JP2001075663A - 低消費電流リニアレギュレータの過渡応答特性改善 - Google Patents
低消費電流リニアレギュレータの過渡応答特性改善Info
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Abstract
示し、負荷電流が大きい時には負荷電流に比例して動作
電流を増加させることにより過渡応答特性の優れたリニ
アレギュレータを実現すること。 【解決手段】 本発明においては負荷に電流を供給する
出力トランジスタと並列に接続した負荷電流検出用トラ
ンジスタで負荷電流に比例した電流を生成し、これをエ
ラーアンプの動作電流に加算することで負荷電流が多い
ときの過渡応答特性を改善するとともに、負荷電流が少
ない場合の低消費電流特性を実現している。
Description
ータの過渡応答改善に関するものである。
に示されるようなものが知られている。すなわち従来の
リニアレギュレータ100は基準電圧源110と、定電
流源150と差動対160とカレントミラー170より
なるエラーアンプ120と、出力トランジスタ140
と、位相補償用コンデンサ130で構成されており、負
荷180に電流を供給している。
対には基準電圧源110の出力電圧VREFと出力端子
OUTの電圧VOUTが入力されており、VREFとV
OUTが同一となるよう出力トランジスタ140を制御
する。
ニアレギュレータの場合、差動対160の動作電流は定
電流源150によって決定されており、常に一定であっ
た。低消費電流のリニアレギュレータを実現しようとす
ると、この定電流源150の電流を小さくする必要があ
るが、定電流源150の電流を小さくすると負荷180
が変動した際に生じる過渡応答特性が犠牲になるという
欠点がある。
電流源150の電流を増大する必要があり、低消費電流
特性が犠牲になる。バッテリーを電源に使用した場合、
バッテリーの寿命を延ばすためには低負荷電流時に低消
費電流であることが要求され、大負荷電流時には出力電
圧の優れた過渡応答特性が要求される。リニアレギュレ
ータの過渡応答特性を改良するには、リニアレギュレー
タを構成するエラーアンプ、ドライバー回路の周波数帯
域の広帯域化が要求される。広帯域化を実現するには、
回路の各点のインピーダンスを低下させるために、消費
電流の増加は避けられない。一方、携帯機器では低消費
電力化は使命であり、リニアレギュレータ回路自身の消
費電力の増加は容認されないのが実状である。
荷電流時にエラーアンプ、ドライバー回路の動作電流を
増加して周波数帯域の広帯域化を図る。通常、リニアレ
ギュレータ回路はエラーアンプと出力トランジスタの二
段電圧増幅回路から構成される。リニアレギュレータの
主要ポールは、出力トランジスタに接続される負荷抵抗
及び容量の時定数であるから、エラーアンプの周波数帯
域が無限であれば、リニアレギュレータは出力トランジ
スタで構成される一段増幅回路とみなすことが出来る。
このリニアレギュレータは一次遅れ回路であるから、負
帰還増幅回路としては安定動作である。大負荷電流(小
負荷抵抗)動作では、負荷抵抗および容量で構成される
時定数は小さくなるため、リニアレギュレータの電圧ゲ
インが1となるカットオフ周波数が大きくなる。実際に
はエラーアンプの周波数帯域は有限であるからリニアレ
ギュレータは二次遅れ回路構成となり、安定動作が困難
となる。そのため、容量を増加してカットオフ周波数の
低下を図るのが通常の対策である。
めに、本発明においては負荷電流が小さい場合には差動
対を小さな動作電流で駆動して低消費電流化をはかり、
負荷電流が大きい場合には差動対を負荷電流に比例して
増加する動作電流で駆動することで過渡応答特性の高速
化をはかる。
給する出力トランジスタと並列に接続した負荷電流検出
用トランジスタで負荷電流に比例した電流を生成し、こ
れをエラーアンプの動作電流に加算することで過渡応答
特性を改善している。
明する。図1は本発明のリニアレギュレータである。す
なわちリニアレギュレータ100は基準電圧源110
と、定電流源150と差動対160とカレントミラー1
70よりなるエラーアンプ120と、出力トランジスタ
140と、位相補償用コンデンサ130と、負過電流検
出用トランジスタ190と、カレントミラー200で構
成されており、負荷180に電流を供給している。
対には基準電圧源110の出力電圧VREFと出力端子
OUTの電圧VOUTが入力されており、VREFとV
OUTが同一となるよう出力トランジスタ140を制御
する。負過電流検出用トランジスタ190は出力トラン
ジスタ140に流れる電流すなわち負過電流に比例した
電流を出力し、この負過電流検出用トランジスタ190
から出力される負過電流に比例した電流はカレントミラ
ー200に供給され、カレントミラー200より出力さ
れる電流がエラーアンプ120の構成要素である定電流
源150から出力される定電流に加算され差動対160
に供給される。負荷190に供給される電流が小さい場
合、出力トランジスタ140に流れる電流も小さく、し
たがって負荷電流に比例した電流を出力する負過電流検
出用トランジスタ190の電流も少なく、よってカレン
トミラー200から出力される電流も小さいので、差動
対160の動作電流はほぼ定電流源150から出力され
る電流と等しくなり、低消費電流化が計れる。
合、出力トランジスタ140に流れる電流も大きく、し
たがって負荷電流に比例した電流を出力する負過電流検
出用トランジスタ190の電流も大きく、よってカレン
トミラー200から出力される電流も大きいくなり、こ
の大きな電流が定電流源150から出力される電流に加
算され差動対160に供給されるので、差動対160の
動作電流が大きくなり過渡応答特性の高速化を計ること
が可能となる。
レータである。N−MOSトランジスタ161と162
よりなる差動対160と、P−MOSトランジスタ17
1と172よりなるカレントミラー170と、出力トラ
ンジスタ140と、位相補償用コンデンサ130と、抵
抗211と212よりなる電圧分割回路210と基準電
圧源110と定電流源150と、出力トランジスタ14
0と並列に接続された負荷電流検出用トランジスタ19
0と、N−MOSトランジスタ201と202よりなる
カレントミラー200で構成されている。
40、ゲート長をL140とし、負荷電流検出用トラン
ジスタ190のゲート幅をW190、ゲート長をL19
0する。また出力トランジスタ140のドレイン電流を
I140、負荷電流検出用トランジスタ190のドレイ
ン電流をI190とすると I190=((W190/L190) /(W140/L140))・I140 (1) の関係が成り立つ。出力トランジスタ140のドレイン
電流I140が負荷へ供給される電流なので、負荷電流
検出用トランジスタ190のドレイン電流I190は負
荷電流に比例した電流となり、(1)式より比例係数
は、 (W190/L190)/(W140/L140) で与えられる。
トランジスタ190のゲートサイズを適当に調整するこ
とにより、任意の比例係数を設定することが可能であ
る。負荷電流検出用トランジスタ190のドレイン電流
はN−MOSトランジスタ201と202で構成される
カレントミラー200に供給され、カレントミラーされ
た電流がトランジスタ202のドレインより出力され
る。N−MOSトランジスタ201と202のゲートサ
イズが等しい場合、カレントミラー回路200への入力
電流である負荷電流検出用トランジスタ190のドレイ
ン電流I190と同じ大きさの電流がトランジスタ20
2のドレイン電流I202より得られる。すなわち I202=I190=((W190/L190) /(W140/L140))・I150 (2) となる。
流源150の電流I150とトランジスタ202のドレ
イン電流の和であるから、 IBIAS=I150+I202 =I150+((W190/L190) /(W140/L140))・I150 (3) となる。これを図示したものが図3である。これより差
動対160の動作電流IBIASは負荷電流である出力
トランジスタ140のドレイン電流I202に比例して
増大していくことがわかる。
レータである。図4に示した第二実施例は図2に示した
第一実施例の回路に定電流源I151を追加したもので
ある。負荷電流検出用トランジスタ190のドレイン電
流I190が定電流源151の電流I151以下の場合
は、N−MOSトランジスタ201、202で構成され
るカレントミラー回路200は動作しないのでN−MO
Sトランジスタ202のドレイン電流I202は0であ
る。したがって差動対160の動作電流IBIASは定
電流源150の電流I150のみである。すなわちIB
IAS=I150である。
イン電流I190が定電流源151の電流I151以上
の場合は、 N−MOSトランジスタ201には(I1
90−I151)の電流が流れる。 N−MOSトラン
ジスタ201と202のゲートサイズが同じならばN−
MOSトランジスタ202のドレイン電流I202も
(I190−I151)となる。
ASは定電流源150の電流I150とN−MOSトラ
ンジスタ202のドレイン電流I202の和であるから
IBIAS=I150+(I190−I151)とな
る。(1)式を用いると IBIAS=I150−I151+((W190/L190) /(W150/L150))・I150 (4) となる。
と負荷電流I140の関係を示す。図2に示した第一実
施例の回路では図3に示したように差動対160の動作
電流IBIASは常に負荷電流に比例しているが、図4
に示した第二実施例の回路では図5に示したように、負
荷電流がある程度大きくなるまで差動対160の動作電
流IBIASを定電流源150の電流I150で一定に
することができる。
出力トランジスタと並列に接続した負荷電流検出用トラ
ンジスタで負荷電流に比例した電流を生成し、これをエ
ラーアンプの動作電流に加算することで大負荷電流時の
過渡応答特性を改善するとともに、小負荷電流時の低消
費電流特性を実現している。
路図である。
た図である。
路図である。
た図である。
ジスタ 171、172 P−MOSトランジスタ 211、212 抵抗
Claims (1)
- 【請求項1】 リニアレギュレータにおいて負荷電流が
小さな時は低消費電流動作をし、大きな負荷電流時には
負荷に電流を供給する出力トランジスタと並列に接続し
た負荷電流検出用トランジスタで負荷電流に比例した電
流を生成し、これをエラーアンプの動作電流に加算する
ことで過渡応答特性を改善することを特徴とする回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25037399A JP2001075663A (ja) | 1999-09-03 | 1999-09-03 | 低消費電流リニアレギュレータの過渡応答特性改善 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25037399A JP2001075663A (ja) | 1999-09-03 | 1999-09-03 | 低消費電流リニアレギュレータの過渡応答特性改善 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001075663A true JP2001075663A (ja) | 2001-03-23 |
Family
ID=17206965
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25037399A Withdrawn JP2001075663A (ja) | 1999-09-03 | 1999-09-03 | 低消費電流リニアレギュレータの過渡応答特性改善 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2001075663A (ja) |
Cited By (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002268760A (ja) * | 2001-03-13 | 2002-09-20 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路 |
JP2004240822A (ja) * | 2003-02-07 | 2004-08-26 | Nanopower Solution Kk | 逆適応制御回路 |
JP2005327256A (ja) * | 2004-04-15 | 2005-11-24 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路 |
WO2006112527A1 (en) * | 2005-04-19 | 2006-10-26 | Ricoh Company, Ltd. | Constant-voltage power supply circuit with fold-back-type overcurrent protection circuit |
JP2006301946A (ja) * | 2005-04-20 | 2006-11-02 | Ricoh Co Ltd | 定電圧電源回路及び定電圧電源回路の制御方法 |
JP2006301787A (ja) * | 2005-04-18 | 2006-11-02 | Ricoh Co Ltd | 定電圧電源回路 |
KR100900267B1 (ko) | 2007-08-06 | 2009-05-29 | (주)태진기술 | 초저전압 강하형 전압 레귤레이터 |
US7746163B2 (en) | 2004-11-15 | 2010-06-29 | Nanopower Solutions, Inc. | Stabilized DC power supply circuit |
CN102789257A (zh) * | 2012-08-31 | 2012-11-21 | 电子科技大学 | 低压差线性稳压器 |
JP2015210673A (ja) * | 2014-04-25 | 2015-11-24 | セイコーインスツル株式会社 | 過電流保護回路、半導体装置、及びボルテージレギュレータ |
JP2017512341A (ja) * | 2014-02-19 | 2017-05-18 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 低ドロップアウト電圧レギュレータ回路 |
US10175708B2 (en) | 2017-02-08 | 2019-01-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply device |
CN112034924A (zh) * | 2020-08-10 | 2020-12-04 | 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 | 一种自适应快速响应的ldo电路及其芯片 |
-
1999
- 1999-09-03 JP JP25037399A patent/JP2001075663A/ja not_active Withdrawn
Cited By (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002268760A (ja) * | 2001-03-13 | 2002-09-20 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路 |
JP2004240822A (ja) * | 2003-02-07 | 2004-08-26 | Nanopower Solution Kk | 逆適応制御回路 |
JP2005327256A (ja) * | 2004-04-15 | 2005-11-24 | Ricoh Co Ltd | 定電圧回路 |
US7746163B2 (en) | 2004-11-15 | 2010-06-29 | Nanopower Solutions, Inc. | Stabilized DC power supply circuit |
JP2006301787A (ja) * | 2005-04-18 | 2006-11-02 | Ricoh Co Ltd | 定電圧電源回路 |
JP4527592B2 (ja) * | 2005-04-18 | 2010-08-18 | 株式会社リコー | 定電圧電源回路 |
JP2006301869A (ja) * | 2005-04-19 | 2006-11-02 | Ricoh Co Ltd | 定電圧電源回路及び定電圧電源回路の制御方法 |
KR100855278B1 (ko) * | 2005-04-19 | 2008-08-29 | 가부시키가이샤 리코 | 폴드백형 과전류 보호 회로를 갖는 정전압 전원 |
US7545610B2 (en) | 2005-04-19 | 2009-06-09 | Ricoh Company, Ltd. | Constant-voltage power supply circuit with fold-back-type overcurrent protection circuit |
WO2006112527A1 (en) * | 2005-04-19 | 2006-10-26 | Ricoh Company, Ltd. | Constant-voltage power supply circuit with fold-back-type overcurrent protection circuit |
JP4546320B2 (ja) * | 2005-04-19 | 2010-09-15 | 株式会社リコー | 定電圧電源回路及び定電圧電源回路の制御方法 |
JP4486545B2 (ja) * | 2005-04-20 | 2010-06-23 | 株式会社リコー | 定電圧電源回路及び定電圧電源回路の制御方法 |
JP2006301946A (ja) * | 2005-04-20 | 2006-11-02 | Ricoh Co Ltd | 定電圧電源回路及び定電圧電源回路の制御方法 |
KR100900267B1 (ko) | 2007-08-06 | 2009-05-29 | (주)태진기술 | 초저전압 강하형 전압 레귤레이터 |
CN102789257A (zh) * | 2012-08-31 | 2012-11-21 | 电子科技大学 | 低压差线性稳压器 |
JP2017512341A (ja) * | 2014-02-19 | 2017-05-18 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 低ドロップアウト電圧レギュレータ回路 |
JP2015210673A (ja) * | 2014-04-25 | 2015-11-24 | セイコーインスツル株式会社 | 過電流保護回路、半導体装置、及びボルテージレギュレータ |
US10175708B2 (en) | 2017-02-08 | 2019-01-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply device |
CN112034924A (zh) * | 2020-08-10 | 2020-12-04 | 唯捷创芯(天津)电子技术股份有限公司 | 一种自适应快速响应的ldo电路及其芯片 |
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