JP2001083235A - 超音波伝搬時間検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高精度で安定動作の行える超音波伝搬時間検
出回路を提供すること。 【解決手段】 単発バースト昇圧駆動回路により送信用
圧電振動子１を駆動する送信回路５と、利得を大きくし
ても寄生発振が起こらないように寄生発振防止回路が付
加された受信用圧電振動子２の受信信号を増幅する受信
増幅回路６と、受信増幅回路６で増幅された信号を入力
して反射体４で反射された超音波を検出する信号レベル
検出回路７と、送信回路５より送信用圧電振動子１を駆
動するタイミングと信号レベル検出回路７より検出信号
を入力し、超音波が送信用圧電振動子より出力されてか
ら受信用振動子に受信されるまでの時間を出力するＲＳ
ＦＦ８とにより構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は超音波伝搬時間検出
回路、より具体的には圧電超音波振動子を用いた超音波
伝搬時間検出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】超音波伝搬時間検出回路は、送信用圧電
振動子から超音波を送出し、この超音波が反射体により
反射された反射波を受信用圧電振動子により検出し、こ
の間の時間を出力することによりたとえば反射体までの
距離測定を行う装置に用いられる回路である。距離測定
を行うこの種の装置では、超音波伝搬時間検出回路によ
り超音波の伝搬時間の検出を高い精度で行う程、反射体
までの距離測定を正確に行うことができる。このため、
超音波の伝搬時間の検出を高精度で行える超音波伝搬時
間検出回路が求められている。

【０００３】図１８および図１９は、このような従来技
術における超音波伝搬時間検出回路の機能ブロック図を
示したものである。これら図において、図１８と図１９
の構成上の違いは、図１８では送信用圧電振動子１と受
信用圧電振動子２が送受分離タイプの圧電振動子である
のに対し、図１９ではこれらが一体となった送受兼用圧
電振動子３を用いている点であり、これ以外の構成要素
は同じである。このため、以下の説明では重複する説明
は省略する。

【０００４】このような超音波伝搬時間検出回路の送信
用圧電振動子１の駆動回路としては、振動子の振動の立
上りを鋭く且つ強力にして、それによって受信信号の立
上りを鋭くしＳＮ比を大きくする必要がある。そのため
に、後述する送信回路５５（６５）のコイルやトランス
に流れている電流を急激に切断し、それを圧電振動子１
に加えて高電圧を発生させることを、圧電振動子１の共
振点近くの周波数に合わせて１０発前後繰返し、機械振
動振幅を増大させることが考えられる。

【０００５】図２０、図２１は送信回路５５，６５にお
ける複数発バースト昇圧回路を示した回路であり、この
回路を回路５５ａ，６５ａとする。また図２２はその動
作波形を示したものであり、図２２（ａ）は図２０、図
２１における点Ｐの電圧波形を、図２２（ｂ）は点Ｒの
電圧波形を、図２２（ｃ）は点Ｓの電圧波形を図２２
（ｄ）は点Ｔの電圧波形をそれぞれ示している。点Ｐが
ハイレベルになっている期間ｔ_１（ｔ_１＝２５μｓ）は
時定数Ｃ_３・Ｒ_４で決まり、バーストの周期ｔ_２（ｔ_２
＝１０ｍｓ）は時定数Ｃ_３・Ｒ_３で決まり、ｔ_１の期間
だけ圧電振動子１は共振点近くの周波数で駆動される。
その周期２ｔ_０（ｔ_０＝１．２５μｓ）は時定数Ｃ_４・
Ｒ_６によって決まる。

【０００６】図２０、図２１において、送信用圧電振動
子１を駆動する駆動用トランジスタＱ_１としては、入力
インピーダンスが高く少数キャリアのストレージ効果の
ないＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）が
優れている。つぎに図２０に示す回路の動作の理論解析
を試みる。

【０００７】図２０の回路５５ａでＱ_１がＯＮしてＬ_１
に流れる電流がＩ_０に達した時点でＱ_１がＯＦＦしてか
らｔ時間後の点Ｓの電圧υ_Ｂは

【数１】 となる。

【０００８】ここでＶ_ＣＣは電源電圧、Ｒ_ＯＮはＱ_１の
ＯＮ抵抗である。また、Ｃ_Ｂは送信用圧電振動子１の等
価キャパシタンスＣ_Ｐと、Ｑ_１の等価キャパシタンスＣ
_１の並列容量

【数２】 であり、

【数３】 であり、したがって

【数４】 となる。

【０００９】式（１）において、ｔ＝０とおけばυ_Ｂ＝
Ｉ_０Ｒ_ＯＮとなり、（Ｖ_ＣＣ−Ｉ_０Ｒ_ＯＮ）／（２
Ｒ_１）をＩ_０に対して無視すれば、υ_Ｂの最大値は

【数５】 となる。ここでｔ_Ｍはυ_Ｂが最大となるｔであるが、こ
れを

【数６】 と近似すれば

【数７】 となる。

【００１０】ω_Ｂを振動子の共振点近くに合わせ、点Ｒ
の駆動周波数をこれに合わせたとすれば、Ｑ_１がＯＮし
ている時間間隔ｔ_０は

【数８】 となる。Ｑ_１がＯＦＦしてからｔ＝ｔ_０の時点では

【数９】 となり、この時点でＱ_１は他励発振器５７によって強制
的に再びＯＮさせられ、υ_Ｂ＝０Ｖとなり、図２２
（ｃ）に示すように、発振器の駆動時間ｔ_１の間、周波
数ｆ_Ｂ＝ω_Ｂ／（２π）＝１／（２ｔ_０）、振幅｜Ｖ_Ｂ
｜＝υ_ＢＭＡＸの駆動電圧が点Ｓに発生する。

【００１１】Ｑ_１がＯＮしてからｔ_０の時点にＬ_１に流
れている電流Ｉ_０は、Ｒ_ＯＮ《Ｒ_１，Ｒ_ＯＮ《π（ω_Ｂ
Ｃ_Ｂ）ならば、Ｒ_１と振動子に流れる電流が無視できる
ので

【数１０】 となり、Ｒ_ＯＮ・ｔ_０《Ｌ_１の場合は

【数１１】 となる。

【００１２】たとえば、Ｃ_Ｐ＝１３０ｐＦ，Ｃ_１＝６０
ｐＦ，Ｒ_ＯＮ＝８Ω，ｆ_Ｂ＝ω_Ｂ／（２π）＝４００ｋ
Ｈｚとすれば、Ｃ_Ｂ＝１９０ｐＦ，１／（ω_ＢＣ_Ｂ）＝
２．０９４ｋΩ，ｔ_０＝１．２５μｓとなる。假りにＲ
_１＝∞とすれば、Ｌ_１＝Ｏ．８３３ｍＨ，Ｌ_１／ｔ_０＝
６６６．６Ω，Ｒ_ＯＮｔ_０／Ｌ_１＝０．０１２となり、
式（１０）より

【数１２】 となり、Ｉ_０Ｒ_ＯＮ＝０．０１２Ｖ_ＣＣ，Ｖ_ＣＣ−Ｉ_０
Ｒ_ＯＮ＝０．９８８Ｖ_{Ｃ Ｃ}，

【数１３】

【数１４】

【数１５】 となる。

【００１３】つぎにＲ_１＝１０ｋΩとすればＲ_１ω_ＢＣ
_Ｂ＝４．７７５，１／（４Ｒ_１ ^２ω _ＢＣ_Ｂ ^２）＝０．０
１１，Ｌ_１＝０．８２４ｍＨ，Ｌ_１／ｔ_０＝６５９．２
Ω，Ｒ_ＯＮｔ_０／Ｌ_１＝０．０１２１４となり、式（１
０）より

【数１６】 となり、Ｉ_０Ｒ_ＯＮ＝０．０１２１Ｖ_ＣＣ，Ｖ_ＣＣ−Ｉ
_０Ｒ_ＯＮ＝０．９８８Ｖ _ＣＣ，

【数１７】

【数１８】

【数１９】 となる。この場合の点Ｓの電圧波形を図１８（ｂ）に示
す。

【００１４】つぎに図２１の回路６５ａにおいて、Ｑ_１
がＯＮして１次側のＬ_１に流れる電流がＩ_０に達した時
点でＱ_１がＯＦＦしてからｔ時間後の点Ｃの電圧υ_Ｃは
式（１）と同様にして

【数２０】 となる。

【００１５】ここにｎはトランスの１次側に対する２次
側の巻数比であり、Ｌ_２は２次側のインダクタンスであ
り、Ｃ_Ｃは点Ｔにおける等価キャパシタンス

【数２１】 であり、

【数２２】 であり、したがって

【数２３】 となる。

【００１６】式（１８）において、ｔ＝０とおけばυ_Ｃ
＝−ｎ（Ｖ_ＣＣ−Ｉ_０Ｒ_ＯＮ）となり、υ_Ｃが最大値υ
_ＣＭＡＸとなる時点ｔ_Ｍを式（６）のように近似すれば

【数２４】 となる。ω_Ｃを振動子の共振点近くに合わせ、点Ｒの駆
動周波数をこれに合わせたとすれば、Ｑ_１がＯＮしてい
る時間間隔ｔ_０は

【数２５】 となる。Ｑ_１がＯＦＦしてからｔ＝ｔ_０の時点では

【数２６】 となり、この時点でＱ_１は他励発振器５７によって強制
的に再びＯＮさせられ、υ_Ｃ＝−ｎＶ_ＣＣとなり、図２
２（ｄ）に示すように、発振器の駆動時間ｔ_１の間、周
波数ｆ_Ｃ＝ω_Ｃ／（２π）＝１／（２ｔ_０）の駆動電圧
が点Ｔに発生する。この場合の振幅は

【数２７】 となる。Ｑ_１がＯＮしてからｔ０の時点にＬ_１に流れて
いる電流Ｉ_０に対して、ｎ^２Ｒ _ＯＮ《Ｒ_１，ｎ^２Ｒ_ＯＮ
《π／（ω_ＣＣ_Ｃ）ならば、Ｒ_１と振動子に流れる電流
が無視できるので、式（１０）が適用でき、Ｒ_ＯＮｔ_０
《Ｌ_１の場合は

【数２８】 となる。

【００１７】たとえば、図２０の場合と同様に、Ｃ_Ｐ＝
１３０ｐＦ，Ｃ_１＝６０ｐＦ，Ｒ_{Ｏ Ｎ}＝８Ω，ｆ_Ｃ＝ω
_Ｃ／（２π）＝４００ｋＨｚとし、ｎ＝７とすれば、Ｃ
_Ｃ＝１３１．２ｐＦ，１／（ω_ＣＣ_Ｃ）＝３．０３ｋ
Ω，ｔ０＝１．２５μｓとなる。假りにＲ_１＝∞とすれ
ば、Ｌ_２＝１．２ｍＨ，Ｌ_１＝０．０２４６ｍＨ，Ｌ_１
／ｔ_０＝１９．６８Ω，Ｒ_ＯＮｔ_０／Ｌ_１＝０．４０７
となり、式（１０）より

【数２９】 となり、Ｉ_０Ｒ_ＯＮ＝０．３３４Ｖ_ＣＣ，Ｖ_ＣＣ−Ｉ_０
Ｒ_ＯＮ＝０．６６６Ｖ_{Ｃ Ｃ}，Ｉ_０／ｎ^２＝Ｖ_ＣＣ／
（１．１７３６ｋΩ），

【数３０】

【数３１】

【数３２】

【数３３】 となる。

【００１８】つぎにＲ_１＝１０ｋΩとすれば、Ｒ_１ω_Ｃ
Ｃ_Ｃ＝３．３，１／（４Ｒ_１ ^２ω_Ｃ ^２Ｃ_Ｃ ^２）＝０．０
２３，Ｌ_２＝１．１７３ｍＨ，Ｌ_１＝０．０２４ｍＨ，
Ｌ_１／ｔ_０＝１９．２Ω，Ｒ_ＯＮｔ_０／Ｌ_１＝０，４１
７となり、式（１０）より

【数３４】 となり、Ｉ_０Ｒ_ＯＮ＝０．３４Ｖ_ＣＣ，Ｖ_ＣＣ−Ｉ_０Ｒ
_ＯＮ＝０．６６Ｖ_ＣＣ，（Ｖ_ＣＣ−Ｉ_０Ｒ_ＯＮ）／（２
Ｒ_１ω_ＣＣ_Ｃ）＝０．１Ｖ_ＣＣ，

【数３５】

【数３６】

【数３７】

【数３８】 となる。

【００１９】この場合の点Ｔの電圧波形を図２２（ｄ）
に示す。以上の具体例について、図２０の回路５５ａに
対する式（１２）〜（１９）と、図２１の回路６５ａに
対する式（２９）〜式（３８）において、Ｖ_ＣＣの値を
代入すれば具体的な数値が得られる。たとえばＶ_ＣＣ＝
５Ｖとすれば、図２０の回路５５ａに対して、式（１
６）と式（１８）よりＩ_０＝７．５４ｍＡ，｜Ｖ_Ｂ｜＝
１９Ｖとなり、図２０の回路５５ａに対して、式（３
４）と（３８）よりＩ_０＝２１３ｍＡ，｜Ｖ_Ｃ｜＝１０
７．２５Ｖとなる。このように図２０に示した回路５５
ａでは、圧電振動子１の共振点近くの周波数で駆動しよ
うとすると、Ｒ_ＯＮとＲ_１の影響を無視した場合、式
（１１）より

【数３９】 となり、式（７）より

【数４０】 となり、これ以上に昇圧することができない。

【００２０】これに対して、図２１に示した回路６５ａ
では上記と同様の条件の下で式（２８）より

【数４１】 となり、式（２４）と式（２７）より

【数４２】 となり、Ｉ_０がｎ^２Ｃ_Ｃ／Ｃ_Ｂ倍で、｜Ｖ_Ｃ｜がｎ倍に
なり得る。したがって従来の複数発バースト昇圧回路と
しては、図２０に示す回路５５ａは使用されておらず、
一般に図２１に示す回路６５ａが送信回路の複数発バー
スト昇圧回路として使用されている。

【００２１】つぎに図１８、図１９に示した超音波伝搬
時間検出回路の機能ブロック図の中で、受信増幅回路５
６としては、約１００ｋＨｚ以上の信号に対してはＩＣ
演算増幅器の利得が大きくとれないので、高周波高利得
多段トランジスタ増幅回路が使用されている。図２３は
従来技術における受信増幅回路５６の回路図である。こ
の回路ではトランジスタＱ_１２、Ｑ_１３が受信用圧電振
動子２の増幅を行う高周波高利得多段トランジスタであ
り、これらトランジスタＱ_１２、Ｑ_１３により増幅され
た信号が出力Ｖ_ＯＵＴとして信号レベル検出回路５７に
送られる。

【００２２】つぎに図１８、図１９に示した超音波伝搬
時間検出回路の機能ブロック図の中で、信号レベル検出
回路５７としては、従来は図２４に示すようなダイオー
ドピーク検波回路が使用されており、図２５（ａ）、
（ｂ）は受信信号周波数がたとえば５００ｋＨｚの場合
の動作波形例を示す。この場合の送信回路は図２１に示
した回路６５ａを用いている。Ｖ_１は受信増幅回路の出
力電圧であり、バーＶ_１はその平均値であり、Ｖ_１の交
流分Ｖ_１−（バーＶ_１）が結合コンデンサＣ_５１を通し
て検波ダイオードＤ_５１、Ｄ_５２に電圧Ｖ_２が加わり、
積分コンデンサＣ _５２と放電抵抗の端子に電圧Ｖ_３が生
じる。Ｃ_５２・Ｒ_５１の時定数が信号周期に対して充分
大きく、Ｃ_５１》Ｃ_５２ならば、Ｖ_３の立上り時の任意
の瞬間の値は、それ以前のＶ_１の負の交流分のピーク値
がＤ_５１の順方向電圧Ｖ_Ｆ１より大きい分だけ加わった
Ｖ_１の正の交流分からＤ_５２の順方向電圧Ｖ_Ｆ２を引い
て残った正の部分のピーク値となる。Ｖ_３は通常中速コ
ンパレータＩＣ_５１によって雑音除去の規準レベルＶ_４
と比較され、Ｖ_３＞Ｖ_４の瞬間からコンパレータの遅れ
ｔ_ｄだけ遅れて出力にＶ_ＯＵＴの信号が発生する。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来技術における超音波伝搬時間検出回路では以下に
示す問題点があった。 （１）従来の送信回路５５（６５）では十分に高い電圧
により送信用圧電振動子１を駆動することができなかっ
たため、１発のパルスでは振動子の振動振幅が小さく、
超音波出力が不十分なので、複数発バースト昇圧駆動回
路５５ａ，６５ａにより、駆動時間ｔ_１の間に１０発程
度のパルスを出力することで送信用圧電振動子１の振動
振幅を時間的に増大させていた。したがって、受信用圧
電振動子に到達する超音波音圧は、到達時点では小さ
く、受信信号出力が図２５（ａ）、（ｂ）に示している
Ｖ_１のように立ち上がりが緩やかで、１０発程度の繰り
返しによって次第に増大する傾向を示すので、受信信号
のレベル検出のタイミングに誤差が生じる。したがっ
て、超音波伝搬時間に誤差が生じ高精度な測定ができな
いという欠点があった。

【００２４】また、従来の複数発バースト昇圧回路５５
ａ，６５ａでは、駆動時間ｔ_１の間に複数発のパルスを
出力するため、送信用圧電振動子１の共振周波数に合わ
せた他励発振器５７が必要である。この周波数調整は抵
抗Ｒ_６とコンデンサＣ_４により行うが、これら素子の値
を適切に調整することは非常に困難であった。さらに、
複数発バースト昇圧回路５５ａでは充分に昇圧できない
ため実用性に欠けるという問題があった。また、複数発
バースト昇圧回路６５ａでは、複数発バーストを行うこ
とにより送信用圧電振動子１の駆動を行うことが可能で
あるが、このような昇圧トランスによる回路では充分に
昇圧しようとすると、１次側の電流が過大となるという
間題があった。

【００２５】（２）図２３に示した従来の受信増幅回路
５６では、高周波高利得多段トランジスタ増幅回路が利
得を大にすると寄生発振してしまうという間題があっ
た。このため、受信回路５６で安定した増幅が行えず、
後段の信号レベル検出回路での検出が正確に行えないと
いう問題があった。

【００２６】（３）図２４に示した従来の信号レベル検
出回路５７として使用しているダイオードピーク検波回
路の動作は図２５（ａ）、（ｂ）に示されており、交流
信号振幅（Ｖｐ-＋Ｖｐ+）がダイオードＤ_５２とＤ_５３
の順方向電圧Ｖ_Ｆ１とＶ_Ｆ２との和以上でないと検出で
きず、しかもＶ_Ｆによる温度依存性が大きい。したがっ
て、検出レベルを使用用途等に応じて微小な値に調整す
ることができず、検出するまでの時間遅延が生じるとと
もに、温度により特性の変化の影響を受けるために使用
環境により測定誤差が生じるという問題があった。この
ため、使用環境の影響を受けること無く高精度な超音波
伝搬時間の検出を行えなかった。本発明はこのような従
来技術の欠点を解消し、高精度で安定動作の行える超音
波伝搬時間検出回路を提供することを目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】本発明は上述の課題を解
決するために、送信用圧電振動子を駆動する超音波伝搬
時間検出回路における送信回路は、送信用圧電振動子と
並列に接続された主トランジスタと、送信用圧電振動子
と主トランジスタとの並列回路に直列に接続されたコイ
ルと、主トランジスタのオン、オフ制御を所定の周期で
行うことにより送信用圧電振動子に自由振動を行わせる
スイッチング回路とを備えた単発バースト昇圧駆動回路
を有する。単発バースト昇圧駆動回路は、主トランジス
タを一定時間オン状態にしてコイルの電流が一定値に達
した後に、トランジスタをオフ状態にして前記送信用圧
電振動子に単発の高電圧パルスを印加する。

【００２８】また、本発明によれば、受信用圧電振動子
により検出された受信信号を増幅する超音波伝搬時間検
出回路における受信増幅回路は、受信用圧電振動子から
の検出信号を増幅する第１の受信信号増幅トランジスタ
と、第１の受信信号増幅トランジスタの出力信号を増幅
する第２の受信信号増幅トランジスタとを備えた高周波
高利得多段トランジスタ増幅回路を有する。第１の受信
信号増幅トランジスタおよびこれらの受信信号増幅トラ
ンジスタのコレクタにはそれぞれ負荷抵抗が接続され、
第２の受信信号増幅トランジスタのコレクタに接続され
た負荷抵抗と並列に受信信号の周波数と異なる周波数で
の寄生発振を防止する寄生発振防止用回路が接続され
る。

【００２９】さらに、本発明によれば、受信用圧電振動
子により検出された受信信号の増幅信号を入力し、この
増幅信号より送信用圧電振動子より出力された超音波を
検出する超音波伝搬時間検出回路における信号レベル検
出回路は、増幅信号をベースに入力する第１のトランジ
スタと、増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する
第２のトランジスタと、第２のトランジスタのエミッタ
と接地電位レベルとの間に直列に接続された第１の抵抗
および第２の抵抗と、第１の入力端子が結合コンデンサ
を介して第１のトランジスタのエミッタに接続されると
ともに、第３の抵抗を介して第１の抵抗と第２の抵抗の
接続点に接続され、第２の入力端子が第２のトランジス
タのエミッタに接続され、第２の入力端子に入力される
エミッタ電圧を基準として第１の入力端子に入力された
電圧を比較することにより、送信用圧電振動子より出力
された超音波を検出する高速コンパレータとを有する。

【００３０】また、本発明によれば、受信用圧電振動子
により検出された受信信号の増幅信号を入力し、この増
幅信号より送信用圧電振動子より出力された超音波を検
出する超音波伝搬時間検出回路における信号レベル検出
回路は、増幅信号をベースに入力し、低い充電電圧であ
る第４の抵抗がエミッタに接続された第１のトランジス
タと、増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する第
２のトランジスタと、第２のトランジスタのエミッタと
接地電位レベルとの間に直列に接続された第１の抵抗お
よび第２の抵抗と、第４の抵抗を介して第１のトランジ
スタのエミッタに接続された積分コンデンサと放電抵抗
の並列回路と、第１の入力端子が結合コンデンサを介し
て第４の抵抗と並列回路との接続点に接続されるととも
に第３の抵抗を介して第１の抵抗と第２の抵抗の接続点
に接続され、第２の入力端子が第２のトランジスタのエ
ミッタに接続され、第２の入力端子に入力されるエミッ
タ電圧を基準として第１の入力端子に入力された電圧を
比較することにより、送信用圧電振動子より出力された
超音波を検出する中速コンパレータとを有する。

【００３１】

【発明の実施の形態】次に添付図面を参照して本発明に
よる超音波伝搬時間検出回路の実施の形態を詳細に説明
する。図９および図１０は、本発明による超音波伝搬時
間検出回路の実施の形態を示す機能ブロック図である。
これらの図において、図９と図１０の構成上の違いは、
図１８および図１９と同様に、図９では送信用圧電振動
子１と受信用圧電振動子２が送受分離タイプの圧電振動
子であるのに対し、図１０ではこれらが一体となった送
受兼用圧電振動子３を用いている点であり、これ以外の
構成要素は同じである。このため、以下の説明では重複
する説明は省略する。

【００３２】図９に示すように、送受分離タイプの圧電
振動子を用いた超音波伝搬時間検出回路は、送信用圧電
振動子１、受信用圧電振動子２、送信回路５（１５）、
受信増幅回路６、信号レベル検出回路７（１７）、ＲＳ
フリップフロップ（以下ＲＳＦＦと称す）８により構成
されている。送信回路５（１５）は送信用圧電振動子１
を駆動して超音波を出力する単発バースト昇圧回路が内
蔵された駆動回路である。送信回路５（１５）はまた、
信号レベル検出回路７（１７）に送信雑音阻止信号を出
力するとともに、送信用圧電振動子１の駆動時にＲＳＦ
Ｆ８をリセットするリセット信号を出力する。

【００３３】送信用圧電振動子１は送信回路５（１５）
により駆動されると反射体４に向けて超音波を出力する
圧電超音波振動子である。受信用圧電振動子２は反射体
４により反射された送信用圧電振動子１からの超音波を
受信・検出する圧電超音波振動子である。受信回路６
は、受信用圧電振動子２で受信・検出された微弱な信号
を、後段の信号レベル検出回路７（１７）で安定した検
出が行えるように、たとえば１，０００倍程度の増幅を
行う増幅回路である。受信回路６は、このように１，０
００倍程度の増幅を行っても、寄生発振が生じないよう
に寄生発振防止回路が付加されている。

【００３４】信号レベル検出回路７（１７）は、受信増
幅回路６により増幅された信号が所定のレベルに達した
ときに超音波の検出出力を後段のＲＳＦＦ８のセット入
力端子Ｓに出力する検出回路である。信号レベル検出回
路７（１７）は、検出レベルを任意に調整可能であり、
温度により影響を受けることがほとんどない回路構成に
なっている。

【００３５】ＲＳＦＦ８は、送信用圧電振動子１の駆動
時に送信回路５（１５）によりリセット端子Ｓがリセッ
トされ、信号レベル検出回路７で反射波の検出時にセッ
ト端子Ｓをセットすることにより、超音波伝搬時間の測
定を行う回路である。ＲＳＦＦ８よりＱの反転出力であ
るＱバー（図面上ではＱの上にバーが示してある）を超
音波伝搬時間の検出出力とすることにより、超音波伝搬
時間がハイレベルで出力される。

【００３６】図１１は図９または図１０に示した超音波
伝搬検出回路における波形図である。図７において、波
形Ｗ、波形Ｘ、波形Ｙはそれぞれ図９および図１０の点
Ｗ、点Ｘ、点Ｙに現れる波形を示している。以下、図９
〜図１１を用いて超音波伝搬検出回路の動作を説明す
る。送信回路５（１５）は、一定の周期ｔ_２で時間幅ｔ
_１のタイミングパルスに従って、送信用圧電振動子１を
駆動して超音波を反射体４に向けて送出するとともに、
ＲＳＦＦ８をリセットして（波形Ｗ）、Ｑバー出力をハ
イレベルとする（波形Ｙ）。送信用圧電振動子１より送
出された超音波は、受信用圧電振動子２で検出され、受
信増幅回路６で増幅された後に、信号レベル検出回路７
に送られる。信号レベル検出回路７では、送信回路５
（１５）より入力した送信雑音阻止信号により正規の受
信信号以前に生じている送信雑音を阻止し、その後の信
号レベルが一定値以上に達した瞬間にＲＳＦＦ８をセッ
トし（波形Ｘ）、このＲＳＦＦ８のＱバー出カをローレ
ベルとする（波形Ｙ）。そして、波形Ｙに示すＲＳＦＦ
８のＱバー出力のハイレベル期間の時間Ｔから超音波伝
搬時間を求める。

【００３７】このように、図５および図６に示した超音
波伝搬時間検出回路は図１３および図１４に示した機能
ブロックと同じであるが、送信回路５（１５）、受信回
路６および信号レベル検出回路７（１７）の回路構成が
それぞれ異なっている。以下、本実施の形態のこれら回
路を図面を用いて詳細に説明する。

【００３８】本実施の形態における送信回路５（１５）
は、送信用圧電振動子１の駆動回路として、ＭＯＳＦＥ
Ｔとコイルによる単発バースト昇圧駆動回路が用いられ
ている。図１は図９または図１０に示した送信回路５の
単発バースト昇圧駆動回路５ａを示す回路図であり、図
２は送信回路１５の単発バースト昇圧駆動回路１５ａを
示す回路図である。また、図５〜図７はこれら単発バー
スト昇圧駆動回路５ａ，１５ａの動作波形図である。

【００３９】図１において、トランジスタＱ_１はＭＯＳ
ＦＥＴ、Ｌ_１は昇圧コイル、Ｒ_１は残響減衰用および送
受兼用振動子３の場合の負荷抵抗である。また、１は送
信用または送受兼用の圧電振動子であるが、本実施の形
態ではこれらいずれを用いた場合も実質的には同じであ
るため、差異のある場合以外は送信用振動子１を例に説
明する。

【００４０】図１の回路では、２個のインバータＩＣ_１
とＩＣ_２によって、Ｑ_１のゲート（点Ａ）に図５に示す
ような発振電圧を与えると、Ｑ_１はｔ_１の間ＯＮしてＬ
_１の電流がＩ_１に達した瞬間にＯＦＦする。これによ
り、点Ｂに図６に示すような単発の高電圧パルスが発生
する。この動作に対しては、式（１）〜（７）において
Ｉ_０をＩ_１に置換えた式が適用できる。この場合、Ｒ
_ＯＮ《Ｒ_１，Ｒ_ＯＮ《ｔ_１／Ｃ_Ｂならば、式（１０）と
同様にして

【数４３】 となり、例えばＶ_ＣＣ＝５Ｖ，Ｌ_１＝０．８２ｍＨ，ｔ
_１＝２５μｓ，Ｒ_ＯＮ＝８ΩとするとＩ_１＝１３５ｍＡ
となり、図２０や図２１の場合と同じくＣ_Ｐ＝１３０ｐ
Ｆ，Ｃ_１＝６０ｐＦ，ｆ_Ｂ＝４００ｋＨｚとすればＩ_１
／（ω_ＢＣ_Ｂ）＝２８２．７Ｖ，Ｉ_１Ｒ_ＯＮ＝１．０８
Ｖとなり、Ｒ_１＝１０ｋΩの場合は式（７）よりυ
_ＢＭＡＸ≒２４３Ｖとなる。

【００４１】以上の式（１）以降の理論は圧電振動子を
等価キャパシタンスＣ_Ｐで置換えた近似的なものであ
る。上記の条件に近い場合の図１の回路での実測値とし
てはＩ _１＝１２５ｍＡとなり、図６に示すようにυ
_ＢＭＡＸ＝１９０Ｖとなる。本実施の形態による図１に
示す回路の特性を従来の図２０に示す回路の特性と理論
値間で比較すると、図１に示す回路では、図２０に示す
回路に比して、Ｉ_１が１３５／７．５４＝１７．９倍、
υ_ＢＭＡＸが２４３／１９＝１２．８倍となる。また、
図１７に示す回路に比べても、Ｉ_１が１３５／２１３＝
Ｏ．６３倍、υ_{ＢＭＡ Ｘ}が２４３／１０７．２５＝２．
６倍となる。

【００４２】次に、図６に示したような点Ｂの振動波形
について説明する。Ｑ_１を通してＬ _１に流れていた電流
Ｉ_１はＱ_１がＯＦＦすると、振動子１とＱ_１のキャパシ
タンスＣ_Ｐ、Ｃ_１を充電して急激に電圧が上昇する。こ
の電圧がピークに達すると、充電チャージから逆にＬ_１
を通して電源に放電し、このＬ_１の逆方向電流が減少す
ると、点Ｂの電圧は負となり、ＭＯＳＦＥＴＱ_１のドレ
イン・ソース間の寄生ダイオードが順方向にバイアスさ
れ、これを通してＬ_１に逆方向電流が流れる。

【００４３】この逆方向電流が減少してＬ_１の電流が正
に逆転すると、寄生ダイオードの逆方向ストレージチャ
ージの放電が行なわれて、ダイオードがＯＦＦとなり、
Ｌ_１の正方向電流が急減する。これにより、振動子１と
Ｑ_１のキャパシタンスＣ_Ｂ（Ｃ_Ｂ＝Ｃ_１＋Ｃ_Ｐ）を充電
して点Ｂの電圧は２０〜３０Ｖに上昇し、その後、前記
と同様にしてＱ_１の寄生ダイオードを通してＬ_１に逆方
向電流が流れ、同様の過程を経て点Ｂの電圧は再び２０
〜３０Ｖに上昇する。これが３〜４回繰返される。寄生
ダイオードが順方向にバイアスされている間は振動子１
の端子間は低インピーダンスでショートされた状態とな
り、振動子１は直列共振点で自由振動を行なう。

【００４４】次に、図２の回路について説明する。この
単発バースト昇圧駆動回路は、高電圧印加後にコイルＬ
_１を電源Ｖ_ＣＣより切り離す制御回路２７を付加したも
のである。この制御回路２７は、コイルＬ_１と電源Ｖ
_ＣＣとの間に補助トランジスタＱ_２を挿入し、この補助
トランジスタＱ_２をインバータＩＣ_３により制御してい
る。インバータＩＣ_３はハイレベルの信号を入力すると
ローレベルの信号を出力する。このため、点Ａがハイレ
ベルになると抵抗Ｒ_６，Ｒ_７に電流が流れて補助トラン
ジスタＱ_２がオンになる。

【００４５】図２に示すようにインバータＩＣ_３の入力
側は、点Ａと接地電位間に直列接続された抵抗Ｒ_５とコ
ンデンサＣ_４の接続点と、アノード側が点Ａに接続され
たダイオードのカソード側に接続されている。このよう
な素子がインバータＩＣ_３の入力側に接続されているた
め、主トランジスタＱ_１がＯＮした直後に補助トランジ
スタＱ_２がＯＮし、主トランジスタＱ_１がＯＦＦして高
電圧パルスが発生した後に補助トランジスタＱ_２がＯＦ
Ｆする動作を行う。これによって、Ｑ_１がＯＮする以前
に、点Ｃの電圧は０Ｖになっているので、主トランジス
タＱ_１がＯＮした瞬間に振動子に電圧のショックを与え
ることがなく、有害な振動が発生しない。

【００４６】この制御回路２７において、Ｑ_２がＯＦＦ
すると、電源からＬ_１に電流が流れ込まないが、Ｌ_１の
逆方向電流はＱ_２のインバーストランジスタを通して電
源へ流れる。したがって、Ｃ_４・Ｒ_５の時定数を適切に
選んで、高電圧パルスの発生後、上記のような第１回の
Ｌ_１の逆方向電流が流れ終わる以前に、Ｑ_２がＯＦＦす
るようにすると、第１回のＬ_１の逆方向電流が減少して
ゼロになってからは、電流が正方向に流れ込むことがな
い。

【００４７】このため、点Ｃの電圧は図７に示したよう
に単発の高電圧パルスのみとなり、Ｌ_１による後続のパ
ルスは発生しない。振動子１は単発の高電圧パルスで駆
動された後は、Ｑ_１の寄生ダイオードの順方向バイアス
で−Ｖ_Ｆに短絡されたまま共振周波数で自由振動し、寄
生ダイオードと振動子の間で振動電流が流れる。Ｌ_１の
逆方向電流が流れ終わった後も寄生ダイオードはストレ
ージ効果のためにしばらく低インピーダンス状態が続
き、振動子１の振動電流が流れても図７に示すように点
Ｃにはしばらく振動電圧が発生しない。寄生ダイオード
のストレージ効果が減少し、次第に高抵抗になるに従っ
て振動電流が流れ込む度に、図７に示すような小さな振
動電圧が発生し、振動子の残響が終了するとともに消滅
する。

【００４８】図３は、Ｑ_１のゲートの駆動電圧を外部の
制御回路からＶ_ｉｎとして導入する場合の、図２に示す
制御回路２７と同じ機能を持つ制御回路３７を備えた駆
動回路例を示したものである。この制御回路３７では、
インバータＩＣ_３の代わりにＮＰＮトランジスタＱ_３を
用いている。このＮＰＮトランジスタＱ_３は、ベースが
駆動電圧Ｖ_ｉｎに、コレクタが直列抵抗Ｒ_６，Ｒ_７に、
エミッタが接地電位に接続されている。ＮＰＮトランジ
スタＱ_３は、ハイレベルの駆動電圧Ｖ_ｉｎを入力する
と、抵抗Ｒ_６，Ｒ_７に電流が流れて補助トランジスタＱ
_２をオンにする。

【００４９】図１〜図３に示す回路において、Ｑ_１とし
ては前述したようにＭＯＳＦＥＴが優れており、５Ｖ程
度の矩形波電圧で高速にＯＮ／ＯＦＦすることができ
る。上述のように、単発の高電圧パルスが発生した後は
寄生ダイオードで振動子１を短絡して自由振動を可能と
する。また単発パルスは式（１）で表されるような正弦
半波であり、その周波数ｆ_Ｂが振動子の共振周波数に合
うようにＬ_１の値を選び、パルスのピーク値が所望の値
になるようにＱ_１のＯＮ時間ｔ_１を決定することによっ
て、任意のピーク値を持った単発パルスが容易に実現で
きる。

【００５０】Ｑ_１として用いるトランジスタは、上述し
たようにＭＯＳＦＥＴが優れている点が多いが、本発明
による送信回路はとくにＭＯＳＦＥＴに限定されるもの
ではなく、バイポーラトランジスタでもよい。図４は図
１に示したＭＯＳＦＥＴＱ_１の代わりにバイポーラトラ
ンジスタＱ_Ｐを用いた送信回路５ａ’の回路図である。
バイポーラトランジスタＱＰを駆動用トランジスタとし
て用いた場合、図４に示すようにこのトランジスタＱ_Ｐ
のベース側に、過電流防止のための抵抗Ｒ_５とスピード
アップコンデンサＣ_４とを並列接続した回路を接続す
る。図８は図４に示した送信回路５ａ’の点Ｂ_ｐにおけ
る振動波形である。図８に示すように、バイポーラトラ
ンジスタＱ_Ｐを駆動用トランジスタとして用いた場合に
は、高電圧パルスを発生後、Ｃ_Ｂ（Ｃ_Ｂ＝Ｃ_１’＋
Ｃ_ｐ）とＬ_１，Ｒ_１による自由振動が発生する。なお、
図２および図３に示した送信回路においても、図１と同
様にバイポーラトランジスタを駆動用トランジスタとし
て用いることができる。

【００５１】図１２は、本発明による超音波伝搬時間検
出回路における受信増幅回路６の実施の形態として、受
信用２段トランジスタ増幅回路を示したものである。こ
の増幅回路６では、受信用圧電振動子で検出された信号
を約３０倍に増幅する１段目の増幅用トランジスタＱ
_１２と、このトランジスタＱ_１２で増幅した信号をさら
に約３３倍に増幅する２段目の増幅用トランジスタＱ
_１３を備えている。この増幅回路では、これら増幅用ト
ランジスタの寄生発振を防止する回路として、コイルＬ
_１１とコンデンサＣ_１５が直列接続された寄生発振防止
回路７０と、コイルＬ_１２とコンデンサＣ_１６が直列接
続された寄生発振防止回路７２が付加されている。すな
わち、寄生発振防止回路７０は１段目の増幅用トランジ
スタＱ_１２のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ_１５に並
列に接続され、寄生発振防止回路７２は２段目の増幅用
トランジスタＱ_１３のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ
_１９に並列に接続されている。

【００５２】図１３は図１２に示す受信増幅回路６によ
り、４００ｋＨｚの受信信号を約６０ｄＢ増幅した場合
の出力電圧波形の実測例を示す波形図である。この場合
の送信回路は図２に示した回路１５ａを用いている。寄
生発振防止回路７０，７２のような直列共振回路を挿入
しない従来の２段増幅回路では、図１３（ａ）に示す如
く、約１００ｋＨｚで±１Ｖの寄生発振電圧を生じる。
２段目のみにＬ_１２＝１ｍＨ，Ｃ_１６＝２ｎＦの寄生発
振防止回路（共振周波数≒１１３ｋＨｚ）７２を挿入し
た場合は、図１３（ｂ）に示す如く１００ｋＨｚの寄生
発振電圧が±０．２Ｖ程度に減小する。さらに、１段目
にもＬ_１１＝１ｍＨ，Ｃ_１５＝２ｎＦの寄生発振防止回
路７０を挿入した場合、図１３（ｃ）に示す如く、寄生
発振は生じていない。また４００ｋＨｚの受信信号に対
する出力電圧のピーク値が挿入したＬの効果でＶ_ＣＣ＋
１Ｖまで増大している。

【００５３】図１４は本発明による超音波伝搬時間検出
回路の信号レベル検出回路の実施の形態を示した回路図
である。また、図１５は信号レベル検出回路７における
受信信号周波数が５００ｋＨｚの場合の動作波形図であ
る。この場合の送信回路は、図２に示した送信回路１５
ａを用いており、受信信号の立ち上がりが図２５
（ａ）、（ｂ）に示している従来の送信回路６５ａ（図
２１）を用いた場合の受信信号の立ち上がりに比べて鋭
くなっている。

【００５４】図１４において、受信用増幅回路６の出力
点Ｅと、Ｒ_３１，Ｃ_３１による平滑出力点Ｆに、それぞ
れトランジスタＱ_３２とＱ_３１のベースを接続してエミ
ッタから出力を取り出すエミッタフォロワにしている。
Ｑ_３１の出力を抵抗Ｒ_３２とＲ_３３で分割した点Ｈと、
Ｑ_３２のエミッタに接続した結合コンデンサＣ_３２の出
力点Ｋとの間に負荷抵抗Ｒ_３５を接続する。点Ｋの出力
信号をＱ_３１のエミッタ点Ｇの電圧を基準として高速コ
ンパレータＩＣ_３１で比較し、点Ｋの電圧が点Ｇの電圧
より高くなった瞬間に、ＩＣ_３１の出力がハイレベルと
なる。

【００５５】送信雑音阻止用のコンパレータＩＣ_３２の
出力もハイレベルの時に、プルアッブ抵抗Ｒ_３８によっ
て出力点Ｎの電圧が０ＶからＶ_ＣＣに急上昇し、受信信
号のレベル検出出力が得られる。図１５の中には各部の
電圧レベルが記入されている。Ｑ_３２のエミッタの徴分
抵抗をｒｅ_３２とし、Ｒ_３４《Ｒ_３５とすれば、点Ｋの
交流信号電圧は点Ｅの交流信号電圧のＲ_３４／（ｒｅ
_３２＋Ｒ_３４）倍となり、点Ｉの電圧をＶ_Ｅとすればｒ
ｅ_３２＝２６ｍＶ・Ｒ_３４／Ｖ_Ｅであるからｒｅ _３２／
Ｒ_３４＝２６ｍＶ／Ｖ_Ｅとなる。

【００５６】Ｖ_Ｅ＝２ＶとすればＲ_３４（ｒｅ_３２＋Ｒ
_３４）＝０．９８７となり、点Ｅの交流信号は点Ｈのバ
イアス電圧を中心として点Ｋにほとんどそのままの形で
伝達され、点Ｇと点Ｈの電圧差Ｖ０でレベル検出され
る。点Ｆの電圧をＶ_Ｂ，Ｑ_３１のベース・エミッタ間電
圧をＶ_ＢＥ１とすれば

【数４４】 となり、温度をＴとすれば

【数４５】 となり、Ｖ０の温度特性がＶ_ＢＥ１のそれに比して改善
されていることが分かる。この回路によって受信増幅回
路の出力信号はそのままの形で、Ｒ_３２／Ｒ_３３の比を
変えることによって、任意のレベルでの検出が可能であ
る。

【００５７】図１６は本発明による超音波伝搬時間検出
回路の信号レベル検出回路１７の実施の形態として、安
価な中速コンパレータを使用した場合の回路図である。
また、図１７は受信信号周波数が５００ｋＨｚの場合の
動作波形図である。この場合の送信回路は図２に示した
送信回路１５ａを用いており、受信信号の立ち上がりが
図１５の場合と同じく鋭くなっている。図１６に示す信
号レベル検出回路１７においては、図１４に示す信号レ
ベル検出回路７の中のＲ_３４の代りに、Ｃ_４３、Ｒ_４４
およびＲ_４５の積分回路を使用している。Ｃ_４３は積分
コンデンサ、Ｒ _４４は放電抵抗、Ｒ_４５は抵抗値の低い
充電抵抗である。

【００５８】結合コンデンサＣ_３２の出力点Ｐの波形は
図１７に示すように点Ｈの電圧からスタートして、点Ｅ
の信号をピーク検波した形となり、点Ｐの電圧を基準と
して安価な中速コンパレータＩＣ_４１で比較する。中速
コンパレータＩＣ_４１は、点Ｐの電圧が点Ｇの電圧より
高くなった瞬間よりコンパレータの遅延時間ｔ_ｄ後にコ
ンパレータＩＣ_４１の出力がハイレベルとなり、送信雑
音阻止用のコンパレータＩＣ_４２の出力もハイレベルの
時に、プルアップ抵抗Ｒ_３８によって出力点Ｑの電圧が
ハイレベルとなり、受信信号のレベル検出出力が得られ
る。

【００５９】この信号レベル検出回路１７は、図２４に
示す従来のダイオード検波回路５７と違って、Ｑ_３２に
適当なバイアス電流を流すことによって、点Ｅの信号を
微小レベルからピーク検波することができ、しかも温度
依存性が小さい。点Ｐの波形が図１７に示すように受信
信号の立上り波形の各ピーク値を保持するので、コンパ
レータＩＣ_４１の遅延時間ｔ_ｄが大きくても、高周波信
号の任意の立上りレベルを、点Ｇと点Ｈの電圧差Ｖ_０を
変えることによって検出することができる。また、遅延
時間ｔ_ｄが一定の値をとるため、遅延時間ｔ_ｄ分の補正
を行って精度の高い測定を行うことが可能である。Ｖ_０
の温度依存性は図１４に示す回路の場合と同じく、式
（４５）で表わされ、Ｖ_ＢＥ１のそれに比して改善され
ている。

【００６０】

【発明の効果】以上、詳細に説明したように本発明によ
れば、高精度で安定した動作を行うことのできる超音波
伝搬時間検出回路を実現することが可能となる。すなわ
ち、本発明による送信回路は、単発バースト昇圧駆動回
路によって、適当な電流値で、送信用圧電振動子に適当
な電圧の単発高電圧パルスを印加してから、振動子に共
振点で自由振動を行わせることが容易にできる。これに
より、共振周波数での他励発振器が不要となり、且つ立
上りが鋭く残響の少ない安定した超音波の送信が可能と
なる。したがって、受信信号の立ち上がりが鋭くなり、
近距離の超音波伝搬時間を正確に検出することができ
る。また、本発明によれば、受信増幅回路として使用す
る高周波高利得多段トランジスタ増幅回路の寄生発振防
止手段により充分な高利得が得られ、安定な受信増幅が
可能となる。さらに本発明による信号レベル検出回路に
よれば、温度依存性が少なく、微小信号レベルの検出も
可能となり、受信信号の立上りの瞬間を精度よく検出で
きる。 以上の本発明の中のどれか１つを採用しても有
効であるが、これらを組合せることによって、さらに高
精度の高速超音波伝搬時間検出回路を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回
路における実施の形態として、ＭＯＳＦＥＴを駆動用ト
ランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用
いたときの回路図である。

【図２】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回
路における実施の形態として、ＭＯＳＦＥＴを駆動用ト
ランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用
いたときの他の回路図である。

【図３】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回
路における実施の形態として、ＭＯＳＦＥＴを駆動用ト
ランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用
いたときの他の回路図である。

【図４】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回
路における実施の形態として、バイポーラトランジスタ
を駆動用トランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆
動回路を用いたときの回路図である。

【図５】図１〜図４に示した送信回路における点Ａの波
形図である。

【図６】図１に示した送信用圧電振動子の駆動回路の動
作波形図である。

【図７】図２および図３に示した送信用圧電振動子の駆
動回路の動作波形図である。

【図８】図４に示した送信用圧電振動子の駆動回路の動
作波形図である。

【図９】本発明による超音波伝搬時間検出回路の実施の
形態を示す送受分離タイプの圧電振動子を用いたときの
機能ブロック図である。

【図１０】本発明による超音波伝搬時間検出回路の実施
の形態を示す送受兼用タイプの圧電振動子を用いたとき
の機能ブロック図である。

【図１１】図９および図１０に示した超音波伝搬時間検
出回路の点Ｗ、点Ｘ、点Ｙにおける波形図である。

【図１２】本発明による超音波伝搬時間検出回路におけ
る受信増幅回路の実施の形態を示す回路図である。

【図１３】図１２に示した受信増幅回路の動作波形図で
ある。

【図１４】本発明による超音波伝搬時間検出回路の信号
レベル検出回路の実施の形態として高速コンパレータを
使用したときの回路図である。

【図１５】図１４に示した信号レベル検出回路の動作波
形図である。

【図１６】本発明による超音波伝搬時間検出回路の信号
レベル検出回路の実施の形態として中速コンパレータを
使用したときの回路図である。

【図１７】図１６に示した信号レベル検出回路の動作波
形図である。

【図１８】従来技術における超音波伝搬時間検出回路の
送受分離タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロッ
ク図である。

【図１９】従来技術における超音波伝搬時間検出回路の
送受兼用タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロッ
ク図である。

【図２０】複数発バースト昇圧駆動回路を用いた従来技
術における送信回路の回路図である。

【図２１】複数発バースト昇圧駆動回路を用いた従来技
術における他の送信回路の回路図である。

【図２２】図２０および図２１に示した複数発バースト
昇圧駆動回路の動作波形図である。

【図２３】従来技術における受信増幅回路の回路図であ
る。

【図２４】従来技術における信号レベル検出回路の回路
図である。

【図２５】図２４に示した信号レベル検出回路の動作波
形図である。

【符号の説明】

１ 送信用圧電振動子 ２ 受信用圧電振動子 ３ 送受兼用圧電振動子 ４ 超音波反射体 ５，１５ 送信回路 ５ａ，１５ａ 単発バースト昇圧回路 ６ 受信増幅回路 ７，１７ 信号レベル検出回路 ８ ＲＳＦＦ ２７，３７ 制御回路 ７０，７２ 寄生発振防止回路

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信用圧電振動子を駆動する超音波伝搬
   時間検出回路における送信回路において、 前記送信用圧電振動子と並列に接続された主トランジス
   タと、 前記送信用圧電振動子と前記主トランジスタとの並列回
   路に直列に接続されたコイルと、 前記主トランジスタのオン、オフ制御を所定の周期で行
   うことにより前記送信用圧電振動子に自由振動を行わせ
   るスイッチング回路とを備えた単発バースト昇圧駆動回
   路を有し、 前記単発バースト昇圧駆動回路は、前記主トランジスタ
   を一定時間オン状態にして前記コイルの電流が一定値に
   達した後に、前記トランジスタをオフ状態にして前記送
   信用圧電振動子に単発の高電圧パルスを印加することを
   特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の単発バースト昇圧駆動
   回路において、前記主トランジスタはＭＯＳ型電界効果
   トランジスタであることを特徴とする超音波伝搬時間検
   出回路における送信回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の送信回路において、前
   記単発バースト昇圧駆動回路は、前記送信用圧電振動子
   に自由振動を行わせることを充分長い周期で繰返すこと
   を特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回
   路。
4. 【請求項４】請求項１に記載の送信回路において、 前記コイルと電源との間に接続され、このコイルを電源
   から所定のタイミングで切り離す補助トランジスタと、 前記スイッチング回路からの出力を受け、前記主トラン
   ジスタがオンした直後に前記補助トランジスタをオンし
   て前記電源とコイルとを接続し、前記主トランジスタが
   オフして高電圧パルスが発生した後に前記補助トランジ
   スタをオフして前記電源とコイルとを切り離す補助トラ
   ンジスタ制御回路とを有することを特徴とする超音波伝
   搬時間検出回路における送信回路。
5. 【請求項５】 請求項４に記載の送信回路において、前
   記補助トランジスタ制御回路は、 前記スイッチング回路の出力側に接続され、これより前
   記主トランジスタをオンする信号を入力するとローレベ
   ルの信号を出力するインバータと、 前記電源と前記インバータの出力側間に直列接続された
   第１の抵抗と第２の抵抗とを有し、 前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点と前記補助トラン
   ジスタのベースが接続され、前記インバータがローレベ
   ルの信号を出力すると、これら抵抗により分割された電
   圧が前記補助トランジスタのベースに印加されることに
   より前記補助トランジスタをオンすることを特徴とする
   超音波伝搬時間検出回路における送信回路。
6. 【請求項６】 請求項４に記載の送信回路において、前
   記補助トランジスタ制御回路は、 ベースが前記スイッチング回路の出力側に、エミッタが
   接地電位レベルに接続され、前記主トランジスタをオン
   する信号を入力するとコレクタ・エミッタ間を導通する
   補助トランジスタ駆動用トランジスタと、 前記電源と前記補助トランジスタ駆動用トランジスタの
   コレクタ間に直列接続された第１の抵抗と第２の抵抗と
   を有し、 前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点と前記補助トラン
   ジスタのベースが接続され、前記補助トランジスタ駆動
   用トランジスタがオンすると、これら抵抗により分割さ
   れた電圧が前記補助トランジスタのベースに印加される
   ことにより前記補助トランジスタをオンすることを特徴
   とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。
7. 【請求項７】 受信用圧電振動子により検出された受信
   信号を増幅する超音波伝搬時間検出回路における受信増
   幅回路において、 前記受信用圧電振動子からの検出信号を増幅する第１の
   受信信号増幅トランジスタと、 前記第１の受信信号増幅トランジスタの出力信号を増幅
   する第２の受信信号増幅トランジスタとを備えた高周波
   高利得多段トランジスタ増幅回路を有し、 前記第１の受信信号増幅トランジスタおよび第２の受信
   信号増幅トランジスタのコレクタにはそれぞれ負荷抵抗
   が接続され、 前記第２の受信信号増幅トランジスタのコレクタに接続
   された前記負荷抵抗と並列に、前記受信信号の周波数と
   異なる周波数での寄生発振を防止する寄生発振防止用回
   路が接続されることを特徴とする超音波伝搬時間検出回
   路における受信増幅回路。
8. 【請求項８】 請求項７に記載の受信増幅回路におい
   て、前記第１の受信信号増幅トランジスタのコレクタに
   接続された前記負荷抵抗と並列に、前記寄生発振防止用
   回路が接続されたことを特徴とする超音波伝搬時間検出
   回路における受信増幅回路。
9. 【請求項９】 請求項７または８に記載の受信増幅回路
   において、前記寄生発振防止用回路は前記寄生発振周波
   数に近い共振周波数を持ったコイルとコンデンサの直列
   回路であることを特徴とする超音波伝搬時間検出回路に
   おける受信増幅回路。
10. 【請求項１０】 受信用圧電振動子により検出された受
    信信号の増幅信号を入力し、この増幅信号より送信用圧
    電振動子より出力された超音波を検出する超音波伝搬時
    間検出回路における信号レベル検出回路において、 前記増幅信号をベースに入力する第１のトランジスタ
    と、 前記増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する第２
    のトランジスタと、 前記第２のトランジスタのエミッタと接地電位レベルと
    の間に直列に接続された第１の抵抗および第２の抵抗
    と、 第１の入力端子が結合コンデンサを介して前記第１のト
    ランジスタのエミッタに接続されるとともに第３の抵抗
    を介して前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点に接続さ
    れ、第２の入力端子が前記第２のトランジスタのエミッ
    タに接続され、第２の入力端子に入力されるエミッタ電
    圧を基準として第１の入力端子に入力された電圧を比較
    することにより、前記送信用圧電振動子より出力された
    超音波を検出する高速コンパレータとを有することを特
    徴とする超音波伝搬時間検出回路における信号レベル検
    出回路。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の信号レベル検出回
    路において、前記第１の抵抗および第２の抵抗のいずれ
    かの抵抗値を変えることにより、前記高速コンパレータ
    の第２の入力端子に入力される基準電圧を任意の電圧に
    設定可能とすることを特徴とする超音波伝搬時間検出回
    路における信号レベル検出回路。
12. 【請求項１２】 受信用圧電振動子により検出された受
    信信号の増幅信号を入力し、この増幅信号より送信用圧
    電振動子より出力された超音波を検出する超音波伝搬時
    間検出回路における信号レベル検出回路において、 前記増幅信号をベースに入力し、低い充電抵抗である第
    ４の抵抗がエミッタに接続された第１のトランジスタ
    と、 前記増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する第２
    のトランジスタと、 前記第２のトランジスタのエミッタと接地電位レベルと
    の間に直列に接続された第１の抵抗および第２の抵抗
    と、 前記第４の抵抗を介して前記第１のトランジスタのエミ
    ッタに接続された積分コンデンサと放電抵抗の並列回路
    と、 第１の入力端子が結合コンデンサを介して前記第４の抵
    抗と前記並列回路との接続点に接続されるとともに第３
    の抵抗を介して前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点に
    接続され、第２の入力端子が前記第２のトランジスタの
    エミッタに接続され、前記第２の入力端子に入力される
    エミッタ電圧を基準として第１の入力端子に入力された
    電圧を比較することにより、前記送信用圧電振動子より
    出力された超音波を検出する中速コンパレータとを有す
    ることを特徴とする超音波伝搬時間検出回路における信
    号レベル検出回路。
13. 【請求項１３】 請求項１２に記載の信号レベル検出回
    路において、前記第１の抵抗および第２の抵抗のいずれ
    かの抵抗値を変えることにより、前記高速コンパレータ
    の第２の入力端子に入力される基準電圧を任意の電圧に
    設定可能とすることを特徴とする超音波伝搬時間検出回
    路における信号レベル検出回路。
14. 【請求項１４】 送信用圧電振動子より出力された超音
    波の反射波を受信用圧電振動子により検出することによ
    り、超音波伝搬時間の検出を行う超音波伝搬時間検出回
    路において、 前記送信用圧電振動子を駆動する請求項１に記載の送信
    回路と、 前記受信用圧電振動子の信号を増幅する請求項７に記載
    の受信増幅回路と、 前記受信増幅回路の信号を入力し、これより前記送信用
    圧電振動子より出力された超音波の反射波の信号を検出
    する請求項１０および１２のいずれかに記載の信号レベ
    ル検出回路と、 前記送信回路より前記送信用圧電振動子の駆動時に入力
    する第１の信号と、前記信号レベル検出回路より反射波
    の検出時に出力される第２の信号により前記超音波伝搬
    時間を出力するラッチ回路とを有することを特徴とする
    超音波伝搬時間検出回路。
15. 【請求項１５】 請求項１４に記載の超音波伝搬時間検
    出回路において、前記送信用圧電振動子と受信用圧電振
    動子は、送受兼用圧電振動子であることを特徴とする超
    音波伝搬時間検出回路。