JP2001086587A - 超音波トランスデューサ - Google Patents
超音波トランスデューサInfo
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- JP2001086587A JP2001086587A JP25805799A JP25805799A JP2001086587A JP 2001086587 A JP2001086587 A JP 2001086587A JP 25805799 A JP25805799 A JP 25805799A JP 25805799 A JP25805799 A JP 25805799A JP 2001086587 A JP2001086587 A JP 2001086587A
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- filter
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成で、広帯域の周波数に亘り所望の
インピーダンス特性、周波数通過特性等の特性を持たせ
ることができる超音波トランスデューサを提供する。 【解決手段】 圧電素子１０の等価回路定数である抵抗
Ｒ、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣａ、Ｃｂの
うちのインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣａ、Ｃｂ
をバタワース型フィルタの一部の回路定数に当てはめ、
バタワース型フィルタの残り部分を構成するに必要なイ
ンダクタンスＬ１，Ｌ２及びキャパシタンスＣ２，Ｃ’
を圧電素子１０に接続する。
インピーダンス特性、周波数通過特性等の特性を持たせ
ることができる超音波トランスデューサを提供する。 【解決手段】 圧電素子１０の等価回路定数である抵抗
Ｒ、インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣａ、Ｃｂの
うちのインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣａ、Ｃｂ
をバタワース型フィルタの一部の回路定数に当てはめ、
バタワース型フィルタの残り部分を構成するに必要なイ
ンダクタンスＬ１，Ｌ２及びキャパシタンスＣ２，Ｃ’
を圧電素子１０に接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、超音波探傷器、超
音波流量計、超音波医療器等に用いることができ、電気
信号を超音波に変換し、または超音波を受信して電気信
号に変換する圧電素子を有する超音波トランスデューサ
に関する。
音波流量計、超音波医療器等に用いることができ、電気
信号を超音波に変換し、または超音波を受信して電気信
号に変換する圧電素子を有する超音波トランスデューサ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の超音波トランスデューサにおいて
は、狭帯域で使用される場合、電気インピーダンスの整
合等、周波数通過特性については特別な配慮がされてい
ない例が多かった。もしもインピーダンス整合を行うと
すれば、一般的に図１８に示す構成が考えられる。即
ち、超音波トランスデューサの圧電素子３０に直列(図
１８(ａ))にまたは並列(図１８（ｂ）)にインダクタン
スＬ０を接続し、このインダクタンスＬ０によって圧電
素子３０のインピーダンスの内のリアクタンス分を相殺
して純抵抗にすると共に、トランスＴ０を用いて圧電素
子３０の抵抗分を目的のインピーダンスに整合するとい
う方式である。または別の構成として、図１８（ｃ）、
（ｄ）に示すように、インダクタンスＬ０とキャパシタ
ンスＣ０を圧電素子３０に接続してリアクタンスの相殺
と抵抗分の整合とを同時に行う方式が考えられる。
は、狭帯域で使用される場合、電気インピーダンスの整
合等、周波数通過特性については特別な配慮がされてい
ない例が多かった。もしもインピーダンス整合を行うと
すれば、一般的に図１８に示す構成が考えられる。即
ち、超音波トランスデューサの圧電素子３０に直列(図
１８(ａ))にまたは並列(図１８（ｂ）)にインダクタン
スＬ０を接続し、このインダクタンスＬ０によって圧電
素子３０のインピーダンスの内のリアクタンス分を相殺
して純抵抗にすると共に、トランスＴ０を用いて圧電素
子３０の抵抗分を目的のインピーダンスに整合するとい
う方式である。または別の構成として、図１８（ｃ）、
（ｄ）に示すように、インダクタンスＬ０とキャパシタ
ンスＣ０を圧電素子３０に接続してリアクタンスの相殺
と抵抗分の整合とを同時に行う方式が考えられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、かかる
一般的なインピーダンス整合方式では、原理的に単一周
波数に対しては、非常に良好なインピーダンス整合がな
されるが、周波数帯域の広い信号を扱う場合には、周波
数に対してリアクタンスが大幅に変化し、また、抵抗分
についても変化が激しく、広い周波数範囲で十分なイン
ピーダンス整合がなされないため、電気−超音波、また
はその逆の変換能率が悪く、またインピーダンス整合が
なされていない周波数においては、信号の反射が起こ
り、不要な残響を引き起こす場合がある、という課題が
ある。
一般的なインピーダンス整合方式では、原理的に単一周
波数に対しては、非常に良好なインピーダンス整合がな
されるが、周波数帯域の広い信号を扱う場合には、周波
数に対してリアクタンスが大幅に変化し、また、抵抗分
についても変化が激しく、広い周波数範囲で十分なイン
ピーダンス整合がなされないため、電気−超音波、また
はその逆の変換能率が悪く、またインピーダンス整合が
なされていない周波数においては、信号の反射が起こ
り、不要な残響を引き起こす場合がある、という課題が
ある。
【０００４】また、例えば、遅延材を用いているため残
響がさほど問題にならず、インピーダンス整合が重要で
ない場合もあるが、その場合であっても、超音波トラン
スデューサに所望の周波数通過特性等の特性を持たせた
い場合があり、従来の構成では、かかる要求に答えるこ
とはできない、という問題がある。
響がさほど問題にならず、インピーダンス整合が重要で
ない場合もあるが、その場合であっても、超音波トラン
スデューサに所望の周波数通過特性等の特性を持たせた
い場合があり、従来の構成では、かかる要求に答えるこ
とはできない、という問題がある。
【０００５】本発明はかかる課題に鑑みなされたもの
で、簡単な構成で、所望の特性を持たせることができる
超音波トランスデューサを提供することをその目的とす
る。
で、簡単な構成で、所望の特性を持たせることができる
超音波トランスデューサを提供することをその目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の発明は、圧電素子を有し電気信号を超
音波信号にまたは超音波信号を電気信号に変換する超音
波トランスデューサにおいて、前記圧電素子の等価回路
定数の一部を所望の特性を持つフィルタ回路の一部の回
路定数に当てはめ、フィルタ回路の残り部分を構成する
に必要な回路定数を持つ回路素子を前記圧電素子に接続
したことを特徴とする。
に請求項１記載の発明は、圧電素子を有し電気信号を超
音波信号にまたは超音波信号を電気信号に変換する超音
波トランスデューサにおいて、前記圧電素子の等価回路
定数の一部を所望の特性を持つフィルタ回路の一部の回
路定数に当てはめ、フィルタ回路の残り部分を構成する
に必要な回路定数を持つ回路素子を前記圧電素子に接続
したことを特徴とする。
【０００７】圧電素子の等価回路をフィルタ回路の一部
として見なし、通常のフィルタ回路設計と発想を逆転
し、前記等価回路定数の一部を該フィルタ回路の一部の
回路定数に当てはめる。そして、フィルタ回路の残り部
分を構成するに必要な回路定数を持つインダクタンスま
たはキャパシタンス等の回路素子を前記圧電素子に接続
し、全体として所望のフィルタ回路が構成されるように
する。例えば、等価回路中の抵抗分をフィルタ回路の特
性インピーダンスとし、リアクタンス分を相殺するよう
なフィルタ回路を選択すれば、インピーダンス整合をと
ることができる。
として見なし、通常のフィルタ回路設計と発想を逆転
し、前記等価回路定数の一部を該フィルタ回路の一部の
回路定数に当てはめる。そして、フィルタ回路の残り部
分を構成するに必要な回路定数を持つインダクタンスま
たはキャパシタンス等の回路素子を前記圧電素子に接続
し、全体として所望のフィルタ回路が構成されるように
する。例えば、等価回路中の抵抗分をフィルタ回路の特
性インピーダンスとし、リアクタンス分を相殺するよう
なフィルタ回路を選択すれば、インピーダンス整合をと
ることができる。
【０００８】前記フィルタ回路は、バタワース型フィル
タとすることができる。バタワース型フィルタは、別
名、最大平坦特性フィルタとも呼ばれ、フィルタの通過
特性が通過域内で平坦に近い特性をしている。その関係
で通過域の多くの部分でインピーダンス特性の抵抗成分
は、一定値、例えば特性インピーダンスと一致し、リア
クタンス成分はほぼ０Ωとなる特性を有している。従っ
て、広帯域な通過特性が得られ、また、広帯域に亘りイ
ンピーダンス整合がなされる。
タとすることができる。バタワース型フィルタは、別
名、最大平坦特性フィルタとも呼ばれ、フィルタの通過
特性が通過域内で平坦に近い特性をしている。その関係
で通過域の多くの部分でインピーダンス特性の抵抗成分
は、一定値、例えば特性インピーダンスと一致し、リア
クタンス成分はほぼ０Ωとなる特性を有している。従っ
て、広帯域な通過特性が得られ、また、広帯域に亘りイ
ンピーダンス整合がなされる。
【０００９】また、前記等価回路定数が、直列に接続さ
れた直列インダクタンスＬ、直列キャパシタンスＣａ及
び抵抗Ｒと、これらに並列に接続された並列キャパシタ
ンスＣｂである場合、前記フィルタ回路は、３次以上の
Ｔ形バタワース型バンドパスフィルタとすることができ
る。または、前記等価回路定数が、並列に接続された抵
抗ＲとキャパシタンスＣｂである場合、前記フィルタ回
路は、３次以上のπ形バタワース型バンドパスフィルタ
とすることができる。３次のバタワース型バンドパスフ
ィルタは、広い周波数通過特性を持ち、簡単に構成する
ことができるので好ましいが、等価回路の抵抗、インダ
クタンスまたはキャパシタンスの値によっては３次でフ
ィルタ回路を構成できない場合には、４次、５次と順次
フィルタの次数を上げていくとよい。
れた直列インダクタンスＬ、直列キャパシタンスＣａ及
び抵抗Ｒと、これらに並列に接続された並列キャパシタ
ンスＣｂである場合、前記フィルタ回路は、３次以上の
Ｔ形バタワース型バンドパスフィルタとすることができ
る。または、前記等価回路定数が、並列に接続された抵
抗ＲとキャパシタンスＣｂである場合、前記フィルタ回
路は、３次以上のπ形バタワース型バンドパスフィルタ
とすることができる。３次のバタワース型バンドパスフ
ィルタは、広い周波数通過特性を持ち、簡単に構成する
ことができるので好ましいが、等価回路の抵抗、インダ
クタンスまたはキャパシタンスの値によっては３次でフ
ィルタ回路を構成できない場合には、４次、５次と順次
フィルタの次数を上げていくとよい。
【００１０】また、等価回路の抵抗Ｒが、構成可能なフ
ィルタ回路に対して値が大きすぎる場合には、抵抗Ｒ’
を圧電素子に並列に接続し、等価回路中の抵抗Ｒのみの
場合に比べて、ＲとＲ’とで合成された小さな抵抗とす
ることができる。
ィルタ回路に対して値が大きすぎる場合には、抵抗Ｒ’
を圧電素子に並列に接続し、等価回路中の抵抗Ｒのみの
場合に比べて、ＲとＲ’とで合成された小さな抵抗とす
ることができる。
【００１１】また、等価回路中の並列キャパシタンスＣ
ｂが、フィルタ回路を構成するのには小さすぎる場合に
は、フィルタ回路の残り部分を構成する回路素子の１つ
としてキャパシタンスＣ’を圧電素子に並列に接続し、
等価回路中の並列キャパシタンスＣｂのみの場合と比べ
て、ＣｂとＣ’とで合成された大きなキャパシタンスと
することができる。
ｂが、フィルタ回路を構成するのには小さすぎる場合に
は、フィルタ回路の残り部分を構成する回路素子の１つ
としてキャパシタンスＣ’を圧電素子に並列に接続し、
等価回路中の並列キャパシタンスＣｂのみの場合と比べ
て、ＣｂとＣ’とで合成された大きなキャパシタンスと
することができる。
【００１２】フィルタ回路としては、上述のバタワース
型バンドパスフィルタに限らず、チェビシェフ型、ベッ
セル型、位相線形型等のフィルタを構成することがで
き、これらは、フィルタ回路の残り部分を構成するに必
要なインダクタンスまたはキャパシタンスのパラメータ
をそれぞれのフィルタ回路に応じて、変えることで、実
現することができる。そして、各フィルタ回路特有の周
波数通過特性、インピーダンス特性、さらには、群遅延
特性を考慮して、上記いずれかのフィルタ回路を選択す
ることも可能である。
型バンドパスフィルタに限らず、チェビシェフ型、ベッ
セル型、位相線形型等のフィルタを構成することがで
き、これらは、フィルタ回路の残り部分を構成するに必
要なインダクタンスまたはキャパシタンスのパラメータ
をそれぞれのフィルタ回路に応じて、変えることで、実
現することができる。そして、各フィルタ回路特有の周
波数通過特性、インピーダンス特性、さらには、群遅延
特性を考慮して、上記いずれかのフィルタ回路を選択す
ることも可能である。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明の実施
の形態を説明する。
の形態を説明する。
【００１４】図１は本発明の超音波トランスデューサの
第１の実施形態を表す回路図である。図において、超音
波トランスデューサは、チタン酸鉛系の圧電素子１０を
有している。チタン酸鉛系の圧電素子１０の等価回路定
数は、図示のように、直列に接続された直列インダクタ
ンスＬ、直列キャパシタンスＣａ及び抵抗Ｒと、これら
に並列に接続された並列キャパシタンスＣｂとなる。
第１の実施形態を表す回路図である。図において、超音
波トランスデューサは、チタン酸鉛系の圧電素子１０を
有している。チタン酸鉛系の圧電素子１０の等価回路定
数は、図示のように、直列に接続された直列インダクタ
ンスＬ、直列キャパシタンスＣａ及び抵抗Ｒと、これら
に並列に接続された並列キャパシタンスＣｂとなる。
【００１５】この等価回路定数の抵抗Ｒを負荷抵抗と
し、直列インダクタンスＬ及び直列キャパシタンスＣ
ａ、並列キャパシタンスＣｂをフィルタ回路の一部と
し、さらに、インダクタンスＬ１、キャパシタンスＣ
１、インダクタンスＬ２、キャパシタンスＣ’をフィル
タ回路の残りの部分を構成する回路素子として、これら
を圧電素子１０に接続して、全体で３次のＴ形バタワー
ス型バンドパスフィルタを構成している。３次の場合、
負荷抵抗＝入力抵抗とすれば、Ｌ＝Ｌ１、Ｃａ＝Ｃ１と
なる。また、Ｌ２の値は、バタワース型バンドパスフィ
ルタの既知の公式または数値表から求めることができ
る。Ｃ’の値は、Ｃｂとの合成キャパシタンスが、公式
または数値表から必要とされる２段目のキャパシタンス
に等しくなるようにすると良い。即ち、Ｃｂが必要とさ
れるキャパシタンスよりも小さい場合に、Ｃ’を追加し
て、実質的にＣｂの値を大きくすることができる。従っ
て、Ｃｂが必要とされるキャパシタンスに等しい場合に
は、Ｃ’は不要であり、他方、Ｃｂが必要とされるキャ
パシタンスよりも大きい場合には、３次ではフィルタを
構成できないので、フィルタの次数を上げて、４次、５
次…とすることによって、いずれかの高次バタワース型
フィルタを構成することができる。
し、直列インダクタンスＬ及び直列キャパシタンスＣ
ａ、並列キャパシタンスＣｂをフィルタ回路の一部と
し、さらに、インダクタンスＬ１、キャパシタンスＣ
１、インダクタンスＬ２、キャパシタンスＣ’をフィル
タ回路の残りの部分を構成する回路素子として、これら
を圧電素子１０に接続して、全体で３次のＴ形バタワー
ス型バンドパスフィルタを構成している。３次の場合、
負荷抵抗＝入力抵抗とすれば、Ｌ＝Ｌ１、Ｃａ＝Ｃ１と
なる。また、Ｌ２の値は、バタワース型バンドパスフィ
ルタの既知の公式または数値表から求めることができ
る。Ｃ’の値は、Ｃｂとの合成キャパシタンスが、公式
または数値表から必要とされる２段目のキャパシタンス
に等しくなるようにすると良い。即ち、Ｃｂが必要とさ
れるキャパシタンスよりも小さい場合に、Ｃ’を追加し
て、実質的にＣｂの値を大きくすることができる。従っ
て、Ｃｂが必要とされるキャパシタンスに等しい場合に
は、Ｃ’は不要であり、他方、Ｃｂが必要とされるキャ
パシタンスよりも大きい場合には、３次ではフィルタを
構成できないので、フィルタの次数を上げて、４次、５
次…とすることによって、いずれかの高次バタワース型
フィルタを構成することができる。
【００１６】３次のバタワース型フィルタを構成した場
合の、周波数通過特性と、インピーダンス特性の計算値
を図２及び図３に示す。図２に示すように、通過域内で
限りなく平坦に近い特性を示しており、広帯域の通過特
性が得られる。また、図３に示すように、図２の通過域
の多くの部分でインピーダンス特性の抵抗成分は例えば
５０Ω、リアクタンス成分はほぼ０Ωとなっている。従
って、バタワース型フィルタによって、リアクタンス成
分を相殺すると共に、さらに、トランスＴを用いて、抵
抗成分を例えば５０Ωの特性インピーダンスに整合する
ことにより、広帯域に亘りインピーダンス整合がなされ
て、超音波トランスデューサからの不要な電気的反射を
極力抑えて、不必要な残響が減少し、超音波トランスデ
ューサの感度を向上させることができる。
合の、周波数通過特性と、インピーダンス特性の計算値
を図２及び図３に示す。図２に示すように、通過域内で
限りなく平坦に近い特性を示しており、広帯域の通過特
性が得られる。また、図３に示すように、図２の通過域
の多くの部分でインピーダンス特性の抵抗成分は例えば
５０Ω、リアクタンス成分はほぼ０Ωとなっている。従
って、バタワース型フィルタによって、リアクタンス成
分を相殺すると共に、さらに、トランスＴを用いて、抵
抗成分を例えば５０Ωの特性インピーダンスに整合する
ことにより、広帯域に亘りインピーダンス整合がなされ
て、超音波トランスデューサからの不要な電気的反射を
極力抑えて、不必要な残響が減少し、超音波トランスデ
ューサの感度を向上させることができる。
【００１７】一方、図１の超音波トランスデューサにお
いて、Ｌ１とＣ１を削除し、２次のバタワース型フィル
タを構成することも可能である。２次の場合は、通過特
性が平坦でなくなるが、このような通過特性でも許容可
能である場合には、２次のバタワース型フィルタを構成
することとしても良い。
いて、Ｌ１とＣ１を削除し、２次のバタワース型フィル
タを構成することも可能である。２次の場合は、通過特
性が平坦でなくなるが、このような通過特性でも許容可
能である場合には、２次のバタワース型フィルタを構成
することとしても良い。
【００１８】図４は、本発明の超音波トランスデューサ
の第２の実施形態を表す回路図である。図において、超
音波トランスデューサは、ニオブ酸鉛系の圧電素子２０
を有している。ニオブ酸鉛系の圧電素子２０は、電気的
共振特性を示さずに、並列に接続された抵抗Ｒと並列キ
ャパシタンスＣｂとから構成される。
の第２の実施形態を表す回路図である。図において、超
音波トランスデューサは、ニオブ酸鉛系の圧電素子２０
を有している。ニオブ酸鉛系の圧電素子２０は、電気的
共振特性を示さずに、並列に接続された抵抗Ｒと並列キ
ャパシタンスＣｂとから構成される。
【００１９】この等価回路の抵抗Ｒを負荷抵抗とし、並
列キャパシタンスＣｂをフィルタ回路の一部とし、さら
に、インダクタンスＬ２１、キャパシタンスＣ２１、イ
ンダクタンスＬ２２、キャパシタンスＣ２２、インダク
タンスＬ２３をフィルタ回路の残りの部分を構成する回
路素子として、これらを圧電素子２０に接続して、全体
で３次のπ形バタワース型バンドパスフィルタを構成し
ている。３次の場合、負荷抵抗＝入力抵抗とすれば、Ｌ
２１＝Ｌ２３、Ｃ２１＝Ｃｂとなる。また、Ｌ２１，Ｌ
２３，Ｌ２２，Ｃ２２の値は、バタワース型バンドパス
フィルタの既知の公式または数値表から求めることがで
きる。また、Ｒの値が大きすぎる場合には、抵抗Ｒ’を
追加して、実質的にＲの値を小さくすることができる。
また、キャパシタンスＣｂの値を実質的に大きくしたい
場合には、第１実施形態と同様の手法により、キャパシ
タンスＣ’を並列に接続することもできる。
列キャパシタンスＣｂをフィルタ回路の一部とし、さら
に、インダクタンスＬ２１、キャパシタンスＣ２１、イ
ンダクタンスＬ２２、キャパシタンスＣ２２、インダク
タンスＬ２３をフィルタ回路の残りの部分を構成する回
路素子として、これらを圧電素子２０に接続して、全体
で３次のπ形バタワース型バンドパスフィルタを構成し
ている。３次の場合、負荷抵抗＝入力抵抗とすれば、Ｌ
２１＝Ｌ２３、Ｃ２１＝Ｃｂとなる。また、Ｌ２１，Ｌ
２３，Ｌ２２，Ｃ２２の値は、バタワース型バンドパス
フィルタの既知の公式または数値表から求めることがで
きる。また、Ｒの値が大きすぎる場合には、抵抗Ｒ’を
追加して、実質的にＲの値を小さくすることができる。
また、キャパシタンスＣｂの値を実質的に大きくしたい
場合には、第１実施形態と同様の手法により、キャパシ
タンスＣ’を並列に接続することもできる。
【００２０】以上のように構成される第２実施形態にお
いても、第１実施形態と同様の効果が得られる。
いても、第１実施形態と同様の効果が得られる。
【００２１】
【実施例】以下、実際の構成例を示す。
【００２２】（実施例１）１ＭＨｚの超音波トランスデ
ューサのチタン酸鉛系の圧電素子をインピーダンスアナ
ライザーで測定した結果、図５に示すように、その等価
回路を構成する抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びキャパシ
タンスＣａ、Ｃｂの等価回路定数はＲ＝１．９５ｋΩ、
Ｌ＝４７６μＨ、Ｃａ＝５５．５ｐＦ、Ｃｂ＝２１０ｐ
Ｆであった。これらの一部を用いて、３次のバタワース
型フィルタを設計した場合の各回路定数の値を図６に示
す。図６においてＬ３＝Ｌ、Ｃ３＝Ｃａである。ＬとＣ
ａの値から逆算してバンドパスフィルタのカットオフ周
波数を求めると、低域カットオフ周波数ＦＬｃ＝７０６
ｋＨｚ、高域カットオフ周波数ＦＨｃ＝１．３５８ＭＨ
ｚとなる。図６においてＣ２は２５０ｐＦとなっている
が、Ｃｂが２１０ｐＦであるため、その不足分として
Ｃ’＝３９ｐＦを付加し、Ｌ１、Ｃ１、Ｌ２として不都
合を生じない範囲で近い標準数である４７０μＨ、５６
ｐＦ、１００μＨとし、更に、１：６のトランスＴで、
概ね５０Ωにインピーダンス整合して、図７に示す実施
例１を構成した。図７の実施例１のインピーダンス特性
を図８に、フィルタ回路を構成しない超音波トランスデ
ューサのインピーダンス特性を比較例１として図９に示
す。図８に示したように実施例１では、計算値とかなり
一致し、良好なインピーダンス整合がなされることが分
かる。
ューサのチタン酸鉛系の圧電素子をインピーダンスアナ
ライザーで測定した結果、図５に示すように、その等価
回路を構成する抵抗Ｒ、インダクタンスＬ及びキャパシ
タンスＣａ、Ｃｂの等価回路定数はＲ＝１．９５ｋΩ、
Ｌ＝４７６μＨ、Ｃａ＝５５．５ｐＦ、Ｃｂ＝２１０ｐ
Ｆであった。これらの一部を用いて、３次のバタワース
型フィルタを設計した場合の各回路定数の値を図６に示
す。図６においてＬ３＝Ｌ、Ｃ３＝Ｃａである。ＬとＣ
ａの値から逆算してバンドパスフィルタのカットオフ周
波数を求めると、低域カットオフ周波数ＦＬｃ＝７０６
ｋＨｚ、高域カットオフ周波数ＦＨｃ＝１．３５８ＭＨ
ｚとなる。図６においてＣ２は２５０ｐＦとなっている
が、Ｃｂが２１０ｐＦであるため、その不足分として
Ｃ’＝３９ｐＦを付加し、Ｌ１、Ｃ１、Ｌ２として不都
合を生じない範囲で近い標準数である４７０μＨ、５６
ｐＦ、１００μＨとし、更に、１：６のトランスＴで、
概ね５０Ωにインピーダンス整合して、図７に示す実施
例１を構成した。図７の実施例１のインピーダンス特性
を図８に、フィルタ回路を構成しない超音波トランスデ
ューサのインピーダンス特性を比較例１として図９に示
す。図８に示したように実施例１では、計算値とかなり
一致し、良好なインピーダンス整合がなされることが分
かる。
【００２３】さらに、図１０は実施例１と同様の超音波
トランスデューサ２個を音響的に密着させて信号の通過
特性を測定した結果であり、図１１はフィルタ回路を構
成しない従来例の通過特性である。図１１では、３ｄＢ
帯域幅４４３ｋＨｚ、挿入損失３０．０ｄＢであったの
に対して、図１０では、３ｄＢ帯域幅３２０ｋＨｚ、挿
入損失約１０ｄＢを得た。これから分かるように、帯域
幅をあまり犠牲にせずに超音波トランスデューサの感度
が概略２０ｄＢも向上した。
トランスデューサ２個を音響的に密着させて信号の通過
特性を測定した結果であり、図１１はフィルタ回路を構
成しない従来例の通過特性である。図１１では、３ｄＢ
帯域幅４４３ｋＨｚ、挿入損失３０．０ｄＢであったの
に対して、図１０では、３ｄＢ帯域幅３２０ｋＨｚ、挿
入損失約１０ｄＢを得た。これから分かるように、帯域
幅をあまり犠牲にせずに超音波トランスデューサの感度
が概略２０ｄＢも向上した。
【００２４】(実施例２)１ＭＨｚの超音波トランスデュ
ーサのニオブ酸鉛系の圧電素子をインピーダンスアナラ
イザーで測定した結果、図１２に示すように、その等価
回路定数はＲ＝３．８ｋΩ、Ｃｂ＝４８０ｐＦであっ
た。この例では、ＲとＣｂの積があまり大きすぎて、適
当なバンドパスフィルタを構成することができない。そ
こで、感度低下は覚悟して、抵抗Ｒ’＝４７０Ωを並列
に接続して、ＲとＲ’との合成抵抗を４１８Ωとした。
これらの一部を用いて、３次のバタワース型フィルタを
設計した場合の各回路定数の値を図１３に示す。図１３
においてＣ２３≒Ｃｂとなる。この例では、バンドパス
フィルタの低域カットオフ周波数ＦＬｃ＝６００ｋＨ
ｚ、高域カットオフ周波数ＦＨｃ＝１．４ＭＨｚとな
る。図１３においてＬ２１、Ｃ２１、Ｌ２２、Ｃ２２と
して不都合を生じない範囲で近い標準数である６３μ
Ｈ、４７０ｐＦ、１６６μＨ、１８０ｐＦとし、更に、
１：３のトランスＴ２で、概ね５０Ωにインピーダンス
整合して、図１４に示す実施例２を構成した。図１４の
実施例２のインピーダンス特性を図１５に、フィルタ回
路を構成しない超音波トランスデューサのインピーダン
ス特性を比較例２として図１６に示す。この実施例２に
おいても、広帯域でインピーダンスが５０Ωに整合され
ていることが分かる。
ーサのニオブ酸鉛系の圧電素子をインピーダンスアナラ
イザーで測定した結果、図１２に示すように、その等価
回路定数はＲ＝３．８ｋΩ、Ｃｂ＝４８０ｐＦであっ
た。この例では、ＲとＣｂの積があまり大きすぎて、適
当なバンドパスフィルタを構成することができない。そ
こで、感度低下は覚悟して、抵抗Ｒ’＝４７０Ωを並列
に接続して、ＲとＲ’との合成抵抗を４１８Ωとした。
これらの一部を用いて、３次のバタワース型フィルタを
設計した場合の各回路定数の値を図１３に示す。図１３
においてＣ２３≒Ｃｂとなる。この例では、バンドパス
フィルタの低域カットオフ周波数ＦＬｃ＝６００ｋＨ
ｚ、高域カットオフ周波数ＦＨｃ＝１．４ＭＨｚとな
る。図１３においてＬ２１、Ｃ２１、Ｌ２２、Ｃ２２と
して不都合を生じない範囲で近い標準数である６３μ
Ｈ、４７０ｐＦ、１６６μＨ、１８０ｐＦとし、更に、
１：３のトランスＴ２で、概ね５０Ωにインピーダンス
整合して、図１４に示す実施例２を構成した。図１４の
実施例２のインピーダンス特性を図１５に、フィルタ回
路を構成しない超音波トランスデューサのインピーダン
ス特性を比較例２として図１６に示す。この実施例２に
おいても、広帯域でインピーダンスが５０Ωに整合され
ていることが分かる。
【００２５】さらに、図１７は通過特性であり、実線が
実施例２に係る通過特性、点線が比較例２の通過特性で
ある。比較例２では、３ｄＢ帯域幅７４８ｋＨｚ、挿入
損失４４．５ｄＢであったのに対して、実施例２では、
３ｄＢ帯域幅５９８ｋＨｚ、挿入損失３０．９ｄＢであ
った。実施例２では、Ｒ’＝４７０Ωという抵抗を付加
して、Ｒに対して概ね１０倍の損失を持たせたにも拘わ
らず、実施例１と同様に、周波数帯域幅をあまり犠牲に
せずに約１３．５ｄＢもの感度を向上させることができ
た。
実施例２に係る通過特性、点線が比較例２の通過特性で
ある。比較例２では、３ｄＢ帯域幅７４８ｋＨｚ、挿入
損失４４．５ｄＢであったのに対して、実施例２では、
３ｄＢ帯域幅５９８ｋＨｚ、挿入損失３０．９ｄＢであ
った。実施例２では、Ｒ’＝４７０Ωという抵抗を付加
して、Ｒに対して概ね１０倍の損失を持たせたにも拘わ
らず、実施例１と同様に、周波数帯域幅をあまり犠牲に
せずに約１３．５ｄＢもの感度を向上させることができ
た。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
前記圧電素子の等価回路定数の一部を所望の特性を持つ
フィルタ回路の一部の回路定数に当てはめ、フィルタ回
路の残り部分を構成するに必要な回路定数を持つ回路素
子を前記圧電素子に接続することにより、所望の特性を
超音波トランスデューサに持たせることができる。
前記圧電素子の等価回路定数の一部を所望の特性を持つ
フィルタ回路の一部の回路定数に当てはめ、フィルタ回
路の残り部分を構成するに必要な回路定数を持つ回路素
子を前記圧電素子に接続することにより、所望の特性を
超音波トランスデューサに持たせることができる。
【００２７】特に、フィルタ回路をバタワース型フィル
タとすることによって、その周波数通過特性が通過域内
で平坦に近くなり、広帯域な通過特性を得て、また、広
帯域に亘りインピーダンス整合をなすことができる。従
って、超音波トランスデューサを広帯域化することがで
き、十分な情報の伝達ができる。また、電気音響変換能
率が上がり感度が向上すると共に、電気信号の不必要な
反射が減少し信号波形の乱れがなくなるという効果を得
ることができる。
タとすることによって、その周波数通過特性が通過域内
で平坦に近くなり、広帯域な通過特性を得て、また、広
帯域に亘りインピーダンス整合をなすことができる。従
って、超音波トランスデューサを広帯域化することがで
き、十分な情報の伝達ができる。また、電気音響変換能
率が上がり感度が向上すると共に、電気信号の不必要な
反射が減少し信号波形の乱れがなくなるという効果を得
ることができる。
【００２８】また、以上のフィルタ回路の残りの部分は
汎用の回路素子を用いて実現することができるため、コ
ストの高騰を抑えることができる。
汎用の回路素子を用いて実現することができるため、コ
ストの高騰を抑えることができる。
【図１】本発明の超音波トランスデューサの第１の実施
形態を表す回路図である。
形態を表す回路図である。
【図２】３次のバタワース型フィルタの周波数通過特性
である。
である。
【図３】３次のバタワース型フィルタのインピーダンス
特性である。
特性である。
【図４】本発明の超音波トランスデューサの第２の実施
形態を表す回路図である。
形態を表す回路図である。
【図５】実施例１の圧電素子の等価回路である。
【図６】実施例１の３次のバタワース型フィルタを設計
した場合の回路図である。
した場合の回路図である。
【図７】実施例１の実際の回路図である。
【図８】実施例１のインピーダンス特性である。
【図９】比較例１のインピーダンス特性である。
【図１０】実施例１の通過特性である。
【図１１】比較例１の通過特性である。
【図１２】実施例２の圧電素子の等価回路である。
【図１３】実施例２の３次のバタワース型フィルタを設
計した場合の回路図である。
計した場合の回路図である。
【図１４】実施例２の実際の回路図である。
【図１５】実施例２のインピーダンス特性である。
【図１６】比較例２のインピーダンス特性である。
【図１７】実施例２及び比較例２の通過特性である。
【図１８】(ａ)〜（ｄ）は、従来の一般的なインピーダ
ンス整合を行う場合の方式を表す回路図である。
ンス整合を行う場合の方式を表す回路図である。
１０ 圧電素子 ２０ 圧電素子 Ｌ 等価回路中の直列インダクタンス Ｃａ 等価回路中の直列キャパシタンス Ｒ 等価回路中の抵抗 Ｃｂ 等価回路中の並列キャパシタンス Ｌ１，Ｌ２ インダクタンス Ｃ２，Ｃ’ キャパシタンス Ｔ トランス Ｌ２１，Ｌ２２，Ｌ２３ インダクタンス Ｃ２２，Ｃ’ キャパシタンス Ｒ’ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2G047 EA00 EA14 GB00 4C301 EE20 GB40 5D019 AA07 AA23 BB00 EE06 FF01 FF02 FF04 FF05
Claims (6)
- 【請求項１】 圧電素子を有し電気信号を超音波信号に
または超音波信号を電気信号に変換する超音波トランス
デューサにおいて、 前記圧電素子の等価回路定数の一部を所望の特性を持つ
フィルタ回路の一部の回路定数に当てはめ、フィルタ回
路の残り部分を構成するに必要な回路定数を持つ回路素
子を前記圧電素子に接続したことを特徴とする超音波ト
ランスデューサ。 - 【請求項２】 前記フィルタ回路はバタワース型フィル
タであることを特徴とする請求項1記載の超音波トラン
スデューサ。 - 【請求項３】 前記等価回路定数は、直列に接続された
直列インダクタンスＬ、直列キャパシタンスＣａ及び抵
抗Ｒと、これらに並列に接続された並列キャパシタンス
Ｃｂであり、前記フィルタ回路は、３次以上のＴ形バタ
ワース型バンドパスフィルタであることを特徴とする請
求項２記載の超音波トランスデューサ。 - 【請求項４】 前記等価回路定数は、並列に接続された
抵抗Ｒと並列キャパシタンスＣｂであり、前記フィルタ
回路は、３次以上のπ形バタワース型バンドパスフィル
タであることを特徴とする請求項２記載の超音波トラン
スデューサ。 - 【請求項５】 前記圧電素子に並列に抵抗Ｒ’を接続
し、該並列に接続された抵抗Ｒ’と前記等価回路中の抵
抗Ｒと合成された合成抵抗を、該等価回路中の抵抗Ｒよ
りも小さくすることを特徴とする請求項３または４記載
の超音波トランスデューサ。 - 【請求項６】 前記圧電素子に並列にキャパシタンス
Ｃ’を接続し、該並列に接続されたキャパシタンスＣ’
と前記等価回路中のキャパシタンスＣｂと合成された合
成キャパシタンスを、該等価回路中のキャパシタンスよ
りも大きくすることを特徴とする請求項３または４記載
の超音波トランスデューサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25805799A JP2001086587A (ja) | 1999-09-10 | 1999-09-10 | 超音波トランスデューサ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25805799A JP2001086587A (ja) | 1999-09-10 | 1999-09-10 | 超音波トランスデューサ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001086587A true JP2001086587A (ja) | 2001-03-30 |
Family
ID=17314947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25805799A Withdrawn JP2001086587A (ja) | 1999-09-10 | 1999-09-10 | 超音波トランスデューサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001086587A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007174619A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-07-05 | Seiko Epson Corp | 静電型トランスデューサ、超音波スピーカ、容量性負荷の駆動回路、回路定数の設定方法、表示装置、および指向性音響システム |
| JP2007181176A (ja) * | 2005-11-29 | 2007-07-12 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動回路、静電型トランスデューサ、回路定数の設定方法、超音波スピーカ、表示装置、および指向性音響システム |
| US7899197B2 (en) | 2005-11-15 | 2011-03-01 | Seiko Epson Corporation | Electrostatic transducer, driving circuit of capacitive load, method for setting circuit constant, ultrasonic speaker, display device and directional acoustic system |
| CN102291656A (zh) * | 2011-04-02 | 2011-12-21 | 河海大学常州校区 | 一种功率超声换能器静态匹配快速调试方法 |
| WO2014171219A1 (ja) * | 2013-04-18 | 2014-10-23 | 東レエンジニアリング株式会社 | 超音波トランスデューサ |
| EP2881181A1 (de) * | 2013-12-09 | 2015-06-10 | ELMOS Semiconductor AG | Verfahren zur Bestimmung von elektrischen Parametern einer Abstimmeinheit für einen Ultraschallwandler |
| JP2019107377A (ja) * | 2017-12-20 | 2019-07-04 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波プローブ、及び超音波診断装置 |
| WO2023033112A1 (ja) * | 2021-09-02 | 2023-03-09 | 東レエンジニアリング株式会社 | 超音波トランスデューサおよび超音波検査システム |
-
1999
- 1999-09-10 JP JP25805799A patent/JP2001086587A/ja not_active Withdrawn
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7899197B2 (en) | 2005-11-15 | 2011-03-01 | Seiko Epson Corporation | Electrostatic transducer, driving circuit of capacitive load, method for setting circuit constant, ultrasonic speaker, display device and directional acoustic system |
| JP2007174619A (ja) * | 2005-11-25 | 2007-07-05 | Seiko Epson Corp | 静電型トランスデューサ、超音波スピーカ、容量性負荷の駆動回路、回路定数の設定方法、表示装置、および指向性音響システム |
| US8041059B2 (en) | 2005-11-25 | 2011-10-18 | Seiko Epson Corporation | Electrostatic transducer, ultrasonic speaker, driving circuit of capacitive load, method of setting circuit constant, display device, and directional sound system |
| JP2007181176A (ja) * | 2005-11-29 | 2007-07-12 | Seiko Epson Corp | 容量性負荷の駆動回路、静電型トランスデューサ、回路定数の設定方法、超音波スピーカ、表示装置、および指向性音響システム |
| US7461281B2 (en) | 2005-11-29 | 2008-12-02 | Seiko Epson Corporation | Capacitive load driving circuit, electrostatic transducer, method of setting circuit constant, ultrasonic speaker, display device, and directional acoustic system |
| CN102291656A (zh) * | 2011-04-02 | 2011-12-21 | 河海大学常州校区 | 一种功率超声换能器静态匹配快速调试方法 |
| CN102291656B (zh) * | 2011-04-02 | 2013-11-20 | 河海大学常州校区 | 一种功率超声换能器静态匹配快速调试方法 |
| WO2014171219A1 (ja) * | 2013-04-18 | 2014-10-23 | 東レエンジニアリング株式会社 | 超音波トランスデューサ |
| JP2014212413A (ja) * | 2013-04-18 | 2014-11-13 | 東レエンジニアリング株式会社 | 超音波トランスデューサ |
| EP2881181A1 (de) * | 2013-12-09 | 2015-06-10 | ELMOS Semiconductor AG | Verfahren zur Bestimmung von elektrischen Parametern einer Abstimmeinheit für einen Ultraschallwandler |
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| WO2023033112A1 (ja) * | 2021-09-02 | 2023-03-09 | 東レエンジニアリング株式会社 | 超音波トランスデューサおよび超音波検査システム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20061205 |