JP2000504193A - TDMA method and its transmitter and receiver - Google Patents
TDMA method and its transmitter and receiverInfo
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Abstract
(57)【要約】 本発明は、トレーニング・シーケンスが変調されデータ信号に重畳されることでTDMAバーストを生成するようなTDMA方法およびその送信機と受信機に関する。これによって、トレーニング・シーケンスは長くすることができ、長いチャンネル・インパルス応答を測定できるようにデータ受信中に常に利用可能になる。送信機において、トレーニング・シーケンスは変調手段(3)においてデータ信号へ重畳される前に別個に変調される。受信機は重畳トレーニング・シーケンスを抽出するための抽出手段(11)と検出しようとするデータ信号からトレーニング・シーケンスを打ち消すための打ち消し手段(9)とを含む。 (57) Abstract The present invention relates to a TDMA method in which a training sequence is modulated and superimposed on a data signal to generate a TDMA burst, and a transmitter and a receiver thereof. This allows the training sequence to be long and always available during data reception so that long channel impulse responses can be measured. At the transmitter, the training sequence is separately modulated before being superimposed on the data signal in the modulation means (3). The receiver includes extraction means (11) for extracting the superimposed training sequence and cancellation means (9) for canceling the training sequence from the data signal to be detected.
Description
【発明の詳細な説明】 TDMA方法、およびその送信機と受信機 発明の分野 本発明はTDMA(時分割多元接続)の方法およびその送信機と受信機に関す る。さらに詳しくは、本発明はデジタル移動体通信システム、たとえばGSMシ ステム(GROUPE SPECIAL MOBILE:特殊移動体グループ)またはDCS(デジタル ・セルラ・システム)に関する。 発明の背景 デジタル移動体通信システムのTDMAクラスでは、数人のユーザで1つのキ ャリアを共有する。各ユーザにはそのキャリア上で別々の時間スロットが割り当 てられ、ガード時間で隔てられたデータ・パケットの短いバーストを送受信する ためにこれを使用する。1つのキャリアに対するユーザ数はその特定のキャリア に割り当てられたスロット数に制限されている。 GSMシステムについては、M.モアリ、M.B.ポテ著、「移動体通信用G SMシステム」パレゾー出版、フランス、1992年、ISBN:2−9507 190−0−7("The GSM System for Mobile Communications",M.Moyly and M.B.Pautet,Palaiseau,France,1992,ISBN:2-9507190-0-7)に記載されて おり、本明細書ではさらに詳細な説明は行なわない。 現行のGSMシステムでは、たとえばWO−A−95/28771号明細書に 記載されているように、TDMAバースト内のデータ中央部の所定のビット・シ ーケンスを各々のチャンネルのインパルス応答のパラメータ計算、即ち想定され るチャンネル・インパルス応答タップに必要とされるトレーニング・シーケンス として用いる。これらのパラメータはマルチパス送信で発生する相互作用を除去 するために使用する。 現在、ほぼ5タップのチャンネル・インパルス応答を利用可能なトレーニング シーケンスで測定できる。もっと長いインパルス応答を測定しなければならない 場合、長いトレーニング・シーケンスが要求され、これはTDMAバースト内部 のデータ量を減少させることになる。 長いトレーニング・シーケンスの使用に伴う送信効率の減少の問題に関して、 EP−A−0−355−587号明細書ではTDMAバースト内部のトレーニン グ・プレアンブルを消去し、クロックとキャリア・フェーズを推定している間に 遅延バッファ内にスロット全体のサンプリングされたデータとしてベースバンド 直交(quadrature)信号成分を記憶することを示唆している。しかし、この場合、 要求される推定を得るためには複雑な信号処理回路が必要とされる。 発明の概要 本発明の目的は長いインパルス応答を測定することのできるTDMA方法、お よびその送信機と受信機の改良を提供することである。 この目的はトレーニング・シーケンスを変調するステップと、データ信号に変 調トレーニング・シーケンスを重畳することでTDMAバーストを生成するステ ップとを含むTDMA方法によって実現される。 さらに、この目的はトレーニング・シーケンスを変調するための変調手段と、 データ信号上に変調トレーニング・シーケンスを重畳することによりTDMAバ ーストを生成するための重畳手段と、前記TDMAバーストを送信するための送 信手段とを含むTDMAシステムのための送信機によって実現される。 さらに、この目的はTDMAバーストを受信するための受信手段と、重畳され たトレーニング・シーケンスを受信したTDMAバーストから抽出するための抽 出手段と、データ検出前に重畳されたトレーニング・シーケンスを打ち消すため の打ち消し手段とを含むTDMAシステムのための受信機によって実現される。 トレーニング・シーケンスはTDMAバーストに重畳されるので、バースト全 体と同程度に長くなれるような長いトレーニング・シーケンスを使用できる。つ まり、トレーニング・シーケンスは常に利用可能でもっと長いまたはもっと短い チャンネル・インパルス応答を測定するために使用できる。 本発明の別の利点は、この種のトレーニング・シーケンスを周波数エラーの推 定ならびにバーストに対するチャンネル・インパルス応答の何らかの変化の推定 に使用できることである。 本発明の方法、およびその送信機と受信機の好適実施例は添付の従属クレーム から明らかである。 図面の簡単な説明 以下の説明において、付随する図面を参照して本発明と好適実施例についてさ らに詳細に説明する。図面において、 図1は従来技術によるTDMAバーストを示す。 図2は本発明によるTDMAバーストを示す。 図3は本発明の実施例によるTDMAシステムの送信機ならびに受信機を示す ブロック図である。 図1に図示してあるように、GSM仕様に準拠した既知のTDMAバーストは バーストの中央部にあるトレーニング・シーケンス(26ビット)で隔てられた 2つの情報部分(58ビット)を含む。さらにバーストはバーストの端に短い開 始終了シーケンス(3ビット)を含む。 図2は本発明によるTDMAバーストを示し、ここでは長いトレーニング・シ ーケンスが提供されており、データの中央部にではなく、データの上(または下 がより良い)にあって少ない出力を有している。これは、この場合にトレーニン グ・シーケンスを十分に長く取ることができるので少ない電力で送信できること から、特に大きなバーストを用いるシステムで好適である。開始および終了シー ケンスは新規構造でも残しておくことができる。 トレーニング・シーケンスとして、GSMシステムで用いているシーケンスま たはもっと長いCAZACシーケンス、たとえばジャック・ウルフマン著「ほぼ 完全な自動相関シーケンス」、情報理論に関するIEEEトランザクション第3 8巻第4号、1992年7月("Almost perfect autocorrelation sequences"by Jacques Wolfmann,IEEE Transactions on Infourmation Theory,Vol.38,No .4,July 1992)またはM−シーケンスを使用する。シーケンスは変調されてデー タ信号に重畳たとえば追加される。シーケンスが十分長くない場合、定期的に反 復することができる。この場合、良好な周期的自動相関性が必要になる。周期は チャンネルインパルス応答の必要なタップ量の測定を保証するのに十分な長さと する。トレーニング・シーケンスの区間が32ビットの場合、15タップまでを 測定でき、大半の用途ではこれで十分である。 本発明による合計のトレーニング・シーケンスはもっと長くすることができる ので、シーケンス全体を複数回反復できる。そのため、トレーニング・シーケン ス全体またはその一部をチャンネル推定に使用できる。 一方で、区間は長すぎてはならないので、トレーニング・シーケンスを周波数 エラーの推定に使用できる、即ち、チャンネル・インパルス応答は位相変化なら びにその他の変化を導出するためにバーストにそった幾つかの点で測定可能であ る。 重畳トレーニング・シーケンスの電力は変調TDMAデータ信号の余剰な妨害 を防止するために十分小さくする必要がある。しかし、信頼性のあるチャンネル 推定を得るのに十分なだけ電力は大きくすべきである。また電力はバーストの長 さに依存する。実際には、トレーニング・シーケンス電力は信号電力より0乃至 10デシベル小さくすべきである。 図3は本発明の実施例の送信機ユニットと受信機ユニットで、本発明を理解す るのに必須の部分を含むブロック図を示す。 図3の上部では、送信機ユニットは供給される入力データに基づいてバースト を生成するバースト生成手段1を含む。生成したバーストは第1の変調手段で変 調される。これに加えて、第2の変調手段3が供給されたトレーニング・シーケ ンスを別個に変調するために提供される。変調したトレーニング・シーケンスは たとえば調節可能なアッテネータ4で減衰させる。アッテネータ4の減衰率はデ ータバーストの妨害を最小限にし信頼性のあるデータ検出を保証するように選 択する。減衰された変調トレーニング・シーケンスは変調データバーストに重畳 される。これはたとえば両方の変調信号を加算することで行なえる。 ガウス最小シフトキーイング(GMSK)を送信用の変調方法として使用する 場合、データ・バーストとトレーニング・シーケンスの重畳は中間周波数レベル で行なうのが望ましい。 リニア変調をTDMAシステムで使用している場合、データ・バーストとトレ ーニング・シーケンスの重畳はベースバンド・レベルで実行しても良い。 トレーニング・シーケンスとデータ・バーストの変調方法もまた、過剰な劣化 なしに後続の分離が可能である限り、互いに異なるものでも良い。チャンネル全 体を測定できるようにするには、データ・バーストとトレーニング・シーケンス の上記の変調について同一の変調周波数を使用するのが好適である。 得られた合成信号は対応するシステム要件にしたがって送信バンド幅を制限す るためにフィルタ手段5によりフィルタする。フィルタ手段5から得られた合成 されフィルタされたTDMA信号は無線周波数(RF)送信手段6に供給されて 、ここから送信アンテナを用いてRFバーストとして合成信号を送信する。 図3の下部に図示してある受信機ユニットは受信アンテナでRFバーストを受 信するRF受信手段7を含む。RF受信手段7は局部発振回路(図示していない )を使用して受信したRFバーストを復調する。復調TDMA信号は望ましくな い周波数成分を除去するためにフィルタ手段8でフィルタする。受信した合成T DMA信号は分岐され、重畳しているトレーニング・シーケンスはたとえば適応 型フィルタなどのフィルタ手段(図示していない)を用いるチャンネル推定手段 11により抽出され検出される。 抽出の種類はトレーニング・シーケンスの自動相関性に依存する。トレーニン グ・シーケンスが良好な自動相関性を呈している場合、簡単なマッチトフィルタ /相関方法を使用できる、即ち信号は受信機で既知のトレーニング・シーケンス と相関される。良好な自動相関性のため、この相関の出力はチャンネル推定にラ ンダム・データ信号のために生成された雑音と、他のユーザからの干渉と、ガウ ス雑音が加わったものである。トレーニング・シーケンスは何らかのランダム・ シーケンスになることがあり、その場合にはさらに複雑な推定方法が必要とされ る。したがって、良好なシーケンスが望ましい。 検出したトレーニング・シーケンスは前記チャンネル推定手段11でチャンネ ル・インパルス応答の所望のパラメータを測定するために使用する。 もう一方の分岐では、トレーニング・シーケンス打ち消し手段11によりトレ ーニング・シーケンスが受信したデータ・バーストから打ち消される。打ち消し は前述のチャンネル推定手段11によってトレーニング・シーケンス打ち消し手 段11へ供給される測定されたチャンネル・インパルス応答パラメータに基づい て干渉打ち消し技術により行なうことができる。トレーニング・シーケンス打ち 消し手段11では、トレーニング・シーケンスを再生成してデータ検出の前に受 信信号から減算できる。 これ以外に、トレーニング・シーケンスの打ち消しは定常的エンベロープ・デ ータ変調の場合に単純なカットオフまたはリミッティング技術により行なえる。 そのため、後続のデータ検出のあらゆる妨害が防止できる。 受信したバーストから重畳トレーニング・シーケンスを打ち消した後、検出回 路10でチャンネル推定手段11からこれも検出回路10へ供給されるチャンネ ル・インパルス応答パラメータに基づいてデータ検出を実行する。最後に、検出 回路10は受信データを出力する。従来の検波回路たとえばMLSE検波器(ビ タビ法)、DFE検波器、その他を検出回路10として使用できる。 本発明は、反復を用いる受信機を提供することでさらに改良され得るものであ る。この場合、チャンネル推定およびデータ検出を最初に実行し、これに続けて 受信データの推定を用いて受信データ信号を再生成する、すなわち検出したビッ トをチャンネル推定で変調およびフィルタする。再生成したデータ信号を受信信 号から減算して新規のチャンネル推定を実行できる。データビットの大半が正し い場合、この処理はチャンネル推定を改善する。これはトレーニング・シーケン スの打ち消しとデータ検出の改善につながる。所望の改善に達するまで反復処理 を数回繰り返すことができる。 周波数エラーを測定するためには、トレーニング・シーケンスの一部分だけを 用いてデータ・バーストの異なる部分で別個(separate)のチャンネル推定を実 行する。この後、チャンネル推定の間の位相エラーを測定し、周波数エラーのイ ンジケータとして用いる。 上記の説明と添付の図面は本発明の図示だけを意図したものであることは理解 されるべきである。つまり、本発明による方法は前述のGSMシステム以外のシ ステムでも使用できる。本発明の方法および受信機と送信機の好適実施例は付属 の請求の範囲内で変化することがある。Description: FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a method of TDMA (Time Division Multiple Access) and its transmitter and receiver. More particularly, the invention relates to digital mobile communication systems, for example GSM systems (GROUPE SPECIAL MOBILE) or DCSs (Digital Cellular Systems). BACKGROUND OF THE INVENTION In the TDMA class of digital mobile communication systems, several users share one carrier. Each user is assigned a separate time slot on its carrier and uses it to send and receive short bursts of data packets separated by guard times. The number of users for one carrier is limited to the number of slots assigned to that particular carrier. For the GSM system, see M.M. Moari, M .; B. Pote, "GSM System for Mobile Communication", Palezo Publishing, France, 1992, ISBN: 2-9507 190-0-7 ("The GSM System for Mobile Communications", M. Moyly and MBPautet, Palaiseau, France, 1992, ISBN: 2-9507190-0-7), and will not be described in further detail herein. In current GSM systems, for example, as described in WO-A-95 / 28771, a predetermined bit sequence of the central part of the data in a TDMA burst is calculated by parameter calculation of the impulse response of each channel, i.e. Used as training sequence required for assumed channel impulse response taps. These parameters are used to eliminate interactions that occur in multipath transmission. Currently, approximately five tap channel impulse responses can be measured with available training sequences. If a longer impulse response has to be measured, a longer training sequence is required, which will reduce the amount of data inside the TDMA burst. Regarding the problem of reduced transmission efficiency with the use of long training sequences, EP-A-0-355-587 eliminates the training preamble inside the TDMA burst and estimates the clock and carrier phase. In between suggests storing the baseband quadrature signal components as sampled data for the entire slot in a delay buffer. However, in this case, a complicated signal processing circuit is required to obtain the required estimation. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a TDMA method capable of measuring long impulse responses and an improvement of its transmitter and receiver. This object is achieved by a TDMA method that includes modulating a training sequence and generating a TDMA burst by superimposing the modulated training sequence on a data signal. Further, the object is to provide a modulating means for modulating a training sequence, a superimposing means for generating a TDMA burst by superimposing a modulated training sequence on a data signal, and a transmitting means for transmitting said TDMA burst. And a transmitter for a TDMA system that includes means. Further, the object is to provide a receiving means for receiving the TDMA burst, an extracting means for extracting the superimposed training sequence from the received TDMA burst, and a means for canceling the superimposed training sequence before data detection. And a receiver for a TDMA system including cancellation means. Since the training sequence is superimposed on the TDMA burst, a long training sequence can be used that can be as long as the entire burst. That is, the training sequence is always available and can be used to measure longer or shorter channel impulse responses. Another advantage of the present invention is that such a training sequence can be used for estimating frequency errors as well as estimating any changes in the channel impulse response to bursts. Preferred embodiments of the method of the invention and its transmitter and receiver are apparent from the appended dependent claims. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS In the following description, the invention and preferred embodiments are described in more detail with reference to the accompanying drawings. In the drawings, FIG. 1 shows a TDMA burst according to the prior art. FIG. 2 shows a TDMA burst according to the invention. FIG. 3 is a block diagram illustrating a transmitter and a receiver of a TDMA system according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, a known TDMA burst according to the GSM specification comprises two information parts (58 bits) separated by a training sequence (26 bits) in the middle of the burst. Further, the burst includes a short start and end sequence (3 bits) at the end of the burst. FIG. 2 shows a TDMA burst according to the invention, where a long training sequence is provided, with less power above (or better below) the data, rather than in the middle of the data. I have. This is particularly suitable for systems that use large bursts, since in this case the training sequence can be taken long enough and can be transmitted with low power. The start and end sequences can be left in the new structure. As training sequences, sequences used in GSM systems or longer CAZAC sequences, such as "Almost Perfect Auto-Correlation Sequences" by Jack Wolfman, IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 38, No. 4, July 1992 ( "Almost perfect autocorrelation sequences" by Jacques Wolfmann, IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 38, No. 4, July 1992) or M-sequences. The sequence is modulated and superimposed, for example, added to the data signal. If the sequence is not long enough, it can be repeated periodically. In this case, good periodic autocorrelation is required. The period should be long enough to guarantee measurement of the required tap amount of the channel impulse response. If the duration of the training sequence is 32 bits, up to 15 taps can be measured, which is sufficient for most applications. Since the total training sequence according to the invention can be longer, the whole sequence can be repeated multiple times. Therefore, the entire training sequence or a part thereof can be used for channel estimation. On the other hand, since the interval must not be too long, the training sequence can be used for estimating the frequency error, i.e. the channel impulse response has several points along the burst to derive phase changes as well as other changes. Can be measured by The power of the superposition training sequence needs to be small enough to prevent excessive disturbance of the modulated TDMA data signal. However, the power should be large enough to get a reliable channel estimate. The power also depends on the length of the burst. In practice, the training sequence power should be 0-10 dB less than the signal power. FIG. 3 is a block diagram showing a transmitter unit and a receiver unit according to an embodiment of the present invention, including parts essential for understanding the present invention. In the upper part of FIG. 3, the transmitter unit includes a burst generating means 1 for generating a burst based on the input data supplied. The generated burst is modulated by the first modulation means. In addition, a second modulating means 3 is provided for separately modulating the supplied training sequence. The modulated training sequence is attenuated, for example, by an adjustable attenuator 4. The attenuation factor of the attenuator 4 is selected to minimize disturbance of the data burst and ensure reliable data detection. The attenuated modulation training sequence is superimposed on the modulation data burst. This can be done, for example, by adding both modulation signals. When Gaussian minimum shift keying (GMSK) is used as the modulation method for transmission, it is desirable that the superposition of the data burst and the training sequence be performed at the intermediate frequency level. If linear modulation is used in a TDMA system, the superposition of data bursts and training sequences may be performed at the baseband level. The training sequence and the method of modulating the data burst may also be different from each other as long as subsequent separation is possible without excessive degradation. To be able to measure the entire channel, it is preferable to use the same modulation frequency for the above modulation of the data burst and the training sequence. The resulting composite signal is filtered by a filter means 5 to limit the transmission bandwidth according to the corresponding system requirements. The combined and filtered TDMA signal obtained from the filter means 5 is supplied to a radio frequency (RF) transmitting means 6 from which the combined signal is transmitted as an RF burst using a transmitting antenna. The receiver unit shown in the lower part of FIG. 3 includes RF receiving means 7 for receiving an RF burst at a receiving antenna. The RF receiving means 7 demodulates the received RF burst using a local oscillation circuit (not shown). The demodulated TDMA signal is filtered by filter means 8 to remove unwanted frequency components. The received combined TDMA signal is split, and the superimposed training sequence is extracted and detected by the channel estimator 11 using a filter (not shown) such as an adaptive filter. The type of extraction depends on the autocorrelation of the training sequence. If the training sequence exhibits good auto-correlation, a simple matched filter / correlation method can be used, i.e. the signal is correlated with a known training sequence at the receiver. For good autocorrelation, the output of this correlation is the channel estimation plus noise generated for the random data signal, interference from other users, and Gaussian noise. The training sequence can be some random sequence, in which case more estimating methods are needed. Therefore, a good sequence is desirable. The detected training sequence is used by the channel estimation means 11 to measure desired parameters of the channel impulse response. In the other branch, the training sequence is canceled by the training sequence canceling means 11 from the received data burst. The cancellation can be performed by an interference cancellation technique based on the measured channel impulse response parameters supplied to the training sequence cancellation means 11 by the channel estimation means 11 described above. The training sequence canceling means 11 can regenerate the training sequence and subtract it from the received signal before data detection. Alternatively, the cancellation of the training sequence can be achieved by a simple cut-off or limiting technique in the case of stationary envelope data modulation. Therefore, any interference with subsequent data detection can be prevented. After canceling the superimposition training sequence from the received burst, the detection circuit 10 performs data detection based on the channel impulse response parameters also supplied from the channel estimation means 11 to the detection circuit 10. Finally, the detection circuit 10 outputs the received data. A conventional detection circuit such as an MLSE detector (Viterbi method), a DFE detector, or the like can be used as the detection circuit 10. The invention can be further improved by providing a receiver that uses repetition. In this case, channel estimation and data detection are performed first, followed by regenerating the received data signal using the estimate of the received data, ie, modulating and filtering the detected bits with channel estimation. A new channel estimation can be performed by subtracting the regenerated data signal from the received signal. If most of the data bits are correct, this process improves the channel estimation. This leads to cancellation of the training sequence and improved data detection. The iterative process can be repeated several times until the desired improvement is reached. To measure frequency error, separate channel estimations are performed on different portions of the data burst using only a portion of the training sequence. Thereafter, the phase error during channel estimation is measured and used as an indicator of frequency error. It is to be understood that the above description and the accompanying drawings are only intended to illustrate the present invention. That is, the method according to the invention can be used in systems other than the GSM system described above. Preferred embodiments of the method and receiver and transmitter of the present invention may vary within the scope of the appended claims.
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