JP2001061236A - 商用電源同期充電回路及び充電方法 - Google Patents
商用電源同期充電回路及び充電方法Info
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- JP2001061236A JP2001061236A JP11235392A JP23539299A JP2001061236A JP 2001061236 A JP2001061236 A JP 2001061236A JP 11235392 A JP11235392 A JP 11235392A JP 23539299 A JP23539299 A JP 23539299A JP 2001061236 A JP2001061236 A JP 2001061236A
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Abstract
路を簡単な構成で、かつ、安全に充電することができ、
小型化及び低コスト化を実現することができるコンデン
サ型蓄電池の充電回路及び充電方法を提供する。 【解決手段】 充電回路は、商用電源10により供給さ
れる交流電圧を半波整流、又は、全波整流し、一定の周
期の電圧波形を有する脈流を生成する整流回路20と、
電流制限回路30と、スイッチ回路40と、整流回路2
0により生成された脈流電圧に応じた適当な期間を検出
して、スイッチ回路40を導通制御するスイッチ制御回
路50と、逆流阻止回路60と、を有して構成され、整
流回路20には商用電源10が接続され、逆流阻止回路
60にはコンデンサ型蓄電池70が接続されている。
Description
方法に関し、特に、コンデンサ型蓄電池を備えた充電回
路及び充電方法に関する。
次電池の充電においては、定電流充電、あるいは、定電
圧充電、定電圧パルス充電等の方法が用いられている。
これらの充電方法により二次電池を充電した場合、充電
による端子電圧の変化が微少であるため、充電の終了状
態(終了時期)の検出に際し、微少な電圧変動を検出し
たり、電池の温度変化を検出する等の手法を採用する必
要があった。そのため、充電状態を正確に検出して効率
的に充電動作を行うためには、装置構成や制御が複雑と
なり、装置の大型化や製造コストの増大を招くという問
題を有していた。
して、電気二重層コンデンサ等のコンデンサ型蓄電池を
備えた充電回路(装置)を適用することが研究されてい
る。一般に、電気二重層コンデンサを含むコンデンサの
両端電圧Vは、Qを電荷量、Cをコンデンサ容量とする
と、次式のように表される。 V=Q/C ……(11) また、電荷量Qは、IAをコンデンサに流れる電流(充
電電流)、tを充電時間とすると、次式のように表され
る。 Q=IA・t ……(12)
される電荷量Qは、充電時間tの経過に比例して上昇す
るので、蓄積電荷量Qに対応する充電電圧も充電時間t
とともに上昇する特性を有するとともに、上述した鉛蓄
電池やアルカリ蓄電池等の二次電池に比べて急速充電が
可能であり、繰り返し充放電によるサイクル寿命も長
い、という長所を有している。このような電気二重層コ
ンデンサにおいて、充電効率向上のため、一定電流を印
加する充電方式を用いることが、例えば、特開平7−8
7668号公報等に記載されている。
た従来技術においては、電気二重層コンデンサを一定の
電流により充電する場合、商用電源(AC電源)による
交流電圧をトランス等で降圧し、整流して定電流を生成
し、充電用電源として用いていたため、充電装置の電源
回路部分が大型化し、さらに、装置の製造コストを増大
させるという問題を有していた。
交流電源を用いつつ、充電装置の電源回路を簡単な構成
で、かつ、安全に充電することができ、小型化及び低コ
スト化を実現することができるコンデンサ型蓄電池の充
電回路及び充電方法を提供することを目的とする。
は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期
を有する脈流を生成、出力する電源手段と、該脈流の電
圧周期毎の所定期間において充電電流の供給状態を制御
する充電制御手段と、該充電制御手段から供給される前
記充電電流に対応する電気エネルギーを蓄積するコンデ
ンサ型蓄電池と、を備えたことを特徴としている。
の充電回路において、前記電源手段は、直流遮断回路及
び全波整流回路からなる周波数倍増回路をn段有し、前
記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の2n倍の電圧周
期を有する脈流を生成することを特徴としている。
2のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御
手段は、前記電源手段により生成される前記脈流による
入力電圧と、あらかじめ設定された基準電圧とを比較
し、前記入力電圧が前記基準電圧以下のとき、前記充電
電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴と
している。請求項4記載の充電回路は、請求項1乃至2
のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手
段は、前記充電電流の供給経路上に電流制限手段と、ス
イッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前記電源手段に
より生成される前記脈流による入力電圧と、あらかじめ
設定された基準電圧とを比較し、前記入力電圧が前記基
準電圧以下のとき、前記スイッチ手段を導通させて、前
記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを
特徴としている。
2のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御
手段は、前記電源手段により生成される前記脈流による
入力電圧と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との
差分を検出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあると
き、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給する
ことを特徴としている。請求項6記載の充電回路は、請
求項1乃至2のいずれかに記載の充電回路において、前
記充電制御手段は、前記充電電流の供給経路上に電流制
限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前
記電源手段により生成される前記脈流による入力電圧
と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検
出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあるとき、前記ス
イッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデン
サ型蓄電池に供給することを特徴としている。
流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生
成する手順と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において
充電電流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を制御する
手順と、前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電
電流に対応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄
電池に蓄積する手順と、を含むことを特徴としている。
いて、実施の形態を示して詳しく説明する。まず、本発
明に係る充電回路の全体構成について、図面を参照して
説明する。図1は、本発明に係る充電回路の全体構成を
示すブロック図である。図1に示すように、本発明に係
る充電回路は、大別して、整流回路20と、電流制限回
路30と、スイッチ回路40と、スイッチ制御回路50
と、逆流阻止回路60と、を有して構成され、整流回路
20には商用電源10が接続され、逆流阻止回路60に
はコンデンサ型蓄電池70が接続されている。ここで、
整流回路20は、本発明に係る電源手段を構成し、電流
制限回路30、スイッチ回路40、スイッチ制御回路5
0、及び、逆流阻止回路60は、本発明に係る充電制御
手段を構成する。
される交流電圧を、正の電圧成分期間、又は、負の電圧
成分期間のみ、あるいは、正負双方の電圧成分期間を抽
出する半波整流、あるいは、全波整流(又は、両波整流
とも言う)機能を有し、一定の周期で正の電圧波形を有
する脈流を生成する。この脈流は、後述するスイッチ回
路40を介してコンデンサ型蓄電池70に供給されると
ともに、その供給タイミングを規定するスイッチ手段の
導通制御に用いられる。詳しくは後述する。電流制限回
路30は、後述するスイッチ回路40が導通状態にある
場合に流れる充電電流の最大電流値を、予め想定される
脈流の電圧に応じて設定する。スイッチ回路40は、後
述するスイッチ制御回路50からの制御信号に基づい
て、電流制限された充電電流の、コンデンサ型蓄電池7
0への供給、遮断状態を制御する。
より生成された脈流電圧(入力電圧)及び所定の基準電
圧に基づいて、又は、該脈流電圧(入力電圧)及びコン
デンサ型蓄電池70への供給電圧(出力電圧)に基づい
て、あるいは、コンデンサ型蓄電池70の両端電圧(充
電電圧)及び所定のしきい値電圧に基づいて、各々電圧
を比較、判定して、該電圧に応じた適当な期間(制御周
期)を検出して、スイッチ回路40を導通制御する。逆
流阻止回路60は、スイッチ制御回路50の導通制御に
おいて、コンデンサ型蓄電池70の充電電圧よりもスイ
ッチ回路40側の脈流の電圧が低いときに、コンデンサ
型蓄電池70に蓄積された電気エネルギーが逆流して低
下することを阻止する。
て、整流回路20により商用電源10の交流電圧成分が
整流されて所定の電圧周期を有する脈流が生成され、該
脈流による入力電圧、出力電圧、又は、コンデンサ型蓄
電池70における充電電圧に基づいて、スイッチ制御回
路50によりスイッチ回路40の導通制御タイミングが
設定される。
電回路の第1の実施形態について、図面を参照して説明
する。図2は、本発明に係る充電回路の第1の実施形態
を示すブロック図である。図2に示すように、本実施形
態に係る充電回路は、整流回路20Aと、電流制限回路
30Aと、入力電圧検出回路50Bと、スイッチ回路4
0Aと、電圧判定回路50Aと、逆流阻止回路60A
と、を有して構成され、充電回路の入力端子Tinには、
商用電源10から交流電圧(例えば、AC100V)が
供給され、出力端子Toutには、電気二重層コンデンサ
70Aが接続されている。
に、商用電源10の交流電圧成分を半波整流、あるい
は、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成
し、電圧判定回路50Aは、入力電圧検出回路50Bに
より検出された上記脈流(入力電圧Vin)の電圧変化
と、入力電圧Vinの判定用に予め設定された基準電圧V
zとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回
路40Aの導通状態を制御する。
回路によれば、入力電圧Vinの電圧変化が、電圧判定回
路50Aにより規定される所定の電圧範囲内(例えば、
基準電圧以下の電圧範囲)にある期間においてのみ、ス
イッチ回路40Aを導通状態として、整流回路20Aに
より生成される充電電流が電気二重層コンデンサ70A
に供給される。すなわち、充電動作時における最大電圧
が一義的に決定され、かつ、充電電流の供給が周期的
(間欠的)に行われる。
的な回路構成例を示す。図3は、本実施形態に係る充電
回路の第1の具体例を示す回路構成図である。図3に示
すように、第1の具体例は、充電回路100Aの一対の
入力端子(電源端子)Tina、Tinb間に、日本国内にお
いて商用電源として供給されている100V交流電源が
接続され、充電回路100Aの一対の出力端子(充電端
子)Touta、Toutb間に、電気二重層コンデンサ70A
が接続されている。また、一方の入力端子Tinaと出力
端子Toutaの間には、半波整流用ダイオードD11と、
電流制限抵抗R11と、スイッチング用電界効果トラン
ジスタ(以下、単にスイッチという)Tr11と、逆流
阻止ダイオードD12が直列に接続されている。
流制限抵抗R11との間の接点N11とスイッチTr1
1のゲートとの間には電圧検出抵抗R13が、また、接
点N11と他方の入出力端子間線(TinbとToutbとの
信号線)との間には抵抗R14が、各々設けられ、スイ
ッチTr11のゲート及び他方の入出力端子間線に、各
々コレクタ及びエミッタが接続されたスイッチ制御用ト
ランジスタ(以下、単に制御スイッチという)Tr12
が設けられ、制御スイッチTr12のベースと接点N1
1との間にはツェナーダイオードD13及び分割抵抗R
15が設けられ、制御スイッチTr12のベースと他方
の入出力端子間線との間には分割抵抗R16が設けられ
ている。ここで、電圧検出抵抗R13は、電圧検出回路
を構成し、ツェナーダイオードD13、分割抵抗R1
5、R16、制御スイッチTr12は、電圧判定回路を
構成する。
ついて、図面を参照して説明する。図4は、本具体例に
係る充電回路における動作を示す電圧/電流波形図であ
る。上述した回路構成において、図4(a)に示すよう
に、商用電源電圧として、AC100Vの正弦交流電圧
が印加されている場合、半波整流用ダイオードD11の
整流作用により、図4(b)に示すように、正の電圧成
分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で
正の電圧波形を有する脈流が生成される。
とToutbとの信号線)に印加されている電圧をVsと
し、接点N11における瞬時電圧(入力電圧)がVinで
あるとすると、入出力端子間線Vsを基準として、入力
電圧VinがツェナーダイオードD13のツェナー電圧V
zより小さい期間では、電圧検出抵抗R13によりスイ
ッチTr11のゲートにVinの電圧が印加されて、スイ
ッチTr11が導通(ON)状態となり、電流制限抵抗
R11、スイッチTr11及び逆流阻止ダイオードD1
2を介して、電気二重層コンデンサ70Aに充電電流が
供給されて、充電動作が行われる。
伴い、ツェナーダイオードD13のツェナー電圧Vzよ
り、入力電圧Vinの方が大きい期間になると、ツェナー
ダイオードD13に電流が流れ、分割抵抗R15、R1
6で分圧される電圧(制御スイッチTr12のベース電
圧)が、制御スイッチTr12のベース−エミッタ間電
圧Vbeを超えたとき、制御スイッチTr12が導通状態
となり、電圧検出抵抗R13によりスイッチTr11に
印加されている電圧(スイッチTr11のゲート電圧)
がほぼ0Vに低下し、スイッチTr11が非導通(OF
F)状態となる。
ナーダイオードD13のツェナー電圧Vz程度に至るま
での電圧範囲にある(一定の周期の)所定の短期間の
み、スイッチTr11を導通状態にして、スイッチTr
11及び逆流阻止ダイオードD12を介して、電気二重
層コンデンサ70Aに最大電圧値が規定された大きな充
電電流が供給され、それ以外の電圧範囲(電圧期間)で
は、スイッチTr11は非導通(OFF)状態となり、
電気二重層コンデンサ70Aへの充電電流の供給が遮断
される。なお、電気二重層コンデンサ70Aへの充電電
流は、電気二重層コンデンサ70Aの両端電圧をVcと
したとき、電気二重層コンデンサ70Aへの印加電圧と
Vcとの電位差によって流れ、このVcは充電の進行に
伴って上昇していくため、充電の進行に伴って前記充電
電流は減少し、Vcが前記ツェナー電圧Vz程度となっ
たところで充電電流は概ね零となる。この場合の電流波
形を図4(c)に示す。すなわち、図4(c)に示すよ
うに、図4(b)に示した電圧波形の立ち上がり期間
(t11〜t12)、及び、立ち下がり期間(t13〜t14)
の短い時間のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れ
る。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波
整流ダイオードD1により脈流を生成し、この脈流に基
づいて、充電電流の供給が周期的(間欠的)に行われる
とともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が短時
間に供給され、さらに、従来技術に示したように、商用
電源による交流電圧をトランス等で降圧する必要がない
ので、充電回路の回路構成を簡易にするとともに、回路
素子からの発熱を抑制して、大幅な小型軽量化、低コス
ト化を図ることができる。また、充電電流の供給を、商
用電源により供給される交流電圧に基づいて制御してい
るので、インバータのような発振回路や制御用の別電源
を必要とせず、回路構成を簡易にしつつ、回路動作の安
定性を向上させることができる。
の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具
体例と同等の構成については、同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。図5に示すように、第2の具体例
は、図3に示した回路構成において、充電電流の供給制
御を行うスイッチTr11として、電界効果トランジス
タ(FET)に替えて、FETと同様に動作速度が速
く、かつ、動作効率が高く、小型軽量、長寿命等の特性
を有するサイリスタTr11′を適用したことを特徴と
している。このような構成によっても、上述した第1の
具体例と同等の作用効果を得ることができる。
の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具
体例と同等の構成については、同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。図6に示すように、第3の具体例
は、図3に示した回路構成において、半波整流ダイオー
ドD11に替えて、ダイオードD11a〜D11dから
構成される全波整流回路20Bを適用したことを特徴と
している。
端子Tinaと接点N11aとの間に設けられたダイオー
ドD11aと、入力端子Tinbと接点N11bとの間に
設けられたダイオードD11bと、入力端子Tinaと接
点N11bとの間に設けられたダイオードD11cと、
入力端子Tinbと接点N11aとの間に設けられたダイ
オードD11dと、を有して構成され、ダイオードD1
1a及びD11b、D11c及びD11dは、各々逆方
向に接続され、接点N11aにおいて、商用電源により
供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、
負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の
2倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるよ
うに構成されている。
ついて、図面を参照して説明する。図7は、本具体例に
係る充電回路における電圧/電流波形を示す回路構成図
である。上述した回路構成において、図7(a)に示す
ように、商用電源電圧として、AC100Vの正弦交流
電圧が印加されている場合、全波整流回路20Bの整流
作用により、図7(b)に示すように、正負双方の電圧
成分期間が抽出されて、商用電源電圧の2倍の周期で正
の電圧波形を有する脈流が生成される。例えば、商用電
源電圧の周波数が50Hzの場合、全波整流作用によ
り、100Hzの周波数を有する脈流が生成される。
の経過に伴い、ツェナーダイオードD13のツェナー電
圧Vzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ70A
の両端電圧Vcの和より、瞬時電圧Vinの方が小さい期
間においては、スイッチTr11が導通状態となって、
電気二重層コンデンサ70Aに所定の充電電流が供給さ
れ、瞬時電圧Vinが大きくなると、制御スイッチTr1
2が非導通状態となり、電気二重層コンデンサ70Aへ
の充電電流の供給が遮断される。この場合の電流波形を
図7(c)に示す。すなわち、図7(c)に示すよう
に、図7(b)に示した電圧波形の立ち上がり期間(t
21〜t22)、及び、立ち下がり期間(t23〜t24)の非
常に短い時間のみ、瞬時的に最大電圧値が制限された充
電電流が流れる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路20Bにより2倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が2倍の周期で行われ
るので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ70A
への充電電流の供給量(蓄積されるエネルギー量)が2
倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合に
は、各周期毎の瞬時電流の電流値(平均電流値)を半減
することができるとともに、回路的には電流制限抵抗R
11を大きくできるので、スイッチTr11、Tr12
に用いるトランジスタ等の素子として小電力の部品を適
用することができ、一層の小型軽量化を図ることができ
る。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行
う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
電回路の第2の実施形態について、図面を参照して説明
する。図8は、本発明に係る充電回路の第2の実施形態
を示すブロック図である。ここで、上述した実施形態と
同等の構成については、同一の符号を付して、その説明
を省略する。図8に示すように、本実施形態に係る充電
回路は、整流回路20Aと、電流制限回路30Aと、入
力電圧検出回路50Bと、スイッチ回路40Aと、電圧
判定回路50Aと、出力電圧検出回路50Cと、逆流阻
止回路60Aと、を有して構成され、充電回路の入力端
子Tinには、商用電源10から交流電圧が供給され、出
力端子Toutには、電気二重層コンデンサ70Aが接続
されている。
形態と同様に、商用電源10の交流電圧成分を半波整
流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈
流を生成し、電圧判定回路50Aは、入力電圧検出回路
50Bにより検出された上記脈流(入力電圧Vin)の電
圧変化と、出力電圧検出回路50Cにより検出されたス
イッチ回路40Aの出力電圧Voutとを比較して、その
大小関係に基づいて、スイッチ回路40Aの導通状態を
制御する。
回路によれば、入力電圧Vinと出力電圧Voutとの電圧
差が、電圧判定回路50Aにより規定される所定の電圧
範囲内(例えば、予め設定された基準電圧程度の電圧範
囲)にある期間においてのみ、スイッチ回路40Aを導
通状態として、整流回路20Aにより生成される充電電
流が電気二重層コンデンサ70Aに供給される。すなわ
ち、電気二重層コンデンサ70Aへの充電電流の供給状
態に応じて、スイッチ回路40Aの導通制御が行われ、
適切な充電電流の供給が周期的(間欠的)に行われる。
的な回路構成例を示す。図9は、本実施形態に係る充電
回路の第1の具体例を示す回路構成図である。図9に示
すように、第1の具体例は、充電回路100Bの一対の
入力端子Tina、Tinb間に、商用電源として供給されて
いる100V交流電源が接続され、充電回路100Bの
一対の出力端子Touta、Toutb間に、電気二重層コンデ
ンサ70Aが接続されている。また、一方の入力端子T
inaと出力端子Toutaの間には、半波整流用ダイオード
D21と、電流制限抵抗R21と、スイッチTr21
と、逆流阻止ダイオードD22が直列に接続されてい
る。
流制限抵抗R21との間の接点N21と、スイッチTr
21のゲートとの間には電圧検出抵抗R23が、また、
接点N21と他方の入出力端子間線(TinbとToutbと
の信号線)との間には抵抗R24が、各々設けられ、ス
イッチTr21と逆流阻止ダイオードD22との間の接
点N22及びスイッチTr21のゲートに、各々エミッ
タ及びコレクタが接続された制御スイッチTr22が設
けられ、制御スイッチTr22のベースと接点N21と
の間には、ツェナーダイオードD23及び分割抵抗R2
5が設けられ、制御スイッチTr22のベースと接点N
22との間には、分割抵抗R26が設けられている。こ
こで、電圧検出抵抗R23は、電圧検出回路を構成し、
ツェナーダイオードD23、分割抵抗R25、R26、
制御スイッチTr22は、電圧判定回路及び出力電圧検
出回路を構成する。
ついて、図面を参照して説明する。図10は、本具体例
に係る充電回路における動作を示す電圧/電流波形図で
ある。上述した回路構成において、図10(a)に示す
ように、商用電源電圧として、AC100Vの正弦交流
電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードD2
1の整流作用により、図10(b)に示すように、正の
電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の
周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
両端電圧としてVcに相当する電気エネルギーが蓄積さ
れ、接点N21における瞬時電圧(図10(b)に相
当)がVinであるとすると、電圧検出抵抗R23により
スイッチTr21のゲートにVinの電圧が印加されてい
るので、次式の条件が成立するとき、スイッチTr21
が導通状態となり、電流制限抵抗R21、スイッチTr
21及び逆流阻止ダイオードD22を介して、電気二重
層コンデンサ70Aに充電電流が供給されて、充電動作
が行われる。 Vin−Vc>0 ……(1) このとき、スイッチTr21、逆流阻止ダイオードD2
2が理想素子であるとすると、充電電流の電圧降下は、
電流制限抵抗R1によってのみ規定されるため、その充
電電流値は、次式で表される。 I=(Vin−Vc)/R21 ……(2)
に伴い、ツェナーダイオードD23のツェナー電圧Vz
で規定される電圧と電気二重層コンデンサ70Aの両端
電圧Vcの和より、瞬時電圧Vinの方が大きい期間にな
ると、ツェナーダイオードD23に電流が流れ、分割抵
抗R25、R26で分圧される電圧(制御スイッチTr
22のベース電圧)が、制御スイッチTr22のベース
−エミッタ間電圧Vbeを超えたとき、制御スイッチTr
22が導通状態となり、電圧検出抵抗R23によりスイ
ッチTr21に印加されている電圧(スイッチTr21
のゲート電圧)がほぼ0Vに低下する。
層コンデンサ70Aの両端電圧Vcからツェナーダイオ
ードD23のツェナー電圧Vzを加えたVc+Vzに至る
までの電圧期間だけ電流が流れ、それ以外の電圧期間で
は、スイッチTr21は非導通状態となり、電気二重層
コンデンサ70Aへの充電電流の供給が遮断される。こ
の場合の電流波形を図10(c)に示す。すなわち、図
10(c)に示すように、図10(b)に示した電圧波
形の立ち上がり期間、及び、立ち下がり期間のうちの、
短い時間(t31〜t32、t33〜t34)のみ、最大電圧値
が制限された大電流が流れる。
ては、制御スイッチTr22により、入力電圧Vinが、
ツェナー電圧Vz程度の狭い電圧範囲(Vc〜Vc+Vz)
にある所定の短期間のみ、スイッチTr21を導通状態
にして、スイッチTr21及び逆流阻止ダイオードD2
2を介して、電気二重層コンデンサ70Aに最大電圧値
が規定された大きな充電電流が供給される。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波
整流ダイオードD21により脈流を生成し、この脈流に
基づいて、充電電流の供給が周期的(間欠的)に行われ
るとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が供
給されるので、上述した実施形態と同様に、充電回路の
回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化、低コスト化
を図しつつ、動作安定性を高めることができるととも
に、電気二重層コンデンサ70Aの充電状態、すなわ
ち、充電の進み具合による電気二重層コンデンサ70A
の両端電圧Vcの上昇に応じて、電気二重層コンデンサ
70Aへの印加電圧を増加させて充電電流が概ね一定と
なるように制御され、一層効率的な充電動作を行うこと
ができる。
値は、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ70Aの
両端電圧Vcの変動が十分小さいとすると、次式により
表される。 I=(2/T)∫f(t)dt ……(3) 一方、この場合の消費電力は、次式により表される。 P=I2×(R1+RD1+RD2+RTr1) ……(4) なお、上記(3)、(4)式において、積分期間をt21
〜t22とし、f(t)は商用電圧、Tは充電電流の供給周
期、RD1は半波整流用ダイオードD21の順方向抵抗
値、RD2は逆流阻止ダイオードD22の順方向抵抗値、
RTr1はスイッチTr21の導通抵抗値である。
する、という定電流の観点から本実施形態を検討する
と、充電電流の供給期間(時間)の減少分だけ、該供給
期間における電流値が増大することになるが、それに応
じて回路素子の抵抗値が減ることになり、その総計は定
電流ロスと一致する。よって、回路放熱設計時において
も、平均定電流を考慮して簡易に設計作業を行うことが
できる。
2の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した
具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、
その説明を省略する。図11に示すように、第2の具体
例は、図9に示した回路構成において、半波整流ダイオ
ードD21に替えて、図6に示した回路構成と同様に、
ダイオードD21a〜D21dから構成される全波整流
回路20Bを適用したことを特徴としている。
端子Tinaと接点N21aとの間に設けられたダイオー
ドD21aと、入力端子Tinbと接点N21bとの間に
設けられたダイオードD21bと、入力端子Tinaと接
点N21bとの間に設けられたダイオードD21cと、
入力端子Tinbと接点N21aとの間に設けられたダイ
オードD21dと、を有して構成され、ダイオードD2
1a及びD21b、D21c及びD21dは、各々逆方
向に接続され、接点N21aにおいて、商用電源により
供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、
負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の
2倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるよ
うに構成されている。なお、全波整流回路20Bにおけ
る全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるの
で、詳しい説明を省略する。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路20Bにより2倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が2倍の周期で行われ
るので、充電時間を一定として充電動作を行う場合に
は、充電電流の電流値を低減することができるととも
に、スイッチTr21、Tr22に用いるトランジスタ
を小電力化して、一層の小型軽量化を図ることができ
る。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行
う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
電回路の第3の実施形態について、図面を参照して説明
する。本実施形態に係る充電回路は、上述した第1乃至
第2の実施形態において、整流回路20A、20Bによ
り生成される脈流の電圧周期を大幅に高めて、電気二重
層コンデンサ70Aへの単位時間当たりの充電電流の供
給量(蓄積エネルギー量)を増大させたことを特徴とし
ている。
1の具体例を示す回路構成図である。図12に示すよう
に、本実施形態に適用される整流回路20C(本発明に
おける周波数倍増回路)は、商用電源として供給されて
いる100V交流電源が接続された一対の入力端子Tin
a、Tinbと、後段の電流制限回路(図示を省略)側の接
点N41a、N41bとの間に、第1段目の全波整流回
路21及び第2段の全波整流回路22が順次接続された
構成を有している。
子Tinaと接点N1aとの間に設けられたダイオードD
41aと、入力端子Tinbと接点N1bとの間に設けら
れたダイオードD41bと、入力端子Tinaと接点N1
bとの間に設けられたダイオードD41cと、入力端子
Tinbと接点N1aとの間に設けられたダイオードD4
1dと、を有して構成され、ダイオードD41a及びD
41b、D41c及びD41dは、各々逆方向に接続さ
れ、接点N1aにおいて、商用電源により供給される交
流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分
期間のいずれもが抽出されて、商用電源の2倍の周期で
正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成され
ている。
直流カット用のコンデンサ(本発明における直流遮断回
路)Caを介して設けられた接点N2aと接点N41a
との間に設けられたダイオードD42aと、接点N1b
と接点N41bとの間に設けられたダイオードD42b
と、接点N2aと接点N41bとの間に設けられたダイ
オードD42cと、接点N1bと接点N41aとの間に
設けられたダイオードD42dと、を有して構成され、
ダイオードD42a及びD42b、D42c及びD42
dは、各々逆方向に接続され、接点N2aにおいて、接
点N1aにおける脈流の直流成分をカットした電圧波形
が生成され、さらに、接点N41aにおいて、接点N2
aにおける電圧波形の正の電圧成分期間、及び、負の電
圧成分期間のいずれもが抽出されて、接点N1aにおけ
る脈流の2倍の周期を有する正の電圧波形が生成される
ように構成されている。
ついて、図面を参照して説明する。図13は、本具体例
に係る整流回路における動作を示す電圧/電流波形図で
ある。本実施形態に係る充電回路の第1の具体例を示す
回路構成図である。上述した回路構成において、図13
(a)に示すように、商用電源電圧として、例えば、A
C100V、50Hzの正弦交流電圧が印加されている
場合、まず、全波整流回路21の整流作用により、接点
N1aには、図13(b)に示すように、交流電圧波形
の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧
の2倍の100Hzの周期を有する正の電圧波形からな
る脈流が生成される。
電圧成分をカットすることにより、接点N2aには、図
13(c)に示すように、図13(b)の電圧波形から
所定の直流電圧分が降圧された電圧波形が生成される。
さらに、全波整流回路22の整流作用により、接点N4
1aには、図13(d)に示すように、図13(c)の
電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用
電源電圧の概ね22=4倍の200Hzの周期を有する
正の電圧波形が生成される。そして、このような周期を
有する脈流に基づいて、上述した各実施形態に示したよ
うに、後段のスイッチ回路、電圧比較回路等により、コ
ンデンサ型蓄電池への充電動作が制御される。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路20Cにより4倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね4倍の周期で行
われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ7
0Aへの充電電流の供給が概ね4倍になり、充電時間を
一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電
流の電流値を低減することができ、また、瞬時電流の電
流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を
大幅に短縮することができる。なお、本実施形態におい
ては、全波整流回路20Cにより生成される脈流の周期
が、図13(d)に示すように、脈流の電圧波形が不均
一となるため、商用電源の交流電圧周期の正確に4倍に
なる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるも
のではないが、単位時間当たりの充電電流の供給タイミ
ングは4倍に増加するので、上記充電電流の電流値の低
減、又は、充電時間の短縮を実現することができる。
2の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した
具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、
その説明を省略する。図14に示すように、本実施形態
に適用される整流回路20Dは、商用電源として供給さ
れている100V交流電源が接続された一対の入力端子
Tina、Tinbと、後段の電流制限回路(図示を省略)側
の接点N41a、N41bとの間に、第n段の全波整流
回路21、22、23、…が順次接続された構成を有し
ている。
上述した具体例と同様に、各々4個のダイオードをたす
き掛け状に接続し、各全波整流回路21、22、23、
…間に直流カット用のコンデンサCa、Cb、Cc、…
を設けた構成を有し、各全波整流回路21、22、2
3、…における接続接点N1a、N2a、N3a、…に
おいて、商用電源により供給される電圧周期の21、
22、23、…倍の周期を有する電圧波形が生成され、後
段の電流制限回路(図示を省略)側の接点N41a、N
41bにおいて、商用電源電圧の概ね2n倍の周期を有
する正の電圧波形が生成される。なお、各波整流回路2
1、22、23、…における全波整流作用は、上述した
実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路20Dにより2n倍の周期の脈流を生成し、こ
の脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね2n倍の周期
で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデン
サ70Aへの充電電流の供給が概ね2n倍になり、充電
時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の
充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、
瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合に
は、充電時間を大幅に短縮することができる。
においては、全波整流回路20Dにより生成される脈流
の周期は、脈流の電圧波形が均一とならないため、商用
電源の交流電圧周期の正確に2n倍になる訳ではなく、
一定の周期で充電電流が供給されるものではない。しか
しながら、単位時間当たりの充電電流の供給タイミング
を2n倍に増加させることができるので、上記充電電流
の電流値の大幅な低減、又は、充電時間の大幅な短縮を
実現することができる。
の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流
を生成、出力する電源手段と、脈流の電圧周期毎の所定
期間においてコンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状
態を制御する充電制御手段と、を備えているので、商用
電源による交流電圧を降圧するためのトランスや、イン
バータのような発振回路等の構成を必要とせず、充電回
路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化を図りつ
つ、回路動作の安定性を向上させることができる。
して直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増
回路をn段設置し、前記商用電源の交流電圧成分の電圧
周期の2n倍の電圧周期を有する脈流を生成するように
構成しているので、単位時間当たりの充電電流の供給量
(蓄積エネルギー量)が概ね2n倍になり、充電時間を
一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値
を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値
を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅
に短縮することができる。
段が、電源手段により生成される脈流による入力電圧
と、あらかじめ設定された基準電圧とを比較し、入力電
圧が基準電圧以下のときに、充電電流をコンデンサ型蓄
電池に供給するように構成されているので、入力電圧が
基準電圧に対して所定の関係にある期間においてのみ、
適切な電圧で充電電流を間欠的にコンデンサ型蓄電池に
供給することができ、回路装置の小型化を図りつつ、安
全かつ適切な充電動作を実現することができる。
御手段が、充電電流の供給経路上に電流制限手段と、ス
イッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、電源手段により
生成される脈流による入力電圧と基準電圧との比較、入
力電圧と、コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分と
基準電圧との比較、又は、コンデンサ型蓄電池に蓄積さ
れた充電電圧としきい値電圧との比較に基づいて、スイ
ッチ手段を導通させて、充電電流を供給制御する構成を
有しているので、充電動作時における最大電圧が一義的
に決定されるとともに、入力電圧の変化に対してコンデ
ンサ型蓄電池に充電されたエネルギーが逆流することが
なく、安全かつ適切に充電動作を実現することができ
る。
段が、電源手段により生成される脈流による入力電圧
と、コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出
し、該差分が所定の電圧範囲以内にあるときに、充電電
流を供給するように構成されているので、入力電圧と出
力電圧との電圧差が、所定の関係にある期間においての
み、コンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態に応じ
て、適切な電圧で充電電流を間欠的に供給することがで
き、回路装置の小型化を図りつつ、安全かつ適切な充電
動作を実現することができる。
交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を
生成し、該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電
流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を制御して、電圧
周期毎に間欠的に供給される充電電流に対応する所定の
電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄積する手順を
含んでいるので、脈流に基づく入力電圧、出力電圧、コ
ンデンサ型蓄電池の充電電圧に応じて、所定の電圧期間
においてのみ、適切な電圧で充電電流をコンデンサ型蓄
電池に間欠的に供給することができ、安全かつ良好な充
電動作を実現することができる。
ク図である。
ブロック図である。
を示す回路構成図である。
す電圧/電流波形図である。
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
す電圧/電流波形図である。
ブロック図である。
を示す回路構成図である。
示す電圧/電流波形図である。
例を示す回路構成図である。
ける第1の具体例を示す回路構成図である。
を示す電圧波形図である。
例を示す回路構成図である。
Claims (7)
- 【請求項1】 商用電源の交流電圧成分を整流して所定
の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、 該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流の供給
状態を制御する充電制御手段と、 該充電制御手段から供給される前記充電電流に対応する
電気エネルギーを蓄積するコンデンサ型蓄電池と、を備
えたことを特徴とする充電回路。 - 【請求項2】 前記電源手段は、直流遮断回路及び全波
整流回路からなる周波数倍増回路をn段有し、前記商用
電源の交流電圧成分の電圧周期の2n倍の電圧周期を有
する脈流を生成することを特徴とする請求項1記載の充
電回路。 - 【請求項3】 前記充電制御手段は、前記電源手段によ
り生成される前記脈流による入力電圧と、あらかじめ設
定された基準電圧とを比較し、前記入力電圧が前記基準
電圧以下のとき、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電
池に供給することを特徴とする請求項1乃至2のいずれ
かに記載の充電回路。 - 【請求項4】 前記充電制御手段は、前記充電電流の供
給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止
手段とを有し、前記電源手段により生成される前記脈流
による入力電圧と、あらかじめ設定された基準電圧とを
比較し、前記入力電圧が前記基準電圧以下のとき、前記
スイッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデ
ンサ型蓄電池に供給することを特徴とする請求項1乃至
2のいずれかに記載の充電回路。 - 【請求項5】 前記充電制御手段は、前記電源手段によ
り生成される前記脈流による入力電圧と、前記コンデン
サ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が所
定の電圧範囲以内にあるとき、前記充電電流を前記コン
デンサ型蓄電池に供給することを特徴とする請求項1乃
至2のいずれかに記載の充電回路。 - 【請求項6】 前記充電制御手段は、前記充電電流の供
給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止
手段とを有し、前記電源手段により生成される前記脈流
による入力電圧と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電
圧との差分を検出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあ
るとき、前記スイッチ手段を導通させて、前記充電電流
を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴とする
請求項1乃至2のいずれかに記載の充電回路。 - 【請求項7】 商用電源の交流電圧成分を整流して所定
の電圧周期を有する脈流を生成する手順と、 該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流のコン
デンサ型蓄電池への供給状態を制御する手順と、 前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電電流に対
応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄
積する手順と、を含むことを特徴とする充電方法。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23539299A JP3743948B2 (ja) | 1999-08-23 | 1999-08-23 | 商用電源同期充電回路及び充電方法 |
US09/640,631 US6323623B1 (en) | 1999-08-23 | 2000-08-17 | Charging device and charging method thereof |
TW089116743A TW483214B (en) | 1999-08-23 | 2000-08-18 | Charging device and charging method thereof |
KR10-2000-0048489A KR100394966B1 (ko) | 1999-08-23 | 2000-08-22 | 충전장치 및 그 충전방법 |
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JP3743948B2 JP3743948B2 (ja) | 2006-02-08 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1333510C (zh) * | 2001-10-02 | 2007-08-22 | 日本电子株式会社 | 连接切换控制式电容器蓄电装置 |
JP2012055086A (ja) * | 2010-09-01 | 2012-03-15 | Hitachi Maxell Energy Ltd | 充電ユニット及びそれを備えた電気機器 |
JP2016077060A (ja) * | 2014-10-03 | 2016-05-12 | 三菱電機株式会社 | 充電回路および非常灯点灯装置 |
-
1999
- 1999-08-23 JP JP23539299A patent/JP3743948B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JP2012055086A (ja) * | 2010-09-01 | 2012-03-15 | Hitachi Maxell Energy Ltd | 充電ユニット及びそれを備えた電気機器 |
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