JP2001077617A - In-phase synthesis/phase difference detection circuit - Google Patents
In-phase synthesis/phase difference detection circuitInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星追尾アンテナ
の目標衛星に対する指向誤差を検出するための位相差検
出回路に関する。また、位相が一致しない複数の受信信
号を自動的に同相に制御し合成する同相合成回路に関す
る。The present invention relates to a phase difference detecting circuit for detecting a pointing error of a satellite tracking antenna with respect to a target satellite. Further, the present invention relates to an in-phase combining circuit that automatically controls a plurality of received signals whose phases do not match to be in phase and combines them.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電車、バスなどの移動体上で、放送衛星
からの電波を受信する場合、あるいは通信衛星と通信す
る場合、所定の回線品質を確保するために、衛星の方向
にアンテナの指向方向を合わせる継続的な操作、すなわ
ちアンテナ指向方向制御が必要となる。2. Description of the Related Art When receiving a radio wave from a broadcasting satellite or communicating with a communication satellite on a moving object such as a train or a bus, the antenna is pointed in the direction of the satellite in order to secure a predetermined line quality. Continuous operation for adjusting the direction, that is, antenna pointing direction control is required.
【０００３】従来、特開平５−５２９２０号公報「電子
追尾式受信装置」に開示されているような追尾式受信装
置があり、これを図７に示す。図７において、サブアン
テナ１０１、１０２からの入力信号は、共通の局部発振
器１０５の出力が入力されるダウンコンバータ１０３、
１０４によりそれぞれ第１中間周波数に変換される。さ
らに、これらの信号は、ミキサ１０６、１０７により第
２中間周波数に変換されるが、この時に使用されるロー
カル信号は、ミキサ１０７については局部発振器１１３
の出力であり、ミキサ１０６については電圧制御発振器
１１２の出力である。ミキサ１０７の中間周波数出力
と、ミキサ１０６の中間周波数出力は、バンドパスフィ
ルタ１０９、１０８を介して位相周波数比較器（ＰＣ
Ｆ）１１０または位相比較器（ＰＤ）により位相比較さ
れ、ループフィルタ１１１を介して前記電圧制御発振器
１１２にフィードバックされる。[0003] Conventionally, there has been a tracking type receiver disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-52920 "Electronic tracking type receiver", which is shown in FIG. In FIG. 7, input signals from sub-antennas 101 and 102 are down-converters 103 to which the output of a common local oscillator 105 is input.
Each of them is converted into a first intermediate frequency by the respective 104. Further, these signals are converted to the second intermediate frequency by the mixers 106 and 107, and the local signal used at this time is a local oscillator 113 for the mixer 107.
, And the output of the voltage-controlled oscillator 112 for the mixer 106. The intermediate frequency output of the mixer 107 and the intermediate frequency output of the mixer 106 are output from a phase frequency comparator (PC
F) The phase is compared by a 110 or a phase comparator (PD), and is fed back to the voltage controlled oscillator 112 via a loop filter 111.
【０００４】このフィードバック制御は、位相周波数比
較器１１０の入力であるサブアンテナ１０１とサブアン
テナ１０２の受信信号の位相差を減少させる方向に働
き、ミキサ１０６の中間周波数出力（追従系）は、ミキ
サ１０７の中間周波数出力（基準系）に位相同期される
ので、これら第２中間周波数を電力合成回路１１４で合
成することにより、同相合成出力１１５が得られる。[0004] This feedback control works in the direction of reducing the phase difference between the received signals of the sub-antenna 101 and the sub-antenna 102, which is the input of the phase frequency comparator 110, and the intermediate frequency output (follow-up system) of the mixer 106 is Since the phase is synchronized with the intermediate frequency output (reference system) 107, these second intermediate frequencies are synthesized by the power synthesis circuit 114, whereby an in-phase synthesized output 115 is obtained.
【０００５】この追尾式受信装置を使用すれば、アンテ
ナの指向誤差が生じ、サブアンテナ１０１及びサブアン
テナ１０２が受信する信号に位相差が生じた場合でも、
追従系が基準系にロツクされることにより、第２中間周
波数の２つの信号は正確に同相となり、同相合成出力１
１５を得ることができる。すなわち、サブアンテナ間に
生じる位相差をフィードバックループによりキャンセル
することにより、アンテナの指向を衛星の方向に自動的
に制御（電子的な自動追尾）する事が可能である。If this tracking type receiver is used, even if a pointing error of the antenna occurs and a phase difference occurs between signals received by the sub-antenna 101 and the sub-antenna 102,
When the tracking system is locked to the reference system, the two signals of the second intermediate frequency are exactly in phase, and the in-phase composite output 1
15 can be obtained. That is, by canceling the phase difference generated between the sub-antennas by the feedback loop, it is possible to automatically control the direction of the antenna in the direction of the satellite (electronic automatic tracking).
【０００６】以上述べたように、図７に示した追尾式受
信装置は、電子的な同相合成により、アンテナビームを
衛星からの電波の到来方向に追従させることができ、ア
ンテナ全体としてのピーク利得を確保し、見かけ上１つ
のサブアレイアンテナと等価な広い半値幅を持つアンテ
ナが実現できる。しかし、大きな指向誤差に対しては利
得劣化が問題となり、各サブアレイを機械的に衛星方向
に指向させることが不可欠である。As described above, the tracking receiver shown in FIG. 7 can make the antenna beam follow the arrival direction of the radio wave from the satellite by electronic in-phase synthesis, and the peak gain of the entire antenna is obtained. , And an antenna having a wide half-value width that is apparently equivalent to one subarray antenna can be realized. However, gain degradation becomes a problem for a large pointing error, and it is indispensable to mechanically point each subarray toward the satellite.
【０００７】衛星に対するアンテナの指向誤差を検出す
る手段として、モノパルス方式が知られている。図８
に、伊藤他による”移動体用衛星放送受信システム”テ
レビジョン学会技報Ｖｏｌ．１２、Ｎｏ．２３、ｐ４７
−５２、Ｊｕｎｅ、１９８８に開示されたモノパルス回
路例を示す。サブアンテナ１３１、１３２からの入力信
号は、共通の局部発振器１３５の出力が入力されるダウ
ンコンバータ１３３、１３４によりそれぞれ第１中間周
波数に変換される。さらに、これらの信号は共通の局部
発振器１３８の出力が入力されるチユーナ１３６、１３
７により第２中間周波数に変換される。これら２つの信
号に位相差θが含まれるとすると、チューナ１３６の出
力はｓｉｎ（ωｔ）、チューナ１３７の出力はｓｉｎ
（ωｔ−θ）と表すことができる。ここで、ωは第２中
間周波数の角周波数、ｔは時間である。As means for detecting the pointing error of the antenna with respect to the satellite, a monopulse system is known. FIG.
In addition, "Satellite broadcast receiving system for mobile" by Ito et al. 12, No. 23, p47
-52, an example of a monopulse circuit disclosed in June, 1988. Input signals from the sub-antennas 131 and 132 are converted into first intermediate frequencies by down-converters 133 and 134 to which the output of the common local oscillator 135 is input. Further, these signals are supplied to tuners 136 and 13 to which the output of the common local oscillator 138 is input.
7 is converted to a second intermediate frequency. Assuming that these two signals include the phase difference θ, the output of the tuner 136 is sin (ωt) and the output of the tuner 137 is sin
(Ωt−θ). Here, ω is the angular frequency of the second intermediate frequency, and t is time.
【０００８】ミキサ１４０は、ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）
とｓｉｎ（ωｔ−θ）の乗算を行い、ローパスフィルタ
１４２を介して得られる出カ信号１４４（直流成分）は
ｓｉｎ（θ）に比例した電圧となる。一方、ミキサ１４
１はｓｉｎ（ωｔ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）の乗算を行
い、ローパスフィルタ１４３を介して得られる出力信号
１４５（直流成分）はｃｏｓ（θ）に比例した電圧とな
る。このように出力信号１４４、１４５はサブアンテナ
１３１、１３２間の受信信号位相差であり、本位相差か
ら求められるアンテナの指向誤差からアンテナの指向方
向制御を機械的に行うことが可能である。The mixer 140 has a function of sin (ωt + π / 2)
Is multiplied by sin (ωt−θ), and the output signal 144 (DC component) obtained through the low-pass filter 142 becomes a voltage proportional to sin (θ). On the other hand, the mixer 14
1 multiplies sin (ωt) and sin (ωt−θ), and the output signal 145 (DC component) obtained through the low-pass filter 143 becomes a voltage proportional to cos (θ). As described above, the output signals 144 and 145 are the received signal phase differences between the sub-antennas 131 and 132, and the pointing direction control of the antenna can be mechanically performed from the pointing error of the antenna obtained from the phase difference.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、同
相合成によるアンテナビームの追尾だけではアンテナの
利得劣化が避けられないため、これに加えてアンテナの
機械的指向方向制御を併用する必要があった。このた
め、モノパルス回路など指向誤差（＝各サブアンテナ間
の位相差）を検出する回路を別途用意する必要があり、
回路構成が複雑になるという問題があった。As described above, gain tracking of an antenna cannot be avoided only by tracking an antenna beam by in-phase synthesis, and in addition to this, it is necessary to use mechanical pointing direction control of the antenna. there were. For this reason, it is necessary to separately prepare a circuit for detecting a pointing error (= phase difference between each sub-antenna) such as a monopulse circuit.
There was a problem that the circuit configuration became complicated.
【００１０】本発明の目的は、電子的なアンテナビーム
の追尾を行う同相合成回路と、位相差を検出する回路を
共通化することにより、両機能を簡単な回路構成で実現
した同相合成・位相差検出回路を提供することにある。[0010] An object of the present invention is to provide a common phase synthesizing circuit for tracking an electronic antenna beam and a circuit for detecting a phase difference, thereby realizing both functions with a simple circuit configuration. It is to provide a phase difference detection circuit.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、ｎを２以上の整数としたとき、ｎ個の入力信号をダ
ウンコンバートするｎ個のミキサと、これらのミキサの
うち、基準系に属する１個のミキサにローカル信号を供
給する１個の局部発振器と、前記ミキサのうち、追従系
に属する（ｎ−１）個のミキサにローカル信号を供給す
る（ｎ−１）個の電圧制御発振器と、前記ｎ個のミキサ
の、中間周波数を出力する出力端子にそれぞれ連結され
たｎ個のフィルタと、これらのフィルタの出力に基づい
て、基準系と各追従系の信号位相をそれぞれ比較する
（ｎ−１）個の第１位相比較手段と、これらの第１位相
比較手段が検出した位相差情報に応じて、前記（ｎ−
１）個の電圧制御発振器を制御し、各追従系の信号位相
を基準系の信号位相にロックさせる（ｎ−１）個の位相
制御手段と、前記ｎ個のミキサが出力する中間周波数を
合成し、合成結果を同相合成出力端子に送出する電力合
成器と、前記１個の局部発振器と、前記（ｎ−１）個の
電圧制御発振器との信号位相をそれぞれ比較する（ｎ−
１）個の第２位相比較手段と、これらの第２位相比較手
段の出力を入力し、位相差情報を位相差出力端子に送出
する（ｎ−１）個のローパスフィルタとを備えることを
特徴とする同相合成・位相差検出回路である。According to a first aspect of the present invention, when n is an integer of 2 or more, n mixers for down-converting n input signals, and a reference among these mixers, One local oscillator for supplying a local signal to one mixer belonging to the system, and (n-1) number of the mixers for supplying the local signal to (n-1) mixers belonging to the following system among the mixers A voltage-controlled oscillator, n filters connected to output terminals of the n mixers that output an intermediate frequency, respectively, and based on the outputs of these filters, the signal phases of the reference system and each tracking system are respectively determined. According to the (n-1) first phase comparing means to be compared and the phase difference information detected by the first phase comparing means, the (n-
1) Controlling the voltage-controlled oscillators and synthesizing (n-1) phase control means for locking the signal phase of each tracking system to the signal phase of the reference system and the intermediate frequency output from the n mixers Then, the signal phases of the power combiner for transmitting the combined result to the in-phase combined output terminal, the one local oscillator, and the (n-1) voltage-controlled oscillators are compared (n-
1) second phase comparison means, and (n-1) low-pass filters for receiving outputs of the second phase comparison means and transmitting phase difference information to a phase difference output terminal. And a phase difference detection circuit.
【００１２】請求項２に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個の第２位相比較手段の各入力に、それぞれ分周器を挿
入したことを特徴とする請求項１に記載の同相合成・位
相差検出回路である。According to a second aspect of the present invention, the (n-1)
2. The in-phase combining / phase difference detecting circuit according to claim 1, wherein a frequency divider is inserted at each input of said second phase comparing means.
【００１３】請求項３に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個の第２位相比較手段は、それぞれ、位相進み検出出力
および位相遅れ検出出カを備え、これらの位相進み検出
出力および位相遅れ検出出カを、それぞれセット信号お
よびリセット信号として入力し、位相差方向の極性を示
す位相差方向出力を出力するフリップフロップと、前記
第２位相比較手段とローパスフィルタとの間に設けら
れ、前記位相進み検出出力および位相遅れ検出出カを入
力するチャージポンプとをさらに備えることを特徴とす
る請求項１〜２に記載の同相合成・位相差検出回路であ
る。According to a third aspect of the present invention, the above (n-1)
The second phase comparison means includes a phase lead detection output and a phase delay detection output, respectively, and inputs these phase lead detection output and phase delay detection output as a set signal and a reset signal, respectively, and A flip-flop that outputs a phase difference direction output indicating the polarity of the direction, and a charge pump that is provided between the second phase comparison unit and the low-pass filter and that inputs the phase lead detection output and the phase delay detection output. The in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to claim 1 or 2, further comprising:
【００１４】請求項４に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個の第１位相比較手段にはロック検出出力が設けられ、
これらのロック検出出力を前記（ｎ−１）個のローパス
フィルタのリセット入力に接続したことを特徴とする請
求項１〜３に記載の同相合成・位相差検出回路である。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the above-mentioned (n-1)
Lock detection outputs are provided in the first phase comparison means,
4. The in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to claim 1, wherein said lock detection outputs are connected to reset inputs of said (n-1) low-pass filters.
【００１５】請求項５に記載の発明は、前記ｎ個のフィ
ルタは、放送衛星または通信衛星が出力するビーコンま
たはパイロット信号の周波数、またはこれがダウンコン
バートされた周波数を中心周波数とするバンドパスフィ
ルタであることを特徴とする請求項１〜４に記載の同相
合成・位相差検出回路である。According to a fifth aspect of the present invention, the n filters are band-pass filters having a center frequency of a beacon or pilot signal output from a broadcasting satellite or a communication satellite, or a frequency obtained by down-converting the frequency. The in-phase combining / phase difference detecting circuit according to claim 1, wherein:
【００１６】請求項６に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換
し、変換したディジタル信号を位相差出力端子に送出す
る（ｎ−１）個のＡＤ変換器をさらに備えることを特徴
とする請求項１〜５に記載の同相合成・位相差検出回路
である。According to a sixth aspect of the present invention, the (n-1)
6. The system according to claim 1, further comprising (n-1) AD converters for converting outputs of the low-pass filters into digital signals and sending the converted digital signals to a phase difference output terminal. In-phase combining / phase difference detecting circuit.
【００１７】請求項７に記載の発明は、ｎ個のサブアン
テナと、前記ｎ個のサブアンテナからの信号をダウンコ
ンバートし、中間周波数を前記ｎ個のミキサにそれぞれ
送出するｎ個のダウンコンバータとをさらに備えること
を特徴とする請求項１〜６に記載の同相合成・位相差検
出回路である。According to a seventh aspect of the present invention, there are provided n down-converters for down-converting n sub-antennas and signals from the n sub-antennas and transmitting an intermediate frequency to the n mixers. The in-phase combining / phase difference detecting circuit according to claim 1, further comprising:
【００１８】本発明は、従来の同相合成回路を構成する
電圧制御発振器および局部発振器の位相を比較し、位相
差を検出することにより、同相合成回路の動作は従来通
り実現しながら、簡単な付加回路により、位相差すなわ
ち指向誤差出力を同時に得ることを最も主要な特徴とす
る。The present invention compares the phases of a voltage controlled oscillator and a local oscillator constituting a conventional in-phase synthesizing circuit, and detects a phase difference. The most main feature of the circuit is to simultaneously obtain a phase difference, that is, a pointing error output.
【００１９】従来、指向誤差検出にはモノパルス回路な
どを必要としたが、従来の同相合成回路に含まれる電圧
制御発振器と局部発振器には入力の位相差が反映される
ことを利用し、同相合成回路と位相差検出回路とを共通
化する事で、設計の簡素化、装置の小型化、低消費電力
化の効果が得られる。Conventionally, a monopulse circuit or the like has been required for detecting a pointing error. However, the fact that the phase difference of the input is reflected on the voltage controlled oscillator and the local oscillator included in the conventional in-phase synthesizing circuit is used to make the in-phase synthesizing. By sharing the circuit and the phase difference detection circuit, the effects of simplification of design, downsizing of the device, and low power consumption can be obtained.
【００２０】[0020]
【発明の実施の形態】図１に、本発明の同相合成・位相
差検出回路の第１の実施形態を示す。図において、ミキ
サ６は、電圧制御発振器１２の出力をローカル信号とし
て、入力信号１をダウンコンバートし中間周波数を出力
し、ミキサ７は、局部発振器１３の出力をローカル信号
として、入力信号２をダウンコンバートし中間周波数を
出力する。出力された両中間周波数は、バンドパスフィ
ルタ８及びバンドパスフィルタ９を介して位相周波数比
較器（ＰＦＣ）１０または位相比較器（ＰＤ）に入力さ
れる。FIG. 1 shows a first embodiment of an in-phase combining / phase difference detecting circuit according to the present invention. In the figure, a mixer 6 down-converts an input signal 1 using the output of a voltage controlled oscillator 12 as a local signal and outputs an intermediate frequency, and a mixer 7 down-converts an input signal 2 using an output of a local oscillator 13 as a local signal. Convert and output the intermediate frequency. Both output intermediate frequencies are input to the phase frequency comparator (PFC) 10 or the phase comparator (PD) via the band pass filters 8 and 9.
【００２１】ループフィルタ１１は、位相周波数比較器
１０に入力される２信号の位相が一致するように電圧制
御発振器１２を制御する。このループフィルタ１１によ
る位相制御により、電圧制御発振器１２（追従系）の出
力の位相は、局部発振器１３（基準系）の出力の位相に
ロックされる。従って、電力合成回路１４には、位相が
同期した信号が入力され、同相合成出力１５が得られ
る。The loop filter 11 controls the voltage controlled oscillator 12 so that the phases of the two signals input to the phase frequency comparator 10 match. By the phase control by the loop filter 11, the output phase of the voltage controlled oscillator 12 (following system) is locked to the output phase of the local oscillator 13 (reference system). Accordingly, a signal whose phase is synchronized is input to the power combining circuit 14, and an in-phase combined output 15 is obtained.
【００２２】位相にずれがある信号が入力端子１、２に
入力される場合、この位相ずれをミキサにおいて打ち消
すのに必要な位相差を保ちながら、電圧制御発振器１２
は局部発振器１３にロックされる。従って、電圧制御発
振器１２の位相と局部発振器１３の位相を位相比較器１
６により位相比較することにより、入カ信号１、２の位
相差を検出することができる。位相差の情報は、位相比
較器１６の出力パルスのデューティ比として現れるが、
このままでは取り扱いにくいので、ローパスフィルタ１
７によりデューティ比を電圧に変えて、位相差出力１８
すなわち指向誤差出力を得ている。When a signal having a phase shift is input to the input terminals 1 and 2, the voltage controlled oscillator 12 maintains the phase difference necessary to cancel the phase shift in the mixer.
Are locked to the local oscillator 13. Therefore, the phase of the voltage controlled oscillator 12 and the phase of the local
By comparing the phases with each other, the phase difference between the input signals 1 and 2 can be detected. The information of the phase difference appears as the duty ratio of the output pulse of the phase comparator 16,
As it is difficult to handle as it is, low-pass filter 1
7, the duty ratio is changed to voltage, and the phase difference output 18
That is, a pointing error output is obtained.
【００２３】すなわち、本発明の同相合成・位相差検出
回路は、位相差を持つ入力信号１、２が入カされた場合
に、ミキサ６の中間周波数出カ（追従系）がミキサ７の
中間周波数出力（基準系）に位相同期することにより、
同相合成されて同相合成出力１５が出力されると同時
に、入力信号１、２の位相差が位相差出力１８として電
圧の形で出力される。That is, when the input signals 1 and 2 having a phase difference are input, the intermediate frequency output of the mixer 6 (follow-up system) is set to the intermediate level of the mixer 7 when the input signals 1 and 2 having the phase difference are input. By synchronizing the phase with the frequency output (reference system),
In-phase synthesis is performed and the in-phase synthesized output 15 is output. At the same time, the phase difference between the input signals 1 and 2 is output as a phase difference output 18 in the form of a voltage.
【００２４】なお、説明の都合上、入力信号を２信号と
したが、入力信号は３信号以上とすることができる。そ
の場合、基準系は１個とし、残りすべてを追従系とすれ
ばよい。Although the number of input signals is two for convenience of explanation, the number of input signals can be three or more. In that case, the reference system may be one, and the rest may be the tracking systems.
【００２５】本発明の同相合成・位相差検出回路は、常
にその出力振幅がほぼ一定である、電圧制御発振器１２
の出力および局部発振器１３の出力から、位相差検出の
ための信号を分岐して取り出すため、受信信号から直接
位相差検出を行うモノパルス方式などと比較して、入力
信号の振幅変化がＡＭ−ＰＭ変換により位相差検出出力
に誤差として現れにくい。The in-phase synthesis / phase difference detection circuit of the present invention has a voltage-controlled oscillator 12 whose output amplitude is always substantially constant.
The signal for detecting the phase difference is branched and extracted from the output of the local oscillator 13 and the output of the local oscillator 13, so that the amplitude change of the input signal is smaller than that of the mono-pulse system which directly detects the phase difference from the received signal. The conversion hardly appears as an error in the phase difference detection output.
【００２６】また、位相差検出のための信号を受信信号
から分岐する必要がないことは、受信信号から位相差検
出を行うモノパルス方式などと比較して、雑音特性に優
れ、分岐による損失を補うための増幅が不要であるとい
う利点がある。The fact that the signal for detecting the phase difference does not need to be branched from the received signal is excellent in noise characteristics and compensates for the loss due to the branching, as compared with a monopulse system that detects the phase difference from the received signal. There is an advantage that no amplification is necessary.
【００２７】図２に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第２の実施形態を示す。第２の実施形態は、第１の
実施形態における位相比較器１６（本実施形態では１６
ａ）の入力側に、分周比Ｎの分周器１９、２０を挿入し
た構成である。図２において、電圧制御発振器１２ａと
局部発振器１３ａの出力周波数は、方式の要求により決
定されるが、これらの周波数が高い場合、例えば１ＧＨ
ｚを超える場合には、位相比較器１６ａには高速ディジ
タルゲートを使用する必要があり、消費電カが大きくな
る。分周器１９、２０は、位相比較器１６ａに入力され
る周波数を低く抑えることができるため、位相比較器１
６ａへの性能要求を緩和することができる。FIG. 2 shows a second embodiment of the in-phase combining / phase difference detecting circuit of the present invention. In the second embodiment, the phase comparator 16 in the first embodiment (16
In this configuration, frequency dividers 19 and 20 having a frequency division ratio N are inserted on the input side of FIG. In FIG. 2, the output frequencies of the voltage controlled oscillator 12a and the local oscillator 13a are determined according to the requirements of the system, but when these frequencies are high, for example, 1 GHz
When z exceeds z, it is necessary to use a high-speed digital gate for the phase comparator 16a, and power consumption increases. Since the frequency dividers 19 and 20 can keep the frequency input to the phase comparator 16a low, the phase comparator 1
6a can be relaxed.
【００２８】図３に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第３の実施形態を示す。第３の実施形態では、第１
の実施形態における位相比較器１６の代わりに、位相進
み出力ｕと位相遅れ出力ｄとを、別々の出カ端子として
持つタイプの位相比較器１６ｂを使用し、位相差方向の
極性を出力する端子が設けられている。図３において、
位相比較器１６ｂのｕ出力とｄ出力は、フリップフロッ
プ２２のセット及びリセット入力へ接続され、フリップ
フロップ２２は、位相差方向の極性を示す位相差方向出
力２３を出力している。また、位相比較器１６ｂのｕ出
力とｄ出力は、チャージポンプ２１を介してローパスフ
ィルタ１７ｂに入力され、このローパスフィルタ１７ｂ
からは、位相差出力１８ｂとして位相差に比例した電圧
が出力される。FIG. 3 shows a third embodiment of the in-phase combining / phase difference detecting circuit of the present invention. In the third embodiment, the first
Instead of the phase comparator 16 in the embodiment, a phase comparator 16b of a type having a phase lead output u and a phase delay output d as separate output terminals is used, and a terminal for outputting the polarity in the phase difference direction. Is provided. In FIG.
The u output and the d output of the phase comparator 16b are connected to the set and reset inputs of the flip-flop 22, and the flip-flop 22 outputs a phase difference direction output 23 indicating the polarity of the phase difference direction. The u output and the d output of the phase comparator 16b are input to the low-pass filter 17b via the charge pump 21.
Outputs a voltage proportional to the phase difference as the phase difference output 18b.
【００２９】図４に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第４の実施形態を示す。第４の実施形態は、ロック
外れ時に真値ではない位相差情報を出力することを防ぐ
ことを目的として、第１の実施形態における位相周波数
比較器１０を、ロック検出出カを有する位相周波数比較
器１０ｃに置き換え、このロック検出出カによりローパ
スフイルタ１７ｃをリセットする構成である。FIG. 4 shows a fourth embodiment of the in-phase combining / phase difference detecting circuit according to the present invention. In the fourth embodiment, in order to prevent output of phase difference information that is not a true value when a lock is lost, the phase frequency comparator 10 according to the first embodiment is replaced with a phase frequency comparator having a lock detection output. And the low-pass filter 17c is reset by this lock detection output.
【００３０】図４において、入力信号１ｃ、２ｃが入力
されてから追従系が基準系にロックされるまでの期間
は、位相差出力１８ｃにはロック外れによる真値ではな
い情報が出力される。そこで、この期間はローパスフィ
ルタ１７ｃをリセットしておき、位相周波数比較器１０
ｃがロック検出した時点からローパスフィル夕１７ｃを
動作させて、正確な位相差出力１８ｃを得る。In FIG. 4, during the period from when the input signals 1c and 2c are input to when the tracking system is locked to the reference system, information that is not a true value due to the loss of lock is output to the phase difference output 18c. Therefore, during this period, the low-pass filter 17c is reset, and the phase frequency comparator 10c is reset.
The low-pass filter 17c is operated from the time when the lock is detected by c to obtain an accurate phase difference output 18c.
【００３１】第５の実施形態は、第１の実施形態（図
１）におけるバンドパスフィルタ８、９の中心周波数
を、放送衛星または通信衛星が出力するビーコン（パイ
ロット）信号がダウンコンバートされた周波数に一致さ
せる構成である。本発明の同相合成・位相差検出回路を
放送衛星または通信衛星に対する受信機に適用する場
合、入カ信号１、２には各チャネルの変調信号及びビー
コン（パイロット）信号が入力されるが、変調信号を位
相同期に使用しようとすると、変調による位相変化が指
向誤差による位相変化に重畳される問題が考えられる。
そこで、バンドパスフィルタ８、９の中心周波数を、無
変調信号であるビーコン（パイロツト）信号がダウンコ
ンバートされた周波数に合わせておくことで、受信チャ
ネルの変調方式に依らずに安定した位相同期を行わせる
ことができる。In the fifth embodiment, the center frequency of the band-pass filters 8 and 9 in the first embodiment (FIG. 1) is set to the frequency at which the beacon (pilot) signal output from the broadcast satellite or the communication satellite is down-converted. It is a configuration to match. When the in-phase synthesis / phase difference detection circuit of the present invention is applied to a receiver for a broadcasting satellite or a communication satellite, input signals 1 and 2 receive modulation signals and beacon (pilot) signals of respective channels. When trying to use a signal for phase synchronization, there is a problem that a phase change due to modulation is superimposed on a phase change due to pointing error.
Therefore, by setting the center frequency of the band-pass filters 8 and 9 to the frequency at which the beacon (pilot) signal, which is an unmodulated signal, is down-converted, stable phase synchronization can be achieved regardless of the modulation method of the reception channel. Can be done.
【００３２】図５に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第６の実施形態を示す。第６の実施形態は、第１の
実施形態における位相差出力１８を出力するローパスフ
ィル夕１７の後段に、ＡＤ変換器２４を付加した構成で
ある。図５における位相差出力１８ｄはディジタル信号
であるため、この信号を利用して演算処理を行う場合
や、この信号を制御信号として使用する場合に取り扱い
が容易である。FIG. 5 shows a sixth embodiment of the in-phase combining / phase difference detecting circuit of the present invention. The sixth embodiment has a configuration in which an AD converter 24 is added after the low-pass filter 17 that outputs the phase difference output 18 in the first embodiment. Since the phase difference output 18d in FIG. 5 is a digital signal, it is easy to handle when performing arithmetic processing using this signal or when using this signal as a control signal.
【００３３】図６に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第７の実施形態を示す。図において、サブアンテナ
４６、４７から入力される信号は、共通の局部発振器５
０の出力をローカル信号とするダウンコンバータ４８、
４９によりダウンコンバートされる。ダウンコンバータ
４８、４９が出力する信号は、本発明の第１〜第６のい
ずれかの実施形態のミキサに入力される。なお、図６に
は、これらの代表として、第１の実施形態のミキサに入
力される例を示した。FIG. 6 shows a seventh embodiment of the in-phase combining / phase difference detecting circuit of the present invention. In the figure, signals input from sub-antennas 46 and 47 are common local oscillator 5
A down converter 48 that uses the output of 0 as a local signal,
49 is down-converted. The signals output from the down converters 48 and 49 are input to the mixer according to any one of the first to sixth embodiments of the present invention. FIG. 6 shows an example in which these are input to the mixer of the first embodiment as representatives.
【００３４】サブアンテナ４６、４７を結ぶ直線と、送
信または受信する電波の波面が一致する場合、ダウンコ
ンバータ４８、４９の出力の周波数及び位相は一致す
る。逆に、サブアンテナ４６、４７を結ぶ直線と、送信
または受信する電波の波面が角度を持つ場合、サブアン
テナ４６、４７で受信される信号に位相差が現れる。ダ
ウンコンバータ４８、４９の出力においてもこの位相差
は存在し、これらの出力は、位相差を保ったまま本発明
の第１〜第６のいずれかの実施形態のミキサに入力され
る。位相差出力１８ｅには、この位相差に比例した値が
出力されるので、この出力をもとにサブアンテナ４６、
４７を結ぶ線と電波の波面が一致するようにアンテナを
機械的に制御することが可能である。ここで、応答性の
点から機械追尾による対応が困難な移動体の振動、路面
の段差等による急激な移動体の姿勢変動による指向誤差
に対しても、電子的な同相合成により利得の劣化を防ぐ
ことが可能である。When the straight line connecting the sub-antennas 46 and 47 coincides with the wavefront of the radio wave to be transmitted or received, the frequencies and phases of the outputs of the down converters 48 and 49 coincide. Conversely, when the straight line connecting the sub-antennas 46 and 47 and the wavefront of the radio wave to be transmitted or received have an angle, a phase difference appears between the signals received by the sub-antennas 46 and 47. This phase difference also exists in the outputs of the down converters 48 and 49, and these outputs are input to the mixer according to any one of the first to sixth embodiments of the present invention while maintaining the phase difference. Since a value proportional to the phase difference is output to the phase difference output 18e, the sub-antenna 46,
It is possible to mechanically control the antenna so that the line connecting 47 and the wavefront of the radio wave coincide. Here, even for pointing errors caused by sudden changes in the attitude of the moving object due to vibrations of the moving object, which are difficult to respond to by mechanical tracking from the point of response, and steps on the road surface, etc. It is possible to prevent.
【００３５】なお、図６においてはダウンコンバータを
１段としたが、ダウンコンバータの段数はこれに限られ
るものではない。In FIG. 6, the down converter is one stage, but the number of stages of the down converter is not limited to this.
【００３６】[0036]
【発明の効果】本発明は、従来の同相合成回路を構成す
る電圧制御発振器及び局部発振器の位相を比較すること
で位相差を検出することにより、同相合成及び位相差検
出の両機能を従来の同相合成回路への簡単な回路の付加
により実現できる効果がある。According to the present invention, by detecting the phase difference by comparing the phases of the voltage controlled oscillator and the local oscillator constituting the conventional in-phase synthesizing circuit, both the in-phase synthesizing and the phase difference detecting functions can be performed. There is an effect that can be realized by adding a simple circuit to the in-phase synthesis circuit.
【００３７】従来、衛星通信用アンテナの指向誤差検出
（すなわちサブアンテナ間の位相差検出）を行うために
は、同相合成回路とは別にモノパルス回路などを必要と
したが、同相合成回路と位相差検出回路とを共通化する
事で設計の簡素化、装置の小型化、低消費電力化の効果
が得られる。Conventionally, in order to detect a pointing error of a satellite communication antenna (ie, to detect a phase difference between sub-antennas), a monopulse circuit or the like is required separately from an in-phase combining circuit. By using a common detection circuit, the effects of simplification of design, downsizing of the device, and low power consumption can be obtained.
【００３８】また、本発明の同相合成・位相差検出回路
は、位相差検出のために信号を分岐して取り出す必要が
ないので、雑音特性に優れ、分岐に伴う損失を補うアン
プが不要である効果がある。Further, the in-phase combining / phase difference detecting circuit of the present invention does not need to branch and extract the signal for detecting the phase difference, so that it has excellent noise characteristics and does not require an amplifier for compensating for the loss caused by the branch. effective.
【００３９】さらに、従来のモノパルス方式による位相
差検出回路では、入力信号の振幅が位相差出力に影響を
与えるのに対して、本発明の同相合成・位相差検出回路
では、位相差検出を行う位相比較器に入力される信号は
電圧制御発振器及び局部発振器から得るため、その振幅
は受信信号の振幅に依らずほぼ一定である。従って、位
相比較器におけるＡＭ−ＰＭ変換による位相検出誤差が
発生しにくい効果がある。Further, in the conventional phase difference detection circuit of the monopulse system, the amplitude of the input signal affects the phase difference output, whereas in the in-phase synthesis / phase difference detection circuit of the present invention, the phase difference detection is performed. Since the signal input to the phase comparator is obtained from the voltage controlled oscillator and the local oscillator, the amplitude is almost constant regardless of the amplitude of the received signal. Therefore, there is an effect that a phase detection error due to the AM-PM conversion in the phase comparator hardly occurs.
【図１】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第１の
実施形態の構成図。FIG. 1 is a configuration diagram of a first embodiment of an in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to the present invention.
【図２】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第２の
実施形態の構成図。FIG. 2 is a configuration diagram of a second embodiment of an in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to the present invention.
【図３】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第３の
実施形態の構成図。FIG. 3 is a configuration diagram of a third embodiment of an in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to the present invention.
【図４】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第４の
実施形態の構成図。FIG. 4 is a configuration diagram of a fourth embodiment of an in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to the present invention.
【図５】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第６の
実施形態の構成図。FIG. 5 is a configuration diagram of a sixth embodiment of an in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to the present invention.
【図６】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第７の
実施形態の構成図。FIG. 6 is a configuration diagram of an in-phase combining / phase difference detecting circuit according to a seventh embodiment of the present invention.
【図７】 従来の追尾式受信装置の構成図。FIG. 7 is a configuration diagram of a conventional tracking-type receiving device.
【図８】 従来のモノパルス回路の構成図。FIG. 8 is a configuration diagram of a conventional monopulse circuit.
１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ 入力端子 ２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 入力端子 ６、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ ミキサ ７、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ ミキサ ８、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ パンドパスフィル
タ（フィルタ） ９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ、９ｅ バンドパスフィル
タ（フィルタ） １０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ 位相
周波数比較器（第１位相比較手段） １１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ ルー
プフィルタ（位相制御手段） １２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ、１２ｅ 電圧
制御発振器 １３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ、１３ｅ 局部
発振器 １４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ、１４ｅ 電力
合成回路 １５、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ、１５ｅ 同相
合成出力端子 １６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ、１６ｅ 位相
比較器（第２位相比較手段） １７、１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、１７ｅ ロー
パスフイルタ １８、１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄ、１８ｅ 位相
差出力端子 １９、２０ 分周器 ２１ チャージポンプ ２２ フリップフロップ ２３ 位相差方向出力端子 ２４ ＡＤ変換器 ４６、４７ サブアンテナ ４８、４９ ダウンコンバータ ５０ 局部発振器 １０１、１０２、１３１、１３２ サブアンテナ １０３、１０４、１３３、１３４ ダウンコンバータ １０５、１３５ 局部発振器 １０６、１０７ ミキサ １０８、１０９ バンドパスフィルタ １１０ 位相周波数比較器 １１１ ループフィルタ １１２ 電圧制御発振器 １１３ 局部発振器 １１４ 電力合成回路 １１５ 同相合成出力端子 １３６、１３７ チユーナ １３８ 局部発振器 １３９ ９０度移相器 １４０、１４１ ミキサ １４２、１４３ ローパスフイルタ １４４、１４５ 位相差出力端子1, 1a, 1b, 1c, 1d Input terminal 2, 2a, 2b, 2c, 2d Input terminal 6, 6a, 6b, 6c, 6d, 6e Mixer 7, 7a, 7b, 7c, 7d, 7e Mixer 8, 8a, 8b, 8c, 8d, 8e Band-pass filter (filter) 9, 9a, 9b, 9c, 9d, 9e Band-pass filter (filter) 10, 10a, 10b, 10c, 10d, 10e Phase frequency comparator (first phase comparator Means) 11, 11a, 11b, 11c, 11d, 11e Loop filter (phase control means) 12, 12a, 12b, 12c, 12d, 12e Voltage controlled oscillator 13, 13a, 13b, 13c, 13d, 13e Local oscillator 14, 14a , 14b, 14c, 14d, 14e Power combining circuit 15, 15a, 15b, 15c, 15d, 15e In-phase combining output terminal 6, 16a, 16b, 16c, 16d, 16e Phase comparator (second phase comparing means) 17, 17a, 17b, 17c, 17d, 17e Low-pass filter 18, 18a, 18b, 18c, 18d, 18e Phase difference output terminal 19 , 20 frequency divider 21 charge pump 22 flip-flop 23 phase difference direction output terminal 24 AD converter 46, 47 sub-antenna 48, 49 down-converter 50 local oscillator 101, 102, 131, 132 sub-antenna 103, 104, 133, 134 Down converter 105, 135 Local oscillator 106, 107 Mixer 108, 109 Band pass filter 110 Phase frequency comparator 111 Loop filter 112 Voltage controlled oscillator 113 Local oscillator 114 Power combining circuit 115 In-phase combining output terminal 136, 13 7 Tuner 138 Local oscillator 139 90-degree phase shifter 140, 141 Mixer 142, 143 Low-pass filter 144, 145 Phase difference output terminal
フロントページの続き (72)発明者 田中 博 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 関 智弘 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 (72)発明者 上綱 秀樹 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5J021 AA02 AA03 AA04 AA05 AA06 CA06 DB03 FA06 FA17 FA22 FA23 FA24 FA32 GA02 HA03 HA05 HA07 JA07 Continuing on the front page (72) Inventor Hiroshi Tanaka 2-3-1 Otemachi, Chiyoda-ku, Tokyo Within Nippon Telegraph and Telephone Corporation (72) Inventor Tomohiro Seki 2-3-1 Otemachi, Chiyoda-ku, Tokyo Sun Inside the Telegraph and Telephone Corporation (72) Inventor Hideki Kamizuna 2-3-1 Otemachi, Chiyoda-ku, Tokyo Japan F-term within the Telegraph and Telephone Corporation (reference) 5J021 AA02 AA03 AA04 AA05 AA06 CA06 DB03 FA06 FA17 FA22 FA23 FA24 FA32 GA02 HA03 HA05 HA07 JA07
Claims (7)
力信号をダウンコンバートするｎ個のミキサと、 これらのミキサのうち、基準系に属する１個のミキサに
ローカル信号を供給する１個の局部発振器と、 前記ミキサのうち、追従系に属する（ｎ−１）個のミキ
サにローカル信号を供給する（ｎ−１）個の電圧制御発
振器と、 前記ｎ個のミキサの、中間周波数を出力する出力端子に
それぞれ連結されたｎ個のフィルタと、 これらのフィルタの出力に基づいて、基準系と各追従系
の信号位相をそれぞれ比較する（ｎ−１）個の第１位相
比較手段と、 これらの第１位相比較手段が検出した位相差情報に応じ
て、前記（ｎ−１）個の電圧制御発振器を制御し、各追
従系の信号位相を基準系の信号位相にロックさせる（ｎ
−１）個の位相制御手段と、 前記ｎ個のミキサが出力する中間周波数を合成し、合成
結果を同相合成出力端子に送出する電力合成器と、 前記１個の局部発振器と、前記（ｎ−１）個の電圧制御
発振器との信号位相をそれぞれ比較する（ｎ−１）個の
第２位相比較手段と、 これらの第２位相比較手段の出力を入力し、位相差情報
を位相差出力端子に送出する（ｎ−１）個のローパスフ
ィルタとを備えることを特徴とする同相合成・位相差検
出回路。When n is an integer of 2 or more, n mixers for down-converting n input signals, and a local signal is supplied to one of the mixers belonging to a reference system. One local oscillator, (n-1) voltage-controlled oscillators for supplying a local signal to (n-1) mixers belonging to a tracking system among the mixers, and an intermediate between the n mixers (N-1) first phase comparisons for comparing the signal phases of the reference system and each of the tracking systems based on the outputs of the n filters connected to the output terminals for outputting the frequencies, respectively, based on the outputs of these filters Means for controlling the (n-1) voltage-controlled oscillators in accordance with the phase difference information detected by the first phase comparing means, so as to lock the signal phase of each tracking system to the signal phase of the reference system. (N
-1) phase control means, a power combiner that combines intermediate frequencies output from the n mixers, and sends a combined result to an in-phase combined output terminal; the one local oscillator; (N-1) second phase comparing means for comparing signal phases with -1) voltage-controlled oscillators, respectively; outputs of these second phase comparing means are input, and phase difference information is output as phase difference information An in-phase synthesis / phase difference detection circuit comprising: (n-1) low-pass filters transmitted to terminals.
各入力に、それぞれ分周器を挿入したことを特徴とする
請求項１に記載の同相合成・位相差検出回路。2. The in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to claim 1, wherein a frequency divider is inserted at each input of said (n-1) second phase comparison means.
は、それぞれ、位相進み検出出力および位相遅れ検出出
カを備え、 これらの位相進み検出出力および位相遅れ検出出カを、
それぞれセット信号およびリセット信号として入力し、
位相差方向の極性を示す位相差方向出力を出力するフリ
ップフロップと、 前記第２位相比較手段とローパスフィルタとの間に設け
られ、前記位相進み検出出力および位相遅れ検出出カを
入力するチャージポンプとをさらに備えることを特徴と
する請求項１〜２に記載の同相合成・位相差検出回路。3. The (n-1) second phase comparison means includes a phase lead detection output and a phase delay detection output, respectively.
Input as set signal and reset signal respectively,
A flip-flop that outputs a phase difference direction output indicating the polarity of the phase difference direction; and a charge pump that is provided between the second phase comparison unit and the low-pass filter and that inputs the phase lead detection output and the phase delay detection output. The in-phase combining / phase difference detecting circuit according to claim 1 or 2, further comprising:
はロック検出出力が設けられ、これらのロック検出出力
を前記（ｎ−１）個のローパスフィルタのリセット入力
に接続したことを特徴とする請求項１〜３に記載の同相
合成・位相差検出回路。4. A lock detection output is provided to said (n-1) first phase comparison means, and these lock detection outputs are connected to reset inputs of said (n-1) low-pass filters. The in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to claim 1, wherein:
通信衛星が出力するビーコンまたはパイロット信号の周
波数、またはこれがダウンコンバートされた周波数を中
心周波数とするバンドパスフィルタであることを特徴と
する請求項１〜４に記載の同相合成・位相差検出回路。5. The filter according to claim 1, wherein the n filters are bandpass filters having a center frequency of a beacon or pilot signal output from a broadcasting satellite or a communication satellite or a frequency obtained by downconverting the beacon or pilot signal. Item 5. An in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to items 1 to 4.
出力をディジタル信号に変換し、変換したディジタル信
号を位相差出力端子に送出する（ｎ−１）個のＡＤ変換
器をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５に記載
の同相合成・位相差検出回路。6. The system according to claim 1, further comprising (n-1) AD converters for converting the outputs of said (n-1) low-pass filters into digital signals and sending out the converted digital signals to a phase difference output terminal. The in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to claim 1, wherein:
し、中間周波数を前記ｎ個のミキサにそれぞれ送出する
ｎ個のダウンコンバータとをさらに備えることを特徴と
する請求項１〜６に記載の同相合成・位相差検出回路。7. The apparatus further comprises: n sub-antennas; and n down-converters for down-converting signals from the n sub-antennas and transmitting intermediate frequencies to the n mixers, respectively. The in-phase synthesis / phase difference detection circuit according to claim 1.
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Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| JP2008178125A (en) * | 2001-11-14 | 2008-07-31 | Quintel Technology Ltd | Antenna system |
-
1999
- 1999-09-01 JP JP24801999A patent/JP3342854B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008178125A (en) * | 2001-11-14 | 2008-07-31 | Quintel Technology Ltd | Antenna system |
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