成分、振幅誤差分ΔVと
位相誤差分Δφを合成し、1対制御信号で制御するた
め、これらΔVとΔφの両方の最適な制御信号を実現で
きない場合があり、振幅誤差、位相誤差を共に最小にす
る収束値が無い場合が生じるからである。
術の問題点をより詳細に具体的に検討する。上記従来技
術では、DCバイアス依存度が大きく、収束状態での時
定数の変動が大きい等の問題がある。この欠点が生じる
理由は、従来技術が2つの誤差成分、振幅誤差分ΔVと
位相誤差分Δφを合成し、1対制御信号で制御するた
め、これらΔVとΔφの両方の最適な制御信号を実現で
きない場合があり、振幅誤差、位相誤差を共に最小にす
る収束値が無い場合が生じるからである。
【0014】抵抗(もしくは容量)値を電圧により制御
できる能動的な抵抗素子であるため、入力される信号の
DC電圧が周期的に変化するだけで、抵抗値が大きく変
動するようなバイアス依存性の大きな素子を使用しなく
てはならない。
できる能動的な抵抗素子であるため、入力される信号の
DC電圧が周期的に変化するだけで、抵抗値が大きく変
動するようなバイアス依存性の大きな素子を使用しなく
てはならない。
【0015】(第一の実施例)上記従来技術の問題点を
克服すべく構成された本実施形態の90度位相器は、抵
抗と容量の時定数により遮断周波数fcが決まる低周波
帯域通過フィルタ(以下、LPF)13と高周波帯域通
過フィルタ(以下、HPF)23によるRC移相法の9
0度移相器であり、上記のLPF13とHPF23の出
力の振幅誤差検出を行う振幅誤差検出回路31と、LP
F13とHPF23の出力の位相90度に対する位相誤
差検出を行う位相誤差検出回路32とを備える。また9
0度移相器の入力信号LOを入力とし、振幅誤差検出回
路31により利得量を負帰還制御される可変増幅回路1
1、21を備え、さらにこの可変増幅回路11、21の
それぞれの次段にAC電圧利得=0dBの位相調整回路
12、22が接続され、その位相量は上記の位相誤差検
出回路32により負帰還制御される。そして位相調整回
路12、22の出力が、それぞれLPF13、HPF2
3に入力される。
克服すべく構成された本実施形態の90度位相器は、抵
抗と容量の時定数により遮断周波数fcが決まる低周波
帯域通過フィルタ(以下、LPF)13と高周波帯域通
過フィルタ(以下、HPF)23によるRC移相法の9
0度移相器であり、上記のLPF13とHPF23の出
力の振幅誤差検出を行う振幅誤差検出回路31と、LP
F13とHPF23の出力の位相90度に対する位相誤
差検出を行う位相誤差検出回路32とを備える。また9
0度移相器の入力信号LOを入力とし、振幅誤差検出回
路31により利得量を負帰還制御される可変増幅回路1
1、21を備え、さらにこの可変増幅回路11、21の
それぞれの次段にAC電圧利得=0dBの位相調整回路
12、22が接続され、その位相量は上記の位相誤差検
出回路32により負帰還制御される。そして位相調整回
路12、22の出力が、それぞれLPF13、HPF2
3に入力される。
【0016】上記に構成される図1に示した本実施形態
の90度位相器の信号関係において、入出力信号は、9
0度位相器への入力信号LO、LPF13からの出力信
号LO1、HPF23からの出力信号LO2である。
の90度位相器の信号関係において、入出力信号は、9
0度位相器への入力信号LO、LPF13からの出力信
号LO1、HPF23からの出力信号LO2である。
【0017】90度位相器内の制御信号は、振幅誤差検
出回路31から可変増幅回路11へ入力される負帰還制
御信号Vg1、振幅誤差検出回路31から可変増幅回路
21へ入力される負帰還制御信号Vg2である。また、
位相誤差検出回路32から定電流制御器Id1への負帰
還制御信号Vp1、位相誤差検出回路32から定電流制
御器Id2への負帰還制御信号Vp2である。
出回路31から可変増幅回路11へ入力される負帰還制
御信号Vg1、振幅誤差検出回路31から可変増幅回路
21へ入力される負帰還制御信号Vg2である。また、
位相誤差検出回路32から定電流制御器Id1への負帰
還制御信号Vp1、位相誤差検出回路32から定電流制
御器Id2への負帰還制御信号Vp2である。
【0018】(実施例の動作)上記の各部により構成さ
れる本実施形態の90度位相器内の各信号関係は、下記
となる。負帰還制御信号が、Vg1=Vg2、Vp1=
Vp2のとき、可変増幅回路11、21及び遅延量可変
の位相調整エミッタフォロア回路12、22は等価の状
態である。この状態において、ローカル信号LOをロー
パスフィルタLPF13とハイパスフィルタHPF23
により、直交した2つの出力信号LO1とLO2を生成
する。この時のLPF13とHPF23のカットオフ周
波数、fc1=fc2(=fc)は等しく、出力信号L
Oの周波数は、fLO=fcとなるように設計されてい
る。
れる本実施形態の90度位相器内の各信号関係は、下記
となる。負帰還制御信号が、Vg1=Vg2、Vp1=
Vp2のとき、可変増幅回路11、21及び遅延量可変
の位相調整エミッタフォロア回路12、22は等価の状
態である。この状態において、ローカル信号LOをロー
パスフィルタLPF13とハイパスフィルタHPF23
により、直交した2つの出力信号LO1とLO2を生成
する。この時のLPF13とHPF23のカットオフ周
波数、fc1=fc2(=fc)は等しく、出力信号L
Oの周波数は、fLO=fcとなるように設計されてい
る。
【0019】しかし、素子のバラツキによりLPF13
とHPF23のカットオフ周波数fc≠fLOとなり、
出力信号LO1とLO2の2信号間に振幅誤差が生じ
る。また、寄生成分によりLPF13、HPF23のカ
ットオフ周波数fc1≠fc2となり、その結果出力信
号LO1とLO2間の振幅誤差、位相誤差が生じる。
とHPF23のカットオフ周波数fc≠fLOとなり、
出力信号LO1とLO2の2信号間に振幅誤差が生じ
る。また、寄生成分によりLPF13、HPF23のカ
ットオフ周波数fc1≠fc2となり、その結果出力信
号LO1とLO2間の振幅誤差、位相誤差が生じる。
【0020】そこで出力信号LO1の電圧VLO1とL
O2の電圧VLO2間の振幅誤差ΔV(=VLO1−V
LO2)を振幅誤差検出回路31にて検出し、ΔV=−
n×(Vg1−Vg2)、(但しn:正の定数)となる
出力信号Vg1、Vg2を制御信号として、それぞれ可
変増幅回路11、21の電圧利得Gv1、Gv2に負帰
還をかけることにより、振幅誤差を除去している。
O2の電圧VLO2間の振幅誤差ΔV(=VLO1−V
LO2)を振幅誤差検出回路31にて検出し、ΔV=−
n×(Vg1−Vg2)、(但しn:正の定数)となる
出力信号Vg1、Vg2を制御信号として、それぞれ可
変増幅回路11、21の電圧利得Gv1、Gv2に負帰
還をかけることにより、振幅誤差を除去している。
【0021】さらに、出力信号LO1の位相φLO1
と、出力信号LO2の位相φLO2との間の位相誤差Δ
φ(=90度−φLO1−φLO2)を、位相誤差検出
回路32により検出する。この検出信号Δφ=−m×
(Vp1−Vp2)、(但しm:正の定数)となるVp
1、Vp2を制御信号として、位相可変の位相調整回路
12、22の定電流制御器Id1、Id2に負帰還をか
ける。このことにより、振幅誤差を除去している。この
とき、位相調整回路12、22の位相量φ1、φ2と定
電流制御器Id1、Id2は、φ1∝1/Id1、φ2
∝1/Id2の関係にある。
と、出力信号LO2の位相φLO2との間の位相誤差Δ
φ(=90度−φLO1−φLO2)を、位相誤差検出
回路32により検出する。この検出信号Δφ=−m×
(Vp1−Vp2)、(但しm:正の定数)となるVp
1、Vp2を制御信号として、位相可変の位相調整回路
12、22の定電流制御器Id1、Id2に負帰還をか
ける。このことにより、振幅誤差を除去している。この
とき、位相調整回路12、22の位相量φ1、φ2と定
電流制御器Id1、Id2は、φ1∝1/Id1、φ2
∝1/Id2の関係にある。
【0022】(効果の説明)素子バラツキ等により生じ
た振幅誤差及び位相誤差を除去できる。通常、LPF1
3とHPF23に同じ信号が入力された場合、寄生成分
がないとすれば、素子バラツキでカットオフ周波数fc
がずれることにより、出力信号LO1とLO2の位相差
は90度に保たれるが、振幅誤差ΔVが生じる。その振
幅誤差を振幅誤差検出回路31により検出し、振幅誤差
分を可変増幅回路11、21に負帰還をかけることによ
り、振幅誤差分を取り除くことができる。
た振幅誤差及び位相誤差を除去できる。通常、LPF1
3とHPF23に同じ信号が入力された場合、寄生成分
がないとすれば、素子バラツキでカットオフ周波数fc
がずれることにより、出力信号LO1とLO2の位相差
は90度に保たれるが、振幅誤差ΔVが生じる。その振
幅誤差を振幅誤差検出回路31により検出し、振幅誤差
分を可変増幅回路11、21に負帰還をかけることによ
り、振幅誤差分を取り除くことができる。
【0023】また、寄生成分やAC電圧利得量の異なる
可変増幅回路11、21間で位相誤差Δφが生じる。そ
れを位相誤差検出回路32により検出し、AC電圧利得
=0dBの位相調整回路12、22の定電流制御器Id
1とId2に負帰還することにより、位相量を変化させ
て位相誤差分を除去している。
可変増幅回路11、21間で位相誤差Δφが生じる。そ
れを位相誤差検出回路32により検出し、AC電圧利得
=0dBの位相調整回路12、22の定電流制御器Id
1とId2に負帰還することにより、位相量を変化させ
て位相誤差分を除去している。
【0024】以上により、出力信号LO1、LO2の二
信号間の振幅誤差、位相誤差を完全に取り除くことがで
きる。
信号間の振幅誤差、位相誤差を完全に取り除くことがで
きる。
【0025】(第二の実施例)前記第一の実施例におい
て、位相調整回路12、22をLPF13、HPF23
の次段に配置し、同様な制御を行う。
て、位相調整回路12、22をLPF13、HPF23
の次段に配置し、同様な制御を行う。
【0026】(第三の実施例)前記第一の実施例におい
て、可変増幅回路11、21と位相調整回路12、22
をLPF13、HPF23の次段に配置し、同様な制御
を行う。
て、可変増幅回路11、21と位相調整回路12、22
をLPF13、HPF23の次段に配置し、同様な制御
を行う。
【0027】(第四の実施例)前記実施例において、可
変増幅回路11、21と位相調整回路12、22との接
続順を入れ替え、同様な制御を行う。
変増幅回路11、21と位相調整回路12、22との接
続順を入れ替え、同様な制御を行う。
【0028】尚、上述の実施形態は本発明の好適な実施
の一例である。但し、これに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施
が可能である。
の一例である。但し、これに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施
が可能である。
【0029】
【発明の効果】以上の説明より明らかなように、本発明
の90度移相器は、入力信号を2つの可変増幅回路で増
幅し、2つの位相調整回路で位相調整し、ローパスフィ
ルタLPFおよびハイパスフィルタHPFで信号の通過
帯域を制限する。さらに、得られた2つの信号間の振幅
誤差と位相誤差とを検出し、振幅誤差の信号を可変増幅
回路の増幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整
回路の位相調整信号としている。
の90度移相器は、入力信号を2つの可変増幅回路で増
幅し、2つの位相調整回路で位相調整し、ローパスフィ
ルタLPFおよびハイパスフィルタHPFで信号の通過
帯域を制限する。さらに、得られた2つの信号間の振幅
誤差と位相誤差とを検出し、振幅誤差の信号を可変増幅
回路の増幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整
回路の位相調整信号としている。
【0030】この回路構成により、素子バラツキ、寄生
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、2
つの出力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、2
つの出力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
【図1】本発明の90度移相器の実施形態を示すブロッ
ク構成図である。
ク構成図である。
【図2】従来例1の回路構成ブロック図である。
11、21 可変増幅回路 12、22 位相調整回路 13 低周波帯域通過フィルタ(LPF/ローパスフィ
ルタ) 23 高周波帯域通過フィルタ(HPF/ハイパスフィ
ルタ) 31 振幅誤差検出回路 32 位相誤差検出回路 LO 入力信号 LO1、LO2 出力信号
ルタ) 23 高周波帯域通過フィルタ(HPF/ハイパスフィ
ルタ) 31 振幅誤差検出回路 32 位相誤差検出回路 LO 入力信号 LO1、LO2 出力信号
Claims (6)
- 【請求項1】 入力信号を増幅する2つの可変増幅回路
(11、21)と、 位相を調整する2つの位相調整回路(12、22)と、 信号の通過帯域を制限するローパスフィルタLPF(1
3)およびハイパスフィルタHPF(23)と、 2つの信号間の振幅誤差を検出する振幅誤差検出回路
(31)と、 2つの信号間の位相誤差を検出する位相誤差検出回路
(32)とを有し、 前記振幅誤差の信号を前記可変増幅回路(11、21)
の増幅制御信号とし、且つ前記位相誤差信号を前記位相
調整回路(12、22)の位相調整信号として回路構成
し、 2つの出力信号(LO1、LO2)間の振幅誤差と位相
誤差とを削除したことを特徴とする90度移相器。 - 【請求項2】 前記90度移相器は、前記位相調整回路
と直列に接続された定電流制御器をさらに有し、 該定電流制御器へ前記位相誤差検出回路の検出信号が入
力されることを特徴とする請求項1記載の90度移相
器。 - 【請求項3】 前記可変増幅回路(11、21)と、 前記位相調整回路(12、22)と、 前記2つのフィルタLPF/HPF(13、23)と
が、 該順序で接続されてループ回路に構成されたことを特徴
とする請求項1または2記載の90度移相器。 - 【請求項4】 前記可変増幅回路(11、21)と、 前記2つのフィルタLPF/HPF(13、23)と、 前記位相調整回路(12、22)とが、 該順序で接続されてループ回路に構成されたことを特徴
とする請求項1または2記載の90度移相器。 - 【請求項5】 前記2つのフィルタLPF/HPF(1
3、23)と、 前記可変増幅回路(11、21)と、 前記位相調整回路(12、22)とが、 該順序で接続されてループ回路に構成されたことを特徴
とする請求項1または2記載の90度移相器。 - 【請求項6】 前記位相調整回路はトランジスタで構成
され、 該トランジスタと直列に接続された前記定電流制御器と
は電源端子とグランド間に設けられ、 前記トランジスタのベース端子へ入力信号が接続され、 該トランジスタと前記定電流制御器との接続点を出力信
号端子としたことを特徴とする請求項2から5の何れか
に記載の90度移相器。
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