JP2001119269A - ９０度移相器 - Google Patents
９０度移相器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/18—Two-port phase shifters providing a predetermined phase shift, e.g. "all-pass" filters
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信信号の振幅誤差、位相誤差をより高精度
に除去可能とする９０度移相器を得る。 【解決手段】 入力信号を増幅する２つの可変増幅回路
１１、２１と、位相を調整する２つの位相調整回路１
２、２２と、信号の通過帯域を制限するローパスフィル
タＬＰＦ１３およびハイパスフィルタＨＰＦ２３とが順
次接続される。また、２つの信号間の振幅誤差を振幅誤
差検出回路３１で検出した振幅誤差信号を可変増幅回路
１１、２１の増幅制御信号とし、２つの信号間の位相誤
差を位相誤差検出回路３２で検出した位相誤差信号を位
相調整回路１２、２２の位相調整信号としてループ回路
に構成する。この回路構成により、素子バラツキ、寄生
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、２
つの出力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
に除去可能とする９０度移相器を得る。 【解決手段】 入力信号を増幅する２つの可変増幅回路
１１、２１と、位相を調整する２つの位相調整回路１
２、２２と、信号の通過帯域を制限するローパスフィル
タＬＰＦ１３およびハイパスフィルタＨＰＦ２３とが順
次接続される。また、２つの信号間の振幅誤差を振幅誤
差検出回路３１で検出した振幅誤差信号を可変増幅回路
１１、２１の増幅制御信号とし、２つの信号間の位相誤
差を位相誤差検出回路３２で検出した位相誤差信号を位
相調整回路１２、２２の位相調整信号としてループ回路
に構成する。この回路構成により、素子バラツキ、寄生
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、２
つの出力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、９０度移相器に関
し、特に、デジタル放送の直交信号を検波する時等に用
いられる直交キャリアを生成するための９０度移相器に
関する。
し、特に、デジタル放送の直交信号を検波する時等に用
いられる直交キャリアを生成するための９０度移相器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、９０度移相器は、例えば、デジタ
ル放送の直交信号を検波する時に直交キャリアを生成す
る際に用いられる。
ル放送の直交信号を検波する時に直交キャリアを生成す
る際に用いられる。
【０００３】本願発明と技術分野の類似する従来例１と
して特開平１０−７５１５７号公報の「９０度移相回
路」がある。図２は、従来例１の回路構成ブロック図で
ある。この従来例１の９０度移相回路は、時定数可変ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）２と時定数可変ハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）３の二出力の振幅誤差と位相誤差を、そ
れぞれ振幅誤差検出手段６ｂおよび位相誤差検出手段６
ａにより検出し、制御手段７により上記の検出結果を合
成して、時定数可変ＬＰＦ２及び時定数可変ＨＰＦ３の
時定数を制御することにより、２つの直交した信号の振
幅誤差及び位相誤差を低減化している。
して特開平１０−７５１５７号公報の「９０度移相回
路」がある。図２は、従来例１の回路構成ブロック図で
ある。この従来例１の９０度移相回路は、時定数可変ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）２と時定数可変ハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）３の二出力の振幅誤差と位相誤差を、そ
れぞれ振幅誤差検出手段６ｂおよび位相誤差検出手段６
ａにより検出し、制御手段７により上記の検出結果を合
成して、時定数可変ＬＰＦ２及び時定数可変ＨＰＦ３の
時定数を制御することにより、２つの直交した信号の振
幅誤差及び位相誤差を低減化している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、近年の
デジタル放送、デジタル通信の促進化と共に、多チャン
ネル化、信号の高密度化、電波信号の有効活用化等の要
求に伴い、より精度の高い送信信号が求められている。
これらの要求に対して、従来の技術では送信信号の振幅
誤差、位相誤差を最適に除去しきれないという問題を伴
う。
デジタル放送、デジタル通信の促進化と共に、多チャン
ネル化、信号の高密度化、電波信号の有効活用化等の要
求に伴い、より精度の高い送信信号が求められている。
これらの要求に対して、従来の技術では送信信号の振幅
誤差、位相誤差を最適に除去しきれないという問題を伴
う。
【０００５】本発明は、送信信号の振幅誤差、位相誤差
をより高精度に除去可能とする９０度移相器を提供する
ことを目的とする。
をより高精度に除去可能とする９０度移相器を提供する
ことを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
め、本発明の９０度移相器は、入力信号を増幅する２つ
の可変増幅回路（１１、２１）と、位相を調整する２つ
の位相調整回路（１２、２２）と、信号の通過帯域を制
限するローパスフィルタＬＰＦ（１３）およびハイパス
フィルタＨＰＦ（２３）と、２つの信号間の振幅誤差を
検出する振幅誤差検出回路（３１）と、２つの信号間の
位相誤差を検出する位相誤差検出回路（３２）とを有
し、振幅誤差の信号を可変増幅回路（１１、２１）の増
幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整回路（１
２、２２）の位相調整信号として回路構成し、２つの出
力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相誤差とを
削除したことを特徴としている。
め、本発明の９０度移相器は、入力信号を増幅する２つ
の可変増幅回路（１１、２１）と、位相を調整する２つ
の位相調整回路（１２、２２）と、信号の通過帯域を制
限するローパスフィルタＬＰＦ（１３）およびハイパス
フィルタＨＰＦ（２３）と、２つの信号間の振幅誤差を
検出する振幅誤差検出回路（３１）と、２つの信号間の
位相誤差を検出する位相誤差検出回路（３２）とを有
し、振幅誤差の信号を可変増幅回路（１１、２１）の増
幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整回路（１
２、２２）の位相調整信号として回路構成し、２つの出
力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相誤差とを
削除したことを特徴としている。
【０００７】また、上記の９０度移相器は、位相調整回
路と直列に接続された定電流制御器をさらに有し、この
定電流制御器へ位相誤差検出回路の検出信号を入力する
とよい。
路と直列に接続された定電流制御器をさらに有し、この
定電流制御器へ位相誤差検出回路の検出信号を入力する
とよい。
【０００８】一の回路構成として、可変増幅回路（１
１、２１）と、位相調整回路（１２、２２）と、２つの
フィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、２３）とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
１、２１）と、位相調整回路（１２、２２）と、２つの
フィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、２３）とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
【０００９】他の回路構成として、可変増幅回路（１
１、２１）と、２つのフィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、
２３）と、位相調整回路（１２、２２）とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
１、２１）と、２つのフィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、
２３）と、位相調整回路（１２、２２）とが、この順序
で接続されてループ回路に構成されるとよい。
【００１０】さらに他の回路構成として、２つのフィル
タＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、２３）と、可変増幅回路（１
１、２１）と、位相調整回路（１２、２２）とが、この
順序で接続されてループ回路に構成されるとよい。
タＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、２３）と、可変増幅回路（１
１、２１）と、位相調整回路（１２、２２）とが、この
順序で接続されてループ回路に構成されるとよい。
【００１１】なお、上記の位相調整回路はトランジスタ
で構成され、このトランジスタと直列に接続された定電
流制御器とは電源端子とグランド間に設けられ、トラン
ジスタのベース端子へ入力信号が接続され、このトラン
ジスタと定電流制御器との接続点を出力信号端子とする
とよい。
で構成され、このトランジスタと直列に接続された定電
流制御器とは電源端子とグランド間に設けられ、トラン
ジスタのベース端子へ入力信号が接続され、このトラン
ジスタと定電流制御器との接続点を出力信号端子とする
とよい。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、添付図面を参照して本発明
による９０度移相器の実施の形態を詳細に説明する。図
１を参照すると、本発明の９０度移相器の一実施形態が
示されている。
による９０度移相器の実施の形態を詳細に説明する。図
１を参照すると、本発明の９０度移相器の一実施形態が
示されている。
【００１３】実施形態の検討に入る前に、まず、従来技
術の問題点をより詳細に具体的に検討する。上記従来技
術では、ＤＣバイアス依存度が大きく、収束状態での時
定数の変動が大きい等の問題がある。この欠点が生じる
理由は、従来技術が２つの誤差成分、振幅誤差分ΔＶと
位相誤差分Δφを合成し、１対制御信号で制御するた
め、これらΔＶとΔφの両方の最適な制御信号を実現で
きない場合があり、振幅誤差、位相誤差を共に最小にす
る収束値が無い場合が生じるからである。
術の問題点をより詳細に具体的に検討する。上記従来技
術では、ＤＣバイアス依存度が大きく、収束状態での時
定数の変動が大きい等の問題がある。この欠点が生じる
理由は、従来技術が２つの誤差成分、振幅誤差分ΔＶと
位相誤差分Δφを合成し、１対制御信号で制御するた
め、これらΔＶとΔφの両方の最適な制御信号を実現で
きない場合があり、振幅誤差、位相誤差を共に最小にす
る収束値が無い場合が生じるからである。
【００１４】抵抗（もしくは容量）値を電圧により制御
できる能動的な抵抗素子であるため、入力される信号の
ＤＣ電圧が周期的に変化するだけで、抵抗値が大きく変
動するようなバイアス依存性の大きな素子を使用しなく
てはならない。
できる能動的な抵抗素子であるため、入力される信号の
ＤＣ電圧が周期的に変化するだけで、抵抗値が大きく変
動するようなバイアス依存性の大きな素子を使用しなく
てはならない。
【００１５】（第一の実施例）上記従来技術の問題点を
克服すべく構成された本実施形態の９０度位相器は、抵
抗と容量の時定数により遮断周波数ｆｃが決まる低周波
帯域通過フィルタ（以下、ＬＰＦ）１３と高周波帯域通
過フィルタ（以下、ＨＰＦ）２３によるＲＣ移相法の９
０度移相器であり、上記のＬＰＦ１３とＨＰＦ２３の出
力の振幅誤差検出を行う振幅誤差検出回路３１と、ＬＰ
Ｆ１３とＨＰＦ２３の出力の位相９０度に対する位相誤
差検出を行う位相誤差検出回路３２とを備える。また９
０度移相器の入力信号ＬＯを入力とし、振幅誤差検出回
路３１により利得量を負帰還制御される可変増幅回路１
１、２１を備え、さらにこの可変増幅回路１１、２１の
それぞれの次段にＡＣ電圧利得＝０ｄＢの位相調整回路
１２、２２が接続され、その位相量は上記の位相誤差検
出回路３２により負帰還制御される。そして位相調整回
路１２、２２の出力が、それぞれＬＰＦ１３、ＨＰＦ２
３に入力される。
克服すべく構成された本実施形態の９０度位相器は、抵
抗と容量の時定数により遮断周波数ｆｃが決まる低周波
帯域通過フィルタ（以下、ＬＰＦ）１３と高周波帯域通
過フィルタ（以下、ＨＰＦ）２３によるＲＣ移相法の９
０度移相器であり、上記のＬＰＦ１３とＨＰＦ２３の出
力の振幅誤差検出を行う振幅誤差検出回路３１と、ＬＰ
Ｆ１３とＨＰＦ２３の出力の位相９０度に対する位相誤
差検出を行う位相誤差検出回路３２とを備える。また９
０度移相器の入力信号ＬＯを入力とし、振幅誤差検出回
路３１により利得量を負帰還制御される可変増幅回路１
１、２１を備え、さらにこの可変増幅回路１１、２１の
それぞれの次段にＡＣ電圧利得＝０ｄＢの位相調整回路
１２、２２が接続され、その位相量は上記の位相誤差検
出回路３２により負帰還制御される。そして位相調整回
路１２、２２の出力が、それぞれＬＰＦ１３、ＨＰＦ２
３に入力される。
【００１６】上記に構成される図１に示した本実施形態
の９０度位相器の信号関係において、入出力信号は、９
０度位相器への入力信号ＬＯ、ＬＰＦ１３からの出力信
号ＬＯ１、ＨＰＦ２３からの出力信号ＬＯ２である。
の９０度位相器の信号関係において、入出力信号は、９
０度位相器への入力信号ＬＯ、ＬＰＦ１３からの出力信
号ＬＯ１、ＨＰＦ２３からの出力信号ＬＯ２である。
【００１７】９０度位相器内の制御信号は、振幅誤差検
出回路３１から可変増幅回路１１へ入力される負帰還制
御信号Ｖｇ１、振幅誤差検出回路３１から可変増幅回路
２１へ入力される負帰還制御信号Ｖｇ２である。また、
位相誤差検出回路３２から定電流制御器Ｉｄ１への負帰
還制御信号Ｖｐ１、位相誤差検出回路３２から定電流制
御器Ｉｄ２への負帰還制御信号Ｖｐ２である。
出回路３１から可変増幅回路１１へ入力される負帰還制
御信号Ｖｇ１、振幅誤差検出回路３１から可変増幅回路
２１へ入力される負帰還制御信号Ｖｇ２である。また、
位相誤差検出回路３２から定電流制御器Ｉｄ１への負帰
還制御信号Ｖｐ１、位相誤差検出回路３２から定電流制
御器Ｉｄ２への負帰還制御信号Ｖｐ２である。
【００１８】（実施例の動作）上記の各部により構成さ
れる本実施形態の９０度位相器内の各信号関係は、下記
となる。負帰還制御信号が、Ｖｇ１＝Ｖｇ２、Ｖｐ１＝
Ｖｐ２のとき、可変増幅回路１１、２１及び遅延量可変
の位相調整エミッタフォロア回路１２、２２は等価の状
態である。この状態において、ローカル信号ＬＯをロー
パスフィルタＬＰＦ１３とハイパスフィルタＨＰＦ２３
により、直交した２つの出力信号ＬＯ１とＬＯ２を生成
する。この時のＬＰＦ１３とＨＰＦ２３のカットオフ周
波数、ｆｃ１＝ｆｃ２（＝ｆｃ）は等しく、出力信号Ｌ
Ｏの周波数は、ｆＬＯ＝ｆｃとなるように設計されてい
る。
れる本実施形態の９０度位相器内の各信号関係は、下記
となる。負帰還制御信号が、Ｖｇ１＝Ｖｇ２、Ｖｐ１＝
Ｖｐ２のとき、可変増幅回路１１、２１及び遅延量可変
の位相調整エミッタフォロア回路１２、２２は等価の状
態である。この状態において、ローカル信号ＬＯをロー
パスフィルタＬＰＦ１３とハイパスフィルタＨＰＦ２３
により、直交した２つの出力信号ＬＯ１とＬＯ２を生成
する。この時のＬＰＦ１３とＨＰＦ２３のカットオフ周
波数、ｆｃ１＝ｆｃ２（＝ｆｃ）は等しく、出力信号Ｌ
Ｏの周波数は、ｆＬＯ＝ｆｃとなるように設計されてい
る。
【００１９】しかし、素子のバラツキによりＬＰＦ１３
とＨＰＦ２３のカットオフ周波数ｆｃ≠ｆＬＯとなり、
出力信号ＬＯ１とＬＯ２の２信号間に振幅誤差が生じ
る。また、寄生成分によりＬＰＦ１３、ＨＰＦ２３のカ
ットオフ周波数ｆｃ１≠ｆｃ２となり、その結果出力信
号ＬＯ１とＬＯ２間の振幅誤差、位相誤差が生じる。
とＨＰＦ２３のカットオフ周波数ｆｃ≠ｆＬＯとなり、
出力信号ＬＯ１とＬＯ２の２信号間に振幅誤差が生じ
る。また、寄生成分によりＬＰＦ１３、ＨＰＦ２３のカ
ットオフ周波数ｆｃ１≠ｆｃ２となり、その結果出力信
号ＬＯ１とＬＯ２間の振幅誤差、位相誤差が生じる。
【００２０】そこで出力信号ＬＯ１の電圧ＶＬＯ１とＬ
Ｏ２の電圧ＶＬＯ２間の振幅誤差ΔＶ（＝ＶＬＯ１−Ｖ
ＬＯ２）を振幅誤差検出回路３１にて検出し、ΔＶ＝−
ｎ×（Ｖｇ１−Ｖｇ２）、（但しｎ：正の定数）となる
出力信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を制御信号として、それぞれ可
変増幅回路１１、２１の電圧利得Ｇｖ１、Ｇｖ２に負帰
還をかけることにより、振幅誤差を除去している。
Ｏ２の電圧ＶＬＯ２間の振幅誤差ΔＶ（＝ＶＬＯ１−Ｖ
ＬＯ２）を振幅誤差検出回路３１にて検出し、ΔＶ＝−
ｎ×（Ｖｇ１−Ｖｇ２）、（但しｎ：正の定数）となる
出力信号Ｖｇ１、Ｖｇ２を制御信号として、それぞれ可
変増幅回路１１、２１の電圧利得Ｇｖ１、Ｇｖ２に負帰
還をかけることにより、振幅誤差を除去している。
【００２１】さらに、出力信号ＬＯ１の位相φＬＯ１
と、出力信号ＬＯ２の位相φＬＯ２との間の位相誤差Δ
φ（＝９０度−φＬＯ１−φＬＯ２）を、位相誤差検出
回路３２により検出する。この検出信号Δφ＝−ｍ×
（Ｖｐ１−Ｖｐ２）、（但しｍ：正の定数）となるＶｐ
１、Ｖｐ２を制御信号として、位相可変の位相調整回路
１２、２２の定電流制御器Ｉｄ１、Ｉｄ２に負帰還をか
ける。このことにより、振幅誤差を除去している。この
とき、位相調整回路１２、２２の位相量φ１、φ２と定
電流制御器Ｉｄ１、Ｉｄ２は、φ１∝１／Ｉｄ１、φ２
∝１／Ｉｄ２の関係にある。
と、出力信号ＬＯ２の位相φＬＯ２との間の位相誤差Δ
φ（＝９０度−φＬＯ１−φＬＯ２）を、位相誤差検出
回路３２により検出する。この検出信号Δφ＝−ｍ×
（Ｖｐ１−Ｖｐ２）、（但しｍ：正の定数）となるＶｐ
１、Ｖｐ２を制御信号として、位相可変の位相調整回路
１２、２２の定電流制御器Ｉｄ１、Ｉｄ２に負帰還をか
ける。このことにより、振幅誤差を除去している。この
とき、位相調整回路１２、２２の位相量φ１、φ２と定
電流制御器Ｉｄ１、Ｉｄ２は、φ１∝１／Ｉｄ１、φ２
∝１／Ｉｄ２の関係にある。
【００２２】（効果の説明）素子バラツキ等により生じ
た振幅誤差及び位相誤差を除去できる。通常、ＬＰＦ１
３とＨＰＦ２３に同じ信号が入力された場合、寄生成分
がないとすれば、素子バラツキでカットオフ周波数ｆｃ
がずれることにより、出力信号ＬＯ１とＬＯ２の位相差
は９０度に保たれるが、振幅誤差ΔＶが生じる。その振
幅誤差を振幅誤差検出回路３１により検出し、振幅誤差
分を可変増幅回路１１、２１に負帰還をかけることによ
り、振幅誤差分を取り除くことができる。
た振幅誤差及び位相誤差を除去できる。通常、ＬＰＦ１
３とＨＰＦ２３に同じ信号が入力された場合、寄生成分
がないとすれば、素子バラツキでカットオフ周波数ｆｃ
がずれることにより、出力信号ＬＯ１とＬＯ２の位相差
は９０度に保たれるが、振幅誤差ΔＶが生じる。その振
幅誤差を振幅誤差検出回路３１により検出し、振幅誤差
分を可変増幅回路１１、２１に負帰還をかけることによ
り、振幅誤差分を取り除くことができる。
【００２３】また、寄生成分やＡＣ電圧利得量の異なる
可変増幅回路１１、２１間で位相誤差Δφが生じる。そ
れを位相誤差検出回路３２により検出し、ＡＣ電圧利得
＝０ｄＢの位相調整回路１２、２２の定電流制御器Ｉｄ
１とＩｄ２に負帰還することにより、位相量を変化させ
て位相誤差分を除去している。
可変増幅回路１１、２１間で位相誤差Δφが生じる。そ
れを位相誤差検出回路３２により検出し、ＡＣ電圧利得
＝０ｄＢの位相調整回路１２、２２の定電流制御器Ｉｄ
１とＩｄ２に負帰還することにより、位相量を変化させ
て位相誤差分を除去している。
【００２４】以上により、出力信号ＬＯ１、ＬＯ２の二
信号間の振幅誤差、位相誤差を完全に取り除くことがで
きる。
信号間の振幅誤差、位相誤差を完全に取り除くことがで
きる。
【００２５】（第二の実施例）前記第一の実施例におい
て、位相調整回路１２、２２をＬＰＦ１３、ＨＰＦ２３
の次段に配置し、同様な制御を行う。
て、位相調整回路１２、２２をＬＰＦ１３、ＨＰＦ２３
の次段に配置し、同様な制御を行う。
【００２６】（第三の実施例）前記第一の実施例におい
て、可変増幅回路１１、２１と位相調整回路１２、２２
をＬＰＦ１３、ＨＰＦ２３の次段に配置し、同様な制御
を行う。
て、可変増幅回路１１、２１と位相調整回路１２、２２
をＬＰＦ１３、ＨＰＦ２３の次段に配置し、同様な制御
を行う。
【００２７】（第四の実施例）前記実施例において、可
変増幅回路１１、２１と位相調整回路１２、２２との接
続順を入れ替え、同様な制御を行う。
変増幅回路１１、２１と位相調整回路１２、２２との接
続順を入れ替え、同様な制御を行う。
【００２８】尚、上述の実施形態は本発明の好適な実施
の一例である。但し、これに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施
が可能である。
の一例である。但し、これに限定されるものではなく、
本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変形実施
が可能である。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明より明らかなように、本発明
の９０度移相器は、入力信号を２つの可変増幅回路で増
幅し、２つの位相調整回路で位相調整し、ローパスフィ
ルタＬＰＦおよびハイパスフィルタＨＰＦで信号の通過
帯域を制限する。さらに、得られた２つの信号間の振幅
誤差と位相誤差とを検出し、振幅誤差の信号を可変増幅
回路の増幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整
回路の位相調整信号としている。
の９０度移相器は、入力信号を２つの可変増幅回路で増
幅し、２つの位相調整回路で位相調整し、ローパスフィ
ルタＬＰＦおよびハイパスフィルタＨＰＦで信号の通過
帯域を制限する。さらに、得られた２つの信号間の振幅
誤差と位相誤差とを検出し、振幅誤差の信号を可変増幅
回路の増幅制御信号とし、且つ位相誤差信号を位相調整
回路の位相調整信号としている。
【００３０】この回路構成により、素子バラツキ、寄生
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、２
つの出力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
成分により生じた振幅誤差及び位相誤差が除去され、２
つの出力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相誤
差とが削除される。
【図１】本発明の９０度移相器の実施形態を示すブロッ
ク構成図である。
ク構成図である。
【図２】従来例１の回路構成ブロック図である。
１１、２１ 可変増幅回路 １２、２２ 位相調整回路 １３ 低周波帯域通過フィルタ（ＬＰＦ／ローパスフィ
ルタ） ２３ 高周波帯域通過フィルタ（ＨＰＦ／ハイパスフィ
ルタ） ３１ 振幅誤差検出回路 ３２ 位相誤差検出回路 ＬＯ 入力信号 ＬＯ１、ＬＯ２ 出力信号
ルタ） ２３ 高周波帯域通過フィルタ（ＨＰＦ／ハイパスフィ
ルタ） ３１ 振幅誤差検出回路 ３２ 位相誤差検出回路 ＬＯ 入力信号 ＬＯ１、ＬＯ２ 出力信号
Claims (6)
- 【請求項１】 入力信号を増幅する２つの可変増幅回路
（１１、２１）と、 位相を調整する２つの位相調整回路（１２、２２）と、 信号の通過帯域を制限するローパスフィルタＬＰＦ（１
３）およびハイパスフィルタＨＰＦ（２３）と、 ２つの信号間の振幅誤差を検出する振幅誤差検出回路
（３１）と、 ２つの信号間の位相誤差を検出する位相誤差検出回路
（３２）とを有し、 前記振幅誤差の信号を前記可変増幅回路（１１、２１）
の増幅制御信号とし、且つ前記位相誤差信号を前記位相
調整回路（１２、２２）の位相調整信号として回路構成
し、 ２つの出力信号（ＬＯ１、ＬＯ２）間の振幅誤差と位相
誤差とを削除したことを特徴とする９０度移相器。 - 【請求項２】 前記９０度移相器は、前記位相調整回路
と直列に接続された定電流制御器をさらに有し、 該定電流制御器へ前記位相誤差検出回路の検出信号が入
力されることを特徴とする請求項１記載の９０度移相
器。 - 【請求項３】 前記可変増幅回路（１１、２１）と、 前記位相調整回路（１２、２２）と、 前記２つのフィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、２３）と
が、 該順序で接続されてループ回路に構成されたことを特徴
とする請求項１または２記載の９０度移相器。 - 【請求項４】 前記可変増幅回路（１１、２１）と、 前記２つのフィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１３、２３）と、 前記位相調整回路（１２、２２）とが、 該順序で接続されてループ回路に構成されたことを特徴
とする請求項１または２記載の９０度移相器。 - 【請求項５】 前記２つのフィルタＬＰＦ／ＨＰＦ（１
３、２３）と、 前記可変増幅回路（１１、２１）と、 前記位相調整回路（１２、２２）とが、 該順序で接続されてループ回路に構成されたことを特徴
とする請求項１または２記載の９０度移相器。 - 【請求項６】 前記位相調整回路はトランジスタで構成
され、 該トランジスタと直列に接続された前記定電流制御器と
は電源端子とグランド間に設けられ、 前記トランジスタのベース端子へ入力信号が接続され、 該トランジスタと前記定電流制御器との接続点を出力信
号端子としたことを特徴とする請求項２から５の何れか
に記載の９０度移相器。
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| JP29717299A JP2001119269A (ja) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | ９０度移相器 |
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Family Applications (1)
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-
1999
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-
2000
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- 2000-10-19 KR KR10-2000-0061644A patent/KR100382864B1/ko not_active IP Right Cessation
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