JP2001083235A - 超音波伝搬時間検出回路 - Google Patents
超音波伝搬時間検出回路Info
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Abstract
出回路を提供すること。 【解決手段】 単発バースト昇圧駆動回路により送信用
圧電振動子1を駆動する送信回路5と、利得を大きくし
ても寄生発振が起こらないように寄生発振防止回路が付
加された受信用圧電振動子2の受信信号を増幅する受信
増幅回路6と、受信増幅回路6で増幅された信号を入力
して反射体4で反射された超音波を検出する信号レベル
検出回路7と、送信回路5より送信用圧電振動子1を駆
動するタイミングと信号レベル検出回路7より検出信号
を入力し、超音波が送信用圧電振動子より出力されてか
ら受信用振動子に受信されるまでの時間を出力するRS
FF8とにより構成される。
Description
回路、より具体的には圧電超音波振動子を用いた超音波
伝搬時間検出回路に関する。
振動子から超音波を送出し、この超音波が反射体により
反射された反射波を受信用圧電振動子により検出し、こ
の間の時間を出力することによりたとえば反射体までの
距離測定を行う装置に用いられる回路である。距離測定
を行うこの種の装置では、超音波伝搬時間検出回路によ
り超音波の伝搬時間の検出を高い精度で行う程、反射体
までの距離測定を正確に行うことができる。このため、
超音波の伝搬時間の検出を高精度で行える超音波伝搬時
間検出回路が求められている。
術における超音波伝搬時間検出回路の機能ブロック図を
示したものである。これら図において、図18と図19
の構成上の違いは、図18では送信用圧電振動子1と受
信用圧電振動子2が送受分離タイプの圧電振動子である
のに対し、図19ではこれらが一体となった送受兼用圧
電振動子3を用いている点であり、これ以外の構成要素
は同じである。このため、以下の説明では重複する説明
は省略する。
用圧電振動子1の駆動回路としては、振動子の振動の立
上りを鋭く且つ強力にして、それによって受信信号の立
上りを鋭くしSN比を大きくする必要がある。そのため
に、後述する送信回路55(65)のコイルやトランス
に流れている電流を急激に切断し、それを圧電振動子1
に加えて高電圧を発生させることを、圧電振動子1の共
振点近くの周波数に合わせて10発前後繰返し、機械振
動振幅を増大させることが考えられる。
ける複数発バースト昇圧回路を示した回路であり、この
回路を回路55a,65aとする。また図22はその動
作波形を示したものであり、図22(a)は図20、図
21における点Pの電圧波形を、図22(b)は点Rの
電圧波形を、図22(c)は点Sの電圧波形を図22
(d)は点Tの電圧波形をそれぞれ示している。点Pが
ハイレベルになっている期間t1(t1=25μs)は
時定数C3・R4で決まり、バーストの周期t2(t2
=10ms)は時定数C3・R3で決まり、t1の期間
だけ圧電振動子1は共振点近くの周波数で駆動される。
その周期2t0(t0=1.25μs)は時定数C4・
R6によって決まる。
子1を駆動する駆動用トランジスタQ1としては、入力
インピーダンスが高く少数キャリアのストレージ効果の
ないMOS型電界効果トランジスタ(MOSFET)が
優れている。つぎに図20に示す回路の動作の理論解析
を試みる。
に流れる電流がI0に達した時点でQ1がOFFしてか
らt時間後の点Sの電圧υBは
ON抵抗である。また、CBは送信用圧電振動子1の等
価キャパシタンスCPと、Q1の等価キャパシタンスC
1の並列容量
I0RONとなり、(VCC−I0RON)/(2
R1)をI0に対して無視すれば、υBの最大値は
れを
の駆動周波数をこれに合わせたとすれば、Q1がONし
ている時間間隔t0は
的に再びONさせられ、υB=0Vとなり、図22
(c)に示すように、発振器の駆動時間t1の間、周波
数fB=ωB/(2π)=1/(2t0)、振幅|VB
|=υBMAXの駆動電圧が点Sに発生する。
れている電流I0は、RON《R1,RON《π(ωB
CB)ならば、R1と振動子に流れる電流が無視できる
ので
pF,RON=8Ω,fB=ωB/(2π)=400k
Hzとすれば、CB=190pF,1/(ωBCB)=
2.094kΩ,t0=1.25μsとなる。假りにR
1=∞とすれば、L1=O.833mH,L1/t0=
666.6Ω,RONt0/L1=0.012となり、
式(10)より
RON=0.988VC C,
B=4.775,1/(4R1 2ω BCB 2)=0.0
11,L1=0.824mH,L1/t0=659.2
Ω,RONt0/L1=0.01214となり、式(1
0)より
0RON=0.988V CC,
す。
がONして1次側のL1に流れる電流がI0に達した時
点でQ1がOFFしてからt時間後の点Cの電圧υCは
式(1)と同様にして
側の巻数比であり、L2は2次側のインダクタンスであ
り、CCは点Tにおける等価キャパシタンス
=−n(VCC−I0RON)となり、υCが最大値υ
CMAXとなる時点tMを式(6)のように近似すれば
動周波数をこれに合わせたとすれば、Q1がONしてい
る時間間隔t0は
的に再びONさせられ、υC=−nVCCとなり、図2
2(d)に示すように、発振器の駆動時間t1の間、周
波数fC=ωC/(2π)=1/(2t0)の駆動電圧
が点Tに発生する。この場合の振幅は
いる電流I0に対して、n2R ON《R1,n2RON
《π/(ωCCC)ならば、R1と振動子に流れる電流
が無視できるので、式(10)が適用でき、RONt0
《L1の場合は
130pF,C1=60pF,RO N=8Ω,fC=ω
C/(2π)=400kHzとし、n=7とすれば、C
C=131.2pF,1/(ωCCC)=3.03k
Ω,t0=1.25μsとなる。假りにR1=∞とすれ
ば、L2=1.2mH,L1=0.0246mH,L1
/t0=19.68Ω,RONt0/L1=0.407
となり、式(10)より
RON=0.666VC C,I0/n2=VCC/
(1.1736kΩ),
CC=3.3,1/(4R1 2ωC 2CC 2)=0.0
23,L2=1.173mH,L1=0.024mH,
L1/t0=19.2Ω,RONt0/L1=0,41
7となり、式(10)より
ON=0.66VCC,(VCC−I0RON)/(2
R1ωCCC)=0.1VCC,
に示す。以上の具体例について、図20の回路55aに
対する式(12)〜(19)と、図21の回路65aに
対する式(29)〜式(38)において、VCCの値を
代入すれば具体的な数値が得られる。たとえばVCC=
5Vとすれば、図20の回路55aに対して、式(1
6)と式(18)よりI0=7.54mA,|VB|=
19Vとなり、図20の回路55aに対して、式(3
4)と(38)よりI0=213mA,|VC|=10
7.25Vとなる。このように図20に示した回路55
aでは、圧電振動子1の共振点近くの周波数で駆動しよ
うとすると、RONとR1の影響を無視した場合、式
(11)より
では上記と同様の条件の下で式(28)より
なり得る。したがって従来の複数発バースト昇圧回路と
しては、図20に示す回路55aは使用されておらず、
一般に図21に示す回路65aが送信回路の複数発バー
スト昇圧回路として使用されている。
時間検出回路の機能ブロック図の中で、受信増幅回路5
6としては、約100kHz以上の信号に対してはIC
演算増幅器の利得が大きくとれないので、高周波高利得
多段トランジスタ増幅回路が使用されている。図23は
従来技術における受信増幅回路56の回路図である。こ
の回路ではトランジスタQ12、Q13が受信用圧電振
動子2の増幅を行う高周波高利得多段トランジスタであ
り、これらトランジスタQ12、Q13により増幅され
た信号が出力VOUTとして信号レベル検出回路57に
送られる。
時間検出回路の機能ブロック図の中で、信号レベル検出
回路57としては、従来は図24に示すようなダイオー
ドピーク検波回路が使用されており、図25(a)、
(b)は受信信号周波数がたとえば500kHzの場合
の動作波形例を示す。この場合の送信回路は図21に示
した回路65aを用いている。V1は受信増幅回路の出
力電圧であり、バーV1はその平均値であり、V1の交
流分V1−(バーV1)が結合コンデンサC51を通し
て検波ダイオードD51、D52に電圧V2が加わり、
積分コンデンサC 52と放電抵抗の端子に電圧V3が生
じる。C52・R51の時定数が信号周期に対して充分
大きく、C51》C52ならば、V3の立上り時の任意
の瞬間の値は、それ以前のV1の負の交流分のピーク値
がD51の順方向電圧VF1より大きい分だけ加わった
V1の正の交流分からD52の順方向電圧VF2を引い
て残った正の部分のピーク値となる。V3は通常中速コ
ンパレータIC51によって雑音除去の規準レベルV4
と比較され、V3>V4の瞬間からコンパレータの遅れ
tdだけ遅れて出力にVOUTの信号が発生する。
な従来技術における超音波伝搬時間検出回路では以下に
示す問題点があった。 (1)従来の送信回路55(65)では十分に高い電圧
により送信用圧電振動子1を駆動することができなかっ
たため、1発のパルスでは振動子の振動振幅が小さく、
超音波出力が不十分なので、複数発バースト昇圧駆動回
路55a,65aにより、駆動時間t1の間に10発程
度のパルスを出力することで送信用圧電振動子1の振動
振幅を時間的に増大させていた。したがって、受信用圧
電振動子に到達する超音波音圧は、到達時点では小さ
く、受信信号出力が図25(a)、(b)に示している
V1のように立ち上がりが緩やかで、10発程度の繰り
返しによって次第に増大する傾向を示すので、受信信号
のレベル検出のタイミングに誤差が生じる。したがっ
て、超音波伝搬時間に誤差が生じ高精度な測定ができな
いという欠点があった。
a,65aでは、駆動時間t1の間に複数発のパルスを
出力するため、送信用圧電振動子1の共振周波数に合わ
せた他励発振器57が必要である。この周波数調整は抵
抗R6とコンデンサC4により行うが、これら素子の値
を適切に調整することは非常に困難であった。さらに、
複数発バースト昇圧回路55aでは充分に昇圧できない
ため実用性に欠けるという問題があった。また、複数発
バースト昇圧回路65aでは、複数発バーストを行うこ
とにより送信用圧電振動子1の駆動を行うことが可能で
あるが、このような昇圧トランスによる回路では充分に
昇圧しようとすると、1次側の電流が過大となるという
間題があった。
56では、高周波高利得多段トランジスタ増幅回路が利
得を大にすると寄生発振してしまうという間題があっ
た。このため、受信回路56で安定した増幅が行えず、
後段の信号レベル検出回路での検出が正確に行えないと
いう問題があった。
出回路57として使用しているダイオードピーク検波回
路の動作は図25(a)、(b)に示されており、交流
信号振幅(Vp-+Vp+)がダイオードD52とD53
の順方向電圧VF1とVF2との和以上でないと検出で
きず、しかもVFによる温度依存性が大きい。したがっ
て、検出レベルを使用用途等に応じて微小な値に調整す
ることができず、検出するまでの時間遅延が生じるとと
もに、温度により特性の変化の影響を受けるために使用
環境により測定誤差が生じるという問題があった。この
ため、使用環境の影響を受けること無く高精度な超音波
伝搬時間の検出を行えなかった。本発明はこのような従
来技術の欠点を解消し、高精度で安定動作の行える超音
波伝搬時間検出回路を提供することを目的とする。
決するために、送信用圧電振動子を駆動する超音波伝搬
時間検出回路における送信回路は、送信用圧電振動子と
並列に接続された主トランジスタと、送信用圧電振動子
と主トランジスタとの並列回路に直列に接続されたコイ
ルと、主トランジスタのオン、オフ制御を所定の周期で
行うことにより送信用圧電振動子に自由振動を行わせる
スイッチング回路とを備えた単発バースト昇圧駆動回路
を有する。単発バースト昇圧駆動回路は、主トランジス
タを一定時間オン状態にしてコイルの電流が一定値に達
した後に、トランジスタをオフ状態にして前記送信用圧
電振動子に単発の高電圧パルスを印加する。
により検出された受信信号を増幅する超音波伝搬時間検
出回路における受信増幅回路は、受信用圧電振動子から
の検出信号を増幅する第1の受信信号増幅トランジスタ
と、第1の受信信号増幅トランジスタの出力信号を増幅
する第2の受信信号増幅トランジスタとを備えた高周波
高利得多段トランジスタ増幅回路を有する。第1の受信
信号増幅トランジスタおよびこれらの受信信号増幅トラ
ンジスタのコレクタにはそれぞれ負荷抵抗が接続され、
第2の受信信号増幅トランジスタのコレクタに接続され
た負荷抵抗と並列に受信信号の周波数と異なる周波数で
の寄生発振を防止する寄生発振防止用回路が接続され
る。
子により検出された受信信号の増幅信号を入力し、この
増幅信号より送信用圧電振動子より出力された超音波を
検出する超音波伝搬時間検出回路における信号レベル検
出回路は、増幅信号をベースに入力する第1のトランジ
スタと、増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する
第2のトランジスタと、第2のトランジスタのエミッタ
と接地電位レベルとの間に直列に接続された第1の抵抗
および第2の抵抗と、第1の入力端子が結合コンデンサ
を介して第1のトランジスタのエミッタに接続されると
ともに、第3の抵抗を介して第1の抵抗と第2の抵抗の
接続点に接続され、第2の入力端子が第2のトランジス
タのエミッタに接続され、第2の入力端子に入力される
エミッタ電圧を基準として第1の入力端子に入力された
電圧を比較することにより、送信用圧電振動子より出力
された超音波を検出する高速コンパレータとを有する。
により検出された受信信号の増幅信号を入力し、この増
幅信号より送信用圧電振動子より出力された超音波を検
出する超音波伝搬時間検出回路における信号レベル検出
回路は、増幅信号をベースに入力し、低い充電電圧であ
る第4の抵抗がエミッタに接続された第1のトランジス
タと、増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する第
2のトランジスタと、第2のトランジスタのエミッタと
接地電位レベルとの間に直列に接続された第1の抵抗お
よび第2の抵抗と、第4の抵抗を介して第1のトランジ
スタのエミッタに接続された積分コンデンサと放電抵抗
の並列回路と、第1の入力端子が結合コンデンサを介し
て第4の抵抗と並列回路との接続点に接続されるととも
に第3の抵抗を介して第1の抵抗と第2の抵抗の接続点
に接続され、第2の入力端子が第2のトランジスタのエ
ミッタに接続され、第2の入力端子に入力されるエミッ
タ電圧を基準として第1の入力端子に入力された電圧を
比較することにより、送信用圧電振動子より出力された
超音波を検出する中速コンパレータとを有する。
よる超音波伝搬時間検出回路の実施の形態を詳細に説明
する。図9および図10は、本発明による超音波伝搬時
間検出回路の実施の形態を示す機能ブロック図である。
これらの図において、図9と図10の構成上の違いは、
図18および図19と同様に、図9では送信用圧電振動
子1と受信用圧電振動子2が送受分離タイプの圧電振動
子であるのに対し、図10ではこれらが一体となった送
受兼用圧電振動子3を用いている点であり、これ以外の
構成要素は同じである。このため、以下の説明では重複
する説明は省略する。
振動子を用いた超音波伝搬時間検出回路は、送信用圧電
振動子1、受信用圧電振動子2、送信回路5(15)、
受信増幅回路6、信号レベル検出回路7(17)、RS
フリップフロップ(以下RSFFと称す)8により構成
されている。送信回路5(15)は送信用圧電振動子1
を駆動して超音波を出力する単発バースト昇圧回路が内
蔵された駆動回路である。送信回路5(15)はまた、
信号レベル検出回路7(17)に送信雑音阻止信号を出
力するとともに、送信用圧電振動子1の駆動時にRSF
F8をリセットするリセット信号を出力する。
により駆動されると反射体4に向けて超音波を出力する
圧電超音波振動子である。受信用圧電振動子2は反射体
4により反射された送信用圧電振動子1からの超音波を
受信・検出する圧電超音波振動子である。受信回路6
は、受信用圧電振動子2で受信・検出された微弱な信号
を、後段の信号レベル検出回路7(17)で安定した検
出が行えるように、たとえば1,000倍程度の増幅を
行う増幅回路である。受信回路6は、このように1,0
00倍程度の増幅を行っても、寄生発振が生じないよう
に寄生発振防止回路が付加されている。
幅回路6により増幅された信号が所定のレベルに達した
ときに超音波の検出出力を後段のRSFF8のセット入
力端子Sに出力する検出回路である。信号レベル検出回
路7(17)は、検出レベルを任意に調整可能であり、
温度により影響を受けることがほとんどない回路構成に
なっている。
時に送信回路5(15)によりリセット端子Sがリセッ
トされ、信号レベル検出回路7で反射波の検出時にセッ
ト端子Sをセットすることにより、超音波伝搬時間の測
定を行う回路である。RSFF8よりQの反転出力であ
るQバー(図面上ではQの上にバーが示してある)を超
音波伝搬時間の検出出力とすることにより、超音波伝搬
時間がハイレベルで出力される。
伝搬検出回路における波形図である。図7において、波
形W、波形X、波形Yはそれぞれ図9および図10の点
W、点X、点Yに現れる波形を示している。以下、図9
〜図11を用いて超音波伝搬検出回路の動作を説明す
る。送信回路5(15)は、一定の周期t2で時間幅t
1のタイミングパルスに従って、送信用圧電振動子1を
駆動して超音波を反射体4に向けて送出するとともに、
RSFF8をリセットして(波形W)、Qバー出力をハ
イレベルとする(波形Y)。送信用圧電振動子1より送
出された超音波は、受信用圧電振動子2で検出され、受
信増幅回路6で増幅された後に、信号レベル検出回路7
に送られる。信号レベル検出回路7では、送信回路5
(15)より入力した送信雑音阻止信号により正規の受
信信号以前に生じている送信雑音を阻止し、その後の信
号レベルが一定値以上に達した瞬間にRSFF8をセッ
トし(波形X)、このRSFF8のQバー出カをローレ
ベルとする(波形Y)。そして、波形Yに示すRSFF
8のQバー出力のハイレベル期間の時間Tから超音波伝
搬時間を求める。
波伝搬時間検出回路は図13および図14に示した機能
ブロックと同じであるが、送信回路5(15)、受信回
路6および信号レベル検出回路7(17)の回路構成が
それぞれ異なっている。以下、本実施の形態のこれら回
路を図面を用いて詳細に説明する。
は、送信用圧電振動子1の駆動回路として、MOSFE
Tとコイルによる単発バースト昇圧駆動回路が用いられ
ている。図1は図9または図10に示した送信回路5の
単発バースト昇圧駆動回路5aを示す回路図であり、図
2は送信回路15の単発バースト昇圧駆動回路15aを
示す回路図である。また、図5〜図7はこれら単発バー
スト昇圧駆動回路5a,15aの動作波形図である。
FET、L1は昇圧コイル、R1は残響減衰用および送
受兼用振動子3の場合の負荷抵抗である。また、1は送
信用または送受兼用の圧電振動子であるが、本実施の形
態ではこれらいずれを用いた場合も実質的には同じであ
るため、差異のある場合以外は送信用振動子1を例に説
明する。
とIC2によって、Q1のゲート(点A)に図5に示す
ような発振電圧を与えると、Q1はt1の間ONしてL
1の電流がI1に達した瞬間にOFFする。これによ
り、点Bに図6に示すような単発の高電圧パルスが発生
する。この動作に対しては、式(1)〜(7)において
I0をI1に置換えた式が適用できる。この場合、R
ON《R1,RON《t1/CBならば、式(10)と
同様にして
1=25μs,RON=8ΩとするとI1=135mA
となり、図20や図21の場合と同じくCP=130p
F,C1=60pF,fB=400kHzとすればI1
/(ωBCB)=282.7V,I1RON=1.08
Vとなり、R1=10kΩの場合は式(7)よりυ
BMAX≒243Vとなる。
等価キャパシタンスCPで置換えた近似的なものであ
る。上記の条件に近い場合の図1の回路での実測値とし
てはI 1=125mAとなり、図6に示すようにυ
BMAX=190Vとなる。本実施の形態による図1に
示す回路の特性を従来の図20に示す回路の特性と理論
値間で比較すると、図1に示す回路では、図20に示す
回路に比して、I1が135/7.54=17.9倍、
υBMAXが243/19=12.8倍となる。また、
図17に示す回路に比べても、I1が135/213=
O.63倍、υBMA Xが243/107.25=2.
6倍となる。
について説明する。Q1を通してL 1に流れていた電流
I1はQ1がOFFすると、振動子1とQ1のキャパシ
タンスCP、C1を充電して急激に電圧が上昇する。こ
の電圧がピークに達すると、充電チャージから逆にL1
を通して電源に放電し、このL1の逆方向電流が減少す
ると、点Bの電圧は負となり、MOSFETQ1のドレ
イン・ソース間の寄生ダイオードが順方向にバイアスさ
れ、これを通してL1に逆方向電流が流れる。
に逆転すると、寄生ダイオードの逆方向ストレージチャ
ージの放電が行なわれて、ダイオードがOFFとなり、
L1の正方向電流が急減する。これにより、振動子1と
Q1のキャパシタンスCB(CB=C1+CP)を充電
して点Bの電圧は20〜30Vに上昇し、その後、前記
と同様にしてQ1の寄生ダイオードを通してL1に逆方
向電流が流れ、同様の過程を経て点Bの電圧は再び20
〜30Vに上昇する。これが3〜4回繰返される。寄生
ダイオードが順方向にバイアスされている間は振動子1
の端子間は低インピーダンスでショートされた状態とな
り、振動子1は直列共振点で自由振動を行なう。
単発バースト昇圧駆動回路は、高電圧印加後にコイルL
1を電源VCCより切り離す制御回路27を付加したも
のである。この制御回路27は、コイルL1と電源V
CCとの間に補助トランジスタQ2を挿入し、この補助
トランジスタQ2をインバータIC3により制御してい
る。インバータIC3はハイレベルの信号を入力すると
ローレベルの信号を出力する。このため、点Aがハイレ
ベルになると抵抗R6,R7に電流が流れて補助トラン
ジスタQ2がオンになる。
側は、点Aと接地電位間に直列接続された抵抗R5とコ
ンデンサC4の接続点と、アノード側が点Aに接続され
たダイオードのカソード側に接続されている。このよう
な素子がインバータIC3の入力側に接続されているた
め、主トランジスタQ1がONした直後に補助トランジ
スタQ2がONし、主トランジスタQ1がOFFして高
電圧パルスが発生した後に補助トランジスタQ2がOF
Fする動作を行う。これによって、Q1がONする以前
に、点Cの電圧は0Vになっているので、主トランジス
タQ1がONした瞬間に振動子に電圧のショックを与え
ることがなく、有害な振動が発生しない。
すると、電源からL1に電流が流れ込まないが、L1の
逆方向電流はQ2のインバーストランジスタを通して電
源へ流れる。したがって、C4・R5の時定数を適切に
選んで、高電圧パルスの発生後、上記のような第1回の
L1の逆方向電流が流れ終わる以前に、Q2がOFFす
るようにすると、第1回のL1の逆方向電流が減少して
ゼロになってからは、電流が正方向に流れ込むことがな
い。
に単発の高電圧パルスのみとなり、L1による後続のパ
ルスは発生しない。振動子1は単発の高電圧パルスで駆
動された後は、Q1の寄生ダイオードの順方向バイアス
で−VFに短絡されたまま共振周波数で自由振動し、寄
生ダイオードと振動子の間で振動電流が流れる。L1の
逆方向電流が流れ終わった後も寄生ダイオードはストレ
ージ効果のためにしばらく低インピーダンス状態が続
き、振動子1の振動電流が流れても図7に示すように点
Cにはしばらく振動電圧が発生しない。寄生ダイオード
のストレージ効果が減少し、次第に高抵抗になるに従っ
て振動電流が流れ込む度に、図7に示すような小さな振
動電圧が発生し、振動子の残響が終了するとともに消滅
する。
制御回路からVinとして導入する場合の、図2に示す
制御回路27と同じ機能を持つ制御回路37を備えた駆
動回路例を示したものである。この制御回路37では、
インバータIC3の代わりにNPNトランジスタQ3を
用いている。このNPNトランジスタQ3は、ベースが
駆動電圧Vinに、コレクタが直列抵抗R6,R7に、
エミッタが接地電位に接続されている。NPNトランジ
スタQ3は、ハイレベルの駆動電圧Vinを入力する
と、抵抗R6,R7に電流が流れて補助トランジスタQ
2をオンにする。
ては前述したようにMOSFETが優れており、5V程
度の矩形波電圧で高速にON/OFFすることができ
る。上述のように、単発の高電圧パルスが発生した後は
寄生ダイオードで振動子1を短絡して自由振動を可能と
する。また単発パルスは式(1)で表されるような正弦
半波であり、その周波数fBが振動子の共振周波数に合
うようにL1の値を選び、パルスのピーク値が所望の値
になるようにQ1のON時間t1を決定することによっ
て、任意のピーク値を持った単発パルスが容易に実現で
きる。
たようにMOSFETが優れている点が多いが、本発明
による送信回路はとくにMOSFETに限定されるもの
ではなく、バイポーラトランジスタでもよい。図4は図
1に示したMOSFETQ1の代わりにバイポーラトラ
ンジスタQPを用いた送信回路5a’の回路図である。
バイポーラトランジスタQPを駆動用トランジスタとし
て用いた場合、図4に示すようにこのトランジスタQP
のベース側に、過電流防止のための抵抗R5とスピード
アップコンデンサC4とを並列接続した回路を接続す
る。図8は図4に示した送信回路5a’の点Bpにおけ
る振動波形である。図8に示すように、バイポーラトラ
ンジスタQPを駆動用トランジスタとして用いた場合に
は、高電圧パルスを発生後、CB(CB=C1’+
Cp)とL1,R1による自由振動が発生する。なお、
図2および図3に示した送信回路においても、図1と同
様にバイポーラトランジスタを駆動用トランジスタとし
て用いることができる。
出回路における受信増幅回路6の実施の形態として、受
信用2段トランジスタ増幅回路を示したものである。こ
の増幅回路6では、受信用圧電振動子で検出された信号
を約30倍に増幅する1段目の増幅用トランジスタQ
12と、このトランジスタQ12で増幅した信号をさら
に約33倍に増幅する2段目の増幅用トランジスタQ
13を備えている。この増幅回路では、これら増幅用ト
ランジスタの寄生発振を防止する回路として、コイルL
11とコンデンサC15が直列接続された寄生発振防止
回路70と、コイルL12とコンデンサC16が直列接
続された寄生発振防止回路72が付加されている。すな
わち、寄生発振防止回路70は1段目の増幅用トランジ
スタQ12のコレクタに接続された負荷抵抗R15に並
列に接続され、寄生発振防止回路72は2段目の増幅用
トランジスタQ13のコレクタに接続された負荷抵抗R
19に並列に接続されている。
り、400kHzの受信信号を約60dB増幅した場合
の出力電圧波形の実測例を示す波形図である。この場合
の送信回路は図2に示した回路15aを用いている。寄
生発振防止回路70,72のような直列共振回路を挿入
しない従来の2段増幅回路では、図13(a)に示す如
く、約100kHzで±1Vの寄生発振電圧を生じる。
2段目のみにL12=1mH,C16=2nFの寄生発
振防止回路(共振周波数≒113kHz)72を挿入し
た場合は、図13(b)に示す如く100kHzの寄生
発振電圧が±0.2V程度に減小する。さらに、1段目
にもL11=1mH,C15=2nFの寄生発振防止回
路70を挿入した場合、図13(c)に示す如く、寄生
発振は生じていない。また400kHzの受信信号に対
する出力電圧のピーク値が挿入したLの効果でVCC+
1Vまで増大している。
回路の信号レベル検出回路の実施の形態を示した回路図
である。また、図15は信号レベル検出回路7における
受信信号周波数が500kHzの場合の動作波形図であ
る。この場合の送信回路は、図2に示した送信回路15
aを用いており、受信信号の立ち上がりが図25
(a)、(b)に示している従来の送信回路65a(図
21)を用いた場合の受信信号の立ち上がりに比べて鋭
くなっている。
点Eと、R31,C31による平滑出力点Fに、それぞ
れトランジスタQ32とQ31のベースを接続してエミ
ッタから出力を取り出すエミッタフォロワにしている。
Q31の出力を抵抗R32とR33で分割した点Hと、
Q32のエミッタに接続した結合コンデンサC32の出
力点Kとの間に負荷抵抗R35を接続する。点Kの出力
信号をQ31のエミッタ点Gの電圧を基準として高速コ
ンパレータIC31で比較し、点Kの電圧が点Gの電圧
より高くなった瞬間に、IC31の出力がハイレベルと
なる。
出力もハイレベルの時に、プルアッブ抵抗R38によっ
て出力点Nの電圧が0VからVCCに急上昇し、受信信
号のレベル検出出力が得られる。図15の中には各部の
電圧レベルが記入されている。Q32のエミッタの徴分
抵抗をre32とし、R34《R35とすれば、点Kの
交流信号電圧は点Eの交流信号電圧のR34/(re
32+R34)倍となり、点Iの電圧をVEとすればr
e32=26mV・R34/VEであるからre 32/
R34=26mV/VEとなる。
34)=0.987となり、点Eの交流信号は点Hのバ
イアス電圧を中心として点Kにほとんどそのままの形で
伝達され、点Gと点Hの電圧差V0でレベル検出され
る。点Fの電圧をVB,Q31のベース・エミッタ間電
圧をVBE1とすれば
されていることが分かる。この回路によって受信増幅回
路の出力信号はそのままの形で、R32/R33の比を
変えることによって、任意のレベルでの検出が可能であ
る。
回路の信号レベル検出回路17の実施の形態として、安
価な中速コンパレータを使用した場合の回路図である。
また、図17は受信信号周波数が500kHzの場合の
動作波形図である。この場合の送信回路は図2に示した
送信回路15aを用いており、受信信号の立ち上がりが
図15の場合と同じく鋭くなっている。図16に示す信
号レベル検出回路17においては、図14に示す信号レ
ベル検出回路7の中のR34の代りに、C43、R44
およびR45の積分回路を使用している。C43は積分
コンデンサ、R 44は放電抵抗、R45は抵抗値の低い
充電抵抗である。
図17に示すように点Hの電圧からスタートして、点E
の信号をピーク検波した形となり、点Pの電圧を基準と
して安価な中速コンパレータIC41で比較する。中速
コンパレータIC41は、点Pの電圧が点Gの電圧より
高くなった瞬間よりコンパレータの遅延時間td後にコ
ンパレータIC41の出力がハイレベルとなり、送信雑
音阻止用のコンパレータIC42の出力もハイレベルの
時に、プルアップ抵抗R38によって出力点Qの電圧が
ハイレベルとなり、受信信号のレベル検出出力が得られ
る。
示す従来のダイオード検波回路57と違って、Q32に
適当なバイアス電流を流すことによって、点Eの信号を
微小レベルからピーク検波することができ、しかも温度
依存性が小さい。点Pの波形が図17に示すように受信
信号の立上り波形の各ピーク値を保持するので、コンパ
レータIC41の遅延時間tdが大きくても、高周波信
号の任意の立上りレベルを、点Gと点Hの電圧差V0を
変えることによって検出することができる。また、遅延
時間tdが一定の値をとるため、遅延時間td分の補正
を行って精度の高い測定を行うことが可能である。V0
の温度依存性は図14に示す回路の場合と同じく、式
(45)で表わされ、VBE1のそれに比して改善され
ている。
れば、高精度で安定した動作を行うことのできる超音波
伝搬時間検出回路を実現することが可能となる。すなわ
ち、本発明による送信回路は、単発バースト昇圧駆動回
路によって、適当な電流値で、送信用圧電振動子に適当
な電圧の単発高電圧パルスを印加してから、振動子に共
振点で自由振動を行わせることが容易にできる。これに
より、共振周波数での他励発振器が不要となり、且つ立
上りが鋭く残響の少ない安定した超音波の送信が可能と
なる。したがって、受信信号の立ち上がりが鋭くなり、
近距離の超音波伝搬時間を正確に検出することができ
る。また、本発明によれば、受信増幅回路として使用す
る高周波高利得多段トランジスタ増幅回路の寄生発振防
止手段により充分な高利得が得られ、安定な受信増幅が
可能となる。さらに本発明による信号レベル検出回路に
よれば、温度依存性が少なく、微小信号レベルの検出も
可能となり、受信信号の立上りの瞬間を精度よく検出で
きる。 以上の本発明の中のどれか1つを採用しても有
効であるが、これらを組合せることによって、さらに高
精度の高速超音波伝搬時間検出回路を提供することがで
きる。
路における実施の形態として、MOSFETを駆動用ト
ランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用
いたときの回路図である。
路における実施の形態として、MOSFETを駆動用ト
ランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用
いたときの他の回路図である。
路における実施の形態として、MOSFETを駆動用ト
ランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用
いたときの他の回路図である。
路における実施の形態として、バイポーラトランジスタ
を駆動用トランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆
動回路を用いたときの回路図である。
形図である。
作波形図である。
動回路の動作波形図である。
作波形図である。
形態を示す送受分離タイプの圧電振動子を用いたときの
機能ブロック図である。
の形態を示す送受兼用タイプの圧電振動子を用いたとき
の機能ブロック図である。
出回路の点W、点X、点Yにおける波形図である。
る受信増幅回路の実施の形態を示す回路図である。
ある。
レベル検出回路の実施の形態として高速コンパレータを
使用したときの回路図である。
形図である。
レベル検出回路の実施の形態として中速コンパレータを
使用したときの回路図である。
形図である。
送受分離タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロッ
ク図である。
送受兼用タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロッ
ク図である。
術における送信回路の回路図である。
術における他の送信回路の回路図である。
昇圧駆動回路の動作波形図である。
る。
図である。
形図である。
Claims (15)
- 【請求項1】 送信用圧電振動子を駆動する超音波伝搬
時間検出回路における送信回路において、 前記送信用圧電振動子と並列に接続された主トランジス
タと、 前記送信用圧電振動子と前記主トランジスタとの並列回
路に直列に接続されたコイルと、 前記主トランジスタのオン、オフ制御を所定の周期で行
うことにより前記送信用圧電振動子に自由振動を行わせ
るスイッチング回路とを備えた単発バースト昇圧駆動回
路を有し、 前記単発バースト昇圧駆動回路は、前記主トランジスタ
を一定時間オン状態にして前記コイルの電流が一定値に
達した後に、前記トランジスタをオフ状態にして前記送
信用圧電振動子に単発の高電圧パルスを印加することを
特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載の単発バースト昇圧駆動
回路において、前記主トランジスタはMOS型電界効果
トランジスタであることを特徴とする超音波伝搬時間検
出回路における送信回路。 - 【請求項3】 請求項1に記載の送信回路において、前
記単発バースト昇圧駆動回路は、前記送信用圧電振動子
に自由振動を行わせることを充分長い周期で繰返すこと
を特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回
路。 - 【請求項4】請求項1に記載の送信回路において、 前記コイルと電源との間に接続され、このコイルを電源
から所定のタイミングで切り離す補助トランジスタと、 前記スイッチング回路からの出力を受け、前記主トラン
ジスタがオンした直後に前記補助トランジスタをオンし
て前記電源とコイルとを接続し、前記主トランジスタが
オフして高電圧パルスが発生した後に前記補助トランジ
スタをオフして前記電源とコイルとを切り離す補助トラ
ンジスタ制御回路とを有することを特徴とする超音波伝
搬時間検出回路における送信回路。 - 【請求項5】 請求項4に記載の送信回路において、前
記補助トランジスタ制御回路は、 前記スイッチング回路の出力側に接続され、これより前
記主トランジスタをオンする信号を入力するとローレベ
ルの信号を出力するインバータと、 前記電源と前記インバータの出力側間に直列接続された
第1の抵抗と第2の抵抗とを有し、 前記第1の抵抗と第2の抵抗の接続点と前記補助トラン
ジスタのベースが接続され、前記インバータがローレベ
ルの信号を出力すると、これら抵抗により分割された電
圧が前記補助トランジスタのベースに印加されることに
より前記補助トランジスタをオンすることを特徴とする
超音波伝搬時間検出回路における送信回路。 - 【請求項6】 請求項4に記載の送信回路において、前
記補助トランジスタ制御回路は、 ベースが前記スイッチング回路の出力側に、エミッタが
接地電位レベルに接続され、前記主トランジスタをオン
する信号を入力するとコレクタ・エミッタ間を導通する
補助トランジスタ駆動用トランジスタと、 前記電源と前記補助トランジスタ駆動用トランジスタの
コレクタ間に直列接続された第1の抵抗と第2の抵抗と
を有し、 前記第1の抵抗と第2の抵抗の接続点と前記補助トラン
ジスタのベースが接続され、前記補助トランジスタ駆動
用トランジスタがオンすると、これら抵抗により分割さ
れた電圧が前記補助トランジスタのベースに印加される
ことにより前記補助トランジスタをオンすることを特徴
とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。 - 【請求項7】 受信用圧電振動子により検出された受信
信号を増幅する超音波伝搬時間検出回路における受信増
幅回路において、 前記受信用圧電振動子からの検出信号を増幅する第1の
受信信号増幅トランジスタと、 前記第1の受信信号増幅トランジスタの出力信号を増幅
する第2の受信信号増幅トランジスタとを備えた高周波
高利得多段トランジスタ増幅回路を有し、 前記第1の受信信号増幅トランジスタおよび第2の受信
信号増幅トランジスタのコレクタにはそれぞれ負荷抵抗
が接続され、 前記第2の受信信号増幅トランジスタのコレクタに接続
された前記負荷抵抗と並列に、前記受信信号の周波数と
異なる周波数での寄生発振を防止する寄生発振防止用回
路が接続されることを特徴とする超音波伝搬時間検出回
路における受信増幅回路。 - 【請求項8】 請求項7に記載の受信増幅回路におい
て、前記第1の受信信号増幅トランジスタのコレクタに
接続された前記負荷抵抗と並列に、前記寄生発振防止用
回路が接続されたことを特徴とする超音波伝搬時間検出
回路における受信増幅回路。 - 【請求項9】 請求項7または8に記載の受信増幅回路
において、前記寄生発振防止用回路は前記寄生発振周波
数に近い共振周波数を持ったコイルとコンデンサの直列
回路であることを特徴とする超音波伝搬時間検出回路に
おける受信増幅回路。 - 【請求項10】 受信用圧電振動子により検出された受
信信号の増幅信号を入力し、この増幅信号より送信用圧
電振動子より出力された超音波を検出する超音波伝搬時
間検出回路における信号レベル検出回路において、 前記増幅信号をベースに入力する第1のトランジスタ
と、 前記増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する第2
のトランジスタと、 前記第2のトランジスタのエミッタと接地電位レベルと
の間に直列に接続された第1の抵抗および第2の抵抗
と、 第1の入力端子が結合コンデンサを介して前記第1のト
ランジスタのエミッタに接続されるとともに第3の抵抗
を介して前記第1の抵抗と第2の抵抗の接続点に接続さ
れ、第2の入力端子が前記第2のトランジスタのエミッ
タに接続され、第2の入力端子に入力されるエミッタ電
圧を基準として第1の入力端子に入力された電圧を比較
することにより、前記送信用圧電振動子より出力された
超音波を検出する高速コンパレータとを有することを特
徴とする超音波伝搬時間検出回路における信号レベル検
出回路。 - 【請求項11】 請求項10に記載の信号レベル検出回
路において、前記第1の抵抗および第2の抵抗のいずれ
かの抵抗値を変えることにより、前記高速コンパレータ
の第2の入力端子に入力される基準電圧を任意の電圧に
設定可能とすることを特徴とする超音波伝搬時間検出回
路における信号レベル検出回路。 - 【請求項12】 受信用圧電振動子により検出された受
信信号の増幅信号を入力し、この増幅信号より送信用圧
電振動子より出力された超音波を検出する超音波伝搬時
間検出回路における信号レベル検出回路において、 前記増幅信号をベースに入力し、低い充電抵抗である第
4の抵抗がエミッタに接続された第1のトランジスタ
と、 前記増幅信号を平滑化した信号をベースに入力する第2
のトランジスタと、 前記第2のトランジスタのエミッタと接地電位レベルと
の間に直列に接続された第1の抵抗および第2の抵抗
と、 前記第4の抵抗を介して前記第1のトランジスタのエミ
ッタに接続された積分コンデンサと放電抵抗の並列回路
と、 第1の入力端子が結合コンデンサを介して前記第4の抵
抗と前記並列回路との接続点に接続されるとともに第3
の抵抗を介して前記第1の抵抗と第2の抵抗の接続点に
接続され、第2の入力端子が前記第2のトランジスタの
エミッタに接続され、前記第2の入力端子に入力される
エミッタ電圧を基準として第1の入力端子に入力された
電圧を比較することにより、前記送信用圧電振動子より
出力された超音波を検出する中速コンパレータとを有す
ることを特徴とする超音波伝搬時間検出回路における信
号レベル検出回路。 - 【請求項13】 請求項12に記載の信号レベル検出回
路において、前記第1の抵抗および第2の抵抗のいずれ
かの抵抗値を変えることにより、前記高速コンパレータ
の第2の入力端子に入力される基準電圧を任意の電圧に
設定可能とすることを特徴とする超音波伝搬時間検出回
路における信号レベル検出回路。 - 【請求項14】 送信用圧電振動子より出力された超音
波の反射波を受信用圧電振動子により検出することによ
り、超音波伝搬時間の検出を行う超音波伝搬時間検出回
路において、 前記送信用圧電振動子を駆動する請求項1に記載の送信
回路と、 前記受信用圧電振動子の信号を増幅する請求項7に記載
の受信増幅回路と、 前記受信増幅回路の信号を入力し、これより前記送信用
圧電振動子より出力された超音波の反射波の信号を検出
する請求項10および12のいずれかに記載の信号レベ
ル検出回路と、 前記送信回路より前記送信用圧電振動子の駆動時に入力
する第1の信号と、前記信号レベル検出回路より反射波
の検出時に出力される第2の信号により前記超音波伝搬
時間を出力するラッチ回路とを有することを特徴とする
超音波伝搬時間検出回路。 - 【請求項15】 請求項14に記載の超音波伝搬時間検
出回路において、前記送信用圧電振動子と受信用圧電振
動子は、送受兼用圧電振動子であることを特徴とする超
音波伝搬時間検出回路。
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JP25968699A JP4375848B2 (ja) | 1999-09-14 | 1999-09-14 | 超音波伝搬時間検出回路 |
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Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN108885252A (zh) * | 2016-03-18 | 2018-11-23 | 株式会社电装 | 物体检测装置 |
CN113514200A (zh) * | 2021-05-25 | 2021-10-19 | 常州大学 | 一种车载lng气瓶真空腔内实时在线且无伤腔体的检测装置 |
CN116722863A (zh) * | 2023-08-10 | 2023-09-08 | 山东商业职业技术学院 | 一种超声波测量回波波谷同步触发电路 |
-
1999
- 1999-09-14 JP JP25968699A patent/JP4375848B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN108885252A (zh) * | 2016-03-18 | 2018-11-23 | 株式会社电装 | 物体检测装置 |
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CN116722863A (zh) * | 2023-08-10 | 2023-09-08 | 山东商业职业技术学院 | 一种超声波测量回波波谷同步触发电路 |
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