JP2001119251A - 二重通過帯域増幅回路及び無線周波受信ヘッド - Google Patents
二重通過帯域増幅回路及び無線周波受信ヘッドInfo
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Abstract
ステムに割り当てられる新規な無線周波数信号受信ヘッ
ドを提供する。 【解決手段】 少なくとも1つの第1の入力増幅器(T
1)と、第1の増幅器とカスコードに組み立てられた、
少なくとも1つの第2の増幅器(T3)と、二重帯域増
幅器回路を形成するために、第1の周波数(f1)及び
第2の周波数(f2)に対して最大値をそれぞれ示す2
つのインピーダンス(Z1、Z2)を含む、第2の増幅
器と直列に取り付けられた少なくとも1つの無効インピ
ーダンス回路とを含む増幅器回路である。インピーダン
ス(Z1、Z2)は、直列に接続され、回路の2つの動
作周波数(f1、f2)の一方で、最大値及び高尖鋭度
を各々示すような大きさにされる。
Description
(LNA)の分野に関し、特に無線周波受信ヘッドに用
いられる増幅器に関する。本発明は、詳細には、例えば
950MHz及び1.85GHz周波数を中心とする2
つの別個の周波数帯で動作する移動電話回路用の、低雑
音増幅器及び無線周波受信ヘッドに適用される。このよ
うな移動電話システムは二重帯域システムと称され、各
帯域に対応する中心周波数は電気通信規格に依存する。
例えば規格GSM及びDCSについては、880〜91
5MHzと1710〜1785MHzとの間にそれぞれ
含まれている伝送帯域に対して、受信帯域(本発明が適
用するヘッドを介して送信)は、925〜960MHz
と1805〜1880MHzとの間にそれぞれ含まれ
る。二重帯域システムの使用は、移動電話網の収容量を
増加するために必要となる。
ド1の従来例を概略的に表している。ヘッド1は無線周
波信号RFを受信し、該信号RFは、受信アンテナ(図
示なし)から、アンテナカプラ及び/又は絶縁変圧器
(図示なし)をできるだけ中継して来る。後述から理解
できるように、しばしば無線周波信号は差動形式からな
る。しかしながら、簡単化のために、図1は、非差動動
作について説明する。
波数にそれぞれ対応する、2つの低雑音増幅器2及び3
(LNA1、LNA2)に送信される。例えば、増幅器
2は、1850MHzのオーダの周波数で最大利得を示
し、増幅器3は、950MHzのオーダの周波数で最大
利得を示す。各増幅器2及び3は、その出力を、帯域通
過型のフィルタ4及び5(F1、F2)に接続される。
フィルタ4及び5は、通過帯域のそれぞれの中心周波数
の影像周波数を抑制するために用いられる。これらフィ
ルタは、通常、共角技術と称されるもので形成され、表
面波型である。前述の例の中で、フィルタ1は950M
Hz周波数の中心に置かれ、フィルタ2は1850MH
z周波数の中心に置かれる。フィルタ4及び5のそれぞ
れの出力は、2つの逓倍器6及び7の第1の入力に送信
される。逓倍器6及び7のそれぞれの第2の入力は、局
部発振器OL1及びOL2からの周波数を受信する。逓
倍器6及び7の1つの出力で、信号FIの中心周波数
が、無線周波ヘッドで選択された中間周波数にいずれの
チャネルにも対応するように、局部発振器OL1及びO
L2のそれぞれの周波数が選択される。用途に従って、
ヘッド1の出力信号FIの周波数は、チャネルの中心周
波数又は他の任意の低周波数(例えば、数百MHzのオ
ーダ、又は以下)である。移動電話の用途では、各チャ
ネル幅は200kHzである。
器7とは、それぞれ信号CTRLとNCTRLとによっ
て制御され、受信チャネルが配置される帯域に従って無
線周波ヘッドの2つの並列パスの一方を選択する機能を
有する。
例を概略的に表している。図1の例のように、各周波数
帯域は、低雑音増幅器2及び3それぞれに対応付けら
れ、そのアクチベーションは、制御信号CTRL及びN
CTRLそれぞれによって得られる。図1と図2との実
質的な差異は、図2には影像周波除去ミキサ10が用い
られていることである。このようなミキサは2つの入力
逓倍器11及び12を含む。該逓倍器11及び12は、
動作増幅器2又は3から来る信号と、局部発振器OL1
又はOL2によって提供された周波数とを、各々受信す
る。該周波数は、それぞれ、逓倍器11へは90゜位相
シフトされ、逓倍器12へはシフトされない。用いられ
る局部発振器OL1又はOL2の選択は、スイッチK0
を用いて行われる。該スイッチK0は、例えば、用いら
れる増幅器2又は3に適合した局部発振器を選択する信
号CTRL又はNCTRLの一方によって制御される。
逓倍器11又は12のそれぞれの出力が、選択器K1及
びK2それぞれを介して+45゜又は−45゜の位相シ
フタに個々に送信される。従って、逓倍器11は、+4
5゜及び−45゜それぞれの2つの位相シフタ13及び
14に接続され、該位相シフタのそれぞれの入力は選択
器K1の2つの出力端子に接続され、該選択器の入力端
子は逓倍器11の出力に接続される。同様に、逓倍器1
2は、+45゜及び−45゜それぞれ2つの位相シフタ
15及び16に接続され、該位相シフタのそれぞれの入
力は選択器K2の2つの出力端子に接続され、該選択器
の入力端子は逓倍器12の出力に接続される。位相シフ
タ13及び14の出力端子は、加算器17の第1の入力
に接続され、位相シフタ15及び16の出力端子は、こ
の加算器17の第2の入力に接続され、加算器17の出
力は中間周波数FIで信号を出力する。勿論、各対の信
号位相シフタ13及び14又は15及び16は、受信し
た無線周波数帯域に従って用いられる。更に、位相シフ
タは逆に用いられる。即ち、逓倍器11の出力が+45
゜に位相シフトされたならば、逓倍器12の出力は−4
5゜に位相シフトされ、またその逆になるようになる。
選択器K1及びK2は、例えば、信号RFの周波数に従
ってもたらされるそれぞれの位相シフトを選択するため
に、信号CTRL及びNCTRLによってそれぞれ制御
される。
無線周波ヘッドの動作は、完全に周知であるので、更に
は詳細に説明しない。影像周波除去ミキサシステムは、
多くの刊行物に説明されていることに留意すべきであ
る。例えば、M.D.Mc Donaldによる「2.
5GHzBiCMOS影像除去フロントエンド」、IS
SCC93、TP94巻、第144頁〜第145頁と、
D.Pache、J.M.Fournier、G.Bi
llot及びP.Sennによる「改善された影像除去
ミキサと、BiCMOS処理で完全に集積されたVc
o」、移動通信及び検波の規格マイクロ波会報、Arc
achon、1995年11月と、D.Pache、
J.M.Fournier、G.Billot及びP.
Sennによる「改善された3V2GHzBiCMOS
影像除去ミキサIC」、CICC会報、1995年5
月、米国とがある。それぞれの内容は、参考文献として
ここで取り入れられる。
無線周波受信ヘッド1及び1´の上流部分を概略的に表
している。図3の例の中で、低雑音増幅器が差動信号を
受信する場合が表されている。図3に表されたように、
アンテナ20は無線周波信号を横取りする。このアンテ
ナは、変圧器22の一次巻線21に接続され、その二次
巻線は中間点を有する。第1の部分23aは信号RFを
出力し、第2の部分23bは反転信号NRFを出力す
る。二次巻線の中間点は、例えばグランドである電圧基
準REFを受信する。信号RF及びNRFは、低雑音増
幅器2及び3の2つの別々の入力へ各々送信される。各
増幅器2及び3は、同時に、フィルタ4及び5(図1)
又はミキサ10(図2)に向う2つの別々の出力を有す
る。
は、低雑音増幅器が特に大きくなることである。従っ
て、二重帯域システムの各周波数に対する2つの低雑音
増幅器の使用は、システムを小型にするという効果を有
する。それは、無線周波ヘッドの集積のためのシリコン
表面について、又は入力/出力端子の数について言え
る。各周波数はその特定の入力を有する。これは、特
に、2つの外部整合網を導入する。以下の図4で説明さ
れるように、低雑音増幅器の入力信号は、通常、外部の
誘導性及び容量性の要素を用いてインピーダンス整合を
受けさせられる。比例する2つの低雑音増幅器の使用
は、外部誘導素子を形成するために必要な銅表面を増加
する。
路の一例を表している。このような増幅器は、例えばバ
イポーラトランジスタT1及びT2のような2つの入力
増幅器の使用に基づく。その各々は、2つのカスコード
組立体を形成するために、例えばバイポーラトランジス
タT3及びT4のような2つの他の増幅器と直列に接続
される。差動回路の分岐の一方を形成する各カスコード
組立体は、増幅器T3及びT4の一方と直列に接続され
るトラップ回路(回路LC)30及び31それぞれに接
続される。更に、各増幅器T1及びT2は、補償インダ
クタンス32及び33それぞれに接続され、その機能は
以下で説明される。LC回路30及び31は、コンデン
サ35とのインダクタンス34と、コンデンサ37と並
列のインダクタンス36とからそれぞれ形成される。イ
ンダクタンス36及び34は、コンデンサ35及び37
と同様に、同じ値を有する。
35及び37との第1の端子は、供給電圧Vccの用途
の端子38に接続される。インダクタンス34及び36
とコンデンサ35及び37とのそれぞれの第2の端子
は、図4の例の中では、属するLC回路30又は31に
従って、トランジスタT3又はT4のコレクタに接続さ
れる。トランジスタT3及びT4のベースはグランドに
され、それらのエミッタはトランジスタT1及びT2の
それぞれのコレクタに接続される。トランジスタT1及
びT2のそれぞれのエミッタは、関係する補償インダク
タンス32及び33の第1の端子に接続される。インダ
クタンス32及び33のそれぞれの第2の端子は、電流
源39の第1の端子に接続され、該電流源の他方の端子
はグランドに接続される。トランジスタT1及びT2の
それぞれのベースは、整合インダクタンス40及び41
を介して入力信号IN及びNINを受信する。その機能
は、以下で説明される。図3の低雑音増幅器の差動出力
OUT及びNOUTは、トランジスタT3及びT4のそ
れぞれのコレクタによって規定される。
の強い除去速度と、この通過帯域の中心周波数に対する
強い利得とを有する増幅器を得るために、インダクタン
ス32、33、34、36、40及び41並びにコンデ
ンサ35及び37は、適宜整合される。
ースインダクタンス40及び41並びにエミッタインダ
クタンス32及び33は、増幅器の入力インピーダンス
を整合することを可能にする。インダクタンス32及び
33は、各トランジスタT1及びT2のベースエミッタ
キャパシタンスによって実質的に形成された、差動回路
の各入力のキャパシタンスと整合することを可能にす
る。インダクタンス40及び41は、トランジスタT1
及びT2のベースキャパシタンスと整合することを可能
にする。インダクタンス40及び41は、実際に、入力
信号のパスと、接続パッド及び集積回路を含むパッケー
ジのインダクタンスとに関連するインダクタンスを符号
化する。トランジスタT1及びT2の入力インピーダン
スがより誘導的であり、帯域が狭いことに、留意すべき
である。
ことを可能にし、カスコード組立体は、LC回路30及
び31によって形成された無効負荷から入力インピーダ
ンスを独立させる。低雑音増幅器を得るために、それぞ
れのLC回路は、選択された値、即ち選択された使用帯
域の中心周波数で、共振されなければならない。それゆ
え、受信ヘッドの各帯域は、それらに専用のLNAに対
応付けられる。
えば、欧州特許出願第0911969号に記載されてお
り、その内容は、参考文献としてここで取り入れられ
る。
間に関する問題に加えて、動作する増幅器を選択する更
なるスイッチの必要性が、切替遅延のために、システム
をオンにする遅延を生じ得る。更に、スイッチの使用
は、更なる空間をとり、制御信号を必要とする。
単一低雑音増幅器しか用いず、二重帯域システムに割り
当てられる、新規な無線周波数信号受信ヘッドを提供す
る。
過帯域を有する低雑音増幅器を提供する。
ってとられる空間を最小にするために、スイッチの使用
を最小にする解決策を提供する。
ムに十分に適用された解決策を提供する。
ために、本発明の実施形態は、少なくとも1つの第1の
入力増幅器と、第1の増幅器とカスコードに組み立てら
れた少なくとも1つの第2の増幅器と、二重帯域増幅器
回路を形成するために、第1の周波数及び第2の周波数
に対して最大値をそれぞれ示す2つのインピーダンスを
含む、第2の増幅器と直列に取り付けられた少なくとも
1つの無効インピーダンス回路とを含む増幅器回路を提
供する。
ーダンスは、直列に接続され、回路の2つの動作周波数
の一方で、最大値及び高尖鋭度を各々示すような大きさ
にされる。
ダンスは、コンデンサとそれに並列に接続されたインダ
クタンスとによって形成される。
ダンスのインダクタンスとコンデンサとのそれぞれの比
は、3000から4500の間の範囲にある。
ンスのインダクタンス及びコンデンサは、第1のインピ
ーダンスのインダクタンスとコンデンサとの比の平方根
が第2のインピーダンスのインダクタンスの値の10
10倍よりも大きく、第2のインピーダンスのインダク
タンスとコンデンサとの比の平方根が第1のインピーダ
ンスのインダクタンスの値の0.5*1010倍よりも
大きくなるような大きさにされる。
の同じ分岐を含み、その各々は、無効インピーダンス回
路と直列に接続された、第1の増幅器及び第2の増幅器
のカスコード組立体から形成される。
を有し、そのそれぞれのインピーダンスが、増幅器の2
つの動作周波数帯域をカバーする広帯域整合を得るよう
な大きさにされる。
路を含み、異なる周波数の2つの帯域で動作するに適合
する無線周波信号受信ヘッドを提供する。
面を用いて、何ら限定しない具体的な実施形態を以下に
詳細に説明する。
参照符号で指示されている。明確にするために、本発明
の理解に必要な要素だけが、図面に表され、以下で説明
されている。特に、図3で概略的に表された実際の受信
部分(アンテナ、変圧器)は、本発明の目的対象ではな
いため、更に詳細には説明しない。同様に、中間周波信
号の利用は、本発明の目的対象ではないために、詳細に
説明しない。
ピーダンスを形成するトラップ回路(LC)のインピー
ダンスについて、入力インピーダンスの独立性を完全に
用いることによって低雑音増幅器を形成するために、増
幅器のカスコード構造の効果を得る。
器の入力インピーダンスは、システムで所望される2つ
の使用帯域をカバーする広入力通過帯域を得るような大
きさにされる。
々の共振周波数を有する無効負荷を提供することであ
る。
策は、差動増幅器回路の各分岐に対する2つのLC回路
と、受信信号の周波数帯域に従うLC回路の選択器とを
提供する。しかしながら、この解決策は、スイッチの使
用を必要とするために、好ましい解決策ではない。その
オン状態の抵抗は、増幅器の尖鋭度を変更するリスクが
ある。通過帯域を広げたこの尖鋭度を変更することは、
雑音を増加し、増幅器利得を減らす。
線周波受信ヘッド50の実施形態を概略的に表してい
る。この無線周波受信ヘッドは、実質的に、二重帯域の
低雑音増幅器51(BILNA)から形成される。好ま
しくは、回路51は、差動構造を有し、例えば図3の信
号RF及びNRFに対応する入力無線周波信号IN及び
NINを受信する。増幅器51の差動出力OUT及びN
OUTは、図示されていない制御信号に加えて、局部発
振器OL1及びOL2からの周波数を受信する従来の影
像周波除去ミキサ10の差動入力に送信される。従来、
ミキサ10の出力は、システムに所望される中間周波数
で信号FIを提供する。
ド組立体の無効負荷として、全周波数帯域で同じ値を持
たない無効インピーダンスを用いることにある。本発明
の好ましい実施形態によれば、これら無効インピーダン
スは、直列に接続された2つのインピーダンスの形態で
提供される。インピーダンスの第1のインピーダンス
は、二重帯域システムの2つの周波数の第1の周波数に
対して最大値を有する。その値は、周波数の第2の周波
数に対してできる限り最小になる。第1のインピーダン
スは、逆に、第2の周波数に対して最大値を有し、第1
の周波数に対してできる限り最小値を有する。このよう
な無効インピーダンスを用いて、得られた増幅器回路
は、二重帯域システムの2つの中心周波数で、それぞ
れ、2つの最大値を持つ利得を有する。
無効インピーダンスのインピーダンス−周波数特性を表
している。図6に描かれたように、インピーダンスは、
両方のシステム動作周波数f1及びf2に対して最大値
ZMを示す。周波数f1における第1のピークは、用い
られた第1のインピーダンスの実質的な結果であり、第
2のピークは、用いられた第2のインピーダンスの実質
的な結果である。前述されたように、他のインピーダン
スが最大寄与(contribution)にもたらされたとき、各イ
ンピーダンスの寄与が最小になる。従って、周波数が周
波数f1及びf2から発散するとすぐに、インピーダン
スZが大きく減少する。
等しく表されているが、これは一例であり、そのレベル
は互いに異なってもよいことに留意すべきである。
て、該構造の各分岐は、本発明によれば二重無効インピ
ーダンスを含むことも留意すべきである。
される周波数f1及びf2が、第2のインピーダンスに
対して、逆にシステム周波数に従って、無視される第1
の直列無効インピーダンスを有効にするために互いに十
分に離れていることの効果を得る。
形態を表している。この図は、図4に描かれたような従
来の増幅器の要素を再び描いており、図4のLC回路3
0及び31の代わりに2つのインピーダンスZ1、Z2
及びZ1´、Z2´の配置が実質的に異なる。
T3)、インピーダンスZ1はインダクタンスL1とそ
れに並列なコンデンサC1とから形成され、インピーダ
ンスZ2はインダクタンスL2とそれに並列なコンデン
サC2とから形成される。第2の分岐の側で(トランジ
スタT2及びT4)、インピーダンスZ1´はインダク
タンスL1´とそれに並列なコンデンサC1´とから形
成され、インピーダンスZ2´はインダクタンスL2´
とそれに並列なコンデンサC2´とから形成される。
タンス40´及び41´とそれぞれのエミッタインダク
タンス32´及び33´とは、システムの2つの周波数
帯域をカバーする入力インピーダンス整合を得るため
に、小さい尖鋭度を示すような大きさにされることに留
意すべきである。
ンサ及びインダクタンスの値は、対称であることも留意
すべきである。従って、C1=C1´、L1=L1´、
C2=C2´及びL2=L2´である。
のコンデンサ及びインダクタンスのそれぞれの値が、周
波数f1及びf2で強い利得を得るために、増幅器回路
のインピーダンスについて所望される最大値に適合され
ることである。これは、増幅帯域で低雑音率を得るため
に2つの狭帯域を有することを所望することと一致す
る。
のそれぞれの値の他の特徴は、周波数f1及びf2の値
と関連性がある。実際に、コンデンサ及びインダクタン
スは、2πf1=1/√(L1・C1)及び2πf2=
1/√(L2・C2)のような大きさにしなければなら
ない。
デンサは、L1/C1及びL2/C2の比が3000か
ら4500の範囲内になるような大きさとなるのが好ま
しい。
の比に基づいて、所望の周波数f1及びf2に従って、
素子L1、C1及びL2、C2の大きさについて可能な
値の範囲が得られる。この値の範囲での選択は、本発明
によれば、一方で、他のインピーダンスが最大になると
き各インピーダンスが最小になり、集積回路を形成する
増幅器回路の集積と互換性を有するように行われる。
(L1・C1)>1010・L2及び√(L2・C2)
>0.5*1010・L1のような関係を満足する大き
さとなるのが好ましい。
び1.85GHzの周波数の二重帯域移動電話に対する
無線周波受信ヘッドに適合し、以下の値が、図7の増幅
器回路を形成するために用いられてもよい。 L1=9nH C1=2.5pF L2=4.5nH C2=1.125pF
得が周波数f1及びf2で得られる。周波数f1及びf
2で最大インピーダンスのそれぞれの構成要素は、それ
ぞれのインピーダンスZ1及びZ2について250及び
273オームである。
されたことは、インピーダンスZ1´及びZ2´にも適
用されることに留意すべきである。
周波受信ヘッドと接続するために、いずれの従来の影像
除去システムも、好ましくは図2に描かれたような影像
周波除去ミキサを下流で用いてもよい。
めに、受信ヘッドの入力/出力端子の数を減らすことを
可能にすることである。
が両帯域で永久に動作するために、一方の帯域から他方
の帯域への全ての切り替え遅延を抑制することである。
は他方の増幅器回路をアクチベートするために制御信号
を用いることをもはや必要としないことである。これ
は、表面及び消費利得を提供する。
になり、携帯電話の独立性を増加するので、機動性に貢
献するという効果を有する。
々の変更、修正及び改善をすることができる。特に、本
発明の低雑音二重帯域増幅器回路の種々の素子の大きさ
は、前述した関係及び機能指示に基づいて当業者の能力
の中で決めることができる。更に、本発明による二重帯
域増幅回路は、バイポーラトランジスタ又はMOSトラ
ンジスタで作られることも留意すべきである。更に、本
発明の実現は、低雑音増幅回路の従来の別の機能の実現
と互換性がある。例えば、本発明は、前述した欧州特許
出願第0911969号に記載されたような二重利得増
幅器機能と組み合わせてもよい。
する差動増幅器について前述してきたけれども、本発明
の原理(直列の無効インピーダンス)もまた、差動構造
を有さない低雑音増幅器内に実現されるものであっても
よいことに留意すべきである。移動電話の無線周波受信
ヘッドにおいて、本発明による増幅器回路の集積は、そ
れが差動構造を有しても有さなくても、従来の増幅器の
集積と実質的に同じである。
てきたけれども、隣接する中心周波数の間の比が実質的
に同じになるように提供された別の多重帯域システム、
例えば三重帯域システムに置き換えることも容易である
ことに留意すべきである(例えば周波数f1が950M
z及び周波数f2が1.85GHzならば、第3の中心
周波数f3は、およそ450MHz又は3.8GHzに
しなければならない)。このような応用について、周波
数f1及びf2に予め規定されたインピーダンス規則
は、f3>f2ならばf2及びf3について、f3<f
1ならばf3及びf1について関連することを把握する
ことになる。
示の中にあり、本発明の技術的思想及び見地の中にあ
る。従って、前述は例としてのみであり、限定しようと
するものではない。本発明は、特許請求の範囲及びそれ
らの均等物として規定されるものにのみ限定される。
路構成図である。
路構成図である。
成図である。
の概略図である。
ーダンス周波数特性を表すグラフである。
回路構成図である。
ミッタインダクタンス 34、36 インダクタンス 35、37 コンデンサ 38 供給電圧Vccの端子 39 電流源 40、40´、41、41´ 整合インダクタンス、ベ
ースインダクタンス 50 無線周波受信ヘッド 51 二重帯域低雑音増幅器
Claims (8)
- 【請求項1】 少なくとも1つの第1の入力増幅器(T
1)と、 前記第1の増幅器とカスコードに組み立てられた少なく
とも1つの第2の増幅器(T3)と、 二重帯域増幅器回路を形成するために、第1の周波数
(f1)及び第2の周波数(f2)に対して最大値をそ
れぞれ示す2つのインピーダンス(Z1、Z2)を含
む、前記第2の増幅器と直列に取り付けられた少なくと
も1つの無効インピーダンス回路とを含むことを特徴と
する増幅器回路。 - 【請求項2】 前記インピーダンス(Z1、Z2)は、
直列に接続され、前記回路の2つの動作周波数(f1、
f2)の一方で、最大値及び高尖鋭度を各々示すような
大きさにされることを特徴とする請求項1に記載の増幅
器回路。 - 【請求項3】 各インピーダンス(Z1、Z2)は、コ
ンデンサ(C1、C2)とそれに並列に接続されたイン
ダクタンス(L1、L2)とによって形成されることを
特徴とする請求項1に記載の増幅器回路。 - 【請求項4】 各インピーダンス(Z1、Z2)の前記
インダクタンス(L1、L2)と前記コンデンサ(C
1、C2)とのそれぞれの比は、3000から4500
の間の範囲にあることを特徴とする請求項3に記載の増
幅器回路。 - 【請求項5】 前記インピーダンス(Z1、Z2)の前
記インダクタンス(L1、L2)及び前記コンデンサ
(C1、C2)は、前記第1のインピーダンス(Z1)
の前記インダクタンス(L1)と前記コンデンサ(C
1)との比の平方根が前記第2のインピーダンス(Z
2)の前記インダクタンス(L2)の値の1010倍よ
りも大きく、前記第2のインピーダンス(Z2)の前記
インダクタンス(L2)と前記コンデンサ(C2)との
比の平方根が前記第1のインピーダンス(Z1)の前記
インダクタンス(L1)の値の0.5*1010倍より
も大きくなるような大きさにされることを特徴とする請
求項3に記載の増幅器回路。 - 【請求項6】 並列な2つの同じ分岐を含み、その各々
は、無効インピーダンス回路(Z1、Z2;Z1´、Z
2´)と直列に接続された、第1の増幅器(T1、T
2)及び第2の増幅器(T3、T4)のカスコード組立
体から形成されることを特徴とする請求項1に記載の増
幅器回路。 - 【請求項7】 差動入力部(IN、NIN)を有し、そ
の前記それぞれのインピーダンス(40´、41´)
が、前記増幅器の2つの動作周波数帯域をカバーする広
帯域整合を得るような大きさにされることを特徴とする
請求項6に記載の増幅器回路。 - 【請求項8】 請求項1から7のいずれか1項に記載の
増幅器回路を含み、異なる周波数の2つの帯域で動作す
るに適合することを特徴とする無線周波信号受信ヘッ
ド。
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